CN109412439B - 抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明主要涉及抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统及方法，驱动串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的第一和第二组开关，在第一和第二组开关互连处的中间节点处产生多电平输出电压。第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与第二组开关中唯一对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或者多个飞跨电容，第一组开关中任意一个开关的第一端和第二组开关中唯一对应的一个互补开关的第二端之间设置有一个或多个第一电容，以及第二组开关中任意一个开关的第一端和第二组开关中唯一对应的一个互补开关的第二端之间设置有一个或多个第二电容。

Description

抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统及方法

技术领域

本发明主要涉及到多电平逆变器技术领域，确切的说，是在涉及到含有多电平逆变电路的拓扑结构中提供能够抑制开关在接通和关断之间切换引发振荡的逆变方案。

背景技术

电力电子技术随着光伏发电领域的发展，能源变换越来越多的应用到逆变系统。在低压小功率领域，电力电子技术渐趋成熟，高功率密度、高效率和高性能成为主流，在高压大功率的工业和输配电技术正成为当今电力电子技术的研究重点。业界希望电力电子装置能够处理越来越高的电压等级和容量等级。如电力系统中的高压直流输电，以静止同步补偿器和有源电力滤波器等为代表的柔性交流输电技术，和以高压变频为代表的大电机驱动和大功率电源装置等。再者，为了满足输出电压谐波含量的要求，又希望这些大功率电力电子装置能工作在高开关频率下，并且尽量减少电磁干扰问题。电力电子器件是电力电子装置的核心，在过去的几十年里，电力电子器件经历了晶闸管、可关断晶闸管、双极型大功率晶体管和场效应控制器件几个阶段。近些年来，各种新型功率器件，集成门极换向晶闸管IGCT和注入增强栅晶体管IEGT等又纷纷出现。

诸多高压大功率变换的解决思路和方法归纳起来大致可分为以下几大类：第一、功率器件的串并联技术，这是一种最简单和直接的方案，可以用较小功率的开关器件实现大功率变换，将器件串联以承受高压，将器件并联以承受大电流，这个看似简单的方法，由于功率器件参数的离散性，需要复杂的动、静态均压电路以及均衡电流电路。均压电路会导致系统控制复杂，损耗增加；而器件均流，对于大部分具有负温度系数的功率器件来说是相当困难的事情。同时，对于器件串并联，驱动电路的要求也大大提高，要求延迟时间接近并尽量短。在关断过程中，由于恢复性能的差异，数量众多的吸收电路也是必不可少的但降低了系统的可靠性，并且这一方案对输出电压谐波改善没有任何贡献，因而应用范围受到了一定的局限。第二、逆变器并联技术是将多个小容量的逆变器并联运行，并联逆变器的数目可以根据系统需要的容量来确定。这种方法的主要优点是：易于实现逆变器模块化也可以灵活扩大逆变系统的容量；易于组成N+1个并联冗余系统，提高运行的可靠性和系统的可维护性。逆变器并联技术的难点在于需要从控制电路上解决电压同步、稳态和动态均流、N+1冗余与热切换三大技术。第三、多重转换技术为了用小容量的功率器件实现大容量的功率变换，还可利用多重技术。所谓的多重技术，就是以多个小功率逆变器在其输入或/和输出端通过变压器串联或并联，逆变器以相同频率不同相位工作，从而达到系统的高功率运行和输入、输出谐波改善的目的。多重技术既可应用于单相电路又可应用于三相电路。多重技术的主要不足之处在于：需要特殊设计的输入输出变压器，它不仅增加了系统的成本，降低了系统的效率，而且当逆变器的数目增多时，变压器的设计将非常困难。第四、组合逆变器相移SPWM技术，基本思想是：在一个由N级模块组成的系统中，所有模块采用相同的调制波，但相邻模块的三角载波相位差异化。这一相位差使得各模块所产生的SPWM脉冲在相位上错开，各模块最终迭加输出的SPWM波形的等效开关频率提高到原来的若干倍，在不提高开关频率的条件下大大减小输出谐波。从广义上来说，相移SPWM组合逆变器，也是一种多重技术。而不同于上面所谓的输出电压多重化，这里采用的是三角载波的多重化，简化了输出变压器的设计。相移SPWM组合逆变器的优点为：采用开关频率较低的大功率开关器件，实现等效的高开关频率输出，开关损耗低，输出谐波含量小，减小输出滤波元件的尺寸和容量，简化了变压器的设计。缺点是仍然需要工频变压器，增加了损耗和成本，没有减小功率器件的电压应力。第五、多电平逆变器技术多电平逆变器技术是一种通过改进逆变器自身拓扑结构来实现高压大功率输出的新型逆变器，它无需升降压变压器和均压电路。由于输出电压电平数的增加，使得输出波形具有更好的谐波频谱，每个开关器件所承受的电压应力较小。

本申请的目标在于：在多电平逆变器中为了防止直通而设计开关的死区时间，但是开关需要续流，压制这期间反向恢复电流容易引起振荡。建立充分考虑多电平逆变器中死区时间的控制方案，基于推导出消弭振荡的途径，将这些措施应用到飞跨电容型的逆变结构中来探讨降低振荡、减少电磁干扰的可行性。最大限度的保障逆变系统中的切换开关的过冲电压应力最小化，尤其是避免杂散电感、寄生电容引起的负面振荡。

发明内容

在本申请披露的一个实施例中，公开了一种抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统，其中主要包括：

串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的第一和第二组开关；

在第一和第二组开关相互连接的中间节点处产生多电平输出电压；

第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或多个飞跨电容；以及

第一组开关中至少一个开关的第一端和第二组开关中与之唯一对应的一个互补开关的第二端之间设置有一个或多个第一电容；和/或

第二组开关中至少一个开关的第一端和第一组开关中与之唯一对应的一个互补开关的第二端之间设置有一个或多个第二电容。

上述的抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统，其中：

所述第二组开关中至少一个开关的第一端和所述第一组开关中与之对应的一个互补开关的第二端之间还设置与第二电容串联的第二二极管；

限定第一和第二组开关中耦合有第二电容和第二二极管的一对互补开关中，因开关切换引发的振荡所导致的脉动电流从第二组开关中的一者的第一端单向流向第一组开关中的另一者的第二端。

上述的抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统，其中：

所述第一组开关中至少一个开关的第一端和所述第二组开关中与之对应的一个互补开关的第二端之间还设置与第一电容串联的第一二极管；

限定第一和第二组开关中耦合有第一电容和第一二极管的一对互补开关中，因开关切换引发的振荡所导致的脉动电流从第一组开关中的一者的第一端单向流向第二组开关中的另一者的第二端。

上述的抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统，其中：

所述第二组开关中一个或多个开关各自的第一端和一个参考节点之间串联连接有第三电容和第三二极管；

限定第二组开关中耦合有第三电容和第三二极管的任意一个开关，因开关切换引发的振荡所导致的脉动电流从该任意一个开关的第一端单向流向参考节点。

上述的抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统，其中：

所述第一组或第二组开关中的每一个开关均包含本体二极管或并联有反向二极管。

所述第一组或第二组开关为功率MOSFET，所以第一端为功率MOSFET的漏极而第二端为功率MOSFET的源极；或者

所述第一组或第二组开关为IGBT，所以第一端为IGBT的集电极而第二端为IGBT的发射极。

在本申请披露的一个实施例中，公开了一种在根据上文所述的抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统中抑制振荡的方法，其方法主要包括：

驱动由第一和第二组开关构成的单臂，用于产生所述中间节点处的多电平输出电压；

将第一组和第二组开关中任意一对互补开关在相对彼此接通或关断的瞬间产生的瞬变反向电流转移到第一和/或第二电容所在的支路中，以减少瞬变振荡。

上述的方法，其中：

第一组和第二组开关中任意一对互补开关之间存在的第一环路包括：该一对互补开关中的一者的第一端与另一者的第二端之间耦合的飞跨电容，该一对互补开关中的一者的第二端与另一者的第一端之间耦合的飞跨电容；

第一组和第二组开关中任意一对互补开关之间存在的第二环路包括：该一对互补开关中的一者的第一端与另一者的第二端之间直接连接的第一电容，和/或该一对互补开关中的一者的第二端与另一者的第一端之间直接连接的第二电容；

所述的方法包括：

第一组和第二组开关中任意一对互补开关在相对彼此接通或关断的瞬间产生的瞬变反向电流从飞跨电容所在的第一环路包括转移到第一和/或第二电容所在的第二环路中。

上述的方法，其中：

所述第一和/或第二电容的电容值低于所述飞跨电容。

上述的方法，其中：

所述第二组开关中一个或多个开关各自的第一端和一个参考节点之间串联连接有第三电容和第三二极管；

所述的方法包括：

第二组开关中耦合有第三电容和第三二极管的任意一个开关因开关切换引发的振荡所导致的脉动电流从该任意一个开关的第一端单向流向参考节点。

上述的方法，其中：

所述第二组开关中至少一个开关的第一端和所述第一组开关中与之对应的一个互补开关的第二端之间还设有与第二电容串联的第二二极管；

所述的方法包括：在第一和第二组开关中耦合有第二电容和第二二极管的一对互补开关中，因开关切换引发的振荡所导致的脉动电流被从第二组开关中的一者的第一端单向引导流向第一组开关中的另一者的第二端。

或者

所述第一组开关中至少一个开关的第一端和所述第二组开关中与之对应的一个互补开关的第二端之间还设置与第一电容串联的第一二极管；

所述的方法包括：在第一和第二组开关中耦合有第一电容和第一二极管的一对互补开关中，因开关切换引发的振荡所导致的脉动电流被从第一组开关中的一者的第一端单向引导流向第二组开关中的另一者的第二端。

本申请的核心在于：在开关管的漏极或源极附近增加与主飞跨电容例如薄膜电容并联的贴片陶瓷电容满足开关瞬间的电流需求，并且以极小的回路电感配合实现换流获得瞬间较小的激发的电压尖峰。原本由于回路中杂散电感的存在，导致在开关动作时激发一个较高的尖峰电压，此尖峰电压的存在不但影响最终输出，而且有损坏开关器件的可能。若单纯只从印刷电路板的布局角度去优化，效果非常有限，因为飞跨电容一般为薄膜电容的寄生电感及引脚电感是无法避免的，线路的长度也受限于电容较大体积无法过度减小。根据实际中导致电压尖峰产生的电流路径，将上下两只开关管及两侧飞跨电容作为单元进行优化而通过在开关管两侧增加小容量的高压贴片陶瓷电容，实现小的回路长度与面积，例如陶瓷电容的容量可满足开关瞬间的电流需求即可，电压尖峰几乎不存在。

附图说明

为使上述目的和特征及优点能够更加明显易懂，下面结合附图对具体实施方式做详细的阐释，阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本申请的特征和优势将显而易见。

图1是常规的飞跨电容式的多电平逆变器所采用的电流拓扑的架构。

图2是由高频切换开关的控制来产生工频交流电的多电平逆变系统。

图3是由三个上臂开关和三个下臂开关构成多电平逆变系统的架构。

图4至图11是上臂开关和下臂开关在可选驱动方案中输出多电平的范例。

图12是上臂开关和下臂开关中的互补开关间接通或关断切换的死区范例。

图13是互补开关和互补开关间之间的飞跨电容之间构成第一环路的示例。

图14是互补开关和互补开关间之间的第一电容之间构成第二环路的示例。

图15是在第二环路中添加引导振荡伴随的电流单向流动的单独的二极管。

图16是在第二环路中添加引导振荡伴随的电流单向流动的成对的二极管。

图17是为每一个下臂开关均设置独立引导振荡伴随的电流的二极管路径。

具体实施方式

下面将结合各实施例，对本发明的技术方案进行清楚完整的阐述，所描述的实施例仅是本发明用作叙述说明所用的实施例而非全部的实施例，基于该实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下获得的方案都属于本申请的保护范围。

参见图1所示，随着控制理论和电力电子技术、半导体技术的飞速发展，寻找成本更低而效率更高的逆变器实现单相或多相交流电成为电力电子的热点，其中飞跨电容式的多电平逆变电路引起行业及中大功率交流电机调速领域的极大关注，具备小谐波失真和低的半导体器件应力以及逆变系统的低电磁干扰是它的诸多优势。图中在传输线LNA和传输线LNB之间提供直流电压源，假定传输线LNA上具有电位VD而传输线LNB上具有电位VR，则输出给多电平逆变器的直流电压为VD减去VR。第一组开关SA1-SA6和第二组开关SB1-SB6构成了多电平逆变器的一个臂，当然这里每组开关的数量可以不限制于六个而是更多或更少的数量，其中第一组开关中的各个开关SA1-SA6串联连接在上述传输线LNA和一个中间节点NX之间，相对应，第二组开关中的各个开关SB1-SB6串联连接在该中间节点NX和上述传输线LNB之间。定义开关具有第一和第二端及接收控制信号的控制端，控制信号如果控制开关接通则第一端和第二端之间导通，或者控制开关关断则第一端和第二端之间断开。第一组开关SA1-SA6中各开关的位置关系例如是：首个开关SA1的第一端连接到传输线LNA，后一个开关SA2的第一端连接到其相邻的前一个开关SA1的第二端，以及后一个开关SA3的第一端连接到其相邻的前一个开关SA2的第二端，按照该法则可以依此类推，后一个开关SA5的第一端连接到其相邻的前一个开关SA4的第二端，而末尾的开关SA6的第一端连到开关SA5的第二端及开关SA6的第二端连到上述的中间节点NX。所以第一组开关SA1-SA6中首个开关SA1的第一端连到传输线LNA且末尾开关SA6的第二端连到中间节点NX、任意后一个开关的第一端连接到相邻的前一个开关的第二端。与之相对应，第二组开关SB1-SB6中各开关的位置关系例如是：首个开关SB1的第二端连接到传输线LNB，后一个开关SB2的第二端连接到其相邻的前一个开关SB1的第一端，以及后一个开关SB3的第二端连接到其相邻的前一个开关SB2的第一端，按照该法则可以依此类推，后一个开关SB5的第二端连接到其相邻的前一个开关SB4的第一端，而末尾的开关SB6的第二端连到开关SB5的第一端及末尾的开关SB6的第一端连到中间节点NX。拓扑结构上有：第二组开关SB1-SB6中首个开关SB1的第二端连到传输线LNB上且末尾开关SB6的第一端连到中间节点NX、任意的后一个开关的第二端连接到相邻的前一个开关的第一端。

参见图1所示，在拓扑结构中第一组开关SA1-SA6排序是从连到传输线LNA的首个开关SA1依次排序到连到中间节点NX的末尾的开关SA6，而多电平逆变拓扑结构中第二组开关SB1-SB6的排序则是从连到传输线LNB的首个开关SB1依次排序到连到中间节点NX的末尾的开关SB6。第一组中的首个开关SA1和第二组中的首个开关SB1互为互补开关，第一组中的第二开关SA2和第二组中的第二开关SB2为互补开关，第一组中的第三开关SA3和第二组中的第三开关SB3为互补开关，并且还有第一组中的该第四开关SA4和第二组中的第四开关SB4互补，第一组中的第五开关SA5和第二组中的第五开关SB5互为互补，依此类推，至定义第一组中的第六开关SA6和第二组开关中的第六开关SB6为互补开关，互补开关意味着互补的两者中的一者接通则另一者关断。作为飞跨电容式的多电平逆变器，第一组开关SA1-SA6中任意相邻的一对开关间的一个互连节点与第二组开关SB1-SB6中相对应的一对相邻开关间的一个互连节点之间设置/连接有一个或多个飞跨电容，藉此构成飞跨电容Flying-Capacitor型多电平逆变器，注意飞跨电容式多电平逆变器中对于互补开关的驱动方式必须满足：一对互补开关中的一者接通则另一者关断，而且两者不能同时接通而必须设有死区时间。

参见图1所示，第一组开关中相邻的一对开关SA1-SA2之间的互连节点NA1与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB1-SB2之间的互连节点NB1之间连接有一个或多个电容C1，其中：开关SA1的第二端和开关SA2的第一端连接于互连节点NA1以及开关SB1的第一端和开关SB2的第二端连接于互连节点NB1。

参见图1所示，第一组开关中相邻的一对开关SA2-SA3之间的互连节点NA2与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB2-SB3之间的互连节点NB2之间连接有一个或多个电容C2，其中：开关SA2的第二端和开关SA3的第一端连接于互连节点NA2以及开关SB2的第一端和开关SB3的第二端连接于互连节点NB2。

参见图1所示，第一组开关中相邻的一对开关SA3-SA4之间的互连节点NA3与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB3-SB4之间的互连节点NB3之间连接有一个或多个电容C3，其中：开关SA3的第二端和开关SA4的第一端连接于互连节点NA3以及开关SB3的第一端和开关SB4的第二端连接于互连节点NB3。

参见图1所示，第一组开关中相邻的一对开关SA4-SA5之间的互连节点NA4与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB4-SB5之间的互连节点NB4之间连接有一个或多个电容C4，其中：开关SA4的第二端和开关SA5的第一端连接于互连节点NA4以及开关SB4的第一端和开关SB5的第二端连接于互连节点NB4。

参见图1所示，第一组开关中相邻的一对开关SA5-SA6之间的互连节点NA5与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB5-SB6之间的互连节点NB5之间连接有一个或多个电容C5，其中：开关SA5的第二端和开关SA6的第一端连接于互连节点NA5以及开关SB5的第一端和开关SB6的第二端连接于互连节点NB5。

参见图2所示，与图1展示的十二开关/七电平逆变电路单臂的特定实施方式略有所不同，图2采用了开关数量可调节的单臂，上臂和下臂开关都是K+1个，该拓扑结构具有广泛的代表性。上桥臂SA_1至SA_K+1和下桥臂SB_1至SB_K+1相对应的分别构成了飞跨电容式的多电平逆变器的第一组开关和第二组开关。图1是以第一组六个开关和第二组六个开关作为范例，且第一和第二组开关均是由耦合到开关的控制端的高频脉宽调制信号/控制信号PWM来控制开关在关断和导通之间切换。实际上第一组和第二组的开关数量不限制于六个，如图2那样可以适应性的选择更多或更少的开关数量而且开关可以采用IGBT、MOSFET或晶闸管等功率开关。在图2中，第一组开关中任意相邻的两个开关SA_K和SA_K+1两者间的互连节点NA_K与第二组开关中相对应两个相邻的开关SB_K和SB_K+1两者间的互连节点NB_K之间连接有飞跨电容C_K，这里K为自然数。第一对开关SA_K及SA_K+1和之相应的第二对开关SB_K及SB_K+1中，第一组中的开关SA_K与第二组中的开关SB_K互补，以及，第一组中的开关SA_K+1与第二组中的开关SB_K+1互补。上桥臂SA_1至SA_K+1和下桥臂SB_1至SB_K+1相连于上文介绍的中间节点NX——也即臂点，数量为K+1的开关分别应用于上下桥臂。参见图2所示，在拓扑中第一组开关的排序是从连到传输线LNA的首个开关SA_1依次排序到连到中间节点NX的末尾的开关SA_K+1，而拓扑中第二组开关的排序则是从连接到传输线LNB的首个开关SB_1依次排序到连到中间节点NX的末尾的开关SB_K+1。直流电压源从传输线LNA和传输线LNB之间输入，多电平交流电从中间节点NX输出，并且还可以在中间节点NX连接如图1那样的滤波电感LX。第一组和第二组开关通常被认为是构成了多电平逆变器的单臂，多个单臂组合就可以构成多相逆变器。图2由于总的单臂开关数量是K+1的两倍，所以某些实施例中可以实现K+2的电平数量。

参见图3所示，在可选但非必须的实施例中，多电平逆变器包括连在传输线LNA和中间节点NX之间的第一组开关SA1-SA3，多电平逆变器还包括连接在传输线LNB和中间节点NX之间的第二组开关SB1-SB3，上桥臂SA1-SA3串联在传输线LNA和中间节点NX之间以及下桥臂SB1-SB3串联在传输线LNB和中间节点NX之间，还可以直接表述为第一组开关和第二组开关串联在传输线LNA和传输线LNB之间。其中：第一组开关中任意相邻的一对开关SA1-SA2之间的互连节点NA1与第二组开关中相应的一对相邻开关SB1-SB2之间的互连节点NB1之间设置有一个或多个电容C11，以及第一组开关中任意相邻的一对开关SA2-SA3之间的互连节点NA2与第二组开关中相应的一对相邻开关SB2-SB3之间的互连节点NB2之间设置有一个或多个电容C22。正如上文介绍的那样：开关SA1与SB1互补，开关SA2与SB2互补，开关SA3与SB3互补，藉此构成飞跨电容型多电平逆变器。上文的第一组和第二组开关都是功率半导体开关，它们具有第一和第二端及接收控制信号/调制信号的控制端，控制信号如果控制该些开关接通则相当于开关的第一端和第二端之间导通，或控制该些开关予以关断则相当于开关的第一端和第二端之间被断开，例如第一端和第二端可以是场效应管的漏极端和源极端或相反，例如是绝缘栅双极晶体管的集电极和发射极或相反，当然也还可以是常规晶闸管的阳极和阴极或相反，而开关的控制端是栅极或闸极端等，开关还可以用可控硅开关器件等。逆变器单臂拓扑结构可以实现四电平逆变，本申请在该实施例中虽然是以四电平作为范例来阐释发明精神，但不意味着本申请仅仅限制于四电平。输出端OUT耦合到中间节点NX处并且它们之间可以设置电感LX，可以在输出端OUT与参考地GND间布置负载。关于半导体功率开关，除了传统的场效应晶体管，集成门极换流晶闸管、门极关断晶闸管、大功率晶体管之外，电子注入增强栅晶体管等都可以应用到本发明中。

参见图3所示，设传输线LNA具有电位VD而传输线LNB具有电位VR则输入给多电平逆变器的直流电压为VD减去VR，设它们的差值等于U。如果我们再假定在参考地电势GND和传输线LNA之间串联有电容CS1-CS2等，以及还在参考地电势GND和传输线LNB之间串联有电容CS3-CS4等，相当于将多电平逆变器的直流输入电压U分成两个等份，譬如传输线LNA相对于参考地电势GND的正U/2电位，传输线LNB相对于参考地电势GND的负U/2电位，仍然满足VD1－VR1＝U。假设电容C11-C22上面充电建立电压的阶段，电容C11充电为U/2以及电容C22充电为U/4。后续内容我们将以作为范例的驱动所谓的单臂的一种方案来产生多电平为例阐释本申请，图4-图11中如果某个开关被标识了叉符号“×”则意味着该开关是关断的反之是接通的。单臂的第一组和第二组开关的接通或关断状态实质上由微处理器的输出控制信号或调制信号来控制，例如逻辑器件、复数的处理器、控制装置、状态机、控制器、芯片、软件驱动、门阵列和/或其他的等同控制器，其中以脉宽调制信号PWM尤为典型。

参见图4所示，飞跨电容式的多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式为：上臂的第一组开关SA1-SA3全部关断，与之相应，上下臂对应的互补关系中使得下臂的第二组开关SB1-SB3全部接通。此模式下多电平逆变器的中间节点NX处的输出电平相对参考地电势大约是负的U/2，而且电容C11和C22不充电也不放电。

参见图5所示，飞跨电容式的多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式为：上臂的第一组开关SA1-SA3中的SA3接通而SA1/SA2关断，上下臂对应的互补关系中使得下臂的第二组开关SB1-SB3中的SB3关断而SB1/SB2接通。此模式下多电平逆变器的中间节点NX处的输出电平相对参考地电势大约是负的U/4，电容C22放电。

参见图6所示，飞跨电容式的多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式为：上臂的第一组开关SA1-SA3中的SA2接通而SA1/SA3关断，上下臂对应的互补关系中使得下臂的第二组开关SB1-SB3中的SB2关断而SB1/SB3接通。此模式下多电平逆变器的中间节点NX处的输出电平相对参考地电势大约是负的U/4，电容C11放电。

参见图7所示，飞跨电容式的多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式为：上臂的第一组开关SA1-SA3中的SA1关断而SA2/SA3接通，上下臂对应的互补关系中使得下臂的第二组开关SB1-SB3中的SB1接通而SB2/SB3关断。此模式下多电平逆变器的中间节点NX处的输出电平相对参考地电势大约是0，电容C11放电。

参见图8所示，飞跨电容式的多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式为：上臂的第一组开关SA1-SA3中的SA1接通而SA2/SA3关断，上下臂对应的互补关系中使得下臂的第二组开关SB1-SB3中的SB1关断而SB2/SB3接通。此模式下多电平逆变器的中间节点NX处的输出电平相对参考地电势大约是0，电容C11充电。

参见图9所示，飞跨电容式的多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式为：上臂的第一组开关SA1-SA3中的SA2关断而SA1/SA3接通，上下臂对应的互补关系中使得下臂的第二组开关SB1-SB3中的SB2接通而SB1/SB3关断。此模式下多电平逆变器的中间节点NX的输出电平相对参考地电势大约是U/4，电容C11充电而电容C22放电。

参见图10所示，飞跨电容式的多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式为：上臂的第一组开关SA1-SA3中的SA3关断而SA1/SA2接通，上下臂对应的互补关系中使得下臂的第二组开关SB1-SB3中的SB3接通而SB1/SB2关断。此模式下多电平逆变器的中间节点NX的输出电平相对参考地电势大约是U/4，电容C22充电。

参见图11所示，飞跨电容式的多电平逆变器单臂的开关导通/关断组合模式为：上臂的第一组开关SA1-SA3全部接通，与之对应，上下臂对应的互补关系中使得下臂的第二组开关SB1-SB3全部关断。此模式下多电平逆变器的中间节点NX的输出电平相对参考地电势大约是U/2，电容C11和电容C22即不充电又不放电。

参见图3所示，多电平逆变器的第一组开关SA1-SA3和第二组开关SB1-SB3在具有第一频率的控制信号或调制信号的驱动下，产生多电平输出电压，从而可以将多电平输出电压调制成交流电。用一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲(多电平)来代替正弦波波形或正弦半波的局部波形，如业界的SPWM波形——也即脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形那样调制。对上臂开关和下臂开关的调制，获得需要的含幅值和形状的等效正弦波波形，脉冲的宽度按正弦规律变化从而和交流电正弦波等效的PWM波形也称SPWM波形，从而输出的脉动电压的面积与希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。上文所言的负的U/2、负的U/4及0和正的U/4和正的U/2属于多电平输出电压，飞跨电容多电平逆变器的上臂和下臂(单臂/桥臂)受PWM的驱动产生多电平，并利用产生的多电平来合成所谓的按正弦规律变化的正弦波属于业界的常识，本申请不再赘述。

参见图12所示，以上文介绍的互补开关SA2和SB2为例：先行设定驱动第一组开关中的一个上臂开关SA2的接通时段为SA2-ON，而相对应的驱动上臂开关SA2的关断时段为SA2-OFF；作为互补开关，还设定驱动第二组开关中的一个下臂开关SB2的接通时段为SB2-ON，而相对应的驱动下臂开关SB2的关断时段为SB2-OFF。因此这对互补开关SA2和SB2当中的任意一个在逆变器产生多电平的过程中就一直在接通和关断之间进行切换，开关SA2接通时开关SB2关断以及开关SA2关断时开关SB2接通。我们会发现开关SA2的接通时段和开关SB2的接通时段没有交叉：例如时刻T1-T2之间我们打算开始关断开关SA2而接通开关SB2，那么开关SA2和开关SB2的接通之间设有延时也即所谓的死区时间T1-T2。还譬如时刻T3-T4之间我们打算开始关断开关SB2而接通开关SA2，则开关SA2和开关SB2的接通之间设有延时即所谓的死区时间T3-T4。

参见图13所示，上臂开关SA2的第一端耦合到互连节点NA1及上臂开关SA2的第二端耦合到互连节点NA2，互补的下臂开关SB2的第一端耦合到互连节点NB2及下臂开关SB2的第二端耦合到互连节点NB1。由于开关SA-SB是功率半导体开关，常见的有引脚式的也有贴片式的还有倒装式的，无论那种类型的晶片封装(Assembly)都必须要求半导体开关的引脚/触点和印刷电路板上用于承接引脚/触点的焊盘对接，最常用的是利用焊锡料或是共晶焊的对接方式。晶片封装内部的打线(Wire Bonding)及对接焊点和印刷电路板上的布线等都存在寄生电容/电感，寄生电感又称杂散电感。时刻T1-T2上臂开关SA2截止，在该期间，功率开关自身的或者芯片和电路板间的接线或印刷电路板上的导电布线等带有杂散电感。在图13中特意描绘了互连节点NA1和飞跨电容C11之间存在有寄生的杂散电感LP1，以及互连节点NB1和飞跨电容C11之间存在有寄生的杂散电感LP2。上臂开关SA2的第一端和互连节点NA1间存在寄生的杂散电感LA1，以及上臂开关SA2的第二端和互连节点NA2间存在寄生的杂散电感LA2。互连节点NA2和飞跨电容C22之间存在有寄生的杂散电感LP3，以及互连节点NB2和飞跨电容C22之间存在有寄生的杂散电感LP4。下臂开关SB2的第一端和互连节点NB2间存在寄生的杂散电感LB2，下臂开关SB2的第二端和互连节点NB1间存在寄生的杂散电感LB1。由于下臂开关SB2的第一端耦合的节点NB2的电势在开关SA2关断下发生急剧变化，图13所示的时刻T1-T2上臂开关SA2截止，杂散电感会导致节点NB2的电势VNB2出现一些甚至低于VR电势的负过冲，如图12所示的粗略的VNB2曲线。在时刻T1-T2这个期间下臂开关SB2仍然没有接通，强迫该下臂开关SB2的本体二极管DB2续流。之后该下臂开关SB2在时刻T2开始接通则续流的电流转移该下臂开关SB2自身的沟道区，也即转为有该下臂开关SB2续流，直至延续到时刻T3。时刻T3-T4下臂开关SB2截止但是上臂开关SA2准备接通而未接通，也是死区时间，由于下臂开关SB2关断所以再次强迫该下臂开关SB2的本体二极管DB2续流。时刻T4开始上臂开关SA2开始接通，此时下臂开关的本体二极管DB2进入截止状态，而且由于上臂开关SA2接通，所以开始移除本体二极管DB2的PN结内存在的之前存储的少数载流子电荷，通过上臂开关SA2接通将给本体二极管DB2反向偏置，来移除该存储电荷，该事件称之为强迫二极管恢复或者还可以称之为反向恢复。节点NB2的电势VNB2的瞬态电压DV/DT依赖于电路中的寄生电容和杂散电感情况，高的瞬态变化率可能引起振荡RING或噪声以及电磁干扰，而且该节点NB2的电势VNB2甚至能过冲到VD电位以上。

参见图13所示，第一组开关和第二组开关中任意一对互补开关SA2-SB2之间存在的第一环路/回路IPA包括：互补开关SA2-SB2的一者SA2的第一端与另一者SB2的第二端之间耦合的飞跨电容C11，除此之外，互补开关SA2-SB2中的一者SA2的第二端与另一者SB2的第一端之间耦合的飞跨电容C22。第一环路IPA从开关SA2的漏极到该节点NA1再到飞跨电容C11并到节点NB1，然后到开关SB2的源极，再从开关SB2的漏极到节点NB2和进一步到飞跨电容C22，回到节点NA2和开关SA2的源极。由于寄生的电感和电容会导致第一环路IPA产生类似谐振的问题，较为严重的情况下会导致该环路中的各个开关被损坏，这是不可逆的热损坏。

参见图14所示，在一个可选但非限制性的实施例中，需要在多电平逆变器的第一输入端IN1和第二输入端IN2处接收直流的输入电压，而且如图1第一输入端IN1耦合到传输线LNA而第二输入端IN2耦合到传输线LNB。第一和第二组开关串联连接在接收直流输入电压的第一输入端IN1和第二输入端IN2之间。在第一和第二组开关相互连接的中间节点NX处产生多电平输出电压。在可选但非限制性的实施例中，第一组开关中任意相邻的一对开关例如SA1-SA2间的互连节点NA1与第二组开关中相对应的一对相邻开关如SB1-SB2间的互连节点NB1之间连接有一个或多个飞跨电容C11，第一组开关中任意相邻的一对开关如SA2-SA3间的互连节点NA2与第二组开关中相对应的一对相邻开关如SB2-SB3间的互连节点NB2之间连接有一个或多个飞跨电容C22。在可选但非限制性的实施例中，第一组开关中至少一个开关例如SA2的第一端和第二组开关中与之唯一对应的一个互补开关SB2的第二端之间设置有一个或多个第一电容如CA1。在可选的实施例中，第二组开关中至少一个开关例如SB2的第一端和第一组开关中与之唯一对应的一个互补开关例如SA2的第二端之间设置有一个或多个第二电容CA2。第一电容和第二电容都可以独立存在的使用或一起使用，如仅仅保留第一电容CA1而从拓扑结构中去掉第二电容CA2，或仅仅保留第二电容CA2而从拓扑结构中去掉第一电容CA1，或在拓扑结构中同时保留第一电容CA1和第二电容CA2。

参见图14所示，在一个可选但非限制性的实施例中，抑制振荡的方法包括，在驱动由第一和第二组开关构成的单臂(上下臂)用于产生所述中间节点NX处的多电平输出电压的过程中，第一组和第二组开关中任意一对互补开关例如SA2-SB2在相对彼此接通或关断的瞬间产生的瞬变反向电流(例如反向恢复电流)被转移到第一和/或第二电容所在的支路IPB中，以减少瞬变振荡Ring。第一组和第二组开关中任意一对互补开关之间存在的第二环路/回路IPB包括：互补开关SA2-SB2中的一者例如SA2的第一端如漏极与另一者如SB2的第二端如源极之间直接连接的第一电容CA1，和/或互补开关SA2-SB2中的一者例如SA2的第二端如源极与另一者如SB2的第一端如漏极之间直接连接的第二电容CA2。实质上第二环路IPB从开关SA2的漏极到第一电容CA1并到开关SB2的源极处，再从开关SB2的漏极到开关SA2的源极，回到开关SA2。由于寄生的电感和电容导致原本在第一环路IPA中产生类似谐振的问题转移到第二环路IPB，第一环路中由恢复电流诱发产生的振荡的飞跨电容及其支路被第一和/或第二电容CA1-CA2短路。在一个可选但非限制性的实施例中，瞬变反向电流被转移到第二环路IPB有个优势，因为电流可以从开关SA2的漏极沿着节点NA1流回到飞跨电容C11储能，或者是电流还可以从该开关SA2的源极沿着节点NA2流回到飞跨电容C22储能。飞跨电容C11-C22在上文介绍的内容中就详细的阐释过，在不断的充放电，那么这里的瞬变反向电流的转移动作不仅仅是避免振荡还可以实现收集能量而降低开关损耗，注意这种收集能量的电流走向和引起谐振的电流方向是反向的，可进一步抑制振荡事件。藉此，第一组开关和第二组开关中任意一对互补开关SA2-SB2在相对彼此接通或关断的瞬间产生的瞬变反向电流从飞跨电容所在的第一环路IPA转移到第一和/或第二电容CA1-CA2所在的第二环路IPB中。第二环路可以流经开关SA2自身或它的本体二极管或反向并联二极管DA2。

参见图15所示，在一个可选但非限制性的实施例中，第二组开关中至少一个开关的第一端(如开关SB2的漏极)和第一组开关中与之对应的一个互补开关的第二端(如开关SA2的源极)之间还设置与第二电容CA2串联的第二二极管DS2。在这个可选的实施例中进一步限定第一和第二组开关中耦合有第二电容和第二二极管CA2-DS2的这对互补开关SA2-SB2中，因开关切换(例如开关SA2由接通切换到关断、以及SB2由关断切换到接通)引发的振荡所导致的脉动电流(例如反向电流)从互补开关位于第二组开关中的一者如SB2的第一端如漏极单向流向位于第一组开关中的另一者如SA2的第二端如源极。虽然限定反向电流单向流动不是必须的，但采纳对恢复电流进行了定向流动的方案可以缩小反向电流流向飞跨电容的时间和防止汲取飞跨电容的能量。图中二极管DS2的阳极连接到SB2的漏极和在DS2的阴极与SA2的源极之间连接电容CA2，但是实际上这里的电容CA2和二极管DS2位置可以对调，只要它们满足串联连接在开关SA2的源极和开关SB2的漏极之间即可，作为可替代的实施例。

参见图16所示，在一个可选但非限制性的实施例中，第一组开关中至少一个开关的第一端(如开关SA2的漏极)和第二组开关中与之对应的一个互补开关的第二端(如开关SB2的源极)之间还设置与第一电容CA1串联的第一二极管DS1。在这个可选的实施例中进一步限定第一和第二组开关中耦合有第一电容和第一二极管CA1-DS1的这对互补开关SA2-SB2中，因开关切换(例如开关SA2由接通切换到关断、以及SB2由关断切换到接通)引发的振荡所导致的脉动电流(例如反向恢复电流)，可以从位于第一组开关中的一者的第一端(如开关SA2的漏极)单向的流向位于第二组开关中的另一者的第二端(譬如开关SB2的源极)，保障部分瞬变反向电流在第二环路IPB中环向流动。在可选的实施例中，二极管DS1的阴极连到SB2的源极和在DS1的阳极与SA2的漏极之间连接电容CA1，注意这里电容CA1和二极管DS1位置可以对调，只要它们满足串联连接在开关SA2的漏极和开关SB2的源极之间即可，作为可替代的实施例。

参见图17所示，在一个可选但非限制性的实施例中，第二组开关中一个或多个开关各自的第一端和一个参考节点之间串联有第三电容和第三二极管：开关SB1的第一端如漏极和参考节点GND间串联连接有第三电容CL1和第三二极管DL1，二极管DL1的阳极连到SB1的漏极和在DL1的阴极与参考电势GND间连电容CL1。开关SB2的第一端如漏极和参考节点GND间串联连接有第三电容CL2和第三二极管DL2，二极管DL2的阳极连到SB2的漏极和在DL2的阴极与参考电势GND之间连电容CL2。开关SB3的第一端如漏极和参考节点GND间串联连接有第三电容CL3和第三二极管DL3，二极管DL3的阳极连到SB3的漏极和在DL3的阴极与参考电势GND之间连电容CL3。在一个可选但非限制性的实施例中，由于寄生的电感和电容导致原本在第一环路IPA中产生类似谐振通过第三电容和第三二极管的支路DL-CL转移到相对于参考电位GND的第三电容中予以存储，瞬变反向电流被转移到第三电容CL1-CL3有个优势：因为能量可以从第三电容流回到传输线LNA上，例如，第三电容CL1的耦合到第三二极管DL1阴极的一端可以耦合到传输线LNA上，第三电容CL2的耦合到第三二极管DL3阴极的一端可以耦合到传输线LNA上，第三电容CL3的耦合到第三二极管DL3阴极的一端也可以耦合到传输线LNA上，也即它们向传输线LNA提供电源。这里的瞬变反向电流的转移动作不仅仅是避免振荡还可以实现收集能量而降低开关损耗，飞跨电容C11-C22所在的第一环路的抑制振荡被转移到第三电容和第三二极管的支路DL-CL上。图14和图15及图16各自的实施例可以单独使用，也可以在同一个拓扑中出现。第一组开关和第二组开关中任意一对互补开关SA2-SB2在相对彼此接通或关断的瞬间产生的瞬变反向电流从飞跨电容所在的第一环路IPA转移到第一和/或第二电容CA1-CA2所在的第二环路IPB中，这是上文中所谓图14或图15或图16中的实施例。图14和图17可以结合作为一个实施例，以及图15和图17可以结合作为一个实施例，或图16和图17结合作为一个实施例，在这些实施例中：瞬变反向电流除了流向第二环路IPB，还会流向图17中第三电容和第三二极管DL1-CL1、DL2-CL2、DL3-CL3它们各自所在的支路。所以：第二组开关中耦合有第三电容和第三二极管的任意一个开关因开关切换引发的振荡所导致的脉动电流还从该任意一个开关的第一端单向流向参考节点GND。

参见图5所示SA1-SA2关断和SA3接通而SB1-SB2接通和SB3关断。参见图6所示SA1-SA3关断和SA2接通而SB1-SB3接通和SB2关断。参见图7所示SA2-SA3接通和SA1关断而SB2-SB3关断和SB1接通。参见图8所示SA2-SA3关断和SA1接通而SB2-SB3接通和SB1关断。参见图9所示SA1-SA3接通和SA2关断而SB1-SB3关断和SB2接通。参见图10所示SA1-SA2接通和SA3关断而SB1-SB2关断和SB3接通。参见图4所示SA1-SA2-SA3全关断和SB1-SB2-SB3全接通。以及参见图11所示SA1-SA2-SA3全接通和SB1-SB2-SB3全关断。图4至图11的驱动方式是全部驱动方式中的可选的一种，而不是仅有的一种。

综上所述：在开关管的漏极或源极附近增加与主飞跨电容例如薄膜电容并联的贴片陶瓷电容满足开关瞬间的电流需求，原本由于回路中杂散电感的存在，导致在开关动作时激发的较高的尖峰电压通过合适的电流路径进行引导，实现电压尖峰的抑制。

以上通过说明和附图的内容，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述申请提出了现有的较佳实施例，这些内容不作为局限。对于本领域的技术人员而言，阅读上述说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在本申请权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。

Claims (8)

1.一种抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统，其特征在于，包括：

串联连接在接收直流输入电压的第一和第二输入端之间的第一和第二组开关；

在第一和第二组开关相互连接的中间节点处产生多电平输出电压；

第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或多个飞跨电容；以及

第一组开关中至少一个开关的第一端和第二组开关中与之唯一对应的一个互补开关的第二端之间设置有一个或多个第一电容；和/或

第二组开关中至少一个开关的第一端和第一组开关中与之唯一对应的一个互补开关的第二端之间设置有一个或多个第二电容。

2.根据权利要求1所述的抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统，其特征在于：

所述第二组开关中至少一个开关的第一端和所述第一组开关中与之对应的一个互补开关的第二端之间还设置与第二电容串联的第二二极管；

限定第一和第二组开关中耦合有第二电容和第二二极管的一对互补开关中，因开关切换引发的振荡所导致的脉动电流从第二组开关中的一者的第一端单向流向第一组开关中的另一者的第二端。

3.根据权利要求1所述的抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统，其特征在于：

所述第一组开关中至少一个开关的第一端和所述第二组开关中与之对应的一个互补开关的第二端之间还设置与第一电容串联的第一二极管；

限定第一和第二组开关中耦合有第一电容和第一二极管的一对互补开关中，因开关切换引发的振荡所导致的脉动电流从第一组开关中的一者的第一端单向流向第二组开关中的另一者的第二端。

4.根据权利要求1所述的抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统，其特征在于：

所述第二组开关中一个或多个开关各自的第一端和一个参考节点之间串联连接有第三电容和第三二极管；

限定第二组开关中耦合有第三电容和第三二极管的任意一个开关，因开关切换引发的振荡所导致的脉动电流从该任意一个开关的第一端单向流向参考节点。

5.根据权利要求1所述的抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统，其特征在于：

所述第一组或第二组开关中的每一个开关均包含本体二极管或并联有反向二极管；

所述第一组或第二组开关为功率MOSFET，所以第一端为功率MOSFET的漏极而第二端为功率MOSFET的源极；或者

所述第一组或第二组开关为IGBT，所以第一端为IGBT的集电极而第二端为IGBT的发射极。

6.一种在根据权利要求1所述的抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统中抑制振荡的方法，其特征在于：

在驱动由第一和第二组开关构成的单臂用于产生所述中间节点处的多电平输出电压的过程中，第一组和第二组开关中任意一对互补开关在相对彼此接通或关断的瞬间产生的瞬变反向电流被转移到第一和/或第二电容所在的支路中，以减少瞬变振荡；

第一组和第二组开关中任意一对互补开关之间存在的第一环路包括：该一对互补开关中的一者的第一端与另一者的第二端之间耦合的飞跨电容，该一对互补开关中的一者的第二端与另一者的第一端之间耦合的飞跨电容；

第一组和第二组开关中任意一对互补开关之间存在的第二环路包括：该一对互补开关中的一者的第一端与另一者的第二端之间直接连接的第一电容，和/或该一对互补开关中的一者的第二端与另一者的第一端之间直接连接的第二电容；

所述的方法包括：

第一组和第二组开关中任意一对互补开关在相对彼此接通或关断的瞬间产生的瞬变反向电流从飞跨电容所在的第一环路被转移到第一和/或第二电容所在的第二环路中。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于：

所述第一和/或第二电容的电容值低于所述飞跨电容。

8.一种在根据权利要求1所述的抑制开关切换引发振荡的飞跨电容多电平逆变系统中抑制振荡的方法，其特征在于：

在驱动由第一和第二组开关构成的单臂用于产生所述中间节点处的多电平输出电压的过程中，第一组和第二组开关中任意一对互补开关在相对彼此接通或关断的瞬间产生的瞬变反向电流被转移到第一和/或第二电容所在的支路中，以减少瞬变振荡；

所述第二组开关中至少一个开关的第一端和所述第一组开关中与之对应的一个互补开关的第二端之间还设有与第二电容串联的第二二极管；

所述的方法包括：在第一和第二组开关中耦合有第二电容和第二二极管的一对互补开关中，因开关切换引发的振荡所导致的脉动电流被从第二组开关中的一者的第一端单向引导流向第一组开关中的另一者的第二端；

或者

所述第一组开关中至少一个开关的第一端和所述第二组开关中与之对应的一个互补开关的第二端之间还设置与第一电容串联的第一二极管；

所述的方法包括：在第一和第二组开关中耦合有第一电容和第一二极管的一对互补开关中，因开关切换引发的振荡所导致的脉动电流被从第一组开关中的一者的第一端单向引导流向第二组开关中的另一者的第二端。

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