CN110198132B - 多电平逆变器及其产生交流电的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及多电平逆变器及其产生交流电的方法，属于逆变器技术领域。包括用于产生多电平输出电压的单臂，单臂具有串联连接在第一和第二输入端之间的上部臂和下部臂，上部臂和下部臂互连于一个第一中间节点处。还包括众多数量的电压水准不同的参考电压源和众多数量的控制开关，依规定设置每一个参考电压源均通过相对应的一个控制开关耦合到一个第二中间节点处，控制开关用于将第二中间节点分别切换到不同的参考电压源而在第一中间节点处以不同的参考电压源作为电压参考基准而产生一系列的多电平输出电压。在第一和第二输入端之间输入直流电并通过该一系列的多电平输出电压在该第一和第二中间节点之间合成按照正弦波规律变化并等效为交流电的波形。

Description

多电平逆变器及其产生交流电的方法
技术领域
本发明主要涉及到逆变器技术领域，更确切的说，是在涉及到能够供电给本地交流负载或并网的多电平逆变器以及产生交流电的逆变方案。
背景技术
多电平逆变器技术逐步成为电力电子学中以高压大功率变换为研究对象的一个新的研究领域。多电平逆变器成为高压大功率变换研究的热点，是因为具有以下优点：每个功率器件仅承受很小的电压压降，所以可以用低耐压的器件实现高压大功率输出且无需动态均压电路；电平数的增加则意味着改善了输出电压波形和减小了输出波形畸变；较低的开关频率获得和高开关频率下两电平逆变器相同的输出电压波形，但是却获得了开关损耗小和效率高的优势；无需隔离的输出变压器，大大地减小了系统的体积和损耗；降低输入电流的谐波，减小了对电力网络的污染；用于三相电感应电机驱动时，可以较高程度的减小或消除中性点电平波动；安全性更高，母线短路的危险性大大降低；多电平逆变器技术作为解决高压大功率变换的具有代表性和较为理想的方案，受到了极高的关注度。在逆变电路拓扑结构上，多电平逆变器有常见的二极管箝位、飞跨电容、H桥级联等三种基本拓扑结构而且其中飞跨电容型的拓扑结构具有较高的多电压配置自由度。
根据多电平逆变器技术的优势特点，本申请的目标主要在于：充分考虑输出交流电的多电平需求而建立逆变控制方案，基于推导出的逆变模式而归纳出消除现有逆变拓扑的缺点并提供相应的解决方案，将这些措施应用到飞跨电容型的逆变结构中，探讨降低共模电流和减少寄生的电磁干扰以及消除谐波畸变的可行性，通过披露的新型逆变拓扑模型阐明产生交流电的机制。最大限度的保障逆变系统中的切换开关的电压应力最小化，在工频交流输出波形上提供较低的总谐波畸变率，尽量压制系统的电磁干扰和弱化损耗，为逆变系统的安全运行和消弭逆变系统对电力网络的污染提供可靠的保障。
发明内容
在本申请的一个可选但非限制性的实施例中，披露了一种多电平逆变器而且其主要特征点在于包括了以下各个部分：
用于产生多电平输出电压的单臂，其具有串联连接在第一和第二输入端之间的上部臂和下部臂，该上部臂和下部臂互连于一个第一中间节点处；
众多电压水准不同的参考电压源，以及众多数量的控制开关，设置每一个参考电压源均通过相对应的一个控制开关耦合到一个第二中间节点处；
多个控制开关将第二中间节点分别切换到不同的参考电压源从而在第一中间节点处以不同的参考电压源作为电压参考基准而产生一系列的所述多电平输出电压；
在第一和第二输入端之间输入直流电以及藉此由该一系列的所述多电平输出电压在该第一和第二中间节点之间合成按照正弦波规律变化并等效为交流电的波形。
上述的多电平逆变器，其中：所述的单臂包括串联连接在第一和第二输入端之间的视为上部臂的第一组开关和视为下部臂的第二组开关；以及，所述的第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与所述的第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或多个飞跨电容。
上述的多电平逆变器，其中：所述单臂的第一组开关和第二组开关在具有第一频率的控制信号的驱动下产生多电平输出电压；控制开关在具有第二频率的控制信号的驱动下切换所述多电平输出电压的电压参考基准，并限定所述第二频率低于所述第一频率。
上述的多电平逆变器，其中：众多数量的参考电压源至少包括有第一至第三电压，以及众多数量的控制开关至少包括有第一至第三开关管；其中第一、第二和第三电压各自分别通过第一、第二和第三开关管耦合到第二中间节点。
上述的多电平逆变器，其中：第三电压是独立的电压；或者在第一和第二电压之间串联两个以上的分压电容而在一个分压节点处取得第三电压。
上述的多电平逆变器，其中：第三电压为在分压节点处取得的值，第一电压相对第三电压的压降大小等于第三电压相对第二电压的压降大小。
上述的多电平逆变器，其中：第一和第二电压分别是独立的电压；或者第一电压的电位等于第一输入端的电位以及第二电压的电位等于第二输入端的电位。
上述的多电平逆变器，其中：第三电压的大小介于第一电压和第二电压之间；所述单臂将以第二和第三电压视为电压参考基准而产生的一系列多电平输出电压合成所述波形的正的半周期；所述单臂将以第一和第三电压视为电压参考基准而产生的一系列多电平输出电压合成所述波形的负的半周期。
上述的多电平逆变器，其中：第三电压的大小介于第一电压和第二电压之间；所述单臂将以第一和第三电压视为电压参考基准而产生的一系列多电平输出电压合成所述波形的正的半周期；所述单臂将以第二和第三电压视为电压参考基准而产生的一系列多电平输出电压合成所述波形的负的半周期。
上述的多电平逆变器，其中：设定控制开关的总数量不低于2，还限定所有的所述控制开关在所述波形的一个完整周期内各自的导通时间之和等于预定频率的倒数；该预定频率的范围包括50HZ-60HZ。
在本申请的另一个可选但非限制性的实施例中，披露了一种基于前述的多电平逆变器而产生交流电的方法，其中：第一和第二输入端之间串联有视为上部臂的第一组开关和视为下部臂的第二组开关；第一和第二组开关各自均以离第一中间节点最远的首个开关排序到离第一中间节点最近的尾端开关；且第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间连接有一个或多个飞跨电容；
所述的方法主要包括了：利用具有第一频率的控制信号驱动第一和第二组开关的导通或关断，第一组开关中任意一个开关和第二组开关中的与其排序相同的一个开关设为一对互补开关；利用具有第二频率的控制信号驱动控制开关的导通或关断从而将第二中间节点分别切换到不同的参考电压源，在交流电波形的一个周期中，在任意一个控制开关被接通的时段内由被接通的控制开关所对应的参考电压源作为电压参考基准所产生的多电平输出电压合成交流电在该时段内的按照正弦波规律变化的局部片段。
产生交流电的基本原理是将多电平输出电压形式的多台阶合成阶梯波从而逼近正弦波输出电压。在交流电波形的一个周期中，在任意一个控制开关被接通的时段内，由被接通的控制开关所对应的参考电压源作为电压参考基准所产生的多电平输出电压等效为多台阶电平而合成阶梯波，阶梯波逼近该时段内的正弦波曲线，也即由该时段内的阶梯波合成完整交流电曲线在该时段内的按照正弦波规律变化的局部片段。一般而言电平数越多则其分辨率就越高，也还意味着输出电压波形越接近正弦波。
上述的方法，其中：在交流电波形的一个周期内：驱动多个所述控制开关依次轮流交替接通从而使得多个控制开关各自被接通的时段所得到的各个局部片段刚好合成该一个周期的完整正弦波。
上述的方法，其中：基于飞跨电容型箝位式逆变方案产生多电平输出电压的所述单臂在被具有第一频率的控制信号驱动时，限定第一频率的频段范围高于第二频率的频段范围并且多个所述控制开关在交流电波形的一个完整周期内轮流接通的阶段它们各自的导通时间之和等于预定频率的倒数，该预定频率的范围包括50HZ-60HZ。
在本申请的某一个可选但非限制性的实施例中，具有众多电压水准不同的参考电压源以及众多数量的控制开关，设置每一个参考电压源均通过与之对应的一个或多个控制开关耦合到第二中间节点处，即每一个参考电压源和第二中间节点之间可以同时连接多个控制开关但是在利用具有第二频率的控制信号驱动控制开关的导通或关断的过程中，每一个参考电压源和第二中间节点之间的多个控制开关必须同时导通或同时关断，此时不允许某个参考电压源和第二中间节点之间的多个控制开关出现时间上先后接通的情况，这种情况下认为某个参考电压源和第二中间节点之间的多个控制开关等同为一个同步开关。
附图说明
为使上文目的和特征及优点能够更加通俗易懂，后文结合附图对具体实施方式做详细的阐释，阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本申请的特征和优势将显而易见。
图1是本申请的飞跨电容式的多电平逆变器所采用的主要拓扑架构。
图2是上部臂第一组六个开关和下部臂第二组六个开关的拓扑结构。
图3是基于不同的参考基准并由单臂开关来产生多电平的逆变系统。
图4是众多电压水准不同的参考电压源被设置成不同电压值的范例。
图5是将电压不同的参考电压源和逆变器的直流电建立联系的范例。
图6是参考电压源和直流电建立联系并对直流电予以分压的实施例。
图7是多电平输出电压合成正弦波的由负向过渡到正向曲线的范例。
图8是第一组三个开关的上部臂和第二组三个开关的下部臂的范例。
图9是多电平输出电压合成正弦波的由正向过渡到负向曲线的范例。
具体实施方式
下面将结合各实施例，对本发明的技术方案进行清楚完整的阐述，所描述的实施例仅是本发明用作叙述说明所用的实施例而非全部的实施例，基于该实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下获得的方案都属于本申请的保护范围。
参见图1，随着控制理论和电力电子技术及半导体器件的飞速发展，寻找成本更低而效率更高的逆变器实现单相或多相交流电成为电力电子的热点，在交流电领域多电平逆变电路由MEYNARD和FOCH提出的飞跨电容型Flying-capacitor箝位式的多电平逆变方案非常具有特色，引起中大功率交流电机调速领域的极大关注，具备小谐波失真和低的半导体器件应力以及逆变系统的低电磁干扰是它的诸多优势。图中传输线LNA和传输线LNB之间提供直流电压源，假设传输线LNA上具有电位VD而传输线LNB上具备有电位VR则输入给多电平逆变器的直流电为VD减去VR。
参见图1，采用了开关数量可调节的单臂并且上部臂和下部臂开关都是K+1个则该拓扑结构具有广泛的代表性。上部臂SA_1至SA_K+1和下部臂SB_1至SB_K+1相应的分别构成飞跨电容式的多电平逆变器的第一组开关和第二组开关。第一组开关中任意相邻的一对开关SA_K和SA_K+1两者间的互连节点NA_K与第二组开关中相应的一对相邻开关SB_K和SB_K+1两者间的互连节点NB_K之间连有飞跨电容C_K，注意这里记载为自然数的K大于等于2。单臂中满足条件：在该一对开关SA_K及SA_K+1与相对应的一对开关SB_K及SB_K+1当中，第一组开关中的某开关SA_K与第二组开关中的某开关SB_K互补，第一组中的开关SA_K+1与第二组中的开关SB_K+1互补。单臂具有串联在第一输入端即传输线LNA和第二输入端即传输线LNB间的上部臂和下部臂并用于产生多电平输出电压：上部臂SA_1至SA_K+1和下部臂SB_1至SB_K+1相连于所述第一中间节点NX——即臂点，数量为K+1的开关分别应用于上下部臂。在该拓扑结构中第一组开关的排序是从连到传输线LNA的首个开关SA_1依次排序到连到该中间节点NX的末尾的开关SA_K+1，第二组开关的排序则是从连到传输线LNB的记为首个开关的SB_1依次排序到连到中间节点NX的末尾的开关SB_K+1，则第一组开关中任意某个开关和第二组开关中的与其排序相同的那一个开关设为一对互补开关。直流电压源从传输线LNA和传输线LNB之间输入，多电平电压从中间节点NX输出，并且还可以在中间节点NX连接滤波电感LX。第一组和第二组开关通常被认为是构成了多电平逆变器的单臂，多个单臂组合就可以构成多相逆变器。
参见图2，是以第一组六个开关和第二组六个开关作为范例，第一和第二组开关均是由耦合到开关的控制端的高频脉宽调制信号/控制信号PWM来控制开关在关断和导通之间切换。实际上第一组和第二组的开关数量不限制于六个，如图1那样可以适应性的选择更多或更少的开关，在电力电子领域开关可以采用IGBT、MOSFET等功率开关或类似于晶闸管等功率开关。第一组开关SA1-SA6和第二组开关SB1-SB6构成了多电平逆变器的单臂，每组开关的数量可以不限制于六个而是更多或更少的数量，第一组开关中的各个开关SA1-SA6串联连接在传输线LNA和中间节点NX之间，第二组开关中的各个开关SB1-SB6串联连接在传输线LNB和中间节点NX之间。开关管具有第一和第二端及接收控制信号的控制端，控制信号如果控制开关管接通则第一端和第二端之间导通或如果控制开关管断开则第一端和第二端之间关断。第一组开关SA1-SA6中各开关的位置关系譬如是：首个开关SA1的第一端连接到传输线LNA，后一个开关SA2自身的第一端连接到相邻的前一个开关SA1的第二端，以及后一个开关SA3的第一端连接到相邻的前一个开关SA2的第二端，按照该规律依此类推，后一个开关SA5的第一端连接到相邻的前一个开关SA4的第二端，末尾的开关SA6的第一端连到它的前面的相邻开关SA5的第二端及开关SA6的第二端则连到上述的中间节点NX。第一组开关中首个开关SA1的第一端连到传输线LNA且末尾开关SA6的第二端连到中间节点NX且任意后一个开关的第一端连接到相邻的前一个开关的第二端。第二组开关SB1-SB6中各开关的位置关系譬如是：首个开关SB1的第二端连接到传输线LNB，后一个开关SB2的第二端连接到其相邻的前一个开关SB1的第一端，后一个开关SB3的第二端连接到其相邻的前一个开关SB2的第一端，按照规律依此类推，后一个开关SB5的第二端连接到其相邻的前一个开关SB4的第一端，末尾的开关SB6的第二端连到开关SB5也即相邻开关的第一端及末尾的开关SB6的第一端连到中间节点NX。在第二组开关中首个开关SB1的第二端连到传输线LNB且末尾开关SB6的第一端连到中间节点NX且满足任意后一个开关的第二端连接到相邻的前一个开关的第一端。
参见图2，第一组开关SA1-SA6排序是从连到传输线LNA的首个开关SA1依次排序到连到中间节点NX的末尾的开关SA6，第二组开关SB1-SB6的排序则是从连到传输线LNB的首个开关SB1依次排序到连到中间节点NX的末尾的开关SB6。第一组的首个开关SA1和第二组的首个开关SB1互为互补开关，第一组的第二开关SA2和第二组的第二开关SB2为互补开关，第一组的第三开关SA3和第二组的第三开关SB3为互补开关，第一组中的第四开关SA4和第二组中的第四开关SB4互补，以及第一组中的第五开关SA5和第二组中的第五开关SB5互为互补，如此类推，直至定义第一组中的第六开关SA6和第二组开关中的第六开关SB6为互补开关。互补开关意味着互补的两者中的一者接通则另一者关断。作为飞跨电容式的多电平逆变方案，第一组开关中任意相邻的一对开关间的一个互连节点与第二组开关中相对应的一对相邻开关间的一个互连节点之间连接有一个或多个电容，藉此构成飞跨电容型多电平逆变器的单臂。
参见图2，第一组开关中相邻的一对开关SA1-SA2之间的互连节点NA1与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB1-SB2之间的互连节点NB1之间连接有一个或多个电容C1，其中：开关SA1的第二端和开关SA2的第一端连接于互连节点NA1以及还有开关SB1的第一端和开关SB2的第二端连接于互连节点NB1。
参见图2，第一组开关中相邻的一对开关SA2-SA3之间的互连节点NA2与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB2-SB3之间的互连节点NB2之间连接有一个或多个电容C2，其中：开关SA2的第二端和开关SA3的第一端连接于互连节点NA2以及还有开关SB2的第一端和开关SB3的第二端连接于互连节点NB2。
参见图2，第一组开关中相邻的一对开关SA3-SA4之间的互连节点NA3与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB3-SB4之间的互连节点NB3之间连接有一个或多个电容C3，其中：开关SA3的第二端和开关SA4的第一端连接于互连节点NA3以及还有开关SB3的第一端和开关SB4的第二端连接于互连节点NB3。
参见图2，第一组开关中相邻的一对开关SA4-SA5之间的互连节点NA4与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB4-SB5之间的互连节点NB4之间连接有一个或多个电容C4，其中：开关SA4的第二端和开关SA5的第一端连接于互连节点NA4以及还有开关SB4的第一端和开关SB5的第二端连接于互连节点NB4。
参见图2，第一组开关中相邻的一对开关SA5-SA6之间的互连节点NA5与第二组开关中相对应的一对相邻的开关SB5-SB6之间的互连节点NB5之间连接有一个或多个电容C5，其中：开关SA5的第二端和开关SA6的第一端连接于互连节点NA5以及还有开关SB5的第一端和开关SB6的第二端连接于互连节点NB5。
参见图3，在该实施例中和图1的单臂相比还额外提供了输出级，在输出级中包括众多电压水准不同的参考电压源以及众多数量的控制开关，而且每一个参考电压源均通过相对应的一个控制开关耦合到一个第二中间节点处。多个控制开关将第二中间节点分别切换到不同的参考电压源从而在第一中间节点处以不同的参考电压源作为电压参考基准而产生一系列的所述多电平输出电压。譬如以三个参考电压源和三个控制开关为例：电压水准最高的参考电压源V1耦合到传输线LNC处以及电压水准排第二的参考电压源V3耦合到传输线LNE1/LNE2处且电压水准最低的参考电压源V2耦合到传输线LND处。其中的参考电压源V1通过对应的控制开关Q1耦合到第二中间节点NY，参考电压源V2通过对应的控制开关Q2耦合到第二中间节点NY，参考电压源V3则通过控制开关Q3耦合到第二中间节点NY。在实际当中可以不止三个参考电压源和三个开关，参考电压源和开关的数量可以更多或更少，如仅仅使用V1/Q1和V2/Q2也可以实现相同的目的。如果选择控制开关Q1接通意味着将第二中间节点NY切换到参考电压源V1，在单臂的第一中间节点处以参考电压源V1作为电压参考基准而产生一系列的多电平输出电压；如果选择控制开关Q2接通意味着将第二中间节点NY切换到参考电压源V2，在单臂的第一中间节点处以参考电压源V2作为电压参考基准而产生一系列的多电平输出电压；如果选择控制开关Q3接通意味着将第二中间节点NY切换到参考电压源V3，在单臂的第一中间节点处以参考电压源V3作为电压参考基准而产生一系列的多电平输出电压。负载LD连接在第一中间节点NX和第二中间节点NY之间，在第一和第二输入端之间输入直流电以及藉此由该一系列的多电平输出电压可以在该第一和第二中间节点NX-NY之间合成按照正弦波规律变化并等效为交流电的波形。参见图3，第三电压也即参考电压源V3是相对独立的电压，第二电压即参考电压源V2是相对独立的电压，第一电压即参考电压源V1也是相对独立的电压，它们之间允许没有任何关联性。
参见图4，在可选的实施例中，第二电压即参考电压源V2是独立的电压，第一电压即参考电压源V1也是独立的电压，它们允许没有任何关联性。如果传输线LNE1直接连接到带有参考电压源V1的传输线LNC，对应的如果传输线LNE2直接连接到带有参考电压源V2的传输线LND，在传输线LNE1和传输线LNE2之间串联两个以上的分压电容譬如串联分压电容CU-CD。分压电容CU和CD互连于分压节点NZ：相当于在传输线LNC和分压节点NZ之间连接分压电容CU及在传输线LND和分压节点NZ之间连接分压电容CD，分压电容CU-CD的电容值可以相同或不同。分压节点NZ处可以取得期望的合理分压值。实质上可以直接认为：在第一电压和第二电压之间串联两个以上的分压电容从而在一个分压节点NZ处取得第三电压的参考电压源V3，等效于在参考电压源V1和V2之间串联两个以上的分压电容从而在分压节点NZ处取得第三电压。如果满足上述电容CU和CD相等则第一电压也即V1相对第三电压也即V3的压降大小等于第三电压也即V3相对第二电压也即V2的压降大小，换而言之，第三电压是第一电压和第二电压两者的中点电位，V1-V3＝V3-V2是较佳的一个实施例。
参见图5，在可选的实施例中，第二电压也即参考电压源V2不再是独立的电压以及前述第一电压也即参考电压源V1也不再是独立的电压，而是将参考电压源V1的电位设置成等于传输线LNA上具有的电位VD，与此同时，将参考电压源V2的电位设置成等于传输线LNB上具有的电位VR。如图所示，带有参考电压源V1的传输线LNC直接耦合到具有电位VD的传输线LNA，与此同时，带有参考电压源V2的传输线LND直接耦合到具有电位VR的传输线LNB。第三电压也即参考电压源V3仍然是相对独立的电压譬如传输线LNE1/LNE2带有参考电压源V3和V1/V2没有直接的关联性。
参见图6，在可选的实施例中，第二电压也即参考电压源V2不再是独立的电压以及前述第一电压也即参考电压源V1也不再是独立的电压，而是将参考电压源V1的电位设置成等于传输线LNA上具有的电位VD，与此同时，将参考电压源V2的电位设置成等于传输线LNB上具有的电位VR。第三电压即参考电压源V3不再相对独立。如果设定传输线LNE1直接连接到带有参考电压源V1的传输线LNC，传输线LNE2直接连接到带有参考电压源V2的传输线LND，传输线LNE1和传输线LNE2之间串联两个以上的分压电容如串联分压电容CU-CD。分压电容CU和CD互连于分压节点NZ：相当在传输线LNC和分压节点NZ之间连接分压电容CU及在传输线LND和分压节点NZ之间连接分压电容CD，分压电容CU-CD的电容值可以相同或不同。分压节点NZ处可以取得期望的合理分压值。实质上可以直接认为：在第一电压和第二电压之间串联两个以上的分压电容从而在一个分压节点NZ处取得第三电压的参考电压源V3，等效于在参考电压源V1和V2之间串联两个以上的分压电容从而在分压节点NZ处取得第三电压。如果满足上述电容CU和CD相等则第一电压也即V1相对第三电压也即V3的压降大小等于第三电压也即V3相对第二电压也即V2的压降大小，换而言之，第三电压是第一电压和第二电压两者的中点电位，VD-V3＝V3-VR是较佳的一个实施例，此时第一电压的电位等于第一输入端的电位VD以及第二电压的电位等于第二输入端的电位VR。
参见图8，在可选的实施例中，披露了由高频切换的单臂开关控制产生交流电的多电平逆变系统：在具有第一频率的控制信号的驱动下产生多电平输出电压的单臂和在具有第二频率的控制信号的驱动下将多电平输出电压调制成交流电的输出级。这里的多电平逆变器可以包含图1-6中的单臂，单臂可以输出多个电平等级的输出电压，这里的输出级包括众多数量的电压水准不同的参考电压源以及众多数量的控制开关。输出级的功能包括将该些多个电平等级的输出电压切换到合适的电压基准，因为多个电平等级的输出电压只有相对明确的电压基准才能体现出电压水准或电平等级的大小；输出级的功能还在于将产生的交流电与逆变器的直流输入电源之间实现直接的交叉耦合而适当的降低潜在的直流电源噪声干扰和部分抑制多电平逆变器的共模干扰问题。
参见图8，在该实施例中多电平逆变器包括连在传输线LNA和中间节点NX间的第一组开关SA1-SA3，连在传输线LNB和中间节点NX间的第二组开关SB1-SB3，多电平逆变器中上部臂SA1-SA3串联在传输线LNA和中间节点NX之间以及多电平逆变器中下部臂SB1-SB3串联在传输线LNB和中间节点NX之间，还可以直接表述为第一组开关和第二组开关串联在传输线LNA和传输线LNB之间。多电平逆变器中：第一组开关中任意相邻的一对开关SA1-SA2之间的互连节点NA1与第二组开关中相应的一对相邻开关SB1-SB2之间的互连节点NB1之间连接有一个或多个电容C1，以及第一组开关中任意相邻的一对开关SA2-SA3之间的互连节点NA2与第二组开关中相应的一对相邻开关SB2-SB3之间的互连节点NB2之间设置有一个或多个电容C2。正如上文介绍的那样满足开关SA1-SB1互补，开关SA2-SB2互补，开关SA3-SB3互补而藉此构成基于飞跨电容型箝位式逆变方案的单臂。输出级中电源V1通过第一控制开关Q1连接在第二中间节点NY，电源V2通过第二控制开关Q2连接在第二中间节点NY，输出级中参考电源V3通过第三控制开关Q3连接在第二中间节点NY。传输线LNE1-LNE2之间串联两个以上的分压电容如串联分压电容CU-CD，相当在传输线LNC和分压节点之间连接分压电容CU以及在传输线LND和分压节点NZ之间连接分压电容CD，分压节点处取得期望的合理分压值并作为电压源V3。带有参考电压源V1的传输线LNC耦合到具有电位VD的传输线LNA，与此同时，带有参考电压源V2的传输线LND直接耦合到具有电位VR的传输线LNB。为了避免混淆可以设定逆变部分单臂的中间节点NX为定义的第一中间节点，输出级的中间节点NY为第二中间节点。控制开关Q1-Q3和上文的第一组和第二组开关都是功率半导体开关，具有第一和第二端及接收控制信号/调制信号的控制端，控制信号如果控制该些开关接通则相当于开关的第一端和第二端之间导通或者控制该些开关予以关断则相当于开关的第一端和第二端之间被断开，譬如第一端和第二端可以是场效应管的漏极端和源极端或相反，还譬如是绝缘栅双极晶体管的集电极和发射极或相反，当然还可以是晶闸管的阳极和阴极或相反，开关的控制端是栅极或闸极端等，开关可以用可控硅开关器件等。作为输出级的输出端的第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间产生交流电，第一输出端OUT1耦合到单臂的中间节点NX以及相应的第二输出端OUT2耦合到中间节点NY，在第一和第二输出端OUT-OUT2之间连接交流负载LD部分。可以在第一输出端OUT1和中间节点NX之间连接滤波电感LX以及还可以在第一和第二输出端OUT-OUT2之间连接滤波电容CX。在第一和第二输入端之间输入直流电也即在传输线LNA-LNB之间输入直流电，以及藉此由该一系列的多电平输出电压在所述的第一和第二中间节点NX-NY之间合成按照正弦波规律变化并等效为交流电的波形，交流负载LD连接在第一和第二中间节点NX-NY之间。
参见图7，在可选的实施例中，再结合图8的拓扑来阐释产生交流电的可选方式而非必须的方式。设传输线LNA具有电位VD而传输线LNB具有电位VR则输入给多电平逆变器的直流电压为VD减去VR，它们的差值等于U。假定在参考地电势G和所述传输线LNA之间串联有电容CS1-CS2等，以及在参考地电势G和传输线LNB之间串联有电容CS3-CS4等，则相当于将多电平逆变器的直流输入电压U分成两个等份譬如传输线LNA相对于参考地电势G的正U/2电位，传输线LNB相对于参考地电势G的电势大小为负的U/2电位，但仍然满足VD－VR＝U。假设电容C1-C2上面充电建立电压的阶段电容C1充电为U/2以及电容C2充电为U/4。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关SA1-SA3全部关断而互补关系使得下部臂第二组开关SB1-SB3全部接通。输出级中的开关导通/关断组合形式为：第一控制开关Q1接通而第二和第三控制开关Q2-Q3关断。单臂的第一组开关和第二组开关在具有第一频率的控制信号的驱动下被导通或关断，而控制开关Q1-Q3在具有第二频率的控制信号的驱动下被导通或关断，第一频率远远大于第二频率。此模式下多电平逆变器的中间节点NX处的输出电平相对中间节点NY大约是负U。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关中SA1/SA2关断但是SA3接通而互补关系使下部臂第二组开关中SB1/SB2接通但是SB3关断。与此对应的是在输出级中的开关导通/关断组合形式为：第一控制开关Q1接通而第二和第三控制开关Q2-Q3关断。此模式下中间节点NX处的输出电平相对NY大约是负3U/4。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关中SA1/SA3关断但是SA2接通而互补关系使下部臂第二组开关中SB1/SB3接通但是SB2关断。与此对应的是在输出级中的开关导通/关断组合形式为：第三控制开关Q3接通而第一和第二控制开关Q1-Q2关断。此模式下中间节点NX处的输出电平相对NY大约是负U/4。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关中SA2/SA3接通但是SA1关断而互补关系使下部臂第二组开关中SB2/SB3关断但是SB1接通。与此对应的是在输出级中的开关导通/关断组合形式为：第三控制开关Q3接通而第一和第二控制开关Q1-Q2关断。此模式下中间节点NX处的输出电平相对NY大约是零，但飞跨电容的充放电模式使得C1在此模式下是被处于放电状态的。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关中SA2/SA3关断但是SA1接通而互补关系使下部臂第二组开关中SB2/SB3接通但是SB1关断。与此对应的是在输出级中的开关导通/关断组合形式为：第三控制开关Q3接通而第一和第二控制开关Q1-Q2关断。此模式下中间节点NX处的输出电平相对NY大约是零，但飞跨电容的充放电模式使得C1在此模式下是被处于充电状态的。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关中SA1/SA3接通但是SA2关断而互补关系使下部臂第二组开关中SB1/SB3关断但是SB2接通。与此对应的是在输出级中的开关导通/关断组合形式为：第三控制开关Q3接通而第一和第二控制开关Q1-Q2关断。此模式下中间节点NX处的输出电平相对NY大约是U/4。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关中SA1/SA2接通但是SA3关断而互补关系使下部臂第二组开关中SB1/SB2关断但是SB3接通。与此对应的是在输出级中的开关导通/关断组合形式为：第二控制开关Q2接通而第一和第三控制开关Q1-Q3关断。此模式下中间节点NX处的输出电平相对NY大约是3U/4。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关SA1-SA3全部接通而互补关系使得下部臂第二组开关SB1-SB3全部关断。输出级中的开关导通/关断组合形式为：第二控制开关Q2接通而第一和第三控制开关Q1-Q3关断。此模式下单臂的中间节点NX处的输出电平相对中间节点NY大约是U。
参见图8，注意单臂的第一组和第二组开关的接通或关断状态实质上由微处理器的输出控制信号或调制信号来控制，控制开关亦如此，譬如：逻辑器件、复数的处理器或控制装置、状态机、控制器、芯片、软件驱动控制、门阵列和/或其他的等同控制器而其中以微处理器按照预期产生的脉宽调制信号PWM尤为典型。
参见图7，观察曲线U1，实质上曲线U1是完整交流电正弦波的局部片段。如果意欲以图8的拓扑作为受控对象，试图在单臂的中间节点NX相对于中间节点NY以输出的多电平输出电压来合成曲线U1，可以考虑前述负U和负3U/4的时序控制方案。在时间轴T的时间点t0到t1，结合图8的时序控制，用一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替正弦半波或正弦半波的局部片段，如业界的SPWM波形——脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形那样调制。则第一和第二输出端OUT1-OUT2之间输出波形U1是基于中间节点NX电位相对于传输线LNC的U/2的电势VD作为基准而实现多电平输出，在可选的实施例中，图7中曲线U1以VD或V1的值或以其绝对值作为参考值而产生负向脉动来阐释多电平输出机制，设正弦波的峰峰值为正负VM。
参见图7，观察曲线U2，实质上曲线U2是完整交流电正弦波的局部片段。如果意欲以图8的拓扑作为受控对象，试图在单臂的中间节点NX相对于中间节点NY以输出的多电平输出电压来合成曲线U2，可以考虑前述负U/4和0的时序控制方案，注意这里零值是电容C1放电阶段的情况。这里也是利用一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替正弦半波或正弦半波的局部片段。第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出的波形U2是基于中间节点NX电位相对于前述的分压节点NZ处的电势V3作为基准而实现多电平输出，在时间轴T的时间点t1到t2，图7中曲线U2以V3的值或以其绝对值作为参考值而产生负向脉动来阐释多电平输出机制。
参见图7，观察曲线U3，实质上曲线U3是完整交流电正弦波的局部片段。如果意欲以图8的拓扑作为受控对象，试图在单臂的中间节点NX相对于中间节点NY以输出的多电平输出电压来合成曲线U3，可以考虑前述0和U/4的时序控制方案，注意这里零值是电容C1充电阶段的情况。这里也是利用一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替正弦半波或正弦半波的局部片段。第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出的波形U3是基于中间节点NX电位相对于前述的分压节点NZ处的电势V3作为基准而实现多电平输出，在时间轴T的时间点t2到t3，图7中曲线U3以V3的值或以其绝对值作为参考值而产生正向脉动来阐释多电平输出机制。
参见图7，观察曲线U4，实质上曲线U4是完整交流电正弦波的局部片段。如果意欲以图8的拓扑作为受控对象，试图在单臂的中间节点NX相对于中间节点NY以输出的多电平输出电压来合成曲线U4，可以考虑前述3U/4和U的时序控制方案。这里也是利用一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替正弦半波或正弦半波的局部片段。第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出的波形U4是基于中间节点NX电位相对于前述的传输线LND的负U/2的电势VR作为基准而实现多电平输出，注意在时间轴T的时间点t3到t4，图7中曲线U4以V2的值或以其绝对值作为参考值而产生正向脉动来阐释多电平输出机制。曲线U1-U4是按照正弦波规律变化的波形的四个连续的局部片段从而在时段t0到t4内它们组合形成了正弦波Curve1的半个周期。在可选的实施例中认为在交流电波形Curve1的一个周期中譬如t0到t8：在任意一个控制开关譬如Q1被接通的时段内也即t0到t1内由被接通的控制开关Q1所对应的参考电压源V1作为电压参考基准所产生的多电平输出电压譬如负U和负3U/4，来合成交流电Curve1在该时段内也即时间t0到t1内的按照正弦波规律变化的局部片段U1；在控制开关譬如Q3被接通的时段内也即t1到t3内由被接通的控制开关Q3所对应的参考电压源V3作为电压参考基准所产生的多电平输出电压譬如0和负U/4以及正U/4和0，合成交流电Curve1在该时段内也即时间t1到t3内的按照正弦波规律变化的局部片段U2-U3；控制开关Q2被接通的时段内也即t3到t4内由被接通的控制开关Q2对应的电压源V2作为电压参考基准所产生的多电平输出电压譬如U和3U/4，来合成交流电波形Curve1在该时段内也即时间t3到t4内的按照正弦波规律变化的局部片段U4。
参见图9，在可选的实施例中，再结合图8的拓扑来阐释产生交流电的可选方式而非必须的方式。单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关SA1-SA3全部关断而互补关系使得下部臂第二组开关SB1-SB3全部接通。以及输出级中的开关导通/关断组合形式为：第一控制开关Q1接通而第二和第三控制开关Q2-Q3关断。单臂的第一组开关和第二组开关在具有第一频率的控制信号的驱动下被导通或关断，控制开关Q1-Q3在具有第二频率的控制信号的驱动下被导通或关断，第一频率远远大于第二频率。此模式下多电平逆变器的中间节点NY处的电平相对中间节点NX的输出电平大约是U。应当注意的是本实施例图8-9中假设电流从节点NY流过电感LX到节点NX，但是图7-8的实施例中是假设电流从节点NX流过电感LX到节点NY。注意电感LX和电容CX不是必须的也即如果将电感器件从该拓扑结构中移除去掉则可以不考虑电感电流的方向。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关中SA1/SA2关断但是SA3接通而互补关系使下部臂第二组开关中SB1/SB2接通但是SB3关断。与此对应的是在输出级中的开关导通/关断组合形式为：第一控制开关Q1接通而第二和第三控制开关Q2-Q3关断。此模式下中间节点NY处电平相对NX的输出电平是3U/4。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关中SA1/SA3关断但是SA2接通而互补关系使下部臂第二组开关中SB1/SB3接通但是SB2关断。与此对应的是在输出级中的开关导通/关断组合形式为：第三控制开关Q3接通而第一和第二控制开关Q1-Q2关断。此模式下中间节点NY处电平相对NX的输出电平是U/4。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关中SA2/SA3接通但是SA1关断而互补关系使下部臂第二组开关中SB2/SB3关断但是SB1接通。与此对应的是在输出级中的开关导通/关断组合形式为：第三控制开关Q3接通而第一和第二控制开关Q1-Q2关断。此模式下中间节点NY处电平相对NX的输出电平是零，但飞跨电容的充放电模式使得C1在此模式下是被处于放电状态的。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关中SA2/SA3关断但是SA1接通而互补关系使下部臂第二组开关中SB2/SB3接通但是SB1关断。与此对应的是在输出级中的开关导通/关断组合形式为：第三控制开关Q3接通而第一和第二控制开关Q1-Q2关断。此模式下中间节点NY处电平相对NX的输出电平是零，但飞跨电容的充放电模式使得C1在此模式下是被处于充电状态的。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关中SA1/SA3接通但是SA2关断而互补关系使下部臂第二组开关中SB1/SB3关断但是SB2接通。与此对应的是在输出级中的开关导通/关断组合形式为：第三控制开关Q3接通而第一和第二控制开关Q1-Q2关断。此模式下中间节点NY处电平相对NX的输出电平是负U/4。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关中SA1/SA2接通但是SA3关断而互补关系使下部臂第二组开关中SB1/SB2关断但是SB3接通。与此对应的是在输出级中的开关导通/关断组合形式为：第二控制开关Q2接通而第一和第三控制开关Q1-Q3关断。此模式下中间节点NY处电平相对NX的输出电平是负3U/4。
参见图8，单臂开关导通/关断组合形式为：上部臂的第一组开关SA1-SA3全部接通而互补关系使得下部臂第二组开关SB1-SB3全部关断。输出级中的开关导通/关断组合形式为：第二控制开关Q2接通而第一和第三控制开关Q1-Q3关断。此模式下单臂的中间节点NY处电平相对NX的输出电平是负U。
参见图9，观察曲线U5，实质上曲线U5是完整交流电正弦波的局部片段。如果意欲以图8的拓扑作为受控对象，试图在单臂的中间节点NY相对于中间节点NX以输出的多电平输出电压来合成曲线U5，可以考虑前述正U和3U/4的时序控制方案。在该时间轴T的时间点t4到t5，结合图8的时序控制，用一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替正弦半波或正弦半波的局部片段，如业界的SPWM波形——脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形那样调制。则第一和第二输出端OUT1-OUT2之间输出波形U5是基于中间节点NX电位相对于传输线LNC的U/2的电势VD作为基准而实现多电平输出，在可选的实施例中，图9中曲线U5以VD或V1的值或以其绝对值作为参考值而产生正向脉动来阐释多电平输出机制。
参见图9，观察曲线U6，实质上曲线U6是完整交流电正弦波的局部片段。如果意欲以图8的拓扑作为受控对象，试图在单臂的中间节点NX相对于中间节点NY以输出的多电平输出电压来合成曲线U6，可以考虑前述U/4和0的时序控制方案，注意这里零值是电容C1放电阶段的情况。这里也是利用一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替正弦半波或正弦半波的局部片段。第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出的波形U6是基于中间节点NX电位相对于前述的分压节点NZ处的电势V3作为基准而实现多电平输出，在时间轴T的时间点t5到t6，图9中曲线U6以V3的值或以其绝对值作为参考值而产生正向脉动来阐释多电平输出机制。
参见图9，观察曲线U7，实质上曲线U7是完整交流电正弦波的局部片段。如果意欲以图8的拓扑作为受控对象，试图在单臂的中间节点NX相对于中间节点NY以输出的多电平输出电压来合成曲线U7，可以考虑前述0和负U/4的时序控制方案，注意这里零值是电容C1充电阶段的情况。这里也是利用一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替正弦半波或正弦半波的局部片段。第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出的波形U7是基于中间节点NX电位相对于前述的分压节点NZ处的电势V3作为基准而实现多电平输出，在时间轴T的时间点t6到t7，图9中曲线U7以V3的值或以其绝对值作为参考值而产生负向脉动来阐释多电平输出机制。
参见图9，观察曲线U8，实质上曲线U8是完整交流电正弦波的局部片段。如果意欲以图8的拓扑作为受控对象，试图在单臂的中间节点NX相对于中间节点NY以输出的多电平输出电压来合成曲线U8，考虑前述负3U/4和负U的时序控制方案。这里也是利用一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替正弦半波或正弦半波的局部片段。第一输出端OUT1和第二输出端OUT2之间输出的波形U8是基于中间节点NX电位相对于前述的传输线LND的负U/2的电势VR作为基准而实现多电平输出，注意在时间轴T的时间点t7到t8，图9中曲线U8以V2的值或以其绝对值作为参考值而产生负向脉动来阐释多电平输出机制。曲线U5-U8是按照正弦波规律变化的波形的四个连续的局部片段从而在时段t4到t8内它们组合形成了正弦波Curve2的半个周期。在可选的实施例中认为在交流电波形Curve2的一个周期中譬如t0到t8：在任意一个控制开关譬如Q1被接通的时段内也即t4到t5内由被接通的控制开关Q1所对应的参考电压源V1作为电压参考基准所产生的多电平输出电压譬如正U和正3U/4，来合成交流电Curve2在该时段内也即时间t4到t5内的按照正弦波规律变化的局部片段U5；在控制开关譬如Q3被接通的时段内也即t5到t7内由被接通的控制开关Q3所对应的参考电压源V3作为电压参考基准所产生的多电平输出电压譬如0和正U/4以及负U/4和0，合成交流电Curve2在该时段内即时间t5到t7内的按照正弦波规律变化的局部片段U6-U7；控制开关Q2被接通的时段内也即t7到t8内由被接通的控制开关Q2对应的电压源V2作为电压参考基准所产生的多电平输出电压譬如负U和负3U/4，来合成交流电波形Curve2在该时段内也即时间t7到t8内的按照正弦波规律变化的局部片段U8。
参见图8，前述正弦波半个周期Curve1和正弦波半个周期Curve2是诸多实施例中的可选方式但不是唯一的方式。譬如在其他的实施例中：正电平3U/4和正U能够合成正弦波的正的半个周期在时间段t3到t5内的正向脉动部分，电平0和正U/4能够合成正弦波的正的半个周期在时间段t2到t3内的正向脉动部分，正电平U/4和0能够合成正弦波的正的半个周期在时间段t5到t6内的正向脉动部分，这些分时段的正向脉动部分其实就是这些不同时段的按照正弦波规律变化的各个局部片段，则正弦波的正的半个周期由不同电压等级的多个输出电平合成阶梯波并由阶梯波逼近t2到t6内的正弦波曲线。还譬如在某些实施例中：负电平U和负3U/4合成正弦波的负的半个周期在时间段t0到t1内的负向脉动部分，负电平U/4和0能够合成正弦波的负的半个周期在时间段t1到t2内的负向脉动部分，电平0和负电平U/4能够合成正弦波的负的半个周期在时间段t6到t7内的负向脉动部分，负电平3U/4和负U合成正弦波的负的半个周期在时间段t7到t8内的负向脉动部分，同理这些分时段的负向脉动部分其实就是这些不同时段的按照正弦波规律变化的各个局部片段，则正弦波的负的半个周期由不同电压等级的多个输出电平合成阶梯波并由阶梯波逼近t6到t8以及紧接着t0到t2内的正弦波曲线。完整的标准正弦波曲线包括了正向脉动的正的半个周期和负向脉动的负的半个周期，根据上述实施例，可以认为在交流电波形的一个周期中，仍然以控制开关Q1-Q3为例，在任意某一个控制开关被接通的时段内由被接通的控制开关所对应的参考电压源作为电压参考基准所产生的多电平输出电压合成交流电在该时段内的按照正弦波规律变化的局部片段，时间t0到t8内的按照正弦波规律变化的各个局部片段展示了该技术方案。目的是在交流电波形的一个周期内通过驱动控制开关Q1-Q3依次轮流交替接通，从而使得控制开关Q1-Q3各自被接通的时段所得到的各个局部片段譬如U1-U8刚好合成一个标准周期的完整正弦波曲线。前述例子主要是以三个控制开关Q1-Q3作为代表来阐释输出级，在其他实施例中只要设定控制开关的总数量不低于2即可，譬如仅仅保留控制开关Q1-Q2而摒弃Q3也能实现相同的功能只不过是供作参考电压源的数量略有减少，不影响在第一中间节点NX处以不同的参考电压源也即V1和V2作为电压参考基准而产生一系列的多电平输出电压，更不影响在输出端的中间节点NX-NY之间以参考电压源V1-V2产生多电平合成正弦波的目的。在其他的可选实施例中，仍然以三个控制开关Q1-Q3为例，限定所有控制开关譬如Q1-Q3在交流电正弦波波形的一个完整周期内各自的导通时间之和等于预定频率F的倒数，该预定频率的大致范围包含50HZ至60HZ这样的粗略频段范围，譬如假设控制开关Q1在某个周期内的导通时间为T1以及还假设控制开关Q2在某个周期内的导通时间为T2以及还假设控制开关Q3在某个周期内的导通时间为T3则T1-T3相加等于1/F，所有控制开关的导通时间之和典型的等于1/50HZ至1/60HZ的范围。
参见图8，基于飞跨电容型箝位式逆变方案产生多电平输出电压的单臂中以上部臂和下部臂各取三个开关作为第一和第二组开关，切换参考电压源的输出级之中取三个电压水准不同的参考电压源和取三个控制开关。参见图2，基于飞跨电容型箝位式逆变方案的单臂之中以上部臂和下部臂各取六个开关作为第一和第二组开关。在更广泛和具有代表性的实施例中，参考图1所示，基于飞跨电容型箝位式逆变方案的单臂的第一和第二组开关可以取任意数量的开关，而且切换参考电压源的输出级之中可以取数量为M的电压水准不同的参考电压源和取数量为M的控制开关且M≥2即可。在其他实施例中，假设第三电压V3的大小介于第一电压V1的电位和第二电压V2的电位之间，第一电压V1的电压水准可设为高于第二电压V2的电压水准或者相反，单臂以第二电压和第三电压作为电压参考基准而产生的一系列多电平输出电压，此时NX-NY之间的该一系列的多电平输出电压可以合成交流电正弦波波形的正的半周期也即正弦波上半部分的正向脉动；以及单臂还以第一电压和第三电压作为电压参考基准而产生的一系列多电平输出电压，此时在两个中间节点NX-N之Y间产生的该一系列的多电平输出电压可以合成交流电正弦波波形的负的半周期也即正弦波下半部分的负向脉动。在其他实施例中，单臂以第一电压V1和第三电压V3作为电压参考基准而产生的一系列多电平输出电压，此时NX-NY之间的一系列的多电平输出电压可以合成交流电正弦波波形的正的半周期也即上半部分；以及单臂还以第二电压V2和第三电压V3作为电压参考基准而产生的一系列多电平输出电压，此时中间节点NX-NY之间的该一系列的多电平输出电压可以合成交流电正弦波波形的负的半周期也即下半部分。综上所述，具有上部臂和下部臂的单臂在第一中间节点处通过将第二中间节点的电位分别切换到不同的参考电压源，从而可以在第一中间节点处以不同的参考电压源作为电压参考基准而产生一系列的多电平输出电压，藉由该一系列的多电平输出电压在作为输出端的第一和第二中间节点之间合成按照正弦波规律变化的交流电波形，注意是在单臂的第一和第二输入端之间输入直流电，直流电可作为部分参考电压源。
以上通过说明和附图的内容给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述内容提出了现有的较佳实施例，这些内容不作为局限。对于本领域的技术人员而言阅读上述内容后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在本申请权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。

Claims (13)

1.一种多电平逆变器，其特征在于，包括：
用于产生多电平输出电压的单臂，其具有串联连接在第一和第二输入端之间的上部臂和下部臂，该上部臂和下部臂互连于一个第一中间节点处；
众多电压水准不同的参考电压源，以及众多数量的控制开关，设置每一个参考电压源均通过相对应的一个控制开关耦合到一个第二中间节点处；
多个控制开关用于将第二中间节点分别切换到不同的参考电压源从而在第一中间节点处以不同的参考电压源作为电压参考基准而产生一系列的所述多电平输出电压；
在第一和第二输入端之间输入直流电以及藉此由该一系列的所述多电平输出电压在该第一和第二中间节点之间合成按照正弦波规律变化并等效为交流电的波形。
2.根据权利要求1所述的多电平逆变器，其特征在于：
所述的单臂包括串联连接在第一和第二输入端之间的视为上部臂的第一组开关和视为下部臂的第二组开关；以及
所述的第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与所述的第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间设置有一个或多个飞跨电容。
3.根据权利要求2所述的多电平逆变器，其特征在于：
所述单臂的第一组开关和第二组开关在具有第一频率的控制信号的驱动下产生多电平输出电压；以及
所述控制开关在具有第二频率的控制信号的驱动下切换所述多电平输出电压的电压参考基准，并限定所述第二频率低于所述第一频率。
4.根据权利要求1所述的多电平逆变器，其特征在于：
众多数量的参考电压源至少包括有第一至第三电压，以及众多数量的控制开关至少包括有第一至第三开关管；
第一、第二和第三电压各自分别通过第一、第二和第三开关管耦合到第二中间节点。
5.根据权利要求4所述的多电平逆变器，其特征在于：
第三电压是独立的电压；或者
在第一和第二电压之间串联两个以上的分压电容而在一个分压节点处取得第三电压。
6.根据权利要求5所述的多电平逆变器，其特征在于：
第三电压为在分压节点处取得的值，第一电压相对第三电压的压降大小等于第三电压相对第二电压的压降大小。
7.根据权利要求4所述的多电平逆变器，其特征在于：
第一和第二电压分别是独立的电压；或者
第一电压的电位等于第一输入端的电位以及第二电压的电位等于第二输入端的电位。
8.根据权利要求3所述的多电平逆变器，其特征在于：
第三电压的大小介于第一电压和第二电压之间；
所述单臂将以第二和第三电压视为电压参考基准而产生的一系列多电平输出电压合成所述波形的正的半周期；
所述单臂将以第一和第三电压视为电压参考基准而产生的一系列多电平输出电压合成所述波形的负的半周期。
9.根据权利要求3所述的多电平逆变器，其特征在于：
第三电压的大小介于第一电压和第二电压之间；
所述单臂将以第一和第三电压视为电压参考基准而产生的一系列多电平输出电压合成所述波形的正的半周期；
所述单臂将以第二和第三电压视为电压参考基准而产生的一系列多电平输出电压合成所述波形的负的半周期。
10.根据权利要求1所述的多电平逆变器，其特征在于：
设定控制开关的总数量不低于2，还限定所有的所述控制开关在所述波形的一个完整周期内各自的导通时间之和等于预定频率的倒数；
该预定频率的范围包括50HZ-60HZ。
11.一种基于权利要求1所述的多电平逆变器而产生交流电的方法，其特征在于：
第一和第二输入端之间串联有视为上部臂的第一组开关和视为下部臂的第二组开关；
第一和第二组开关各自均以离第一中间节点最远的首个开关排序到离第一中间节点最近的尾端开关；以及
第一组开关中任意相邻的一对开关间的互连节点与第二组开关中相对应的一对相邻开关间的互连节点之间连接有一个或多个飞跨电容；
所述的方法包括：
利用具有第一频率的控制信号驱动第一和第二组开关的导通或关断，第一组开关中任意一个开关和第二组开关中的与其排序相同的一个开关设为一对互补开关；
利用具有第二频率的控制信号驱动控制开关的导通或关断从而将第二中间节点分别切换到不同的参考电压源，在交流电波形的一个周期中，在任意一个控制开关被接通的时段内由被接通的控制开关所对应的参考电压源作为电压参考基准所产生的多电平输出电压合成交流电在该时段内的按照正弦波规律变化的局部片段。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于：
在交流电波形的一个周期内：驱动多个所述控制开关依次轮流交替接通从而使得多个控制开关各自被接通的时段所得到的各个局部片段刚好合成该一个周期的完整正弦波。
13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于：
基于飞跨电容型箝位式逆变方案产生多电平输出电压的所述单臂在被具有第一频率的控制信号驱动时，限定第一频率的频段范围高于第二频率的频段范围；并且
多个所述控制开关在交流电波形的一个完整周期内轮流接通的阶段它们各自的导通时间之和等于预定频率的倒数，该预定频率的范围包括50HZ-60HZ。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110620521B (zh) * 2019-09-26 2021-06-08 丰郅(上海)新能源科技有限公司 多电平逆变器及其电容电压的平衡方法
CN111355450B (zh) * 2020-04-03 2023-07-14 青海省第三地质勘查院 一种准正弦伪随机信号的发生装置及其生成方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102969924A (zh) * 2012-11-07 2013-03-13 燕山大学 一种新型电压型多电平逆变器
CN103618462A (zh) * 2013-12-16 2014-03-05 厦门大学 一种多相谐振型桥式模块化多电平开关电容变换器
CN105207459A (zh) * 2015-09-28 2015-12-30 阳光电源股份有限公司 一种多电平逆变器电路及其控制方法
CN107276441A (zh) * 2017-07-18 2017-10-20 江苏固德威电源科技股份有限公司 飞跨电容五电平逆变器、移相控制方法和新能源发电系统
CN107306083A (zh) * 2016-04-22 2017-10-31 台达电子企业管理（上海）有限公司 飞跨电容的电压平衡控制装置与电压平衡控制方法
CN206908529U (zh) * 2017-05-19 2018-01-19 丰郅(上海)新能源科技有限公司 抑制共模干扰的逆变系统及逆变电路、多相逆变器

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20150249403A1 (en) * 2012-09-13 2015-09-03 National Institute Of Advanced Industrial Science And Technology Multilevel Power Conversion Circuit and Device
US10732685B2 (en) * 2015-02-27 2020-08-04 Ge Energy Power Conversion Technology Limited System and method for operating power converters

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102969924A (zh) * 2012-11-07 2013-03-13 燕山大学 一种新型电压型多电平逆变器
CN103618462A (zh) * 2013-12-16 2014-03-05 厦门大学 一种多相谐振型桥式模块化多电平开关电容变换器
CN105207459A (zh) * 2015-09-28 2015-12-30 阳光电源股份有限公司 一种多电平逆变器电路及其控制方法
CN107306083A (zh) * 2016-04-22 2017-10-31 台达电子企业管理（上海）有限公司 飞跨电容的电压平衡控制装置与电压平衡控制方法
CN206908529U (zh) * 2017-05-19 2018-01-19 丰郅(上海)新能源科技有限公司 抑制共模干扰的逆变系统及逆变电路、多相逆变器
CN107276441A (zh) * 2017-07-18 2017-10-20 江苏固德威电源科技股份有限公司 飞跨电容五电平逆变器、移相控制方法和新能源发电系统

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A study on minimum required capacitance in flying capacitor multilevel converters for grid-connected applications;Yukihiko Sato等;《2015 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE)》;20151029;第3502-3507页 *
飞跨电容型多电平逆变器空间矢量与载波脉宽调制统一理论研究;王超等;《中国电机工程学报》;20160805;第36卷(第5期);第4172-4183页 *

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