CN110601584B - 一种三相七电平双向ac-dc变换器 - Google Patents

一种三相七电平双向ac-dc变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种三相七电平双向AC‑DC变换器，所述变换器包括交流滤波电感、工频开关管、高频开关管、飞跨电容和输出电容，所述高频开关管承受电压和电感两端的电压为输出电压的六分之一；所述飞跨电容上电压依次为输出电压的六分之一、六分之二，输出电容电压为输出电压的一半；所述高频开关管均采用低压MOSFET，电路中的半导体损耗由所有高频开关管均分。该变换器的开关损耗低，通过七电平特性使得仍然维持着较小的无源器件体积，并能大大缩小散热器体积甚至将其消除。

Description

一种三相七电平双向AC-DC变换器
技术领域
本发明涉及电力设备技术领域，尤其涉及一种三相七电平双向AC-DC变换器。
背景技术
目前，由三相交流电源提供大功率的电力电子系统通常由两级组成，即先将三相交流电压转换为直流电压，然后通过隔离或者不隔离的AC-DC变换器使该直流电压适应负载要求。前级功率变换器的输入特性通常由功率因数PF、基波电流与电压的相位角Φ和输入电流总谐波畸变iTHD定义，这种功率变换器通常只提供单向功率传递，称之为整流器，主要包括采用不可关断功率半导体、仅以电源换向工作的无源整流器，基于三阶谐波注入原理的混合整流器，以及有源三相功率因数矫正整流器。其中，工业中广泛应用的有源三相PFC系统是传统三相两电平六开关整流器系统和三相三电平Vienna整流器系统。
在无源整流器中，半桥上的二极管只能导通120°，使得输入电流iTHD≈30％；无源器件以极低的电网频率工作，因而需要很大的体积才能维持输入电流的高功率因数，混合整流器系统中，部分功率半导体工作在电网频率换流状态，其余工作在高频强制换流状态，近年的研究表明，在使用第三代宽禁带高压SiC半导体的条件下，可以实现99％以上的转换效率。有源三相PFC系统中，所有功率半导体工作在高频强制换流状态，只有在输入三相交流电源发生换相时才会发生部分自然换流。因此这可以减小如升压电感和EMC滤波器等无源器件的体积，然而对于380V三相交流电源，传统两电平六开关整流器系统中需要使用1200V功率半导体，功率半导体的阻塞电压与损耗是矛盾的出现。这使得六开关整流器系统中工作频率不能太高，无源器件仍然维持在一个较大的水平；与六开关整流器相比，三相三电平Vienna型整流器，半导体阻塞电压降至600V同时额外增加了续流二极管数量，电感两端的电压由将为原来的一半且频率提高一倍，因此同等条件下升压电感体积为六开关整流器的四分之一。
功率半导体中一个重要的指标为是优良指数FOM，与导通电阻Rds,on和Coss有关，定义为FOM＝1/(Rds,on*Coss)，无论是第三代宽禁带半导体器件还是普通硅半导体器件，都是耐压越低的器件其优良指数越好，这表明低压器件与高压器件工作在相同频率时具有更低的损耗，或者说跟高压器件相比低压器件能够工作在更高的开关频率以及更大的电流下，但现有技术中的三相PFC拓扑均不能利用好低压器件这一优势。
发明内容
本发明的目的是提供一种三相七电平双向AC-DC变换器，该变换器的开关损耗低，通过七电平特性使得仍然维持着较小的无源器件体积，并能大大缩小散热器体积甚至将其消除。
本发明的目的是通过以下技术方案实现的：
一种三相七电平双向AC-DC变换器，所述变换器包括交流滤波电感、工频开关管、高频开关管、飞跨电容和输出电容，其中：
所述高频开关管承受电压和电感两端的电压为输出电压的六分之一；
所述飞跨电容上电压依次为输出电压的六分之一、六分之二；
输出电容电压为输出电压的一半；
所述高频开关管均采用低压MOSFET，电路中的半导体损耗由所有高频开关管均分。
由上述本发明提供的技术方案可以看出，上述变换器的开关损耗低，通过七电平特性使得仍然维持着较小的无源器件体积，并能大大缩小散热器体积甚至将其消除。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。
图1为本发明实施例提供的三相七电平双向AC-DC变换器的结构示意图；
图2为本发明所举实例中的变换器工作在整流模式下的拓扑示意图；
图3为本发明所举实例的控制原理示意图。
具体实施方式
下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。
下面将结合附图对本发明实施例作进一步地详细描述，如图1所示为本发明实例提供的三相七电平双向AC-DC变换器的结构示意图，所述变换器包括交流滤波电感、工频开关管、高频开关管、飞跨电容和输出电容，其中：
所述高频开关管Si1～Si12(i＝A、B、C)承受电压和电感LN两端的电压为输出电压的六分之一，有利于减小无源器件的体积和优化EMC滤波器设计；
所述飞跨电容Ci1～Ci2(i＝A、B、C)和Ci3～Ci4(i＝A、B、C)上的电压分别依次为输出电压的六分之一、六分之二；
输出电容电压Cp和Cn为输出电压的一半；
所述高频开关管Si1～Si12(i＝A、B、C)均采用低压MOSFET，电路中的半导体损耗由所有高频开关管均分，有利于变换器的散热设计。
由于上述变换器的七电平特性，使得有效频率为开关频率的六倍，即便开关频率较低的情况下也能维持较小的无源器件体积。
具体实现中，所述变换器工作在整流模式，相当于三相功率因数矫正整流器；或者，工作在逆变模式。且上述变换器具有三相对称性和桥臂对称性。
下面以具体的实例对上述变换器的工作过程进行详细说明，如图2所示为本发明所举实例中的变换器工作在整流模式下的拓扑示意图，具体由输入交流电感LN1、工频开关管Si+(i＝A、B、C)和Si-(i＝A、B、C)及高频开关管Si1～Si12(i＝A、B、C)、飞跨电容Ci1～Ci4(i＝A、B、C)及输出电容Cp和Cn组成，在三相交流电源经过EMC滤波器之后与交流输入电感LN连接，参考图2：
A相输入经过交流电感连接至SA+和SA-的一端，SA+的另一端连接至SA3和SA4的一端，SA3的另一端连接至SA2的一端和CA1的一端，SA4的另一端连接至SA5的一端和CA1的一端，SA2的另一端连接至SA1的一端和CA2的一端，SA5的另一端连接至SA6和CA2的另一端；SA-的另一端连接至SA9和SA10的一端，SA9的一端连接至SA8的一端和CA3的一端，SA10的一端连接至SA11的一端和CA3的另一端，SA8的另一端连接至SA7的一端和CA4的一端，SA11的另一端连接至SA12和一端和CA4的另一端；
B相输入经过交流电感连接至SB+和SB-的一端，SB+的另一端连接至SB3和SB4的一端，SB3的另一端连接至SB2的一端和CB1的一端，SB4的另一端连接至SB5的一端和CB1的一端，SB2的另一端连接至SB1的一端和CB2的一端，SB5的另一端连接至SB6和CB2的另一端；SB-的另一端连接至SB9和SB10的一端，SB9的一端连接至SB8的一端和CB3的一端，SB10的一端连接至SB11的一端和CB3的另一端，SB8的另一端连接至SB7的一端和CB4的一端，SB11的另一端连接至SB12和一端和CB4的另一端；
C相输入经过交流电感连接至SC+和SC-的一端，SC+的另一端连接至SC3和SC4的一端，SC3的另一端连接至SC2的一端和CC1的一端，SC4的另一端连接至SC5的一端和CC1的一端，SC2的另一端连接至SC1的一端和CC2的一端，SC5的另一端连接至SC6和CC2的另一端；SC-的另一端连接至SC9和SC10的一端，SC9的一端连接至SC8的一端和CC3的一端，SC10的一端连接至SC11的一端和CC3的另一端，SC8的另一端连接至SC7的一端和CC4的一端，SC11的另一端连接至SC12和一端和CC4的另一端；
SA1的另一端、SB1的另一端、SC1的另一端、Cp的一端连在一起，形成p，即输出电压正端；SA6的另一端、SB6的另一端、SC6的另一端、Cp的另一端、Cn的一端连在一起，形成m；SA12的另一端、SB12的另一端、SC12的另一端、Cn的一端连在一起，形成n，即输出电压负端。
记Si4～Si6三个开关的状态记为(XXX)，Si3～Si1的状态为(X’X’X’)。如(010)代表Si4关断、Si5导通、Si6导通，且Si4导通、Si2关断、Si1导通。同理，记Si9～Si7三个开关的状态记为(XXX)，记Si10～Si12的状态为(X’X’X’)。如(010)代表Si9关断、Si8导通、Si7导通，且Si10导通、Si11关断、Si12导通。不同的导通状态对应Urim形成的电平如下表1所示。
表1各开关状态对应的电平
Figure BDA0002177610160000041
本实例中额定功率为10kW，三相交流电感为40uH，各电容为80uF，所有开关管的耐压为200V MOSFET，选取开关频率为250kHz，选用三相交流源为380V/400Hz。
采用如图3所示的控制原理示意图，利用输出电压控制器、输入输出电压前馈控制、输入电流控制器来驱动本发明实施例的变换器，实现三相380V到直流800V(即±400V)的转换。
在本实例中，该变换器工作在整流模式下为三相功率因数矫正整流器，输入电流调制电平数为3*7＝21个，Vienna整流器为3*3＝9个，在开关频率相同时维持相同的输入电流所需要的电感量不足Vienna整流器的一半，若维持两者效率相同则本发明所需的开关频率更小，但无源器件的体积依然较小。在输出电压为800V时，Vienna整流器功率开关管为600V电压等级，本发明为200V电压等级，本发明将损耗均匀分配到36只200V等级(实际工作承受电压为133V)功率开关管上，Vienna整流器的损耗均分在6只650V等级的功率开关管和6只650V的续流二极管上，低压功率半导体开关损耗和导通损耗更小，因此比Vienna整流器更好设计散热器。
值得注意的是，本发明实施例中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。
综上所述，本发明实施例所述变换器采用具有极高FOM的低压功率半导体器件，在较低的开关频率下，即开关损耗低，七电平特性使得仍然维持着较小的无源器件体积；同时由于损耗均匀分布在各个功率开关管上，经过优化可以大大缩小散热器体积甚至将其消除。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。

Claims (3)

1.一种三相七电平双向AC-DC变换器，其特征在于，所述变换器包括交流滤波电感、工频开关管、高频开关管、飞跨电容和输出电容，其中：
所述高频开关管承受电压和交流滤波电感两端的电压为输出电压的六分之一；
所述飞跨电容上电压依次为输出电压的六分之一、六分之二；
输出电容电压为输出电压的一半；
所述高频开关管均采用低压MOSFET，电路中的半导体损耗由所有高频开关管均分；
其中，将工频开关管记为Si+和Si-，将高频开关管记为Si1～Si12，将飞跨电容记为Ci1～Ci4，其中i＝A、B、C，并将输出电容记为Cp和Cn，则具体连接关系为：
A相输入经过交流滤波电感连接至SA+的一端和SA-的一端，SA+的另一端连接至SA3的一端和SA4的一端，SA3的另一端连接至SA2的一端和CA1的一端，SA4的另一端连接至SA5的一端和CA1的另一端，SA2的另一端连接至SA1的一端和CA2的一端，SA5的另一端连接至SA6的一端和CA2的另一端；SA-的另一端连接至SA9的一端和SA10的一端，SA9的另一端连接至SA8的一端和CA3的一端，SA10的另一端连接至SA11的一端和CA3的另一端，SA8的另一端连接至SA7的一端和CA4的一端，SA11的另一端连接至SA12的一端和CA4的另一端；
B相输入经过交流滤波电感连接至SB+的一端和SB-的一端，SB+的另一端连接至SB3的一端和SB4的一端，SB3的另一端连接至SB2的一端和CB1的一端，SB4的另一端连接至SB5的一端和CB1的另一端，SB2的另一端连接至SB1的一端和CB2的一端，SB5的另一端连接至SB6的一端和CB2的另一端；SB-的另一端连接至SB9的一端和SB10的一端，SB9的另一端连接至SB8的一端和CB3的一端，SB10的另一端连接至SB11的一端和CB3的另一端，SB8的另一端连接至SB7的一端和CB4的一端，SB11的另一端连接至SB12的一端和CB4的另一端；
C相输入经过交流滤波电感连接至SC+的一端和SC-的一端，SC+的另一端连接至SC3的一端和SC4的一端，SC3的另一端连接至SC2的一端和CC1的一端，SC4的另一端连接至SC5的一端和CC1的另一端，SC2的另一端连接至SC1的一端和CC2的一端，SC5的另一端连接至SC6的一端和CC2的另一端；SC-的另一端连接至SC9的一端和SC10的一端，SC9的另一端连接至SC8的一端和CC3的一端，SC10的另一端连接至SC11的一端和CC3的另一端，SC8的另一端连接至SC7的一端和CC4的一端，SC11的另一端连接至SC12的一端和CC4的另一端；
SA1的另一端、SB1的另一端、SC1的另一端、Cp的一端连在一起，形成p点，即输出电压正端；SA6的另一端、SB6的另一端、SC6的另一端、SA7的另一端、SB7的另一端、SC7的另一端、Cp的另一端、Cn的一端连在一起，形成m点；SA12的另一端、SB12的另一端、SC12的另一端、Cn的另一端连在一起，形成n点，即输出电压负端。
2.根据权利要求1所述三相七电平双向AC-DC变换器，其特征在于，
所述变换器工作在整流模式，相当于三相功率因数矫正整流器；
或者，工作在逆变模式。
3.根据权利要求1所述三相七电平双向AC-DC变换器，其特征在于，
所述变换器具有三相对称性和桥臂对称性。
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