WO2014013840A1 - アンテナ装置及びそれを備える無線装置 - Google Patents

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WO2014013840A1
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radiating element
radiating
feeding
antenna device
antenna
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龍太 園田
井川　耕司
稔貴 佐山
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旭硝子株式会社
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    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
    • H01Q9/42—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole with folded element, the folded parts being spaced apart a small fraction of the operating wavelength

Definitions

  • the present invention relates to an antenna device and a wireless device including the antenna device (for example, a portable wireless device such as a mobile phone).
  • a wireless device including the antenna device (for example, a portable wireless device such as a mobile phone).
  • the antennas are mounted on the surface of the enclosure or inside the enclosure away from the circuit board. ing.
  • the antenna conductor (radiation conductor) disclosed in Patent Document 1 is formed on the exterior surface of the housing and is in physical contact with a power supply pin provided on the substrate (see FIG. 2 of Patent Document 1). ).
  • a power supply pin When such a power supply pin is used, a special connection terminal having a mechanism for mitigating the impact, such as a spring pin connector, is used in order to improve reliability when an external impact is applied.
  • a special connection terminal having a mechanism for mitigating the impact, such as a spring pin connector, is used in order to improve reliability when an external impact is applied.
  • the non-contact power feeding method can be said to be a structure resistant to impact.
  • a brittle material such as glass or ceramics
  • an antenna is formed on the housing, if power is supplied with a power supply pin or the like, it will become a point on the housing when a strong impact is applied from the outside. When the stress is concentrated, the housing may be damaged and the antenna may not operate.
  • non-contact power feeding can be said to be very effective.
  • the capacitance value greatly changes due to manufacturing errors and the relative positional relationship between the radiation conductor and the capacitive plate, in particular, the gap deviates from the design value. To do. As a result, impedance matching may not be achieved. In addition, the same may occur even if the relative positional relationship between the radiation conductor and the capacitive plate changes due to vibrations caused by use.
  • an object of the present invention is to provide an antenna device and a wireless device including the antenna device that can realize non-contact power feeding having high positional robustness with respect to the positional relationship with the radiation conductor.
  • the present invention provides: A feed element connected to the feed point; A radiating element disposed away from the feeding element; The power feeding element feeds power to the radiating element by electromagnetically coupling with the radiating element, and the antenna device functions as a radiating conductor, and a radio apparatus including the antenna device.
  • FIG. 27 is an S11 characteristic diagram of the antenna device of FIG. 26. It is a perspective view of the radio
  • FIG. 29 is an S11 characteristic diagram of the antenna device configured in the wireless device of FIG. 28.
  • FIG. 1A is a perspective view showing a simulation model on a computer for analyzing the operation of the antenna device 1 according to an embodiment of the present invention.
  • an electromagnetic simulator Microwave Studio (registered trademark) (CST) was used.
  • the antenna device 1 includes a feeding point 14, a ground plane 12, a radiating element 22, a feeding unit 36 that feeds the radiating element 22, and a feeding that is a conductor arranged at a predetermined distance from the radiating element 22 in the Z-axis direction.
  • An element 21 is provided.
  • the power feeding unit 36 is a power feeding part for the radiation element 22 alone, and is not a power feeding part as the antenna device 1.
  • a feeding part as the antenna device 1 is a feeding point 14.
  • the radiating element 22 and the feeding element 21 overlap in a plan view in the Z-axis direction.
  • the feeding element 21 is separated from the radiating element 22 by a distance that can be electromagnetically coupled, It does not need to overlap in plan view in the Z-axis direction.
  • the radiating element 22 is a linear antenna conductor portion arranged along the edge 12a of the ground plane 12.
  • the X-axis is parallel to the edge 12a with a predetermined shortest distance in the Y-axis direction side.
  • the radiating element 22 has the conductor portion 23 along the outer edge portion 12a, for example, the directivity of the antenna device 1 can be easily controlled.
  • FIG. 1A illustrates a linear radiating element 22, but the radiating element 22 may have other shapes such as an L-shape.
  • the power feeding element 21 is an element connected to the power feeding point 14 with the ground plane 12 as a ground reference, and is a linear conductor that can feed power to the radiating element 22 by electromagnetic coupling via the power feeding unit 36.
  • the feeding element 21 is a linear conductor that extends linearly from the end 21a connected to the feeding point 14 to the end 21b in the Y-axis direction.
  • the end 21b is an open end to which no other conductor is connected.
  • the feeding point 14 is a feeding part connected to a predetermined transmission line or feeding line using the ground plane 12.
  • the predetermined transmission line include a microstrip line, a strip line, and a coplanar waveguide with a ground plane (a coplanar waveguide having a ground plane disposed on the surface opposite to the conductor surface).
  • the feeder line include a feeder line and a coaxial cable.
  • the power feeding element 21 is connected to a power feeding circuit (for example, an integrated circuit such as an IC chip) mounted on a substrate through the power feeding point 14.
  • the feed element 21 and the feed circuit may be connected via a plurality of different types of transmission lines and feed lines.
  • the power feeding element 21 feeds power to the radiating element 22 by electromagnetic field coupling.
  • FIG. 1A illustrates a rectangular ground plane 12 extending in the XY plane.
  • a feeding element 21 that is a linear conductor extending in a direction perpendicular to the edge 12a of the ground plane 12 and parallel to the Y axis, and a direction perpendicular to the extending direction of the feeding element 21 and X
  • the radiation element 22 which is a linear conductor extending in a direction parallel to the axis is illustrated.
  • the feeding element 21 and the radiating element 22 are arranged at a distance allowing electromagnetic field coupling to each other.
  • the radiating element 22 is fed in a non-contact manner by electromagnetic coupling through the feeding element 21 in the feeding section 36.
  • the radiating element 22 functions as a radiating conductor of the antenna.
  • FIG. 1A when the radiating element 22 is a linear conductor connecting two points, a resonance current (distribution) similar to that of a half-wave dipole antenna is formed on the radiating element 22. That is, the radiating element 22 functions as a dipole antenna that resonates at a half wavelength of a predetermined frequency (hereinafter referred to as a dipole mode). Further, like the antenna device 8 shown in FIG.
  • the radiating element may be a loop conductor.
  • FIG. 1B illustrates a loop-shaped radiating element 24.
  • the radiating element is a loop conductor, a resonance current (distribution) similar to that of the loop antenna is formed on the radiating element. That is, the radiating element 24 functions as a loop antenna that resonates at one wavelength of a predetermined frequency (hereinafter referred to as a loop mode).
  • the electromagnetic field coupling is a coupling utilizing the resonance phenomenon of the electromagnetic field.
  • non-patent literature A. Kurs, et al, “Wireless Power”. Transfer via Strongly Coupled Magnetic Resonances, "Science Express, Vol. 317, No. 5834, pp. 83-86, Jul. 2007).
  • Electromagnetic coupling is also referred to as electromagnetic resonance coupling or electromagnetic resonance coupling, and has the same frequency.
  • Electromagnetic coupling means coupling by electric and magnetic fields at high frequencies, excluding capacitive coupling and electromagnetic induction coupling. “Excluded” does not mean that these bonds are completely lost, but means that they are small enough to have no effect.
  • the medium between the power feeding element 21 and the radiating element 22 may be air or a dielectric such as glass or resin material. In addition, it is preferable not to arrange a conductive material such as a ground plane or a display between the feeding element 21 and the radiating element 22.
  • a structure strong against impact can be obtained by electromagnetically coupling the feeding element 21 and the radiating element 22.
  • the power feeding element 21 can be fed to the radiating element 22 without physically contacting the power feeding element 21 and the radiating element 22, so that the contact power feeding method that requires physical contact is adopted.
  • a structure strong against impact can be obtained.
  • the radiation element at the operating frequency is changed with respect to the change in the separation distance (coupling distance) between the feeding element 21 and the radiation element 22 as compared with the case of feeding by capacitive coupling.
  • the operation gain (antenna gain) 22 is unlikely to decrease.
  • the operating gain is an amount calculated by antenna radiation efficiency ⁇ return loss, and is an amount defined as antenna efficiency with respect to input power. Accordingly, by electromagnetically coupling the feeding element 21 and the radiating element 22, it is possible to increase the degree of freedom in determining the arrangement positions of the feeding element 21 and the radiating element 22, and to improve the position robustness.
  • the power feeding portion 36 that is a portion where the power feeding element 21 feeds the radiation element 22 is a portion other than the central portion 90 between the one end 22 a and the other end 22 b of the radiation element 22. (A part between the central portion 90 and the end portion 22a or the end portion 22b).
  • the impedance of the antenna device 1 is determined by positioning the power feeding unit 36 at a portion of the radiating element 22 other than the portion (in this case, the central portion 90) having the lowest impedance at the resonance frequency of the fundamental mode of the radiating element 22. Matching can be easily taken.
  • the power feeding unit 36 is a part defined by a portion closest to the feeding point 14 among conductor portions of the radiating element 22 where the radiating element 22 and the power feeding element 21 are closest to each other.
  • the impedance of the radiating element 22 increases as the distance from the central portion 90 of the radiating element 22 increases toward the end 22a or the end 22b.
  • the power feeding portion 36 of the radiating element 22 is located in a high impedance portion of the radiating element 22.
  • the power feeding unit 36 has a total length of the radiating element 22 from a portion (in this case, the central portion 90) having the lowest impedance at the resonance frequency of the fundamental mode of the radiating element 22. It is good to be located in the site
  • the total length of the radiating element 22 corresponds to L22, and the power feeding portion 36 is located on the end 22a side with respect to the central portion 90.
  • Le21 an electrical length to provide a fundamental mode of resonance of the feed element 21, the radiating element Le22 an electrical length to provide a fundamental mode of resonance of the 22, the fundamental mode feed element 21 or the radiating element above 22 at the resonance frequency f 11 of the radiating element 22
  • the wavelength at ⁇ is ⁇
  • Le21 is (3/8) ⁇ ⁇ or less
  • Le22 is (3/8) ⁇ ⁇ or more when the fundamental mode of resonance of the radiating element 22 is a dipole mode ( 5/8) ⁇ ⁇ or less
  • the fundamental mode of resonance of the radiating element 22 is a loop mode
  • it is preferably (7/8) ⁇ ⁇ or more and (9/8) ⁇ ⁇ or less.
  • the Le21 is preferably (3/8) ⁇ ⁇ or less. Further, when it is desired to give a degree of freedom to the shape of the power feeding element 21 including the presence or absence of the ground plane 12, (1/8) ⁇ ⁇ or more and (3/8) ⁇ ⁇ or less is more preferable, and (3/16) ⁇ More preferably, it is ⁇ or more and (5/16) ⁇ ⁇ or less. If Le21 is within this range, the feed element 21 resonates satisfactorily at the design frequency (resonance frequency f 11 ) of the radiating element 22, and thus radiates with the feed element 21 without depending on the ground plane 12 of the antenna device 1. It is preferable that the element 22 resonates and good electromagnetic coupling is obtained.
  • the feeding element 21 is caused to have a resonance current (distribution) on the feeding element 21 and the ground plane by the interaction with the edge portion 12a. And can be electromagnetically coupled in resonance with the radiating element 22.
  • the electrical length Le21 of the power feeding element 21 there is no particular lower limit value for the electrical length Le21 of the power feeding element 21 as long as the power feeding element 21 can be physically electromagnetically coupled to the radiation conductor 22.
  • the realization of electromagnetic field coupling means that matching is achieved.
  • the edge 12a of the ground plane 12 along the radiating element 22 has a total length of (1/4) ⁇ ⁇ or more of the design frequency (resonance frequency f 11 ) with the electrical length of the feeding element 21. Good.
  • the physical length L21 of the power feeding element 21 is a wavelength shortening effect depending on the mounting environment when the wavelength of the radio wave in vacuum at the resonance frequency of the fundamental mode of the radiating element is ⁇ 0 when a matching circuit or the like is not included.
  • k 1 is the relative dielectric constant of a medium (environment) such as a dielectric substrate provided with a feeding element such as an effective relative dielectric constant ( ⁇ r1 ) and an effective relative permeability ( ⁇ r1 ) of the environment of the feeding element 21. It is a value calculated from the rate, relative permeability, thickness, resonance frequency, and the like.
  • the shortening rate may be calculated from the above physical properties or may be obtained by actual measurement. For example, the resonance frequency of the target element installed in the environment where the shortening rate is to be measured is measured, and the resonance frequency of the same element is measured in an environment where the shortening rate for each arbitrary frequency is known. The shortening rate may be calculated from the difference.
  • the physical length L21 of the feeding element 21 is a physical length that gives Le21, and is equal to Le21 in an ideal case that does not include other elements.
  • L21 exceeds zero and is preferably Le21 or less.
  • L21 can be shortened (smaller in size) by using a matching circuit such as an inductor.
  • the Le22 is (3/8) ⁇ ⁇ or more (5/8) ⁇ or less is preferred, (7/16) ⁇ ⁇ or more (9/16) ⁇ ⁇ or less is more preferred, and (15/32) ⁇ ⁇ or more (17/32) ⁇ ⁇ or less is particularly preferred.
  • the Le22 is preferably (3/8) ⁇ ⁇ ⁇ m or more and (5/8) ⁇ ⁇ ⁇ m or less, and (7/16) ⁇ ⁇ ⁇ m or more (9/16).
  • m is the number of modes in the higher order mode and is a natural number.
  • the Le22 is preferably (7/8) ⁇ ⁇ or more and (9/8) ⁇ ⁇ or less, It is more preferably (15/16) ⁇ ⁇ or more and (17/16) ⁇ ⁇ or less, particularly preferably (31/32) ⁇ ⁇ or more and (33/32) ⁇ ⁇ or less.
  • the Le22 is preferably (7/8) ⁇ ⁇ ⁇ m or more and (9/8) ⁇ ⁇ ⁇ m or less, and (15/16) ⁇ ⁇ ⁇ m or more (17/16).
  • ⁇ ⁇ m or less is more preferable, and (31/32) ⁇ ⁇ ⁇ m or more and (33/32) ⁇ ⁇ ⁇ m or less is particularly preferable.
  • k 2 is the relative dielectric constant of a medium (environment) such as a dielectric substrate provided with a radiating element such as the effective relative permittivity ( ⁇ r2 ) and effective relative permeability ( ⁇ r2 ) of the environment of the radiating element 22. It is a value calculated from the rate, relative permeability, thickness, resonance frequency, and the like.
  • L22 is (3/8) ⁇ ⁇ g2 or more and (5/8) ⁇ ⁇ g2 or less when the fundamental mode of resonance of the radiating element is a dipole mode, and the fundamental mode of resonance of the radiating element is a loop mode. In this case, it is (7/8) ⁇ ⁇ g2 or more and (9/8) ⁇ ⁇ g2 or less.
  • the physical length L22 of the radiating element 22 is a physical length that gives Le22, and is equal to Le22 in an ideal case that does not include other elements. Even if L22 is shortened by using a matching circuit such as an inductor, it exceeds zero, preferably Le22 or less, particularly preferably 0.4 times or more and 1 time or less of Le22. In the case of the loop-shaped radiating element 24 shown in FIG. 1B, L22 corresponds to the circumferential length of the radiating element 24 on the inner peripheral side.
  • BT resin registered trademark
  • CCL-HL870 manufactured by Mitsubishi Gas Chemical Co., Ltd.
  • the length of L21 is 20 mm when the design frequency of the feed element when the feed element 21 is used as a radiation conductor is 3.5 GHz
  • the length of L22 is 2 with the design frequency of the radiation element 22 being 2 When 2 GHz is set, it is 34 mm.
  • the feeding element 21 may function as a radiating element as described above.
  • the radiating element 22 is a radiating conductor that functions as a ⁇ / 2 dipole antenna in the case of FIG. 1A, for example, in the case of FIG.
  • the feed element 21 is a linear feed conductor that can feed power to the radiating element 22, and functions as a monopole antenna (for example, a ⁇ / 4 monopole antenna) by being fed at the feed point 14. It is a radiation conductor that can also be used. This point will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 2 shows the S11 characteristic of the feed element 21 obtained in the simulation.
  • the S11 characteristic is a kind of characteristic of a high-frequency electronic component or the like, and is represented by a reflection loss (return loss) with respect to the frequency in this specification.
  • FIG. 2 shows a case where gap feeding is performed at a feeding point 14 between the end portion 21a of the feeding element 21 and the edge portion 12a of the ground plane 12 in the configuration in which the radiating element 22 is eliminated from the configuration of the antenna device 1 in FIG. 1A. It is a calculation result about S11 characteristic.
  • FIG. 3 shows a case where gap feeding is performed at a feeding point 14 in a configuration in which a radiating element 22 parallel to the edge 12a of the ground plane 12 is added to the feeding element 21 functioning as a ⁇ / 4 monopole antenna as shown in FIG. It is a calculation result about S11 characteristic of.
  • the radiating element 22 is positioned relative to the feeding element 21 so that one end 22a of the radiating element 22 overlaps between the ends 21a and 21b of the feeding element 21 when viewed from the Z-axis direction. They are arranged apart from each other by a distance capable of electromagnetic field coupling in the Z-axis direction.
  • k 1 is the shortening rate of the shortening effect due to the environment.
  • k 1 is the relative dielectric constant of a medium (environment) such as a dielectric substrate provided with a feeding element such as an effective relative dielectric constant ( ⁇ r1 ) and an effective relative permeability ( ⁇ r1 ) of the environment of the feeding element 21. It is a value calculated from the rate, relative permeability, thickness, resonance frequency, and the like.
  • L21 is (1/8) ⁇ ⁇ g3 or less (3/8) ⁇ ⁇ g3 or less, and preferably (3/16) ⁇ ⁇ g3 or more (5/16) ⁇ ⁇ g3 or less.
  • the physical length L21 of the feeding element 21 is a physical length that gives Le21, and is equal to Le21 in an ideal case that does not include other elements.
  • L21 exceeds zero and is preferably Le21 or less.
  • L21 can be shortened (smaller in size) by using a matching circuit such as an inductor.
  • the ground plane 12 of FIG. 1A is a virtual conductor having a horizontal length L1 of 100 mm and a vertical length L2 of 150 mm and having no thickness.
  • the distance between the edge 12a of the ground plane 12 and the end 21a of the power feeding element 21 was 1 mm. Also, there was no dielectric substrate.
  • the shortest distance x (> 0) between the feeding element 21 and the radiating element 22 is 0.2 ⁇ ⁇ 0 or less ( More preferably, it is 0.1 ⁇ ⁇ 0 or less, and further preferably 0.05 ⁇ ⁇ 0 or less.
  • the shortest distance x is a linear distance between the closest parts of the feeding element 21 and the radiating element 22.
  • FIG. 4 is a graph showing the relationship between the shortest distance x and the operating gain of the radiating element 22.
  • the operation gain here is a numerical value calculated by ⁇ ⁇ (1 ⁇
  • the ground plane 12 of FIG. 1A was a virtual conductor having a thickness with a horizontal length L1 of 100 mm and a vertical length L2 of 150 mm. The distance between the edge 12a of the ground plane 12 and the end 21a of the power feeding element 21 was 1 mm.
  • gap feeding is performed at the feeding point 14, and a matching circuit 15 having an inductance of 20 nH for matching is inserted and connected in series between the feeding point 14 and the end 21 a of the feeding element 21.
  • L21 of the feeding element 21 was 5 mm
  • L22 of the radiating element 22 was 50 mm.
  • electromagnetic field coupling can be achieved even if L21 of the power feeding element 21 is shortened. Therefore, the mounting area of the power feeding element 21 is reduced, The area occupied by the substrate can be reduced.
  • inductance is shown, but the element is not limited to an inductor, and a capacitor can also be used.
  • the inductor is inserted in series here, the circuit system is not limited to this, and it is a matter of course that a matching technique known so far can be used.
  • the constant of the matching circuit electronically, the operating frequency and the band can be adaptively changed even if the length of the feed element is the same. Thereby, a tunable antenna can be realized.
  • the radiating element 22 is Z with respect to the feeding element 21 so that one end 22a of the radiating element 22 overlaps between the ends 21a and 21b of the feeding element 21 when viewed from the Z-axis direction. They are spaced apart in the axial direction. Therefore, in this case, the shortest distance x corresponds to the linear distance between the end 22a of the radiating element 22 on the feeding element 21 side and the end 21b of the feeding element 21 on the radiating element 22 side.
  • the data of FIG. 4 calculates the operating gain of the radiating element 22 by changing the shortest distance x by translating the radiating element 22 from the feeding element 21 in the Z-axis direction while the position of the feeding element 21 is fixed. It is the result.
  • the vertical axis in FIG. 4 represents the operating gain of the radiating element 22 when the radio wave frequency is set to 2.6 GHz.
  • the shortest distance x on the horizontal axis in FIG. 4 is a value normalized by one wavelength (a value converted to a distance per wavelength).
  • the operating gain of the radiating element 22 decreases as the radiating element 22 moves away from the feed element 21 because the coupling strength of electromagnetic coupling between the two elements decreases.
  • the shortest distance x is 0.2 ⁇ ⁇ 0 or less (more preferably, 0.1 ⁇ ⁇ 0 or less, more preferably 0.05 ⁇ ⁇ 0 or less)
  • the operation of the radiating element 22 is performed. This is advantageous in improving the gain.
  • the distance that the feeding element 21 and the radiating element 22 run in parallel at the shortest distance x is preferably 3/8 or less of the physical length of the radiating element 22. More preferably, it is 1/4 or less, and more preferably 1/8 or less.
  • the position where the shortest distance x is located is a portion where the coupling between the feeding element 21 and the radiating element 22 is strong, and if the parallel distance at the shortest distance x is long, the radiating element 22 has a strong and low impedance portion. Since they are coupled, impedance matching may not be achieved. Therefore, in order to strongly couple only with a portion where the change in impedance of the radiating element 22 is small, it is advantageous in terms of impedance matching that the distance of parallel running at the shortest distance x is short.
  • FIGS. 5A to 5E show five types of embodiment variations of the antenna device in which the crossing angle between the feeding element 21 and the radiating element 22 is different.
  • the tip portion of 10 mm from the end portion 22 a of the radiating element 22 is rotated around the tip portion 21 b of the feeding element 21.
  • the operation gain of the radiating element 22 can ensure a desired value. Further, even if the crossing angle is changed, the operating gain characteristics of the radiating element 22 are hardly affected.
  • FIG. 6 is a front view of the wireless communication device 2 and shows an example of mounting the antenna device 1 on the wireless communication device 2.
  • FIG. 6 is a perspective view showing the arrangement positions of the components of the antenna device 1 such as the feeding element 21 and the radiating element 22 and the ground plane 12 in an easy-to-see manner.
  • the ground plane shown here is a ground plane of a circuit board (not shown), and this ground plane is electrically connected to a ground plane of a system (not shown).
  • the ground plane means a system ground plane.
  • the wireless communication device 2 is a wireless device that can be carried by a person.
  • Specific examples of the wireless communication device 2 include electronic devices such as an information terminal, a mobile phone, a smartphone, a personal computer, a game machine, a television, and a music and video player.
  • the wireless communication device 2 includes a housing 30, a display 32 built in the housing 30, and a cover glass 31 that covers the entire image display surface of the display 32.
  • the housing 30 is a member that forms part or all of the outer shape of the wireless communication device 2 and is a container that houses and protects a circuit board having the ground plane 12.
  • the housing 30 may be composed of a plurality of parts, and the parts may include a back cover 33.
  • the display 32 may have a touch sensor function.
  • the cover glass 31 is a dielectric substrate that is transparent or translucent enough to allow the user to visually recognize an image displayed on the display 32, and is a flat plate member that is stacked on the display 32. Further, the cover glass 31 is formed in a size that is the same as or slightly smaller than the outer shape of the housing 30.
  • the outer surface of the cover glass 31 that is, the surface opposite to the surface on which the display 32 is mounted is the first surface, and the surface on the mounted surface is the second surface.
  • the power feeding element 21 illustrated in FIG. 6 is configured to include a conductive portion parallel to the edge 12 a of the ground plane 12, and the display 32 is formed as Z. When viewed in opposition from the axial direction, it is disposed inside the outer edge of the display 32. However, the power feeding element 21 may be disposed outside the outer edge of the display 32 when the display 32 is viewed from the Z-axis direction, or straddles the outer edge of the display 32 from the inner side toward the outer side. May be arranged.
  • the radiating element 22 includes a conductive portion parallel to the edge 12 b of the ground plane 12, and when the display 32 is viewed from the Z-axis direction, the display 32 It arrange
  • the radiating element 22 may be disposed on the inner side with respect to the outer edge of the display 32 when the display 32 is viewed from the Z-axis direction, or straddles the outer edge of the display 32 from the inner side toward the outer side. It may have a conductor part.
  • the radiating element may be a part of the metal of the casing.
  • region which mounts an antenna in a smart phone etc. is restricted, space can be utilized effectively by utilizing the metal used for a housing
  • a wireless device including a housing 30, a display 32 built in the housing 30, and a cover glass 31 covering an image display surface of the display 32.
  • the feeding element 21 of the antenna device 1 which is one embodiment of the present invention is disposed inside the housing 30, and the radiating element 22 of the antenna device 1 is the surface of the cover glass 31 of the wireless device (in particular, the surface).
  • a wireless device mounted on the second surface of the cover glass 31 is used.
  • FIG. 7, 8A, and 8B are diagrams illustrating the positional relationship in the height direction parallel to the Z-axis for each component of the antenna device 1 and the wireless communication device 2.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the positional relationship in the height direction parallel to the Z-axis for each component of the antenna device 1 and the wireless communication device 2.
  • FIG. 7 is a side view schematically showing an example in which the radiating element 22 of the antenna device 1 is mounted on the cover glass 31 side of the wireless communication device 2.
  • the radiating element 22 arranged at the peripheral edge of the cover glass 31 is provided in a planar manner on the second surface of the cover glass 31 on the display 32 side.
  • the radiating element 22 may be provided on the first surface of the cover glass 31 opposite to the display 32, or may be provided on the edge side surface of the cover glass 31.
  • the radiating element 22 is preferably arranged to have a portion along the edge of the ground plane 12. With this arrangement, for example, the directivity of the antenna can be controlled.
  • the radiating element 22 When the radiating element 22 is provided on the surface (surface) of the cover glass 31, the radiating element 22 may be formed by applying a conductive paste such as copper or silver to the surface (surface) of the cover glass 31 and baking it.
  • a conductor paste such as copper or silver
  • plating or the like may be applied to prevent deterioration of the conductor due to oxidation.
  • a foil-like material such as copper or silver may be formed on the surface of the cover glass 31 via an adhesive layer or the like.
  • the cover glass 31 may be subjected to decorative printing, and a conductor may be formed in the decorative printed portion. Further, in the case where a black masking film is formed on the periphery of the cover glass 31 for the purpose of hiding the wiring or the like, the radiating element 22 may be formed on the black masking film.
  • FIG. 8A and 8B are side views schematically showing an example in which the radiating element 22 of the antenna device 1 is mounted on the back cover 33 side of the wireless communication device 2.
  • the inside of the back cover 33 that is, the surface on the display 32 side is defined as a first surface
  • the opposite surface is defined as a second surface.
  • the radiating element 22 arranged at the peripheral edge of the back cover 33 of the wireless communication device 2 is provided in a planar manner on the first surface of the back cover 33 on the display 32 side.
  • the radiating element 22 may be provided on the second surface of the back cover 33 opposite to the display 32, may be provided on the edge side surface of the back cover 33, or is incorporated in the back cover 33. Also good. Further, the back cover 33 may be a part of the case 30 illustrated in FIG. 6 or may be a separate part. Further, the back cover 33 may be a dielectric such as a resin material or a metal body. However, in the case of a conductive member, the radiating element 22 is preferably attached in a state of being insulated from the back cover 33. The arrangement position of the radiating element 22 is not limited to the peripheral edge portion of the back cover 33 and can be arranged at any appropriate place.
  • a resin such as ABS resin is used as a material for the housing 30 and the back cover 33, but transparent glass, colored glass, milky white glass, and the like can also be used.
  • the colored glass Co, Mn, Fe, Ni, Cu, Cr, V, Zn, Bi, Er, Tm, Nd, Sm, Sn, Ce, Pr, Eu, Ag, Au, etc. are used as the coloring components. It can be obtained by adding to the above components. Moreover, what utilized scattering of light, such as crystallized glass and phase separation glass, is illustrated in milky white glass. Among these, particularly in crystallized glass, lithium disilicate (Li 2 Si 2 0 5 ) crystal, nepheline ((NaK) AlSiO 4 ) crystal, and sodium fluoride (NaF) are preferable.
  • a glass ceramic substrate obtained by sintering glass powder, ceramic powder, pigment powder, or the like can be used as a material for the casing 30 and the back cover 33.
  • the composition of the glass powder is not particularly limited as long as it can be sintered with the ceramic powder at an appropriate temperature, but when the silver wiring is formed by baking at 800 to 900 ° C., the softening point is 700 to 900.
  • a glass composition at 0 ° C. is desirable, and in order to improve the strength as a casing, a SiO 2 —B 2 O 3 —Al 2 O 3 —RO—R 2 O system containing SiO 2 as a glass composition is desirable.
  • RO represents an alkaline earth metal oxide
  • R 2 O represents an alkali metal oxide.
  • Glass ceramics have a high degree of freedom to adjust properties such as color tone and strength by combining glass powder and ceramic powder.
  • Co, Mn, Fe, Ni, Cu, Cr, V, Zn, Bi, Er, Tm, Nd, Sm, Sn, Ce, Pr, Eu, Ag or Au are used as coloring components.
  • an element that causes absorption when added to the glass composition may be added.
  • glass ceramics the degree of freedom of color tone adjustment is higher when pigment powder is added, mixed and sintered.
  • typical inorganic pigments include complex oxide pigments composed of elements selected from Fe, Cr, Co, Cu, Mn, Ni, Ti, Sb, Zr, Al, Si, P, and the like.
  • a glass powder with a glass composition and particle size that is easy to co-sinter with the ceramic powder to be blended is selected, and the ceramic powder is a ceramic powder with high single strength exemplified by Al 2 O 3 , ZrO 2, etc. Just choose.
  • the shape of the ceramic powder also has a great influence on the strength.
  • ceramic powders having various dielectric constants may be appropriately used.
  • a combination of glass powder and ceramic powder having a glass composition having an appropriate thermal expansion coefficient may be selected. It is also effective to select the shape of the ceramic powder in order to adjust the shrinkage during firing as a glass ceramic.
  • the conductive pattern may be formed by screen printing and drying using a commercially available silver paste for baking at 800 to 900 ° C. Or you may stick foil-like things, such as copper and silver.
  • a multilayer structure may be used, a conductor pattern may be formed on the inner layer, and a part of the conductor pattern may function as a radiating element.
  • the radiating element 22 may be formed on the inner layer of the back cover 33 using a glass ceramic having a two-layer structure. In this case, since the radiating element 22 can be formed without being exposed to the outside, it is possible to prevent deterioration and peeling of the conductor resistance due to oxidation, and to improve reliability.
  • the back cover 33 is not limited to two layers, but may have a multilayer structure, and the radiating element 22 can be formed on either the outermost surface of the multilayer structure or the interlayer structure forming the multilayer structure.
  • the shape of the radiation element 22 when the radiation element 22 is formed on the cover glass 31, the shape is preferably a linear conductor.
  • the place where the radiating element 22 is disposed is not particularly limited.
  • the shape may be a linear conductor, a loop conductor, or a patch.
  • a conductor may be used.
  • the shape of the patch-like conductor is not particularly limited, and a planar structure having any shape such as a substantially square shape, a substantially rectangular shape, a substantially circular shape, or a substantially oval shape can be used.
  • the feed element 21, the radiation element 22, and the positions of the ground plane 12 in the height direction parallel to the Z axis may be different from each other. Further, all or a part of the positions in the height direction of the power feeding element 21, the radiating element 22, and the ground plane 12 may be the same.
  • a wireless device including a housing 30 (having a back cover 33) and a display 32 built in the housing 30.
  • the feeding element 21 of the antenna device 1 according to one embodiment of the present invention is disposed inside the housing 30, and the radiating element 22 of the antenna device 1 is mounted on the surface of the back cover 33 or inside the back cover 33.
  • a wireless device is shown in FIGS. 8A and 8B, in a wireless device including a housing 30 (having a back cover 33) and a display 32 built in the housing 30.
  • the feeding element 21 of the antenna device 1 according to one embodiment of the present invention is disposed inside the housing 30, and the radiating element 22 of the antenna device 1 is mounted on the surface of the back cover 33 or inside the back cover 33.
  • FIGS. 9A and 9B are front views transparently showing an example in which the antenna device 1 in the case where a plurality of radiating elements are fed by one feeding element 21 is mounted on the wireless communication device 2.
  • power is supplied to two radiating elements, but power may be supplied to three or more radiating elements.
  • multiband, wideband, directivity control, etc. can be achieved.
  • FIG. 9A shows a case where one feeding element 21 feeds power to two radiating elements 22-1 and 22-2 arranged along two adjacent edges of the display 32 that are orthogonal to each other.
  • the radiating element 22-1 has a portion along the left edge of the display 32
  • the radiating element 22-2 has a portion along the upper edge of the display 32.
  • FIG. 9B shows a case where one feeding element 21 feeds power to two radiating elements 22-1 and 22-2 arranged along one edge of the display 32 together. Both the radiating elements 22-1 and 22-2 have a portion along the right edge of the display 32.
  • FIG. 10A, FIG. 10B, and FIG. 10C are front views that transparently show an example in which a plurality of antenna devices 1 are mounted on one wireless communication device 2.
  • FIG. An example is shown in which two radiating elements 22-A1, 22-A2 are fed by the feeding element 21-1, and two radiating elements 22-B1, 22-B2 are fed by the feeding element 21-2. .
  • any one of the radiation elements 22 of each of the plurality of antenna devices is orthogonal to any other radiation element other than the one radiation element.
  • An example of arrangement is shown.
  • “another radiating element” means “all other radiating elements”, “one other radiating element”, and “a plurality of other radiating elements”.
  • the radiating element 22-A1 and the radiating element 22-B1 have conductor parts orthogonal to each other, and the radiating element 22-A2 and the radiating element 22-B2 have conductor parts orthogonal to each other.
  • the radiating element 22-A1 has a conductor portion orthogonal to the radiating elements 22-B2 and 22-B1.
  • the radiating element 22-A1 and the radiating element 22-B1 have conductor parts orthogonal to each other, and the radiating element 22-A2 and the radiating element 22-B2 have conductor parts orthogonal to each other.
  • an antenna using a non-contact power feeding method using electromagnetic coupling in the present invention and an antenna using another power feeding method may be used in combination.
  • Other power feeding methods include a cable, a flexible board, a pin using a spring, and contact by a mechanism having some elasticity.
  • FIG. 11 is a front view transparently showing an example in which other antenna elements 34 and 35 arranged so as to be orthogonal to the radiating element 22 fed through the feeding element 21 are mounted.
  • the radiating element 22 has a conductor portion orthogonal to other antenna elements 34 and 35 that are fed by a feeding method different from that of the radiating element 22.
  • FIG. 12 is a side view schematically showing the positional relationship between the radiating element 22 and the other antenna elements 34 and 35 in the height direction.
  • the radiating element 22 is provided on the surface of the cover glass 31 on the display 32 side, and the other antenna elements 34 and 35 and the feeding element 21 are provided on the surface of the back cover 33 on the display 32 side. .
  • the area which can mount an antenna can be increased dramatically and the arrangement
  • interference between antennas can be suppressed, which is suitable for a configuration of a MIMO (Multi Input Multi Output) antenna.
  • MIMO Multi Input Multi Output
  • FIG. 13 is a perspective view of the antenna device 3 actually manufactured.
  • FIG. 14 is a plan view schematically and schematically showing the configuration of the antenna device 3.
  • the antenna device 3 includes a feeding element 51 connected to the feeding point 44, a radiating element 52 that is electromagnetically coupled away from the feeding element 51, and a microstrip line 40 connected to the feeding point 44.
  • the feeding element 51 is connected to the strip conductor 41 of the microstrip line 40, so that the microstrip line 40 substantially functions as a feeding line.
  • the radiating element 52 is formed on the surface of the cover substrate 61 on the side close to the resin substrate 43 on which the power feeding element 51 is formed.
  • the microstrip line 40 includes a resin substrate 43, a ground plane 42 is disposed on one surface of the resin substrate 43, and a linear strip conductor 41 is disposed on the other surface of the resin substrate 43. Yes.
  • a connection point between the strip conductor 41 and the feed element 51 is defined as a feed point 44, and the resin substrate 43 is assumed to be a substrate on which an integrated circuit such as an IC chip connected to the feed point 44 via the microstrip line 40 is mounted. ing.
  • the feeding element 51 is provided on the resin substrate 43 and disposed on the same surface as the strip conductor 41. As shown in FIG. 14, the boundary between the feeding element 51 and the strip conductor 41 is a portion that appears to coincide with the edge 42 a of the ground plane 42 in a plan view in the Z-axis direction, and is a feeding point 44. .
  • the antenna device 3 includes a cover substrate 61 fixed on the resin substrate 43 with a support 71 above the resin substrate 43.
  • the radiating element 52 is formed on the surface of the cover substrate 61 on the side close to the resin substrate 43 on which the power feeding element 51 is formed.
  • the feeding element 51 and the radiating element 52 are separated by a space formed by the support 71.
  • the radiating element 52 is indicated by a solid line in order to prevent the radiating element 52 and the like from becoming difficult to see.
  • FIGS. 15, 16, and 17 show the results of measuring the S11 characteristics of the radiating element 52 by changing the material of the cover substrate 61 of FIGS.
  • BT Resin registered trademark
  • CCL-HL870 manufactured by Mitsubishi Gas Chemical Co., Ltd.
  • a substrate thickness of 0.8 mm was used for the resin substrate 43.
  • BT Resin registered trademark
  • CCL-HL870 manufactured by Mitsubishi Gas Chemical Co., Ltd.
  • the measurement results are obtained when a copper foil having a thickness of 18 ⁇ m is used for the radiating element 52.
  • the dimensions of the structure shown in FIG. 14 are as follows.
  • FIG. 17 shows measurement results when aluminosilicate glass (Dragon Trail (trade name) manufactured by Asahi Glass) is used for the cover substrate 61 and a copper paste having a resistivity of 18 ⁇ ⁇ cm is used for the radiating element 52.
  • the paste-like composition for forming a conductor includes a powder of copper particles and a resin binder.
  • copper particles can be used as the copper particles.
  • Use of copper particles having a modified surface (Japanese Patent Laid-Open No. 2011-017067) is preferable because a conductor film having a low volume resistivity can be formed.
  • the resin binder include known thermosetting resin binders used for metal pastes, and it is preferable to select and use a resin component that is sufficiently cured at the temperature during curing.
  • the thermosetting resin include phenol resin, diallyl phthalate resin, unsaturated alkyd resin, epoxy resin, urethane resin, bismaleidotriazine resin, silicone resin, thermosetting acrylic resin, and the like, and phenol resin is particularly preferable.
  • the amount of the thermosetting resin in the copper paste must be such that the amount of the cured product does not hinder the electrical conductivity of the copper particles. Increase body volume resistivity.
  • the amount of the thermosetting resin may be appropriately selected according to the ratio between the volume of the copper particles and the voids existing between the copper particles, and is usually 5 to 50 parts by mass with respect to 100 parts by mass of the copper particle powder. Is preferably 5 to 20 parts by mass. When the amount of the thermosetting resin is 5 parts by mass or more, the flow characteristics of the paste are good. When the amount of the thermosetting resin is 50 parts by mass or less, the volume resistivity of the conductor film can be kept low.
  • the S11 characteristic of the radiating element 52 is a value that sufficiently functions as an antenna.
  • FIG. 18 and 19 are diagrams showing the evaluation results of the position robustness of the antenna device 3.
  • FIG. 18 shows the design value (center) of the cover substrate 61 in the two directions of the upper (TOP) direction and the lower (BOTTOM) direction of FIG. 14 with respect to the Y-axis direction while the resin substrate 43 shown in FIG. 13 is fixed. The case where it is moved at a pitch of 2 mm is shown (total 5 types).
  • T2 is moved 2 mm with respect to the center in the upward (TOP) direction
  • T4 is moved 4 mm with respect to the center in the upward (TOP) direction.
  • B2 is moved 2 mm relative to the center in the downward (BOTTOM) direction
  • T4 is moved 4 mm relative to the center in the downward (BOTTOM) direction.
  • FIG. 19 shows design values (center) in two directions of the left (LEFT) direction and the right (RIGHT) direction of FIG. 14 with respect to the X-axis direction while fixing the resin substrate 43 shown in FIG. The case where it is moved at a pitch of 2 mm is shown (total 5 types).
  • L2 is moved 2 mm relative to the center in the left (LEFT) direction
  • L4 is moved 4 mm relative to the center in the left (LEFT) direction.
  • R2 is moved 2 mm relative to the center in the right (RIGHT) direction
  • R4 is moved 4 mm relative to the center in the right (RIGHT) direction.
  • the antenna device can function as a multiband antenna using a secondary mode in which the radiating element resonates at a resonance frequency approximately twice the resonance frequency of the fundamental mode (primary mode).
  • the analysis model of FIG. 20 is used as an example for the conditions under which good matching is obtained between the fundamental mode and the secondary mode of the radiating element when the radiating element of the antenna device according to the embodiment of the present invention operates in the dipole mode. I will give you a description.
  • FIG. 20 is a perspective view showing a simulation model on a computer for analyzing the operation of the antenna device 4 according to the embodiment of the present invention.
  • the antenna device 4 includes a feeding element 151 connected to the feeding point 144, a radiating element 152 that is electromagnetically coupled to the feeding element 151, and a microstrip line 140 connected to the feeding point 144.
  • the feeding element 151 is connected to the strip conductor 141 of the microstrip line 140, so that the microstrip line 140 substantially functions as a feeding line.
  • the microstrip line 140 has a substrate 143, a ground plane 142 is disposed on one surface of the substrate 143, and a linear strip conductor 141 is disposed on the other opposite surface of the substrate 143.
  • a connection point between the strip conductor 141 and the feeding element 151 is a feeding point 144, and the substrate 143 is assumed to be a substrate on which an integrated circuit such as an IC chip connected to the feeding point 144 via the microstrip line 140 is mounted. Yes.
  • the feeding element 151 is provided on the substrate 143 and disposed on the same surface as the strip conductor 141.
  • the boundary between the feeding element 151 and the strip conductor 141 is a portion that appears to coincide with the edge 142 a of the ground plane 142 in a plan view in the Z-axis direction, and is a feeding point 144.
  • the feed element 151 is a linear conductor that extends linearly from the end portion 151a connected to the feed point 144 to the end portion 151b in the Y-axis direction.
  • the antenna device 4 includes a cover substrate 161 arranged at a distance from the substrate 143 in the normal direction parallel to the Z-axis of the substrate 143.
  • the radiating element 152 is formed on the surface of the cover substrate 161 on the side close to the substrate 143 on which the power feeding element 151 is formed.
  • the radiating element 152 is a linear conductor that linearly connects one end 152a and the other end 152b.
  • the radiating element 152 is overlapped with the feeding element 151 in the Z-axis direction so that the end 152a of the radiating element 152 overlaps between the end 151a and the end 151b of the feeding element 151 when viewed from the Z-axis direction. Are located apart.
  • the shortest distance between the feeding element 151 and the radiating element 152 that are electromagnetically coupled is equal to the gap L68 between the substrate 143 and the substrate 161.
  • FIG. 21 is an S11 characteristic diagram of the antenna device 4 of FIG.
  • the simulation conditions for the calculation results in FIG. 21 are as follows.
  • the line width of the feeding element 151 is a constant 1.9 mm
  • the line width of the radiating element 152 is also a constant 1.9 mm.
  • f 11 represents the resonance frequency of the fundamental mode of the radiating element 152
  • f 12 represents the resonance frequency of the secondary mode of the radiating element 152
  • f 21 represents the resonance frequency of the fundamental mode of the feed element 151.
  • the resonance frequency f 12 can be set to 1.97 GHz as the secondary mode.
  • the resonance frequency f 11 and f 12 of the radiating element are fixed and the resonance frequency f of the feed element is fixed. 21 can be shifted.
  • the resonance frequency f 21 of the feed element can be shifted to a higher frequency side between the resonance frequencies f 11 and f 12 of the radiation element, and further, the resonance frequency f of the radiation element is increased. It can also be shifted to a frequency higher than 12 .
  • the longer the length of the feed element it is possible to shift the resonance frequency f 21 of the feed element on the low frequency side, it can be shifted to a frequency lower than the resonance frequency f 11 of the radiating element.
  • FIG. 22 shows the resonance frequency f 11 when the length L51 of the feed element 151 is shortened by 5 mm from 45 mm to 15 mm while the length L52 of the radiating element 152 is fixed to 95 mm under the simulation conditions of the calculation result of FIG. and it represents S11 in f 12 and.
  • the horizontal axis of FIG. 22 represents the frequency ratio p between the resonance frequency f 21 of the fundamental mode of the power feeding element 151 and the resonance frequency f 12 of the secondary mode of the radiation element 152.
  • p f 21 / f 12 It is defined by the formula of That is, when the frequency ratio p is equal to 1, indicates that f 12 and f 21 are the same frequency, when the frequency ratio p is less than 1, indicating that f 21 is less than f 12, the frequency ratio p when but greater than 1, indicating that f 21 is higher than f 12. As the length L51 of the feed element 151 is shortened, the resonance frequency f 21 of the feed element 151 to shift to the high frequency side, the frequency ratio p increases.
  • Figure 22 shows a case where the adjusting the length L51 and the length L52 of the radiating element 152 of the feed element 151 to set the resonant frequency f 11 to 0.97GHz resonance frequency f 12 is set to 1.97GHz. However, details are omitted, a length L51, L52 and adjusting the resonance frequency f 11, f 12 other frequency (f 11: 1.79GHz and f 12: 3.65GHz and f 11: 2.51GHz and f 12 : 5.20 GHz) As for the relationship between the frequency ratio p and S11 at the resonance frequencies f 11 and f 12 , the same result as in FIG. 22 is obtained.
  • the bonding strength of the electromagnetic field coupling is frequency ratio when to change according to the size of the gap L68 (see Fig. 20), the S11 in the resonant frequency f 11 satisfies "S11 ⁇ -4 [dB]" upper limit p 2 p-well, changes according to the magnitude of the gap L68.
  • FIG. 23 is calculated under the same simulation conditions as the calculation result of FIG.
  • the resonance frequency of the fundamental mode of the feed element is f 21
  • the resonance frequency of the secondary mode of the radiation element is f 12
  • the wavelength in vacuum at the resonance frequency of the fundamental mode of the radiation element is ⁇ 0
  • the feed element and the radiation element a value obtained by normalizing the shortest distance lambda 0 and x of.
  • the antenna device can be reduced in size.
  • FIG. 24 is a perspective view showing an antenna device 5 according to an embodiment of the present invention, in which a simulation model is created on a computer and S11 is calculated, and a similar device is actually created and S11 is measured.
  • the antenna device 5 includes an L-shaped feeding element 151 connected to the feeding point 144, a radiating element 152 electromagnetically coupled to the feeding element 151, and a microstrip line 140 connected to the feeding point 144. .
  • the feeding element 151 of the antenna device 5 is a linear conductor that is bent at a right angle at a bent portion 151c between the end portion 151a and the end portion 151b.
  • the feed element 151 includes a linear conductor portion extending in the Y-axis direction between the end portion 151a and the bent portion 151c, and a linear shape extending in the X-axis direction between the bent portion 151c and the end portion 151b. And a conductor portion.
  • the radiating element 152 has a linear conductor portion that overlaps the linear conductor portion between the bent portion 151c and the end portion 151b in a plan view in the Z-axis direction, and the bent portion 151c is a plan view in the Z-axis direction. In FIG.
  • FIG. 25 is a characteristic diagram of S11 of the antenna device 5 of FIG. “Sim.” Indicates S11 analyzed on the computer, and “Exp.” Indicates S11 measured by using the actually manufactured antenna device.
  • the conditions at the time of analysis and measurement in FIG. 25 are as follows.
  • the line width of the feeding element 151 is a constant 1.9 mm
  • the line width of the radiating element 152 is also a constant 1.9 mm.
  • the total length of the power feeding element 151 substantially matches (L70 + L53).
  • the simulation results as well as actually even antenna apparatus produced not only the resonance frequency f 12 of the resonance frequency f 11 and secondary modes of the fundamental mode of the radiating element, the basic of the feed element even resonance frequency f 21 of the mode, good matching is obtained.
  • the present invention is not limited to the above embodiment.
  • Various modifications and improvements, such as combinations and substitutions with part or all of other example embodiments, are possible within the scope of the present invention.
  • the feeding element 21 and the radiating element 22 illustrated in FIG. 1A are linear conductors extending linearly, but may be linear conductors including a bent conductor portion.
  • an L-shaped conductor part may be included, or a meander-shaped conductor part may be included.
  • the feeding element 21 and the radiating element 22 may be linear conductors including a conductor portion branched in the middle.
  • a stub may be provided in the power feeding element, or a matching circuit may be provided. Thereby, the area which a feed element occupies for a board
  • FIG. 26 is a plan view showing a simulation model on a computer for analyzing the operation of the antenna device 6 having meander-shaped radiating elements. The description of the same configuration as the above-described embodiment may be omitted or simplified.
  • FIG. 26 shows an example of the meander shape of the radiating element, and the antenna device 6 includes a radiating element 252 that is electromagnetically coupled to the L-shaped feeding element 151.
  • the radiating element 252 has a meander shape that is line-symmetric with respect to the symmetry axis in the Y-axis direction, and is planarly viewed in the Z-axis direction on the linear conductor portion between the bent portion 151c and the end portion 151b of the power feeding element 151. Have overlapping linear conductor portions.
  • the radiating element 252 is formed on a surface closer to the substrate 143 on which the power feeding element 151 is formed, out of both surfaces of the substrate 161, and has a total length of ⁇ / 2. In FIG. 26, the radiating element 252 is shown by a solid line in order to prevent the radiating element 252 and the like from becoming difficult to see.
  • the radiating element 252 may be a linear conductor having a point-symmetric meander shape.
  • FIG. 27 is an S11 characteristic diagram of the antenna device 6 of FIG.
  • the simulation conditions for the analysis results in FIG. 27 are as follows.
  • the shortest distance between the power feeding element 151 and the radiation element 252 is 2 mm.
  • the line width of the power feeding element 151 is a constant 1.9 mm, and the line width of the radiating element 252 is a constant 0.5 mm.
  • the total length of the power feeding element 151 substantially matches (L70 + L53).
  • FIG. 28 is a perspective view of the wireless communication device 7 including the curved cover glass 331 provided with the radiating element 352.
  • the wireless communication device 7 has a configuration similar to that of the above-described wireless communication device 2 (see FIG. 6), and is a wireless device that can be carried by a person.
  • the wireless communication device 7 includes a housing 330 and a cover glass 331 that covers the entire image display surface of a display built in the housing 330.
  • An antenna device according to an embodiment of the present invention is accommodated in the housing 330.
  • the antenna device housed in the housing 330 has a resin substrate 343 on which a microstrip line is formed.
  • a ground plane 342 is disposed on one surface of the resin substrate 343, and the other side of the resin substrate 343 is opposite to the other.
  • a linear strip conductor 341 is disposed on the surface of the substrate.
  • the edge portion 342a is an outer edge portion of the ground plane 342.
  • the antenna device housed in the housing 330 includes a feed element 351 connected to the strip conductor 341 via a feed point 344 and a radiating element 352 that is electromagnetically coupled to the feed element 351.
  • the power feeding element 351 is provided on the resin substrate 343 and is disposed on the same surface as the strip conductor 341.
  • the feed element 351 is a linear conductor that is connected to a feed point 344 connected to the strip conductor 341 and has a meander shape.
  • the radiating element 352 is formed on the concave surface of the cover glass 331 on the power feeding element 351 side.
  • FIG. 29 is an S11 characteristic diagram of the antenna device housed in the housing 330 of the wireless communication device 7 of FIG.
  • the conditions at the time of measurement in FIG. 29 are as follows.
  • the line width of the feeding element 351 is a constant 0.5 mm
  • the line width of the radiating element 352 is a constant 2 mm
  • the line width of the strip conductor 341 is a constant 1.9 mm.
  • the cover glass 331 has a portion with a radius of curvature of 200 mm in the X direction, a portion with a radius of curvature of 2000 mm in the Y direction, and is curved with a plate thickness of 1.1 mm.
  • the cover glass 331 is attached to the frame portion of the housing 330.
  • the power feeding element When the power feeding element is provided on the substrate, the power feeding element may be provided on the surface of the substrate or inside the substrate.
  • a chip component including a power feeding element and a medium in contact with the power feeding element may be mounted on the substrate. Thereby, the feed element in contact with the predetermined medium can be easily mounted on the substrate.
  • the medium with which the radiating element or the power feeding element is in contact is not limited to a dielectric, but may be a base made of a magnetic material or a mixture of a dielectric and a magnetic material.
  • the dielectric include resin, glass, glass ceramics, LTCC (Low Temperature Co-Fired Ceramics), and alumina.
  • a mixture of a dielectric and a magnetic material it is sufficient to have either a transition element such as Fe, Ni, or Co, or a metal or oxide containing a rare earth element such as Sm or Nd. Examples thereof include crystal ferrite, spinel ferrite (Mn—Zn ferrite, Ni—Zn ferrite, etc.), garnet ferrite, permalloy, and Sendust (registered trademark).

Landscapes

  • Support Of Aerials (AREA)
  • Details Of Aerials (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Aerials With Secondary Devices (AREA)

Abstract

　給電点に接続される給電素子と、前記給電素子から離れて配置された放射素子とを備え、　前記給電素子が、前記放射素子と電磁界結合することにより前記放射素子に給電し、前記放射素子が放射導体として機能する、アンテナ装置。例えば、前記給電素子の共振の基本モードを与える電気長をＬｅ２１、前記放射素子の共振の基本モードを与える電気長をＬｅ２２、前記放射素子の基本モードの共振周波数における前記給電素子または前記放射素子上での波長をλとして、Ｌｅ２１が、（３／８）・λ以下であり、かつ、Ｌｅ２２が、前記放射素子の共振の基本モードがダイポールモードである場合、（３／８）・λ以上（５／８）・λ以下であり、前記放射素子の共振の基本モードがループモードである場合、（７／８）・λ以上（９／８）・λ以下である。

Description

アンテナ装置及びそれを備える無線装置
　本発明は、アンテナ装置及びそれを備える無線装置（例えば、携帯電話などの携帯無線機）に関する。
　携帯無線機等に搭載されるアンテナは、近年、その個数が増加しており、また回路基板の集積密度が高まっているため、筺体表面、あるいは筺体内部など、回路基板から離れた部位に実装されている。
　例えば、特許文献１に開示されたアンテナ導体（放射導体）は、筐体外装面に形成されていて、基板に設けられた給電ピンに物理的に接触している（特許文献１の図２参照）。このような給電ピンを用いる場合には、外部からの衝撃が加わった際の信頼性を向上するために、スプリングピンコネクタなどの衝撃を緩和する機構を有する特殊な接続端子が利用される。また、このような特殊な機構を使用しない例として、特許文献２に開示された給電方式がある。
　特許文献２のアンテナ装置は、筐体に放射導体が形成され、また、回路基板上に垂直に立てられた給電線の先端に容量板が配置されている（特許文献２の図１参照）。容量板と放射導体が容量結合することにより、非接触で放射導体に給電されるため、非接触給電方式は、衝撃に強い構造といえる。特に、筐体にガラスやセラミックスなどの脆性材料を利用し、筐体にアンテナを形成する場合において、給電ピンなどで給電を行うと、外部から強い衝撃が加わった際に筐体の１点に応力が集中することで、筐体が破損し、アンテナも動作しなくなる可能性がある。このような問題を回避する手段として、非接触給電は非常に有効といえる。
特開２００９－０６０２６８号公報 特開２００１－２４４７１５号公報
　しかしながら、放射導体と容量板とを容量結合させる給電方式では、製造上の誤差などで、放射導体と容量板との相対的な位置関係、特に間隔が設計値からずれることによって容量値が大きく変化する。その結果、インピーダンスマッチングがとれなくなるおそれがある。また、使用による振動などによって放射導体と容量板との相対的な位置関係が変化しても同様のことが発生するおそれがある。
　そこで本発明は、放射導体との位置関係について高い位置ロバスト性を有する非接触給電を実現できる、アンテナ装置及びそれを備える無線装置を提供することを目的としている。
　上記目的を達成するため、本発明は、
　給電点に接続される給電素子と、
　前記給電素子から離れて配置された放射素子とを備え、
　前記給電素子が、前記放射素子と電磁界結合することにより前記放射素子に給電し、前記放射素子が放射導体として機能する、アンテナ装置及びそれを備える無線装置を提供するものである。
　本発明によれば、放射導体との位置関係について高い位置ロバスト性を有する非接触給電を実現できる。
一実施形態のアンテナ装置の解析モデルの斜視図である。 一実施形態のアンテナ装置の解析モデルの斜視図である。 一実施形態の給電素子のＳ１１特性図である。 一実施形態のアンテナ装置のＳ１１特性図である。 給電素子と放射素子との最短距離Ｄ１と放射素子の動作利得との関係図である。 給電素子と放射素子との交差角度が＋９０°のときのアンテナ装置の実施形態である。 給電素子と放射素子との交差角度が＋４５°のときのアンテナ装置の実施形態である。 給電素子と放射素子との交差角度が０°のときのアンテナ装置の実施形態である。 給電素子と放射素子との交差角度が－４５°のときのアンテナ装置の実施形態である。 給電素子と放射素子との交差角度が－９０°のときのアンテナ装置の実施形態である。 アンテナ装置の無線装置への実装例を透視的に示した正面図である。 アンテナ装置の無線装置への実装例を模式的に示した側面図である。 アンテナ装置の無線装置への実装例を模式的に示した側面図である。 アンテナ装置の無線装置への実装例を模式的に示した側面図である。 一つの給電素子で複数の放射素子を給電する場合の実装例を透視的に示した正面図である。 一つの給電素子で複数の放射素子を給電する場合の実装例を透視的に示した正面図である。 複数のアンテナ装置が一つの無線装置に実装される例を透視的に示した正面図である。 複数のアンテナ装置が一つの無線装置に実装される例を透視的に示した正面図である。 複数のアンテナ装置が一つの無線装置に実装される例を透視的に示した正面図である。 アンテナ装置の放射素子に直交するように配置された他のアンテナ素子の実装例を透視的に示した正面図である。 放射素子と他のアンテナ素子との高さ方向の位置関係を模式的に示した側面図である。 実際に作製したアンテナ装置の斜視図である。 図１３のアンテナ装置の構成を透視的に示した平面図である。 第１の作製品のＳ１１特性図である。 第２の作製品のＳ１１特性図である。 第３の作製品のＳ１１特性図である。 Ｙ軸方向の位置ロバスト性を示したＳ１１特性図である。 Ｘ軸方向の位置ロバスト性を示したＳ１１特性図である。 一実施形態のアンテナ装置の解析モデルの斜視図である。 図２０のアンテナ装置のＳ１１特性図である。 給電素子の基本モードの共振周波数ｆ２１と放射素子の２次モードの共振周波数ｆ１２との周波数比ｐと、放射素子の共振周波数ｆ１１，ｆ１２でそれぞれ計算されたＳ１１との関係図である。 周波数比ｐの上限値ｐ２と、給電素子と放射素子との最短距離を規格化した値ｘとの関係図である。 一実施形態のアンテナ装置の斜視図である。 図２４のアンテナ装置のＳ１１の特性図である。 一実施形態のアンテナ装置の解析モデルの平面図である。 図２６のアンテナ装置のＳ１１特性図である。 一実施形態の無線装置の斜視図である。 図２８の無線装置に構成されるアンテナ装置のＳ１１特性図である。
　以下、本発明の実施形態を図面に従って説明する。
　図１Ａは、本発明の一実施形態であるアンテナ装置１の動作を解析するためのコンピュータ上のシミュレーションモデルを示した斜視図である。電磁界シミュレータとして、Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｓｔｕｄｉｏ（登録商標）（ＣＳＴ社）を使用した。
　アンテナ装置１は、給電点１４と、グランドプレーン１２と、放射素子２２と、放射素子２２に給電する給電部３６と、放射素子２２からＺ軸方向に所定距離離れて配置された導体である給電素子２１とを備えている。給電部３６は、放射素子２２単体に対する給電部位であり、アンテナ装置１としての給電部位ではない。アンテナ装置１としての給電部位は、給電点１４である。
　なお、図１Ａの場合、放射素子２２と給電素子２１は、Ｚ軸方向での平面視において重複しているが、給電素子２１が放射素子２２に電磁界結合可能な距離離れていれば、必ずしもＺ軸方向での平面視において重複していなくてもよい。例えば、Ｘ軸又はＹ軸方向などの任意の方向での平面視において重複していてもよい。
　放射素子２２は、グランドプレーン１２の縁部１２ａに沿うように配置された線状のアンテナ導体部分であり、例えばＹ軸方向側に所定の最短距離離れた状態で縁部１２ａに平行にＸ軸方向に延在している導体部分２３を有する線条導体である。放射素子２２が、外縁部１２ａに沿った導体部分２３を有することによって、例えばアンテナ装置１の指向性を容易に制御することが可能となる。図１Ａには、直線状の放射素子２２が例示されているが、放射素子２２は、Ｌ字状などの他の形状であってよい。
　給電素子２１は、グランドプレーン１２をグランド基準とする給電点１４に接続される素子であり、給電部３６を介して、放射素子２２に対して電磁界結合で給電可能な線状導体である。図１Ａの場合、給電素子２１は、給電点１４に接続される端部２１ａを起点にＹ軸方向に端部２１ｂまで直線的に延伸する線条導体である。端部２１ｂは、他の導体が接続されていない開放端である。
　給電点１４は、グランドプレーン１２を利用した所定の伝送線路や給電線等に接続される給電部位である。所定の伝送線路の具体例として、マイクロストリップライン、ストリップライン、グランドプレーン付きコプレーナウェーブガイド（導体面とは反対側の表面にグランドプレーンが配置されたコプレーナウェーブガイド）などが挙げられる。給電線としては、フィーダー線や同軸ケーブルが挙げられる。
　給電素子２１は、給電点１４を介して、例えば、基板に実装される給電回路（例えば、ＩＣチップ等の集積回路）に接続される。給電素子２１と給電回路は、上記の異なる複数の種類の伝送線路や給電線を介して接続されてもよい。また、給電素子２１は、電磁界結合によって放射素子２２に給電する。
　図１Ａには、ＸＹ平面内に延在する方形状のグランドプレーン１２が例示されている。また、図１Ａには、グランドプレーン１２の縁部１２ａに対して直角且つＹ軸に平行な方向に延伸する線状導体である給電素子２１と、給電素子２１の延伸方向に対して直角且つＸ軸に平行な方向に延伸する線状導体である放射素子２２とが例示されている。
　給電素子２１と放射素子２２は、互いに電磁界結合可能な距離で離れて配置されている。放射素子２２は、給電部３６で給電素子２１を介して電磁界結合によって非接触で給電される。このように給電されることによって、放射素子２２は、アンテナの放射導体として機能する。図１Ａに示すように、放射素子２２が２点間を結ぶ線状導体である場合、半波長ダイポールアンテナと同様の共振電流（分布）が放射素子２２上に形成される。すなわち、放射素子２２は、所定の周波数の半波長で共振するダイポールアンテナとして機能（以下、ダイポールモードという）する。また、図１Ｂに示されるアンテナ装置８のように、放射素子はループ状導体であってもよい。図１Ｂには、ループ状の放射素子２４が例示されている。放射素子がループ状導体である場合、ループアンテナと同様の共振電流（分布）が放射素子上に形成される。すなわち、放射素子２４は、所定の周波数の１波長で共振するループアンテナとして機能（以下、ループモードという）する。
　電磁界結合とは、電磁界の共鳴現象を利用した結合であり、例えば非特許文献（Ａ.Ｋｕｒｓ, ｅｔ ａｌ,“Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｏｗｅｒ
Ｔｒａｎｓｆｅｒ ｖｉａ Ｓｔｒｏｎｇｌｙ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｍａｇｎｅｔｉｃ
Ｒｅｓｏｎａｎｃｅｓ,”Ｓｃｉｅｎｃｅ Ｅｘｐｒｅｓｓ,　Ｖｏｌ.３１７,　Ｎｏ.５８３４,　ｐｐ.８３－８６,　Ｊｕｌ.　２００７）に開示されている。電磁界結合は、電磁界共振結合又は電磁界共鳴結合とも称され、同じ周波数で共振する共振器同士を近接させ、一方の共振器を共振させると、共振器間に作られるニアフィールド（非放射界領域）での結合を介して、他方の共振器にエネルギーを伝送する技術である。また、電磁界結合とは、静電容量結合や電磁誘導による結合を除いた高周波における電界及び磁界による結合を意味する。なお、ここでの「静電容量結合や電磁誘導による結合を除いた」とは、これらの結合が全くなくなることを意味するのではなく、影響を及ぼさない程度に小さいことを意味する。給電素子２１と放射素子２２との間の媒体は、空気でもよいし、ガラスや樹脂材等の誘電体でもよい。なお、給電素子２１と放射素子２２との間には、グランドプレーンやディスプレイ等の導電性材料を配置しないことが好ましい。
　給電素子２１と放射素子２２を電磁界結合させることによって、衝撃に対して強い構造が得られる。すなわち、電磁界結合の利用によって、給電素子２１と放射素子２２を物理的に接触させることなく、給電素子２１を用いて放射素子２２に給電できるため、物理的な接触が必要な接触給電方式に比べて、衝撃に対して強い構造が得られる。
　また、電磁界結合で給電する場合の方が、静電容量結合で給電する場合に比べて、給電素子２１と放射素子２２の離間距離（結合距離）の変化に対して、動作周波数における放射素子２２の動作利得（アンテナ利得）は低下しにくい。ここで、動作利得とは、アンテナの放射効率×リターンロスで算出される量であり、入力電力に対するアンテナの効率として定義される量である。したがって、給電素子２１と放射素子２２を電磁界結合させることで、給電素子２１と放射素子２２の配置位置を決める自由度を高めることができ、位置ロバスト性も高めることができる。なお、位置ロバスト性が高いとは、給電素子２１及び放射素子２２の配置位置等がずれても、放射素子２２の動作利得に与える影響が低いことを意味する。また、給電素子２１と放射素子２２の配置位置を決める自由度が高いため、アンテナ装置１の設置に必要なスペースを容易に縮小できる点で有利である。また、電磁界結合の利用によって、容量板などの余計な部品を構成してなくても、給電素子２１を用いて放射素子２２に給電できるため、静電容量結合で給電する場合に比べて、簡易な構成での給電が可能である。
　また、給電素子２１が放射素子２２に給電する部位である給電部３６は、図１Ａの場合、放射素子２２の一方の端部２２ａと他方の端部２２ｂとの間の中央部９０以外の部位（中央部９０と端部２２ａ又は端部２２ｂとの間の部位）に位置している。このように、給電部３６を放射素子２２の基本モードの共振周波数における最も低いインピーダンスになる部分（この場合、中央部９０）以外の放射素子２２の部位に位置させることによって、アンテナ装置１のインピーダンスマッチングを容易に取ることができる。給電部３６は、放射素子２２と給電素子２１とが最近接する放射素子２２の導体部分のうち給電点１４に最も近い部分で定義される部位である。
　放射素子２２のインピーダンスは、ダイポールモードの場合、放射素子２２の中央部９０から端部２２ａ又は端部２２ｂの方に離れるにつれて高くなる。電磁界結合における高インピーダンスでの結合の場合、給電素子２１と放射素子２２間のインピーダンスが多少変化しても一定以上の高インピーダンスで結合していればインピーダンスマッチングに対する影響は小さい。よって、マッチングを容易に取るために、放射素子２２の給電部３６は、放射素子２２の高インピーダンスの部分に位置することが好ましい。
　例えば、アンテナ装置１のインピーダンスマッチングを容易に取るために、給電部３６は、放射素子２２の基本モードの共振周波数における最も低いインピーダンスになる部分（この場合、中央部９０）から放射素子２２の全長の１／８以上（好ましくは、１／６以上、さらに好ましくは、１／４以上）の距離を離した部位に位置するとよい。図１Ａの場合、放射素子２２の全長は、Ｌ２２に相当し、給電部３６は、中央部９０に対して端部２２ａ側に位置している。
　一方、特許文献２のように、静電容量結合のような低インピーダンスでの結合でインピーダンスマッチングがとれていると、例えば、容量板と放射導体との距離がわずかでも遠くなった場合、容量が小さくなって容量板と放射導体間のインピーダンスが高くなってしまいインピーダンスマッチングがとれなくなる。
　給電素子２１の共振の基本モードを与える電気長をＬｅ２１、放射素子２２の共振の基本モードを与える電気長をＬｅ２２、放射素子２２の基本モードの共振周波数ｆ１１における給電素子２１または放射素子２２上での波長をλとして、Ｌｅ２１が、（３／８）・λ以下であり、かつ、Ｌｅ２２が、放射素子２２の共振の基本モードがダイポールモードである場合、（３／８）・λ以上（５／８）・λ以下であり、放射素子２２の共振の基本モードがループモードである場合、（７／８）・λ以上（９／８）・λ以下であることが好ましい。
　前記Ｌｅ２１は、（３／８）・λ以下が好ましい。また、グランドプレーン１２の有無を含め給電素子２１の形状に自由度を与えたい場合には、（１／８）・λ以上（３／８）・λ以下がより好ましく、（３／１６）・λ以上（５／１６）・λ以下が特に好ましい。Ｌｅ２１がこの範囲内であれば、給電素子２１が放射素子２２の設計周波数（共振周波数ｆ１１）にて良好に共振するため、アンテナ装置１のグランドプレーン１２に依存せずに給電素子２１と放射素子２２とが共鳴して良好な電磁界結合が得られ好ましい。
　また、縁部１２ａが放射素子２２に沿うようにグランドプレーン１２が形成された場合、給電素子２１は、縁部１２ａとの相互作用により、給電素子２１とグランドプレーン上に、共振電流（分布）を形成することができ、放射素子２２と共鳴して電磁界結合する。そのため、給電素子２１の電気長Ｌｅ２１の下限値は特になく、給電素子２１が放射導体２２と物理的に電磁界結合できる程度の長さであればよい。また、電磁界結合が実現しているとは整合が取れているということを意味している。また、この場合、給電素子２１が放射素子２２の共振周波数に合わせて電気長を設計する必要がなく、給電素子２１を放射導体として自由に設計することが可能になるため、アンテナ装置１の多周波化を容易に実現できる。なお、放射素子２２に沿うグランドプレーン１２の縁部１２ａは、給電素子２１の電気長と合計して設計周波数（共振周波数ｆ１１）の（１／４）・λ以上の長さであることがよい。
　なお給電素子２１の物理的な長さＬ２１は、整合回路などを含んでいない場合、放射素子の基本モードの共振周波数における真空中の電波の波長をλ０として、実装される環境による波長短縮効果の短縮率をｋ１としたとき、λｇ１＝λ０・ｋ１によって決定される。ここでｋ１は、給電素子２１の環境の実効比誘電率（εｒ１）および実効比透磁率（μｒ１）などの給電素子が設けられた誘電体基材等の媒質（環境）の比誘電率、比透磁率、および厚み、共振周波数などから算出される値である。すなわち、Ｌ２１は、（３／８）・λｇ１以下である。なお、短縮率は上記の物性から算出してもよいし、実測により求めても良い。例えば、短縮率を測定したい環境に設置された対象となる素子の共振周波数を測定し、任意の周波数ごとの短縮率が既知である環境において同じ素子の共振周波数を測定し、これらの共振周波数の差から短縮率を算出してもよい。
　給電素子２１の物理的な長さＬ２１は、Ｌｅ２１を与える物理的な長さであり、その他の要素を含まない理想的な場合、Ｌｅ２１と等しい。給電素子２１が、整合回路などを含む場合、Ｌ２１は、ゼロを超え、Ｌｅ２１以下が好ましい。Ｌ２１はインダクタ等の整合回路を利用することにより短く（サイズを小さく）することが可能である。
　また、前記Ｌｅ２２は、放射素子の共振の基本モードがダイポールモード（放射素子の両端が開放端であるような線状の導体）である場合、（３／８）・λ以上（５／８）・λ以下が好ましく、（７／１６）・λ以上（９／１６）・λ以下がより好ましく、（１５／３２）・λ以上（１７／３２）・λ以下が特に好ましい。また、高次モードを考慮すると、前記Ｌｅ２２は、（３／８）・λ・ｍ以上（５／８）・λ・ｍ以下が好ましく、（７／１６）・λ・ｍ以上（９／１６）・λ・ｍ以下がより好ましく、（１５／３２）・λ・ｍ以上（１７／３２）・λ・ｍ以下が特に好ましい。ただし、ｍは高次モードのモード数であり、自然数である。ｍは１～５の整数が好ましく、１～３の整数が特に好ましい。ｍ＝１の場合は基本モードである。Ｌｅ２２がこの範囲内であれば、放射素子２２が充分に放射導体として機能し、アンテナ装置１の効率が良く好ましい。
　また同様に、放射素子の共振の基本モードがループモード（放射素子がループ状の導体）である場合、前記Ｌｅ２２は、（７／８）・λ以上（９／８）・λ以下が好ましく、（１５／１６）・λ以上（１７／１６）・λ以下がより好ましく、（３１／３２）・λ以上（３３／３２）・λ以下が特に好ましい。また、高次モードについては、前記Ｌｅ２２は、（７／８）・λ・ｍ以上（９／８）・λ・ｍ以下が好ましく、（１５／１６）・λ・ｍ以上（１７／１６）・λ・ｍ以下がより好ましく、（３１／３２）・λ・ｍ以上（３３／３２）・λ・ｍ以下が特に好ましい。
　なお放射素子２２の物理的な長さＬ２２は、放射素子の基本モードの共振周波数における真空中の電波の波長をλ０として、実装される環境による短縮効果の短縮率をｋ２としたとき、λｇ２＝λ０・ｋ２によって決定される。ここでｋ２は、放射素子２２の環境の実効比誘電率（εｒ２）および実効比透磁率（μｒ２）などの放射素子が設けられた誘電体基材等の媒質（環境）の比誘電率、比透磁率、および厚み、共振周波数などから算出される値である。すなわち、Ｌ２２は、放射素子の共振の基本モードがダイポールモードである場合、（３／８）・λｇ２以上（５／８）・λｇ２以下、放射素子の共振の基本モードがループモードである場合、（７／８）・λｇ２以上（９／８）・λｇ２以下である。放射素子２２の物理的な長さＬ２２は、Ｌｅ２２を与える物理的な長さであり、その他の要素を含まない理想的な場合、Ｌｅ２２と等しい。Ｌ２２は、インダクタ等の整合回路を利用することにより短くしたとしても、ゼロを超え、Ｌｅ２２以下が好ましく、Ｌｅ２２の０．４倍以上１倍以下が特に好ましい。図１Ｂに示されるループ状の放射素子２４の場合、Ｌ２２は、放射素子２４の内周側の周長に相当する。
　例えば、誘電体基材として比誘電率＝３．４、ｔａｎδ＝０．００３、基板厚０．８ｍｍであるＢＴレジン（登録商標）ＣＣＬ－ＨＬ８７０（Ｍ）（三菱ガス化学製）を使用した場合のＬ２１の長さは、給電素子２１を放射導体として利用する場合の給電素子の設計周波数を３．５ＧＨｚとしたときに、２０ｍｍであり、Ｌ２２の長さは、放射素子２２の設計周波数を２．２ＧＨｚとしたときに、３４ｍｍである。
　また、図１Ａ，図１Ｂに示すように給電素子２１とグランドプレーン２１の縁部１２ａとの相互作用を利用できる場合において、給電素子２１を前述のように放射素子として機能させてもよい。放射素子２２は、給電素子２１によって給電部３６で非接触に電磁界結合で給電されることにより、例えば図１Ａの場合、λ／２ダイポールアンテナとして機能する放射導体である。一方、給電素子２１は、放射素子２２に対して給電可能な線状の給電導体であるが、給電点１４で給電されることにより、モノポールアンテナ（例えば、λ／４モノポールアンテナ）として機能することも可能な放射導体である。この点について、図２，図３を用いて説明する。
　図２は、シミュレーション上で得られた給電素子２１のＳ１１特性である。なおＳ１１特性とは、高周波電子部品等の特性の一種であり、本明細書においては周波数に対する反射損失（リターンロス）で表す。図２は、図１Ａのアンテナ装置１の構成から放射素子２２を無くした構成において、給電素子２１の端部２１ａとグランドプレーン１２の縁部１２ａとの間の給電点１４でギャップ給電したときのＳ１１特性についての計算結果である。設計周波数を３．７５ＧＨｚとして、給電素子２１のＬ２１を２０ｍｍ（＝λ０／４）に設定することで、図２に示されるように、給電素子２１を、グランドプレーン１２を利用したλ／４モノポールアンテナ（放射素子）として動作させることができる。
　図３は、図２のようにλ／４モノポールアンテナとして機能する給電素子２１に、グランドプレーン１２の縁部１２ａに平行な放射素子２２を追加した構成において、給電点１４でギャップ給電したときのＳ１１特性についての計算結果である。このとき、放射素子２２の一方の端部２２ａが、Ｚ軸方向から見たときに、給電素子２１の端部２１ａと２１ｂとの間で重なるように、放射素子２２は給電素子２１に対してＺ軸方向に電磁界結合可能な距離だけ離して配置されている。設計周波数を３ＧＨｚとして、放射素子２２のＬ２２を５０ｍｍ（＝λ０／２）に設定することで、図３に示されるように、放射素子２２を２～２．５ＧＨｚの周波数帯において共振させることができる。すなわち、給電素子２１を放射素子として機能させても、放射素子２２をアンテナとして機能させることができる。また、放射素子２２の共振周波数をｆ１、給電素子２１の共振周波数をｆ２と設定した場合、周波数ｆ２においては、給電素子の放射機能を利用することができる。
　給電素子２１の放射機能を利用したときの物理的な長さＬ２１は、整合回路などを含んでいない場合、給電素子２１の共振周波数ｆ２における真空中の電波の波長をλ１として、実装される環境による短縮効果の短縮率をｋ１としたとき、λｇ３＝λ１・ｋ１によって決定される。ここでｋ１は、給電素子２１の環境の実効比誘電率（εｒ１）および実効比透磁率（μｒ１）などの給電素子が設けられた誘電体基材等の媒質（環境）の比誘電率、比透磁率、および厚み、共振周波数などから算出される値である。すなわち、Ｌ２１は、（１／８）・λｇ３以下（３／８）・λｇ３以下であり、好ましくは、（３／１６）・λｇ３以上（５／１６）・λｇ３以下である。給電素子２１の物理的な長さＬ２１は、Ｌｅ２１を与える物理的な長さであり、その他の要素を含まない理想的な場合、Ｌｅ２１と等しい。給電素子２１が、整合回路などを含む場合、Ｌ２１は、ゼロを超え、Ｌｅ２１以下が好ましい。Ｌ２１はインダクタ等の整合回路を利用することにより短く（サイズを小さく）することが可能である。
　なお、図２，図３を解析したときのシミュレーション条件では、図１Ａのグランドプレーン１２は、横の長さＬ１が１００ｍｍ、縦の長さＬ２が１５０ｍｍの、厚みが無い仮想導体とした。また、グランドプレーン１２の縁部１２ａと給電素子２１の端部２１ａとの間隔を１ｍｍとした。また、誘電体基材もないものとした。
　また、放射素子２２の基本モードの共振周波数における真空中の電波波長をλ０とする場合、給電素子２１と放射素子２２との最短距離ｘ（＞０）は、０．２×λ０以下（より好ましくは、０．１×λ０以下、更に好ましくは、０．０５×λ０以下）であると好適である。給電素子２１と放射素子２２をこのような最短距離ｘだけ離して配置することによって、放射素子２２の動作利得を向上させる点で有利である。
　なお、最短距離ｘとは、給電素子２１と放射素子２２において、最も近接している部位間の直線距離である。
　図４は、最短距離ｘと放射素子２２の動作利得との関係を示したグラフである。ここでの動作利得とは、アンテナの反射損失を考慮した放射効率で、放射効率をη、反射係数をΓとしたときに、η×（１－｜Γ｜２）で算出される数値である。図４を解析したときのシミュレーション条件では、図１Ａのグランドプレーン１２は、横の長さＬ１が１００ｍｍ、縦の長さＬ２が１５０ｍｍの、厚みが無い仮想導体とした。また、グランドプレーン１２の縁部１２ａと給電素子２１の端部２１ａとの間隔を１ｍｍとした。また、給電点１４でギャップ給電を行い、給電点１４と給電素子２１の端部２１ａとの間に、整合のための２０ｎＨのインダクタンスを持つ整合回路１５が直列に挿入接続されているものとした。また、給電素子２１のＬ２１を５ｍｍとし、放射素子２２のＬ２２を５０ｍｍとした。このように、給電素子２１に接続される整合回路を適切に調整することにより、給電素子２１のＬ２１を短くしても電磁界結合させることができるため、給電素子２１の実装面積を小さくし、基板の専有面積を減らすことができる。
　ここでは、インダクタンスの例を示したが、素子はインダクタに限らずキャパシタも利用できる。また、ここでは直列にインダクタを挿入しているが、回路方式はこれに限らず、これまで知られている整合技術を利用できることは勿論である。さらに、この整合回路の定数を電子的に変更することにより、給電素子の長さが同じでも、動作周波数や帯域を適応的に変更することができる。これにより、チューナブルアンテナを実現することができる。
　また、放射素子２２の一方の端部２２ａが、Ｚ軸方向から見たときに、給電素子２１の端部２１ａと２１ｂとの間で重なるように、放射素子２２は給電素子２１に対してＺ軸方向に離して配置されている。したがって、この場合、最短距離ｘは、放射素子２２の給電素子２１側の端部２２ａと給電素子２１の放射素子２２側の端部２１ｂとの直線距離に相当する。
　図４のデータは、給電素子２１の位置を固定したまま、放射素子２２を給電素子２１からＺ軸方向に平行移動させることで、最短距離ｘを変化させて、放射素子２２の動作利得を計算した結果である。図４の縦軸は、電波の周波数を２．６ＧＨｚに設定したときの放射素子２２の動作利得である。図４の横軸の最短距離ｘは、１波長で規格化した値（１波長当たりの距離に換算した値）である。
　図４に示されるように、放射素子２２が給電素子２１から離れるにつれて、両素子間の電磁界結合の結合強度が弱くなるため、放射素子２２の動作利得が低下していることがわかる。このように、最短距離ｘは、０．２×λ０以下（より好ましくは、０．１×λ０以下、更に好ましくは、０．０５×λ０以下）であると、放射素子２２の動作利得を向上させる点で有利である。
　また、給電素子２１と放射素子２２とが最短距離ｘで並走する距離は、放射素子２２の物理的な長さの３／８以下であることが好ましい。より好ましくは、１／４以下、更に好ましくは、１／８以下である。最短距離ｘとなる位置は給電素子２１と放射素子２２との結合が強い部位であり、最短距離ｘで並走する距離が長いと、放射素子２２のインピーダンスが高い部分と低い部分の両方と強く結合することになるため、インピーダンスマッチングが取れない場合がある。よって、放射素子２２のインピーダンスの変化が少ない部位のみと強く結合するために最短距離ｘで並走する距離は短い方がインピーダンスマッチングの点で有利である。
　図５Ａ乃至図５Ｅは、給電素子２１と放射素子２２との交差角度が異なるアンテナ装置の実施形態バリエーションを５種類示したものである。図５Ａ乃至図５Ｅの場合、給電素子２１の先端部２１ｂを中心に、放射素子２２の端部２２ａから１０ｍｍの先端部を回転させている。給電素子２１と放射素子２２は、どのような角度で交わっていても、両素子が電磁界結合していれば、放射素子２２の動作利得は所望の値を確保できる。また、交差角度を変化させても、放射素子２２の動作利得の特性には、ほとんど影響しない。
　図６は、無線通信装置２の正面図であって、アンテナ装置１の無線通信装置２への実装例を示したものである。図６は、給電素子２１及び放射素子２２、並びにグランドプレーン１２等のアンテナ装置１の構成要素の配置位置を見やすくするため、透視的に示した図である。なお、ここで図示しているグランドプレーンとは、不図示の回路基板のグランドプレーンを示しており、このグランドプレーンは、不図示のシステムのグランドプレーンと電気的に接続されており、アンテナ装置のグランドプレーンとは、システムのグランドプレーンを意味する。
　無線通信装置２は、人が携帯可能な無線装置である。無線通信装置２の具体例として、情報端末機、携帯電話、スマートフォン、パソコン、ゲーム機、テレビ、音楽や映像のプレーヤーなどの電子機器が挙げられる。
　無線通信装置２は、筐体３０と、筐体３０に内蔵されるディスプレイ３２と、ディスプレイ３２の画像表示面を全面的に覆うカバーガラス３１とを備えている。ここで、筐体３０とは、無線通信装置２の外形の一部又は全部を形成する部材であって、グランドプレーン１２を有する回路基板等を収納し、保護する容器である。ただし、筐体３０は複数の部品で構成されていてもよく、該部品としては裏蓋３３を含んでいてもよい。
　ディスプレイ３２は、タッチセンサ機能を有するものでもよい。カバーガラス３１は、ディスプレイ３２に表示される画像をユーザが視認可能な程度に透明又は半透明な誘電体基板であって、ディスプレイ３２上に積層配置された平板状の部材である。また、カバーガラス３１は、筐体３０の外形と同じ又はひとまわり小さいサイズで形成されている。
　なお、カバーガラス３１の面の定義に関して、カバーガラス３１の外側、すなわちディスプレイ３２が搭載されている側の面とは反対側の面を第１面、搭載されている側の面を第２面とする。
　放射素子２２をカバーガラス３１の第２面に形成する場合、図６に例示した給電素子２１は、グランドプレーン１２の縁部１２ａに平行な導電部位を含んで構成されていて、ディスプレイ３２をＺ軸方向から対向して見たときに、ディスプレイ３２の外縁に対して内側に配置されている。しかしながら、給電素子２１は、ディスプレイ３２をＺ軸方向から対向して見たときに、ディスプレイ３２の外縁に対して外側に配置されてもよいし、ディスプレイ３２の外縁を内側から外側に向けて跨いで配置されてもよい。
　一方、放射素子２２は、図６の場合、グランドプレーン１２の縁部１２ｂに平行な導電部位を含んで構成されていて、ディスプレイ３２をＺ軸方向から対向して見たときに、ディスプレイ３２の外縁に対して外側に配置されている。これにより、グランドプレーン１２が形成された不図示の回路基板又はディスプレイ３２から、放射素子２２を遠ざけることができるため、ノイズ干渉の点で有利である。しかしながら、放射素子２２は、ディスプレイ３２をＺ軸方向から対向して見たときに、ディスプレイ３２の外縁に対して内側に配置されてもよいし、ディスプレイ３２の外縁を内側から外側に向けて跨ぐ導体部位を有するものでもよい。
　また、無線通信装置２の外形の一部又は全部を形成する筐体の一部に金属が使用されている場合、放射素子は、その筐体の一部の金属であってもよい。近年、スマートフォンなどにおいてアンテナを実装する領域が限られているため、筐体に使用される金属を放射素子として利用することで有効にスペースを活用することができる。
　本発明の無線装置の好ましい一態様としては、図６に示されるように、筐体３０、筐体３０に内蔵されるディスプレイ３２と、ディスプレイ３２の画像表示面を覆うカバーガラス３１を備えた無線装置において、本発明の一態様であるアンテナ装置１の給電素子２１は筐体３０の内部に配置され、かつ、アンテナ装置１の放射素子２２が無線装置のカバーガラス３１の表面（ｓｕｒｆａｃｅ）（特に好ましくは、カバーガラス３１の第２面）に実装されてなる無線装置が挙げられる。
　図７，図８Ａ，図８Ｂは、アンテナ装置１及び無線通信装置２の各構成要素について、Ｚ軸に平行な高さ方向における位置関係を例示した図である。
　図７は、アンテナ装置１の放射素子２２を無線通信装置２のカバーガラス３１側に実装した例を模式的に示した側面図である。カバーガラス３１の周縁部に配置された放射素子２２は、図７の場合、カバーガラス３１のディスプレイ３２側の第２面に平面的に設けられている。しかしながら、放射素子２２は、カバーガラス３１のディスプレイ３２とは反対側の第１面に設けられてもよいし、カバーガラス３１のエッジ側面に設けられてもよい。ここで、放射素子２２は、図６および図７に示すように、グランドプレーン１２の縁部に沿った部位を有するような配置が好ましい。このような配置にすることにより、例えばアンテナの指向性を制御することが可能となる。
　放射素子２２がカバーガラス３１の表面（ｓｕｒｆａｃｅ）に設けられる場合、放射素子２２は、銅や銀などの導体ペーストをカバーガラス３１の表面（ｓｕｒｆａｃｅ）に塗って焼成して形成されるとよい。このときの導体ペーストとして、カバーガラスに利用される化学強化ガラスの強化が鈍らない程度の温度で焼成できる低温焼成可能な導体ペーストを利用するとよい。また、酸化による導体の劣化を防ぐために、メッキなどを施してもよい。または、銅や銀などの箔状のものをカバーガラス３１の表面（ｓｕｒｆａｃｅ）に接着層などを介して形成させてもよい。また、カバーガラス３１には加飾印刷が施されていてもよく、加飾印刷された部分に導体が形成されていてもよい。また、配線などを隠す目的でカバーガラス３１の周縁に黒色隠蔽膜が形成されている場合、放射素子２２が黒色隠蔽膜上に形成されてもよい。
　図８Ａ，図８Ｂは、アンテナ装置１の放射素子２２を無線通信装置２の裏蓋３３側に実装した例を模式的に示した側面図である。なお、裏蓋３３の面の定義に関して、裏蓋３３の内側、すなわちディスプレイ３２側の面を第１面、それとは反対の面を第２面とする。無線通信装置２の裏蓋３３の周縁部に配置された放射素子２２は、図８Ａ，図８Ｂの場合、裏蓋３３のディスプレイ３２側の第１面に平面的に設けられている。しかしながら、放射素子２２は、裏蓋３３のディスプレイ３２とは反対側の第２面に設けられてもよいし、裏蓋３３のエッジ側面に設けられてもよいし、裏蓋３３に内蔵されてもよい。また、裏蓋３３は、図６で例示した筐体３０の一部でもよいし、別部品でもよい。さらに、裏蓋３３は、樹脂材等の誘電体でもよく金属体でもよいが、導電性を有する部材の場合、放射素子２２は裏蓋３３と絶縁した状態で取り付けられるとよい。なお、放射素子２２の配置位置は、裏蓋３３の周縁部に限らず、任意の適切な場所に配置することができる。
　筐体３０および裏蓋３３の材料として、一般的にはＡＢＳ樹脂等の樹脂が用いられるが、透明ガラスや着色ガラスや乳白色ガラスなども利用できる。
　着色ガラスには、着色成分として、Ｃｏ、Ｍｎ、Ｆｅ、Ｎｉ、Ｃｕ、Ｃｒ、Ｖ、Ｚｎ、Ｂｉ、Ｅｒ、Ｔｍ、Ｎｄ、Ｓｍ、Ｓｎ、Ｃｅ、Ｐｒ、Ｅｕ、ＡｇまたはＡｕなどを、ガラスの構成成分に添加することにより得られる。また、乳白色ガラスには結晶化ガラスおよび分相ガラスなど、光の散乱を利用したものが例示される。これらの中でも、特に結晶化ガラスでは、リチウムダイシリケート（Ｌｉ２Ｓｉ２０５）結晶、ネフェライン（（ＮａＫ）ＡｌＳｉＯ４）結晶、フッ化ナトリウム（ＮａＦ）が好ましい。
　さらに、筐体３０および裏蓋３３の材料として、ガラス粉末とセラミックス粉末、顔料粉末を焼結したガラスセラミックス基板などが利用できる。
　ガラス粉末の組成としては、セラミックス粉末と適当な温度で焼結できるのであれば、どのようなものでも良いが、銀の配線を８００～９００℃の焼成により形成する場合、軟化点が７００～９００℃のガラス組成が望ましく、更に筐体として強度を向上するためには、ガラス組成としてＳｉＯ２を含んだ、ＳｉＯ２－Ｂ２Ｏ３－Ａｌ２Ｏ３－ＲＯ－Ｒ２Ｏ系が望ましい。なお、ＲＯはアルカリ土類金属酸化物、Ｒ２Ｏはアルカリ金属酸化物を示す。また、必ずしもＡｌ２Ｏ３は必須ではない。
　ガラスセラミックスはガラス粉末、セラミックス粉末などの組み合わせによって、色調、強度など特性を調整できる自由度が高い。
　ガラス粉末を着色させるためには、着色成分として、Ｃｏ、Ｍｎ、Ｆｅ、Ｎｉ、Ｃｕ、Ｃｒ、Ｖ、Ｚｎ、Ｂｉ、Ｅｒ、Ｔｍ、Ｎｄ、Ｓｍ、Ｓｎ、Ｃｅ、Ｐｒ、Ｅｕ、ＡｇまたはＡｕなど、ガラス組成に添加すると吸収を生じる元素を添加すればよい。更に、ガラスセラミックスとしては顔料粉末を添加混合し焼結させたほうが色調調整の自由度が高い。典型的な無機顔料としては、Ｆｅ、Ｃｒ、Ｃｏ、Ｃｕ、Ｍｎ、Ｎｉ、Ｔｉ、Ｓｂ、Ｚｒ、Ａｌ、Ｓｉ、Ｐ等から選ばれた元素で構成する複合酸化物系顔料が例示できる。強度を向上するには、配合するセラミックス粉末と共焼結しやすいガラス組成および粒度のガラス粉末を選ぶとともに、セラミックス粉末はＡｌ２Ｏ３、ＺｒＯ２などで例示される単体強度が高いセラミックス粉末を選択すればよい。また、セラミックス粉末の形状も強度には大きな影響を与える。誘電率を調整したい時には様々な誘電率をもつセラミックス粉末を適宜用いればよい。熱膨張係数を調整するには、適当な熱膨張係数をもつガラス組成のガラス粉末とセラミックス粉末の組み合わせを選択すればよい。ガラスセラミックスとして焼成時の収縮を調整するにもセラミックス粉末の形状を選択することは効果的である。導体パターンの形成には、８００～９００℃焼成用の市販の銀ペーストを用い、スクリーン印刷、乾燥にて形成すればよい。または、銅や銀などの箔状のものを貼着してもよい。
　前記のガラスセラミックス基板を裏蓋３３に利用する際に、多層構造としてもよく、その内層に導体パターンを形成し、その導体パターンの一部が放射素子として機能してもよい。図８Ｂに示すように、２層構造のガラスセラミックスを利用した裏蓋３３の内層に、放射素子２２を形成してもよい。この場合、放射素子２２を外部に露出することなく形成できるため、酸化による導体抵抗の劣化や剥離を防ぐことができ、信頼性を向上させることができる。裏蓋３３は２層に限らず、多層構造であってもよく、多層構造の最外面、および、多層構造を形成する層間構造のいずれかの面にも放射素子２２を形成することができる。
　なお、放射素子２２の形状に関して、カバーガラス３１に放射素子２２を形成する場合、その形状は線状導体が好ましい。一方、放射素子２２を筐体３０や裏蓋３３に形成する場合は、放射素子２２を配置する場所は特に限定されず、また形状に関しても、線状導体でもよく、ループ状導体でもよく、パッチ状導体でもよい。パッチ状導体は、形状は特に限定されなく、略正方形、略長方形、略円形、略楕円形等のあらゆる形状の平面構造を用いることができる。
　また、図７，図８Ａ，図８Ｂにおいて例示されるように、給電素子２１及び放射素子２２、並びにグランドプレーン１２のＺ軸に平行な高さ方向における各位置は、互いに異なっていてもよい。また、給電素子２１及び放射素子２２、並びにグランドプレーン１２の高さ方向の各位置が全て又は一部のみが同じでもよい。
　本発明の無線装置の好ましい一態様としては、図８Ａ，図８Ｂに示されるように、筐体３０（裏蓋３３を有する）、および筐体３０に内蔵されるディスプレイ３２を備えた無線装置において、本発明の一態様であるアンテナ装置１の給電素子２１は筐体３０の内部に配置され、かつ、アンテナ装置１の放射素子２２が裏蓋３３の表面または裏蓋３３の内部に実装された無線装置が挙げられる。
　図９Ａ，図９Ｂは、一つの給電素子２１で複数の放射素子に給電する場合のアンテナ装置１が無線通信装置２に実装される例を透視的に示した正面図である。この場合、２つの放射素子に給電する場合を示しているが、３つ以上の放射素子に給電してもよい。複数の放射素子を利用することにより、マルチバンド化、ワイドバンド化や指向性制御等が可能となる。
　図９Ａの場合、一つの給電素子２１で、ディスプレイ３２の直交する２つ隣接した縁部に沿って配置された２つの放射素子２２－１，２２－２に給電する場合を示している。放射素子２２－１は、ディスプレイ３２の左縁に沿った部位を有していて、放射素子２２－２は、ディスプレイ３２の上縁に沿った部位を有している。
　図９Ｂの場合、一つの給電素子２１で、ディスプレイ３２の一つの縁部に共に沿って配置された２つの放射素子２２－１，２２－２に給電する場合を示している。放射素子２２－１，２２－２は、共に、ディスプレイ３２の右縁に沿った部位を有している。
　図１０Ａ，図１０Ｂ，図１０Ｃは、複数のアンテナ装置１が一つの無線通信装置２に実装される例を透視的に示した正面図である。給電素子２１－１で、２つの放射素子２２－Ａ１，２２－Ａ２が給電され、給電素子２１－２で、２つの放射素子２２－Ｂ１，２２－Ｂ２が給電される例が示されている。
　また、図１０Ａ，図１０Ｂ，図１０Ｃは、複数のアンテナ装置それぞれの放射素子２２のうち、任意の一の放射素子が、その一の放射素子以外の任意の他の放射素子に直交するように配置された例を示している。ここで、「他の放射素子」とは、「すべての他の放射素子」「一の他の放射素子」「複数の他の放射素子」を含んだ意味である。このように、放射素子２２同士が直交するように配置されることによって、それらの放射素子２２間の干渉を抑えることができる。
　図１０Ａの場合、放射素子２２－Ａ１と放射素子２２－Ｂ１は互いに直交する導体部位を有し、放射素子２２－Ａ２と放射素子２２－Ｂ２は互いに直交する導体部位を有している。図１０Ｂの場合、放射素子２２－Ａ１は、放射素子２２－Ｂ２，２２－Ｂ１と直交する導体部位を有している。図１０Ｃの場合、放射素子２２－Ａ１と放射素子２２－Ｂ１は互いに直交する導体部位を有し、放射素子２２－Ａ２と放射素子２２－Ｂ２は互いに直交する導体部位を有している。
　本発明の無線装置が複数のアンテナを有する場合、本発明における電磁界結合による非接触給電方式によるアンテナと、他の給電方式によるアンテナを併用してもよい。他の給電方式としては、ケーブル、フレキシブル基板、スプリングを用いたピン、何らかの弾性を有する機構による接触が挙げられる。
　図１１は、給電素子２１を介して給電される放射素子２２に直交するように配置された他のアンテナ素子３４，３５が実装される例を透視的に示した正面図である。放射素子２２は、放射素子２２とは異なる給電方法で給電される他のアンテナ素子３４，３５と直交する導体部位を有している。このように、放射素子２２と他のアンテナ素子３４，３５が直交するように配置されることによって、放射素子２２とアンテナ素子３４又はアンテナ素子３５との干渉を抑えることができる。
　図１２は、放射素子２２と他のアンテナ素子３４，３５との高さ方向の位置関係を模式的に示した側面図である。図１２の場合、放射素子２２は、カバーガラス３１のディスプレイ３２側の表面に設けられ、他のアンテナ素子３４，３５および給電素子２１は、裏蓋３３のディスプレイ３２側の表面に設けられている。これにより、アンテナ実装可能な面積を飛躍的に増加させることができ、アンテナの配置自由度を向上させることができる。その結果、アンテナ同士の干渉を抑えることができるため、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉ　Ｏｕｔｐｕｔ）アンテナの構成にも好適である。
　図１３は、実際に作製したアンテナ装置３の斜視図である。図１４は、アンテナ装置３の構成を透視的且つ模式的に示した平面図である。
　アンテナ装置３は、給電点４４に接続される給電素子５１と、給電素子５１と離れて電磁界結合する放射素子５２と、給電点４４に接続されるマイクロストリップライン４０とを備えている。給電点４４において、給電素子５１はマイクロストリップライン４０のストリップ導体４１に接続されることによって、実質的にマイクロストリップライン４０が給電線として機能する。放射素子５２は、カバー基板６１の表面のうち、給電素子５１が形成される樹脂基板４３に近い側の面に形成される。
　マイクロストリップライン４０は、樹脂基板４３を有し、樹脂基板４３の一方の表面にグランドプレーン４２が配置され、樹脂基板４３のもう一方の反対側の表面に線状のストリップ導体４１が配置されている。ストリップ導体４１と給電素子５１との接続点を給電点４４とし、樹脂基板４３は、給電点４４にマイクロストリップライン４０を介して接続されるＩＣチップ等の集積回路が実装される基板を想定している。
　給電素子５１は、樹脂基板４３に設けられ、ストリップ導体４１と同じ表面に配置されている。給電素子５１とストリップ導体４１との境界は、図１４に示されるように、Ｚ軸方向での平面視において、グランドプレーン４２の縁部４２ａに一致して見える箇所であり、給電点４４である。
　また、アンテナ装置３は、図１３に示されるように、樹脂基板４３の上方に、樹脂基板４３に支柱７１で固定されたカバー基板６１を備えている。放射素子５２は、カバー基板６１の表面のうち、給電素子５１が形成される樹脂基板４３に近い側の面に形成される。給電素子５１と放射素子５２とは、支柱７１によって形成された空間によって離設されている。なお、図１４において、放射素子５２等が見えにくくなることを防ぐため、放射素子５２は実線で示されている。
　図１５，図１６，図１７は、図１３，図１４のカバー基板６１の材質を変えて、放射素子５２のＳ１１特性を測定した結果である。樹脂基板４３には、比誘電率＝３．４、ｔａｎδ＝０．００３、基板厚０．８ｍｍであるＢＴレジン（登録商標）ＣＣＬ－ＨＬ８７０（Ｍ）（三菱ガス化学製）を使用した。
　図１５は、カバー基板６１に、比誘電率＝１０．２、ｔａｎδ＝０．００２３、基板厚０．６３５ｍｍであるＲＴ／ｄｕｒｏｉｄ６０１０（登録商標）（ＲＯＧＥＲＳ製）を使用し、放射素子５２に、１８μｍ厚の銅箔を使用した場合の測定結果である。図１４に示される構造の寸法は以下のとおりである。Ｌ１１＝１２０ｍｍ、Ｌ１２＝４９．１５ｍｍ、Ｌ３＝６０ｍｍ、Ｌ４＝１０．９５ｍｍ、Ｌ５＝１．９ｍｍ、Ｗ１＝８６ｍｍ、Ｗ２＝７４．１５ｍｍ、Ｗ３＝２８ｍｍ、Ｗ４＝１０．９５ｍｍ、Ｗ５＝１．９ｍｍ、Ｗ６＝２９ｍｍ。
　図１６は、カバー基板６１に、比誘電率＝３．４、ｔａｎδ＝０．００３、基板厚０．８ｍｍであるＢＴレジン（登録商標）ＣＣＬ－ＨＬ８７０（Ｍ）（三菱ガス化学製）を使用し、放射素子５２に、１８μｍ厚の銅箔を使用した場合の測定結果である。図１４に示される構造の寸法は以下のとおりである。Ｌ１１＝１２０ｍｍ、Ｌ１２＝４９．１５ｍｍ、Ｌ３＝６０ｍｍ、Ｌ４＝１０．９５ｍｍ、Ｌ５＝１．９ｍｍ、Ｗ１＝８６ｍｍ、Ｗ２＝７４．１５ｍｍ、Ｗ３＝３４ｍｍ、Ｗ４＝１０．９５ｍｍ、Ｗ５＝１．９ｍｍ、Ｗ６＝２６ｍｍ。
　図１７は、カバー基板６１に、アルミノケイ酸ガラス（旭硝子製のドラゴントレイル（商品名））を使用し、放射素子５２に、抵抗率１８μΩ・ｃｍの銅ペーストを使用した場合の測定結果である。ペースト状の導電体形成用組成物（銅ペースト）は、銅粒子の粉末と、樹脂バインダとを含む。
　銅粒子としては、市販の銅粒子を使用することができる。表面が改質された銅粒子（特開２０１１－０１７０６７号公報）を使用すると、体積抵抗率の低い導電体膜を形成することができるため好ましい。樹脂バインダとしては、金属ペーストに用いられる公知の熱硬化性樹脂バインダ等が挙げられ、硬化時の温度において充分な硬化がなされる樹脂成分を選択して用いることが好ましい。熱硬化性樹脂としては、フェノール樹脂、ジアリルフタレート樹脂、不飽和アルキド樹脂、エポキシ樹脂、ウレタン樹脂、ビスマレイドトリアジン樹脂、シリコーン樹脂、熱硬化性アクリル樹脂等が挙げられ、フェノール樹脂が特に好ましい。
　銅ペースト中の熱硬化性樹脂の量は、その硬化物の量が銅粒子による導電性を妨げないものである必要があり、硬化物の量が多すぎると銅粒子間の接触を妨げ、導電体の体積抵抗率を上昇させる。熱硬化性樹脂の量は、銅粒子の体積と該銅粒子間に存在する空隙との比率に応じて適宜選択すればよく、通常、銅粒子粉末１００質量部に対して、５～５０質量部が好ましく、５～２０質量部がより好ましい。熱硬化性樹脂の量が５質量部以上であれば、ペーストの流動特性が良好となる。熱硬化性樹脂の量が５０質量部以下であれば、導電体膜の体積抵抗率が低く抑えられる。
　図１７の測定時において、図１４に示される構造の寸法は以下のとおりである。Ｌ１１＝１２０ｍｍ、Ｌ１２＝４９．１５ｍｍ、Ｌ３＝６０ｍｍ、Ｌ４＝１０．９５ｍｍ、Ｌ５＝１．９ｍｍ、Ｗ１＝８６ｍｍ、Ｗ２＝７４．１５ｍｍ、Ｗ３＝２８ｍｍ、Ｗ４＝１０．９５ｍｍ、Ｗ５＝１．９ｍｍ、Ｗ６＝２９ｍｍ。
　図１５，図１６，図１７によれば、カバー基板６１の材質を変えても、放射素子５２のＳ１１特性は、アンテナとして充分機能する値となった。
　図１８、図１９は、アンテナ装置３の位置ロバスト性の評価結果を示した図である。図１８は、図１３に示した樹脂基板４３を固定したまま、カバー基板６１をＹ軸方向について、図１４の上（ＴＯＰ）方向と下（ＢＯＴＴＯＭ）方向の２方向に、設計値（ｃｅｎｔｅｒ）に対して２ｍｍのピッチで移動させた場合を示している（全５通り）。Ｔ２が、上（ＴＯＰ）方向にｃｅｎｔｅｒに対して２ｍｍ移動させた場合、Ｔ４が、上（ＴＯＰ）方向にｃｅｎｔｅｒに対して４ｍｍ移動させた場合を示す。Ｂ２が、下（ＢＯＴＴＯＭ）方向にｃｅｎｔｅｒに対して２ｍｍ移動させた場合、Ｔ４が、下（ＢＯＴＴＯＭ）方向にｃｅｎｔｅｒに対して４ｍｍ移動させた場合を示す。図１９は、図１３に示した樹脂基板４３を固定したまま、カバー基板６１をＸ軸方向について、図１４の左（ＬＥＦＴ）方向と右（ＲＩＧＨＴ）方向の２方向に、設計値（ｃｅｎｔｅｒ）に対して２ｍｍのピッチで移動させた場合を示している（全５通り）。Ｌ２が、左（ＬＥＦＴ）方向にｃｅｎｔｅｒに対して２ｍｍ移動させた場合、Ｌ４が、左（ＬＥＦＴ）方向にｃｅｎｔｅｒに対して４ｍｍ移動させた場合を示す。Ｒ２が、右（ＲＩＧＨＴ）方向にｃｅｎｔｅｒに対して２ｍｍ移動させた場合、Ｒ４が、右（ＲＩＧＨＴ）方向にｃｅｎｔｅｒに対して４ｍｍ移動させた場合を示す。
　このように移動させることで、給電素子５１と放射素子５２の位置関係がずれるため、そのずれによって放射素子５２のＳ１１特性にどのような変化があるかを評価することができる。図１８，図１９によれば、給電素子５１と放射素子５２の位置関係がずれても、放射素子５２のＳ１１特性がほとんど変化しないため、アンテナ装置３は、高い位置ロバスト性を有していることがわかる。
　ところで、本発明の実施形態に係るアンテナ装置は、放射素子が基本モード（１次モード）の共振周波数の約２倍の共振周波数で共振する２次モードを利用するマルチバンドアンテナとして機能することが可能である。次に、本発明の実施形態に係るアンテナ装置の放射素子がダイポールモードで動作するとき、放射素子の基本モードと２次モードとで良好なマッチングが得られる条件について図２０の解析モデルを例に挙げて説明する。
　図２０は、本発明の一実施形態であるアンテナ装置４の動作を解析するためのコンピュータ上のシミュレーションモデルを示した斜視図である。上述の実施形態と同様の構成についての説明は、省略又は簡略することがある。アンテナ装置４は、給電点１４４に接続される給電素子１５１と、給電素子１５１と電磁界結合する放射素子１５２と、給電点１４４に接続されるマイクロストリップライン１４０とを備えている。給電点１４４において、給電素子１５１はマイクロストリップライン１４０のストリップ導体１４１に接続されることによって、実質的にマイクロストリップライン１４０が給電線として機能する。
　マイクロストリップライン１４０は、基板１４３を有し、基板１４３の一方の表面にグランドプレーン１４２が配置され、基板１４３のもう一方の反対側の表面に線状のストリップ導体１４１が配置されている。ストリップ導体１４１と給電素子１５１との接続点を給電点１４４とし、基板１４３は、給電点１４４にマイクロストリップライン１４０を介して接続されるＩＣチップ等の集積回路が実装される基板を想定している。
　給電素子１５１は、基板１４３に設けられ、ストリップ導体１４１と同じ表面に配置されている。給電素子１５１とストリップ導体１４１との境界は、Ｚ軸方向での平面視において、グランドプレーン１４２の縁部１４２ａに一致して見える箇所であり、給電点１４４である。給電素子１５１は、給電点１４４に接続される端部１５１ａを起点にＹ軸方向に端部１５１ｂまで直線的に延伸する線条導体である。
　また、アンテナ装置４は、基板１４３のＺ軸に平行な法線方向に、基板１４３から間隔をあけて配置されたカバー基板１６１を備えている。放射素子１５２は、カバー基板１６１の表面のうち、給電素子１５１が形成される基板１４３に近い側の面に形成される。放射素子１５２は、一方の端部１５２ａと他方の端部１５２ｂとを直線的に結ぶ線条導体である。
　放射素子１５２の端部１５２ａが、給電素子１５１の端部１５１ａと端部１５１ｂとの間にＺ軸方向から見たときに重なるように、放射素子１５２は、給電素子１５１に対してＺ軸方向に離れて配置されている。電磁界結合する給電素子１５１と放射素子１５２との最短距離は、基板１４３と基板１６１との間のギャップＬ６８に一致する。
　図２１は、図２０のアンテナ装置４のＳ１１特性図である。図２１の計算結果のシミュレーション条件は、以下の通りである。
　Ｌ６１＝１３０ｍｍ、Ｌ６２＝１１０ｍｍ、Ｌ６３＝１０ｍｍ、Ｌ６４＝２００ｍｍ、Ｌ６５＝１８０ｍｍ、Ｌ６６＝１０ｍｍ、Ｌ６７＝３０ｍｍ、Ｌ６８＝２ｍｍ、Ｌ６９＝６７．５ｍｍ、Ｌ７０＝４．０５ｍｍ。また、給電素子１５１の線幅は、一定の１．９ｍｍであり、放射素子１５２の線幅も、一定の１．９ｍｍである。基板１４３には、比誘電率＝３．４、ｔａｎδ＝０．００３、基板厚０．８ｍｍを有する誘電体基板（ＢＴレジン（登録商標）ＣＣＬ－ＨＬ８７０（Ｍ）（三菱ガス化学製））を想定した。また、カバー基板１６１には、比誘電率＝９．０、ｔａｎδ＝０．００４、基板厚１．０ｍｍを有する誘電体基板（ＬＴＣＣ）を想定した。
　図２１において、ｆ１１が放射素子１５２の基本モードの共振周波数を表し、ｆ１２が放射素子１５２の２次モードの共振周波数を表し、ｆ２１が給電素子１５１の基本モードの共振周波数を表す。図２１の計算結果のシミュレーション条件下、給電素子１５１の長さＬ５１が５０ｍｍに調整され放射素子１５２の長さＬ５２が９５ｍｍに調整されることによって、放射素子の基本モードの共振周波数ｆ１１を０．９７ＧＨｚに設定でき、さらに２次モードとして共振周波数ｆ１２を１．９７ＧＨｚに設定できる。
　本発明の実施形態に係るアンテナ装置では、放射素子の長さを固定したまま給電素子の長さを変えると、放射素子の共振周波数ｆ１１，ｆ１２を固定しまま、給電素子の共振周波数ｆ２１をシフトさせることができる。例えば、給電素子の長さを短くするほど、給電素子の共振周波数ｆ２１を放射素子の共振周波数ｆ１１とｆ１２の間において高周波側にシフトさせることができ、さらには放射素子の共振周波数ｆ１２よりも高い周波数にシフトさせることもできる。逆に、給電素子の長さを長くするほど、給電素子の共振周波数ｆ２１を低周波側にシフトさせることができ、放射素子の共振周波数ｆ１１よりも低い周波数にシフトさせることもできる。
　図２２は、図２１の計算結果のシミュレーション条件下、放射素子１５２の長さＬ５２を９５ｍｍに固定したまま給電素子１５１の長さＬ５１を４５ｍｍから１５ｍｍまで５ｍｍずつ短くしたときの、共振周波数ｆ１１とｆ１２でのＳ１１を示している。図２２の横軸は、給電素子１５１の基本モードの共振周波数ｆ２１と放射素子１５２の２次モードの共振周波数ｆ１２との周波数比ｐを表し、
　　ｐ＝ｆ２１／ｆ１２
の式で定義される。つまり、周波数比ｐが１に等しいとき、ｆ１２とｆ２１が同じ周波数であることを表し、周波数比ｐが１よりも小さいとき、ｆ２１がｆ１２よりも低いことを表し、周波数比ｐが１よりも大きいとき、ｆ２１がｆ１２よりも高いことを表す。給電素子１５１の長さＬ５１が短くなるほど、給電素子１５１の共振周波数ｆ２１が高周波側にシフトするため、周波数比ｐは増加する。
　図２２において、周波数比ｐが１よりも小さい場合（すなわち、ｆ２１がｆ１２よりも低くなる場合）は、給電素子１５１の長さＬ５１が４５ｍｍ，４０ｍｍ，３５ｍｍ，３０ｍｍのときである。図２２において、周波数比ｐが１よりも大きい場合（すなわち、ｆ２１がｆ１２よりも高くなる場合）は、給電素子１５１の長さＬ５１が２５ｍｍ，２０ｍｍ，１５ｍｍのときである。
　放射素子の共振周波数でのＳ１１が「Ｓ１１＜－４［ｄＢ］」を満たす場合、放射素子の良好なマッチングが得られやすい。そのため、図２２によれば、周波数比ｐが０．７以上１．６５以下の範囲内であれば、放射素子１５１の基本モードと２次モードの両方のモードで良好なマッチングが得られる。図２２の場合、周波数比ｐの下限値ｐ１は、０．７であり、周波数比ｐの上限値ｐ２は、１．６５である。
　図２２は、給電素子１５１の長さＬ５１及び放射素子１５２の長さＬ５２を調整し共振周波数ｆ１１を０．９７ＧＨｚに設定し共振周波数ｆ１２を１．９７ＧＨｚに設定した場合を示している。しかし、詳細は省略するが、長さＬ５１，Ｌ５２を調整し共振周波数ｆ１１，ｆ１２が他の周波数（ｆ１１：１．７９ＧＨｚとｆ１２：３．６５ＧＨｚおよびｆ１１：２．５１ＧＨｚとｆ１２：５．２０ＧＨｚ）に設定されても、周波数比ｐと共振周波数ｆ１１，ｆ１２でのＳ１１との関係は、図２２と同様の結果が得られる。すなわち、共振周波数ｆ１１，ｆ１２が他の周波数に設定されたときでも、放射素子の基本モードと２次モードの共振周波数でのＳ１１が「Ｓ１１＜－４［ｄＢ］」を満たす場合は、周波数比ｐが０．７以上１．６５以下であるときとほぼ一致する。
　さらに、電磁界結合の結合強度は、ギャップＬ６８（図２０参照）の大きさに応じて変化するため、共振周波数ｆ１１でのＳ１１が「Ｓ１１＜－４［ｄＢ］」を満たすときの周波数比ｐの上限値ｐ２も、ギャップＬ６８の大きさに応じて変化する。
　図２３は、ギャップＬ６８を１．０ｍｍから５．０ｍｍまで０．５ｍｍずつ長くしたときの、共振周波数ｆ１１でのＳ１１が「Ｓ１１＜－４［ｄＢ］」を満たすときの周波数比ｐの上限値ｐ２の変化を示している。図２３は、図２１の計算結果の上記同様のシミュレーション条件下で計算されている。図２３の横軸は、ギャップＬ６８を共振周波数ｆ１１における真空中の波長λ０で規格化したときの値ｘ（＝Ｌ６８／（ｃ／ｆ１１））である（ｃは光速度定数）。
　図２３によれば、周波数比ｐの上限値ｐ２とギャップＬ６８を波長λ０で換算した値ｘとの関係について、最小二乗法により近似式を求めると、
　　ｐ２＝０．１８０１・ｘ－０．４６８
という関係式が得られる。
　したがって、給電素子の基本モードの共振周波数をｆ２１、放射素子の２次モードの共振周波数をｆ１２、放射素子の基本モードの共振周波数における真空中の波長をλ０、給電素子と放射素子との最短距離をλ０で規格化した値をｘとする。このとき、周波数比ｐ（＝ｆ２１／ｆ１２）が、０．７以上（０．１８０１・ｘ－０．４６８）以下であれば、放射素子の基本モードの共振周波数と２次モードの共振周波数で良好なマッチングが得られた。
　例えば図２４の給電素子１５１のように、給電素子の形状をＬ字等に変形しても、周波数比ｐが０．７以上（０．１８０１・ｘ－０．４６８）以下を満たせば、放射素子の基本モードの共振周波数と２次モードの共振周波数で良好なマッチングが得られる。給電素子の形状をＬ字状にすることによって、アンテナ装置の小型化が可能である。
　図２４は、コンピュータ上にシミュレーションモデルを作成してＳ１１の計算をし、さらに同様の装置を実際に作成してＳ１１の測定をした、本発明の一実施形態であるアンテナ装置５を示した斜視図である。上述の実施形態と同様の構成についての説明は、省略又は簡略することがある。アンテナ装置５は、給電点１４４に接続されるＬ字状の給電素子１５１と、給電素子１５１と電磁界結合する放射素子１５２と、給電点１４４に接続されるマイクロストリップライン１４０とを備えている。
　アンテナ装置５の給電素子１５１は、端部１５１ａと端部１５１ｂとの間の曲折部１５１ｃで直角に曲折した線状導体である。この給電素子１５１は、端部１５１ａと曲折部１５１ｃとの間でＹ軸方向に延在する線状導体部分と、曲折部１５１ｃと端部１５１ｂとの間でＸ軸方向に延在する線状導体部分とを有している。放射素子１５２は、曲折部１５１ｃと端部１５１ｂとの間の線状導体部分にＺ軸方向での平面視において重複する線状導体部分を有し、曲折部１５１ｃはＺ軸方向での平面視において端部１５２ａと端部１５２ｂとの間に位置する。
　図２５は、図２４のアンテナ装置５のＳ１１の特性図である。「Ｓｉｍ．」は、コンピュータ上で解析されたＳ１１を示し、「Ｅｘｐ．」は、実際に作製されたアンテナ装置を使って測定されたＳ１１を示す。図２５の解析時および測定時の条件は、以下の通りである。
　Ｌ５２＝９５ｍｍ、Ｌ５３＝１０．９５ｍｍ、Ｌ５４＝１２ｍｍ、Ｌ６１＝６０ｍｍ、Ｌ６２＝４０ｍｍ、Ｌ６３＝１０ｍｍ、Ｌ６４＝１４０ｍｍ、Ｌ６５＝１２０ｍｍ、Ｌ６６＝１０ｍｍ、Ｌ６７＝３０ｍｍ、Ｌ６８＝１ｍｍ、Ｌ６９＝３４．５ｍｍ、Ｌ７０＝１４．０５ｍｍ。また、給電素子１５１の線幅は、一定の１．９ｍｍであり、放射素子１５２の線幅も、一定の１．９ｍｍである。基板１４３には、比誘電率＝３．４、ｔａｎδ＝０．００３、基板厚０．８ｍｍを有する誘電体基板（ＢＴレジン（登録商標）ＣＣＬ－ＨＬ８７０（Ｍ）（三菱ガス化学製））を想定した。また、基板１６１には、比誘電率＝９．０、ｔａｎδ＝０．００４、基板厚１．０ｍｍを有する誘電体基板（ＬＴＣＣ）を想定した。なお、給電素子１５１の全長は、（Ｌ７０＋Ｌ５３）に略一致する。
　図２５に示されるように、シミュレーション結果と同様に実際に作成したアンテナ装置であっても放射素子の基本モードの共振周波数ｆ１１及び２次モードの共振周波数ｆ１２だけでなく、給電素子の基本モードの共振周波数ｆ２１でも、良好なマッチングが得られた。
　以上、アンテナ装置及びそれを備える無線装置を実施形態例により説明したが、本発明は上記実施形態例に限定されるものではない。他の実施形態例の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。
　例えば、図１Ａに例示した給電素子２１及び放射素子２２は、直線的に延びる線状導体であるが、曲がった導体部位を含む線状導体でもよい。例えば、Ｌ字状の導体部位を含むものでもよいし、メアンダ形状の導体部位を含むものでもよい。また、給電素子２１及び放射素子２２は、途中で分岐した導体部位を含む線状導体でもよい。また、給電素子に、スタブを設けてもよいし、整合回路を設けてもよい。これにより、給電素子が基板に占める面積を減らすことができる。
　図２６は、メアンダ形状の放射素子を有するアンテナ装置６の動作を解析するためのコンピュータ上のシミュレーションモデルを示した平面図である。上述の実施形態と同様の構成についての説明は、省略又は簡略することがある。図２６は、放射素子のメアンダ形状の一例を示し、アンテナ装置６は、Ｌ字状の給電素子１５１に電磁界結合する放射素子２５２を備えている。
　放射素子２５２は、Ｙ軸方向の対称軸に対して線対称のメアンダ形状を有し、給電素子１５１の曲折部１５１ｃと端部１５１ｂとの間の線状導体部分にＺ軸方向での平面視において重複する線状導体部分を有している。放射素子２５２は、基板１６１の両表面のうち給電素子１５１が形成される基板１４３に近い側の面に形成され、λ／２の全長を有する。なお、図２６において、放射素子２５２等が見えにくくなることを防ぐため、放射素子２５２は実線で示されている。なお、放射素子２５２は、点対称のメアンダ形状を有する線条導体であってもよい。
　図２７は、図２６のアンテナ装置６のＳ１１特性図である。図２７の解析結果のシミュレーション条件は、以下の通りである。
　Ｌ５３＝２２．９５ｍｍ、Ｌ６１＝６０ｍｍ、Ｌ６２＝４０ｍｍ、Ｌ６３＝１０ｍｍ、Ｌ６４＝１４０ｍｍ、Ｌ６５＝１２０ｍｍ、Ｌ６６＝１０ｍｍ、Ｌ６７＝３０ｍｍ、Ｌ６９＝３４．５ｍｍ、Ｌ７０＝９．５ｍｍ、Ｌ８１＝９．７５、Ｌ８２＝２．７５、Ｌ８３＝７．５、Ｌ８４＝１．５、Ｌ８５＝２０．５、Ｌ８６＝２．５、Ｌ８７＝８、Ｌ８８＝１８．５ｍｍ。また、給電素子１５１と放射素子２５２との最短距離（基板１４３と基板１６１との間のギャップ）は、２ｍｍである。また、給電素子１５１の線幅は、一定の１．９ｍｍであり、放射素子２５２の線幅は、一定の０．５ｍｍである。基板１４３には、比誘電率＝３．４、ｔａｎδ＝０．００１５、基板厚０．８ｍｍを有する誘電体基板（三菱ガス化学製のＢＴレジン（登録商標））を想定した。また、基板１６１には、比誘電率＝７．０、基板厚１．０ｍｍを有するガラス板を想定した。なお、給電素子１５１の全長は、（Ｌ７０＋Ｌ５３）に略一致する。
　図２７に示されるように、放射素子の基本モードの共振周波数と２次モードの共振周波数で良好なマッチングが得られた。
　また、放射素子は、平面に沿って設けられる場合に限られず、例えば図２８に示されるように、曲面に沿って設けられてもよい。図２８は、放射素子３５２が設けられた曲面状のカバーガラス３３１を備えた無線通信装置７の斜視図である。
　無線通信装置７は、上述の無線通信装置２（図６参照）と同様の構成を有し、人が携帯可能な無線装置である。無線通信装置７は、筐体３３０と、筐体３３０に内蔵されるディスプレイの画像表示面を全面的に覆うカバーガラス３３１とを備えている。筐体３３０内に、本発明の実施形態に係るアンテナ装置が収容される。
　筐体３３０内に収容されるアンテナ装置は、マイクロストリップラインが形成された樹脂基板３４３を有し、樹脂基板３４３の一方の表面にグランドプレーン３４２が配置され、樹脂基板３４３のもう一方の反対側の表面に線状のストリップ導体３４１が配置されている。縁部３４２ａは、グランドプレーン３４２の外縁部である。
　また、筐体３３０内に収容されるアンテナ装置は、ストリップ導体３４１に給電点３４４を介して接続される給電素子３５１と、給電素子３５１と電磁界結合する放射素子３５２とを備えている。給電素子３５１は、樹脂基板３４３に設けられ、ストリップ導体３４１と同じ表面に配置されている。給電素子３５１は、ストリップ導体３４１に接続される給電点３４４に接続され、メアンダ形状を有する線条導体である。放射素子３５２は、カバーガラス３３１の給電素子３５１側の凹面に形成されている。
　図２９は、図２８の無線通信装置７の筐体３３０内に収容されるアンテナ装置のＳ１１特性図である。図２９の測定時の条件は、以下の通りである。
　Ｌ９１＝１２．５ｍｍ、Ｌ９２＝１０５、Ｌ９３＝５、Ｌ９４＝１１、Ｌ９５＝５．９５。また、給電素子３５１の線幅は、一定の０．５ｍｍであり、放射素子３５２の線幅は、一定の２ｍｍであり、ストリップ導体３４１の線幅は、一定の１．９ｍｍである。また、カバーガラス３３１は、Ｘ方向の曲率半径が２００ｍｍの部位を有し、Ｙ方向の曲率半径が２０００ｍｍの部位を有し、板厚が１．１ｍｍで曲面加工されている。カバーガラス３３１は、筐体３３０の枠部に取り付けられている。
　図２９に示されるように、放射素子の基本モードの共振周波数と２次モードの共振周波数で良好なマッチングが得られる。
　また、給電素子が基板に設けられる場合、給電素子は基板の表面に設けられても基板の内部に設けられてもよい。また、給電素子と給電素子に接する媒質とを含んで構成されたチップ部品が基板に実装されてもよい。これにより、所定の媒質に接した給電素子を基板に容易に実装できる。
　また、放射素子又は給電素子が接する媒質は、誘電体に限られず、磁性体、又は誘電体と磁性体との混合物を基材とする基体であってよい。誘電体の具体例として、樹脂、ガラス、ガラスセラミックス、ＬＴＣＣ（Ｌｏｗ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏ－Ｆｉｒｅｄ　Ｃｅｒａｍｉｃｓ）、アルミナなどが挙げられる。誘電体と磁性体との混合物の具体例として、ＦｅやＮｉ、Ｃｏなどの遷移元素、ＳｍやＮｄなどの希土類元素を含む金属あるいは酸化物のいずれかを有していればよく、例えば、六方晶系フェライト、スピネル系フェライト（Ｍｎ－Ｚｎ系フェライト、Ｎｉ－Ｚｎ系フェライトなど）、ガーネット系フェライト、パーマロイ、センダスト（登録商標）などが挙げられる。
　本国際出願は、２０１２年７月２０日に出願した日本国特許出願第２０１２－１６１９８３号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願第２０１２－１６１９８３号の全内容を本国際出願に援用する。
１，３，４，５，６，８　アンテナ装置
２，７　無線通信装置
１２　グランドプレーン
１２ａ，１２ｂ　縁部
１４　給電点
１５　整合回路
２１　給電素子
２２，２４　放射素子
２３　導体部分
３０，３３０　筐体
３１，３３１　カバーガラス
３２　ディスプレイ（画像表示部の一例）
３３　裏蓋
３４，３５　他のアンテナ素子
３６　給電部
４０，１４０　マイクロストリップライン
４１，１４１，３４１　ストリップ導体
４２，１４２，３４２　グランドプレーン
４２ａ，１４２ａ，３４２ａ　縁部
４３，３４３　樹脂基板
４４，１４４，３４４　給電点
５１，１５１，３５１　給電素子
５２，１５２，２５２，３５２　放射素子
６１，１６１　カバー基板
７１　支柱
９０　中央部
１４３　基板

Claims (15)

  1. 　給電点に接続される給電素子と、
    　前記給電素子から離れて配置された放射素子とを備え、
    　前記給電素子が、前記放射素子と電磁界結合することにより前記放射素子に給電し、前記放射素子が放射導体として機能する、アンテナ装置。
  2. 　前記給電素子の共振の基本モードを与える電気長をＬｅ２１、前記放射素子の共振の基本モードを与える電気長をＬｅ２２、前記放射素子の基本モードの共振周波数における前記給電素子または前記放射素子上での波長をλとして、Ｌｅ２１が、（３／８）・λ以下であり、かつ、Ｌｅ２２が、前記放射素子の共振の基本モードがダイポールモードである場合、（３／８）・λ以上（５／８）・λ以下であり、前記放射素子の共振の基本モードがループモードである場合、（７／８）・λ以上（９／８）・λ以下である請求項１に記載のアンテナ装置。
  3. 　前記放射素子の基本モードの共振周波数における真空中の電波の波長をλ０とする場合、
    　前記給電素子と前記放射素子との最短距離が、０．２×λ０以下である、請求項１または２に記載のアンテナ装置。
  4. 　前記給電素子が前記放射素子に給電する給電部は、前記放射素子の基本モードの共振周波数における最も低いインピーダンスになる部分以外に位置する、請求項１から３のいずれか一項に記載のアンテナ装置。
  5. 　前記給電素子が前記放射素子に給電する給電部は、前記放射素子の基本モードの共振周波数における最も低いインピーダンスになる部分から前記放射素子の全長の１／８以上の距離を離した部位に位置する、請求項１から４のいずれか一項に記載のアンテナ装置。
  6. 　前記給電素子と前記放射素子とが最短距離で並走する距離は、前記放射素子の長さの３／８以下である、請求項１から５のいずれか一項に記載のアンテナ装置。
  7. 　グランドプレーンを備え、
    　前記給電素子は、前記グランドプレーンから離れる方向に延伸し、
    　前記放射素子は、前記グランドプレーンの縁部に沿った部位を有する、請求項１から６のいずれか一項に記載のアンテナ装置。
  8. 　前記給電素子の基本モードの共振周波数をｆ２１、前記放射素子の２次モードの共振周波数をｆ１２、前記放射素子の基本モードの共振周波数における真空中の波長をλ０、前記給電素子と前記放射素子との最短距離をλ０で規格化した値をｘとするとき、（ｆ２１／ｆ１２）が、０．７以上（０．１８０１・ｘ－０．４６８）以下である、請求項７に記載のアンテナ装置。
  9. 　前記放射素子を複数有する、請求項１から８のいずれか一項に記載のアンテナ装置。
  10. 　請求項１から９のいずれか一項に記載のアンテナ装置を備える無線装置。
  11. 　前記放射素子は、前記無線装置の筐体の一部の金属である、請求項１０に記載の無線装置。
  12. 　前記アンテナ装置を複数備える、請求項１０または１１に記載の無線装置。
  13. 　前記アンテナ装置それぞれの前記放射素子のうち、一の放射素子が他の放射素子に直交するように配置された、請求項１２に記載の無線装置。
  14. 　画像表示部を備え、
    　前記放射素子は、前記画像表示部の縁部に沿った部位を有する、請求項１０から１３のいずれか一項に記載の無線装置。
  15. 　前記放射素子に直交するように配置された他のアンテナ素子を有する、請求項１０から１４のいずれか一項に記載の無線装置。
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