WO2013099400A1 - 永久磁石モータ制御装置 - Google Patents

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permanent magnet
magnet motor
target
value
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山下　幸生
林　慎之
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三菱重工業株式会社
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    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Definitions

  • the present invention relates to a control device for a permanent magnet motor, and more particularly to the technical field of a permanent magnet motor control device using dq coordinate transformation, which is generally used for a control device in a permanent magnet motor.
  • Permanent magnet motors (permanent magnet synchronous motors) are easy to maintain because they do not have a mechanical commutation mechanism, and are highly efficient because they use permanent magnets. Therefore, permanent magnet motors are widely used as motors for electric vehicles, industrial machines, or compressors for air conditioners.
  • FIG. 8 is a cross-sectional view showing the internal configuration of a typical permanent magnet motor.
  • a permanent magnet motor M10 shown in FIG. 8 has a two-pole three-slot structure including a rotor 1 (which may be an internally embedded magnet type rotor or a surface magnet type rotor) and a concentrated winding stator 2.
  • the permanent magnet synchronous motor is driven by applying a phase alternating current to each stator winding 4 wound around the stator core 3.
  • the phase current flowing through the stator winding 4 of the motor M10 is detected, and the phase current in the stationary coordinate system is determined as the d-axis current value and the q-axis in the rotating coordinate system. Convert to current value. Then, the proportional-integral control is performed so that the d-axis current value becomes the value of the d-axis current command value to create the d-axis voltage value, and the proportional-integral control is performed so that the q-axis current value becomes the value of the q-axis current command value. To create a q-axis voltage command value.
  • the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value are converted into a phase voltage command value of the stationary coordinate system, and a voltage indicated by the phase voltage command value is applied to the stator winding 4 to Control is performed by causing a sinusoidal phase current represented by the current command value and the q-axis current command value to flow through the stator winding 4 to generate a predetermined output torque.
  • FIG. 9 schematically shows the state of eccentricity of the rotor 1 in a typical permanent magnet motor M10.
  • the rotor 1 is rotated 180 degrees counterclockwise from FIGS. 9 (i) to (vi) (see the thick line marker a shown on a partial surface of the rotor 1 in the figure).
  • the center of 1 is rotated 360 degrees clockwise by the magnetic attractive force (see the radial arrow in the figure).
  • eccentricity occurs at a frequency twice as high as the mechanical rotation frequency of the rotor 1, so that rotational bending vibration occurs.
  • an electric supercharger or a generator may be used as a permanent magnet motor.
  • the rotational frequency of the rotor 1 may reach several tens of thousands of revolutions, so that the rotational bending vibration frequency also increases.
  • the rotor 1 may be fatigued.
  • a configuration is used in which the rotor is rotatably supported using a slide bearing.
  • the slide bearing has a large backlash compared to the rolling bearing, the rotor 1 is likely to be eccentric, and fatigue fracture due to rotational bending vibration occurs. Is likely to occur.
  • Patent Document 1 As an example of this kind of countermeasure technique.
  • the motor is stopped when rotational bending vibration is detected in the rotor, thereby preventing the rotor from being broken by the rotational bending vibration.
  • Patent Document 1 stops the motor when rotational bending vibration occurs, and does not fundamentally solve the rotational bending vibration of the rotor itself.
  • the motor must be stopped when rotational bending vibrations occur, and a significant limitation is imposed on the operation of the motor.
  • the present invention has been made in view of the above-described problems, and an object thereof is to provide a permanent magnet motor control device capable of effectively suppressing rotational bending vibration generated in a permanent magnet motor with a simple configuration. To do.
  • a first permanent magnet motor control device detects a phase current flowing in a permanent magnet motor, and rotates the motor using the phase current detected by the current detection unit.
  • the target current value of the dp coordinate system is set on the basis of the three-phase AC-dq coordinate conversion unit that converts to an orthogonal coordinate system (hereinafter referred to as a dq coordinate system) that rotates in synchronization with the rotation speed of the motor.
  • a dq target voltage generation unit that generates a target voltage value
  • a dq-3 phase AC coordinate conversion unit that converts a target voltage value of the dq coordinate system generated by the dq target voltage generation unit into a three-phase target voltage value
  • dq-3 phase AC coordinate converter In the permanent magnet motor control device comprising a power conversion unit that converts a three-phase target voltage value into a three-phase motor drive current, the dq target current setting unit sets the d-axis target current value to a value of the permanent magnet motor.
  • the eccentricity of the rotor rotation shaft is reduced by adding a current component that cancels the magnetic attractive force acting in the radial direction of the rotor rotation shaft.
  • the first permanent magnet motor control device by setting the target value of the d-axis current value so as to cancel out the eccentricity generated in the radial direction due to the magnetic attractive force acting on the rotor inside the motor, Rotational bending vibration generated in the magnet motor can be effectively suppressed.
  • the magnetic attraction force acting on the rotor is obtained in advance by magnetic field analysis or the like, thereby adding a component that cancels the magnetic attraction force to the target value of the d-axis current value.
  • the first permanent magnet motor control device can suppress the rotational bending vibration by current voltage control without changing the physical motor configuration, so that the permanent magnet motor can be reduced in cost with a simple motor configuration.
  • a control device can be provided.
  • a displacement sensor for detecting a displacement in a radial direction of the rotor rotation shaft of the permanent magnet motor is provided, and the dq target current setting unit is based on a detection value of the displacement sensor.
  • the current component to be added to the target value of the d-axis current is determined. According to this aspect, since the eccentricity of the rotor rotation shaft can be acquired as an actual measurement value, the current component can be calculated with high accuracy and rotational bending vibration can be prevented.
  • a table that preliminarily defines a current component to be added to the d-axis current target value according to the rotation angle of the rotor rotation shaft is prepared, and the dq
  • the target current setting unit adds the current component read from the table to the d-axis current target value according to the rotation angle of the rotor rotation shaft.
  • the current component to be added is stored in the table in advance, so that it is possible to cope with a case where it is difficult to obtain a suitable d-axis current by mathematical calculation.
  • a second permanent magnet motor control device detects a phase current flowing in a first stator winding wound around a stator core of a permanent magnet motor, A three-phase AC-dq coordinate converter for converting the phase current detected by the current detection means into an orthogonal coordinate system (hereinafter referred to as a dq coordinate system) that rotates in synchronization with the rotation of the motor, and the rotational speed of the motor.
  • a dq coordinate system orthogonal coordinate system
  • the current value of the dq coordinate system converted by the three-phase AC-dp coordinate conversion unit, and the dq target current setting unit A dq target voltage generator that generates a target voltage value of the dq coordinate system from the target current value of the dq coordinate system, and the target voltage value of the dq coordinate system generated by the dq target voltage generator is converted into a three-phase target voltage value.
  • a power converter that converts a three-phase target voltage value generated by the dq-three-phase AC coordinate converter into a three-phase motor drive current.
  • a second stator winding wound independently of the first stator winding, and acts on the second stator winding in the radial direction of the rotor rotation shaft of the permanent magnet motor.
  • the d-axis current value of the phase current for driving the motor is changed, so that the phase current, which is the vector sum with the q-axis current component contributing to the output torque, increases and the inverter is applied.
  • the voltage may be insufficient.
  • a second stator winding is provided which is wound independently from the first stator winding through which the phase current for driving the motor flows.
  • the second permanent magnet motor control device includes a displacement sensor that detects a displacement in a radial direction of the rotor rotation shaft of the permanent magnet motor, and operates in a radial direction of the rotor rotation shaft based on a detection value of the displacement sensor.
  • the current to be applied to the second stator winding may be determined by calculating the magnetic attractive force to be applied. According to this aspect, as described above, since the eccentricity of the rotor rotation shaft can be acquired as an actual measurement value, the current component can be calculated with high accuracy and rotational bending vibration can be prevented.
  • a rotation angle detecting means for detecting a rotation angle of the permanent magnet motor; and a table for predefining a current to be applied to the second stator winding according to the rotation angle of the permanent magnet motor, A current value read from the table may be applied to the second stator winding in accordance with the rotation angle detected by the rotation angle detection means.
  • the current to be applied to the second stator winding is stored in the table in advance, so that it is possible to cope with a case where it is difficult to obtain a suitable d-axis current by mathematical calculation. .
  • a third permanent magnet motor control device detects a current flowing in a magnetic bearing that rotatably supports a rotor rotating shaft of a permanent magnet motor, and the rotor rotation A displacement sensor for detecting a displacement amount in the radial direction of the shaft; a target current value setting unit for setting a target current value flowing through the magnetic bearing based on a detection value of the displacement sensor; and a current flowing through the magnetic bearing as the target
  • a permanent magnet motor control device including a current control unit configured to control to a current value, wherein the target current setting unit acts on the target current value in a radial direction of a rotor rotation shaft of the permanent magnet motor.
  • the eccentricity of the rotor rotating shaft is reduced by adding a current component that cancels the force.
  • the current component flowing in the magnetic bearing is added with a current component that cancels out the magnetic attractive force acting in the radial direction of the rotor rotating shaft of the permanent magnet motor.
  • the eccentricity of the rotating shaft can be reduced.
  • a current component to be added in order to cancel out the magnetic attractive force in the radial direction of the rotor rotation shaft according to the displacement amount in the radial direction of the rotor rotation shaft is specified in advance.
  • a table may be prepared, and the target current setting unit may add the current component read from the table to the target current value according to the amount of displacement detected by the displacement sensor.
  • the current component to be added to cancel the magnetic attractive force is stored in the table in advance, so that it is possible to cope with a case where it is difficult to obtain a suitable d-axis current by mathematical calculation. become.
  • the first permanent magnet motor control device by setting the target value of the d-axis current value so as to cancel out the eccentricity generated in the radial direction due to the magnetic attractive force acting on the rotor inside the motor, Rotational bending vibration generated in the magnet motor can be effectively suppressed.
  • the magnetic attraction force acting on the rotor is obtained in advance by magnetic field analysis or the like, thereby adding a component that cancels the magnetic attraction force to the target value of the d-axis current value.
  • the first permanent magnet motor control device can suppress the rotational bending vibration by current voltage control without changing the physical motor configuration, so that the permanent magnet motor can be reduced in cost with a simple motor configuration.
  • a control device can be provided.
  • the second stator winding wound independently of the first stator winding through which the phase current for driving the motor flows is provided, and the second stator winding is provided.
  • the current value By adjusting the current value, the magnetic attraction force applied in the radial direction of the rotor can be reduced. Thereby, rotational bending vibration can be suppressed without causing an inverter voltage shortage.
  • the current component flowing in the magnetic bearing is added with a current component that cancels out the magnetic attractive force acting in the radial direction of the rotor rotating shaft of the permanent magnet motor.
  • the eccentricity of the rotating shaft can be reduced.
  • FIG. 1 It is a block diagram which shows the whole structure of the permanent magnet motor control apparatus which concerns on 1st Embodiment.
  • a dq target current setting part it is a graph which shows an example of electric current component i * da 'added to d-axis current component corresponding to magnetic attraction force which acts on the diameter direction of a rotor, and d-axis target current value.
  • FIG. 6 is a sectional view taken along the line AA in FIG. 5 together with a current source of the magnetic bearing. It is a block diagram which shows the internal structure of the permanent magnet motor control apparatus which concerns on 3rd Embodiment. It is sectional drawing which shows the internal structure of a typical permanent magnet motor. The state of eccentricity of the rotor in a typical permanent magnet motor is schematically shown.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of a permanent magnet motor control apparatus 100 according to the first embodiment.
  • the motor M10 that is a control target of the permanent magnet motor control device 100 shown in FIG. 1 basically has the configuration described with reference to FIG. 8 unless otherwise specified. Description to be omitted is omitted as appropriate.
  • the motor M10 is a permanent magnet synchronous motor that is driven by a three-phase alternating current, such as an IPM motor or an SPM motor, that includes an internally embedded magnet type rotor, a surface magnet type rotor, and a concentrated winding stator.
  • the basic part of the permanent magnet motor control device 100 according to the present invention that drives the motor M10 is a power control conversion unit that applies three-phase AC voltages v ua , v va , and v wa that drive the motor M10 to the motor M10.
  • An encoder 12 (which may be a resolver) connected to the PWM inverter 11 and the motor M10 to detect the rotational position ⁇ m of the motor M10, a mechanical angle ⁇ rm , an electrical angle ⁇ based on the rotational position signal ⁇ m from the encoder 12 re and their angular velocities ⁇ rm and ⁇ re , respectively, and a dq target current value i * da by proportional-integral control so that the mechanical angular velocity ⁇ rm becomes the target mechanical angular velocity ⁇ * rm.
  • a three-phase AC / dq coordinate conversion unit 15 that converts ua and i va to real currents i da and i qa in the dq axis coordinate system, and dq converted by the three-phase AC / dq coordinate conversion unit 15
  • the target voltage values v da * and v qa * of the dq coordinate system are generated from the shaft current values i da and i qa and the target current values i * da and i * qa set by the dq target current setting unit 14 d It comprises an axis target voltage generator 16 and a q-axis target voltage generator 17.
  • the permanent magnet motor control device 100 first detects the phase current flowing in the stator winding 4 of the motor M10 by the current detection sensors 25 and 26, and the three-phase AC / dq coordinate conversion unit 15 uses the stationary coordinate system. actual current i ua of the three-phase alternating current in the i va, into a d-axis current value i da and the q-axis current value i qa of the rotating coordinate system. And the d axis target voltage generator 16, the d-axis current value i da proportional integral control to so that the d-axis target current value i * da set by dq target current setting unit 14 d-axis target voltage value v Create da * .
  • the q-axis current value i qa proportional integral control to so that the q-axis target current value i * qa generated by dq target current setting unit 14 q-axis target voltage value v qa * Create.
  • d-axis target voltage value v da * and q-axis target voltage value v qa * are determined by the dq / 3-phase AC coordinate conversion unit 18 as target voltage values v * ua , v * va , v * wa of the stationary coordinate system. Is further converted into voltages v ua , v va , v wa by the PWM inverter 11 and applied to the stator winding 4 of the motor M10. As a result, control is performed so that a sinusoidal three-phase alternating current represented by the d-axis target current value i * da and the q-axis target current value i * qa flows through the stator winding 4 to generate a predetermined output. Is called.
  • the dq target current setting unit 14 conventionally sets the d-axis target current value i * da as small as possible (typically zero) from the viewpoint of motor torque output efficiency.
  • the value i * qa was ensured as large as possible.
  • the dq target current setting unit 14 cancels out the magnetic attraction force acting in the radial direction of the rotor 1 of the motor M10 on the d-axis target current value . Add da '.
  • FIG. 2 is a graph showing an example of the d-axis current component corresponding to the magnetic attractive force acting in the radial direction of the rotor 1 and the current component i * da ′ added to the d-axis target current value in the dq target current setting unit 14.
  • the motor M10 is a permanent magnet motor having a two-pole three-slot structure (see FIG. 8), and the magnetic attractive force acting in the radial direction of the rotor 1 has a periodic behavior every 60 electrical angles (see FIG. 9). reference).
  • the current component i * da ′ is calculated as a d-axis current component corresponding to the magnetic attraction force having an opposite sign so as to cancel out the magnetic attraction force acting in the radial direction of the rotor 1.
  • the table 19 preliminarily defines the displacement in the radial direction of the rotor 1 according to the rotation angle of the rotor 1, and the dq target current setting unit 14 is acquired from the speed / position signal processor 13.
  • the displacement in the radial direction of the rotor 1 is estimated based on the rotation angle.
  • a magnetic attraction force acting in the radial direction of the rotor 1 is obtained from the estimated displacement, and a corresponding d-axis current component is calculated.
  • the current component i * da ′ to be added to the d-axis target current value is obtained by taking the opposite sign of the calculated d-axis current component.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a modification of the permanent magnet motor control apparatus 100 according to the first embodiment.
  • a displacement sensor 20 for detecting the displacement (that is, the amount of eccentricity) of the rotor 1 of the motor M10 is provided.
  • the eccentric amount of the rotor 1 is directly detected, and the magnetic attractive force acting in the radial direction of the rotor 1 is calculated based on the detected eccentric amount in the dp target current setting unit 14.
  • i * da ′ is calculated so as to cancel the calculated magnetic attractive force (see FIG. 2), and the d-axis target current value i * d is set based on (1) above.
  • the d axis is set so as to cancel the eccentricity generated in the radial direction by the magnetic attraction force acting on the rotor 1 inside the motor M10.
  • the rotational bending vibration generated in the motor M10 can be effectively suppressed.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view showing the internal configuration of the permanent magnet motor according to the second embodiment.
  • the second embodiment further includes a stator winding 30 in addition to the stator winding 4 common to the first embodiment. That is, the stator winding 4 is an example of the “first stator winding” according to the present invention, and the stator winding 30 is an example of the “second stator winding” according to the present invention.
  • a current source 32 is connected to the stator winding 30 so that an alternating current can be applied independently of the stator winding 4.
  • the q-axis current component is reduced in vector by the amount corresponding to the addition of the current component i * da ′ to the d-axis current value, so that the torque is reduced.
  • the stator winding 30 wound independently of the stator winding 4 through which the phase current for driving the motor flows is provided, and the current value of the stator winding 30 is adjusted by the current source 32.
  • the dq target current setting unit 14 sets the d-axis target current value i * da as small as possible (typically zero) from the viewpoint of motor torque output efficiency, as in the conventional case, and also sets the q-axis target current.
  • a phase current is applied to the stator winding 4 to drive the motor.
  • FIG. 5 is a schematic view showing the permanent magnet motor according to the third embodiment together with the peripheral structure.
  • FIG. 6 is a sectional view taken along the line AA of FIG. 5 together with a current source of the magnetic bearing.
  • FIG. 5 shows an example in which the motor M10 is used as a power source of the electric supercharger.
  • a compressor 40 is connected to the end of the rotor 1 as a load, and the intake air is discharged by the compressor 40. It is supercharged as air.
  • the rotor 1 is rotatably supported by a magnetic bearing 42.
  • the magnetic bearing 42 includes a pair of upper and lower electromagnets 44a and 44b and a pair of left and right electromagnets 46a and 46b.
  • the electromagnets 44a and 44b are arranged so as to face each other across the rotor 1 along the Y-axis direction, and a magnetic attraction force is applied to the rotor 1 by controlling the current source 48, so that the position in the Y-axis direction. Take control.
  • the electromagnets 46a and 46b are arranged so as to face each other across the rotor 1 along the X-axis direction. By controlling the current source 50, a magnetic attraction force is applied to the rotor 1 in the X-axis direction. Perform position control.
  • a displacement sensor 52 for detecting the respective displacements along the X and Y axes from the central axis of the rotor 1 is provided in the vicinity of the rotor 1.
  • the detection value of the displacement sensor 52 is input to the control device 100 ′′, and the output current values of the current sources 48 and 50 are controlled according to the processing result.
  • a magnetic bearing having a pair of electromagnets along the X and Y axes will be described as an example.
  • more electromagnets are arranged around the rotor 1.
  • the present invention can be similarly applied to the case where the above-described case is applied.
  • FIG. 7 is a block diagram showing an internal configuration of the permanent magnet motor control device 100 ′′ according to the third embodiment.
  • Controller 100 displacement in the X-axis direction as a detection value of the displacement sensor 52 in .delta.x
  • the differential value a is the speed v x
  • the actual current value i x of the current source 48 is input.
  • the target displacement amount ⁇ x * is set to zero in order to keep the rotor 1 at the central axis
  • the X-axis position control unit 54 is based on a deviation from the displacement amount ⁇ x that is a detection value of the displacement sensor 52.
  • the target speed v x * is obtained.
  • the X-axis speed control unit 56 obtains the target current value i x * based on the deviation between the target speed v x * and the speed value v x obtained by differentiating the detected value of the displacement sensor 52. .
  • the X-axis current control unit 58 based on the deviation between the actual current value i x in the target current value i x * and the current source 48 thus determined, and generates a control command signal for the current source 48.
  • the X-axis speed control unit 56 calculates the target current value i x * by adding the current component i * x ′ that cancels the magnetic attractive force acting in the radial direction of the rotor 1.
  • the current component i * x ′ that cancels the magnetic attractive force acting in the radial direction of the rotor 1 is defined in advance in the table 60 so as to correspond to the displacement amount ⁇ x, and the control device 100 ′′ acquires it from the displacement sensor 52. Based on the displacement ⁇ x, the current component i * x ′ to be added is obtained.
  • the position control of the rotor 1 in the Y-axis direction by the permanent magnet motor control device 100 ′′ is also performed following the position control in the X-axis direction described above. Since the details overlap, a brief description will be given.
  • the target displacement amount ⁇ y * is set to zero in order to keep the rotor 1 at the central axis, and the Y-axis position control unit 62 indicates the detection value of the displacement sensor 52. Based on the deviation from a certain amount of displacement ⁇ y, the target speed v y * is obtained.
  • Y-axis speed control unit 64 based on the deviation between the speed of v y obtained by differentiating the detection value of the target speed v y * and the displacement sensor 52, obtains the target electric current value i y * . Then, the Y-axis current control unit 64 generates a control command signal for the current source 50 based on the deviation between the target current value i y * thus obtained and the actual current value i y in the current source 50.
  • the Y-axis speed control unit 64 calculates a target current value i y * by adding a current component i * y ′ that cancels out the magnetic attractive force acting in the radial direction of the rotor 1.
  • the target value of the Y-axis current value so as to cancel out the eccentricity that occurs in the radial direction due to the magnetic attraction force acting on the rotor inside the motor M10, the rotational bending vibration generated in the motor M10 is reduced. It can be effectively suppressed.
  • the rotational bending vibration generated in the motor M10 is added to the target current of the magnetic bearing 42 by adding the current component that cancels the magnetic attractive force acting in the radial direction of the rotor 1. Can be effectively suppressed.
  • the present invention relates to a control device for a permanent magnet motor, and is particularly applicable to a permanent magnet motor control device using dq coordinate transformation, which is generally used for a control device in a permanent magnet motor.

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Abstract

永久磁石モータにおいて発生する回転曲げ振動を簡易な構成で、且つ、効果的に抑制可能な永久磁石モータ制御装置を提供することを目的とし、永久磁石モータ制御装置（１００）は、ｄｑ座標変換を使った永久磁石モータ制御装置であり、ｄｑ目標電流設定部（１４）はｄ軸目標電流値に、永久磁石モータのロータ回転軸の径方向に作用する磁気吸引力を相殺する電流成分（i＊ ｄa）を加算することにより、ロータ回転軸の偏心を低減することを特徴とする。

Description

永久磁石モータ制御装置
　本発明は、永久磁石モータの制御装置に係り、特に、永久磁石モータにおける制御装置に一般的に用いられている、ｄｑ座標変換を使った永久磁石モータ制御装置の技術分野に関するものである。
　永久磁石モータ（永久磁石同期モータ）は、機械的な整流機構を持たないため保守が容易であり、永久磁石を利用しているため高効率である。従って、永久磁石モータは電気自動車用、産業機械用、あるいは空調機の圧縮機用などのモータとして幅広く使用されている。
　図８は典型的な永久磁石モータの内部構成を示す断面図である。図８に示す永久磁石モータＭ１０は、ロータ１（内部埋め込み磁石型のロータでもよいし、表面磁石型のロータでもよい）と、集中巻構造のステータ２とを備えた２極３スロット構造を有する永久磁石同期モータであり、ステータ鉄心３に巻かれた各ステータ巻線４に相交流を印加することにより駆動される。
　永久磁石モータにおけるｄｑ座標変換を使った制御装置では、まず、モータＭ１０のステータ巻線４に流れる相電流を検出し、静止座標系における相電流を、回転座標系のｄ軸電流値及びｑ軸電流値に変換する。そして、ｄ軸電流値がｄ軸電流指令値の値となるよう比例積分制御してｄ軸電圧値を作成すると共に、ｑ軸電流値がｑ軸電流指令値の値となるよう比例積分制御してｑ軸電圧指令値を作成する。そして、これらのｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とを静止座標系の相電圧指令値に変換し、ステータ巻線４にこの相電圧指令値で示される電圧を印加して、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値で表される正弦波状の相電流をステータ巻線４に流し、所定の出力トルクを発生させて制御している。
　ところで、この種の永久磁石モータでは、ロータに作用する磁気吸引力によって、回転中のロータに偏心が生じる。図９は典型的な永久磁石モータＭ１０におけるロータ１の偏心の様子を模式的に示したものである。この例では、ロータ１が図９（ｉ）～（ｖｉ）にかけて反時計回りに１８０度回転しており（図中のロータ１の一部表面に示した太線マーカａを参照）、この間、ロータ１の中心は磁気吸引力によって時計回りに３６０度回転する（図中の径方向矢印を参照）。このように２極３スロット構造の永久磁石モータでは、ロータ１の機械的な回転周波数に対して、２倍の周波数で偏心が発生するため、回転曲げ振動が生じる。
　永久磁石モータの用途として例えば電動過給機や発電機などが考えられるが、このような用途ではロータ１の回転周波数が数万回転以上に達することがあるため、回転曲げ振動周波数もまた大きくなり、ロータ１の疲労破断を招いてしまう場合がある。特にこれらの用途ではロータをすべり軸受けを用いて回転可能に支持する構成が用いられるが、すべり軸受は転がり軸受と比較するとガタが大きいため、ロータ１に偏心が生じやすく、回転曲げ振動による疲労破断が生じやすい。
　このように永久磁石モータではロータの回転曲げ振動対策が重要課題となっている。この種の対策技術の一例として特許文献１がある。特許文献１ではロータにおいて回転曲げ振動が検出された場合にモータを停止させることによって、回転曲げ振動によってロータが破断することを防止している。
特開２００６－００７０９３号公報
　しかしながら、特許文献１では、回転曲げ振動が発生した際にモータを停止させるものであって、ロータの回転曲げ振動自体を根本的に解決するものではない。特に特許文献１では、回転曲げ振動の発生時にはモータを停止せざるを得ず、モータの運用に著しい制限が課されてしまう。
　ロータの回転曲げ振動の抑制対策としては様々な手法が考えられるが、例えば、ロータ径を太くして物理的耐性を向上させることで破断防止することも考えられる。しかしながら、ロータ径を太くなるとイナーシャが増加するため、電動過給機のメリットでもある応答性が悪化してしまう。またロータ形状を加工することによって、回転曲げ振動への耐性を高めることも考えられるが、加工工程が増加し、コスト面で不利になってしまう。また、ロータを回転可能に支持する軸受部のガタを小さくすることによって、ロータの偏心を低減して回転曲げ振動を抑制することも考えられる。しかしながら、ガタが小さくなった分、軸受のダンピング特性が悪化して、ロータ振動が増大したり、モータ寿命が短くなるおそれがある。
　本発明は上述の問題点に鑑みなされたものであり、永久磁石モータにおいて発生する回転曲げ振動を簡易な構成で、且つ、効果的に抑制可能な永久磁石モータ制御装置を提供することを目的とする。
　本発明に係る第１の永久磁石モータ制御装置は上記課題を解決するために、永久磁石モータに流れる相電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段で検出された相電流をモータの回転に同期して回転する直交座標系（以下、ｄｑ座標系と称す）に変換する３相交流―ｄｑ座標変換部と、前記モータの回転速度に基づいて、ｄｐ座標系の目標電流値を設定するｄｑ目標電流設定部と、前記３相交流―ｄｐ座標変換部で変換されたｄｑ座標系の電流値と前記ｄｑ目標電流設定部で設定されたｄｑ座標系の目標電流値とからｄｑ座標系の目標電圧値を生成するｄｑ目標電圧生成部と、該ｄｑ目標電圧生成部で生成したｄｑ座標系の目標電圧値を３相の目標電圧値に変換するｄｑ―３相交流座標変換部と、該ｄｑ―３相交流座標変換部が生成した３相の目標電圧値を３相のモータ駆動電流に変換する電力変換部とを備えてなる永久磁石モータ制御装置において、前記ｄｑ目標電流設定部はｄ軸目標電流値に、前記永久磁石モータのロータ回転軸の径方向に作用する磁気吸引力を相殺する電流成分を加算することにより、前記ロータ回転軸の偏心を低減することを特徴とする。
　第１の永久磁石モータ制御装置によれば、モータ内部で磁気吸引力がロータに作用することで径方向に生じる偏心を相殺するように、ｄ軸電流値の目標値を設定することで、永久磁石モータにおいて発生する回転曲げ振動を効果的に抑制できる。ｄｑ目標電流設定部では、予めロータに作用する磁気吸引力を磁界解析などによって求めておくことで、ｄ軸電流値の目標値に磁気吸引力を相殺する成分を加算する。このように第１の永久磁石モータ制御装置は物理的なモータ構成の変更を伴うことなく、電流電圧制御によって回転曲げ振動を抑制できるので、簡易なモータ構成でコスト的にも安価な永久磁石モータ制御装置を提供することができる。
　第１の永久磁石モータ制御装置の一態様では、前記永久磁石モータのロータ回転軸の径方向における変位を検出する変位センサを備え、前記ｄｑ目標電流設定部は、該変位センサの検出値に基づいて前記ロータ回転軸の径方向に作用する磁気吸引力を算出することにより、前記ｄ軸電流の目標値に加算する電流成分を決定する。この態様によれば、ロータ回転軸の偏心を実測値として取得できるので、精度よく電流成分を算出して、回転曲げ振動を防止することができる。
　また第１の永久磁石モータ制御装置の他の態様では、前記ロータ回転軸の回転角度に応じて前記ｄ軸電流目標値に加算すべき電流成分を予め規定するテーブルを用意しておき、前記ｄｑ目標電流設定部は、前記ロータ回転軸の回転角度に応じて、前記テーブルから読み出した電流成分を前記ｄ軸電流目標値に加算する。この態様によれば、加算すべき電流成分を予めテーブルに記憶しておくことで、適したｄ軸電流を数式演算で求めることが困難な場合にも対応できるようになる。
　本発明に係る第２の永久磁石モータ制御装置は上記課題を解決するために、永久磁石モータのステータ鉄心に巻かれた第１のステータ巻線に流れる相電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段で検出された相電流をモータの回転に同期して回転する直交座標系（以下、ｄｑ座標系と称す）に変換する３相交流―ｄｑ座標変換部と、前記モータの回転速度に基づいて、ｄｐ座標系の目標電流値を設定するｄｑ目標電流設定部と、前記３相交流―ｄｐ座標変換部で変換されたｄｑ座標系の電流値と前記ｄｑ目標電流設定部で設定されたｄｑ座標系の目標電流値とからｄｑ座標系の目標電圧値を生成するｄｑ目標電圧生成部と、該ｄｑ目標電圧生成部で生成したｄｑ座標系の目標電圧値を３相の目標電圧値に変換するｄｑ―３相交流座標変換部と、該ｄｑ―３相交流座標変換部が生成した３相の目標電圧値を３相のモータ駆動電流に変換する電力変換部とを備えてなる永久磁石モータ制御装置において、前記永久磁石モータのステータ鉄心に前記第１のステータ巻線とは独立して巻かれた第２のステータ巻線を備え、前記第２のステータ巻線に前記永久磁石モータのロータ回転軸の径方向に作用する磁気吸引力を相殺する電流を印加することにより、前記ロータ回転軸に生じる偏心を低減することを特徴とする。
　上述の第１の永久磁石モータ制御装置ではモータ駆動用の相電流のｄ軸電流値を変更するので、出力トルクに寄与するｑ軸電流成分とのベクトル和である相電流が増加し、インバータ印加電圧が不足するおそれがある。一方、第２の永久磁石モータ制御装置では、モータ駆動用の相電流が流れる第１のステータ巻線とは独立して巻かれた第２のステータ巻線を設け、該第２のステータ巻線の電流値を調整することで、ロータの径方向に印加される磁気吸引力を軽減できる。これにより、インバータ電圧不足を招くことなく回転曲げ振動を抑制できる。
　第２の永久磁石モータ制御装置では、前記永久磁石モータのロータ回転軸の径方向における変位を検出する変位センサを備え、該変位センサの検出値に基づいて、前記ロータ回転軸の径方向に作用する磁気吸引力を算出することにより、前記第２のステータ巻線に印加する電流を決定してもよい。この態様によれば、上述したように、ロータ回転軸の偏心を実測値として取得できるので、精度よく電流成分を算出して、回転曲げ振動を防止することができる。
　また、前記永久磁石モータの回転角度を検出する回転角度検出手段と、前記永久磁石モータの回転角度に応じて前記第２のステータ巻線に印加すべき電流を予め規定するテーブルとを更に備え、前記回転角度検出手段によって検出された回転角度に応じて、前記テーブルから読み出した電流値を前記第２のステータ巻線に印加してもよい。この態様によれば、第２のステータ巻線に印加すべき電流を予めテーブルに記憶しておくことで、適したｄ軸電流を数式演算で求めることが困難な場合にも対応できるようになる。
　本発明に係る第３の永久磁石モータ制御装置は上記課題を解決するために、永久磁石モータのロータ回転軸を回転可能に支持する磁気ベアリングに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記ロータ回転軸の径方向における変位量を検出する変位センサと、前記変位センサの検知値に基づいて前記磁気ベアリングに流れる目標電流値を設定する目標電流値設定部と、前記磁気ベアリングに流れる電流を前記目標電流値になるように制御する電流制御部とを備えた永久磁石モータ制御装置において、前記目標電流設定部は前記目標電流値に、前記永久磁石モータのロータ回転軸の径方向に作用する磁気吸引力を相殺する電流成分を加算することにより、前記ロータ回転軸の偏心を低減することを特徴とする。
　第３の永久磁石モータ制御装置によれば、磁気ベアリングに流れる電流値に、前記永久磁石モータのロータ回転軸の径方向に作用する磁気吸引力を相殺する電流成分を加算することにより、前記ロータ回転軸の偏心を低減することができる。
　また、第３の永久磁石モータ制御装置では、前記ロータ回転軸の径方向における変位量に応じて該ロータ回転軸の径方向における磁気吸引力を相殺するために加算すべき電流成分を予め規定するテーブルを用意しておき、前記目標電流設定部は、前記変位センサで検知した変位量に応じて、前記テーブルから読み出した電流成分を前記目標電流値に加算してもよい。この態様によれば、磁気吸引力を相殺するために加算すべき電流成分を予めテーブルに記憶しておくことで、適したｄ軸電流を数式演算で求めることが困難な場合にも対応できるようになる。
　第１の永久磁石モータ制御装置によれば、モータ内部で磁気吸引力がロータに作用することで径方向に生じる偏心を相殺するように、ｄ軸電流値の目標値を設定することで、永久磁石モータにおいて発生する回転曲げ振動を効果的に抑制できる。ｄｑ目標電流設定部では、予めロータに作用する磁気吸引力を磁界解析などによって求めておくことで、ｄ軸電流値の目標値に磁気吸引力を相殺する成分を加算する。このように第１の永久磁石モータ制御装置は物理的なモータ構成の変更を伴うことなく、電流電圧制御によって回転曲げ振動を抑制できるので、簡易なモータ構成でコスト的にも安価な永久磁石モータ制御装置を提供することができる。
　第２の永久磁石モータ制御装置によれば、モータ駆動用の相電流が流れる第１のステータ巻線とは独立して巻かれた第２のステータ巻線を設け、該第２のステータ巻線の電流値を調整することで、ロータの径方向に印加される磁気吸引力を軽減できる。これにより、インバータ電圧不足を招くことなく回転曲げ振動を抑制できる。
　第３の永久磁石モータ制御装置によれば、磁気ベアリングに流れる電流値に、前記永久磁石モータのロータ回転軸の径方向に作用する磁気吸引力を相殺する電流成分を加算することにより、前記ロータ回転軸の偏心を低減することができる。
第１実施形態に係る永久磁石モータ制御装置の全体構成を示すブロック図である。 ｄｑ目標電流設定部において、ロータの径方向に作用する磁気吸引力に対応するｄ軸電流成分とｄ軸目標電流値に加算される電流成分ｉ＊ ｄａ´の一例を示すグラフ図である。 第１実施形態に係る永久磁石モータ制御装置の変形例を示すブロック図である。 第２実施形態に係る永久磁石モータの内部構成を示す断面図である。 第３実施形態に係る永久磁石モータを周辺構造と共に示す模式図である。 図５のＡ―Ａ断面図を磁気ベアリングの電流源と共に示したものである。 第３実施形態に係る永久磁石モータ制御装置の内部構成を示すブロック図である。 典型的な永久磁石モータの内部構成を示す断面図である。 典型的な永久磁石モータにおけるロータの偏心の様子を模式的に示したものである。
　以下、本発明を図に示した実施例を用いて詳細に説明する。但し、この実施例に記載されている構成部品の寸法、材質、形状、その相対配置などは特に特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する趣旨ではなく、単なる説明例にすぎない。
（第１実施形態）
　図１は第１実施形態に係る永久磁石モータ制御装置１００の全体構成を示すブロック図である。図１に示す永久磁石モータ制御装置１００の制御対象であるモータＭ１０は、以下に特段の記載が無い限りにおいて、基本的に図８を参照して説明した構成を有しているものとし、重複する記載は適宜省略する。尚、モータＭ１０は内部埋め込み磁石型のロータや表面磁石型のロータと集中巻構造のステータとを備えた、ＩＰＭモータやＳＰＭモータなどの３相交流により駆動される永久磁石同期モータである。
　このモータＭ１０を駆動する本発明に係る永久磁石モータ制御装置１００の基本部分は、モータＭ１０を駆動する３相交流電圧ｖｕａ、ｖｖａ、ｖｗａをモータＭ１０に印加する電力制御変換部であるＰＷＭインバータ１１、モータＭ１０に連結され、モータＭ１０の回転位置θｍを検出するエンコーダ１２（レゾルバであってもよい）、該エンコーダ１２からの回転位置信号θｍに基づいて機械角θｒｍ、電気角θｒｅ、並びにそれらの角速度ωｒｍ、ωｒｅをそれぞれ算出する速度・位置信号処理器１３、機械角速度ωｒｍが目標機械角速度ω＊ ｒｍになるように比例積分制御してｄｑ目標電流値ｉ＊ ｄａ、ｉ＊ ｑａを設定するｄｑ目標電流設定部１４、電流検知センサ２５，２６が検出したモータＭ１０の３相交流の実電流ｉｕａ、ｉｖａを、ｄｑ軸座標系の実電流ｉｄａ、ｉｑａに変換する３相交流／ｄ－ｑ座標変換部１５、該３相交流／ｄ－ｑ座標変換部１５で変換されたｄｑ軸電流値ｉｄａ、ｉｑａとｄｑ目標電流設定部１４で設定された目標電流値ｉ＊ ｄａ、ｉ＊ ｑａとから、ｄｑ座標系の目標電圧値ｖｄａ ＊、ｖｑａ ＊を生成するｄ軸目標電圧生成部１６及びｑ軸目標電圧生成部１７からなる。
　そしてこの永久磁石モータ制御装置１００は、まず、モータＭ１０のステータ巻線４に流れる相電流を電流検知センサ２５、２６で検出し、３相交流／ｄ－ｑ座標変換部１５において、静止座標系における３相交流の実電流ｉｕａ、ｉｖａを、回転座標系のｄ軸電流値ｉｄａ及びｑ軸電流値ｉｑａに変換する。そしてｄ軸目標電圧生成部１６では、ｄ軸電流値ｉｄａがｄｑ目標電流設定部１４で設定されたｄ軸目標電流値ｉ＊ ｄａになるように比例積分制御してｄ軸目標電圧値ｖｄａ ＊を作成する。ｑ軸目標電圧生成部１７では、ｑ軸電流値ｉｑａがｄｑ目標電流設定部１４で生成されたｑ軸目標電流値ｉ＊ ｑａになるように比例積分制御してｑ軸目標電圧値ｖｑａ ＊を作成する。
　これらｄ軸目標電圧値ｖｄａ ＊とｑ軸目標電圧値ｖｑａ ＊は、ｄ―ｑ／３相交流座標変換部１８において静止座標系の目標電圧値ｖ＊ ｕａ、ｖ＊ ｖａ、ｖ＊ ｗａに変換され、さらにＰＷＭインバータ１１で電圧ｖｕａ、ｖｖａ、ｖｗａに変換されてモータＭ１０のステータ巻線４に印加される。これにより、ｄ軸目標電流値ｉ＊ ｄａとｑ軸目標電流値ｉ＊ ｑａで表される正弦波状の３相の交流電流がステータ巻線４に流れ、所定の出力が発生させるよう制御が行われる。
　ここで、ｄｑ目標電流設定部１４では、従来、モータトルクの出力効率の観点から、ｄ軸目標電流値ｉ＊ ｄａを極力小さく（典型的にはゼロに）設定することで、ｑ軸目標電流値ｉ＊ ｑａを極力大きく確保するようにしていた。一方、本実施形態に係る永久磁石モータ制御装置１００では、ｄｑ目標電流設定部１４はｄ軸目標電流値に、モータＭ１０のロータ１の径方向に作用する磁気吸引力を相殺する電流成分ｉ＊ ｄａ´を加算する。
　図２はｄｑ目標電流設定部１４において、ロータ１の径方向に作用する磁気吸引力に対応するｄ軸電流成分とｄ軸目標電流値に加算される電流成分ｉ＊ ｄａ´の一例を示すグラフ図である。モータＭ１０は２極３スロット構造を有する永久磁石モータであり（図８を参照）、ロータ１の径方向に作用する磁気吸引力は電気角６０°毎に周期的な振る舞いを有する（図９を参照）。電流成分ｉ＊ ｄａ´は、ロータ１の径方向に作用する磁気吸引力を相殺するように、当該磁気吸引力に対応するｄ軸電流成分を逆符号にしたものとして算出される。
　本実施形態では特に、テーブル１９には予めロータ１の回転角度に応じて該ロータ１の径方向における変位が規定されており、ｄｑ目標電流設定部１４は速度・位置信号処理器１３から取得した回転角度に基づいて、ロータ１の径方向における変位を推定する。そして推定した変位から、ロータ１の径方向に作用する磁気吸引力を求めて、それに対応するｄ軸電流成分を算出する。そして、図２に示したように、算出したｄ軸電流成分の逆符号をとることによって、ｄ軸目標電流値に加算される電流成分ｉ＊ ｄａ´が求められる。
　このようにして、本実施形態ではｄｑ目標電流設定部１４においてｄ軸目標電流値ｉ＊ ｄａは、次式
　ｉ＊ ｄａ　＝　従来のｄ軸目標電流値（典型的にはゼロ）　＋　ｉ＊ ｄａ´　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１）
により求められる。これにより、モータＭ１０内部で磁気吸引力がロータに作用することで径方向に生じる偏心を相殺するように、ｄ軸電流値の目標値を設定することで、モータＭ１０において発生する回転曲げ振動を効果的に抑制できる。
　特に図１に示すように、予めロータ１の回転角度に応じて該ロータ１の径方向における変位をテーブル１９に規定しておくことにより、適したｄ軸電流を数式演算で求めることが困難な場合にも対応できるようになる。
　図３は第１実施形態に係る永久磁石モータ制御装置１００の変形例を示すブロック図である。この変形例ではモータＭ１０のロータ１の変位（すなわち偏心量）を検知するための変位センサ２０が設けられている。これにより、ロータ１の偏心量を直接検知し、ｄｐ目標電流設定部１４において当該検知した偏心量に基づいてロータ１の径方向に作用する磁気吸引力を算出する。そして、算出した磁気吸引力を相殺するようにｉ＊ ｄａ´を算出し（図２を参照）、上記（１）に基づいてｄ軸目標電流値ｉ＊ ｄを設定する。
　本変形例では、目標電流設定部１４における演算負担が増加するものの、ロータ１の偏心を実測値として取得できるので、磁気吸引力を相殺するための電流成分ｉ＊ ｄａ´をより精度よく算出できるので、より効果的に回転曲げ振動を防止することができる。
　以上説明したように、第１実施形態に係る永久磁石モータ制御装置１００によれば、モータＭ１０内部で磁気吸引力がロータ１に作用することで径方向に生じる偏心を相殺するように、ｄ軸電流値の目標値を設定することで、モータＭ１０において発生する回転曲げ振動を効果的に抑制できる。このように物理的なモータ構成の変更を伴うことなく、電流電圧制御によって回転曲げ振動を抑制できるので、簡易なモータ構成でコスト的にも安価な永久磁石モータ制御装置を提供することができる。
（第２実施形態）
　図４は第２実施形態に係る永久磁石モータの内部構成を示す断面図である。図４では第１実施形態と同様の箇所には共通の符号を付すこととし、重複する説明は適宜省略することとする。第２実施形態では、第１実施形態と共通のステータ巻線４に加えて、ステータ巻線３０を更に備える。すなわち、ステータ巻線４は本発明に係る「第１のステータ巻線」の一例であり、ステータ巻線３０は本発明に係る「第２のステータ巻線」の一例である。そして、ステータ巻線３０には電流源３２が接続されており、ステータ巻線４とは独立に交流電流が印加できるように構成されている。
　上述の第１実施形態ではステータ巻線４に印加される相電流のｄ軸電流値を変更するので、出力トルクに寄与するｑ軸電流成分に損失が発生する。すなわち第１実施形態ではインバータ電圧を一定とすると、ｄ軸電流値に電流成分ｉ＊ ｄａ´を加算した分だけ、ｑ軸電流成分がベクトル的に減少するのでトルクが減少してしまう。
　一方、第２実施形態では、モータ駆動用の相電流が流れるステータ巻線４とは独立して巻かれたステータ巻線３０を設け、該ステータ巻線３０の電流値を電流源３２にて調整することで、ロータ１の径方向に印加される磁気吸引力を軽減できる。すなわち、ｄｑ目標電流設定部１４では、従来と同様に、モータトルクの出力効率の観点から、ｄ軸目標電流値ｉ＊ ｄａを極力小さく（典型的にはゼロに）設定すると共に、ｑ軸目標電流値ｉ＊ ｑａを極力大きく確保することによりステータ巻線４に相電流を印加してモータ駆動する。一方でステータ巻線３０には、電流源３２から上式（１）で設定されるｄ軸電流成分ｉ＊ ｄａ´を印加することにより、ステータ巻線４における電流値を変更することなく、ロータ１の径方向に作用する磁気吸引力を相殺することができる。
　このように、第２実施形態によれば、モータＭ１０の駆動効率を低下させることなく、効果的に回転曲げ振動を抑制できる。
（第３実施形態）
　続いて図５乃至図７を参照して、第３実施形態に係る永久磁石モータ制御装置について説明する。図５は第３実施形態に係る永久磁石モータを周辺構造と共に示す模式図であり、図６は図５のＡ―Ａ断面図を磁気ベアリングの電流源と共に示したものである。図５では、モータＭ１０は電動過給機の動力源として用いられた例を示しており、ロータ１の端部には、負荷としてコンプレッサ４０が連結されており、該コンプレッサ４０によって吸入空気が吐出空気として過給されている。ロータ１は磁気ベアリング４２によって回転可能に支持されている。
　図６に示すように、磁気ベアリング４２は上下一対の電磁石４４ａ、４４ｂと、左右一対の電磁石４６ａ、４６ｂとを備えてなる。電磁石４４ａ、４４ｂはＹ軸方向に沿ってロータ１を挟んで対向するように配置されており、電流源４８を制御することによってロータ１に対して磁気吸引力を作用させ、Ｙ軸方向における位置制御を行う。電磁石４６ａ、４６ｂはＸ軸方向に沿って、ロータ１を挟んで対向するように配置されており、電流源５０を制御することによってロータ１に対して磁気吸引力を作用させ、Ｘ軸方向における位置制御を行う。
　また、ロータ１の近傍にはロータ１の中心軸からのＸ・Ｙ軸に沿ったそれぞれの変位を検知するための変位センサ５２が設けられている。変位センサ５２の検知値は制御装置１００´´に入力され、その処理結果に応じて電流源４８、５０の出力電流値が制御されるようになっている。
　尚、本実施形態では説明を簡易にするために、Ｘ・Ｙ軸それぞれに沿って一対の電磁石を有する磁気ベアリングを例に説明するが、ロータ１の周囲に沿ってより多くの電磁石が配置されている場合についても、同様に本発明を適用できるのは言うまでも無い。
　図７は第３実施形態に係る永久磁石モータ制御装置１００´´の内部構成を示すブロック図である。
　まず、永久磁石モータ制御装置１００´´によるＸ軸方向におけるロータ１の位置制御について説明する。制御装置１００´´には変位センサ５２の検知値としてX軸方向における変位量δｘ、その微分値である速度ｖｘ、電流源４８の実電流値ｉｘが入力される。磁気ベアリング４２ではロータ１を中心軸に留めるために目標変位量δｘ＊はゼロに設定されており、Ｘ軸位置制御部５４は変位センサ５２の検知値である変位量δｘとの偏差に基づいて、目標速度ｖｘ ＊を求める。そして、Ｘ軸速度制御部５６は、該目標速度ｖｘ ＊と変位センサ５２の検知値を微分することによって得られた速度度ｖｘとの偏差に基づいて、目標電流値ｉｘ ＊を求める。そしてＸ軸電流制御部５８は、このように求めた目標電流値ｉｘ ＊と電流源４８における実電流値ｉｘとの偏差に基づいて、電流源４８に対する制御指令信号を生成する。
　ここで、Ｘ軸速度制御部５６では、ロータ１の径方向に作用する磁気吸引力を相殺する電流成分ｉ＊ ｘ´を加算して目標電流値ｉｘ ＊を算出する。ロータ１の径方向に作用する磁気吸引力を相殺する電流成分ｉ＊ ｘ´は、予め変位量δｘに対応するようにテーブル６０に規定されており、制御装置１００´´は変位センサ５２から取得した変位δｘに基づいて加算すべき電流成分ｉ＊ ｘ´を求める。このようにして、本実施形態ではＸ軸速度制御部５６において目標電流値ｉ＊ ｘは、次式
　ｉ＊ ｘ　＝　従来のＸ軸目標電流値　＋　ｉ＊ ｘ´　　　（２）
により求められる。これにより、モータＭ１０内部で磁気吸引力がロータに作用することで径方向に生じる偏心を相殺するように、Ｘ軸電流値の目標値を設定することで、モータＭ１０において発生する回転曲げ振動を効果的に抑制できる。
　永久磁石モータ制御装置１００´´によるＹ軸方向におけるロータ１の位置制御についても、上述のＸ軸方向における位置制御に倣って行われる。詳細は重複するため簡潔に説明すると、磁気ベアリング４２ではロータ１を中心軸に留めるために目標変位量δｙ＊はゼロに設定されており、Ｙ軸位置制御部６２は変位センサ５２の検知値である変位量δｙとの偏差に基づいて、目標速度ｖｙ ＊を求める。そして、Ｙ軸速度制御部６４は、該目標速度ｖｙ ＊と変位センサ５２の検知値を微分することによって得られた速度度ｖｙとの偏差に基づいて、目標電流値ｉｙ ＊を求める。そしてＹ軸電流制御部６４は、このように求めた目標電流値ｉｙ ＊と電流源５０における実電流値ｉｙとの偏差に基づいて、電流源５０に対する制御指令信号を生成する。
　ここで、Ｙ軸速度制御部６４では、ロータ１の径方向に作用する磁気吸引力を相殺する電流成分ｉ＊ ｙ´を加算して目標電流値ｉｙ ＊を算出する。この電流成分ｉ＊ ｙ´は上記（２）式に倣って、
　ｉ＊ ｙ　＝　従来のｙ軸目標電流値　＋　ｉ＊ ｙ´　　　（３）
により求められる。これにより、モータＭ１０内部で磁気吸引力がロータに作用することで径方向に生じる偏心を相殺するように、Ｙ軸電流値の目標値を設定することで、モータＭ１０において発生する回転曲げ振動を効果的に抑制できる。
　以上説明したように、第３実施形態では、磁気ベアリング４２の目標電流に、ロータ１の径方向に作用する磁気吸引力を相殺する電流成分を加算することにより、モータＭ１０において発生する回転曲げ振動を効果的に抑制できる。
　本発明は、永久磁石モータの制御装置に係り、特に、永久磁石モータにおける制御装置に一般的に用いられている、ｄｑ座標変換を使った永久磁石モータ制御装置に利用可能である。

Claims (8)

  1. 　永久磁石モータに流れる相電流を検出する電流検出手段と、
    　該電流検出手段で検出された相電流をモータの回転に同期して回転する直交座標系（以下、ｄｑ座標系と称す）に変換する３相交流―ｄｑ座標変換部と、
    　前記モータの回転速度に基づいて、ｄｐ座標系の目標電流値を設定するｄｑ目標電流設定部と、
    　前記３相交流―ｄｐ座標変換部で変換されたｄｑ座標系の電流値と前記ｄｑ目標電流設定部で設定されたｄｑ座標系の目標電流値とからｄｑ座標系の目標電圧値を生成するｄｑ目標電圧生成部と、
    　該ｄｑ目標電圧生成部で生成したｄｑ座標系の目標電圧値を３相の目標電圧値に変換するｄｑ―３相交流座標変換部と、
    　該ｄｑ―３相交流座標変換部が生成した３相の目標電圧値を３相のモータ駆動電流に変換する電力変換部と
    を備えてなる永久磁石モータ制御装置において、
    　前記ｄｑ目標電流設定部はｄ軸目標電流値に、前記永久磁石モータのロータ回転軸の径方向に作用する磁気吸引力を相殺する電流成分を加算することにより、前記ロータ回転軸の偏心を低減することを特徴とする永久磁石モータ制御装置。
  2. 　前記永久磁石モータのロータ回転軸の径方向における変位を検出する変位センサを備え、
    　前記ｄｑ目標電流設定部は、該変位センサの検出値に基づいて前記ロータ回転軸の径方向に作用する磁気吸引力を算出することにより、前記ｄ軸電流の目標値に加算する電流成分を決定することを特徴とする請求項１に記載の永久磁石モータ制御装置。
  3. 　前記ロータ回転軸の回転角度に応じて前記ｄ軸電流目標値に加算すべき電流成分を予め規定するテーブルを用意しておき、
    　前記ｄｑ目標電流設定部は、前記ロータ回転軸の回転角度に応じて、前記テーブルから読み出した電流成分を前記ｄ軸電流目標値に加算することを特徴とする請求項１に記載の永久磁石モータ制御装置。
  4. 　永久磁石モータのステータ鉄心に巻かれた第１のステータ巻線に流れる相電流を検出する電流検出手段と、
    　該電流検出手段で検出された相電流をモータの回転に同期して回転する直交座標系（以下、ｄｑ座標系と称す）に変換する３相交流―ｄｑ座標変換部と、
    　前記モータの回転速度に基づいて、ｄｐ座標系の目標電流値を設定するｄｑ目標電流設定部と、
    　前記３相交流―ｄｐ座標変換部で変換されたｄｑ座標系の電流値と前記ｄｑ目標電流設定部で設定されたｄｑ座標系の目標電流値とからｄｑ座標系の目標電圧値を生成するｄｑ目標電圧生成部と、
    　該ｄｑ目標電圧生成部で生成したｄｑ座標系の目標電圧値を３相の目標電圧値に変換するｄｑ―３相交流座標変換部と、
    　該ｄｑ―３相交流座標変換部が生成した３相の目標電圧値を３相のモータ駆動電流に変換する電力変換部と
    を備えてなる永久磁石モータ制御装置において、
    　前記永久磁石モータのステータ鉄心に前記第１のステータ巻線とは独立して巻かれた第２のステータ巻線を備え、
    　前記第２のステータ巻線に前記永久磁石モータのロータ回転軸の径方向に作用する磁気吸引力を相殺する電流を印加することにより、前記ロータ回転軸に生じる偏心を低減することを特徴とする永久磁石モータ制御装置。
  5. 　前記永久磁石モータのロータ回転軸の径方向における変位を検出する変位センサを備え、
    　該変位センサの検出値に基づいて、前記ロータ回転軸の径方向に作用する磁気吸引力を算出することにより、前記第２のステータ巻線に印加する電流を決定することを特徴とする請求項４に記載の永久磁石モータ制御装置。
  6. 　前記永久磁石モータの回転角度を検出する回転角度検出手段と、
    　前記永久磁石モータの回転角度に応じて前記第２のステータ巻線に印加すべき電流を予め規定するテーブルと
    を更に備え、
    　前記回転角度検出手段によって検出された回転角度に応じて、前記テーブルから読み出した電流値を前記第２のステータ巻線に印加することを特徴とする請求項４に記載の永久磁石モータ制御装置。
  7. 　永久磁石モータのロータ回転軸を回転可能に支持する磁気ベアリングに流れる電流を検出する電流検出手段と、
    　前記ロータ回転軸の径方向における変位量を検出する変位センサと、
    　前記変位センサの検知値に基づいて前記磁気ベアリングに流れる目標電流値を設定する目標電流値設定部と、
    　前記磁気ベアリングに流れる電流を前記目標電流値になるように制御する電流制御部と
    を備えた永久磁石モータ制御装置において、
    　前記目標電流設定部は前記目標電流値に、前記永久磁石モータのロータ回転軸の径方向に作用する磁気吸引力を相殺する電流成分を加算することにより、前記ロータ回転軸の偏心を低減することを特徴とする永久磁石モータ制御装置。
  8. 　前記ロータ回転軸の径方向における変位量に応じて該ロータ回転軸の径方向における磁気吸引力を相殺するために加算すべき電流成分を予め規定するテーブルを用意しておき、
    　前記目標電流設定部は、前記変位センサで検知した変位量に応じて、前記テーブルから読み出した電流成分を前記目標電流値に加算することを特徴とする請求項７に記載の永久磁石モータ制御装置。
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