WO2013080601A1 - 地磁気センサ - Google Patents

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鈴木　利一
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日本航空電子工業株式会社
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    • G01V3/40—Electric or magnetic prospecting or detecting; Measuring magnetic field characteristics of the earth, e.g. declination, deviation specially adapted for measuring magnetic field characteristics of the earth
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/02—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux
    • G01R33/028—Electrodynamic magnetometers
    • G—PHYSICS
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    • G01C17/00—Compasses; Devices for ascertaining true or magnetic north for navigation or surveying purposes
    • G01C17/02—Magnetic compasses
    • G01C17/28—Electromagnetic compasses
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    • G—PHYSICS
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    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/02—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux
    • G01R33/04—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux using the flux-gate principle

Definitions

  • This invention relates to a geomagnetic sensor for measuring geomagnetism.
  • FG type fluxgate type
  • the fluxgate type geomagnetic sensor can measure the geomagnetism with high accuracy, it is necessary to magnetically saturate the core around which the exciting coil is wound, so that the exciting current increases and the power consumption increases. There is a problem of being big.
  • An object of the present invention is to provide a geomagnetic sensor capable of reducing power consumption.
  • the geomagnetic sensor includes a core that forms a closed magnetic circuit, a pair of coils that are wound in positions facing each other in the core, and are connected in series so as to generate magnetic flux in the same circumferential direction in the core, An excitation power source for applying an alternating current in which a direct current is superimposed on a pair of coils, and a detection circuit connected to a connection point of the pair of coils are provided.
  • the geomagnetism can be measured with high accuracy without magnetically saturating the core. Therefore, power consumption can be reduced as compared with the prior art.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration outline of a first embodiment of a geomagnetic sensor according to the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a functional configuration of the first embodiment of the geomagnetic sensor according to the present invention.
  • FIG. 3 is a graph showing a BH curve and relative permeability.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a functional configuration of a second embodiment of the geomagnetic sensor according to the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a schematic configuration of a third embodiment of the geomagnetic sensor according to the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a functional configuration of a third embodiment of the geomagnetic sensor according to the present invention.
  • FIG. 1 shows a schematic configuration of a first embodiment of a geomagnetic sensor according to the present invention
  • FIG. 2 shows a functional configuration of the geomagnetic sensor shown in FIG. 1 in a block diagram.
  • the core 10 constituting the closed magnetic path is made of a high magnetic permeability material such as permalloy, and is a toroidal core in this example.
  • Coils 21 and 22 are wound around the core 10 at positions facing each other with the coil axes parallel to each other.
  • the coils 21 and 22 are wound in the same direction as viewed from the center of the core 10, and are connected in series so as to generate a magnetic flux in the same circumferential direction when a current is applied to the coils 21 and 22. .
  • An excitation power source 30 is connected to one end of one coil 21.
  • the excitation power source 30 includes a direct current power source 31 and an alternating current power source 32, and can apply an alternating current superimposed with a direct current to the coils 21 and 22.
  • 33 indicates a DC circuit breaker (capacitor).
  • a direct current is applied to the coils 21 and 22 by the direct current power source 31, thereby generating a direct current magnetic flux in the core 10.
  • arrows a and b illustrate the directions of magnetic fluxes generated by the coils 21 and 22, respectively.
  • the magnetic fluxes generated by the coils 21 and 22 are in the same direction in the circumferential direction of the core 10.
  • FIG. 3 shows the BH curve and relative permeability of the core 10, and the direct current applied to the coils 21 and 22 is set so as to generate a direct current magnetic field of about 8 A / m, for example.
  • the value of this magnetic field: 8 A / m is located approximately at the center of the region where the relative permeability changes linearly with respect to the magnetic field.
  • the coils 21 and 22 have the same number of turns, and the inductance L1 of the coil 21 and the inductance L2 of the coil 22 are equal.
  • An AC voltage on which a DC voltage is superimposed is generated at the connection point P between the coil 21 and the coil 22 by an excitation power source 30 including a DC power source 31 and an AC power source 32.
  • the AC voltage Vd at the connection point P is defined as Vac as the AC excitation voltage of the excitation power source 30.
  • Vd (L2 / (L1 + L2)).
  • Vac (1) When the external magnetic field is 0, the inductances L1 and L2 of the coil 21 and the coil 22 are equal, so the AC voltage Vd at the connection point P is 1 ⁇ 2 of the AC excitation voltage Vac.
  • the relative permeability of the core 10 changes as can be seen from FIG. Since the magnetic flux density is increased in the portion where the coil 22 is located, the relative permeability is reduced, and in the portion where the coil 21 is located, the magnetic flux density is reduced, so that the relative permeability is increased. Due to this change in the relative permeability, the inductance L2 of the coil 22 decreases and the inductance L1 of the coil 21 increases. Therefore, from the equation (1), the AC voltage Vd at the connection point P is smaller than the value when the external magnetic field is 0, that is, smaller than 1/2 of the AC excitation voltage Vac.
  • the geomagnetism can be measured by detecting the AC voltage Vd at the connection point P. .
  • the detection circuit 40 is connected to the connection point P of the coils 21 and 22.
  • the detection circuit 40 includes a synchronous detector 41 and a low-pass filter 42 as shown in FIG.
  • the synchronous detector 41 synchronously detects the voltage at the connection point P using the AC excitation voltage Vac of the excitation power supply 30.
  • the low-pass filter 42 smoothes the output of the synchronous detector 41.
  • the synchronously detected voltage passes through the low-pass filter 42 and becomes an output Vo.
  • the detection circuit 40 obtains the output Vo in this way. Since the output Vo corresponds (proportional) to the magnitude of the geomagnetism, the geomagnetism can be measured by the output Vo.
  • the excitation current may be small, and the AC excitation voltage may have a small amplitude, thereby reducing power consumption as compared with the conventional fluxgate type geomagnetic sensor.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the functional configuration of the second embodiment of the geomagnetic sensor according to the present invention.
  • the detection circuit 40 'removes the DC component from the voltage at the connection point P of the coils 21 and 22.
  • a DC breaker 43 that performs full-wave rectification of the output of the DC breaker 43, and a low-pass filter 42 that smoothes the output of the full-wave rectifier 44.
  • Such a detection circuit 40 ' may be employed instead of the detection circuit 40 shown in FIG. Note that a half-wave rectifier may be used instead of the full-wave rectifier 44.
  • FIG. 5 shows an outline of the configuration of the third embodiment
  • FIG. 6 shows a functional configuration of the third embodiment in a block diagram.
  • a feedback coil 23, a feedback circuit 50, and a reading resistor 60 are added to the configuration shown in FIGS.
  • the feedback coil 23 is wound around the core 10 so as to magnetically balance the core 10. As shown in FIG. 5, the feedback coil 23 is preferably arranged so that the magnetic flux generated by the feedback coil 23 is parallel to the external magnetic field (geomagnetic M). In FIG. 5, an arrow c indicates the direction of the magnetic flux generated by the feedback coil 23.
  • the feedback circuit 50 is connected to the subsequent stage of the detection circuit 40.
  • the feedback circuit 50 includes a reference voltage source 51 that generates a reference voltage, an adder 52 that adds the output of the detection circuit 40 (output of the low-pass filter 42) and the reference voltage, and an output of the adder 52 that amplifies the feedback coil 23. And an amplifier 53 that feeds a feedback current.
  • the reading resistor 60 converts the feedback current flowing through the feedback coil 23 into a voltage and outputs it.
  • the reference voltage generated by the reference voltage source 51 is set to 0 V by offsetting the output voltage output from the low-pass filter 42 when the external magnetic field is zero. Therefore, when the external magnetic field is 0, the feedback current is 0 and no current flows through the feedback coil 23. The output of the reading resistor 60 becomes 0V.
  • the output of the low-pass filter 42 becomes smaller than when the external magnetic field is 0, as described in the first embodiment. Therefore, the output of the adder 52 is a negative voltage.
  • a negative feedback current flows through the feedback coil 23, and the core 10 is in a magnetic equilibrium state with respect to the geomagnetism M.
  • the feedback current is converted into a voltage by the reading resistor 60 and output.
  • the output of the reading resistor 60 can measure the input geomagnetism in this example.
  • the detection circuit 40 may be a detection circuit 40 '.
  • the core 10 is not limited to the toroidal core, but may have other shapes, for example, a quadrangular core. Further, a DC constant current source may be used in place of the DC power supply 31.

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Abstract

　地磁気センサは、閉磁路を構成するコア１０と、コア１０の互いに対向する位置に巻回され、コア１０に同じ周回方向に磁束を発生させるように直列接続された一対のコイル２１，２２と、一対のコイル２１，２２に直流電流を重畳した交流電流を印加する励磁電源３０と、一対のコイルの接続点Ｐに接続された検出回路４０とを備える。従来のフラックスゲート型の地磁気センサのようにコアが磁気飽和するまで励磁するといったことは不要となり、低消費電力化を図ることができる。

Description

地磁気センサ
　この発明は地磁気を測定する地磁気センサに関する。
　従来、地磁気を測定する地磁気センサとしては、フラックスゲート型（ＦＧ型）の地磁気センサが広く知られている（例えば、特許文献１参照）。
　フラックスゲート型の地磁気センサは高精度な地磁気の測定が可能であるものの、励磁コイルが巻回されているコアを交流で磁気飽和させる必要があり、このため、励磁電流が大きくなり、消費電力が大きいといった問題がある。
特開２００９－９２３８１号公報
　この発明の目的は、低消費電力化を図ることができる地磁気センサを提供することにある。
　この発明によれば、地磁気センサは、閉磁路を構成するコアと、コアの互いに対向する位置に巻回され、コアに同じ周回方向に磁束を発生させるように直列接続された一対のコイルと、一対のコイルに直流電流を重畳した交流電流を印加する励磁電源と、一対のコイルの接続点に接続された検出回路とを備える。
　この発明によれば、従来のフラックスゲート型の地磁気センサのようにコアが磁気飽和するまで励磁するといったことは不要となり、つまりコアを磁気飽和させることなく、地磁気を高精度に測定することができ、よって従来に比し、低消費電力化を図ることができる。
図１はこの発明による地磁気センサの第１の実施例の構成概要を示す図である。 図２はこの発明による地磁気センサの第１の実施例の機能構成を示すブロック図である。 図３はＢ－Ｈカーブ及び比透磁率を示すグラフである。 図４はこの発明による地磁気センサの第２の実施例の機能構成を示すブロック図である。 図５はこの発明による地磁気センサの第３の実施例の構成概要を示す図である。 図６はこの発明による地磁気センサの第３の実施例の機能構成を示すブロック図である。
　以下にこの発明の実施例を説明する。
　図１はこの発明による地磁気センサの第１の実施例の構成概要を示したものであり、図２は図１に示した地磁気センサの機能構成をブロック図で示したものである。
　閉磁路を構成するコア１０は、パーマロイ等の高透磁率材料よりなり、この例ではトロイダルコアとされている。コア１０の互いに対向する位置には、コイル軸心が互いに平行とされてコイル２１，２２が巻回されている。コイル２１，２２はコア１０の中心から見て同じ向きに巻回されており、コイル２１，２２に電流を印加した時に、コア１０に同じ周回方向に磁束を発生させるように直列接続されている。
　一方のコイル２１の一端には励磁電源３０が接続されている。励磁電源３０は直流電源３１と交流電源３２とよりなり、直流電流を重畳した交流電流をコイル２１，２２に印加することができるものとなっている。図１中、３３は直流遮断器（コンデンサ）を示す。
　直流電源３１によりコイル２１，２２には直流電流が印加され、これによりコア１０内に直流磁束が発生する。図１中、矢印ａ，ｂはそれぞれコイル２１及びコイル２２により発生する磁束の向きを例示したものであり、コイル２１及びコイル２２により発生する磁束はコア１０の周回方向において同じ向きになる。
　図３はコア１０のＢ－Ｈカーブ及び比透磁率を示したものであり、コイル２１，２２に印加する直流電流は、例えば８Ａ／ｍ程度の直流磁界が発生するように設定する。この磁界の値：８Ａ／ｍは、磁界に対し、比透磁率がリニアに変化する領域のほぼ中央に位置する。
　コイル２１，２２は同一巻数とされ、コイル２１のインダクタンスＬ１とコイル２２のインダクタンスＬ２は等しくされている。コイル２１とコイル２２の接続点Ｐには直流電源３１と交流電源３２とよりなる励磁電源３０により、直流電圧が重畳した交流電圧が発生している。接続点Ｐの交流電圧Ｖｄは励磁電源３０の交流励磁電圧をＶacとすると、
　　　　Ｖｄ＝（Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２））・Ｖac　　　　　（１）
で表され、外部磁界が０の時には、コイル２１とコイル２２のインダクタンスＬ１，Ｌ２が等しいため、接続点Ｐの交流電圧Ｖｄは交流励磁電圧Ｖacの1/2となる。
　一方、図１に示したように地磁気Ｍがコア１０を通過すると、地磁気Ｍに比例した磁束がコア１０の、コイル２１，２２が位置する部分に発生する。これにより、コイル２２が位置する部分では直流磁束は強めあい、コイル２１が位置する部分では直流磁束は打ち消しあう。よって、コイル２１が位置する部分及びコイル２２が位置する部分におけるコア１０内部の磁束密度が変化する。
　磁束密度が変化すると、図３から分かるように、コア１０の比透磁率が変化する。コイル２２が位置する部分では磁束密度が大きくなるため、比透磁率は小さくなり、コイル２１が位置する部分では磁束密度が小さくなるため、比透磁率は大きくなる。この比透磁率の変化により、コイル２２のインダクタンスＬ２は小さくなり、コイル２１のインダクタンスＬ１は大きくなる。従って、（１）式より接続点Ｐの交流電圧Ｖｄは外部磁界が０の時の値より小さくなり、つまり交流励磁電圧Ｖacの1/2より小さくなる。
　このように、２つのコイル２１，２２の接続点Ｐの交流電圧Ｖｄは地磁気（外部磁界）の入力により変化するため、接続点Ｐの交流電圧Ｖｄを検出することで地磁気を測定することができる。
　検出回路４０はコイル２１，２２の接続点Ｐに接続されている。検出回路４０はこの例では図２に示したように同期検波器４１とローパスフィルタ４２とよりなる。同期検波器４１は接続点Ｐの電圧を励磁電源３０の交流励磁電圧Ｖacを用いて同期検波する。ローパスフィルタ４２は同期検波器４１の出力を平滑化する。同期検波された電圧はローパスフィルタ４２を通過して出力Ｖｏとなる。
　検出回路４０はこのようにして出力Ｖｏを得るものとなっている。出力Ｖｏは地磁気の大きさに対応（比例）するため、この出力Ｖｏにより地磁気を測定することができる。
　上述したように、この例では従来のフラックスゲート型の地磁気センサと違い、コア１０が磁気飽和するまで励磁する必要はなく、言い換えればコア１０を磁気飽和させないものとなっている。従って、励磁電流（直流電流）は小さくてよく、また交流励磁電圧も小さい振幅でよく、これにより従来のフラックスゲート型の地磁気センサと比べ、消費電力を低減することができる。
　図４はこの発明による地磁気センサの第２の実施例の機能構成をブロック図で示したものであり、この例では検出回路４０’はコイル２１，２２の接続点Ｐの電圧から直流成分を除去する直流遮断器４３と、直流遮断器４３の出力を全波整流する全波整流器４４と、全波整流器４４の出力を平滑化するローパスフィルタ４２によって構成されている。図２に示した検出回路４０に代え、このような検出回路４０’を採用することもできる。なお、全波整流器４４に代えて半波整流器を用いる構成としてもよい。
　次に、この発明による地磁気センサの第３の実施例について説明する。図５は第３の実施例の構成概要を示したものであり、図６は第３の実施例の機能構成をブロック図で示したものである。
　この例では図１及び図２に示した構成に対し、フィードバックコイル２３とフィードバック回路５０と読取抵抗器６０とが付加されたものとなっている。
　フィードバックコイル２３はコア１０を磁気平衡させるべく、コア１０に巻回される。フィードバックコイル２３は図５に示したように、外部磁界（地磁気Ｍ）に対してフィードバックコイル２３が発生する磁束が平行になるように配置するのが望ましい。図５中、矢印ｃはフィードバックコイル２３が発生する磁束の向きを示す。
　フィードバック回路５０は検出回路４０の後段に接続される。フィードバック回路５０は基準電圧を発生する基準電圧源５１と、検出回路４０の出力（ローパスフィルタ４２の出力）と基準電圧を加算する加算器５２と、加算器５２の出力を増幅してフィードバックコイル２３にフィードバック電流を流す増幅器５３とよりなる。
　読取抵抗器６０はフィードバックコイル２３に流れるフィードバック電流を電圧に変換して出力する。
　基準電圧源５１が発生する基準電圧は外部磁界が０の時にローパスフィルタ４２から出力される出力電圧を相殺して０Ｖとするように設定される。従って、外部磁界が０の時はフィードバック電流は０となり、フィードバックコイル２３に電流は流れない。読取抵抗器６０の出力は０Ｖとなる。
　一方、地磁気Ｍが図５に示したように入力した場合、ローパスフィルタ４２の出力は第１の実施例で説明したように、外部磁界が０の時よりも小さくなる。従って、加算器５２の出力は負の電圧となる。これにより、フィードバックコイル２３に負のフィードバック電流が流れ、コア１０は地磁気Ｍに対して磁気平衡状態となる。フィードバック電流は読取抵抗器６０によって電圧に変換されて出力され、この読取抵抗器６０の出力により、この例では入力した地磁気を測定することができる。なお、検出回路４０は検出回路４０’としてもよい。
　以上、この発明の実施例について説明したが、コア１０はトロイダルコアに限らず、他の形状のものであってもよく、例えば四角形状をなすコアであってもよい。また、直流電源３１に代えて直流定電流源を用いるようにしてもよい。

Claims (5)

  1. 　閉磁路を構成するコアと、
    　前記コアの互いに対向する位置に巻回され、前記コアに同じ周回方向に磁束を発生させるように直列接続された一対のコイルと、
    　前記一対のコイルに直流電流を重畳した交流電流を印加する励磁電源と、
    　前記一対のコイルの接続点に接続された検出回路とを備える地磁気センサ。
  2. 　請求項１の地磁気センサにおいて、
    　前記検出回路は、前記接続点の電圧を前記励磁電源の交流励磁電圧を用いて同期検波する同期検波器と、前記同期検波器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなる。
  3. 　請求項１の地磁気センサにおいて、
    　前記検出回路は、前記接続点の電圧の直流成分を除去する直流遮断器と、前記直流遮断器の出力を全波整流する全波整流器と、前記全波整流器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなる。
  4. 　請求項１の地磁気センサにおいて、
    　前記検出回路は、前記接続点の電圧の直流成分を除去する直流遮断器と、前記直流遮断器の出力を半波整流する半波整流器と、前記半波整流器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなる。
  5. 　請求項２乃至４のいずれかの地磁気センサにおいて、
    　フィードバックコイルとフィードバック回路と読取抵抗器とが設けられ、
    　前記フィードバックコイルは前記コアを磁気平衡させるべく、前記コアに巻回され、
    　前記フィードバック回路は、基準電圧を発生する基準電圧源と、前記ローパスフィルタの出力と前記基準電圧を加算する加算器と、前記加算器の出力を増幅して前記フィードバックコイルにフィードバック電流を流す増幅器とよりなり、
    　前記フィードバック電流は前記読取抵抗器によって電圧に変換されて出力される。
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