WO2013027734A1 - 光変調装置及びバイアス電圧制御方法 - Google Patents

光変調装置及びバイアス電圧制御方法 Download PDF

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optical
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広人 川上
英二 吉田
宮本　裕
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日本電信電話株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to automatic bias voltage control of a light modulation device for multilevel QAM (Quadrature Amplitude Modulation).
  • a light modulation device for multilevel QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • it is suitable for automatic bias voltage control of an optical modulator that transmits a QAM signal having a value higher than four values.
  • a QAM signal capable of transmitting a large-capacity optical signal at a low symbol rate is attracting attention.
  • the simplest QAM is quaternary QAM and is called QPSK (Quadrature Phase Shift Keying).
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • the present application can be used for any multi-level QAM modulator including QPSK, but for the sake of simplicity, the present application will mainly describe the 16-level QAM system.
  • there is a symbol with a bar on the character but in the specification, a symbol with a bar on the character is indicated by writing the character next to ⁇ . To express.
  • FIG. 1 shows the configuration of a conventional light modulation device.
  • the continuous optical signal input to the IQ optical modulator M is divided into two by the first optical coupler 1 and input to the first optical modulator 2 and the second optical modulator 3.
  • the first optical modulation unit 2 and the second optical modulation unit 3 are usually configured by MZI (Mach-Zehnder Interferometer) type optical modulators, and the first four-value data signals Data1 and ⁇ Data1 And the second quaternary data signal Data2 and the logic of ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ Data2 have a function of relatively changing the light phase and light intensity.
  • MZI Machine-Zehnder Interferometer
  • the outputs of the first light modulation unit 2 and the second light modulation unit 3 are added with a phase difference of ⁇ 3 by an optical phase shifter 4 having a quadrature bias electrode 101 to which a third bias voltage described later is applied. Then, it is multiplexed by the second optical coupler 5 and output as a 16-level optical QAM signal. If ⁇ 3 is ⁇ ⁇ / 2, the best waveform is obtained. This corresponds to 1 ⁇ 4 of the carrier wavelength, but since the wavelength is generally on the order of a micrometer, the adjustment is very severe. Further, since the optical quality of the optical QAM signal is sensitive to the error of the optical phase shifter 4, it is extremely important to adjust the phase change amount of the optical phase shifter 4 to a correct value.
  • this adjustment is performed by adjusting a third bias voltage (also referred to as a quadrature bias voltage) V bias3 supplied from the third bias power supply 10 to the optical phase shifter 4.
  • V bias3 a third bias voltage supplied from the third bias power supply 10 to the optical phase shifter 4.
  • the optical phase shifter 4 is disposed at the subsequent stage of the second optical modulation unit 3, but may be disposed at the subsequent stage of the first optical modulation unit 2, or may be provided at both stages, and is provided at the previous stage. May be.
  • V bias3 also referred to as a quadrature bias voltage
  • the first optical modulation unit 2 and the second optical modulation unit 3 are generally MZI type optical modulators.
  • the first light modulation unit 2 and the second light modulation unit 3 are driven by the first quaternary data signal and the second quaternary data signal, respectively.
  • Each of these data signals is a quaternary NRZ (Non Return-to-Zero) signal.
  • the first drive amplifier 6 amplifies the first quaternary data signal into two types of normal phase and reverse phase, and generates Data1 and ⁇ Data1.
  • the second drive amplifier 7 amplifies the second quaternary data signal into two types of normal phase and reverse phase, and generates Data2 and ⁇ Data2.
  • Each four-value data signal amplified Data1, Data1 is to each of the two arms having the first light modulator 2, is applied via the first driving electrode 61 causes a phase shift of ⁇ phi 1
  • Each amplified quaternary data signals Data2 has, Data2 are in each of the two arms having the second optical modulator 3 is applied via the second driving electrode 71 causes a phase shift of ⁇ phi 2
  • the values of the phase delays ⁇ 1 and ⁇ 2 change corresponding to the four values that each data signal has.
  • DC voltages (data bias voltages) V bias1 and V ′ bias1 are generated by the first bias power supply 8, and optical phase shifts of + ⁇ 1 and ⁇ ′ 1 are further performed via the first bias electrode 81. to add.
  • DC voltages (data bias voltages) V bias2 and V ′ bias2 are generated by the second bias power source 9, and optical phase shifts of + ⁇ 2 and ⁇ ′ 2 are further performed via the second bias electrode 91. to add.
  • the four types of signal levels of the differential signal (Data1- ⁇ Data1) generated by the first drive amplifier 6 are expressed as V 0 , V 1 , -V 1 , -V 0, and V 0 > V 1 It is assumed that> ⁇ V 1 > ⁇ V 0 .
  • the four types of differential signals (Data2- ⁇ Data2) generated by the second drive amplifier 7 are included.
  • the signal level is also expressed as V 0 , V 1 , ⁇ V 1 , ⁇ V 0 .
  • the light output of the first light modulation unit 2 still reaches the maximum intensity. In this case, however, the light output light intensity is higher than that of the previous example.
  • the second light modulator 3 is the same as the first light modulator 2.
  • the IQ optical modulator M shown in FIG. 1 has a configuration in which each drive signal electrode applies positive and negative voltages to two waveguides, and there are a total of four electrodes.
  • This type of IQ light modulator M is called a dual drive type.
  • the single drive type IQ optical modulator M has only two drive signal electrodes. In such a configuration, an electric field is simultaneously applied to the two optical waveguides inside the first light modulation unit 2 by the first drive electrode 61, and the inside of the second light modulation unit 3 is formed by the second drive electrode 71. An electric field is simultaneously applied to two optical waveguides. Due to the anisotropy of these four optical waveguides, the same function as the dual drive type can be realized.
  • the four-value data signals supplied to the first drive electrode 61 and the second drive electrode 71 are four kinds of voltages V 0 , V 1 , ⁇ V 1 , and ⁇ V 0 ,
  • the amplitude of the drive signal is set so as not to exceed twice the half-wave voltage V ⁇ .
  • FIG. 2 shows the characteristics of the light modulation device when no bias drift occurs.
  • FIG. 2 shows the relationship between the electric field E 1 of the output light of the first light modulation unit 2 and V 0 , V 1 , ⁇ V 1 , ⁇ V 0 and V bias1 .
  • the relationship between the electric field E 2 of the output light and V 0 , V 1 , ⁇ V 1 , ⁇ V 0 and V bias2 is the same as that in FIG.
  • the horizontal axis represents the sum of the drive signal potentials V 0 , V 1 , ⁇ V 1 , ⁇ V 0 and data bias V bias1
  • the vertical axis represents the electric field E 1 of the output light
  • V 0 , V 1 , -V 1 , -V 0 are arranged symmetrically with respect to the null point, and V 0 , V 1 , -V 1 , -V 0
  • the electric fields E 11 , E 12 , E 13 , E 14 of the output light generated by are arranged symmetrically with respect to the 0 level.
  • FIG. 3 shows a constellation when no bias drift occurs.
  • Optical power P total of 16 QAM signals is proportional to the square sum of the electric field of the star constellation.
  • P total is expressed as in Equation 1.
  • K and L take the sum of 1 to 4.
  • Non-Patent Document 1 As we discussed in detail in Non-Patent Document 1, and V bias3 undergoes a bias drift, even theta 3 took the value different from [pi / 2, if V bias1 and V bias2 is kept optimum value The total of the optical power P total does not change. For this reason, it is relatively difficult to detect the drift of Vbias3 .
  • V bias1 and V bias2 By using the asymmetric bias dithering described in Non-Patent Document 1 technology, by performing dithering V bias1 and V bias2, it is possible to detect a drift in V bias3.
  • FIG. 4 shows the characteristics of the light modulation device when the bias drift occurs.
  • the optical characteristics of the light modulation device fluctuate, so that the sine wave curve shown in FIG. 2 is shifted to the right or left as a whole.
  • FIG. 4 shows the case of shifting to the right. 4 types of values of E 1 is moved from the position of a large white circle a large black circle position.
  • the absolute value of E 13 increases, the absolute value of E 12 conversely decreases.
  • Absolute value increases the E 14, although the absolute value of E 11 conversely decreases, the variation amount is smaller than the E 12 and E 13.
  • FIG. 5 shows the constellation when the bias drift occurs.
  • V bias2 V bias3
  • FIG. 1 An example of the relationship between the bias voltage deviation and the optical signal intensity is shown in FIG.
  • the horizontal axis represents the drift amount of V bias1 , but is normalized by V ⁇ of the first light modulation unit 2. That is, when the horizontal axis of -0.5 means that the V bias1 is reduced by 0.5V [pi from the optimum voltage.
  • V 0 ⁇ V 1 V 1 ⁇ ( ⁇ V 1 )
  • the four types of signal levels of the differential signal (Data 1 ⁇ ⁇ Data 1) generated by the first drive amplifier 6 are equally spaced. It is assumed that it is in line.
  • V bias1 P total is minimum when the optimum.
  • FIG. 7 shows another example of the relationship between the bias voltage deviation and the optical signal intensity.
  • V 0 and V 1 have been pre-emphasized, and that In the case of FIG. 6, V 0 , V 1 , ⁇ V 1 , ⁇ V 0 are arranged at equal intervals, but the characteristics of the first light modulation unit 2 are nonlinear, so that E 11 , E 12 , E 13, E 14 is not arranged at regular intervals.
  • E 11 , E 12 , E 13 , and E 14 are arranged at equal intervals by this pre-emphasis, so that a more ideal constellation is obtained.
  • FIG. 7 shows two curves.
  • the number 3 is established on one side,
  • Formula 4 is established.
  • P total when V bias1 is optimal is the maximum
  • V bias1 is P total is minimum when the optimum.
  • the present invention automatically controls the bias voltage of the optical modulator to control the optical power to be maximum or to control the optical power to be minimum,
  • the purpose is to provide a technique for selecting correctly.
  • the present invention relates to an I component optical modulator that modulates a continuous optical signal for the I component of a QAM signal, a Q component optical modulator that modulates a continuous optical signal for the Q component of the QAM signal, and the I component optical modulation.
  • the phase of the optical signal is shifted on the input side and / or the output side, the output of the I component light modulator after the phase shift and the Q component light modulator
  • a phase shift unit that adjusts an output phase difference to ⁇ / 2
  • the output of the I component light modulation unit and the output of the Q component light modulation unit after the phase shift are combined to generate the QAM signal.
  • Q component data signal A Q component data signal output unit that outputs to the Q component light modulation unit and causes the Q component light modulation unit to perform modulation of a continuous light signal using the Q component data signal; and a null of the I component light modulation unit
  • An I component bias voltage signal output unit for outputting a signal having an I component bias voltage corresponding to a point to the I component light modulation unit, and a signal having a Q component bias voltage corresponding to a null point of the Q component light modulation unit.
  • Q component bias voltage signal output unit that outputs to the Q component light modulation unit, and when no drift occurs when the I component bias voltage does not cause drift, than when drift occurs when the I component bias voltage causes drift,
  • An I component bias voltage signal adjusting unit that adjusts the I component bias voltage so that the Q component bias voltage does not cause a drift, and a drift occurs when the Q component bias voltage causes a drift. It is determined whether the strength of the QAM signal is increased or decreased from the time, and when it is determined that the strength of the QAM signal is greater than that at the time of occurrence of drift when no drift occurs, the strength of the QAM signal is maximized. When the drift is not generated, the QA bias voltage is adjusted. And a Q component bias voltage signal adjustment unit that adjusts the Q component bias voltage so as to minimize the strength of the QAM signal when the signal strength is determined to be small. .
  • the present invention provides an optical modulation device that generates a QAM signal in which a multi-value number is set constant, and an I component optical modulation unit that modulates a continuous optical signal for the I component of the QAM signal;
  • the optical signal is phase-shifted on the input side and / or the output side with respect to the Q component optical modulator that modulates the continuous optical signal and the I component optical modulator and / or the Q component optical modulator.
  • a phase shift unit for adjusting a phase difference between the output of the I component light modulation unit after the phase shift and the output of the Q component light modulation unit to ⁇ / 2, and the I component light modulation unit after the phase shift.
  • the output and the output of the Q component optical modulator are combined to generate a QAM signal, and an I component data signal whose amplitude is controlled to be constant is output to the I component optical modulator.
  • An I-component data signal output unit that causes the I-component optical modulation unit to perform modulation of the continuous optical signal, and outputs a Q-component data signal whose amplitude is controlled to be constant to the Q-component optical modulation unit.
  • An I component bias voltage signal output unit that outputs to the component light modulator, and a Q component bias voltage signal that outputs a signal having a Q component bias voltage corresponding to the null point of the Q component light modulator to the Q component light modulator
  • a Q component bias voltage signal adjustment unit that adjusts the Q component bias voltage to an optimum value by setting the Q component bias to either the maximum or the minimum.
  • the present invention also relates to an IQ component optical modulation procedure for modulating a continuous optical signal for the I component and Q component of a QAM signal, and the input side and / or the I component light modulation procedure and / or the Q component light modulation procedure.
  • a QAM signal generation procedure for generating the QAM signal by combining the output of the I component optical modulation procedure after the phase shift and the output of the Q component optical modulation procedure, and the I component optical modulation procedure includes: An I component signal input procedure for inputting an I component data signal for modulating a continuous modulation signal and receiving a signal having an I component bias voltage corresponding to a null point of the I component optical modulation procedure; When no drift occurs when the source voltage does not cause drift, it is determined whether the intensity of the QAM signal is larger or smaller than when drift occurs when the I component bias voltage causes drift.
  • the I component bias voltage is adjusted to maximize the strength of the QAM signal, and when the drift does not occur, the strength of the QAM signal is greater than when drift occurs.
  • an I component bias voltage signal adjustment procedure for adjusting the I component bias voltage so as to minimize the intensity of the QAM signal.
  • Q component data signal for modulating the Q component data signal corresponding to the null point of the Q component light modulation procedure is inputted.
  • the QAM signal input procedure for inputting a signal having a bias voltage, and the QAM when the drift when the Q component bias voltage causes a drift when the drift does not occur when the Q component bias voltage does not cause a drift.
  • the Q component bias is set so as to maximize the strength of the QAM signal.
  • a Q component bias voltage signal that adjusts the Q component bias voltage so as to minimize the strength of the QAM signal when it is determined that the strength of the QAM signal is smaller than that at the time of drift occurrence by adjusting the voltage. And an adjustment procedure in order.
  • a Q component calculation unit that calculates the value shown in Equation 6 when the half-wave voltage of the component light modulation unit is V ⁇ q ;
  • the I component bias voltage signal adjustment unit determines that the intensity of the QAM signal is greater when no drift occurs than when the drift occurs when the value shown in Equation 5 calculated by the I component calculation unit is negative.
  • the I component bias voltage is adjusted so that when the constant determined by Equation 7 is positive, the I component bias voltage is adjusted so as to always minimize the intensity of the QAM signal,
  • the Q component bias voltage signal adjustment unit adjusts the Q component bias voltage so that the intensity of the QAM signal is always maximized when the constant determined by Equation 8 is negative, and the constant determined by Equation 8 is positive. In some cases, the Q component bias voltage is adjusted to always minimize the intensity of the QAM signal. This is a light modulation device.
  • the I component bias voltage signal adjustment unit determines that the strength of the QAM signal is equal when no drift occurs and when a drift occurs, the I component bias voltage signal adjustment unit generates no drift.
  • An I component data signal voltage adjusting unit for adjusting a voltage of the I component data signal and a Q component bias voltage signal adjusting unit so as to determine that the strength of the QAM signal is not equal between the time and the occurrence of drift When it is determined that the strength of the QAM signal is equal when no drift occurs and when the drift occurs, the Q component bias voltage signal adjustment unit determines that the strength of the QAM signal is not equal when no drift occurs and when a drift occurs.
  • a Q component data signal voltage adjusting unit for adjusting a voltage of the Q component data signal. Is an optical modulation device according to claim.
  • the present invention includes: the is superimposed on the signal having the I component bias voltage, a signal having an I component dither voltage having a frequency omega d, the I component dither voltage signal output unit for outputting the I-component optical modulation unit, Q wherein is superimposed on the signal having a Q component bias voltage, a signal having a Q component dither voltage having a phase difference [pi / 2 of the frequency omega d and the I component dither voltage, and outputs the Q component light modulator A component dither voltage signal output unit, wherein the I component bias voltage signal adjustment unit synchronously detects the QAM signal using a signal having the I component dither voltage, and the result is zero.
  • the Q component bias voltage signal adjustment unit is a signal having the Q component dither voltage.
  • the optical power can be controlled to be maximized or minimized by dithering the I component bias voltage and the Q component bias voltage.
  • the present invention provides a signal having a phase shift unit bias voltage for adjusting the phase difference between the output of the I component light modulation unit and the output of the Q component light modulation unit after the phase shift to ⁇ / 2.
  • the QAM signal is synchronously detected with a phase shift unit bias voltage signal output unit that outputs to the phase shift unit and a signal having a frequency 2 ⁇ d that is twice the frequency ⁇ d , and the result is zero.
  • Phase shift unit bias voltage signal adjustment that adjusts the phase difference between the output of the I component light modulation unit and the output of the Q component light modulation unit after the phase shift to ⁇ / 2 by adjusting the phase shift unit bias voltage And a light modulation device.
  • the phase difference between the I component and the Q component can be adjusted to ⁇ / 2 by dithering the I component bias voltage and the Q component bias voltage.
  • the present invention provides an I component bias voltage signal sweep that sweeps the I component bias voltage in a range of 2V ⁇ i or more when the half-wave voltage of the I component light modulator is V ⁇ i during the initialization operation of the light modulator.
  • a Q component bias voltage signal sweeping unit that sweeps the Q component bias voltage in a range of 2V ⁇ q or more when the half-wave voltage of the Q component light modulation unit is V ⁇ q during the initialization operation of the optical modulation device; during the initialization operation of the optical modulation device, wherein while performing the sweeping by the I component bias voltage signal sweeping unit and the Q component bias voltage signal sweeping unit, the a signal having twice the frequency 2 [omega d of the frequency omega d QAM The signal is synchronously detected, and the phase shift unit bypass is set so that the result becomes 0 within the sweep range of the I component bias voltage signal sweep unit and the Q component bias voltage signal sweep unit.
  • a phase shift unit bias voltage signal initialization unit that initializes a source voltage, and after initialization of the phase shift unit bias voltage by the phase shift unit bias voltage signal initialization unit, the I component bias voltage signal adjustment unit, the Q An optical modulation device, further comprising: a component bias voltage signal adjustment unit and a post-initialization adjustment unit that performs adjustment by the phase shift unit bias voltage signal adjustment unit.
  • the phase shift unit bias voltage is set to the optimum value or close to the optimum value in the pre-initialization state where the I component bias voltage, the Q component bias voltage, and the phase shift unit bias voltage deviate from the optimum values.
  • the I component bias voltage, the Q component bias voltage, and the phase shift unit bias voltage are set to final optimum values. Can be set.
  • the light modulation device when the I component bias voltage signal adjustment unit is operated, the Q component bias voltage signal adjustment unit is stopped, and when the Q component bias voltage signal adjustment unit is operated,
  • the light modulation device further includes a controller unit that stops the I component bias voltage signal adjustment unit.
  • the I component bias voltage and the Q component bias voltage can be quickly and surely converged to the correct equilibrium point by controlling by time sharing.
  • the sequence ⁇ sin (V mi / V ⁇ i ⁇ ⁇ / 2) ⁇ is an equidistant sequence
  • sequence ⁇ sin (V mq / V ⁇ q ⁇ ⁇ / 2) ⁇ is a light modulation device, characterized in that the arithmetic progression.
  • the present invention can provide a technique for correctly selecting whether to control to maximize the optical power or to minimize the optical power when automatically controlling the bias voltage of the optical modulator. .
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a light modulation device according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a light modulation device according to a second embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a light modulation device according to a third embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a light modulation device according to a fourth embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a light modulation device according to a fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating processing during an initialization operation according to the fifth embodiment.
  • an optical QAM signal having a multi-value number that is the square of n is generated by a dual-type IQ optical modulator M.
  • n is a positive even number.
  • the differential signal (Data1- ⁇ Data1) applied to the first drive electrode 61 and the differential signal (Data2- ⁇ Data2) applied to the second drive electrode 71 each have n types of differential voltages V 0. , V 1 , V 2 ,..., ⁇ V 2 , ⁇ V 1 , ⁇ V 0 .
  • V 0 > V 1 > V 2 >...> ⁇ V 2 > ⁇ V 1 > ⁇ V 0 is set.
  • the electric field of the output light of the first light modulation unit 2 and the second light modulation unit 3 is sin ( ⁇ V m / V as shown in FIG. ( ⁇ ⁇ ⁇ / 2).
  • m is an integer of 0 to n / 2-1.
  • P total is expressed as shown in Equation 9.
  • non-essential coefficients are omitted.
  • Equation 9 The derivation method of Equation 9 is shown below. As shown in FIG. 3, for four stars in the first quadrant of 16QAM, the sum of the optical powers is expressed as in Expression 10. For 16 stars in all quadrants of 16QAM, the sum of the optical powers is expressed as follows: For general n, Equation 9 holds.
  • V bias1 causes a drift and shifts by V d .
  • V d the absolute value of V m is appeared shall reduce shall increase, P total varies from a few 9 as a few 12.
  • Equation 12 The derivation method of Formula 12 is shown below. Since V bias1 is shifted by V d, Equation 13 holds. Since V bias2 is not shifted, Equation 14 is established. When the sum of the square of each electric field is taken, Equation 12 is established for general n.
  • Equation 16 When the value shown in Equation 16 is 0, dP total / dV d shown in Equation 15 is 0 for all V d , and thus the optical power P total is equal for all V d .
  • the P total is either maximum or minimum, by controlling the V bias1, I do not know the ideal bias voltage. Therefore, drive signals V 0 , V 1 , V 2 ,..., ⁇ V 2 , ⁇ V 1 , ⁇ V 0 where the value shown in Expression 16 is set to 0 are avoided.
  • the amplitude V m of multi-level number n and the drive signal as is always the operation period of the optical modulation device constant, if the optical modulator is designed, will also constant number 16. In this case, whether the P total should be maximized or minimized is uniquely determined at the design stage of the optical modulator. In such a case, it is not necessary to repeat the determination using the equation 16 during the operation period.
  • the first drive electrode 61 and the second drive electrode 71 are provided with a differential type.
  • a single-phase drive signal is added instead of the drive signal. If the potentials of these drive signals with respect to ground are V 0 , V 1 , V 2 ,..., ⁇ V 2 , ⁇ V 1 , ⁇ V 0 , the same argument as above is established.
  • an optical electric field may be generated by excluding a part of the grid-like and square arrangement.
  • FIG. 9 shows a constellation of a 32-value QAM signal.
  • FIG. 10 shows the configuration of the light modulation device of the first embodiment.
  • the differential drive signal Data1 output from the first drive amplifier 6 and the second drive amplifier 7 is applied to the first drive electrode 61 and the second drive electrode 71, respectively.
  • ⁇ Data1 and Data2, and ⁇ Data2 are applied.
  • the first drive amplifier 6 and the second drive amplifier 7 are supplied with the first quaternary data signal and the second quaternary data signal, and the output amplitude thereof is the first amplitude adjustment unit 62 and the second drive amplifier 7. 2 is adjusted by the amplitude adjusting unit 72.
  • pre-emphasis is not used, and the four signal levels V 0 , V 1 , ⁇ V 1 , ⁇ V 0 of the differential signals applied to the first drive electrode 61 and the second drive electrode 71 are At equal intervals. That is, (Data1- ⁇ Data1) and (Data2- ⁇ Data2) have four values V 0 , V 1 , -V 1 , -V 0 and
  • the spacing of the four levels with the driving signal is set to 0.4V [pi.
  • P total is the minimum, by controlling the V bias1 and V bias2, best modulation states is obtained.
  • V 0 , V 1 , ⁇ V 1 , ⁇ V 0 are changed to other values using the first amplitude adjustment unit 62 and the second amplitude adjustment unit 72. .
  • the data bias voltage V bias1 and the data bias voltage output from the first bias power supply 8 and the second bias power supply 9 are applied to the first bias electrode 81 and the second bias electrode 91, respectively.
  • V bias2 is applied.
  • the first light modulation unit 2 and the second light modulation unit 3 each have two arms, but each of the first light modulation unit 2 and the second light modulation unit 3 to which no data bias voltage is applied is left. One arm is grounded.
  • the first oscillator 82, a first adder 83, second oscillator 92, a second adder 93, the dithering at frequency omega d is applied.
  • the dithering amplitude is kept at a level that does not cause degradation of the signal quality of the 16-level QAM signal.
  • Frequency omega d is sufficiently smaller than the baud rate of the 16 QAM signal, to at most kHz order. Considering that the phase difference between the I component and the Q component is ⁇ / 2, the phases of the first oscillator 82 and the second oscillator 92 are set to be orthogonal.
  • the output of the first oscillator 82 is cos ( ⁇ d t), and the output of the second oscillator 92 is sin ( ⁇ d t).
  • t is time. Therefore, the V bias1 takes dithering that is synchronized with cos ( ⁇ d t), the V bias2 take a dithering that is synchronized with the sin ( ⁇ d t).
  • the 16-value QAM signal output from the IQ optical modulator M is branched by the optical demultiplexing coupler 11 and input to the optical power monitor 12.
  • Band of the optical power monitor 12 may be a degree can follow the double frequency omega d dithering.
  • Part of the output of the optical power monitor 12 is input to the first synchronous detection circuit 84 and the second synchronous detection circuit 94.
  • V bias1 is dithered by cos ( ⁇ d t)
  • the optical power shifts. Can be determined.
  • a control signal is sent to the first bias power supply 8 based on the determination result, and feedback is performed to Vbias1 so that the synchronous detection result becomes zero.
  • the synchronous detection result is 0, in which the optical power takes the maximum or minimum extreme value. Which one is selected is uniquely determined by the positive / negative and the bias application method of Equation 16. In the control of V bias2, as with the control of the V bias1, performed by using the second oscillator 92 and the second synchronous detection circuit 94.
  • V bias3 output from the third bias power supply 10 is applied to the orthogonal bias electrode 101 of the IQ optical modulator M. No dithering is applied to Vbias3 .
  • the third synchronous detection circuit 103 Part of the output of the optical power monitor 12 is input to the third synchronous detection circuit 103.
  • the third synchronous detection circuit 103 the oscillation signal of the frequency 2 [omega d output from the third oscillator 102 as the reference clock, detects the intensity modulation component of the frequency 2 [omega d from the optical power of the 16 QAM signal, the phase Is determined whether the shift of V bias3 is positive or negative, a control signal is sent to the third bias power supply 10, and feedback is performed so that V bias3 is optimized.
  • the first, second, and third synchronous detection circuits 84, 94, and 103 are used.
  • these may be combined into one unit, and the frequency of the reference clock may be changed between ⁇ d and 2 ⁇ d within one synchronous detection circuit, and the frequency of the reference clock is fixed to ⁇ d , the second harmonic wave having a frequency 2 [omega d may be detected.
  • FIG. 11 shows the configuration of the light modulation device according to the second embodiment.
  • the values of the four types of electric fields E 11 , E 12 , E 13 , and E 14 output from the first optical modulation unit 2 are set at equal intervals.
  • the values of the electric fields E 21 , E 22 , E 23 , and E 24 of the four types of light output from the two light modulation units 3 are set at equal intervals. That is, Formula 18 is established.
  • V 0 and V 1 are obtained by inputting the first quaternary data signal and the second quaternary data signal to the first pre-emphasis unit 63 and the second pre-emphasis unit 73, respectively. It is done.
  • the control of V bias1 to V bias3 is performed in the same manner as in the first embodiment.
  • Equation 16 Equation 16
  • Equation 16 Equation 16
  • FIG. 12 shows the configuration of the light modulation device of the third embodiment. There are two differences from the first embodiment.
  • a single drive type IQ optical modulator M is used instead of the dual drive type IQ optical modulator M in the present embodiment.
  • the first drive amplifier 6 and the second drive amplifier 7 each have a single-phase output, and these outputs Data1 and Data2 have four signal levels V 0 , V 1 , ⁇ V 1 , ⁇ V with respect to the ground level. 0 .
  • twice the output amplitude is required, but there is an advantage that the mounting area of the IQ optical modulator M can be reduced.
  • the second difference is that the outputs of the first bias power supply 8 and the second bias power supply 9 are single-phased, and the outputs of the first oscillator 82 and the second oscillator 92 are added to these DC voltages by the first addition.
  • the first dithering amplifier 85 and the second dithering amplifier 95 convert the signal into a differential signal after superimposing them using the first and second adders 93 and 93, and the first bias electrode 81 and the second adder 93 The point is that it is applied to the bias electrode 91.
  • Embodiment 4 The configuration of the light modulation device of Embodiment 4 is shown in FIGS. There are two differences from the first embodiment.
  • the first difference is that the first oscillator 82, the second oscillator 92, the third oscillator 102, the first synchronous detection circuit 84, the second synchronous detection circuit 94, and the third synchronous detection circuit 103 are connected to the controller 13. It is a point that it controls by time sharing for each bias voltage.
  • V bias1 When V bias1 is stabilized, the control of V bias1 is stopped.
  • the second oscillator 92 and the second synchronous detection circuit 94 are driven, and the control of V bias2 is optimized.
  • V bias2 When V bias2 is stabilized, the control of V bias2 is stopped.
  • only the third oscillator 102 and the third synchronous detection circuit 103 are driven to optimize the control of V bias3 .
  • Vbias3 is stabilized, the control of Vbias3 is stopped, and the control returns to the control of Vbias1 again. In this way, by performing bias control in order by time sharing, it is possible to converge to an equilibrium point more quickly and reliably.
  • V bias1 and Vbias3 are further driven, and as described in detail in Non-Patent Document 1, V bias1 and The control of Vbias3 is optimized by dithering Vbias2 .
  • the second difference is that, instead of using the external optical power monitor 12 from the second optical coupler 5, the optical demultiplexing coupler 11, and the IQ optical modulator M, the optical multiplexing / demultiplexing incorporated in the IQ optical modulator M is used.
  • the wave coupler 14, the photodetector 15, and the optical power monitor terminal 151 are used.
  • An optical multiplexing / demultiplexing coupler 14 is used instead of the second optical coupler 5, and the combined output light of the first optical modulation unit 2 and output light of the second optical modulation unit 3 are divided into two. Waved.
  • One of the demultiplexed signals becomes the output of the IQ optical modulator M, and the other demultiplexed signal is input to the photodetector 15.
  • the output light of the first optical modulation unit 2 and the output light of the second optical modulation unit 3 interfere with each other, but due to the asymmetry of the optical waveguide coupler, the IQ optical modulator M The interference intensity is inverted between the output light and the input light of the photodetector 15.
  • the fifth embodiment takes as an example the control of a transmitter that generates an optical QAM signal in which the multi-value number is an even-number n square and the constellation is an n ⁇ n lattice.
  • Vbias1 the difference from the optimum value of Vbias1
  • Vbias2 the difference from the optimum value of Vbias2
  • Vbias3 is not always an optimum value, and ⁇ 3 is not necessarily ⁇ ⁇ / 2 in the following formula.
  • the voltages of the dithering signals superimposed on Vbias1 and Vbias2 are A d cos ( ⁇ d t) and A d sin ( ⁇ d t), respectively.
  • Ad is the dither amplitude and t is time.
  • Equation 20 From the case where only Vbias1 deviates from the ideal value to the case where all of the three types of bias voltages deviate from the ideal value, Get. However, ⁇ 1 ( ⁇ ) and ⁇ 2 ( ⁇ ) are expressed by Equation 20 and Equation 21, respectively.
  • Equations 22 and 23 are 0.
  • Equations (22) and (23) depend on Vd1 or Vd2, and the sign of Equations (22) and (23) is determined by the sign of Equation (16). Similar to the feedback control of Vbias1 and Vbias2 in the first embodiment, this result is obtained by changing Vbias1 and Vbias2 so that the synchronous detection results of the first synchronous detection circuit 84 and the second synchronous detection circuit 94 are zero. For example, it is a mathematical expression that the optimum Vbias1 and Vbias2 can be achieved.
  • the first synchronous detection circuit 84 and the second synchronous detection circuit 94 that perform feedback control of Vbias 1 and Vbias 2, respectively, and the third synchronous detection circuit 103 that performs feedback control of Vbias 3 are alternately performed in the first embodiment. If Vbias1 to Vbias3 are sequentially corrected, all of Vbias1 to Vbias3 finally reach the optimum value, but depending on the initial state, it takes time to converge.
  • Vbias3 may be adjusted to the optimum value first, and then Vbias1 and Vbias2 may be adjusted to the optimum values, or Vbias3 may be optimized first. After adjusting to the vicinity of the value, Vbias1 and Vbias2 are then adjusted to the optimum values, and Vbias3 is adjusted to the final optimum value.
  • Vbias3 While holding Vbias3 constant, changing Vbias1 and Vbias2 in the range of + V ⁇ to ⁇ V ⁇ is repeated for various Vbias3, and the synchronous detection result of the third synchronous detection circuit 103 is always zero or zero during the sweep period. By searching for Vbias3 that is approximately zero, Vbias3 can be set to the optimum value or in the vicinity of the optimum value.
  • Vbias3 can be set to the optimum value or the vicinity of the optimum value, Vbias1 and Vbias2 can be quickly set using the first synchronous detection circuit 84 and the second synchronous detection circuit 94 as in the first to fourth embodiments. It becomes possible to converge to the optimum value.
  • the first bias power supply 8, the second bias power supply 9, and the third bias power supply 10 are changed to the forced sweep mode (step S1). These bias power supplies are controlled by feedback signals output from the first synchronous detection circuit 84, the second synchronous detection circuit 94, and the third synchronous detection circuit 103 in the feedback modes of the first to fourth embodiments.
  • the forced sweep mode of the fifth embodiment it is set by a command output from a control circuit such as an FPGA.
  • step widths ⁇ V1, ⁇ V2, and ⁇ V3 of bias values are set (step S2). As these values are smaller, the tolerance of the synchronous detection circuit to circuit noise increases. However, if these values are too small, the time required for the startup operation becomes longer. [Delta] V1 ⁇ .DELTA.V3 each of keep a smaller value than twice the half-wavelength voltage V [pi of Vbias1 ⁇ Vbias3.
  • step S3 the array variable DATA (i) and the array variable BIAS3 (i) are cleared to zero (step S3), and the first oscillator 82 and the second oscillator 92 are oscillated (step S4).
  • (i) is an array element.
  • the unit of the array variable BIAS3 (i) may be volts, but may be an internal representation format used in the apparatus.
  • 0 is substituted for the integer type variable i, and Vbias3 is set to 0 V (step S5).
  • Vbias3 is assigned to BIAS3 (i) (step S6).
  • a second loop is nested inside the first loop.
  • Vbias1 and Vbias2 are set to 0V (step S7).
  • the integer type variables i and Vbias3 are kept constant, and Vbias1 and Vbias2 are simultaneously increased by the increments ⁇ V1 and ⁇ V2 (step S10), while the absolute output of the third synchronous detection circuit 103 is increased.
  • the values are sequentially checked (step S8), and the largest absolute value obtained is recorded in DATA (i) (step S9).
  • Vbias1 and Vbias2 exceeds 2V [pi, it leaves the second loop (step S11).
  • step S14 When the first loop is exited, i types of synchronous detection results are assigned to DATA (0) to DATA (i-1), but the one with the smallest value is searched (step S14). If the smallest value is DATA (j), the voltage value represented by BIAS3 (j) is closest to the optimum value of Vbias3 or within the swept range, so Vbias3 is represented by BIAS3 (j). The voltage value shown is set and the initialization operation is finished (step S15).
  • Vbias1 and Vbias2 are optimized by the configuration described in the first to fourth embodiments, and the optimization operation is finished (step S16).
  • optical modulation device and the bias voltage control method according to the present invention can be effectively applied when transmitting a multi-level QAM signal, particularly when transmitting a multi-level QAM signal rather than 4-level.
  • IQ optical modulator 1 first optical coupler 2: first optical modulation unit 3: second optical modulation unit 4: optical phase shifter 5: second optical coupler 6: first drive amplifier 7: 2nd drive amplifier 8: 1st bias power supply 9: 2nd bias power supply 10: 3rd bias power supply 11: Optical demultiplexing coupler 12: Optical power monitor 13: Controller 14: Optical multiplexing / demultiplexing coupler 15: Photo detector 61 : First drive electrode 62: first amplitude adjustment unit 63: first pre-emphasis unit 71: second drive electrode 72: second amplitude adjustment unit 73: second pre-emphasis unit 81: first Bias electrode 82: first oscillator 83: first adder 84: first synchronous detection circuit 85: first dithering amplifier 91: second bias electrode 92: second oscillator 93: second addition Device 94: second synchronous detection circuit 95: second detector Ring amplifier 101: quadrature bias electrode 102: third oscillator 103:

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Abstract

　本発明は、光変調器のバイアス電圧を自動制御するにあたり、光パワーが最大になるよう制御をするのか、光パワーが最小になるよう制御をするのか、正しく選択する。　本発明は、光変調部のヌル点に相当するバイアス電圧を有する信号を光変調部に出力するバイアス電源８、９と、バイアス電圧がドリフトを生じていないドリフト非発生時には、バイアス電圧がドリフトを生じているドリフト発生時より、ＱＡＭ信号の強度が大きくなるか小さくなるかを判断して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時よりＱＡＭ信号の強度が大きくなると判断したときには、ＱＡＭ信号の強度を最大にするようにバイアス電圧を調整して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時よりＱＡＭ信号の強度が小さくなると判断したときには、ＱＡＭ信号の強度を最小にするようにバイアス電圧を調整する同期検波回路８４、９４と、を備えることを特徴とする光変調装置である。

Description

光変調装置及びバイアス電圧制御方法
　本発明は、多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）用の光変調装置のバイアス電圧自動制御に関する。特に、４値よりも多値のＱＡＭ信号を送信する光変調装置のバイアス電圧自動制御に適する。
　光伝送システムに用いる伝送符号として、低いシンボルレートで大容量の光信号を送信可能なＱＡＭ信号が注目を集めている。最も単純なＱＡＭは４値ＱＡＭであり、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）と呼ばれる。本願はＱＰＳＫを含むあらゆる多値数のＱＡＭ変調器に用いることが可能であるが、簡単のため本願では主として１６値ＱＡＭ方式に関して説明を行う。なお、以下の説明において、図面では、文字の上にバーが付与された符号があるが、明細書中では、￣の次に文字を記すことで、文字の上にバーが付与された符号を表す。
　従来技術の光変調装置の構成を図１に示す。ＩＱ光変調器Ｍに入力された連続光信号は、第１の光カプラ１により２つに分割され、第１の光変調部２と第２の光変調部３に入力される。第１の光変調部２と第２の光変調部３は、通常、ＭＺＩ（Ｍａｃｈ－Ｚｅｈｎｄｅｒ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ：マッハツェンダ干渉計）型の光変調器によって構成され、第１の４値データ信号Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１のロジック及び第２の４値データ信号Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２のロジックに対応して、光位相及び光強度を相対的に変化させる機能を持つ。なお、データ信号の持つ４つの値に対する光位相及び光強度の関係については後述する。また、第１の光変調部２と第２の光変調部３に加えられる第１のバイアス電圧と第２のバイアス電圧についても後述する。
　第１の光変調部２と第２の光変調部３の出力は、後述する第３のバイアス電圧が印加される直交バイアス電極１０１を有する光位相シフタ４によってθ３の位相差が加えられたうえで、第２の光カプラ５により合波され、１６値光ＱＡＭ信号として出力される。θ３が±π／２であれば、最良の波形が得られる。これはキャリア波長の１／４に相当するが、波長は一般にマイクロメータのオーダであるため、調整は極めてシビアである。また、光ＱＡＭ信号の光品質は、光位相シフタ４の誤差に敏感であるため、光位相シフタ４の位相変化量を正しい値に調整するのは極めて重要である。
　一般に、この調整は、光位相シフタ４に与える、第３のバイアス電源１０から供給される第３のバイアス電圧（直交バイアス電圧ともいう）Ｖｂｉａｓ３を調整することで行われる。光位相シフタ４は、図１では、第２の光変調部３の後段に配置しているが、第１の光変調部２の後段でも良く、また、双方に備えても良く、前段に備えても良い。以下、説明を簡単にするために、第２の光変調部３の後段にのみ配置されているものとする。
　次に、第１の４値データ信号及び第２の４値データ信号の持つ４つの値に対する、第１の光変調部２及び第２の光変調部３の出力における光位相及び光強度の関係について説明する。前述の通り、第１の光変調部２及び第２の光変調部３には、ＭＺＩ型の光変調器を用いるのが一般的である。第１の光変調部２及び第２の光変調部３は、各々、第１の４値データ信号及び第２の４値データ信号により駆動される。これらのデータ信号は、各々、４値のＮＲＺ（Ｎｏｎ　Ｒｅｔｕｒｎ－ｔｏ－Ｚｅｒｏ）信号である。第１の駆動アンプ６は、第１の４値データ信号を正相及び逆相の２種類に増幅し、Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１を生成する。第２の駆動アンプ７は、第２の４値データ信号を正相及び逆相の２種類に増幅し、Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２を生成する。
　増幅された各４値データ信号Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１は、第１の光変調部２の持つ２つのアームの各々に、第１の駆動電極６１を介して印加され、±φ１の位相シフトを生じさせる。増幅された各４値データ信号Ｄａｔａ２、￣Ｄａｔａ２は、第２の光変調部３の持つ２つのアームの各々に、第２の駆動電極７１を介して印加され、±φ２の位相シフトを生じさせる。位相遅延φ１及びφ２の値は、各データ信号が持つ４つの値に対応して変化する。また、第１のバイアス電源８によって、ＤＣ電圧（データバイアス電圧）Ｖｂｉａｓ１、Ｖ’ｂｉａｓ１を発生し、第１のバイアス電極８１を介して、＋θ１、－θ’１の光位相シフトを更に追加する。また、第２のバイアス電源９によって、ＤＣ電圧（データバイアス電圧）Ｖｂｉａｓ２、Ｖ’ｂｉａｓ２を発生し、第２のバイアス電極９１を介して、＋θ２、－θ’２の光位相シフトを更に追加する。
　次に、上記各種の電圧の表記を以下のように定義する。第１の駆動アンプ６によって生成される差動信号（Ｄａｔａ１－￣Ｄａｔａ１）の有する４種類の信号レベルを、Ｖ０、Ｖ１、－Ｖ１、－Ｖ０と表記し、Ｖ０＞Ｖ１＞－Ｖ１＞－Ｖ０であるものとする。一般に、第１の光変調部２と第２の光変調部３の光学特性は同等であるので、第２の駆動アンプ７によって生成される差動信号（Ｄａｔａ２－￣Ｄａｔａ２）の有する４種類の信号レベルも、やはりＶ０、Ｖ１、－Ｖ１、－Ｖ０と表記する。
　Ｖｂｉａｓ１、Ｖ’ｂｉａｓ１、Ｖｂｉａｓ２、Ｖ’ｂｉａｓ２は、第１の光変調部２と第２の光変調部３のヌル点を選ぶ。すなわち、第１の駆動アンプ６と第２の駆動アンプ７によって生成される信号の差動電圧が０であるときに、第１の光変調部２と第２の光変調部３の出力光が消光するように設定する。また、第１の駆動アンプ６と第２の駆動アンプ７の差動出力の最大振幅は、第１の光変調部２と第２の光変調部３の半波長電圧Ｖπの２倍を超えないように設定する。従って、２Ｖπ≧Ｖ０－（－Ｖ０）＝２Ｖ０となる。
　ここで、第１の光変調部２の半波長電圧Ｖπについて、図１を用いて説明する。第１の光変調部２はＭＺＩ型変調器であり、ここには２つの導波路が組み込まれている。これら２つの導波路に加わる電圧Ｄａｔａ１及び￣Ｄａｔａ１が共に０であるときに、第１の光変調部２の出力が消光するようデータバイアスが調整されているとする。通常、これら２つの導波路には相反的な駆動信号を印加し、Ｄａｔａ１＝Ｖｘ、￣Ｄａｔａ１＝－Ｖｘに変化したとき、第１の光変調部２の光出力が最大強度に達するならば、２Ｖｘを第１の光変調部２の半波長電圧Ｖπと呼ぶ。Ｄａｔａ１＝－Ｖｘ、￣Ｄａｔａ１＝Ｖｘに変化したときでも、第１の光変調部２の光出力はやはり最大強度に達するが、この場合は先の例と比較して、光出力の光位相はπだけ異なっている。第１の光変調部２はこの性質を利用して光の位相を変更するので、Ｄａｔａ１及び￣Ｄａｔａ１は各々最大で２Ｖｘ＝Ｖπの振幅を持ち、（Ｄａｔａ１―￣Ｄａｔａ１）は最大で２Ｖπの振幅を持つよう設計されている。第２の光変調部３も第１の光変調部２と同様である。
　なお、図１に示したＩＱ光変調器Ｍは、各駆動信号用電極が２つの導波路に正負の相反する電圧を印加する構成となっており、合計４つの電極が存在する。このようなタイプのＩＱ光変調器Ｍをデュアル駆動型とよぶ。一方、シングル駆動型のＩＱ光変調器Ｍは、駆動信号用電極が２つしかない。このような構成では、第１の駆動電極６１で第１の光変調部２の内部の２つの光導波路に同時に電界を加え、第２の駆動電極７１で第２の光変調部３の内部の２つの光導波路に同時に電界を加える。これら４つの光導波路の異方性により、デュアル駆動型と同様の機能を実現できる。このような構成でも、第１の駆動電極６１及び第２の駆動電極７１に与えられる４値のデータ信号はＶ０、Ｖ１、－Ｖ１、－Ｖ０の４種類の電圧であり、各駆動信号の振幅は半波長電圧Ｖπの２倍を超えないように設定する。
　バイアスドリフトが発生していないときの光変調装置の特性を図２に示す。図２は、第１の光変調部２の出力光の電場Ｅ１と、Ｖ０、Ｖ１、－Ｖ１、－Ｖ０及びＶｂｉａｓ１の関係を示すが、第２の光変調部３の出力光の電場Ｅ２と、Ｖ０、Ｖ１、－Ｖ１、－Ｖ０及びＶｂｉａｓ２の関係も、図２と同様である。駆動信号の電位Ｖ０、Ｖ１、－Ｖ１、－Ｖ０とデータバイアスＶｂｉａｓ１の和を横軸にとり、出力光の電場Ｅ１を縦軸にとると、正弦波を描く。データバイアスが正常に印加されている場合は、Ｖ０、Ｖ１、－Ｖ１、－Ｖ０はヌル点に対して対称的に並び、またＶ０、Ｖ１、－Ｖ１、－Ｖ０によって生成される出力光の電場Ｅ１１、Ｅ１２、Ｅ１３、Ｅ１４も０レベルに対して対称的に並ぶ。
　バイアスドリフトが発生していないときのコンスタレーションを図３に示す。Ｖｂｉａｓ３が光位相シフタ４に正常に印加されている場合はθ３＝π／２であり、第１の光変調部２及び第２の光変調部３の出力光の光位相は直交するよう保たれているので、ＩＱ光変調器Ｍの出力光のコンスタレーションは、図３に示すような格子状のものになる。ここで重要なことは、コンスタレーションの各星の配置が、原点に対して対称的にならぶということである。この対称性は、１６値ＱＡＭ以外のＱＡＭでも共通する性質である。なお、Ｅ１とＥ２は、θ３＝π／２が保たれている場合は直交するので、Ｉｎ－Ｐｈａｓｅ成分、Ｑｕａｄｒａｒｕｒｅ－Ｐｈａｓｅ成分を略してＩ成分、Ｑ成分と呼ぶこともある。
　１６値ＱＡＭ信号の光パワーＰｔｏｔａｌは、コンスタレーションの各星の電場の２乗の和に比例する。Ｐｔｏｔａｌは、数１のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 ここで、Ｋ及びＬは、１から４までの和をとる。
　非特許文献１で詳細に解説したように、Ｖｂｉａｓ３がバイアスドリフトを起こして、θ３がπ／２と異なる値をとったとしても、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２が最適値を保っているならば、光パワーＰｔｏｔａｌの合計は変わらない。このため、Ｖｂｉａｓ３のドリフトを検出するのは比較的困難である。しかし、非特許文献１に記載の非対称バイアスディザリングの技術を用いて、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２にディザリングを施すことにより、Ｖｂｉａｓ３のドリフトを検出することが可能となる。
　次に、データバイアスＶｂｉａｓ１又はＶｂｉａｓ２がバイアスドリフトを起こした場合を考える。４値ＱＡＭすなわちＱＰＳＫ信号の場合は、データバイアスＶｂｉａｓ１又はＶｂｉａｓ２がバイアスドリフトを起こすと、変調光の光パワーが直ちに減少するので、これらのドリフトの検出は比較的容易である。このため、前述の非対称バイアスディザリングの技術を用いることにより、ＱＰＳＫ変調器のＶｂｉａｓ１、Ｖｂｉａｓ２、Ｖｂｉａｓ３の全てについて、バイアスドリフトの検出及びその修正が可能となる。
Ｈ．Ｋａｗａｋａｍｉ，Ｅ．Ｙｏｓｈｉｄａ　ａｎｄ　Ｙ．Ｍｉｙａｍｏｔｏ，"Ａｓｙｍｍｅｔｒｉｃ　ｄｉｔｈｅｒｉｎｇ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｆｏｒ　ｂｉａｓ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ　ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ　ｉｎ　ｏｐｔｉｃａｌ　ＱＰＳＫ　ｍｏｄｕｌａｔｏｒ，"Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｌｅｔｔｅｒｓ（２０１０），ｖｏｌ．４６，ｎｏ．６，ｐｐ．４３０－４３１．
　しかしながら、４値より大きな値のＱＡＭ信号の場合、コンスタレーションの星の数が増えるため、ＱＰＳＫとは別の問題が生じる。
　バイアスドリフトが発生しているときの光変調装置の特性を図４に示す。バイアスドリフトが生じると、光変調装置の光学特性が変動するため、図２に示した正弦波のカーブが全体に右又は左にシフトする。図４では右にシフトした場合を示す。Ｅ１の４種類の値は、大きな白丸の位置から大きな黒丸の位置に移動する。Ｅ１３の絶対値は増加し、逆にＥ１２の絶対値は減少する。Ｅ１４の絶対値は増加し、逆にＥ１１の絶対値は減少するが、その変動量はＥ１２及びＥ１３に比べて小さい。
　バイアスドリフトが発生しているときのコンスタレーションを図５に示す。簡単のために、Ｖｂｉａｓ１のみがドリフトをおこし、他のバイアス（Ｖｂｉａｓ２、Ｖｂｉａｓ３）はドリフトを起こしていないと仮定する。原点から遠ざかる星（Ｅ１＝Ｅ１３を満たす星など）がある一方で、原点に近づく星（Ｅ１＝Ｅ１２を満たす星など）も現れる。このため、光パワーＰｔｏｔａｌが減少するかあるいは増加するかは自明ではない。
　バイアス電圧のずれ及び光信号強度の関係の一の例を図６に示す。横軸はＶｂｉａｓ１のドリフト量であるが、第１の光変調部２のＶπで規格化してある。すなわち、横軸が－０．５の場合はＶｂｉａｓ１が最適な電圧から０．５Ｖπだけ減少していることを意味する。ここで、Ｖ０－Ｖ１＝Ｖ１－（－Ｖ１）であり、第１の駆動アンプ６によって生成される差動信号（Ｄａｔａ１－￣Ｄａｔａ１）の有する４種類の信号レベルは等間隔にならんでいるものと仮定している。図６には２つのカーブを示しているが、片方はＶ０－Ｖ１＝Ｖ１－（－Ｖ１）＝０．６Ｖπ、他方はＶ０－Ｖ１＝Ｖ１－（－Ｖ１）＝０．４Ｖπである。前者の場合は、Ｖｂｉａｓ１が最適のときにＰｔｏｔａｌが最大であるが、後者の場合は、Ｖｂｉａｓ１が最適のときにＰｔｏｔａｌが最小となる。
　バイアス電圧のずれ及び光信号強度の関係の他の例を図７に示す。ここでは、Ｖ０及びＶ１にプリエンファシスがかけられており、数２のようになると仮定している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 図６の場合は、Ｖ０、Ｖ１、－Ｖ１、－Ｖ０は等間隔に並んでいるが、第１の光変調部２の特性は非線形であるため、Ｅ１１、Ｅ１２、Ｅ１３、Ｅ１４は等間隔に並ばない。図７の場合は、このプリエンファシスにより、Ｅ１１、Ｅ１２、Ｅ１３、Ｅ１４は等間隔に並ぶため、より理想的なコンスタレーションが得られる。
　図７には２つのカーブを示しているが、
片方は数３が成立しており、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 他方は数４が成立している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 前者の場合は、Ｖｂｉａｓ１が最適のときにＰｔｏｔａｌが最大であるが、後者の場合は、Ｖｂｉａｓ１が最適のときにＰｔｏｔａｌが最小となる。
　低速な光パワーモニタを用いて、多値ＱＡＭ信号の光パワーをモニタしつつ、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２の制御を行う場合には、光パワーが最大になるよう制御をするのか、あるいは光パワーが最小となるよう制御をするのか、駆動信号の振幅及び光変調部の半波長電圧を考慮して正しく選択する必要がある。
　そこで、前記課題を解決するために、本発明は、光変調器のバイアス電圧を自動制御するにあたり、光パワーが最大になるよう制御をするのか、光パワーが最小になるよう制御をするのか、正しく選択する技術を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、光変調器のバイアス電圧を自動制御するにあたり、光パワーが最大になるよう制御をするのか、光パワーが最小になるよう制御をするのか、駆動信号の振幅及び光変調部の半波長電圧を考慮して正しく選択することとした。
　本発明は、ＱＡＭ信号のＩ成分について、連続光信号を変調するＩ成分光変調部と、前記ＱＡＭ信号のＱ成分について、連続光信号を変調するＱ成分光変調部と、前記Ｉ成分光変調部及び／又は前記Ｑ成分光変調部について、入力側及び／又は出力側において、光信号を位相シフトして、前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調部の出力及び前記Ｑ成分光変調部の出力の位相差をπ／２に調整する位相シフト部と、前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調部の出力及び前記Ｑ成分光変調部の出力を合波して、前記ＱＡＭ信号を生成するＱＡＭ信号生成部と、Ｉ成分データ信号を前記Ｉ成分光変調部に出力して、前記Ｉ成分データ信号を利用した連続光信号の変調を前記Ｉ成分光変調部に実行させるＩ成分データ信号出力部と、Ｑ成分データ信号を前記Ｑ成分光変調部に出力して、前記Ｑ成分データ信号を利用した連続光信号の変調を前記Ｑ成分光変調部に実行させるＱ成分データ信号出力部と、前記Ｉ成分光変調部のヌル点に相当するＩ成分バイアス電圧を有する信号を前記Ｉ成分光変調部に出力するＩ成分バイアス電圧信号出力部と、前記Ｑ成分光変調部のヌル点に相当するＱ成分バイアス電圧を有する信号を前記Ｑ成分光変調部に出力するＱ成分バイアス電圧信号出力部と、前記Ｉ成分バイアス電圧がドリフトを生じていないドリフト非発生時には、前記Ｉ成分バイアス電圧がドリフトを生じているドリフト発生時より、前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなるか小さくなるかを判断して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最大にするように前記Ｉ成分バイアス電圧を調整して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が小さくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最小にするように前記Ｉ成分バイアス電圧を調整するＩ成分バイアス電圧信号調整部と、前記Ｑ成分バイアス電圧がドリフトを生じていないドリフト非発生時には、前記Ｑ成分バイアス電圧がドリフトを生じているドリフト発生時より、前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなるか小さくなるかを判断して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最大にするように前記Ｑ成分バイアス電圧を調整して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が小さくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最小にするように前記Ｑ成分バイアス電圧を調整するＱ成分バイアス電圧信号調整部と、を備えることを特徴とする光変調装置である。
　また、本発明は、多値数が一定に設定されたＱＡＭ信号を生成する光変調装置において、前記ＱＡＭ信号のＩ成分について、連続光信号を変調するＩ成分光変調部と、前記ＱＡＭ信号のＱ成分について、連続光信号を変調するＱ成分光変調部と、前記Ｉ成分光変調部及び／又は前記Ｑ成分光変調部について、入力側及び／又は出力側において、光信号を位相シフトして、前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調部の出力及び前記Ｑ成分光変調部の出力の位相差をπ／２に調整する位相シフト部と、前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調部の出力及び前記Ｑ成分光変調部の出力を合波して、前記ＱＡＭ信号を生成するＱＡＭ信号生成部と、振幅が一定に制御されたＩ成分データ信号を前記Ｉ成分光変調部に出力して、前記Ｉ成分データ信号を利用した連続光信号の変調を前記Ｉ成分光変調部に実行させるＩ成分データ信号出力部と、振幅が一定に制御されたＱ成分データ信号を前記Ｑ成分光変調部に出力して、前記Ｑ成分データ信号を利用した連続光信号の変調を前記Ｑ成分光変調部に実行させるＱ成分データ信号出力部と、前記Ｉ成分光変調部のヌル点に相当するＩ成分バイアス電圧を有する信号を前記Ｉ成分光変調部に出力するＩ成分バイアス電圧信号出力部と、前記Ｑ成分光変調部のヌル点に相当するＱ成分バイアス電圧を有する信号を前記Ｑ成分光変調部に出力するＱ成分バイアス電圧信号出力部と、前記ＱＡＭ信号の強度を最大又は最小のどちらか一方にすることにより、前記Ｉ成分バイアス電圧を最適値に調整するＩ成分バイアス電圧信号調整部と、前記ＱＡＭ信号の強度を最大又は最小のどちらか一方にすることにより、前記Ｑ成分バイアス電圧を最適値に調整するＱ成分バイアス電圧信号調整部と、を備えることを特徴とする光変調装置である。
　また、本発明は、ＱＡＭ信号のＩ成分及びＱ成分について、連続光信号を変調するＩＱ成分光変調手順と、前記Ｉ成分光変調手順及び／又は前記Ｑ成分光変調手順について、入力側及び／又は出力側において、光信号を位相シフトして、前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調手順の出力及び前記Ｑ成分光変調手順の出力の位相差をπ／２に調整する位相シフト手順と、前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調手順の出力及び前記Ｑ成分光変調手順の出力を合波して、前記ＱＡＭ信号を生成するＱＡＭ信号生成手順と、を備え、前記Ｉ成分光変調手順は、連続変調信号を変調させるＩ成分データ信号を入力されて、前記Ｉ成分光変調手順のヌル点に相当するＩ成分バイアス電圧を有する信号を入力されるＩ成分信号入力手順と、前記Ｉ成分バイアス電圧がドリフトを生じていないドリフト非発生時には、前記Ｉ成分バイアス電圧がドリフトを生じているドリフト発生時より、前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなるか小さくなるかを判断して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最大にするように前記Ｉ成分バイアス電圧を調整して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が小さくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最小にするように前記Ｉ成分バイアス電圧を調整するＩ成分バイアス電圧信号調整手順と、を順に備え、前記Ｑ成分光変調手順は、連続変調信号を変調させるＱ成分データ信号を入力されて、前記Ｑ成分光変調手順のヌル点に相当するＱ成分バイアス電圧を有する信号を入力されるＱ成分信号入力手順と、前記Ｑ成分バイアス電圧がドリフトを生じていないドリフト非発生時には、前記Ｑ成分バイアス電圧がドリフトを生じているドリフト発生時より、前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなるか小さくなるかを判断して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最大にするように前記Ｑ成分バイアス電圧を調整して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が小さくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最小にするように前記Ｑ成分バイアス電圧を調整するＱ成分バイアス電圧信号調整手順と、を順に備えることを特徴とするバイアス電圧制御方法である。
　この構成によれば、光変調器のバイアス電圧を自動制御するにあたり、光パワーが最大になるよう制御をするのか、光パワーが最小になるよう制御をするのか、正しく選択することができる。
　また、本発明は、前記Ｉ成分データ信号が有する電圧をＶｍｉ（前記Ｉ成分データ信号の多値数をｎｉとしたとき、ｍｉ＝０，１，・・・，ｎｉ／２－１）として、前記Ｉ成分光変調部の半波長電圧をＶπｉとしたとき、数５に示す値を算出するＩ成分算出部と、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 前記Ｑ成分データ信号が有する電圧をＶｍｑ（前記Ｑ成分データ信号の多値数をｎｑとしたとき、ｍｑ＝０，１，・・・，ｎｑ／２－１）として、前記Ｑ成分光変調部の半波長電圧をＶπｑとしたとき、数６に示す値を算出するＱ成分算出部と、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 をさらに備え、前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部は、前記Ｉ成分算出部が算出した数５に示す値が負であるときには、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなると判断して、前記Ｉ成分算出部が算出した数５に示す値が正であるときには、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が小さくなると判断し、前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部は、前記Ｑ成分算出部が算出した数６に示す値が負であるときには、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなると判断して、前記Ｑ成分算出部が算出した数６に示す値が正であるときには、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が小さくなると判断することを特徴とする光変調装置である。
　この構成によれば、光変調器のバイアス電圧を自動制御するにあたり、光パワーが最大になるよう制御をするのか、光パワーが最小になるよう制御をするのか、駆動信号の振幅及び光変調部の半波長電圧を考慮して正しく選択することができる。
　また、本発明は、前記Ｉ成分データ信号が有する電圧をＶｍｉ（前記Ｉ成分データ信号の多値数をｎｉとしたとき、ｍｉ＝０，１，・・・，ｎｉ／２－１）としたときＶｍｉが常に定数であり、前記Ｑ成分データ信号が有する電圧をＶｍｑ（前記Ｑ成分データ信号の多値数をｎｑとしたとき、ｍｑ＝０，１，・・・，ｎｑ／２－１）としたときＶｍｑが常に定数であり、前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部は、数７で定まる定数が負であるときには、前記ＱＡＭ信号の強度を常に最大にするように前記Ｉ成分バイアス電圧を調整し、数７で定まる定数が正であるときには、前記ＱＡＭ信号の強度を常に最小にするように前記Ｉ成分バイアス電圧を調整し、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 　前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部は、数８で定まる定数が負であるときには、前記ＱＡＭ信号の強度を常に最大にするように前記Ｑ成分バイアス電圧を調整し、数８で定まる定数が正であるときには、前記ＱＡＭ信号の強度を常に最小にするように前記Ｑ成分バイアス電圧を調整する
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 ことを特徴とする光変調装置である。
　また、本発明は、前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部が、ドリフト非発生時とドリフト発生時で前記ＱＡＭ信号の強度が等しくなると判断したときには、前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部が、ドリフト非発生時とドリフト発生時で前記ＱＡＭ信号の強度が等しくならないと判断するように、前記Ｉ成分データ信号が有する電圧を調整するＩ成分データ信号電圧調整部と、前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部が、ドリフト非発生時とドリフト発生時で前記ＱＡＭ信号の強度が等しくなると判断したときには、前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部が、ドリフト非発生時とドリフト発生時で前記ＱＡＭ信号の強度が等しくならないと判断するように、前記Ｑ成分データ信号が有する電圧を調整するＱ成分データ信号電圧調整部と、をさらに備えることを特徴とする光変調装置である。
　この構成によれば、光変調器のバイアス電圧を自動制御するにあたり、光パワーが最大になるよう制御をするのか、光パワーが最小になるよう制御をするのか、選択することができないときであっても、Ｉ成分及びＱ成分のデータ信号が有する電圧を調整した後には、光パワーが最大になるよう制御をするのか、光パワーが最小になるよう制御をするのか、選択することができるため、本願発明を適用することができる。
　また、本発明は、前記Ｉ成分バイアス電圧を有する信号に重畳され、周波数ωｄを有するＩ成分ディザ電圧を有する信号を、前記Ｉ成分光変調部に出力するＩ成分ディザ電圧信号出力部と、前記Ｑ成分バイアス電圧を有する信号に重畳され、前記周波数ωｄ及び前記Ｉ成分ディザ電圧との位相差π／２を有するＱ成分ディザ電圧を有する信号を、前記Ｑ成分光変調部に出力するＱ成分ディザ電圧信号出力部と、をさらに備え、前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部は、前記Ｉ成分ディザ電圧を有する信号で前記ＱＡＭ信号を同期検波して、その結果が０となるように前記Ｉ成分バイアス電圧を調整することにより、前記ＱＡＭ信号の強度を極値に最適化して、前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部は、前記Ｑ成分ディザ電圧を有する信号で前記ＱＡＭ信号を同期検波して、その結果が０となるように前記Ｑ成分バイアス電圧を調整することにより、前記ＱＡＭ信号の強度を極値に最適化することを特徴とする光変調装置である。
　この構成によれば、Ｉ成分バイアス電圧及びＱ成分バイアス電圧にディザリングを施すことにより、光パワーが最大又は最小になるよう制御することができる。
　また、本発明は、前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調部の出力及び前記Ｑ成分光変調部の出力の位相差をπ／２に調整するための位相シフト部バイアス電圧を有する信号を、前記位相シフト部に出力する位相シフト部バイアス電圧信号出力部と、前記周波数ωｄの２倍の周波数２ωｄを有する信号で前記ＱＡＭ信号を同期検波して、その結果が０となるように前記位相シフト部バイアス電圧を調整することにより、前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調部の出力及び前記Ｑ成分光変調部の出力の位相差をπ／２に調整する位相シフト部バイアス電圧信号調整部と、をさらに備えることを特徴とする光変調装置である。
　この構成によれば、Ｉ成分バイアス電圧及びＱ成分バイアス電圧にディザリングを施すことにより、Ｉ成分及びＱ成分の位相差をπ／２に調整することができる。
　また、本発明は、光変調装置の初期化動作時に、前記Ｉ成分光変調部の半波長電圧をＶπｉとして、前記Ｉ成分バイアス電圧を２Ｖπｉ以上の範囲で掃引するＩ成分バイアス電圧信号掃引部と、光変調装置の初期化動作時に、前記Ｑ成分光変調部の半波長電圧をＶπｑとして、前記Ｑ成分バイアス電圧を２Ｖπｑ以上の範囲で掃引するＱ成分バイアス電圧信号掃引部と、光変調装置の初期化動作時に、前記Ｉ成分バイアス電圧信号掃引部及び前記Ｑ成分バイアス電圧信号掃引部による掃引を行わせながら、前記周波数ωｄの２倍の周波数２ωｄを有する信号で前記ＱＡＭ信号を同期検波して、その結果が前記Ｉ成分バイアス電圧信号掃引部及び前記Ｑ成分バイアス電圧信号掃引部による掃引の範囲内で０となるように、前記位相シフト部バイアス電圧を初期化する位相シフト部バイアス電圧信号初期化部と、前記位相シフト部バイアス電圧信号初期化部による前記位相シフト部バイアス電圧の初期化後に、前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部、前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部及び前記位相シフト部バイアス電圧信号調整部による調整を行わせる初期化後調整部と、をさらに備えることを特徴とする光変調装置である。
　この構成によれば、Ｉ成分バイアス電圧、Ｑ成分バイアス電圧及び位相シフト部バイアス電圧が最適値から乖離している初期化前状態において、位相シフト部バイアス電圧を最適値又は最適値の近傍に設定したうえで、位相シフト部バイアス電圧が最適値又は最適値の近傍に設定されている初期化後状態において、Ｉ成分バイアス電圧、Ｑ成分バイアス電圧及び位相シフト部バイアス電圧を最終的な最適値に設定することができる。
　また、本発明は、前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部を動作させているときには、前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部を停止させて、前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部を動作させているときには、前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部を停止させるコントローラ部、をさらに備えることを特徴とする光変調装置である。
　この構成によれば、Ｉ成分バイアス電圧及びＱ成分バイアス電圧を、タイムシェアリングで制御することにより、迅速にかつ確実に正しい平衡点に収束させることができる。
　また、本発明は、前記Ｉ成分データ信号が有する電圧をＶｍｉ（前記Ｉ成分データ信号の多値数をｎｉとしたとき、ｍｉ＝０，１，・・・，ｎｉ／２－１）としたとき、数列｛Ｖｍｉ｝は等差数列となり、前記Ｑ成分データ信号が有する電圧をＶｍｑ（前記Ｑ成分データ信号の多値数をｎｑとしたとき、ｍｑ＝０，１，・・・，ｎｑ／２－１）としたとき、数列｛Ｖｍｑ｝は等差数列となることを特徴とする光変調装置である。
　この構成によれば、容易に格子状のコンスタレーションを得ることができる。
　また、本発明は、前記Ｉ成分データ信号が有する電圧をＶｍｉ（前記Ｉ成分データ信号の多値数をｎｉとしたとき、ｍｉ＝０，１，・・・，ｎｉ／２－１）として、前記Ｉ成分光変調部の半波長電圧をＶπｉとしたとき、数列｛ｓｉｎ（Ｖｍｉ／Ｖπｉ×π／２）｝は等差数列となり、前記Ｑ成分データ信号が有する電圧をＶｍｑ（前記Ｑ成分データ信号の多値数をｎｑとしたとき、ｍｑ＝０，１，・・・，ｎｑ／２－１）として、前記Ｑ成分光変調部の半波長電圧をＶπｑとしたとき、数列｛ｓｉｎ（Ｖｍｑ／Ｖπｑ×π／２）｝は等差数列となることを特徴とする光変調装置である。
　この構成によれば、理想的に格子状のコンスタレーションを得ることができる。
　本発明は、光変調器のバイアス電圧を自動制御するにあたり、光パワーが最大になるよう制御をするのか、光パワーが最小になるよう制御をするのか、正しく選択する技術を提供することができる。
従来技術の光変調装置の構成を示す図である。 バイアスドリフトが発生していないときの光変調装置の特性を示す図である。 バイアスドリフトが発生していないときのコンスタレーションを示す図である。 バイアスドリフトが発生しているときの光変調装置の特性を示す図である。 バイアスドリフトが発生しているときのコンスタレーションを示す図である。 バイアス電圧のずれ及び光信号強度の関係を示す図である。 バイアス電圧のずれ及び光信号強度の関係を示す図である。 本願発明の光変調装置の特性を示す図である。 ３２値の光ＱＡＭ信号のコンスタレーションを示す図である。 実施形態１の光変調装置の構成を示す図である。 実施形態２の光変調装置の構成を示す図である。 実施形態３の光変調装置の構成を示す図である。 実施形態４の光変調装置の構成を示す図である。 実施形態４の光変調装置の構成を示す図である。 実施形態５の初期化動作時の処理を示す図である。
　添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施の例であり、本発明は以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。
（本願発明の概要）
　多値数がｎの２乗である光ＱＡＭ信号をデュアル型のＩＱ光変調器Ｍで生成することを考える。ここで、ｎは正の偶数とする。第１の駆動電極６１に印加される差動信号（Ｄａｔａ１－￣Ｄａｔａ１）及び第２の駆動電極７１に印加される差動信号（Ｄａｔａ２－￣Ｄａｔａ２）は、各々ｎ種類の差動電圧Ｖ０、Ｖ１、Ｖ２、・・・、－Ｖ２、－Ｖ１、－Ｖ０を持つ。ここで、Ｖ０＞Ｖ１＞Ｖ２＞・・・＞－Ｖ２＞－Ｖ１＞－Ｖ０とする。第１の光変調部２及び第２の光変調部３の半波長電圧をＶπとすると、不要なオーバーシュートを避けるために｜Ｖ０｜の上限はＶπとすることが望ましい。ただし、非特許文献１に記載の非線形バイアスディザリングを実現するためには、絶対値が最小であるＶの絶対値が、Ｖπより小さければよく、それ以外のＶの絶対値は、Ｖπ以上であってもよい。
　全てのバイアス電圧が理想的な値であれば、第１の光変調部２及び第２の光変調部３の出力光の電場は、図２に示したように、ｓｉｎ（±Ｖｍ／Ｖπ×π／２）で表される。ここでｍは０～ｎ／２－１の整数である。また、このとき、光パワーＰｔｏｔａｌは光の電場の２乗に比例するので、Ｐｔｏｔａｌは数９のように表される。以下、本質的ではない係数は略する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　数９の導出方法を以下に示す。図３に示したように、１６ＱＡＭの第１象限の４個の星について、光パワーの和は数１０のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
 １６ＱＡＭの全象限の１６個の星について、光パワーの和は数１１のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 そして、一般的なｎについては、数９が成立する。
　ここで、簡単のため、Ｖｂｉａｓ１のみがドリフトを起こし、Ｖｄだけシフトをしたとする。図５に示したように、Ｖｍの絶対値は増加するものと減少するものが現れ、Ｐｔｏｔａｌは数９から数１２のように変化する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　数１２の導出方法を以下に示す。
Ｖｂｉａｓ１はＶｄだけシフトしているため、数１３が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
 Ｖｂｉａｓ２はシフトしていないため、数１４が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
 各電場の自乗の和をとると、一般的なｎについては、数１２が成立する。
　ＰｔｏｔａｌをＶｄで微分すると、数１５が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　ＭＺＩ型の光変調器の周期性により、理想的なＶｂｉａｓ１は、Ｖｄ＝０だけではなくＶｄ＝±２Ｖπ、±４Ｖπ、・・・でも得られる。数１５から明らかなように、光パワーＰｔｏｔａｌは、Ｖｄ＝０、±２Ｖπ、±４Ｖπ、・・・において、最大又は最小の極値を示す。以下の説明では、Ｖｄ＝０の近傍について考慮する。
　本願発明の光変調装置の特性を図８に示す。数１６に示す値が正又は負の値のいずれをとるのか分からなければ、光パワーＰｔｏｔａｌがＶｄ＝０において最大又は最小の極値のいずれを示すのか分からない。そこで、数１６に示す値の符号で場合分けをする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　数１６に示す値が正であるときには、数１５に示すｄＰｔｏｔａｌ／ｄＶｄは、Ｖｄ＝０において０となり、Ｖｄが増加するに従って増加するため、光パワーＰｔｏｔａｌは、Ｖｄ＝０において最小の極値をとる。よって、Ｐｔｏｔａｌが最小になるよう、Ｖｂｉａｓ１を制御すると、理想的なバイアス電圧が得られる。
　数１６に示す値が負であるときには、数１５に示すｄＰｔｏｔａｌ／ｄＶｄは、Ｖｄ＝０において０となり、Ｖｄが増加するに従って減少するため、光パワーＰｔｏｔａｌは、Ｖｄ＝０において最大の極値をとる。よって、Ｐｔｏｔａｌが最大になるよう、Ｖｂｉａｓ１を制御すると、理想的なバイアス電圧が得られる。
　数１６に示す値が０であるときには、数１５に示すｄＰｔｏｔａｌ／ｄＶｄは、全てのＶｄにおいて０となるため、光パワーＰｔｏｔａｌは、全てのＶｄにおいて等しくなる。よって、Ｐｔｏｔａｌが最大又は最小のいずれになるよう、Ｖｂｉａｓ１を制御すると、理想的なバイアス電圧が得られるか分からない。そこで、数１６に示す値を０とするような駆動信号Ｖ０、Ｖ１、Ｖ２、・・・、－Ｖ２、－Ｖ１、－Ｖ０を避ける。ところで、多値数ｎと駆動信号の振幅Ｖｍが、光変調装置の運用期間中常に一定であるように、光変調器が設計されているならば、数１６もまた定数になる。この場合は、Ｐｔｏｔａｌを最大にすべきか最小にすべきかは、光変調装置の設計段階で一意に定まる。このような場合は、数１６を使った判定を運用期間中に逐一やり直す必要はない。
　以上の説明は、デュアル駆動型のＩＱ光変調器を用いた場合であるが、シングル駆動型のＩＱ光変調器では、第１の駆動電極６１及び第２の駆動電極７１には、差動の駆動信号ではなく単相の駆動信号を加える。これらの駆動信号の接地に対する電位をＶ０、Ｖ１、Ｖ２、・・・、－Ｖ２、－Ｖ１、－Ｖ０とすれば、上記と全く同じ議論が成立する。
　以上の説明は、コンスタレーションが格子状かつ正方形の配列となる例について述べた。しかし、ＱＡＭ信号の種類によっては、バイナリ信号の多重化を容易にするために、格子状かつ正方形の配列の一部を除外して、光電界を生成することがある。
　具体例として、３２値のＱＡＭ信号のコンスタレーションを図９に示す。３２値のＱＡＭ信号は、３６ＱＡＭ信号のコンスタレーションの頂点の４つを禁止し、３２種類の光電界のみを用いるものである。このように３２種類の光電界のみを用いることにより、２５＝３２であることから、５種類のバイナリ信号を効率よく多重化することができる。
　３２値のＱＡＭ信号においては、数９のＰｔｏｔａｌを計算するにあたり、禁止則に相当する項を級数から除算して、数９を数１７に変形すれば、前記の説明と同様の議論が成立する。他の変則的なコンスタレーションをもつＱＡＭ信号についても同様である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
（実施形態１）
　実施形態１の光変調装置の構成を図１０に示す。デュアル駆動型のＩＱ光変調器Ｍにおいて、第１の駆動電極６１及び第２の駆動電極７１には、第１の駆動アンプ６及び第２の駆動アンプ７から出力された差動の駆動信号Ｄａｔａ１、￣Ｄａｔａ１及びＤａｔａ２、￣Ｄａｔａ２が印加されている。第１の駆動アンプ６及び第２の駆動アンプ７には、第１の４値データ信号及び第２の４値データ信号が入力されており、その出力振幅は第１の振幅調整部６２及び第２の振幅調整部７２によって調整される。実施形態１では、プリエンファシスは用いず、第１の駆動電極６１及び第２の駆動電極７１に加えられる差動信号の持つ４つの信号レベルＶ０、Ｖ１、－Ｖ１、－Ｖ０は等間隔とする。すなわち、（Ｄａｔａ１－￣Ｄａｔａ１）及び（Ｄａｔａ２－￣Ｄａｔａ２）は、Ｖ０、Ｖ１、－Ｖ１、－Ｖ０の４種類の値を有し、かつ｜Ｖ０－Ｖ１｜＝｜Ｖ１－（－Ｖ１）｜となる。
　第１の具体例として、駆動信号の持つ４つのレベルの間隔を０．６Ｖπに設定したとする。この場合、Ｖ０＝０．９Ｖπ及びＶ１＝０．３Ｖπとなる。これらの値を数１６に代入すると－０．３６が得られる。前述の議論により、このときはＰｔｏｔａｌが最大となるよう、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を制御すれば、最良の変調状態が得られる。
　第２の具体例として、駆動信号の持つ４つのレベルの間隔を０．４Ｖπに設定したとする。この場合、Ｖ０＝０．６Ｖπ及びＶ１＝０．２Ｖπとなる。これらの値を数１６に代入すると、０．５が得られる。前述の議論により、このときはＰｔｏｔａｌが最小となるよう、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を制御すれば、最良の変調状態が得られる。
　第３の具体例として、駆動信号の持つ４つのレベルの間隔を０．５Ｖπに設定したとする。この場合、Ｖ０＝０．７５Ｖπ及びＶ１＝０．２５Ｖπとなる。これらの値を数１６に代入すると、０となる。前述の議論により、本願発明ではこのような駆動信号を禁止する。数１６が０になってしまったときには、第１の振幅調整部６２及び第２の振幅調整部７２を用いて、Ｖ０、Ｖ１、－Ｖ１、－Ｖ０を他の値に変更する。
　ＩＱ光変調器Ｍにおいて、第１のバイアス電極８１及び第２のバイアス電極９１には、第１のバイアス電源８及び第２のバイアス電源９から出力された、データバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１及びデータバイアス電圧Ｖｂｉａｓ２が印加されている。第１の光変調部２及び第２の光変調部３は各々２つのアームを持つが、データバイアス電圧の印加されていない第１の光変調部２及び第２の光変調部３の各々残り１つのアームは接地されている。
　Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２は、第１の発振器８２、第１の加算器８３、第２の発振器９２、第２の加算器９３により、周波数ωｄでのディザリングが施されている。ディザリングの振幅は、１６値ＱＡＭ信号の信号品質劣化を生じさせない大きさに留める。周波数ωｄは１６値ＱＡＭ信号のボーレートより十分小さくし、たかだかｋＨｚオーダにする。Ｉ成分及びＱ成分の位相差がπ／２であることを考慮して、第１の発振器８２および第２の発振器９２の位相は直交するように設定する。実施形態１では、第１の発振器８２の出力をｃｏｓ（ωｄｔ）として、第２の発振器９２の出力をｓｉｎ（ωｄｔ）とする。ここでｔは時間である。従って、Ｖｂｉａｓ１にはｃｏｓ（ωｄｔ）に同期したディザリングがかかり、Ｖｂｉａｓ２にはｓｉｎ（ωｄｔ）に同期したディザリングがかかる。
　ＩＱ光変調器Ｍから出力された１６値ＱＡＭ信号は、光分波カプラ１１により分岐され、光パワーモニタ１２に入力される。光パワーモニタ１２の帯域は、ディザリングの周波数ωｄの２倍に追随出来る程度でよい。光パワーモニタ１２の出力の一部は、第１の同期検波回路８４及び第２の同期検波回路９４に入力される。
　ここで、Ｖｂｉａｓ１にバイアスドリフトが生じ、Ｖｂｉａｓ１が最適値から正又は負にシフトしたとする。１６値ＱＡＭ信号の光パワーは極値ではなくなり、数１６の符号に応じて増加又は減少する。Ｖｂｉａｓ１にはｃｏｓ（ωｄｔ）のディザリングがかかっているので、第１の発振器８２の出力をリファレンスクロックとして、第１の同期検波回路８４にて同期検波を行えば、光パワーのシフトの正負を判定できる。判定結果をもとに第１のバイアス電源８に制御信号を送り、同期検波結果が０となるようにＶｂｉａｓ１にフィードバックを行う。同期検波結果が０になる状態は、光パワーが最大又は最小の極値をとる状態の２種類があるが、どちらを選択するかは、数１６の正負とバイアスの印加方法によって一意に定まる。Ｖｂｉａｓ２の制御でも、Ｖｂｉａｓ１の制御と同様に、第２の発振器９２と第２の同期検波回路９４を用いて行う。
　ＩＱ光変調器Ｍの直交バイアス電極１０１には、第３のバイアス電源１０から出力された、Ｖｂｉａｓ３が印加される。Ｖｂｉａｓ３にはディザリングを施さない。
　ここで、Ｖｂｉａｓ３にバイアスドリフトが生じ、Ｖｂｉａｓ３が最適値から正又は負にシフトしたとする。このとき、非特許文献１に詳細に述べたように、１６値ＱＡＭ信号の光パワーは周波数ωｄについて位相π／４及び位相５π／４で極値をとるため、１６値ＱＡＭ信号の光パワーには周波数２ωｄの強度変調成分が現れる。この周波数２ωｄの強度変調成分の位相は、Ｖｂｉａｓ３のシフトの正負によって決まる。
　光パワーモニタ１２の出力の一部は、第３の同期検波回路１０３に入力される。第３の同期検波回路１０３は、第３の発振器１０２から出力される周波数２ωｄの発振信号をリファレンスクロックとして、１６値ＱＡＭ信号の光パワーから周波数２ωｄの強度変調成分を検出し、その位相からＶｂｉａｓ３のシフトの正負を判定して、第３のバイアス電源１０に制御信号を送り、Ｖｂｉａｓ３が最適となるようフィードバックを行う。
　実施形態１では、第１、第２、第３の３台の同期検波回路８４、９４、１０３を用いた。ここで、これらを１台にまとめ、１台の同期検波回路内で、リファレンスクロックの周波数をωｄ及び２ωｄの間で変更してもよく、リファレンスクロックの周波数をωｄに固定して、周波数２ωｄを有する２次高調波を検出してもよい。
（実施形態２）
　実施形態２の光変調装置の構成を図１１に示す。実施形態１との差分として、プリエンファシスを用いて、第１の光変調部２から出力される４種類の光の電場Ｅ１１，Ｅ１２，Ｅ１３，Ｅ１４の値を等間隔として、第２の光変調部３から出力される４種類の光の電場Ｅ２１，Ｅ２２，Ｅ２３，Ｅ２４の値を等間隔とする。すなわち、数１８が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　必要とされるＶ０、Ｖ１は、第１の４値データ信号及び第２の４値データ信号を、それぞれ第１のプリエンファシス部６３及び第２のプリエンファシス部７３に入力することによって得られる。Ｖｂｉａｓ１～Ｖｂｉａｓ３の制御は、実施形態１と同様に行う。
　第１の具体例として、Ｅ１１－Ｅ１２＝Ｅ１２－Ｅ１３＝Ｅ１３－Ｅ１４＝Ｅ２１－Ｅ２２＝Ｅ２２－Ｅ２３＝Ｅ２３－Ｅ２４＝０．６３に設定したとする。この場合、Ｖ０＝０．８０Ｖπ及びＶ１＝０．２１Ｖπとなる。これらの値を数１６に代入すると、－０．００６が得られる。前述の議論により、このときはＰｔｏｔａｌが最大となるよう、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を制御すれば、最良の変調状態が得られる。
　第２の具体例として、Ｅ１１－Ｅ１２＝Ｅ１２－Ｅ１３＝Ｅ１３－Ｅ１４＝Ｅ２１－Ｅ２２＝Ｅ２２－Ｅ２３＝Ｅ２３－Ｅ２４＝０．６０に設定したとする。この場合、Ｖ０＝０．７１Ｖπ及びＶ１＝０．１９Ｖπとなる。これらの値を数１６に代入すると、０．２０が得られる。前述の議論により、このときはＰｔｏｔａｌが最小となるよう、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を制御すれば、最良の変調状態が得られる。
（実施形態３）
　実施形態３の光変調装置の構成を図１２に示す。実施形態１と差分は２点ある。
　第一の差分は、本実施形態では、デュアル駆動型のＩＱ光変調器Ｍに代えて、シングル駆動型のＩＱ光変調器Ｍを用いる。第１の駆動アンプ６及び第２の駆動アンプ７は各々単相の出力となり、これらの出力Ｄａｔａ１及びＤａｔａ２は、グランドレベルに対して４つの信号レベルＶ０，Ｖ１，－Ｖ１，－Ｖ０を有する。実施形態１に比べ、２倍の出力振幅が必要となるが、ＩＱ光変調器Ｍの実装面積を小さく出来るという利点がある。
　第二の差分は、第１のバイアス電源８及び第２のバイアス電源９の出力を単相とし、これらのＤＣ電圧に第１の発振器８２及び第２の発振器９２の出力を、第１の加算器８３及び第２の加算器９３を用いて重畳した上で、第１のディザリングアンプ８５及び第２のディザリングアンプ９５により差動信号に変換し、第１のバイアス電極８１及び第２のバイアス電極９１に印加するという点である。従って、図１において、Ｖｂｉａｓ１及びＶ’ｂｉａｓ１には、それぞれｃｏｓ（ωｄｔ）及びｃｏｓ（ωｄｔ＋π）に同期したディザリングがかかり、Ｖｂｉａｓ２及びＶ’ｂｉａｓ２には、それぞれｓｉｎ（ωｄｔ）及びｓｉｎ（ωｄｔ＋π）に同期したディザリングがかかる。
（実施形態４）
　実施形態４の光変調装置の構成を図１３、１４に示す。実施形態１と差分は２点ある。
　第１の差分は、第１の発振器８２、第２の発振器９２、第３の発振器１０２、第１の同期検波回路８４、第２の同期検波回路９４、第３の同期検波回路１０３をコントローラ１３で制御し、それぞれのバイアス電圧毎にタイムシェアリングで動かすという点である。
　本実施形態では、まず、第１の発振器８２及び第１の同期検波回路８４のみを駆動し、Ｖｂｉａｓ１を最適化する。Ｖｂｉａｓ１が安定化した段階で、Ｖｂｉａｓ１の制御を停止する。次に、第２の発振器９２及び第２の同期検波回路９４のみを駆動し、Ｖｂｉａｓ２の制御を最適化する。Ｖｂｉａｓ２が安定化した段階で、Ｖｂｉａｓ２の制御を停止する。次に、第３の発振器１０２及び第３の同期検波回路１０３のみを駆動し、Ｖｂｉａｓ３の制御を最適化する。Ｖｂｉａｓ３が安定化した段階で、Ｖｂｉａｓ３の制御を停止し、再びＶｂｉａｓ１の制御に戻る。このように、タイムシェアリングで順番にバイアス制御を行うことにより、より迅速かつ確実な平衡点への収束が可能となる。
　第３の発振器１０２及び第３の同期検波回路１０３を駆動するときには、さらに第１の発振器８２及び第２の発振器９２を駆動して、非特許文献１で詳細に解説したように、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２のディザリングにより、Ｖｂｉａｓ３の制御を最適化する。
　第２の差分は、第２の光カプラ５、光分波カプラ１１、ＩＱ光変調器Ｍからは外付けの光パワーモニタ１２を使うことに代えて、ＩＱ光変調器Ｍにおいて内蔵の光合分波カプラ１４、フォトディテクタ１５及び光パワーモニタ端子１５１を使うことにある。ここで、図１４に示したような市販のＩＱ光変調器Ｍを用いるにあたって注意するべき点がある。
　第２の光カプラ５に代えて光合分波カプラ１４が用いられており、合波された第１の光変調部２の出力光と第２の光変調部３の出力光が２つに分波される。分波された片方はＩＱ光変調器Ｍの出力となり、分波された他方はフォトディテクタ１５に入力される。光合分波カプラ１４の内部で、第１の光変調部２の出力光と第２の光変調部３の出力光は干渉を行うが、光導波路カプラの非対称性により、ＩＱ光変調器Ｍの出力光とフォトディテクタ１５の入力光では干渉強度が反転する。すなわち、ＩＱ光変調器Ｍの出力光が干渉により強め合う時には、フォトディテクタ１５の入力光は逆に弱め合い、ＩＱ光変調器Ｍの出力光が干渉により弱め合う時には、フォトディテクタ１５の入力光は逆に強め合う。このため、本実施形態では実施形態１－３と比べ、制御信号の正負を反転させる必要がある。
（実施形態５）
　今までの説明は主として、３種類のバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１～Ｖｂｉａｓ３のうち、２種類のバイアス電圧が理想的な電圧に保たれており、他の１種類のバイアス電圧がドリフトを始めた場合について述べてきた。例えば、図５では、Ｖｂｉａｓ１のみがドリフトを生じ、他の２種類のバイアス電圧は最適値であるものとして、数１５を導いている。
　しかしながら、商用の送信器の立ち上げ動作時においては、３種類のバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１～Ｖｂｉａｓ３を直ちに最適に設定することは難しいため、３種類のバイアス電圧の全てが理想的な値から甚だしく乖離していることもあり得る。
　商用の送信器においては、このような初期状態からスタートしても、３種類のバイアス電圧の全てが的確に最適値に収束するバイアス電圧制御アルゴリズムを用意する必要がある。実施形態５では、そのようなアルゴリズムについて説明する。簡単のため、実施形態５では、多値数が偶数ｎの２乗であり、コンスタレーションがｎ×ｎの格子状となる光ＱＡＭ信号を生成する送信器の制御を例にとる。
　まず、変数を以下のように定義する。送信器立ち上げ直後の、ディザリングをかけていない状態において、Ｖｂｉａｓ１の最適値からの差をＶｄ１とし、Ｖｂｉａｓ２の最適値からの差をＶｄ２とする。送信器立ち上げ直後においては、Ｖｂｉａｓ３もまた最適値とは限らないため、以下の数式においてθ３は±π／２とは限らない。
　Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２に重畳されるディザリング信号の電圧を、それぞれＡｄｃｏｓ（ωｄｔ）及びＡｄｓｉｎ（ωｄｔ）とする。ここで、Ａｄはディザ振幅であり、t は時間である。多値数ｎ２のＱＡＭ信号の光パワＰｔｏｔａｌは、前述のとおりωｄｔに依存して僅かに変動するが、ここではこの僅かな変動を正確に表記するため、ωｄｔ＝ψにおける光パワをＰｔｏｔａｌ（ψ）と表記することとする。
　Ｖｂｉａｓ１のみが理想的な値から乖離している場合から、３種類のバイアス電圧の全てが理想的な値から乖離している場合へと、数１２を書き直すと、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
 を得る。ただし、δ１（ψ）及びδ２（ψ）は、それぞれ数２０及び数２１となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　実施形態１に記載した第１の同期検波回路８４の出力の近似値を得るために、Ｐｔｏｔａｌ（π）－Ｐｔｏｔａｌ（０）を計算すると、数２２を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　また、実施形態１に記載した第２の同期検波回路９４の出力の近似値を得るために、Ｐｔｏｔａｌ（３π／２）－Ｐｔｏｔａｌ（π／２）を計算すると、数２３を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　Ｖｂｉａｓ１～Ｖｂｉａｓ３の全てが最適であれば、θ３＝±π／２かつＶｄ１＝Ｖｄ２＝０となるから、数２２及び数２３は０となる。Ｖｂｉａｓ３のみが最適であり、Ｖｂｉａｓ１又はＶｂｉａｓ２が不適切な場合は、数２２及び数２３はＶｄ１又はＶｄ２に依存した値となり、数２２及び数２３の正負は数１６の正負によって定まる。この結果は、実施形態１におけるＶｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２のフィードバック制御と同様に、第１の同期検波回路８４及び第２の同期検波回路９４の同期検波結果を０とするように、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を変更すれば、最適なＶｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を達成できることの、数学的な表現である。
　しかし、送信器の立ち上げ動作時において、Ｖｂｉａｓ１～Ｖｂｉａｓ３の全てが不適切である場合、数２２及び数２３の右辺第２項が０以外の値をとるため、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を速やかに最適値に収束させることができない。
　ここで、実施形態１におけるＶｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２のフィードバック制御をそれぞれ行う第１の同期検波回路８４及び第２の同期検波回路９４と、Ｖｂｉａｓ３のフィードバック制御を行う第３の同期検波回路１０３と、を交互に用いて、Ｖｂｉａｓ１～Ｖｂｉａｓ３を順次修正すれば、最終的にはＶｂｉａｓ１～Ｖｂｉａｓ３の全てが最適値に到達するが、初期状態によっては収束に時間がかかってしまう。
　この問題を回避するためには、送信器の立ち上げ動作時においては、まずＶｂｉａｓ３を最適値に調整してから、次にＶｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を最適値に調整すればよく、又は、まずＶｂｉａｓ３を最適値の近傍に調整してから、次にＶｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を最適値に調整するとともに、Ｖｂｉａｓ３を最終的な最適値に調整すればよい。
　第３の同期検波回路１０３の出力の近似値を得るために、Ｐｔｏｔａｌ（７π／４）＋Ｐｔｏｔａｌ（３π／４）－Ｐｔｏｔａｌ（５π／４）－Ｐｔｏｔａｌ（π／４）を計算すると、数２４を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　数２４から、次の３つの結論（１）～（３）を得ることができる。
（１）Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２が最適値の近傍の値であり、Ｖｄ１及びＶｄ２が０に近い場合、数２４が０となる条件は、Ｖｂｉａｓ３が最適値であり、θ３＝±π／２を満たすときに限られる。この結果は、実施形態１におけるＶｂｉａｓ３のフィードバックと同様に、第３の同期検波回路１０３の同期検波結果を０とするように、Ｖｂｉａｓ３を変更すれば、最適なＶｂｉａｓ３を達成できることの、数学的な表現である。
（２）しかし、Ｖｂｉａｓ１又はＶｂｉａｓ２が最適値から甚だしく乖離し、Ｖｄ１＝±Ｖπ又はＶｄ２＝±Ｖπを満たしてしまった場合、たとえＶｂｉａｓ３が最適値でなく、θ３＝±π／２を満たさなくなっても、数２４は０となる。
（３）Ｖｄ１及びＶｄ２を＋Ｖπ～－Ｖπの範囲又はこれより広い範囲で強制的に掃引する場合、強制的な掃引期間中に数２４が常に０となるための条件は、Ｖｂｉａｓ３が最適値であり、θ３＝±π／２を満たすときに限られる。
　商用の送信器の立ち上げ動作時においては、商用信号は未だ送受信されていないから、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を強制的に掃引しても、サービスに影響はない。
　Ｖｂｉａｓ３を一定に保持しながら、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を＋Ｖπ～－Ｖπの範囲で変更することを、様々なＶｂｉａｓ３について繰り返し、第３の同期検波回路１０３の同期検波結果が掃引期間中常に０又は概ね０となるようなＶｂｉａｓ３を探し出すことにより、Ｖｂｉａｓ３を最適値又は最適値の近傍に設定することが可能となる。
　Ｖｂｉａｓ３を最適値又は最適値の近傍に設定できたならば、実施形態１～４と同様に、第１の同期検波回路８４及び第２の同期検波回路９４を用いて、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を速やかに最適値に収束させることが可能となる。
　以下、上記の初期化動作時の処理を、図１５のフローチャートを使って説明する。このフローは、例えばＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）を用いることによって実現することができる。
　まず、第１のバイアス電源８、第２のバイアス電源９及び第３のバイアス電源１０を強制掃引モードに変更する（ステップＳ１）。これらのバイアス電源は、実施形態１～４のフィードバックモードでは、第１の同期検波回路８４、第２の同期検波回路９４及び第３の同期検波回路１０３から出力されるフィードバック信号で制御されたが、実施形態５の強制掃引モードでは、ＦＰＧＡなどの制御回路から出力されるコマンドで設定される。
　次に、バイアス値の刻み幅ΔＶ１、ΔＶ２、ΔＶ３を設定する（ステップＳ２）。これらの値が小さいほど、同期検波回路の回路雑音に対する耐力が高まるが、これらの値があまりに小さいと、立ち上げ動作に要する時間が長くなる。ΔＶ１～ΔＶ３は各々、Ｖｂｉａｓ１～Ｖｂｉａｓ３の半波長電圧Ｖπの２倍よりは小さな値としておく。
　次に、配列変数ＤＡＴＡ（ｉ）及び配列変数ＢＩＡＳ３（ｉ）をゼロクリヤし（ステップＳ３）、第１の発振器８２及び第２の発振器９２を発振させる（ステップＳ４）。ただし、（ｉ）は配列要素である。また、配列変数ＢＩＡＳ３（ｉ）の単位は、ボルトでもよいが、装置内で用いる内部表現形式でもよい。第１のループに入る前に、整数型の変数ｉに０を代入し、またＶｂｉａｓ３を０Ｖに設定しておく（ステップＳ５）。
　第１のループでは、まず、ＢＩＡＳ３（ｉ）にＶｂｉａｓ３を代入する（ステップＳ６）。第１のループの内部には、第２のループが入れ子になっている。第２のループに入る前に、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を０Ｖに設定しておく（ステップＳ７）。
　第２のループでは、まず、整数型の変数ｉ及びＶｂｉａｓ３を一定に保ち、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を刻み幅ΔＶ１、ΔＶ２で同時に増加させながら（ステップＳ１０）、第３の同期検波回路１０３の出力の絶対値を逐次チェックし（ステップＳ８）、得られた最も大きな絶対値をＤＡＴＡ（ｉ）に記録する（ステップＳ９）。Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２が２Ｖπを超えた時点で、第２のループを抜ける（ステップＳ１１）。
　第２のループを抜けた時点で、整数型の変数ｉを１増加させ、またＶｂｉａｓ３を刻み幅ΔＶ３だけ増加させて（ステップＳ１２）、第１のループを閉じる。Ｖｂｉａｓ３が２Ｖπを超えた時点で、第１のループを抜ける（ステップＳ１３）。
　第１のループを抜けた時点で、ＤＡＴＡ（０）～ＤＡＴＡ（ｉ－１）には、ｉ種類の同期検波結果が代入されているが、最も値の小さなものを探す（ステップＳ１４）。最も値の小さなものがＤＡＴＡ（ｊ）であるならば、ＢＩＡＳ３（ｊ）で表される電圧値がＶｂｉａｓ３の最適値又は掃引した範囲内で最適値に最も近いため、Ｖｂｉａｓ３をＢＩＡＳ３（ｊ）で示される電圧値に設定して、初期化動作を終える（ステップＳ１５）。
　初期化動作終了後は、実施形態１～４に記載した構成により、Ｖｂｉａｓ１及びＶｂｉａｓ２を最適化して、最適化動作を終える（ステップＳ１６）。
（本発明の効果）
　本発明に係る光変調装置及びバイアス電圧制御方法は、多値ＱＡＭ信号を送信するにあたり、特に、４値よりも多値のＱＡＭ信号を送信するにあたり、有用に適用することができる。
Ｍ：ＩＱ光変調器
１：第１の光カプラ
２：第１の光変調部
３：第２の光変調部
４：光位相シフタ
５：第２の光カプラ
６：第１の駆動アンプ
７：第２の駆動アンプ
８：第１のバイアス電源
９：第２のバイアス電源
１０：第３のバイアス電源
１１：光分波カプラ
１２：光パワーモニタ
１３：コントローラ
１４：光合分波カプラ
１５：フォトディテクタ
６１：第１の駆動電極
６２：第１の振幅調整部
６３：第１のプリエンファシス部
７１：第２の駆動電極
７２：第２の振幅調整部
７３：第２のプリエンファシス部
８１：第１のバイアス電極
８２：第１の発振器
８３：第１の加算器
８４：第１の同期検波回路
８５：第１のディザリングアンプ
９１：第２のバイアス電極
９２：第２の発振器
９３：第２の加算器
９４：第２の同期検波回路
９５：第２のディザリングアンプ
１０１：直交バイアス電極
１０２：第３の発振器
１０３：第３の同期検波回路
１５１：光パワーモニタ端子

Claims (12)

  1. 　ＱＡＭ信号のＩ成分について、連続光信号を変調するＩ成分光変調部と、
    　前記ＱＡＭ信号のＱ成分について、連続光信号を変調するＱ成分光変調部と、
    　前記Ｉ成分光変調部及び／又は前記Ｑ成分光変調部について、入力側及び／又は出力側において、光信号を位相シフトして、前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調部の出力及び前記Ｑ成分光変調部の出力の位相差をπ／２に調整する位相シフト部と、
    　前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調部の出力及び前記Ｑ成分光変調部の出力を合波して、前記ＱＡＭ信号を生成するＱＡＭ信号生成部と、
    　Ｉ成分データ信号を前記Ｉ成分光変調部に出力して、前記Ｉ成分データ信号を利用した連続光信号の変調を前記Ｉ成分光変調部に実行させるＩ成分データ信号出力部と、
    　Ｑ成分データ信号を前記Ｑ成分光変調部に出力して、前記Ｑ成分データ信号を利用した連続光信号の変調を前記Ｑ成分光変調部に実行させるＱ成分データ信号出力部と、
    　前記Ｉ成分光変調部のヌル点に相当するＩ成分バイアス電圧を有する信号を前記Ｉ成分光変調部に出力するＩ成分バイアス電圧信号出力部と、
    　前記Ｑ成分光変調部のヌル点に相当するＱ成分バイアス電圧を有する信号を前記Ｑ成分光変調部に出力するＱ成分バイアス電圧信号出力部と、
    　前記Ｉ成分バイアス電圧がドリフトを生じていないドリフト非発生時には、前記Ｉ成分バイアス電圧がドリフトを生じているドリフト発生時より、前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなるか小さくなるかを判断して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最大にするように前記Ｉ成分バイアス電圧を調整して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が小さくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最小にするように前記Ｉ成分バイアス電圧を調整するＩ成分バイアス電圧信号調整部と、
    　前記Ｑ成分バイアス電圧がドリフトを生じていないドリフト非発生時には、前記Ｑ成分バイアス電圧がドリフトを生じているドリフト発生時より、前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなるか小さくなるかを判断して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最大にするように前記Ｑ成分バイアス電圧を調整して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が小さくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最小にするように前記Ｑ成分バイアス電圧を調整するＱ成分バイアス電圧信号調整部と、
    　を備えることを特徴とする光変調装置。
  2. 　前記Ｉ成分データ信号が有する電圧をＶｍｉ（前記Ｉ成分データ信号の多値数をｎｉとしたとき、ｍｉ＝０，１，・・・，ｎｉ／２－１）として、前記Ｉ成分光変調部の半波長電圧をＶπｉとしたとき、数２５に示す値を算出するＩ成分算出部と、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     　前記Ｑ成分データ信号が有する電圧をＶｍｑ（前記Ｑ成分データ信号の多値数をｎｑとしたとき、ｍｑ＝０，１，・・・，ｎｑ／２－１）として、前記Ｑ成分光変調部の半波長電圧をＶπｑとしたとき、数２６に示す値を算出するＱ成分算出部と、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
     　をさらに備え、
    　前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部は、前記Ｉ成分算出部が算出した数２５に示す値が負であるときには、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなると判断して、前記Ｉ成分算出部が算出した数２５に示す値が正であるときには、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が小さくなると判断し、
    　前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部は、前記Ｑ成分算出部が算出した数２６に示す値が負であるときには、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなると判断して、前記Ｑ成分算出部が算出した数２６に示す値が正であるときには、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が小さくなると判断する
    　ことを特徴とする、請求項１に記載の光変調装置。
  3. 　前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部が、ドリフト非発生時とドリフト発生時で前記ＱＡＭ信号の強度が等しくなると判断したときには、前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部が、ドリフト非発生時とドリフト発生時で前記ＱＡＭ信号の強度が等しくならないと判断するように、前記Ｉ成分データ信号が有する電圧を調整するＩ成分データ信号電圧調整部と、
    　前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部が、ドリフト非発生時とドリフト発生時で前記ＱＡＭ信号の強度が等しくなると判断したときには、前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部が、ドリフト非発生時とドリフト発生時で前記ＱＡＭ信号の強度が等しくならないと判断するように、前記Ｑ成分データ信号が有する電圧を調整するＱ成分データ信号電圧調整部と、
    　をさらに備えることを特徴とする、請求項１又は２に記載の光変調装置。
  4. 　多値数が一定に設定されたＱＡＭ信号を生成する光変調装置において、
    　前記ＱＡＭ信号のＩ成分について、連続光信号を変調するＩ成分光変調部と、
    　前記ＱＡＭ信号のＱ成分について、連続光信号を変調するＱ成分光変調部と、
    　前記Ｉ成分光変調部及び／又は前記Ｑ成分光変調部について、入力側及び／又は出力側において、光信号を位相シフトして、前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調部の出力及び前記Ｑ成分光変調部の出力の位相差をπ／２に調整する位相シフト部と、
    　前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調部の出力及び前記Ｑ成分光変調部の出力を合波して、前記ＱＡＭ信号を生成するＱＡＭ信号生成部と、
    　振幅が一定に制御されたＩ成分データ信号を前記Ｉ成分光変調部に出力して、前記Ｉ成分データ信号を利用した連続光信号の変調を前記Ｉ成分光変調部に実行させるＩ成分データ信号出力部と、
    　振幅が一定に制御されたＱ成分データ信号を前記Ｑ成分光変調部に出力して、前記Ｑ成分データ信号を利用した連続光信号の変調を前記Ｑ成分光変調部に実行させるＱ成分データ信号出力部と、
    　前記Ｉ成分光変調部のヌル点に相当するＩ成分バイアス電圧を有する信号を前記Ｉ成分光変調部に出力するＩ成分バイアス電圧信号出力部と、
    　前記Ｑ成分光変調部のヌル点に相当するＱ成分バイアス電圧を有する信号を前記Ｑ成分光変調部に出力するＱ成分バイアス電圧信号出力部と、
    　前記ＱＡＭ信号の強度を最大又は最小のどちらか一方にすることにより、前記Ｉ成分バイアス電圧を最適値に調整するＩ成分バイアス電圧信号調整部と、
    　前記ＱＡＭ信号の強度を最大又は最小のどちらか一方にすることにより、前記Ｑ成分バイアス電圧を最適値に調整するＱ成分バイアス電圧信号調整部と、
    　を備えることを特徴とする光変調装置。
  5. 　前記Ｉ成分データ信号が有する電圧をＶｍｉ（前記Ｉ成分データ信号の多値数をｎｉとしたとき、ｍｉ＝０，１，・・・，ｎｉ／２－１）としたときＶｍｉが常に定数であり、
    　前記Ｑ成分データ信号が有する電圧をＶｍｑ（前記Ｑ成分データ信号の多値数をｎｑとしたとき、ｍｑ＝０，１，・・・，ｎｑ／２－１）としたときＶｍｑが常に定数であり、
    　前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部は、数２７で定まる定数が負であるときには、前記ＱＡＭ信号の強度を常に最大にするように前記Ｉ成分バイアス電圧を調整し、数２７で定まる定数が正であるときには、前記ＱＡＭ信号の強度を常に最小にするように前記Ｉ成分バイアス電圧を調整し、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
     　前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部は、数２８で定まる定数が負であるときには、前記ＱＡＭ信号の強度を常に最大にするように前記Ｑ成分バイアス電圧を調整し、数２８で定まる定数が正であるときには、前記ＱＡＭ信号の強度を常に最小にするように前記Ｑ成分バイアス電圧を調整する
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
     　ことを特徴とする、請求項４に記載の光変調装置。
  6. 　前記Ｉ成分バイアス電圧を有する信号に重畳され、周波数ωｄを有するＩ成分ディザ電圧を有する信号を、前記Ｉ成分光変調部に出力するＩ成分ディザ電圧信号出力部と、
    　前記Ｑ成分バイアス電圧を有する信号に重畳され、前記周波数ωｄ及び前記Ｉ成分ディザ電圧との位相差π／２を有するＱ成分ディザ電圧を有する信号を、前記Ｑ成分光変調部に出力するＱ成分ディザ電圧信号出力部と、
    　をさらに備え、
    　前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部は、前記Ｉ成分ディザ電圧を有する信号で前記ＱＡＭ信号を同期検波して、その結果が０となるように前記Ｉ成分バイアス電圧を調整することにより、前記ＱＡＭ信号の強度を極値に最適化して、
    　前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部は、前記Ｑ成分ディザ電圧を有する信号で前記ＱＡＭ信号を同期検波して、その結果が０となるように前記Ｑ成分バイアス電圧を調整することにより、前記ＱＡＭ信号の強度を極値に最適化する
    　ことを特徴とする、請求項１から５のいずれかに記載の光変調装置。
  7. 　前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調部の出力及び前記Ｑ成分光変調部の出力の位相差をπ／２に調整するための位相シフト部バイアス電圧を有する信号を、前記位相シフト部に出力する位相シフト部バイアス電圧信号出力部と、
    　前記周波数ωｄの２倍の周波数２ωｄを有する信号で前記ＱＡＭ信号を同期検波して、その結果が０となるように前記位相シフト部バイアス電圧を調整することにより、前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調部の出力及び前記Ｑ成分光変調部の出力の位相差をπ／２に調整する位相シフト部バイアス電圧信号調整部と、
    　をさらに備えることを特徴とする、請求項６に記載の光変調装置。
  8. 　光変調装置の初期化動作時に、前記Ｉ成分光変調部の半波長電圧をＶπｉとして、前記Ｉ成分バイアス電圧を２Ｖπｉ以上の範囲で掃引するＩ成分バイアス電圧信号掃引部と、
    　光変調装置の初期化動作時に、前記Ｑ成分光変調部の半波長電圧をＶπｑとして、前記Ｑ成分バイアス電圧を２Ｖπｑ以上の範囲で掃引するＱ成分バイアス電圧信号掃引部と、
    　光変調装置の初期化動作時に、前記Ｉ成分バイアス電圧信号掃引部及び前記Ｑ成分バイアス電圧信号掃引部による掃引を行わせながら、前記周波数ωｄの２倍の周波数２ωｄを有する信号で前記ＱＡＭ信号を同期検波して、その結果が前記Ｉ成分バイアス電圧信号掃引部及び前記Ｑ成分バイアス電圧信号掃引部による掃引の範囲内で常に０又は０に最も近くなるように、前記位相シフト部バイアス電圧を初期化する位相シフト部バイアス電圧信号初期化部と、
    　前記位相シフト部バイアス電圧信号初期化部による前記位相シフト部バイアス電圧の初期化後に、前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部、前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部及び前記位相シフト部バイアス電圧信号調整部による調整を行わせる初期化後調整部と、
    　をさらに備えることを特徴とする、請求項７に記載の光変調装置。
  9. 　前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部を動作させているときには、前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部を停止させて、前記Ｑ成分バイアス電圧信号調整部を動作させているときには、前記Ｉ成分バイアス電圧信号調整部を停止させるコントローラ部、
    　をさらに備えることを特徴とする、請求項１から８のいずれかに記載の光変調装置。
  10. 　前記Ｉ成分データ信号が有する電圧をＶｍｉ（前記Ｉ成分データ信号の多値数をｎｉとしたとき、ｍｉ＝０，１，・・・，ｎｉ／２－１）としたとき、数列｛Ｖｍｉ｝は等差数列となり、前記Ｑ成分データ信号が有する電圧をＶｍｑ（前記Ｑ成分データ信号の多値数をｎｑとしたとき、ｍｑ＝０，１，・・・，ｎｑ／２－１）としたとき、数列｛Ｖｍｑ｝は等差数列となることを特徴とする、請求項１から９のいずれかに記載の光変調装置。
  11. 　前記Ｉ成分データ信号が有する電圧をＶｍｉ（前記Ｉ成分データ信号の多値数をｎｉとしたとき、ｍｉ＝０，１，・・・，ｎｉ／２－１）として、前記Ｉ成分光変調部の半波長電圧をＶπｉとしたとき、数列｛ｓｉｎ（Ｖｍｉ／Ｖπｉ×π／２）｝は等差数列となり、前記Ｑ成分データ信号が有する電圧をＶｍｑ（前記Ｑ成分データ信号の多値数をｎｑとしたとき、ｍｑ＝０，１，・・・，ｎｑ／２－１）として、前記Ｑ成分光変調部の半波長電圧をＶπｑとしたとき、数列｛ｓｉｎ（Ｖｍｑ／Ｖπｑ×π／２）｝は等差数列となることを特徴とする、請求項１から９のいずれかに記載の光変調装置。
  12. 　ＱＡＭ信号のＩ成分及びＱ成分について、連続光信号を変調するＩＱ成分光変調手順と、
    　前記Ｉ成分光変調手順及び／又は前記Ｑ成分光変調手順について、入力側及び／又は出力側において、光信号を位相シフトして、前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調手順の出力及び前記Ｑ成分光変調手順の出力の位相差をπ／２に調整する位相シフト手順と、
    　前記位相シフト後の前記Ｉ成分光変調手順の出力及び前記Ｑ成分光変調手順の出力を合波して、前記ＱＡＭ信号を生成するＱＡＭ信号生成手順と、
    　を備え、
    　前記Ｉ成分光変調手順は、
    　連続変調信号を変調させるＩ成分データ信号を入力されて、前記Ｉ成分光変調手順のヌル点に相当するＩ成分バイアス電圧を有する信号を入力されるＩ成分信号入力手順と、
    　前記Ｉ成分バイアス電圧がドリフトを生じていないドリフト非発生時には、前記Ｉ成分バイアス電圧がドリフトを生じているドリフト発生時より、前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなるか小さくなるかを判断して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最大にするように前記Ｉ成分バイアス電圧を調整して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が小さくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最小にするように前記Ｉ成分バイアス電圧を調整するＩ成分バイアス電圧信号調整手順と、
    　を順に備え、
    　前記Ｑ成分光変調手順は、
    　連続変調信号を変調させるＱ成分データ信号を入力されて、前記Ｑ成分光変調手順のヌル点に相当するＱ成分バイアス電圧を有する信号を入力されるＱ成分信号入力手順と、
    　前記Ｑ成分バイアス電圧がドリフトを生じていないドリフト非発生時には、前記Ｑ成分バイアス電圧がドリフトを生じているドリフト発生時より、前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなるか小さくなるかを判断して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が大きくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最大にするように前記Ｑ成分バイアス電圧を調整して、ドリフト非発生時にはドリフト発生時より前記ＱＡＭ信号の強度が小さくなると判断したときには、前記ＱＡＭ信号の強度を最小にするように前記Ｑ成分バイアス電圧を調整するＱ成分バイアス電圧信号調整手順と、
    　を順に備えることを特徴とするバイアス電圧制御方法。
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