JP2014013387A - 光送信機に用いられる自動バイアス制御方法及び装置 - Google Patents

光送信機に用いられる自動バイアス制御方法及び装置 Download PDF

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Abstract

【課題】光送信機に用いられる自動バイアス制御方法及び装置を提供する。
【解決手段】装置は、光送信機のI/Q変調器の出力光パワーを観測する検出ユニット、出力光パワー及び既知の変調データに基づいて、I/Q変調器のIチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器それぞれのバイアス電圧指示量を計算する計算ユニットと、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器それぞれのバイアス電圧指示量に基づいて、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器上の直流バイアス電圧をそれぞれ調整する調整ユニットとを含む。
【選択図】図４

Description

本発明は光通信に関し、特に光送信機に用いられる自動バイアス制御方法及び装置に関する。
光通信システムにおいて、システム容量に対する要求が絶えず高まるにつれて、スペクトル効率を高めるために高次変調方式が採用されるようになった。これらの高次変調方式には、位相偏移変調（Phase Shift Keying、PSK）、振幅偏移変調（Amplitude Shift Keying、ASK）、直角位相振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation、QAM）等が含まれる。よく用いられるQPSK、16QAM、8APSK等は、すべて高次変調方式の例である。高次変調方式を採用した光送信機において、しばしばdouble Mach-Zehnder（MZ）変調器に基づくI/Q変調器が使用され、その構造は図１に示す通りである。
このようなI/Q変調器内には、２つのプッシュプル型MZ変調器（MZM）及び１つの位相変調器（Φ）が含まれる。２つのMZ変調器は、I/Q２チャネル信号の変調を実現するために用いられ、１つの位相変調器は、I/Q２チャネルの間に固定された１つの９０°位相シフトを引き込むために用いられる。単一のMZ変調器の構造は、図２に示す通りである。
図２に示すMZ変調器において、入力された光信号は、２つの光導波路中に均等に分けられて伝送され、その後再度合流して出力される。各光導波路には、すべて電極が敷設され、電圧を印加するために用いられる。光導波路の材料は、フォトトランジスタであり、フォトトランジスタの屈折率が外部印加電圧に伴って変化する効果によって、各光導波路は、１つの位相変調器を構成し、光信号に対して発生する位相シフトは、電極上に印加される電圧と正比例する。光信号位相シフトをπに到達させる電圧を半波長電圧と呼び、Vπと書く。プッシュプル型MZ変調器の２つの光導波路の電極上に印加される電圧は、常に逆のものである。外部印加電圧の直流成分を直流電圧（又はバイアス電圧）と呼び、大文字のVで表し、交流成分を交流電圧と呼び、小文字のvで表す。単一のMZ変調器に入力される光の複素振幅がＥin＝１であると仮定した場合、出力信号の複素振幅は、
である。
式中、
であり、αは、正の実数であり、各チャネル光導波路のロスを表す。上式では、２チャネル光導波路のロスが等しいと仮定した。直流バイアス電圧が
である場合、上式は、
に簡略化される。
このとき、Ｅoutと交流電圧vとは、正弦関数の関係になり、この関係は、図３のように表される。
は、最適バイアス点、すなわち、MZ変調器の消光点である。この直流バイアス下で、出力光信号の複素振幅は、交流電圧とともに同位相変化する。図３に、交流電圧信号及び出力光信号の波形を概略的に描いた。この特性に基づいて単一のプッシュプル型MZを用いれば、振幅変調を実現することができる。
図１に示すように、I/Q変調器において、２つのMZ変調器を用いてIチャネル及びQチャネルの変調をそれぞれ実現する他、I/Q２チャネルの間には、さらに１つの相対位相シフトがあり、この位相シフトは、１つの位相変調器を用いて実現することができる。詳細は、図１を参照。この位相変調器上に印加される電圧は、直流電圧であり、大文字のVΦで表す。I/Q変調器出力光信号の複素振幅は、以下のように表すことができる。
簡略化のために、各位相変調器の半波長電圧をすべて等しいと仮定して、統一してVπで表す。但し、以下で得られる結論は、この仮定によるものではない。すなわち、これらの半波長電圧は、等しくなくてもよく、これは、式（３）において異なる文字を用いてこれらの半波長電圧を区別しさえすればよい。式（３）において、VIは、IチャネルMZ変調器上の直流バイアス電圧を表し、viは、IチャネルMZ変調器上の交流電圧を表す。VQは、QチャネルMZ変調器上の直流バイアス電圧を表し、ｖqは、QチャネルMZ変調器上の交流電圧を表し、VΦは、I/Q２チャネル間の相対位相シフトを制御する直流バイアス電圧を表す。
最適バイアス状態において、
であり、このとき、式（３）は、以下のように簡略化される。
上式からわかるように、IチャネルとQチャネルとに異なる交流電圧を印加することによって、I/Q変調を実現することができる。各変調器上の直流バイアス電圧が式（４）中の値に等しいときが、I/Q変調器の最適バイアス状態である。
実際のI/Q変調器において、光導波路の屈折率は、外界環境条件（温度等）とともに変化し、これによって、各光導波路が光信号に対して発生する位相シフトもこれとともに変化する。こうして、もともと最適バイアス点にあったI/Q変調器は、外界環境に変化が発生した後、それ以降は最適バイアス点にはない可能性があり、これにより出力信号の質は悪化し、システム性能は低下する。I/Q変調器を最適バイアス点のまま動作させるためには、MZ変調器上の直流バイアス電圧VI、VQ、及びI/Qの間に生じる相対位相シフトの直流バイアス電圧（すなわち位相変調器上の直流バイアス電圧）VΦを調整して、外界環境変化がもたらす影響を補償しなければならない。この目的を達するために、自動バイアス制御（Automatic Bias Control、ABC）を行う必要がある。ABCは、文字どおり、自動的にバイアス電圧を調整し、I/Q変調器全体を式（４）に記載の最適バイアス点のまま動作させる。
現在すでにいくつかの自動バイアス制御の方法があり、ほぼ以下の３種類に分けることができる。１）特許文献１及び非特許文献１のように、パイロット信号を使用する方法、２）非特許文献２及び非特許文献３のように、信号を復調せず、信号の統計特性（パワー等）のみに基づくフィードバック制御の方法、３）非特許文献４のように、復調後の信号に基づくフィードバック制御の方法である。
以上の技術背景についての説明は、本発明の技術手段について明確で完全な説明を行いやすくし、本分野当業者の理解に資するために述べたものにすぎないことに注意しなければならない。これらの手段は、本発明の背景技術部分において述べたからと言って、上記技術手段が本分野当業者にとって公知のものであると考えてはならない。
米国特許出願公開第２００７／０２１２０７５号明細書
本発明の実施例は、光送信機に用いられる自動バイアス制御方法及び装置を提供し、既知の変調データを用い、送信機出力光信号のパワーのI-Q平面の４つの象限内における分布の均一性を観測することによって、自動バイアス制御を実現する。
本発明実施例の一側面によれば、光送信機のI/Q変調器の出力光パワーを観測する検出ユニット、出力光パワー及び既知の変調データに基づいてI/Q変調器のIチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器それぞれのバイアス電圧指示量を計算する計算ユニット、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器それぞれのバイアス電圧指示量に基づいて、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器上の直流バイアス電圧をそれぞれ調整する調整ユニットを含む、光送信機に用いられる自動バイアス制御装置を提供する。
本発明実施例の一側面によれば、I/Q変調器と前述の自動バイアス制御装置とを含む光送信機を提供する。
本発明実施例の一側面によれば、光送信機のI/Q変調器の出力光パワーを観測し、出力光パワー及び既知の変調データに基づいて、I/Q変調器のIチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器それぞれのバイアス電圧指示量をそれぞれ計算し、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器それぞれのバイアス電圧指示量に基づいて、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器上の直流バイアス電圧をそれぞれ調整することを含む光送信機に用いられる自動バイアス制御方法を提供する。
本発明実施例の有益な効果は、１）パイロット信号を使用する方法と比べて、パイロット信号の発生、検出等の過程を省いたこと、２）復調後の信号に基づくフィードバック制御の方法と比べて、複雑な信号復調過程を省いたこと、３）その他の信号統計量を観測する方法と比べて、本発明実施例の方法では、I/Q変調器中の３つのバイアス電圧に対する調整が方向性を有し、ジッタリングの必要がないこと、である。
後述の説明及び図面を参照して、本発明の特定の実施形態を詳細に公開し、本発明の原理を採用することができる方式を明示する。本発明の実施形態はその範囲の上で制限されるのではないものと理解すべきである。添付の特許請求の範囲の精神及び条項の範囲内において、本発明の実施形態は多くの変更、修正及び等価を含む。
実施形態に記述及び／又は示された特徴について同一若しくは類似の方式によって１つ若しくはそれ以上のその他の実施形態が使用され、その他の実施形態中の特徴と組み合わせ、又はその他の実施形態中の特徴と置き換えることができる。
用語「含む（包括／包含）」は、本明細書において使用する場合、特徴、物品全体、ステップ又はアセンブリの存在を指すが、１つ以上のその他の特徴、物品全体、ステップ若しくはアセンブリの存在若しくは付加を排除するものではないことを強調する。
以下の図面を参照することによって、本発明の多くの面をより深く理解することができる。図面中の部品は、正比例して描かれたものではなく、本発明の原理を示すためのものにすぎない。本発明のいくつかの部分を示し、記述しやすいように、図面中の対応する部分は、拡大され又は縮小されている可能性がある。本発明の一図面又は一実施形態において記述された要素及び特徴は、１つ以上のその他の図面若しくは実施形態において示された要素及び特徴と結び付けることができる。この他、図面において類似する記号は、いくつかの図面中の対応する部品を表し、一実施形態中で使用された対応する部品より多いことを示すために用いることができる。
現在のI/Q変調器の構成を示す図である。 図１に示すI/Q変調器中のMZM（MZ変調器）の構造を示す図である。 プッシュプル型MZ変調器の変調曲線を示す図である。 本発明実施例の自動バイアス制御装置の構成を示す図である。 信号コンスタレーションを示す図（16QAMの例）である。 本発明実施例の自動バイアス制御装置の構造を示す図である。 図６で示された実施例の一変形例の自動バイアス制御装置の構造を示す図である。 図６で示された実施例のもう１つの変形例の自動バイアス制御装置の構造を示す図である。 図６で示された実施例のさらにもう１つの変形例の自動バイアス制御装置の構造を示す図である。 図７で示された実施例を基礎として１つの調節可能な遅延モジュールを追加した構造を示す図である。 図８で示された実施例を基礎として１つの調節可能な遅延モジュールを追加した構造を示す図である。 図９で示された実施例を基礎として１つの調節可能な遅延モジュールを追加した構造を示す図である。 図６で示された実施例のもう１つの変形例の自動バイアス制御装置の構造を示す図である。 図６で示された実施例のさらにもう１つの変形例の自動バイアス制御装置の構造を示す図である。 本発明実施例の送信機の構成を示す図である。 本発明実施例の自動バイアス制御方法のフローチャートである。
図面を参照し、後述の明細書によって、本発明の実施例の前記及びその他の特徴が明らかになる。これらの実施形態は例示にすぎず、本発明を制限するものではない。
［実施例１］
本発明の実施例は、光送信機に用いられる自動バイアス制御装置を提供する。図４は、該装置の構成を示す図である（図４を参照）。その装置は、光送信機のI/Q変調器の出力光パワーを観測する検出ユニット４１、出力光パワー及び既知の変調データに基づいて、I/Q変調器のIチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器それぞれのバイアス電圧指示量を計算する計算ユニット４２、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器それぞれのバイアス電圧指示量に基づいて、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器上の直流バイアス電圧をそれぞれ調整する調整ユニット４３を含む。
一実施例において、計算ユニット４２は、I/Q変調器のIチャネル変調データに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号を抽出する符号取得モジュール４２１、出力光パワーとIチャネル変調データとに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号に基づいて、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器のバイアス電圧指示量をそれぞれ計算する計算モジュール４２２を含む。
ここで、計算モジュール４２２は、検出ユニット４１が検出した出力光パワー及びIチャネル変調データに対応する符号に基づいて、Iチャネル変調器上のバイアス電圧指示量を計算し、検出ユニット４１が検出した出力光パワー及びQチャネル変調データに対応する符号に基づき、Qチャネル変調器上のバイアス電圧指示量を計算し、検出ユニット４１が検出した出力光パワー及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号に基づいて、位相変調器上のバイアス電圧指示量を計算する。
具体的には、計算モジュール４２２は、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、位相変調器のバイアス電圧指示量を以下の公式からそれぞれ計算することができる。
ΔI=mean(P・sign(DI))
ΔQ=mean(P・sign(DQ))
ΔΦ=-mean(P・sign(DI*DQ))
式中sign(・)は、取得符号を表し、すなわち
であり、mean(・)は、一定時間内における平均化を表し、その時間の長さは、本発明において制限されない。
これにより、調整ユニット４３は、上記のバイアス電圧指示量を用いて、Iチャネル変調器の直流バイアス電圧、Qチャネル変調器の直流バイアス電圧、及び位相変調器の直流バイアス電圧を以下の公式からそれぞれ調整することができる。
VI＝VI−μIΔI
VQ＝VQ−μQΔQ
VΦ＝VΦ−μΦΔΦ
式中、Pは、検出ユニット４１が検出した出力光パワーであり、DIは、I/Q変調器のIチャネル変調データであり、DQは、I/Q変調器のQチャネル変調データであり、DI*DQは、Iチャネル変調データとQチャネル変調データとの積であり、sign(DI)は、Iチャネル変調データに対応する符号であり、sign(DQ)は、Qチャネル変調データに対応する符号であり、sign(DI*DQ)は、Iチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号であり、mean(・)は、平均化を表し、ΔIは、Iチャネル変調器のバイアス電圧指示量であり、ΔQは、Qチャネル変調器のバイアス電圧指示量であり、ΔΦは、位相変調器のバイアス電圧指示量であり、μI、μQ、及びμΦは、それぞれVI、VQ、及びVΦを調整するために用いられる刻み値であり、これらは正の実数である。
本実施例の自動バイアス制御装置をより明確にわかりやすくするため、以下では16QAMコンスタレーション図と関連付けて本実施例の装置について説明を行う。
I/Q変調器上の３つのバイアス電圧が最適値付近にあると仮定する。すなわち、
式中、x、y、zは、現在のバイアス電圧と最適バイアス電圧との間の差である。
このとき、出力光信号の複素振幅は、以下のとおりである。
16QAMを例にすると、各バイアス電圧が最適値でない場合、信号のコンスタレーションにひずみが発生する。
図５（ａ）は、VIが最適点にバイアスされていない場合（x>0）であり、このとき、コンスタレーション点は、Ｉ軸に沿って正の方向に並進し、これによってDI>0のコンスタレーション点の平均パワーは、DI<0のコンスタレーション点の平均パワーよりも大きくなる。x<0の場合、逆の状況を引き起こす。すなわち、DI>0のコンスタレーション点の平均パワーは、DI<0のコンスタレーション点の平均パワーよりも小さい。送信機中の変調データDI及びDQは、既知であるため、光パワーを観測することによってDI>0のコンスタレーション点の平均パワーとDI<0のコンスタレーション点の平均パワーとの差を得ることができ、この量は、現在のVIが最適バイアス電圧から離れている方向及び大きさを示し、この量に基づけば、現在のVIを調整することができる。
図５（ｂ）は、VQチャネルが最適点にバイアスされていない場合（y>0）であり、このとき、DQ>0のコンスタレーション点の平均パワーは、DQ<0のコンスタレーション点の平均パワーよりも大きく、同じ理屈で、光パワーを測定することによって、DQ>0のコンスタレーション点の平均パワーとDQ<0のコンスタレーション点の平均パワーとの差が得られ、この量は、VQが最適バイアス電圧から離れている方向及び大きさを示し、それに基づき現在のVQを調整することができる。
図５（ｃ）は、VΦが最適点にバイアスされていない場合（z<0）であり、これによってコンスタレーション点の角度に変化（図においてΦ<90°）が生じ、(DI*DQ)>0のコンスタレーション点の平均パワーは、(DI*DQ)<0のコンスタレーション点の平均パワーよりも大きくなる。光パワーを測定することによって、(DI*DQ)<0のコンスタレーション点の平均パワーと(DI*DQ)>0のコンスタレーション点の平均パワーとの差が得られ、この量は、VΦが最適バイアス電圧から離れている方向及び大きさを示す。
上述のように、本発明実施例が提供する自動バイアス制御装置は、検出ユニット４１によってI/Q変調器の出力光パワーPを観測し、計算ユニット４２によって以下のような３つのバイアス電圧指示量を計算する。
ΔI=mean(P・sign(DI)) (8)
ΔQ=mean(P・sign(DQ)) (9)
ΔΦ=-mean(P・sign(DI*DQ)) (10)
式中、mean(・)は、平均化を表す。DI及びDQの値は、送信機側においてともに既知のものであり、Pは、I/Q変調器が出力する光パワーであり、光検出器を用いて測定することができる。式（８）のΔIは、DI>0のコンスタレーション点の平均パワーとDI<0のコンスタレーション点の平均パワーとの差を表し、VIの調整方向を示す。式（９）のΔQは、DQ>0のコンスタレーション点の平均パワーとDQ<0のコンスタレーション点の平均パワーとの差を表し、VQの調整方向を示す。式（１０）のΔΦは、(DI*DQ)<0のコンスタレーション点の平均パワーと(DI*DQ)>0のコンスタレーション点の平均パワーとの差を表し、VΦの調整方向を示す。
式（８）〜（１０）の指示信号に基づいて、調整ユニット４３は、公知のフィードバック方法を使用して、I/Q変調器上に印加される３つのバイアス電圧を調整することができる。例えば、以下の公式を使用して３つのバイアス電圧を段階的に調整する。
VI＝VI−μIΔI (11)
VQ＝VQ−μQΔQ (12)
VΦ＝VΦ−μΦΔΦ (13)
式中、μI、μQ、μΦは、それぞれ、３つのバイアス電圧を調整する刻み値に対応し、正の実数である。バイアス電圧の調整周波数は、実際の必要に応じて決定することができ、例えば、符号ごとに１回調整してもよく、若干数の符号ごとに１回調整してもよい。本実施例はこれにより制限されるものではない。
ここで、式（１１）〜（１３）の公式は、例示的説明にすぎず、変調ユニット４３は、その他の公知のフィードバック方法に基づいてI/Q変調器上に印加される３つのバイアス電圧を調整してもよく、本発明の実施例はこれにより制限されるものではない。
図６は、本発明実施例の自動バイアス制御装置の構造を示す図である。図６に示すように、自動バイアス制御装置６２は、I/Q変調器６１のIチャネル変調器６１１、Qチャネル変調器６１２、及び位相変調器６１３上の直流バイアス電圧を調整するために用いられる。自動バイアス制御装置６２は、光検出器６２１を含み、光検出器６２１は、検出ユニット４１の機能を実現するために用いられる。自動バイアス制御装置６２はさらに、符号取得モジュール６２２及び計算モジュール（平均化）６２３を含み、符号取得モジュール６２２及び計算モジュール６２３は、計算ユニット４２の機能を実現するために用いられる。自動バイアス制御装置６２はさらに、調整ユニット６２４を含み、調整ユニット６２４は、調整ユニット４３の機能を実現するために用いられる。検出ユニット４１、計算ユニット４２、及び調整ユニット４３の構成、機能、及び実施形態は、すでに前に説明したため、ここではこれ以上くどくどと述べない。
図７は、本発明実施例の自動バイアス制御装置の一変形例の構造を示す図である。図７に示すように、自動バイアス制御装置は、図６と同一の構成及び機能を含む他、さらに１つのローパスフィルタ（第１ローパスフィルタリングモジュール）７１を含み、それによって、検出ユニット６２１が検出した出力光パワーに対してローパスフィルタリングを行う。本実施例において、検出ユニット６１は、光検出器によって実現することができ、光検出器によってI/Q変調器の出力光パワーを測定し、式（８）〜（１０）中に適用することができる。本実施例の自動バイアス制御装置の一変形例において、自動バイアス制御装置はさらに、１つのローパスフィルタを含み、光検出器が観測した出力光パワーに対してローパスフィルタリングを行い、それによって帯域外ノイズを除去する。その実施例において、公式（８）〜（１１）中のPは、ローパスフィルタリング済みの光パワー信号である。本実施例の自動バイアス制御装置によって、計算モジュール６２３は、ローパスフィルタリング済みの出力光パワー及びIチャネル変調データに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号に基づいて、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器のバイアス電圧指示量を計算する。すなわち、３チャネルsign信号とローパスフィルタリング済みの光検出器の出力信号とを乗算し、その後平均化操作を行って、３つの指示信号を得、I、Q、及びΦチャネルのバイアス電圧を調整するためにそれぞれ用いる。
図８は、本発明実施例の自動バイアス制御装置のもう１つの変形例の構造を示す図である。図８に示すように、自動バイアス制御装置は、図６と同一の構成及び機能の他、さらに１つのローパスフィルタ（第２ローパスフィルタリングモジュール）７２を含み、それによって、Iチャネル変調データに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号に対してそれぞれローパスフィルタリングを行う。図８の実施例において、sign(DI)、sign(DQ)、sign(DI*DQ)という３つの信号は、まずローパスフィルタによってローパスフィルタリングが行われた後、乗算器に入力される。本実施例の自動バイアス制御装置によって、計算モジュール６２３は、出力光パワー及びローパスフィルタリング済みのIチャネル変調データに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号に基づいて、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器のバイアス電圧指示量を計算する。すなわち、３チャネルsign信号に対してそれぞれローパスフィルタリングを行い、光検出器の出力信号と乗算し、その後平均化操作を行って、３つの指示信号を得、I、Q、及びΦチャネルのバイアス電圧を調整するためにそれぞれ用いる。
図９は、本発明実施例の自動バイアス制御装置のもう１つの変形例の構造を示す図である。図９に示すように、本実施例の自動バイアス制御装置は、出力光パワーに対してローパスフィルタリングを行うために用いられるローパスフィルタ（第１ローパスフィルタリングモジュール）７１及び信号sign(DI)、sign(DQ)、sign(DI*DQ)に対してローパスフィルタリングを行うために用いられるローパスフィルタ（第２ローパスフィルタリングモジュール）７２を同時に含む。本実施例の自動バイアス制御装置によって、計算モジュール６２３は、ローパスフィルタリング済みの出力光パワー及びローパスフィルタリング済みのIチャネル変調データに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号に基づいて、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器のバイアス電圧指示量を計算する。すなわち、３チャネルsign信号に対してそれぞれローパスフィルタリングを行い、ローパスフィルタリング済みの光検出器の出力信号と乗算し、その後平均化操作を行って、３つの指示信号を得、I、Q、及びΦチャネルのバイアス電圧を調整するためにそれぞれ用いる。
図７〜図９に示す実施例の自動バイアス制御装置において、光強度信号とsign信号との同期を保証するため、３つの調節可能な遅延モジュールをさらに加えて、sign信号の遅延調節に用いてもよい。これによって、図１０〜図１２に示す３つの実施例が構成される。
図１０の実施例は、図７の実施例を基礎として、１つの調節可能な遅延モジュール１０１を追加したものであり、その他の構成及び機能は、実施例７と同一であり、ここではこれ以上くどくどと述べない。図１１の実施例は、図８実施例を基礎として、１つの調節可能な遅延モジュール１０１を追加したものであり、その他の構成及び機能は、実施例８と同一であり、ここではこれ以上くどくどと述べない。図１２の実施例は、図９実施例を基礎として、１つの調節可能な遅延モジュール１０１を追加したものであり、その他の構成及び機能は、実施例９と同一であり、ここではこれ以上くどくどと述べない。
図１０〜１２の実施例において、調節可能な遅延モジュール１０１の働きは、得られた光パワー信号とsign信号とに同期を達成させることである。実際のシステムにおいて、得られた光パワー信号とsign信号との間には、一定の相対遅延が存在する可能性があり、この遅延は、主に回路の遅延（例えばPD、LPF、ADC等の素子）に由来する。過大な遅延は、その自動バイアス制御方法を失効させる。図１０〜１２の実施例中に加えられた調節可能な遅延モジュールの働きは、回路がもたらす遅延を補償し、余剰遅延を受け入れ可能な範囲内に制御して、その自動バイアス制御方法が有効に動作できることを保証することである。
シミュレーションによって、余剰遅延に対する容認度は、PD及びフィルタの帯域幅と反比例することが明らかとなった。すなわち、PD及びフィルタの帯域幅が小さければ小さいほど、余剰遅延に対する容認度は高くなる。但し、帯域幅が小さくなるにつれて、得られる指示信号の信号対雑音比は低下し、バイアス電圧の制御精度に影響を及ぼす。さまざまなシステムにおいて、特定のバイアス電圧制御精度を達成するため、フィルタ帯域幅及び余剰遅延の大きさに対してさまざまな要求が求められる。調節可能な遅延デバイスを加える場合、これに応じて自動バイアス制御装置は大きな柔軟度をもたらす。sign信号は、２値信号（±１）であり、その遅延に対して低複雑度の回路を用いて実現することができるため、図９〜１１中のsign信号チャネルすべてに調節可能な遅延デバイスを加える。
本実施例においては、調節可能な遅延モジュールを用いて回路の遅延を補償する。この回路の遅延がある方法によって測定できる場合、得られた遅延値を遅延素子に設定することができる。直接測定する方法以外に、本発明実施例は、さらに下記の方法を用いて遅延素子の遅延値を設定することができる。
調節可能な遅延モジュールの設定が適当である場合、光パワー信号とsign信号とは同期するため、計算ユニットの出力は、現在のバイアス電圧と理想的バイアス電圧との差を示す。調節可能な遅延モジュールの設定が適当でない場合、光パワー信号とsign信号とは同期せず、計算ユニットの出力の絶対値は、減少する。光パワー信号とsign信号とが時間領域において大きなずれがあり全く同期しない場合、計算ユニットの出力は、ゼロに近づく。この特徴に基づき、本発明実施例はまず、I/Q変調器をある非最適バイアス状態にバイアスし、バイアス電圧をそのまま保つことができる。このとき、３つの調節可能な遅延モジュールをそれぞれ調節し、対応する計算ユニットが出力するバイアス電圧指示信号の絶対値を現在のバイアス電圧下で可能な限り大きくする。ある調節可能な遅延モジュールを調節する場合、対応する計算ユニットが出力する指示信号が小さいままであることがわかれば、対応するバイアス電圧の大きさを変更し、さらに以上の調節過程を、計算ユニットが出力する指示信号の絶対値が現在のバイアス電圧下で可能な限り大きくなるまで繰り返す。このとき、調節可能な遅延モジュールは調整され、光パワー信号とsign信号とは同期状態を達したと考えることができる。
以上の実施例において、乗算操作は、乗算器によって実現することができ、平均化操作は、積分器によって実現することができるが、本実施例はこれによって制限されるものではない。
図６に示す自動バイアス制御装置を基礎として、さらに以下のいくつかの変形例が可能である。
図１３は、本発明実施例の自動バイアス制御装置のデジタル方式による一実施例の構造を示す図である。図１３に示すように、実施例の自動バイアス制御装置には、図６〜図１２の何れか１つの実施例を基礎として、２つのアナログ‐デジタル変換器（ADC）が追加され、そのうち１つのADC（第１アナログ‐デジタル変換モジュール）１３１は、出力光パワーに対してアナログ‐デジタル変換を行うために用いられ、もう１つのADC（第２アナログ‐デジタル変換モジュール）１３２は、Iチャネル変調データに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号に対してそれぞれアナログ‐デジタル変換を行うために用いられる。本実施例において図１２と異なるのは、LPFの後にアナログ‐デジタル変換器（Analog-Digital Converter、ADC）を用いてアナログ信号をデジタル信号に変換し、処理を行うことである。光パワー信号のサンプリング率とsign信号のサンプリング率とは等しく、それによって、それらをサンプル値ごとに対応して乗算できるようにする。上記のサンプリング率を送信信号のボーレートよりはるかに低くし、それによって当該装置を低速（低コスト）のハードウェアを用いて実現させることができる。本実施例において、乗算操作は、デジタル乗算器によって実現することができ、平均化操作は、デジタル加算器によって実現することができる。図１３に示すように、実施例は、図６〜図１２の内の何れか１つの実施例に対応するため、図中のLPF、調節可能な遅延モジュールは、オプションであり、その具体的な機能は、前述の実施例と同一であり、ここではこれ以上くどくどと述べない。
図１４は、本発明実施例の自動バイアス制御装置のデジタル方式によるもう１つの実施例の構造を示す図である。図１４に示すように、実施例の自動バイアス制御装置には、図６に示す実施例を基礎として、１つのADC（第１アナログ‐デジタル変換モジュール）１３１及び１つのダウンサンプリングモジュール１３３が追加され、そのうちADC１３１は、出力光パワーに対してアナログ‐デジタル変換を行うために用いられ、ダウンサンプリングモジュール１３３は、Iチャネル変調データに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号に対してダウンサンプリングをそれぞれ行う。ここでいうダウンサンプリングとは、具体的には、若干数の符号ごとに１回sign信号を取得することである。本実施例において、ダウンサンプリング後のsign信号のサンプリング率は、ADCのサンプリング率と同一であり、それによってダウンサンプリング後のsign信号及びADC済みの光パワー信号は、サンプル値ごとに乗算することができる。上記サンプリング率を送信信号のボーレートよりはるかに小さくし、それによって当該装置を低速（低コスト）のハードウェア回路を用いて実現させることができる。sign信号は、±１の２つの値しか取らないため、実施例における乗算は、符号変換のみであり、実質的な乗法演算は行わない。本実施例において、出力光信号に対してローパスフィルタリングを行うために用いられるローパスフィルタ（第１ローパスフィルタリングモジュール）がさらに追加されてもよく、sign信号（Iチャネル変調データに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号）に対して遅延を行う調節可能な遅延モジュールが追加されてもよいが、LPF及び調節可能な遅延モジュールもオプションであり、その具体的機能は前述の実施例と同一であり、ここではこれ以上くどくどと述べない。
以上の実施例において、平均化操作は、一定時間内における平均化であり、その時間の長さは、本発明実施例において制限されるものではない。
本発明実施例の自動バイアス制御装置によって、検出ユニット（光検出器）を用いてI/Q変調器の現在の出力光パワーを観測し、計算ユニットを用いて、式（８）〜（１０）に基づきバイアス電圧指示量を計算し、調整ユニットを用いて、公知のフィードバック方法（例えば式（１１）〜（１３））に基づき３つのバイアス電圧を調整し、送信機のI/Q変調器の自動バイアス制御を実現する。この装置は、パイロット信号を使用する方法と比べて、パイロット信号の発生、検出等の過程を省き、復調後の信号に基づくフィードバック制御の方法と比べて、複雑な信号復調過程を省き、その他の信号統計量を観測する方法と比べて、本発明実施例の自動バイアス制御装置のI/Q変調器中の３つのバイアス電圧に対する調整には方向性があり、ジッタリングの必要がない長所を有する。
［実施例２］
本発明の実施例はさらに、光送信機を提供する。図１５は、光送信機の構造を示す図である。図１５に示すように、光送信機は、１つのI/Q変調器１５１を含み、さらに１つの自動バイアス制御装置１５２を含み、ここで、自動バイアス制御（ABC）装置１５２は、実施例１の自動バイアス制御装置によって実現することができ、その内容はそこに一括されるため、ここでは説明を省く。
本発明の実施例の光送信機は、本発明の実施例の自動バイアス制御装置を採用し、パイロット信号を使用する方法によって自動バイアス制御を行うのと比べて、パイロット信号の発生、検出等の過程を省き、復調後の信号に基づくフィードバック制御の方法によって自動バイアス制御を行うのと比べて、複雑な信号復調過程を省き、その他の信号統計量を観測する方法と比べて、本発明実施例の送信機には、I/Q変調器中の３つのバイアス電圧に対する調整に方向性があり、ジッタリングの必要がない長所を有する。
本発明の実施例はさらに、光送信機に用いられる自動バイアス制御方法を提供する。以下の実施例３に記載されたように、その方法が問題を解決する原理は、実施例１の自動バイアス制御装置と同一であるため、その実施は、実施例１の方法の実施を参照することができ、重複箇所をこれ以上くどくどと述べない。
［実施例３］
本発明の実施例はさらに、光送信機に用いられる自動バイアス制御方法を提供する。図１６は、その方法のフローチャートである（図１６を参照）。その方法は、光送信機のI/Q変調器の出力光パワーを観測するステップ１６０１、出力光パワー及び既知の変調データに基づいて、I/Q変調器のIチャネル変調器、Qチャネル変調器、位相変調器それぞれのバイアス電圧指示量をそれぞれ計算するステップ１６０２、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器それぞれのバイアス電圧指示量に基づいて、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器上の直流バイアス電圧をそれぞれ調整するステップ１６０３を含む。
ステップ１６０２の一実施例において、さらに、I/Q変調器のIチャネル変調データに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号を抽出するステップ１６０２１、出力光パワー及びIチャネル変調データに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号に基づいて、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、位相変調器のバイアス電圧指示量をそれぞれ計算するステップ１６０２２、を含んでもよい。
ステップ１６０２２の一実施例において、以下の公式に基づいてIチャネル変調器、Qチャネル変調器、位相変調器のバイアス電圧指示量をそれぞれ計算することができる。
ΔI=mean(P・sign(DI))
ΔQ=mean(P・sign(DQ))
ΔΦ=-mean(P・sign(DI*DQ))
一実施例において、ステップ１６０３中で、以下の公式に基づいてIチャネル変調器の直流バイアス電圧、Qチャネル変調器の直流バイアス電圧、及び位相変調器の直流バイアス電圧をそれぞれ調整することができる。
VI＝VI−μIΔI
VQ＝VQ−μQΔQ
VΦ＝VΦ−μΦΔΦ
式中、Pは、出力光パワーであり、DIは、I/Q変調器のIチャネル変調データであり、DQは、I/Q変調器のQチャネル変調データであり、DI*DQは、Iチャネル変調データとQチャネル変調データとの積であり、sign(DI)は、Iチャネル変調データに対応する符号であり、sign(DQ)は、Qチャネル変調データに対応する符号であり、sign(DI*DQ)は、Iチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号であり、mean(・)は、一定時間内の平均化を表し、ΔIは、Iチャネル変調器のバイアス電圧指示量であり、ΔQは、Qチャネル変調器のバイアス電圧指示量であり、ΔΦは、位相変調器のバイアス電圧指示量であり、μI、μQ、及びΔΦは、それぞれVI、VQ及びVΦを調整するために用いられる刻み値であり、これらは正の実数である。
ステップ１６０２２の一実施例において、ローパスフィルタリング済みの出力光パワーとIチャネル変調データとに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号に基づいて、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器のバイアス電圧指示量を計算することができる。
ステップ１６０２２のもう１つの実施例において、出力光パワーとローパスフィルタリング済みのIチャネル変調データとに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号に基づいて、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器のバイアス電圧指示量を計算することができる。
ステップ１６０２２のもう１つの実施例において、ローパスフィルタリング済みの出力光パワーとローパスフィルタリング済みのIチャネル変調データとに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号に基づいて、Iチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器のバイアス電圧指示量を計算することができる。
ステップ１６０２２の一実施例において、まず出力光パワーとIチャネル変調データとに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号に対してアナログ‐デジタル変換を行い、さらにIチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器のバイアス電圧指示量を計算することができる。オプションとしてさらに、出力光パワーに対してまずローパスフィルタリングを行い、さらにアナログ‐デジタル変換を行うこともできる。オプションとしてさらに、sign信号に対してまず遅延を行い、及び／又はローパスフィルタリングを行い、その後アナログ‐デジタル変換を行うこともできる。
ステップ１６０２２の一実施例において、出力光パワーに対してアナログ‐デジタル変換を行うだけでなく、Iチャネル変調データに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号に対してそれぞれダウンサンプリングを行い、さらにIチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器のバイアス電圧指示量を計算してもよい。オプションとしてさらに、出力光パワーに対してまずローパスフィルタリングを行い、その後アナログ‐デジタル変換を行うこともできる。オプションとしてさらに、sign信号に対してまず遅延を行い、その後ダウンサンプリングを行うこともできる。
本発明実施例の方法によって送信機の自動バイアス制御を行い、I/Q変調器の現在の出力光パワーを観測することによって、式（８）〜（１０）に基づきバイアス電圧指示量を計算し、最後に公知のフィードバック方法（例えば式（１１）〜（１３））に基づき、３つのバイアス電圧を調整し、送信機のI/Q変調器の自動バイアス制御を実現する。本方法は、パイロット信号を使用する方法と比べて、パイロット信号の発生、検出等の過程を省き、復調後の信号に基づくフィードバック制御の方法と比べて、複雑な信号復調過程を省き、その他の信号統計量を観測する方法と比べて、本発明実施例の方法ではI/Q変調器中の３つのバイアス電圧に対する調整に方向性があり、ジッタリングの必要がない長所を有する。
以上、図面を参照して本発明の好適実施形態を記述した。これらの実施形態の多くの特徴及び長所は、その詳細な明細書に基づき明確であるため、添付の特許請求の範囲は、これらの実施形態の真の精神及び範囲内に入るすべてのこれらの特徴および長所が網羅されることを目的とする。この他、本分野の当業者は多くの修正および変更を容易に想到するため、本発明の実施形態は例示であり、記述された正確な構造及び操作に限定しようとするのではなく、その範囲内に入るすべての適当な修正及び等価物を網羅され得る。
本発明の各部分は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、又はそれらの組み合わせを用いて実現できるものと理解すべきである。上記の実施形態において、複数のステップ又は方法は、メモリ中に保存され、且つ適当なコマンド実行システムによって実行されるソフトウェア又はファームウェアを用いて実現できる。例えば、ハードウェアを用いて実現する場合には、もう１つの実施形態中と同様、本分野における公知の技術、すなわち、データ信号に対して論理機能を実現するための論理ゲート回路を有する離散論理回路、適切な組み合わせ論理ゲート回路を有する専用集積回路、プログラマブルゲートアレイ（PGA）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（FPGA）等の内の何れか１つ又はそれらの組み合わせによって実現できる。
フローチャート中又はその他の形で記述されたいかなる過程若しくは方法、記述、若しくはブロックは、特定の論理機能又は過程におけるステップを実現するための命令実行可能な１つ又はそれ以上のコードを含むモジュール、フラグメント又は部分を表し、本発明の好ましい実施形態の範囲には、その他の実現が含まれ、ここで示され又は検討された順序に従わずに、関連する機能に基づいてほぼ同時の形で、又は逆の順序で、機能を実行することを含み得ると理解されてよく、このことは、本発明に記載の技術分野の当業者に理解されなければならない。
フローチャート中で表され、又はその他の形で記述された論理及び／又はステップは、例えば、論理機能を実現するための命令実行可能なシーケンシングリストであると考えられてよく、具体的には、いかなるコンピュータ読取可能媒体中でも実現することができ、それによってコマンド実行システム、装置、若しくは設備（例えばコンピュータに基づくシステム、プロセッサを含むシステム又はその他コマンド実行システム、装置又は設備からコマンドを取得してコマンドを実行することができるシステム等）に使用され、又はこれらのコマンド実行システム、装置、若しくは設備を結合して使用される。本明細書について言えば、「コンピュータ読取可能媒体」は、プログラムを含み、保存し、通信し、伝播し又は伝送し、コマンド実行システム、装置若しくは設備又はこれらのコマンド実行システム、装置若しくは設備に使用されるいかなる装置であってもよい。コンピュータ読取可能媒体は、例えば電子、磁気、光、電磁、赤外線、若しくは半導体システム、装置、設備又は伝播媒質であってもよいが、それらに限定されない。コンピュータ読取可能媒体のさらに具体的な例（非網羅的リスト）には、１つ以上の配線を有する電気接続部（電子装置）、ポータブル型コンピュータディスク（磁気装置）、ランダムアクセスメモリ（RAM）（電子装置）、読み出し専用メモリ（ROM）（電子装置）、消去可能なプログラマブル読み出し専用メモリ（EPROM又はフラッシュメモリ）（電子装置）、光ファイバ（光デバイス）、及びコンパクト光ディスク読み出し専用メモリ（CDROM）（光学装置）が含まれる。また、コンピュータ読取可能媒体は、その上に前述のプログラムを印刷した紙又はその他適当な媒質でさえあってよい。なぜなら、例えば、紙又はその他の媒質に対して光学スキャンを行い、続いて編集、解釈又は必要ならその他適当な形で処理を行って、電子方式によってプログラムを取得し、その後それをコンピュータメモリ中に保存することができるからである。
上述の文字による説明及び図面において本発明の各種さまざまな特徴を示した。本分野の普通の当業者であれば、適当なコンピュータコードを準備して、上述され且つ図面中に例示された各ステップ及び過程を実現できると理解すべきである。さらに、上述された各種端末、コンピュータ、サーバ、ネットワーク等は、いかなるタイプのものであってもよく、公開内容に基づいてコンピュータコードを準備し、その装置を用いて本発明を実現することができると理解すべきである。
ここでは本発明の特定の実施形態を公開した。本分野の普通の当業者であれば、本発明はその他の環境においてもその他の応用があることを容易に認識するだろう。実際、さらに多くの実施形態及び実現が存在する。添付の特許請求の範囲は、決して本発明の範囲を上記の具体的な実施形態に制限するためのものではない。また、「〜に用いられる装置」についての何れかの引用はすべて、要素及び特許請求の範囲の装置に機能を加えた詳細な解釈を描写するためのものであり、たとえ特許請求の範囲が「装置」の用語を含んでいても、具体的に「〜に用いられる装置」の引用が用いられていない何れかの要素は、何れも装置に機能を加えた素子でないものと理解してほしい。
すでに特定の好ましい実施形態又は複数の実施形態について本発明を示し、記述したが、本分野の当業者は、明細書及び図面を読み、理解する際に、等価の修正例及び変形例を想到できることは明らかである。特に、上記要素（部品、アセンブリ、装置、構成等）によって実行される各種機能について、特段の指摘がある場合を除き、たとえその要素が構造上本発明において例示された例示的実施形態又は複数の実施形態においてその機能を実行する公開の構造と異なる場合であっても、これらの要素を描写するために用いられる専門用語（「装置」の引用を含む）がその要素の具体的機能を実行する任意の要素（すなわち機能等価）に対応することを望む。また、以上ではすでにいくつかの例示的実施形態のうち１つ又はそれ以上のみについて具体的特徴を記述したが、必要に応じて、また任意の設定又は具体的応用に役立つ面から考慮して、このような特徴をその他の実施形態の１つ又はそれ以上のその他の特徴と結合してもよい。

Claims (10)

  1. 光送信機のI/Q変調器の出力光パワーを観測する検出ユニットと、
    前記出力光パワー及び既知の変調データに基づいて前記I/Q変調器のIチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器それぞれのバイアス電圧指示量を計算する計算ユニットと、
    前記Iチャネル変調器、前記Qチャネル変調器、及び前記位相変調器それぞれの前記バイアス電圧指示量に基づいて、前記Iチャネル変調器、前記Qチャネル変調器、及び前記位相変調器上の直流バイアス電圧をそれぞれ調整する調整ユニットと
    を含む、光送信機に用いられる自動バイアス制御装置。
  2. 前記計算ユニットは、
    前記I/Q変調器のIチャネル変調データに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及び前記Iチャネル変調データと前記Qチャネル変調データとの積に対応する符号を抽出する符号取得モジュールと、
    前記出力光パワー及び前記Iチャネル変調データに対応する符号、前記Qチャネル変調データに対応する符号、及び前記Iチャネル変調データと前記Qチャネル変調データとの積に対応する符号に基づいて、前記Iチャネル変調器、前記Qチャネル変調器、及び前記位相変調器の前記バイアス電圧指示量をそれぞれ計算する計算モジュールと
    を含む、請求項１に記載の装置。
  3. 前記計算モジュールは、前記Iチャネル変調器、前記Qチャネル変調器、及び前記位相変調器の前記バイアス電圧指示量を以下の公式に基づきそれぞれ計算し、
    ΔI=mean(P・sign(DI))、
    ΔQ=mean(P・sign(DQ))、
    ΔΦ=-mean(P・sign(DI*DQ))、
    前記調整ユニットは、前記Iチャネル変調器の直流バイアス電圧、前記Qチャネル変調器の直流バイアス電圧、及び前記位相変調器の直流バイアス電圧を以下の公式に基づきそれぞれ調整し、
    VI＝VI−μIΔI、
    VQ＝VQ−μQΔQ、
    VΦ＝VΦ−μΦΔΦ、
    式中、Pは、前記出力光パワーであり、DIは、前記I/Q変調器の前記Iチャネル変調データであり、DQは、前記I/Q変調器の前記Qチャネル変調データであり、DI*DQは、前記Iチャネル変調データと前記Qチャネル変調データとの積であり、sign(・)は、取得符号を表し、sign(DI)は、前記Iチャネル変調データに対応する符号であり、sign(DQ)は、前記Qチャネル変調データに対応する符号であり、sign(DI*DQ)は、前記Iチャネル変調データと前記Qチャネル変調データとの積に対応する符号であり、mean(・)は、平均化を表し、ΔIは、前記Iチャネル変調器の前記バイアス電圧指示量であり、ΔQは、前記Qチャネル変調器の前記バイアス電圧指示量であり、ΔΦは、前記位相変調器の前記バイアス電圧指示量であり、μI、μQ、及びμΦは、それぞれVI、VQ、及びVΦを調整する刻み値であり、これらは正の実数である、請求項２に記載の装置。
  4. 前記計算ユニットはさらに、
    前記出力光パワーに対してローパスフィルタリングを行う第１ローパスフィルタリングモジュール、及び／又は
    前記Iチャネル変調データに対応する符号、前記Qチャネル変調データに対応する符号、及び前記Iチャネル変調データと前記Qチャネル変調データとの積に対応する符号に対してそれぞれローパスフィルタリングを行う第２ローパスフィルタリングモジュール、及び／又は
    前記出力光パワーに対してアナログ‐デジタル変換を行う第１アナログ‐デジタル変換モジュール、及び
    前記Iチャネル変調データに対応する符号、前記Qチャネル変調データに対応する符号及び前記Iチャネル変調データと前記Qチャネル変調データとの積に対応する符号に対してそれぞれアナログ‐デジタル変換を行う第２アナログ‐デジタル変換モジュール、及び／又は
    前記Iチャネル変調データに対応する符号、前記Qチャネル変調データに対応する符号、及び前記Iチャネル変調データと前記Qチャネル変調データとの積に対応する符号の遅延をそれぞれ調節する調節可能な遅延モジュール
    を含む、請求項２に記載の装置。
  5. 前記計算ユニットが前記第１ローパスフィルタリングモジュールを含む場合、前記計算モジュールは、ローパスフィルタリング済みの前記出力光パワーと前記Iチャネル変調データとに対応する符号、前記Qチャネル変調データに対応する符号、及び前記Iチャネル変調データと前記Qチャネル変調データとの積に対応する符号に基づいて、前記Iチャネル変調器、前記Qチャネル変調器、及び前記位相変調器の前記バイアス電圧指示量を計算し、
    前記計算ユニットが前記第２ローパスフィルタリングモジュールを含む場合、前記計算モジュールは、前記出力光パワーとローパスフィルタリング済みの前記Iチャネル変調データとに対応する符号、前記Qチャネル変調データに対応する符号、及び前記Iチャネル変調データと前記Qチャネル変調データとの積に対応する符号に基づいて、前記Iチャネル変調器、前記Qチャネル変調器、及び前記位相変調器の前記バイアス電圧指示量を計算し、
    前記計算ユニットが前記第１ローパスフィルタリングモジュール及び前記第２ローパスフィルタリングモジュールを含む場合、前記計算モジュールは、ローパスフィルタリング済みの前記出力光パワーとローパスフィルタリング済みの前記Iチャネル変調データとに対応する符号、前記Qチャネル変調データに対応する符号、及び前記Iチャネル変調データと前記Qチャネル変調データとの積に対応する符号に基づいて、前記Iチャネル変調器、前記Qチャネル変調器、及び前記位相変調器の前記バイアス電圧指示量を計算する、請求項４に記載の装置。
  6. 前記計算ユニットはさらに、
    前記出力光パワーに対してアナログ‐デジタル変換を行う第１アナログ‐デジタル変換モジュールと、
    前記Iチャネル変調データに対応する符号、前記Qチャネル変調データに対応する符号、及び前記Iチャネル変調データと前記Qチャネル変調データとの積に対応する符号に対してそれぞれダウンサンプリングを行うダウンサンプリングモジュールと
    を含む、請求項２に記載の装置。
  7. 前記計算ユニットはさらに、
    前記出力光パワーに対してローパスフィルタリングを行う第１ローパスフィルタリングモジュール、及び／又は
    前記Iチャネル変調データに対応する符号、前記Qチャネル変調データに対応する符号、及び前記Iチャネル変調データと前記Qチャネル変調データとの積に対応する符号の遅延をそれぞれ調節する調節可能な遅延モジュール
    を含む、請求項６に記載の装置。
  8. I/Q変調器と請求項１〜８のうち何れか一項に記載の前記自動バイアス制御装置とを含む、光送信機。
  9. 光送信機のI/Q変調器の出力光パワーを観測し、
    前記出力光パワー及び既知の変調データに基づいて前記I/Q変調器のIチャネル変調器、Qチャネル変調器、及び位相変調器それぞれのバイアス電圧指示量をそれぞれ計算し、
    前記Iチャネル変調器、前記Qチャネル変調器、及び前記位相変調器それぞれの前記バイアス電圧指示量に基づいて、前記Iチャネル変調器、前記Qチャネル変調器、及び前記位相変調器上の直流バイアス電圧をそれぞれ調整する
    ことを含む、光送信機に用いられる自動バイアス制御方法。
  10. 前記バイアス電圧指示量を計算するステップは、
    前記I/Q変調器のIチャネル変調データに対応する符号、Qチャネル変調データに対応する符号、及びIチャネル変調データとQチャネル変調データとの積に対応する符号を抽出し、
    前記出力光パワーと前記Iチャネル変調データとに対応する符号、前記Qチャネル変調データに対応する符号、及び前記Iチャネル変調データと前記Qチャネル変調データとの積に対応する符号に基づいて、前記Iチャネル変調器、前記Qチャネル変調器、及び前記位相変調器の前記バイアス電圧指示量をそれぞれ計算する
    ことを含む、請求項９に記載の方法。
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