WO2012124106A1 - 差動電流源および差動カレントミラー回路 - Google Patents

差動電流源および差動カレントミラー回路 Download PDF

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    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45648—Indexing scheme relating to differential amplifiers the LC comprising two current sources, which are not cascode current sources

Definitions

  • the present invention relates to a differential current source and a differential current mirror circuit.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit diagram and noise characteristics of a general current source using an N-channel MOS (Nch) transistor, where (A) shows a circuit diagram and (B) shows noise characteristics.
  • Nch N-channel MOS
  • the current source includes a transistor Trs and a transistor Trc connected in cascade (series). Trs and Trc are Nch transistors.
  • the source of Trs is connected to the power supply (here, ground), and the source of Trc is connected to the drain of Trs.
  • a predetermined voltage V1 is applied to the gate of Trs, and a predetermined voltage V2 is applied to the gate of Trc.
  • the drain of Trc is the output terminal of the current source.
  • Such a current source is widely used as a current source of an analog circuit.
  • Nch N channel MOS
  • FIG. 1B it is known that 1 / f noise occurs in the output of a current source formed of a MOS transistor.
  • the broken line indicates 1 / f noise when the size of the MOS transistor is relatively large, and the solid line indicates 1 / f noise when the size of the MOS transistor is relatively small.
  • the 1 / f noise becomes large at a low frequency, so that the SN ratio is deteriorated. Since the 1 / f noise is generally inversely proportional to the 1/2 power of the gate area of the transistor, it is necessary to increase the size of the MOS transistor in order to reduce the 1 / f noise. This increases the chip area and leads to an increase in cost. Therefore, there has been a demand for a current source that reduces 1 / f noise without increasing the size of the MOS transistor.
  • differential circuits are mainly used in recent analog circuits.
  • a differential OTA Orthogonal Transconductance Amplifier
  • a differential current source is used.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a general differential current source.
  • the differential current source has a first path that outputs a current Ip and a second path that outputs a current Im.
  • the first path includes two Nch transistors Tr1 and Tr1c connected in cascade, the source of Tr1 is connected to a power supply (here, ground), and the drain of Tr1c is one output terminal of the differential current source.
  • the second path includes two Nch transistors Tr2 and Tr2c connected in cascade, the source of Tr2 is connected to a power supply (here, ground), and the drain of Tr2c is the other output terminal of the differential current source .
  • the bias circuit 10 generates a first bias voltage to be applied to the gates of Tr1 and Tr2, and a second bias voltage to be applied to the gates of Tr1c and Tr2c.
  • the differential current source of FIG. 2 has a configuration in which two single-phase current sources of FIG. 1 are provided in parallel.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of use of a differential current source, where (A) is a circuit diagram when in use, (B) is a voltage of input signals Inp and Inm, (C) is an output signal Op and Om current is shown.
  • the low-potential side differential current source 100 includes current sources 101 and 102 provided in parallel, and the high-potential side differential current source 200 is provided in parallel.
  • Current sources 201 and 202 are included.
  • a signal input transistor is connected between the current source 101 and the current source 201, a positive voltage signal Inp of the differential input signal is applied to the gate of the signal input transistor, and a differential is applied from a connection node between the signal input transistor and the current source 201.
  • the negative current signal Om of the output signal is obtained.
  • a signal input transistor is connected between the current source 102 and the current source 202, the negative voltage signal Inm of the differential input signal is applied to the gate of the signal input transistor, and a differential is applied from the connection node between the signal input transistor and the current source 202.
  • a positive current signal Op of the output signal is obtained.
  • the differential input signals Inp and Inm are differential voltage signals as shown in FIG.
  • the differential output signals Op and Om are differential current signals as shown in FIG.
  • the differential current source has the same configuration as the single-phase current source, and 1 / f noise caused by the MOS transistor is generated. Therefore, there has been a demand for a differential current source in which 1 / f noise is reduced without increasing the size of the MOS transistor.
  • a differential current source with reduced 1 / f noise is realized by the circuit configuration.
  • two source transistors each having a source connected to a power source, a first terminal and a second terminal respectively connected to the drains of the two source transistors, and each being an output terminal
  • a mixer circuit having a third terminal and a fourth terminal, wherein the mixer circuit connects the first terminal and the third terminal and connects the second terminal and the fourth terminal in accordance with a local signal.
  • a differential current source is provided that changes a connection state between a first connection state and a second connection state in which the first terminal and the fourth terminal are connected and the second terminal and the third terminal are connected.
  • two source transistors each having a source connected to a power source, a first terminal and a second terminal respectively connected to the drains of the two source transistors, each being an output terminal
  • a mixer circuit having a third terminal and a fourth terminal, wherein the mixer circuit connects the first terminal and the third terminal and connects the second terminal and the fourth terminal according to a local signal.
  • a differential current source for changing the connection state between the first connection state and the second connection state in which the first terminal and the fourth terminal are connected and the second terminal and the third terminal are connected, The two terminals are connected to the third terminal and the fourth terminal, respectively, and the other terminal operates as an output terminal of the differential current source, and the gate is shared with the gates of the two cascade transistors.
  • two reference transistors one of the two reference transistors is connected between the reference current source and the third terminal, and the other of the two reference transistors is a reference current source.
  • a differential current mirror circuit connected between the fourth terminals is provided.
  • a differential current source in which 1 / f noise is reduced by a circuit configuration without increasing the size of a MOS transistor is realized.
  • FIG. 1A and 1B are a circuit diagram and a noise characteristic of a general current source using an N channel MOS (Nch) transistor.
  • FIG. 1A is a circuit diagram and FIG. 1B is a noise characteristic.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a general differential current source.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of use of a differential current source, where (A) is a circuit diagram when in use, (B) is a voltage of a differential input signal, and (C) is a differential output signal. Current is shown.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the differential current source according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the differential current source according to the first embodiment.
  • FIG. 6A and 6B are diagrams for explaining the operating principle of the differential current source according to the first embodiment.
  • FIG. 6A is an equivalent circuit
  • FIG. 6B is a frequency characteristic after frequency conversion
  • FIG. The frequency characteristics of are shown respectively.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a differential current source of a comparative example.
  • FIG. 8 is a diagram showing noise simulation results of both circuits when the differential current source of the first embodiment and the circuit of FIG. 7 are configured in the same size.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a usage example of the differential current source according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a differential current source according to the second embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a differential current source according to the third embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the differential current source of the fourth embodiment.
  • FIG. 13A is a circuit diagram of a current source for a differential current mirror circuit according to a fifth embodiment
  • FIG. 13A is a circuit diagram
  • FIG. 13B is a configuration of a general current mirror circuit current source. Indicates.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the differential current source according to the first embodiment.
  • the differential current source of the first embodiment is a low-potential-side differential current source.
  • the differential current source according to the first embodiment includes a first source transistor Tr1, a second source transistor Tr2, a mixer circuit 20, a source that is a mixer (MIXER) circuit 20, a first cascade transistor Tr1c, and a second cascade.
  • the transistor Tr2c and the bias circuit 10 are included.
  • An example of the bias circuit 10 has the same configuration as the bias circuit shown in FIG.
  • the first and second source transistors Tr1 and Tr2 are Nch transistors, and their sources are connected to a low potential power source (ground).
  • the mixer circuit 20 includes a first terminal connected to the drain of Tr1, a second terminal connected to the drain of Tr2, a third terminal connected to the source of Tr1c, and a fourth terminal connected to the source of Tr2c. And a terminal.
  • the mixer circuit 20 includes a first transistor Tr11 connected between the first terminal and the third terminal, a second transistor Tr12 connected between the second terminal and the fourth terminal, and a first terminal and a fourth terminal. And a fourth transistor Tr14 connected between the second terminal and the third terminal. Tr11 to Tr14 are Nch transistors.
  • Tr11 and Tr12 operate in the opposite phase to Tr13 and Tr14. In other words, when Tr11 and Tr12 are in the on (conducting) state, Tr13 and Tr14 are in the off (shut-off) state, and when Tr11 and Tr12 are in the off state, Tr13 and Tr14 are in the on state.
  • the differential local signal has a higher frequency than the frequency range targeted by the circuit using the differential current source of the first embodiment.
  • the first cascade transistor Tr1c is an Nch transistor, the source is connected to the third terminal of the mixer circuit 20, and the drain operates as the output terminal of the differential current source.
  • the second cascade transistor Tr2c is an Nch transistor, the source is connected to the fourth terminal of the mixer circuit 20, and the drain operates as the output terminal of the differential current source.
  • the differential current source according to the first embodiment has a configuration in which a normal cascade-connected current source is provided in parallel and the mixer circuit 20 is inserted between two source transistors and two cascade transistors.
  • Have The mixer circuit 20 is driven with a local signal LO / XLO that is higher than the required signal band.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the differential current source according to the first embodiment.
  • Tr11 and Tr12 are turned on, and Tr13 and Tr14 are turned off. Become. Thereby, a path passing through Tr1, Tr11, and Tr1c is formed, and the current of Tr1 is output as the output current Ip. At the same time, a path passing through Tr2, Tr12, and Tr2c is formed, and the current of Tr2 is output as the output current Im.
  • Tr11 and Tr12 are turned off and Tr13 and Tr14 are turned on. Thereby, a path passing through Tr1, Tr13, and Tr2c is formed, and the current of Tr1 is output as the output current Im. At the same time, a path passing through Tr2, Tr14 and Tr1c is formed, and the current of Tr2 is output as the output current Ip.
  • Tr1 and Tr2 are switched and output according to the polarity of the local signal.
  • This can be represented by an equivalent circuit as shown in FIG.
  • Noise generated from Tr1 and Tr2 is output as Ip and Im through the mixer circuit 20. Therefore, the 1 / f noise in the low frequency region shown in FIG. 6C generated from Tr1 and Tr2 is converted into the frequency of the local signal LO / XLO as shown in FIG. Shifted to the side.
  • the 1 / f noise is reduced in the low frequency region, the SN ratio of the low frequency signal is improved. Since noise is converted into a high frequency outside the signal band, the SN ratio does not deteriorate.
  • Patent Document 1 describes a current mirror circuit in which the influence of a difference in threshold voltage of transistors is reduced by switching the path connection at a predetermined frequency in the reference path and the operation path of the current mirror circuit. Yes.
  • FIG. 7 is a diagram showing a circuit configuration conceivable when the configuration described in Patent Document 1 is applied to a differential current source. Since the two paths of the differential current source are operation paths, it is conceivable to switch the connection using the two paths as double paths. For this reason, the number of elements increases.
  • the differential current source according to the first embodiment focuses on the fact that the two paths are operation paths, but the connection between them can be switched. Switching is realized with a small number of elements.
  • the switch of the mixer circuit -Six transistors are required. That is, six transistors are required for one of the differential current sources.
  • the mixer circuit of the differential current source is composed of four transistors, and one of the differential current sources can be composed of two transistors.
  • the circuit shown in FIG. 7 has a problem that noise generated from the cascade transistor 330 is added to the output current and noise is increased. This is for the following operation.
  • a potential difference related to noise generated in the Tr 330b also occurs between b and d.
  • I_noise_a and I_noise_b are current values of different current paths, differential noise currents resulting from Tr 330a and Tr 330b are output to Ip and Im. In other words, when the two paths of the differential current source are respectively double paths, the noise frequency conversion by switching the connection is performed by the independent double paths.
  • Tr2c a potential due to the noise of Tr2c is generated at the connection node between Tr1, Tr11, and Tr13, and the connection between Tr2, Tr12, and Tr14 is generated.
  • a potential due to the noise of Tr1c is generated at the node.
  • the same amount of noise current caused by the potential difference between the two nodes is output to both Ip and Im, a low-frequency differential current caused by the noise of Tr1c and Tr2c is not generated.
  • FIG. 8 is a diagram showing noise simulation results of both circuits when the differential current source of the first embodiment and the circuit of FIG. 7 are configured in the same size, and P is the differential current of the first embodiment.
  • the source case is shown when Q is the circuit of FIG.
  • R indicates the noise subjected to frequency conversion that appears in the switching frequency in the differential current source according to the first embodiment.
  • FIG. 8 shows that 1 / f noise is reduced in the low frequency region.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a usage example of the differential current source according to the first embodiment.
  • the portion denoted by reference numeral 100 is the differential current source of the first embodiment that functions as a low-potential side differential current source, and 200 is the high-potential side differential current source.
  • the signal input transistors Trip and Trim Is connected.
  • One Inp of the differential input signal is applied to the gate of Trip, and the other Inm of the differential input signal is applied to the gate of Trim.
  • the output Om is output from a connection node between one current source 201 of the high potential side differential current source and Trip, and the output Op is output from a connection node between the other current source 202 of the high potential side differential current source and Trim. Is done.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of the differential current source of the second embodiment.
  • the transistors of the mixer circuit 20 of the first embodiment are Pch transistors Tr21-Tr24, and the differential local signals LO and XLO are applied to the Tr21-Tr24 via the high-pass filter 30.
  • the high-pass filter 30 is connected to two resistors connected between the gates of Tr21 and Tr22 and the ground and between the gates of Tr23 and Tr24 and the ground, and to a connection node between the gate and the resistor of Tr21-Tr24, respectively. Two capacities.
  • the differential local signals LO and XLO are supplied through two capacitors, respectively.
  • 1 / f noise is mainly generated in Tr1 and Tr2, but is also generated to some extent in the four Nch transistors Tr11-Tr14 of the mixer circuit 20 and increases noise.
  • 1 / f noise generated in an Nch transistor is larger than 1 / f noise generated in a Pch transistor. Therefore, in the second embodiment, the generation of noise is suppressed by using the transistors of the mixer circuit 20 as Pch transistors Tr21 to Tr24.
  • the noise of the differential current source of the second embodiment is further reduced compared to the differential current source of the first embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the differential current source of the third embodiment.
  • the configuration in which the capacitor C of the third embodiment is provided is also effective in the first embodiment.
  • differential current source of the first to third embodiments is a low-potential side differential current source
  • the configuration can be similarly applied to a high-potential side differential current source.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the differential current source of the fourth embodiment.
  • the differential current source of the fourth embodiment is a high potential side differential current source.
  • the differential current source of the fourth embodiment is different from the differential current source of the first embodiment of FIG. 4 in that the transistors Tr1, Tr2, Tr11-Tr14, Tr1c, and Tr2c are changed from Nch transistors to Pch transistors. .
  • the bias circuit 10 'generates a voltage suitable for the Pch transistor.
  • FIG. 13A is a circuit diagram of the differential current mirror circuit of the fifth embodiment
  • FIG. 13B is a diagram showing a configuration of a general folded cascade type current mirror circuit.
  • the current mirror circuit on the low potential side includes a common transistor Trx, a reference pass transistor Trr, and an operation pass transistor Trc.
  • the common transistor Trx is an Nch transistor, and its source is connected to the ground.
  • the reference pass transistor Trr is an Nch transistor, the source is connected to the drain of the Trx, and the drain is connected to the reference current path.
  • the reference current path is connected to a reference current source.
  • the operation pass transistor Trc is an Nch transistor, the source is connected to the drain of the Trx, the drain is connected to the operation path, and a current is output.
  • the differential current mirror circuit of the fifth embodiment is different from the second embodiment in that reference pass transistors Tr1r and Tr2r are provided in parallel with the cathode transistors Tr1c and Tr2c in the differential current source of the second embodiment.
  • a voltage applied to the gates of the cathode transistors Tr1c and Tr2c generated in the bias circuit 10 is commonly applied to the gates of the reference pass transistors Tr1r and Tr2r.
  • the reference pass transistor Tr1r is connected between the first reference path and a connection node between Tr1c and the third terminals (Tr21 and Tr24).
  • the reference path transistor Tr2r is connected between the second reference path and a connection node between Tr2c and the fourth terminal (Tr22 and Tr23).
  • the first reference current Iref_p flows through the first reference path
  • the second reference current Iref_m flows through the second reference path.
  • the first reference path to which Tr1r is connected and the path to which the drain of Tr1c is connected form a current mirror circuit
  • Iref_p and Ip have a relationship of current mirror signals.
  • the second reference path to which Tr2r is connected and the path to which the drain of Tr2c is connected form a current mirror circuit
  • Iref_m and Im have a relationship between current mirror signals.
  • a current mirror circuit with low 1 / f noise can be configured.

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Abstract

　差動電流源は、ソースがそれぞれ電源に接続された２個のソーストランジスタと、２個のソーストランジスタのドレインにそれぞれ接続された第１端子および第２端子と、それぞれが出力端子である第３端子および第４端子と、を有するミキサ回路と、を備え、ミキサ回路は、ローカル信号に応じて、第１端子と第３端子を接続すると共に第２端子と第４端子を接続した第１接続状態と、第１端子と第４端子を接続すると共に第２端子と第３端子を接続した第２接続状態と、の間で接続状態を変化させ、１／ｆノイズを低減する。

Description

差動電流源および差動カレントミラー回路
　本発明は、差動電流源および差動カレントミラー回路に関する。
　アナログ回路では、電流源が広く使用される。
　図１は、ＮチャネルＭＯＳ（Ｎｃｈ）トランジスタを使用した一般的な電流源の回路図およびノイズ特性を示す図であり、（Ａ）が回路図を、（Ｂ）がノイズ特性を示す。
　図１の（Ａ）に電流源の一例を示す。電流源は、カスケード（直列）接続されたトランジスタＴｒｓおよびトランジスタＴｒｃを有する。ＴｒｓおよびＴｒｃは、Ｎｃｈトランジスタである。Ｔｒｓは、ソースが電源（ここではグランド）に接続され、Ｔｒｃは、ソースがＴｒｓのドレインに接続される。Ｔｒｓのゲートには所定の電圧Ｖ１が印加され、Ｔｒｃのゲートには所定の電圧Ｖ２が印加される。Ｔｒｃのドレインが電流源の出力端子である。このような電流源は、アナログ回路の電流源として広く使用されている。
　なお、Ｎｃｈトランジスタの代わりに、Ｐｃｈトランジスタが使用された電流源もある。以下、ＮチャネルＭＯＳ（Ｎｃｈ）を使用した電流源を例として説明を行う。
　図１の（Ｂ）に示すように、ＭＯＳトランジスタで形成される電流源は、出力に１／ｆノイズが発生することが知られている。図１の（Ｂ）において、破線はＭＯＳトランジスタのサイズが相対的に大きな場合の１／ｆノイズを、実線はＭＯＳトランジスタのサイズが相対的に小さな場合の１／ｆノイズを、それぞれ示す。
　このような電流源を使用する回路で必要な信号が低周波成分の場合、この１／ｆノイズは低周波で大きくなるため、ＳＮ比を劣化させる。１／ｆノイズは、一般的にトランジスタのゲート面積の１／２乗に反比例するため、１／ｆノイズを小さくするためには、ＭＯＳトランジスタのサイズを大きくする必要があった。これは、チップ面積を増大させ、コストアップにつながる。そのため、ＭＯＳトランジスタのサイズを大きくせずに１／ｆノイズを低減した電流源が要望されていた。
　一方、近年のアナログ回路では差動回路が主流であり、例えば差動型のＯＴＡ(Operational Transconductance Amplifier)を使用した回路では、差動電流源が使用される。
　図２は、一般的な差動電流源の回路図である。この差動電流源は、図２に示すように、電流Ｉｐを出力する第１のパスと、電流Ｉｍを出力する第２のパスと、を有する。第１のパスは、カスケード接続した２個のＮｃｈトランジスタＴｒ１およびＴｒ１ｃを有し、Ｔｒ１のソースが電源（ここではグランド）に接続され、Ｔｒ１ｃのドレインが差動電流源の一方の出力端子である。第２のパスは、カスケード接続した２個のＮｃｈトランジスタＴｒ２およびＴｒ２ｃを有し、Ｔｒ２のソースが電源（ここではグランド）に接続され、Ｔｒ２ｃのドレインが差動電流源の他方の出力端子である。バイアス回路１０は、Ｔｒ１およびＴｒ２のゲートに印加する第１バイアス電圧と、Ｔｒ１ｃおよびＴｒ２ｃのゲートに印加する第２バイアス電圧と、を発生する。言い換えれば、図２の差動電流源は、図１の単相の電流源を２つ並列に設けた構成を有する。
　図３は、差動電流源の使用例を示す図であり、（Ａ）が使用時の回路図であり、（Ｂ）が入力信号ＩｎｐおよびＩｎｍの電圧を、（Ｃ）が出力信号ＯｐおよびＯｍの電流を、示す。図３の（Ａ）に示すように、低電位側差動電流源１００は、並列に設けられた電流源１０１および１０２を有し、高電位側差動電流源２００は、並列に設けられた電流源２０１および２０２を有する。電流源１０１と電流源２０１の間に信号入力トランジスタが接続され、信号入力トランジスタのゲートに差動入力信号の正側電圧信号Ｉｎｐが印加され、信号入力トランジスタと電流源２０１の接続ノードから差動出力信号の負側電流信号Ｏｍが得られる。電流源１０２と電流源２０２の間に信号入力トランジスタが接続され、信号入力トランジスタのゲートに差動入力信号の負側電圧信号Ｉｎｍが印加され、信号入力トランジスタと電流源２０２の接続ノードから差動出力信号の正側電流信号Ｏｐが得られる。
　差動入力信号ＩｎｐおよびＩｎｍは、図３の（Ｂ）に示すように、差動電圧信号である。差動出力信号ＯｐおよびＯｍは、図３の（Ｃ）に示すように、差動電流信号である。
特開平７－２２１５６６号公報 特開２００９－２８４４２９号公報
　図２に示すように、差動電流源は、単相電流源と同様の構成を有しており、ＭＯＳトランジスタに起因する１／ｆノイズが発生する。そのため、ＭＯＳトランジスタのサイズを大きくせずに１／ｆノイズを低減した差動電流源が要望されていた。
　実施形態によれば、回路構成により１／ｆノイズを低減した差動電流源が実現される。
　発明の一観点によれば、ソースがそれぞれ電源に接続された２個のソーストランジスタと、２個のソーストランジスタのドレインにそれぞれ接続された第１端子および第２端子と、それぞれが出力端子である第３端子および第４端子と、を有するミキサ回路と、を有し、ミキサ回路は、ローカル信号に応じて、第１端子と第３端子を接続すると共に第２端子と第４端子を接続した第１接続状態と、第１端子と第４端子を接続すると共に第２端子と第３端子を接続した第２接続状態と、の間で接続状態を変化させる差動電流源が提供される。
　発明の別の観点によれば、ソースがそれぞれ電源に接続された２個のソーストランジスタと、２個のソーストランジスタのドレインにそれぞれ接続された第１端子および第２端子と、それぞれが出力端子である第３端子および第４端子と、を有するミキサ回路と、を有し、ミキサ回路は、ローカル信号に応じて、第１端子と第３端子を接続すると共に第２端子と第４端子を接続した第１接続状態と、第１端子と第４端子を接続すると共に第２端子と第３端子を接続した第２接続状態と、の間で接続状態を変化させる差動電流源と、一方の端子が第３端子および第４端子にそれぞれ接続され、他方の端子がそれぞれ差動電流源の出力端子として動作する２個のカスケードトランジスタと、ゲートが２個のカスケードトランジスタのゲートと共通に接続された２個の参照トランジスタと、を有し、２個の参照トランジスタの一方は、参照電流源と第３端子の間に接続され、２個の参照トランジスタの他方は、参照電流源と第４端子の間に接続された差動カレントミラー回路が提供される。
　発明の観点によれば、ＭＯＳトランジスタのサイズを大きくせずに、回路構成により１／ｆノイズを低減した差動電流源が実現される。
図１は、ＮチャネルＭＯＳ（Ｎｃｈ）トランジスタを使用した一般的な電流源の回路図およびノイズ特性を示す図であり、（Ａ）が回路図を、（Ｂ）がノイズ特性を示す。 図２は、一般的な差動電流源の回路図である。 図３は、差動電流源の使用例を示す図であり、（Ａ）が使用時の回路図であり、（Ｂ）が差動入力信号の電圧を、（Ｃ）が差動出力信号の電流を、示す。 図４は、第１実施形態の差動電流源の回路図である。 図５は、第１実施形態の差動電流源の動作を説明する図である。 図６は、第１実施形態の差動電流源の動作原理を説明する図であり、（Ａ）は等価回路を、（Ｂ）は周波数変換後の周波数特性を、（Ｃ）は周波数変換前の周波数特性を、それぞれ示す。 図７は、比較例の差動電流源の回路図である。 図８は、第１実施形態の差動電流源と図７の回路を同サイズで構成した場合の、両回路のノイズ・シミュレーション結果を示す図である。 図９は、第１実施形態の差動電流源の使用例を示す図である。 図１０は、第２実施形態の差動電流源の回路図である。 図１１は、第３実施形態の差動電流源の回路図である。 図１２は、第４実施形態の差動電流源の回路図である。 図１３の（Ａ）は、第５実施形態の差動カレントミラー回路用電流源の回路図であり、（Ａ）は回路図を、（Ｂ）は一般的なカレントミラー回路用電流源の構成を示す。
　図４は、第１実施形態の差動電流源の回路図である。第１実施形態の差動電流源は、低電位側の差動電流源である。
　第１実施形態の差動電流源は、第１ソーストランジスタＴｒ１と、第２ソーストランジスタＴｒ２と、ミキサ回路２０と、ソースがミキサ（ＭＩＸＥＲ）回路２０と、第１カスケードトランジスタＴｒ１ｃと、第２カスケードトランジスタＴｒ２ｃと、バイアス回路１０と、を有する。バイアス回路１０の一例は、図２に示したバイアス回路と同じ構成を有する。
　第１および第２ソーストランジスタＴｒ１、Ｔｒ２は、Ｎｃｈトランジスタで、ソースが低電位側電源（グランド）に接続されている。
　ミキサ回路２０は、Ｔｒ１のドレインに接続される第１端子と、Ｔｒ２のドレインに接続される第２端子と、Ｔｒ１ｃのソースに接続される第３端子と、Ｔｒ２ｃのソースに接続される第４端子と、を有する。ミキサ回路２０は、第１端子と第３端子の間に接続された第１トランジスタＴｒ１１と、第２端子と第４端子の間に接続された第２トランジスタＴｒ１２と、第１端子と第４端子の間に接続された第３トランジスタＴｒ１３と、第２端子と第３端子の間に接続された第４トランジスタＴｒ１４と、を有する。Ｔｒ１１からＴｒ１４は、Ｎｃｈトランジスタである。
　第１トランジスタＴｒ１１および第２トランジスタＴｒ１２のゲートには、差動ローカル信号の一方の信号ＬＯが印加される。第３トランジスタＴｒ１３および第４トランジスタＴｒ１４のゲートには、差動ローカル信号の他方の信号ＸＬＯが印加される。これにより、Ｔｒ１１およびＴｒ１２は、Ｔｒ１３およびＴｒ１４と逆相で動作する。言い換えれば、Ｔｒ１１およびＴｒ１２がオン（導通）状態の時には、Ｔｒ１３およびＴｒ１４はオフ（遮断）状態であり、Ｔｒ１１およびＴｒ１２がオフ状態の時には、Ｔｒ１３およびＴｒ１４はオン状態である。
　差動ローカル信号は、第１実施形態の差動電流源を使用する回路が対象とする周波数範囲より、高い周波数であることが望ましい。
　第１カスケードトランジスタＴｒ１ｃは、Ｎｃｈトランジスタであり、ソースがミキサ回路２０の第３端子に接続され、ドレインが差動電流源の出力端子として動作する。第２カスケードトランジスタＴｒ２ｃは、Ｎｃｈトランジスタであり、ソースがミキサ回路２０の第４端子に接続され、ドレインが差動電流源の出力端子として動作する。
　このように、第１実施形態の差動電流源は、通常のカスケード接続された電流源を並列に設け、２個のソーストランジスタと２個のカスケードトランジスタの間に、ミキサ回路２０を挿入した構成を有する。ミキサ回路２０は、必要な信号帯域より高いローカル信号ＬＯ／ＸＬＯで駆動される。
　図５は、第１実施形態の差動電流源の動作を説明する図である。
　ローカル信号の一方の信号ＬＯが“Ｈ”で、他方の信号ＸＬＯが“Ｌ”の場合、図５の（Ａ）に示すように、Ｔｒ１１およびＴｒ１２がオン状態に、Ｔｒ１３およびＴｒ１４がオフ状態になる。これにより、Ｔｒ１、Ｔｒ１１およびＴｒ１ｃを通るパスが形成され、Ｔｒ１の電流は出力電流Ｉｐとして出力される。同時に、Ｔｒ２、Ｔｒ１２およびＴｒ２ｃを通るパスが形成され、Ｔｒ２の電流は出力電流Ｉｍとして出力される。
　次に、ＬＯが“Ｌ”で、他方の信号ＸＬＯが“Ｈ”の場合、図５の（Ｂ）に示すように、Ｔｒ１１およびＴｒ１２がオフ状態に、Ｔｒ１３およびＴｒ１４がオン状態になる。これにより、Ｔｒ１、Ｔｒ１３およびＴｒ２ｃを通るパスが形成され、Ｔｒ１の電流は出力電流Ｉｍとして出力される。同時に、Ｔｒ２、Ｔｒ１４およびＴｒ１ｃを通るパスが形成され、Ｔｒ２の電流は出力電流Ｉｐとして出力される。
　このように、ローカル信号の極性によって、Ｔｒ１とＴｒ２の電流が入れ替わって出力される。これを等価回路で表わすと図６の（Ａ）に示すようになる。Ｔｒ１およびＴｒ２から発生するノイズは、ミキサ回路２０を通してＩｐ、Ｉｍとして出力されることになる。したがって、Ｔｒ１およびＴｒ２から発生した図６の（Ｃ）に示した低周波領域の１／ｆノイズは、図６の（Ｂ）に示すように、ローカル信号ＬＯ／ＸＬＯの周波数に変換され、高周波側にシフトされる。これにより、低周波領域では１／ｆノイズが削減されるため低周波信号のＳＮ比が向上する。ノイズは信号帯域外の高周波に変換されるためＳＮ比の劣化を引き起こさない。
　特許文献１は、カレントミラー回路の参照パスと動作パスの２つのパスにおいて、パスの接続を所定の周波数で切り換えることにより、トランジスタの閾値電圧の差による影響を低減したカレントミラー回路を記載している。
　図７は、特許文献１に記載された構成を差動電流源に適用した場合に考えられる回路構成を示す図である。差動電流源の２つのパスは動作パスであるため、２つのパスをそれぞれ２重パスとして、接続を切り換えることが考えられる。そのため、素子数の増加を招くことになる。
　これに対して、第１実施形態の差動電流源は、２つのパスは動作パスであるが、その接続を切り換えることが可能であることに着目したものであり、差動電流源における接続の切り換えを、少ない素子数で実現するものである。
　例えば、図７に示すように、特許文献１に記載された構成を適用して、差動電流源の２つのパスをそれぞれ２重パスとして、接続を切り換えるミキサ回路を設ける場合、ミキサ回路のスイッチ・トランジスタは６個必要である。すなわち、差動電流源の一方について６個のトランジスタが必要になる。これに対して、第１実施形態では、差動電流源のミキサ回路は４個のトランジスタで構成され、差動電流源の一方については２個のトランジスタで構成できる。
　また、図７に示す回路では、カスケードトランジスタ３３０から発生するノイズが出力電流に加算されてノイズが増加するという問題がある。これは、次のような動作のためである。
　・Ｔｒ３３０ａに発生するノイズにより、ａとｃの電位がずれる。
　・この電位差に起因する電流Ｉ＿ｎｏｉｓｅ＿ａが、スイッチング周期ごとに発生する。
　・ｂとｄの間にも、Ｔｒ３３０ｂに発生するノイズに関係した電位差が発生する。
　・この電位差に起因する電流Ｉ＿ｎｏｉｓｅ＿ｂが、スイッチング周期ごとに発生する。
　・Ｉ＿ｎｏｉｓｅ＿ａとＩ＿ｎｏｉｓｅ＿ｂは、異なった電流パスの電流値であるため、ＩｐとＩｍにはＴｒ３３０ａおよびＴｒ３３０ｂに起因した差動ノイズ電流が出力される。言い換えれば、差動電流源の２つのパスをそれぞれ２重パスとした場合、接続の切り換えによるノイズの周波数変換は、それぞれの独立した２重パスで行うためである。
　これに対して、第１実施形態の差動電流源では、Ｔｒ１と、Ｔｒ１１およびＴｒ１３と、の接続ノードにはＴｒ２ｃのノイズに起因する電位が発生し、Ｔｒ２と、Ｔｒ１２およびＴｒ１４と、の接続ノードにはＴｒ１ｃのノイズに起因する電位が発生する。しかし、ＩｐおよびＩｍには両方とも、上記の２つのノードの電位差に起因する同量のノイズ電流が出力されるため、Ｔｒ１ｃおよびＴｒ２ｃのノイズに起因した低周波の差動電流は発生しない。
　図８は、第１実施形態の差動電流源と図７の回路を同サイズで構成した場合の、両回路のノイズ・シミュレーション結果を示す図であり、Ｐが第１実施形態の差動電流源の場合を、Ｑが図７の回路の場合を示す。図８で、Ｒは、第１実施形態の差動電流源でスイッチング周波数に現れる周波数変換されたノイズを示す。図８から、低周波数領域において、１／ｆノイズが低減されることが分かる。
　図９は、第１実施形態の差動電流源の使用例を示す図である。参照番号１００で示す部分が、低電位側差動電流源として働く第１実施形態の差動電流源であり、２００が高電位側差動電流源であり、その間に、信号入力トランジスタＴｒｉｐおよびＴｒｉｍが接続される。Ｔｒｉｐのゲートには差動入力信号の一方Ｉｎｐが印加され、Ｔｒｉｍのゲートには差動入力信号の他方Ｉｎｍが印加される。出力Ｏｍは、高電位側差動電流源の一方の電流源２０１とＴｒｉｐの接続ノードから出力され、出力Ｏｐは、高電位側差動電流源の他方の電流源２０２とＴｒｉｍの接続ノードから出力される。
　図１０は、第２実施形態の差動電流源の回路図である。
　第２実施形態の差動電流源では、第１実施形態のミキサ回路２０のトランジスタを、ＰｃｈトランジスタＴｒ２１－Ｔｒ２４とし、差動ローカル信号ＬＯおよびＸＬＯを、ハイパスフィルタ３０を介してＴｒ２１－Ｔｒ２４に印加することが、第１実施形態と異なる。ハイパスフィルタ３０は、Ｔｒ２１およびＴｒ２２のゲートとグランドの間およびＴｒ２３およびＴｒ２４のゲートとグランドの間にそれぞれ接続された２個の抵抗と、Ｔｒ２１－Ｔｒ２４のゲートと抵抗の接続ノードにそれぞれ接続された２個の容量と、を有する。差動ローカル信号ＬＯおよびＸＬＯは、２個の容量の容量を介してそれぞれ供給される。
　第１実施形態の差動電流源において、１／ｆノイズは、Ｔｒ１およびＴｒ２で主として発生するが、ミキサ回路２０の４個のＮｃｈトランジスタＴｒ１１－Ｔｒ１４でもある程度発生し、ノイズを増加させる。一般に、Ｎｃｈトランジスタで発生する１／ｆノイズの方が、Ｐｃｈトランジスタで発生する１／ｆノイズより大きいことが知られている。そこで、第２実施形態では、ミキサ回路２０のトランジスタを、ＰｃｈトランジスタＴｒ２１－Ｔｒ２４として、ノイズの発生を抑制している。
　そのため、第２実施形態の差動電流源は、第１実施形態の差動電流源に比べて、ノイズが一層低減される。
　図１１は、第３実施形態の差動電流源の回路図である。
　第３実施形態の差動電流源では、第２実施形態において、ミキサ回路２０の第３端子と第４端子間、すなわち、Ｔｒ２１およびＴｒ２４とＴｒ１ｃの接続ノードと、Ｔｒ２２およびＴｒ２３とＴｒ２ｃの接続ノードと、の間に、容量Ｃを接続することが異なる。容量Ｃを設けることにより、ミキサ回路からのスイッチングノイズ（ローカルリーク）を削減することができる。
　なお、第３実施形態の容量Ｃを設ける構成は、第１実施形態でも同様に有効である。
　第１から第３実施形態の差動電流源は、低電位側差動電流源であったが、その構成は、高電位側差動電流源にも同様に適用可能である。
　図１２は、第４実施形態の差動電流源の回路図である。第４実施形態の差動電流源は、高電位側差動電流源である。第４実施形態の差動電流源は、図４の第１実施形態の差動電流源において、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ１１－Ｔｒ１４、Ｔｒ１ｃおよびＴｒ２ｃを、ＮｃｈトランジスタからＰｃｈトランジスタに変更したことが異なる。バイアス回路１０’は、Ｐｃｈトランジスタに適合した電圧を発生する。
　図１３の（Ａ）は、第５実施形態の差動カレントミラー回路の回路図であり、図１３の（Ｂ）は、一般的な折り返しカスケード型カレントミラー回路の構成を示す図である。
　図１３の（Ｂ）に示すように、低電位側のカレントミラー回路は、共通トランジスタＴｒｘと、参照パストランジスタＴｒｒと、動作パストランジスタＴｒｃと、を有する。共通トランジスタＴｒｘは、Ｎｃｈトランジスタで、ソースがグランドに接続される。参照パストランジスタＴｒｒは、Ｎｃｈトランジスタで、ソースがＴｒｘのドレインに接続され、ドレインが参照電流パスに接続される。参照電流パスは、参照電流源に接続される。動作パストランジスタＴｒｃは、Ｎｃｈトランジスタで、ソースがＴｒｘのドレインに接続され、ドレインが動作パスに接続され、電流が出力される。
　第５実施形態の差動カレントミラー回路は、第２実施形態の差動電流源において、カソードトランジスタＴｒ１ｃおよびＴｒ２ｃと並列に参照パストランジスタＴｒ１ｒおよびＴｒ２ｒを設けたことが第２実施形態と異なる。参照パストランジスタＴｒ１ｒおよびＴｒ２ｒのゲートには、バイアス回路１０で発生されたカソードトランジスタＴｒ１ｃおよびＴｒ２ｃのゲートに印加される電圧が共通に印加される。参照パストランジスタＴｒ１ｒは、第１の参照パスと、Ｔｒ１ｃと第３端子（Ｔｒ２１およびＴｒ２４）の接続ノードと、の間に接続される。参照パストランジスタＴｒ２ｒは、第２の参照パスと、Ｔｒ２ｃと第４端子（Ｔｒ２２およびＴｒ２３）の接続ノードと、の間に接続される。第１の参照パスには、第１の参照電流Ｉｒｅｆ＿ｐが流れ、第２の参照パスには、第２の参照電流Ｉｒｅｆ＿ｍが流れる。Ｔｒ１ｒが接続される第１の参照パスとＴｒ１ｃのドレインが接続されるパスがカレントミラー回路を形成し、Ｉｒｅｆ＿ｐとＩｐがカレントミラー信号の関係になる。Ｔｒ２ｒが接続される第２の参照パスとＴｒ２ｃのドレインが接続されるパスがカレントミラー回路を形成し、Ｉｒｅｆ＿ｍとＩｍがカレントミラー信号の関係になる。
　図１３の（Ａ）の第５実施形態の差動カレントミラー回路を使用することにより、１／ｆノイズが小さいカレントミラー回路を構成できる。
　以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものであり、特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではなく、明細書のそのような例の構成は発明の利点および欠点を示すものではない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。
　１０　　バイアス回路
　２０　　ミキサ回路
　Ｔｒ１，Ｔｒ２　　ソーストランジスタ
　Ｔｒ１ｃ，Ｔｒ２ｃ　　カソードトランジスタ
　Ｔｒ１１－Ｔｒ１４　　ミキサ回路トランジスタ

Claims (10)

  1. 　ソースがそれぞれ電源に接続された２個のソーストランジスタと、
    　前記２個のソーストランジスタのドレインにそれぞれ接続された第１端子および第２端子と、それぞれが出力端子である第３端子および第４端子と、を有するミキサ回路と、を備え、
    　前記ミキサ回路は、ローカル信号に応じて、前記第１端子と前記第３端子を接続すると共に前記第２端子と前記第４端子を接続した第１接続状態と、前記第１端子と前記第４端子を接続すると共に前記第２端子と前記第３端子を接続した第２接続状態と、の間で接続状態を変化させることを特徴とする差動電流源。
  2. 　一方の端子が前記第３端子および前記第４端子にそれぞれ接続され、他方の端子がそれぞれ当該差動電流源の出力端子として動作する２個のカスケードトランジスタを備える請求項１記載の差動電流源。
  3. 　前記ミキサ回路は、
    　前記第１端子と前記第３端子の間に接続された第１トランジスタと、
    　前記第２端子と前記第４端子の間に接続された第２トランジスタと、
    　前記第１端子と前記第４端子の間に接続された第３トランジスタと、
    　前記第２端子と前記第３端子の間に接続された第４トランジスタと、を備え、
    　前記ローカル信号は、差動ローカル信号であり、
    　前記差動ローカル信号の一方が、前記第１トランジスタおよび前記第２トランジスタのゲートに印加され、
    　前記差動ローカル信号の他方が、前記第３トランジスタおよび前記第４トランジスタのゲートに印加される請求項１または２記載の差動電流源。
  4. 　前記差動ローカル信号は、抵抗と容量を含むハイパスフィルタを介して、前記第１から第４トランジスタのゲートに印加される請求項３記載の差動電流源。
  5. 　前記ミキサ回路の前記第１から第４トランジスタは、前記２個のソーストランジスタと同じ極性のトランジスタである請求項１から４のいずれか１項記載の差動電流源。
  6. 　前記ミキサ回路の前記第１から第４トランジスタは、前記２個のソーストランジスタと異なる極性のトランジスタである請求項１から４のいずれか１項記載の差動電流源。
  7. 　前記第３端子と前記第４端子の間に接続された容量を備える請求項１から６のいずれか１項記載の差動電流源。
  8. 　前記２個のソーストランジスタおよび前記ミキサ回路の前記第１から第４トランジスタは、Ｎチャネルトランジスタである請求項５記載の差動電流源。
  9. 　前記２個のソーストランジスタは、Ｎチャネルトランジスタであり、前記ミキサ回路の前記第１から第４トランジスタはＰチャネルトランジスタである請求項６記載の差動電流源。
  10. 　ソースがそれぞれ電源に接続された２個のソーストランジスタと、前記２個のソーストランジスタのドレインにそれぞれ接続された第１端子および第２端子と、それぞれが出力端子である第３端子および第４端子と、を有するミキサ回路と、を備え、前記ミキサ回路は、ローカル信号に応じて、前記第１端子と前記第３端子を接続すると共に前記第２端子と前記第４端子を接続した第１接続状態と、前記第１端子と前記第４端子を接続すると共に前記第２端子と前記第３端子を接続した第２接続状態と、の間で接続状態を変化させる差動電流源と、
    　一方の端子が前記第３端子および前記第４端子にそれぞれ接続され、他方の端子がそれぞれ前記差動電流源の出力端子として動作する２個のカスケードトランジスタと、
    　ゲートが前記２個のカスケードトランジスタのゲートと共通に接続された２個の参照トランジスタと、を備え、
    　前記２個の参照トランジスタの一方は、参照電源と前記第３端子の間に接続され、
    　前記２個の参照トランジスタの他方は、前記参照電源と前記第４端子の間に接続された差動カレントミラー回路。
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