JP4928290B2 - 差動信号比較器 - Google Patents
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Description
本発明は、差動信号を扱う差動信号比較器に関するものである。
近年、信号の高速化に伴い、高速の差動インターフェース回路が使われている。ＲＳＤＳ（Ｒｅｄｕｃｅｄ Ｓｗｉｎｇ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｉａｌ Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）或いはＬＶＤＳ（Ｌｏｗ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｉａｌ Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）はその代表例である。
これらの回路は入力信号が差動信号であるため、これらのレシーバ回路には差動入力をもった電圧比較器回路が使われている。その入力差動電圧は、差動信号成分で±５０ｍＶ、同相信号成分としては、所謂Ｒａｉｌ−ｔｏ−Ｒａｉｌ（電源〜ＧＮＤ）が求められる。
このような差動信号を扱う差動信号比較器は、差動増幅器を応用したものである。この差動増幅回路としては、例えば、特開２００６−１４８３６４号公報に開示された回路がある（特許文献１）。図５は同公報の差動増幅回路を示す。図中ＤＦ６１、ＤＦ６２は入力差動対、ＣＭ６１〜ＣＭ６４はカレントミラー、Ｉ６１、Ｉ６２は定電流である。
特開２００６−１４８３６４号公報
図５のような回路構成によると、入力信号がＲａｉｌ−ｔｏ−Ｒａｉｌ近傍、例えば、ＧＮＤ近傍にあると、入力差動対ＤＦ６１のみが動作する。そのため、入力電圧が、
（１）Ｉｎ＋＞Ｉｎ−
（２）Ｉｎ＋＜Ｉｎ−
の各場合で、同じ定電流Ｉ６１で（１）の場合は１：１の比をもつカレントミラーＣＭ６１を駆動する。（２）の場合は１：ｋの比を持つカレントミラーＣＭ６２を駆動することになる。そのため、（１）と（２）の場合で負荷の違い、即ち、定電流が駆動する負荷であるカレントミラーＣＭ６１のゲート部のノード寄生容量とカレントミラーＣＭ６２のゲート部のノード寄生容量の違いがある。その負荷の違いから、カレントミラーの応答性が非対称となり、入力信号のデューティー比と異なる電圧比較出力を発生するという課題があった。
（１）Ｉｎ＋＞Ｉｎ−
（２）Ｉｎ＋＜Ｉｎ−
の各場合で、同じ定電流Ｉ６１で（１）の場合は１：１の比をもつカレントミラーＣＭ６１を駆動する。（２）の場合は１：ｋの比を持つカレントミラーＣＭ６２を駆動することになる。そのため、（１）と（２）の場合で負荷の違い、即ち、定電流が駆動する負荷であるカレントミラーＣＭ６１のゲート部のノード寄生容量とカレントミラーＣＭ６２のゲート部のノード寄生容量の違いがある。その負荷の違いから、カレントミラーの応答性が非対称となり、入力信号のデューティー比と異なる電圧比較出力を発生するという課題があった。
本発明の目的は、相補入力信号のデューティー比を損なうことのない差動信号比較器を提供することにある。
本発明は、相補入力信号の差分電圧をＣＭＯＳレベルの電圧に変換する差動信号比較器において、
相補の入力信号は、第１の差動増幅回路と前記第１の差動増幅回路と相補である第２の差動増幅回路に入力され、前記第１の差動増幅回路は第１と第２の電流を出力し、前記第２の差動増幅回路は第３と第４の電流を出力し、
前記第１の出力電流に基づいてｋ倍の電流を２系統出力する第１のカレントミラー回路と、前記第２の出力電流に基づいてｋ倍の電流を２系統出力する第２のカレントミラー回路と、前記第３の出力電流に基づいてｍ倍の電流を出力する第３のカレントミラー回路と、前記第４の出力電流に基づいてｍ倍の電流を出力する第４のカレントミラー回路と、前記第３のカレントミラー回路の出力電流に基づいてｎ倍の電流を２系統出力する第５のカレントミラー回路と、前記第４のカレントミラー回路の出力電流に基づいてｎ倍の電流を２系統出力する第６のカレントミラー回路と、前記第１のカレントミラー回路の出力電流と前記第５のカレントミラー回路の出力電流とが入力され、その入力電流に応じた電流を出力する第７のカレントミラー回路と、前記第２のカレントミラー回路の出力電流と前記第６のカレントミラー回路の出力電流とが入力され、その入力電流に応じた電流を出力する第８のカレントミラー回路とを具備し、
前記各カレントミラー回路の増幅率を示すｋ、ｍ、ｎは、ｋ＝ｍ×ｎの関係であり、
前記第１のカレントミラー回路からの出力電流と前記第５のカレントミラー回路からの出力電流と前記第８のカレントミラー回路からの出力電流の合成電流を第１の差動電流とし、前記第１の差動電流と相補で、前記第２のカレントミラー回路からの出力電流と前記第６のカレントミラー回路からの出力電流と前記第７のカレントミラー回路からの出力電流の合成電流を第２の差動電流とし、前記第１及び第２の差動電流を前記差動コンパレータに入力することによってシングルエンドＣＭＯＳレベル出力に変換することを特徴とする。
相補の入力信号は、第１の差動増幅回路と前記第１の差動増幅回路と相補である第２の差動増幅回路に入力され、前記第１の差動増幅回路は第１と第２の電流を出力し、前記第２の差動増幅回路は第３と第４の電流を出力し、
前記第１の出力電流に基づいてｋ倍の電流を２系統出力する第１のカレントミラー回路と、前記第２の出力電流に基づいてｋ倍の電流を２系統出力する第２のカレントミラー回路と、前記第３の出力電流に基づいてｍ倍の電流を出力する第３のカレントミラー回路と、前記第４の出力電流に基づいてｍ倍の電流を出力する第４のカレントミラー回路と、前記第３のカレントミラー回路の出力電流に基づいてｎ倍の電流を２系統出力する第５のカレントミラー回路と、前記第４のカレントミラー回路の出力電流に基づいてｎ倍の電流を２系統出力する第６のカレントミラー回路と、前記第１のカレントミラー回路の出力電流と前記第５のカレントミラー回路の出力電流とが入力され、その入力電流に応じた電流を出力する第７のカレントミラー回路と、前記第２のカレントミラー回路の出力電流と前記第６のカレントミラー回路の出力電流とが入力され、その入力電流に応じた電流を出力する第８のカレントミラー回路とを具備し、
前記各カレントミラー回路の増幅率を示すｋ、ｍ、ｎは、ｋ＝ｍ×ｎの関係であり、
前記第１のカレントミラー回路からの出力電流と前記第５のカレントミラー回路からの出力電流と前記第８のカレントミラー回路からの出力電流の合成電流を第１の差動電流とし、前記第１の差動電流と相補で、前記第２のカレントミラー回路からの出力電流と前記第６のカレントミラー回路からの出力電流と前記第７のカレントミラー回路からの出力電流の合成電流を第２の差動電流とし、前記第１及び第２の差動電流を前記差動コンパレータに入力することによってシングルエンドＣＭＯＳレベル出力に変換することを特徴とする。
本発明によれば、Ｒａｉｌ−ｔｏ−Ｒａｉｌの同相入力信号、小振幅の差動入力に対してデューティー比の損傷を抑え、相補入力信号のデューティー比を損なうことのないＣＭＯＳレベル出力を得ることができる。
次に、発明を実施するための最良の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明に係る差動信号比較器の概念図を示す。図中１は第１の差動増幅回路、２は第２の差動増幅回路である。差動信号は相補の第１、第２の差動増幅回路１、２の入力であるＩｎ−とＩｎ＋に入力される。Ｉｎ−とＩｎ＋の入力は、同相電圧が０Ｖから電源電圧の範囲で設定され、差動電圧は、０．１Ｖから３Ｖの範囲で印加される。
第１の差動増幅回路１の出力電流は同じ負荷容量を持つ２つの電流増幅回路３、４へ入力される。第２の差動入力回路２の出力電流は同じ負荷容量を持つ２つの電流増幅回路５、６へ入力される。
電流増幅回路３〜６の出力電流は相補の電流出力が得られるように電流演算回路７で処理される。更に、電流−電圧変換回路８にて電流−電圧変換された後に差動コンパレータ９へ入力され、シングルエンドのＣＭＯＳレベル信号に変換される。なお、ＣＭＯＳレベルとは、ＧＮＤから電源電圧までの範囲の電圧レベルを表している。
図２は図１の差動信号比較器の具体例を示す回路図である。本実施形態に係る差動信号比較器は、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２１、ＭＰ２２を有する第１の差動対ＤＦ２１と、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ２１、ＭＮ２２を有する第２の差動対ＤＦ２２を含んでいる。第１の差動対ＤＦ２１は図１の第１の差動増幅回路１に対応し、第２の差動対ＤＦ２２は第２の差動増幅回路２に対応する。
また、第１のカレントミラー回路ＣＭ２１と、第２のカレントミラー回路ＣＭ２２と、第３のカレントミラー回路ＣＭ２３と、第４のカレントミラー回路ＣＭ２４とを含んでいる。第１のカレントミラー回路ＣＭ２１は図１の電流増幅回路３に対応し、第２のカレントミラー回路ＣＭ２２は電流増幅回路４に対応する。第３のカレントミラー回路ＣＭ２３は電流増幅回路５に対応し、第４のカレントミラー回路ＣＭ２４は電流増幅回路６に対応する。
更に、第５のカレントミラー回路ＣＭ２５と、第６のカレントミラー回路ＣＭ２６と、第７のカレントミラー回路ＣＭ２７と、第８のカレントミラー回路ＣＭ２８とを含んでいる。第５のカレントミラー回路ＣＭ２５と第６のカレントミラー回路ＣＭ２６は図１の電流演算回路７に対応する。第７のカレントミラー回路ＣＭ２７と第８のカレントミラー回路ＣＭ２８は図１の電流−電圧変換回路８に対応する。
また、定電流源Ｉ２１と、定電流源Ｉ２２と、差動比較器ＣＰを具備している。コンパレータＣＰは図１の差動コンパレータ９に対応する。なお、カレントミラー回路ＣＭ２１、ＣＭ２２、ＣＭ２５、ＣＭ２６はそれぞれ２つの出力端子を備えている。
第１のカレントミラー回路ＣＭ２１は、入力端子が第１の差動対ＤＦ２１のＰＭＯＳトランジスタＭＰ２１のドレインに接続され、共通ソース電極がＧＮＤに接続されている。また、２つの出力端子のうち第１の出力端子がカレントミラー回路ＣＭ２７の入力端子にカレントミラー回路ＣＭ２５の第１の出力端子と共に接続されている。他方の第２の出力端子はカレントミラー回路ＣＭ２５の第２の出力端子とカレントミラー回路ＣＭ２８の出力端子に接続され、コンパレータＣＰの正転入力となる第１の出力（Ｉｃ＋）を構成する。
第２のカレントミラー回路ＣＭ２２は、入力端子が第１の差動対ＤＦ２１のＰＭＯＳトランジスタＭＰ２２のドレインに接続され、共通ソース電極がＧＮＤに接続されている。また、２つの出力端子のうち第１の出力端子がカレントミラー回路ＣＭ２８の入力端子にカレントミラー回路ＣＭ２６の第２の出力端子と共に接続されている。他方の第２の出力端子はカレントミラー回路ＣＭ２６の第１の出力端子とカレントミラー回路ＣＭ２７の出力端子に接続され、コンパレータＣＰの反転入力となる第２の出力（Ｉｃ−）を構成する。
第３のカレントミラー回路ＣＭ２３は、入力端子が第２の差動対ＤＦ２２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ２１のドレインに接続され、共通ソース電極が電源に接続されている。また、出力端子がカレントミラー回路ＣＭ２５の入力端子に接続されている。
第４のカレントミラー回路ＣＭ２４は、入力端子が第２の差動対ＤＦ２２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ２２のドレインに接続され、共通ソース電極が電源に接続されている。また、出力端子がカレントミラー回路ＣＭ２６の入力端子に接続されている。
第１と第２のカレントミラー回路ＣＭ２１とＣＭ２２の電流ミラー比は１：ｋ、第３と第４のカレントミラー回路ＣＭ２３とＣＭ２４の電流ミラー比は１：ｍである。第５と第６のカレントミラー回路ＣＭ２５とＣＭ２６の電流ミラー比は１：ｎ、第７と第８のカレントミラー回路ＣＭ２７とＣＭ２８の電流ミラー比は１：１である。ｋ、ｍ、ｎの関係はｋ＝ｍ×ｎである。
定電流源Ｉ２１は、第１の差動対ＤＦ２１のＰＭＯＳトランジスタＭＰ２１とＰＭＯＳトランジスタＭＰ２２とが共通接続されたソースと電源との間に接続されている。定電流源Ｉ２２は第２の差動対ＤＦ２２のＮＭＯＳトランジスタＭＮ２１とＮＭＯＳトランジスタＭＮ２２とが共通接続されたソースとＧＮＤとの間に接続されている。
本差動信号比較器は、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２１のゲートとＮＭＯＳトランジスタＭＮ２２のゲートを接続して反転入力端子Ｉｎ−とする。また、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２２のゲートとＮＭＯＳトランジスタＭＮ２１のゲートを接続して正転入力端子Ｉｎ＋とする。このように入力差動対をＮチャンネルＭＯＳ差動対とＰチャンネルＭＯＳ差動対の抱き合わせ回路とすることにより、入力電圧範囲がほぼＧＮＤから電源まで入力可能となる。
本発明は、Ｒａｉｌ−ｔｏ−Ｒａｉｌ入力可能な差動増幅器の応用である。一般的に、Ｒａｉｌ−ｔｏ−Ｒａｉｌ入力の差動増幅器では入力信号に応じて３つのモードがある。第１のモードは、入力信号の同相電位が低く、定電流源Ｉ２２が動作するために必要なドレイン電位が得られない領域であり、第１の差動対ＤＦ２１のみが動作する領域である。
第２のモードは、定電流源Ｉ２１、Ｉ２２が共に動作可能で、第１、第２の差動対ＤＦ２１、ＤＦ２２が共に動作する領域である。第３のモードは、入力信号の同相電位が高く、定電流源Ｉ２２が動作するために必要なドレイン電位が得られない領域であり、第２の差動対ＤＦ２２のみが動作する領域である。
次に、本実施形態の動作に関して説明する。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２１のドレイン電流をＩｐ２１、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２２のドレイン電流をＩｐ２２とする。また、NＭＯＳトランジスタＭN２１のドレイン電流をＩｎ２１、NＭＯＳトランジスタＭN２２のドレイン電流をＩｎ２２とする場合の各カレントミラー回路の入出力電流は以下のようになる。カレントミラー回路ＣＭ２１、ＣＭ２２、ＣＭ２５、ＣＭ２６は出力端子が２つあるが、以下の出力電流は２つの出力端子の各電流である。
ＣＭ２１の入力電流 Ｉｉｎ２１＝Ｉｐ２１
ＣＭ２１の出力電流 Ｉｏｕｔ２１＝ｋ×Ｉｉｎ２１＝Ｋ×Ｉｐ２１
ＣＭ２２の入力電流 Ｉｉｎ２２＝Ｉｐ２２
ＣＭ２２の出力電流 Ｉｏｕｔ２２＝ｋ×Ｉｉｎ２２＝Ｋ×Ｉｐ２２
ＣＭ２３の入力電流 Ｉｉｎ２３＝Ｉｎ２１
ＣＭ２３の出力電流 Ｉｏｕｔ２３＝ｍ×Ｉｉｎ２３＝ｍ×Ｉｎ２１
ＣＭ２４の入力電流 Ｉｉｎ２４＝Ｉｎ２２
ＣＭ２４の出力電流 Ｉｏｕｔ２４＝ｍ×Ｉｉｎ２２＝ｍ×Ｉｎ２２
ＣＭ２５の入力電流 Ｉｉｎ２５＝Ｉｏｕｔ２３＝ｍ×Ｉｎ２１
ＣＭ２５の出力電流 Ｉｏｕｔ２５＝ｍ×ｎ×Ｉｉｎ２２＝ｋ×Ｉｎ２１
ＣＭ２６の入力電流 Ｉｉｎ２６＝Ｉｏｕｔ２４＝ｍ×Ｉｎ２２
ＣＭ２６の出力電流 Ｉｏｕｔ２６＝ｍ×ｎ×Ｉｉｎ２２＝ｋ×Ｉｎ２２
ＣＭ２７の入力電流 Ｉｉｎ２７＝ｋ×Ｉｐ２１＋ｍ×ｎ×Ｉｎ２１
＝ｋ×（Ｉｐ２１＋Ｉｎ２１）
ＣＭ２７の出力電流 Ｉｏｕｔ２７＝ｋ×（Ｉｐ２１＋Ｉｎ２１）
ＣＭ２８の入力電流 Ｉｉｎ２８＝ｋ×Ｉｐ２２＋ｍ×ｎ×Ｉｎ２２
＝ｋ×（Ｉｐ２２＋Ｉｎ２２）
ＣＭ２８の出力電流 Ｉｏｕｔ２８＝ｋ×（Ｉｐ２２＋Ｉｎ２２）
従って、差動コンパレータの正転入力電流Ｉｃ＋は、
Ｉｃ＋＝ｋ×（Ｉｐ２１＋Ｉｎ２１）−（Ｉｏｕｔ２２＋Ｉｏｕｔ２６）
＝ｋ×｛（Ｉｐ２１＋Ｉｎ２１）−（Ｉｐ２２＋Ｉｎ２２）｝
となる。
ＣＭ２１の出力電流 Ｉｏｕｔ２１＝ｋ×Ｉｉｎ２１＝Ｋ×Ｉｐ２１
ＣＭ２２の入力電流 Ｉｉｎ２２＝Ｉｐ２２
ＣＭ２２の出力電流 Ｉｏｕｔ２２＝ｋ×Ｉｉｎ２２＝Ｋ×Ｉｐ２２
ＣＭ２３の入力電流 Ｉｉｎ２３＝Ｉｎ２１
ＣＭ２３の出力電流 Ｉｏｕｔ２３＝ｍ×Ｉｉｎ２３＝ｍ×Ｉｎ２１
ＣＭ２４の入力電流 Ｉｉｎ２４＝Ｉｎ２２
ＣＭ２４の出力電流 Ｉｏｕｔ２４＝ｍ×Ｉｉｎ２２＝ｍ×Ｉｎ２２
ＣＭ２５の入力電流 Ｉｉｎ２５＝Ｉｏｕｔ２３＝ｍ×Ｉｎ２１
ＣＭ２５の出力電流 Ｉｏｕｔ２５＝ｍ×ｎ×Ｉｉｎ２２＝ｋ×Ｉｎ２１
ＣＭ２６の入力電流 Ｉｉｎ２６＝Ｉｏｕｔ２４＝ｍ×Ｉｎ２２
ＣＭ２６の出力電流 Ｉｏｕｔ２６＝ｍ×ｎ×Ｉｉｎ２２＝ｋ×Ｉｎ２２
ＣＭ２７の入力電流 Ｉｉｎ２７＝ｋ×Ｉｐ２１＋ｍ×ｎ×Ｉｎ２１
＝ｋ×（Ｉｐ２１＋Ｉｎ２１）
ＣＭ２７の出力電流 Ｉｏｕｔ２７＝ｋ×（Ｉｐ２１＋Ｉｎ２１）
ＣＭ２８の入力電流 Ｉｉｎ２８＝ｋ×Ｉｐ２２＋ｍ×ｎ×Ｉｎ２２
＝ｋ×（Ｉｐ２２＋Ｉｎ２２）
ＣＭ２８の出力電流 Ｉｏｕｔ２８＝ｋ×（Ｉｐ２２＋Ｉｎ２２）
従って、差動コンパレータの正転入力電流Ｉｃ＋は、
Ｉｃ＋＝ｋ×（Ｉｐ２１＋Ｉｎ２１）−（Ｉｏｕｔ２２＋Ｉｏｕｔ２６）
＝ｋ×｛（Ｉｐ２１＋Ｉｎ２１）−（Ｉｐ２２＋Ｉｎ２２）｝
となる。
差動コンパレータの反転入力電流Ｉｃ−は、
Ｉｃ−＝ｋ×（Ｉｐ２２＋Ｉｎ２２）−（Ｉｏｕｔ２２＋Ｉｏｕｔ２５）
＝ｋ×｛（Ｉｐ２２＋Ｉｎ２２）−（Ｉｐ２１＋Ｉｎ２１）｝
となる。
Ｉｃ−＝ｋ×（Ｉｐ２２＋Ｉｎ２２）−（Ｉｏｕｔ２２＋Ｉｏｕｔ２５）
＝ｋ×｛（Ｉｐ２２＋Ｉｎ２２）−（Ｉｐ２１＋Ｉｎ２１）｝
となる。
上記式は前述の第２のモードでの電流演算式であるが、他の２つのモードに対しても有効である。即ち、
第１のモードでは、Ｉｎ２1＝Ｉｎ２２＝０
第３のモードでは、Ｉｐ２１＝Ｉｐ２２＝０
とすればよい。
第１のモードでは、Ｉｎ２1＝Ｉｎ２２＝０
第３のモードでは、Ｉｐ２１＝Ｉｐ２２＝０
とすればよい。
電流Ｉｃ＋とＩｃ−がコンパレータ入力ノードに存在する寄生容量を充放電することになるが、カレントミラー回路の出力はハイインピーダンスの定電流出力であり、出力電流の方向によりその電位が電源近傍からＧＮＤ近傍のレベルとなる。更に、上述のＩｃ−、Ｉｃ＋の電流の式から明らかなように電流の相補出力となっており、ほぼＣＭＯＳレベルの相補電圧信号に変換される。
この相補電圧信号を差動コンパレータに入力することで入力信号のデューティー比に忠実なＣＭＯＳシングルエンド出力を得ることができる。
図３はこの入出力波形を示すものであり、図３（ａ）は差動コンパレータの相補入力信号、図３（ｂ）はその出力波形である。図３（ａ）の電圧波形３１は相補の電圧波形３２と組み合わせることで、図３（ｂ）に示すように入力信号に対してデューティー比の狂いの無い出力が得られる。図３（ａ）の電圧波形３１は差動コンパレータＣＰの正転入力波形、電圧波形３２は反転入力波形である。
図４は図２の回路を更に詳細に示す回路であり、各カレントミラー回路を具体的に示すものである。図４では上述のような各カレントミラー回路の電流ミラー比を示す。この例では、第１、第２のカレントミラー回路ＣＭ２１、ＣＭ２２の電流ミラー比は１：４、第３、第４のカレントミラー回路ＣＭ２３、ＣＭ２４の電流ミラー比は１：２としている。また第５、第６のカレントミラー回路ＣＭ２５、ＣＭ２６の電流ミラー比は１：２としている。第７、第８のカレントミラー回路ＣＭ２７、ＣＭ２８の電流ミラー比は１：１である。
なお、以上の実施形態ではＭＯＳトランジスタを用いて差動信号比較器を構成したが、本発明はバイポーラトランジスタを用いても良い。
１、２ 差動増幅回路
３〜６ 電流増幅回路
７ 電流演算回路
８ 電流−電圧変換回路
９ 差動コンパレータ
ＤＦ２１ 第１の差動対（ＰＭＯＳ差動対）
ＤＦ２２ 第２の差動対（ＮＭＯＳ差動対）
ＭＰ２１、ＭＰ２２ ＰＭＯＳトランジスタ
ＭＮ２１、ＭＮ２２ ＮＭＯＳトランジスタ
ＣＭ２１〜ＣＭ２８ カレントミラー回路
ＣＰ 差動比較器
Ｉ２１、Ｉ２２ 定電流源
Ｉｎ− 反転入力端子
Ｉｎ＋ 正転入力端子
Ｉｃ− 差動比較器反転入力電流
Ｉｃ＋ 差動比較器正転入力電流
３１ 差動比較器正転入力波形
３２ 差動比較器反転入力波形
３〜６ 電流増幅回路
７ 電流演算回路
８ 電流−電圧変換回路
９ 差動コンパレータ
ＤＦ２１ 第１の差動対（ＰＭＯＳ差動対）
ＤＦ２２ 第２の差動対（ＮＭＯＳ差動対）
ＭＰ２１、ＭＰ２２ ＰＭＯＳトランジスタ
ＭＮ２１、ＭＮ２２ ＮＭＯＳトランジスタ
ＣＭ２１〜ＣＭ２８ カレントミラー回路
ＣＰ 差動比較器
Ｉ２１、Ｉ２２ 定電流源
Ｉｎ− 反転入力端子
Ｉｎ＋ 正転入力端子
Ｉｃ− 差動比較器反転入力電流
Ｉｃ＋ 差動比較器正転入力電流
３１ 差動比較器正転入力波形
３２ 差動比較器反転入力波形
Claims (2)
- 相補入力信号の差分電圧をＣＭＯＳレベルの電圧に変換する差動信号比較器において、
相補の入力信号は、第１の差動増幅回路と前記第１の差動増幅回路と相補である第２の差動増幅回路に入力され、前記第１の差動増幅回路は第１と第２の電流を出力し、前記第２の差動増幅回路は第３と第４の電流を出力し、
前記第１の出力電流に基づいてｋ倍の電流を２系統出力する第１のカレントミラー回路と、前記第２の出力電流に基づいてｋ倍の電流を２系統出力する第２のカレントミラー回路と、前記第３の出力電流に基づいてｍ倍の電流を出力する第３のカレントミラー回路と、前記第４の出力電流に基づいてｍ倍の電流を出力する第４のカレントミラー回路と、前記第３のカレントミラー回路の出力電流に基づいてｎ倍の電流を２系統出力する第５のカレントミラー回路と、前記第４のカレントミラー回路の出力電流に基づいてｎ倍の電流を２系統出力する第６のカレントミラー回路と、前記第１のカレントミラー回路の出力電流と前記第５のカレントミラー回路の出力電流とが入力され、その入力電流に応じた電流を出力する第７のカレントミラー回路と、前記第２のカレントミラー回路の出力電流と前記第６のカレントミラー回路の出力電流とが入力され、その入力電流に応じた電流を出力する第８のカレントミラー回路とを具備し、
前記各カレントミラー回路の増幅率を示すｋ、ｍ、ｎは、ｋ＝ｍ×ｎの関係であり、
前記第１のカレントミラー回路からの出力電流と前記第５のカレントミラー回路からの出力電流と前記第８のカレントミラー回路からの出力電流の合成電流を第１の差動電流とし、前記第１の差動電流と相補で、前記第２のカレントミラー回路からの出力電流と前記第６のカレントミラー回路からの出力電流と前記第７のカレントミラー回路からの出力電流の合成電流を第２の差動電流とし、前記第１及び第２の差動電流を前記差動コンパレータに入力することによってシングルエンドＣＭＯＳレベル出力に変換することを特徴とする差動信号比較器。 - 前記第１の差動増幅回路は、第１のＰＭＯＳトランジスタと、第２のＰＭＯＳトランジスタと、前記第１と第２のＰＭＯＳトランジスタのソースが共通接続されたノードに接続される第１定電流源とを具備し、
前記第２の差動増幅回路は、第１のＮＭＯＳトランジスタと、第２のＮＭＯＳトランジスタと、前記第１と第２のＮＭＯＳトランジスタのソースが共通接続されたノードに接続される第２定電流源とを具備し、
前記第１のＰＭＯＳトランジスタのドレインは、前記第１のカレントミラー回路の入力に接続され、前記第２のＰＭＯＳトランジスタのドレインは、前記第２のカレントミラー回路の入力に接続され、
前記第１のＮＭＯＳトランジスタのドレインは、前記第３のカレントミラー回路の入力に接続され、前記第２のＮＭＯＳトランジスタのドレインは、前記第４のカレントミラー回路の入力に接続され、
前記第１のＰＭＯＳトランジスタのゲートと前記第１のＮＭＯＳトランジスタのゲートは共通接続されて一方の入力端子に接続され、
前記第１のＮＭＯＳトランジスタのゲートと前記第２のＮＭＯＳトランジスタのゲートは共通接続されて他方の入力端子に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の差動信号比較器。
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