WO2012060180A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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WO2012060180A1
WO2012060180A1 PCT/JP2011/073212 JP2011073212W WO2012060180A1 WO 2012060180 A1 WO2012060180 A1 WO 2012060180A1 JP 2011073212 W JP2011073212 W JP 2011073212W WO 2012060180 A1 WO2012060180 A1 WO 2012060180A1
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frequency
filter
speed
gain
control
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PCT/JP2011/073212
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英俊 池田
裕幸 関口
裕司 五十嵐
佐野　修也
隆司 磯田
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三菱電機株式会社
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    • G05B6/02—Internal feedback arrangements for obtaining particular characteristics, e.g. proportional, integral or differential electric
    • G—PHYSICS
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    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
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    • G05B11/42—Automatic controllers electric with provision for obtaining particular characteristics, e.g. proportional, integral, differential for obtaining a characteristic which is both proportional and time-dependent, e.g. P. I., P. I. D.
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    • Y10S388/91—Operational/differential amplifier

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device that controls the speed and position of a motor.
  • a motor control device that controls the speed and position of a motor generally performs speed PI (proportional integration) control, control using a filter or the like, and controls a constant that determines these characteristics. It is necessary to set according to the characteristics of the system, and it is desired to realize high-speed and high-precision control with as simple setting and adjustment as possible.
  • speed PI proportional integration
  • Patent Document 1 includes a speed control unit that performs PI control, a torque filter unit that is generally widely used as a low-pass filter, and various control constants that set characteristics of these units. Is disclosed in relation to a motor control device that sets a specific relational expression based on one parameter input from the outside.
  • Patent Document 2 discloses a technique that assumes a mechanical system as a two-inertia system having a large load.
  • the frequency response gain is constant in the low frequency region and the high frequency region, and the phase delay is intermediate in the intermediate frequency region, with the set first filter frequency and second filter frequency as a boundary.
  • the proportional gain (speed gain) of the speed control means can be stably increased.
  • frequency response gain is simply referred to as “gain”. Also disclosed is a technique that includes parameter setting means and automatically sets the first filter frequency and the second filter frequency described above.
  • the setting method based on the proportional gain (speed gain) of the speed control means, the inertia value of the entire mechanical system, and the inertia value of the motor alone, the first crossing frequency ⁇ C1 considered by the inertia of the entire mechanical system, A method for setting the second crossing frequency ⁇ C2 considered based on the inertia of the motor alone as a reference is disclosed. Or the method of setting on the basis of the antiresonance frequency and resonance frequency of a mechanical system is disclosed.
  • a low-rigidity mechanical system is stably controlled using a phase delay filter.
  • the setting method only considers the control target as a two-inertia system, and is described above.
  • the relationship between the first filter frequency and the second filter frequency is the relationship between the inertia of the driven mechanical system and the inertia of the motor. It is determined only by the ratio. As a result, when the inertia of the load is not so large, the difference between the first crossing frequency ⁇ C1 and the second crossing frequency ⁇ C2 is small, so that the effect of reducing the high frequency gain with the filter is small.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a motor control device capable of realizing high-speed and high-precision control over a mechanical system having as wide a characteristic as possible.
  • the present invention is a motor control device that drives a motor included in a controlled object, and detects a speed of the motor and outputs a detected speed.
  • a control calculation unit that calculates a driving force command for the motor so that the detected speed follows the speed command, and a feedback that is a transfer function from the detected speed to the driving force command inside the control calculation unit
  • An amplification compensator that performs a calculation of multiplying the transfer function by the speed gain Kv, and a frequency response gain of approximately 1 at a frequency equal to or lower than the filter cutoff frequency, and an increase in frequency from the filter cutoff frequency to a filter upper limit frequency greater than the filter cutoff frequency.
  • the frequency response gain decreases with respect to the filter upper limit frequency, and the frequency response gain is substantially constant at frequencies above the filter upper limit frequency.
  • a feedback filter that performs a calculation for causing the filter characteristic to act on the feedback transfer function within the control calculation unit, the speed gain Kv based on an external input, the filter cutoff frequency, and the filter
  • a control constant setting unit that sets at least one of the upper limit frequencies; and a driving force control unit that drives the motor so that the driving force of the motor matches the driving force command.
  • the speed gain Kv and at least one of the filter cutoff frequency and the filter upper limit frequency are set so that the ratio of the filter upper limit frequency to the filter cutoff frequency becomes smaller as the speed gain Kv increases. It is characterized by that.
  • the high frequency gain can be reduced while narrowly changing the frequency range in which the phase of the feedback filter is delayed in accordance with the increase of the speed gain Kv.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a motor control device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a frequency response of a control target of the motor control device.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the frequency response of the feedback filter according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing an open loop frequency response according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing the effect of the first embodiment by comparing the open-loop frequency response.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a motor control device according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing the frequency response of the feedback filter according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing an open loop frequency response according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a motor control apparatus according to the third embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the motor control apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the motor control device 101 receives a speed command vr which is an operation command input from the outside, an operation (speed) vm of the motor 1 detected using an operation detector (not shown) such as an encoder, and an external input. Based on the set response parameter Pr, torque (driving force) ⁇ m is generated in the motor 1 so that the operation of the motor 1 follows the operation command. Further, the motor 1 generates a torque ⁇ m, thereby driving a mechanical system 3 composed of the motor 1 and a mechanical load 2 coupled to the motor 1.
  • the term "rotary system" such as torque is used with the motor 1 as a rotary motor.
  • the motor 1 is not particularly limited to a rotary type, and may be a linear motor that generates thrust (driving force).
  • the motor control device 101 includes a torque control unit (driving force control unit) 4, a speed detection unit 5, a control calculation unit 102, and a control constant setting unit 105.
  • the speed detector 5 calculates the speed at which the motor 1 operates based on the detected operation vm of the motor 1 and outputs it as a detected speed vb.
  • the control calculation unit 102 includes an amplification compensation unit 103 that performs compensation amplification calculation and a feedback filter 104 that performs filter calculation. Based on the speed command vr that is an operation command and the detection speed vb, the detection speed vb is a speed. A torque command ⁇ r obtained by calculating feedback control so as to follow the command vr is output.
  • the torque control unit 4 controls the current of the motor 1 so that the torque ⁇ m generated by the motor 1 matches the torque command ⁇ r.
  • control constant setting unit 105 sets characteristics of the calculation operation of the control calculation unit 102 including the amplification compensation unit 103 and the feedback filter 104, that is, constants used for calculation, based on the response parameter Pr set from the outside, as will be described later. .
  • the control calculation unit 102 receives the speed command vr and the detected speed vb.
  • the amplification compensation unit 103 performs a normal proportional-integral control calculation based on the speed command vr and the detection speed vb so that the detection speed vb follows the speed command vr. That is, a control calculation is performed by performing proportional calculation by multiplying a speed deviation, which is a deviation between the speed command vr and the detected speed vb, by a speed gain Kv, and integral compensation with the reciprocal of the integral time constant being ⁇ i.
  • the compensation torque ⁇ c which is an intermediate variable in the unit 102, is output.
  • s represents a Laplace operator, and 1 / s means integration.
  • ⁇ c Kv ⁇ ⁇ 1+ ( ⁇ i / s) ⁇ (vr ⁇ vb) (Formula 1)
  • the feedback filter 104 receives the compensation torque ⁇ c output from the amplification compensator 103, and calculates torque by calculating a transfer function F (s) that relatively reduces the frequency response gain at a frequency higher than a predetermined filter cutoff frequency ⁇ fL. Command ⁇ r is output. Further, the feedback filter 104 has a gain of about 1 in a low frequency region whose frequency response characteristic is lower than the above-described filter cutoff frequency ⁇ fL, and an intermediate frequency region from the filter cutoff frequency ⁇ fL to a higher filter upper limit frequency ⁇ fH. The gain decreases with increasing frequency, and the gain has a substantially constant filter characteristic in a high frequency region higher than the above-mentioned filter upper limit frequency ⁇ fH. The details of the calculation processing of the feedback filter 104 will be described in detail later.
  • phase characteristic of the feedback filter 104 is not mentioned above, the filter used for feedback control is practically in a category called a minimum phase transition system, and therefore determines the frequency response gain characteristic. Then, the phase characteristics are uniquely determined. Specifically, by providing the feedback filter 104 with the gain characteristics as described above, the phase characteristics result in characteristics that are relatively delayed in the intermediate frequency range.
  • the control calculation unit 102 performs a calculation in which the transfer function (described as a feedback transfer function) from the detected speed vb to the torque command ⁇ r is expressed by the following equation 2. That is, the calculation is performed so that the feedback transfer function is multiplied by the speed gain Kv by the calculation of the amplification compensator 103 and the above-described filter characteristic is applied to the feedback transfer function by the calculation of the feedback filter 104.
  • ⁇ r / vb ⁇ F (s) ⁇ Kv ⁇ (s + Kpi) / s ⁇ (Formula 2)
  • control calculation unit 102 that calculates the torque command ⁇ r based on the detected speed vb is set with calculation characteristics according to the characteristics of the mechanical system 3 to be driven.
  • the torque control unit 4 and the speed detection unit 5 The characteristic is usually configured as a constant characteristic that does not depend on the characteristic of the mechanical system 3. Therefore, the characteristic from the torque command ⁇ r to the detected speed vb, that is, the part combining the torque control unit 4, the mechanical system 3, and the speed detection unit 5 is called a control target.
  • the transfer function from the torque ⁇ m generated by the motor 1 to the actual operating speed of the mechanical system 3, that is, the motor 1 is a pure integral characteristic. That is, the frequency response decreases with a gain of ⁇ 20 [dB / dec] as the frequency increases, and has a constant characteristic when the phase is ⁇ 90 [deg].
  • the characteristic of the torque control unit 4, that is, the transmission characteristic of the torque ⁇ m generated by the motor 1 with respect to the torque command ⁇ r includes a delay.
  • the speed detection unit 5 calculates the detection speed vb by, for example, calculating the difference between encoder outputs that detected the operation of the motor 1.
  • the detection speed vb is a delayed signal compared to the actual operating speed.
  • FIG. 2 shows the frequency response of the characteristics of the controlled object composed of the torque control unit 4, the mechanical system 3, and the speed detection unit 5, that is, the characteristic from the torque command ⁇ r to the detection speed vb.
  • the solid line in FIG. 2 shows characteristics when the mechanical system 3 is the ideal rigid body described above. Similar to the mechanical system 3, the gain to be controlled decreases approximately at ⁇ 20 [dB / dec] as the frequency increases.
  • the torque control unit 4 and the speed detection unit 5 have a delay approximated to the dead time as described above, so that the phase delay increases as the frequency increases.
  • phase reference frequency ⁇ q the frequency at which the sum of the phase delays generated by the torque control unit 4 and the speed detection unit 5 is ⁇ 90 [deg] is referred to as a phase reference frequency ⁇ q.
  • the phase characteristic of the control target is ⁇ 180 [deg] at the phase reference frequency ⁇ q.
  • the phase reference frequency ⁇ q is determined only by the phase delay characteristics of the torque control unit 4 and the speed detection unit 5, the frequency response from the torque command ⁇ r to the detection speed vb in a state where only the motor 1 is driven by the motor control device 101. It can be measured by measuring. Alternatively, it can be measured as the frequency of oscillation that occurs when the control calculation unit 102 is made to have the characteristics of simple speed proportional control and its control gain is increased while only the motor 1 is driven. That is, it can be determined in advance without actually connecting the mechanical load 2 to the motor 1 and driving it.
  • the phase reference frequency is shown as 10000 [rad / s] as an example.
  • the mechanical system 3 generally has a plurality of mechanical resonances due to the coupling and shaft (not shown) connecting the motor and the mechanical load 2 or the low rigidity of the mechanical load 2 main body.
  • the motor 1 and an operation detector (not shown) such as an encoder are integrally formed, and a condition called collocation where the driving force generation unit and the operation detection unit are sufficiently close to each other. Is established.
  • the transfer function from the generated torque of the motor 1 to the actual speed of the motor 1 shows that anti-resonance and resonance appear alternately as the frequency increases, and the phase does not lag behind -90 [deg].
  • the phase delay does not increase at all frequencies.
  • the phase characteristic changes in the direction in which the phase advances 180 [deg] in the vicinity of the antiresonance frequency as the frequency increases, and changes in the direction in which the phase is delayed by 180 [deg] in the vicinity of the resonance frequency.
  • the phase is not delayed.
  • the phase does not lag behind ⁇ 180 [deg] at a frequency lower than the above-described phase reference frequency ⁇ q.
  • the denominator and the numerator have a predetermined transfer function of the same order n (n is an integer of 1 or more). That is, an operation represented by the following transfer function is performed using a denominator polynomial Df (s) and a numerator polynomial Nf (s) each represented by an nth-order s polynomial.
  • F (s) Nf (s) / Df (s) (Formula 3)
  • the denominator polynomial Df (s) and the numerator polynomial Nf (s) are n pole frequencies (hereinafter simply referred to as poles) ⁇ p_i [rad / s].
  • poles n pole frequencies
  • zeros n zeros
  • ⁇ z_i n zeros
  • an operation represented by the product of n polynomials is performed as in the following equation.
  • i of _i representing a subscript is an integer of 1 to n.
  • Df (s) ⁇ (1 / ⁇ p_1) s + 1 ⁇ ...
  • Nf (s) ⁇ (1 / ⁇ z_1) s + 1 ⁇ ... ⁇ (1 / ⁇ z_n) s + 1 ⁇ (Formula 5)
  • the n poles ⁇ p_i are given a suffix i in ascending order, and similarly the n zeros ⁇ z_i are given a suffix i in ascending order.
  • the first or smallest pole ⁇ p_1 is associated with the filter cutoff frequency ⁇ fL
  • the nth or largest zero ⁇ z_n is associated with the filter upper limit frequency ⁇ fH
  • the first to nth poles ⁇ p_i and the zero ⁇ z_i are associated with each other.
  • the frequency response characteristic of the feedback filter F (s) represented by (Equation 3) to (Equation 5) is, as shown in FIG.
  • the gain is approximately 1
  • the filter upper limit frequency ⁇ fH that is, the maximum
  • the gain is substantially constant in a frequency region higher than the zero point ⁇ z_n and has a characteristic of converging to Gh of the following expression 7.
  • Gh ( ⁇ z_1... ⁇ z_n) / ( ⁇ p_1... ⁇ p_n) (Expression 7)
  • the phase characteristic of the transfer function F (s) of the feedback filter 104 is between ⁇ 90 [deg] and 0 [deg] in the intermediate frequency region between the filter cutoff frequency ⁇ fL and the filter upper limit frequency ⁇ fH.
  • the feedback filter F (s) has a characteristic that the phase is larger than ⁇ 90 [deg] at all frequencies.
  • the control parameter setting unit 105 receives a response parameter Pr from the outside.
  • the response parameter Pr is a parameter for setting the response speed of the motor control device 101 that operates so as to make the detected speed vb coincide with the speed command vr.
  • the response parameter Pr is a continuous frequency such as a frequency representing the response speed or a time constant of its reciprocal. Either a numerical value or a stepwise parameter such as large / medium / small may be used.
  • This response parameter Pr is determined in consideration of the stability of the control system and a desired response speed in accordance with the use of the motor control device 101 and the characteristics of the mechanical system 3 to be driven.
  • the speed gain Kv itself may be input as the response parameter Pr.
  • the control constant setting unit 105 increases the speed gain Kv of the calculation of (Equation 1) in the amplification compensation unit 103 of the control calculation unit 102 by inputting the response parameter Pr. Set. Further, the reciprocal ⁇ i of the integral time constant is about 0.1 to 0.5 times as large as the gain crossover frequency ⁇ c obtained by dividing the speed gain Kv by the inertia value (inertia value) J of the mechanical system 3. Set.
  • the control constant setting unit 105 sets the characteristics of the feedback filter 104 as follows simultaneously with the setting of the amplification compensation unit 103.
  • the inertia value J may be input from the outside as a set value, or may be determined by estimation based on the torque command ⁇ r and the detected speed vb.
  • control constant setting unit 105 sets the filter cutoff frequency ⁇ fL as a reference value with a gain crossover frequency ⁇ c as a reference, a value that is about the same or slightly higher, usually about 1 to 5 times the value of ⁇ c.
  • the filter upper limit frequency ⁇ fH is set to a value slightly smaller than the above-described phase reference frequency ⁇ q, usually about 0.2 to 1 times.
  • the filter cutoff frequency ⁇ fL is set smaller than the filter upper limit frequency ⁇ fH by the above setting. Shall be.
  • the control constant setting unit 105 sets the ratio of the filter upper limit frequency ⁇ fH to the filter cutoff frequency ⁇ fL to be small when the speed gain Kv is increased according to the input of the response parameter Pr.
  • the intermediate frequency region described above with respect to the increase of the speed gain Kv that is, the frequency range where the phase delay of the feedback filter 104 is large becomes narrow on the logarithmic axis.
  • the feedback filter 104 reduces the gain at a frequency somewhat higher than the gain crossover frequency ⁇ c without increasing the phase delay near the gain crossover frequency ⁇ c. Even in the vicinity of the phase reference frequency ⁇ q, it has a frequency response characteristic that reduces the phase delay.
  • the control constant setting unit 105 calculates the upper reference frequency ⁇ H obtained by multiplying the above-described phase reference frequency ⁇ q by a predetermined constant rH.
  • the constant rH is a constant in the range of approximately 0.2 to 1. Since the phase reference frequency ⁇ q and the constant rH may be determined in advance, the upper reference frequency ⁇ H itself may be determined in advance.
  • the control constant setting unit 105 calculates a lower reference frequency ⁇ L obtained by multiplying a gain crossover frequency ⁇ c determined according to the input response parameter Pr by a predetermined constant rL.
  • control constant setting unit 105 includes n constants ⁇ p_i corresponding to the same number of filter poles ⁇ p_i as the order n of the feedback filter 104 and n constants ⁇ z_i (corresponding to n zeros ⁇ z_i). (i is an integer from 1 to n) is set in advance so as to satisfy the relationship of the following Expression 10. 0 ⁇ ⁇ p_1 ⁇ z_1 ⁇ ... ⁇ p_n ⁇ z_n ⁇ 1 (Formula 10)
  • the i-th pole ⁇ p_i has a frequency obtained by dividing the upper reference frequency ⁇ H and the lower reference frequency ⁇ L into ⁇ p_i: (1 ⁇ p_i) on the axis representing the frequency logarithmically.
  • the i-th zero ⁇ z_i is set to a frequency obtained by dividing ⁇ H and ⁇ L into ⁇ z_i: (1 ⁇ z_i) on the logarithmic axis.
  • n constants ⁇ p_i and ⁇ z_i are selected so as to be expressed as a product of a value obtained by multiplying (1/2) by a predetermined integer a and a predetermined integer b while satisfying (Equation 10). Good. Note that the value of the number of times a multiplied by (1/2) can take different values depending on i or between ⁇ p_i and ⁇ z_i.
  • the integer b may take different values depending on i or between ⁇ p_i and ⁇ z_i.
  • a power operation having exponents of ⁇ p_i and ⁇ z_i that are not integers can be executed, for example, by a square root operation and b multiplication for ⁇ H. Even if it is not a simple arithmetic device, it can be realized by an operation that can be implemented.
  • ⁇ fL ⁇ ⁇ fH and the order n of the feedback filter 104 is a sufficiently large integer.
  • the pole ⁇ p_i and the zero point ⁇ z_i of the feedback filter 104 have the same relationship as the approximate realization method of the non-integer order integration described in Chapter 5 of Non-Patent Document 1, together with the magnitude relationship of (Expression 6). Think.
  • each of n ⁇ p_i and ⁇ z_i is set to be an arithmetic sequence with an interval of ⁇ , and the difference between ⁇ z_i and ⁇ p_i is k times as large as ⁇ (where 0 ⁇ k ⁇ 1 ).
  • the transfer function F (s) of the feedback filter 104 is approximated to the characteristic of the non-integer order integration expressed by the following equation at a frequency between ⁇ fL and ⁇ fH.
  • the constant k in the following equation is a rational number of 0 ⁇ k ⁇ 1.
  • F (s) 1 / (s ⁇ k) (Formula 13)
  • the phase of the kth-order non-integral order integration expressed by the above equation 13 is constant at ⁇ 90 k [deg]. Therefore, by configuring the control constant setting unit 105 and the feedback filter 104 as in the present embodiment, and setting ⁇ p_i and ⁇ z_i so that the non-integer order k based on the above theoretical background becomes a desired value, Even when the frequency range from ⁇ fL to ⁇ fH is wide, the phase can be set to have a desired magnitude between ⁇ 90 [deg] and 0 [deg] in the frequency range.
  • FIG. 3 shows the frequency response of the transfer function F (s) of the feedback filter 104 according to this embodiment.
  • the order n of the feedback filter 104 is 2.
  • the speed gain Kv in the amplification compensation unit 103 is set to a different value by the operation of the control constant setting unit 105 based on the change of the response parameter Pr. Show the case.
  • a case where the speed gain Kv is small is indicated by a solid line
  • a case where the speed gain Kv is medium is indicated by a chain line
  • a case where the speed gain Kv is large is indicated by a dotted line.
  • the upper part of the figure shows the gain
  • the lower part shows the phase.
  • the pole ⁇ p_i of the feedback filter 104 is drawn as a triangular point and the zero point ⁇ z_i is drawn as a round point, superimposed on the gain diagram and phase diagram of each condition. ing.
  • the minimum pole ⁇ z_1 is the filter cutoff frequency ⁇ fL
  • the maximum zero ⁇ z_2 is the filter upper limit frequency ⁇ fH.
  • the pole ⁇ p_i and the zero point ⁇ z_i of the feedback filter 104 shown in FIG. 3 are determined as follows by the operation of the control constant setting unit 105 described above.
  • the phase reference frequency ⁇ q which is the frequency at which the phase delay generated in the torque control unit 4 and the speed detection unit 5 becomes ⁇ 90 [deg] is 10000 [rad / s].
  • the upper reference frequency ⁇ H is determined by the calculation of (Equation 8) where the predetermined constant rH is 0.5.
  • the control constant setting unit 105 determines the speed gain Kv in the amplification compensator 103 according to the input of the response parameter Pr from the outside, and is a gain obtained by dividing the speed gain Kv by the inertia value J of the mechanical system 3. Find the crossover frequency ⁇ c. Based on the gain crossover frequency ⁇ c, the lower reference frequency ⁇ L is determined by calculation of (Equation 9) with a predetermined constant rL of 2.0.
  • ⁇ p_1 is set to 0 as in the above equation, so that ⁇ p_1, that is, the filter cutoff frequency ⁇ fL, is set to be the same as the lower reference frequency ⁇ L obtained by multiplying the gain crossover frequency ⁇ c by a constant.
  • the transfer function F (s) of the feedback filter 104 is determined by the filter cutoff frequency ⁇ fL as shown in the gain diagram of FIG.
  • the gain is reduced at a high frequency, the gain is approximately 1 in a frequency region lower than the filter cutoff frequency ⁇ fL, and the gain is reduced with respect to an increase in frequency in an intermediate frequency range between the filter cutoff frequency ⁇ fL and the filter upper limit frequency ⁇ fH. It has a frequency response characteristic that makes the gain substantially constant in a frequency region higher than the filter upper limit frequency ⁇ fH.
  • the control constant setting unit 105 sets the ratio of the filter upper limit frequency ⁇ fH to the filter cutoff frequency ⁇ fL to be small with respect to the increase of the speed gain Kv based on the response parameter Pr.
  • the phase characteristic of the feedback filter 104 is configured to be larger than ⁇ 90 [deg] in all frequency regions, and particularly when the speed gain Kv is small. Is approximately 30 [deg] from ⁇ 90 [deg] in a wide frequency range between the filter cutoff frequency ⁇ fL and the filter upper limit frequency ⁇ fH due to the effect of alternately arranging the poles ⁇ p_i and the zeros ⁇ z_i of the feedback filter 104 as described above. It has a phase characteristic close to constant with a large value, and has characteristics that cannot be realized when the order n of the feedback filter 104 is 1.
  • the ratio of the filter upper limit frequency ⁇ fH to the filter cutoff frequency ⁇ fL decreases as the speed gain Kv increases as described above, the frequency range in which the phase lags between them is narrowed on the logarithmic axis. is doing.
  • FIG. 4 shows the frequency response of the open loop transfer function of the control system when the mechanical system 3 is assumed to be an ideal rigid body in this specific example. .
  • FIG. 4 shows a case where the control constant setting unit 105 sets the speed gain Kv of the amplification compensation unit 103 to three different values by changing the response parameter Pr input from the outside, as in FIG.
  • the control constant setting unit 105 sets the reciprocal ⁇ i of the integration time constant to be 0.3 times the gain crossover frequency ⁇ c. Similar to FIG. 3, the case where the speed gain Kv is small is indicated by a solid line, the case where the speed gain Kv is medium is indicated by a chain line, and the case where the speed gain Kv is large is indicated by a dotted line. From FIG.
  • the phase crossover frequency at which the phase of the open loop transfer function becomes ⁇ 180 [deg] hardly changes even when the speed gain Kv is changed, and is 10000 [rad] which is the phase reference frequency ⁇ q shown in FIG. / S] only slightly smaller.
  • the phase margin at the gain crossover frequency ⁇ c is sufficiently large to be 45 [deg] or higher, and at a frequency higher than the gain crossover frequency ⁇ c, it reaches ⁇ 180 [ deg] with a margin of about 30 [deg] or more.
  • the phase has a characteristic that is nearly constant at a value about 30 [deg] larger than ⁇ 180 [deg] in a wide frequency range, and the order n of the feedback filter 104 is 1. It has characteristics that cannot be realized.
  • FIG. 4 shows the frequency response of the open-loop transfer function when the mechanical system 3 is an ideal rigid body.
  • the gain characteristic when the mechanical system 3 is not an ideal rigid body is A difference arises in that a resonance peak appears or the gain increases as the frequency increases.
  • the phase lag does not increase compared to the case where the mechanical system 3 shown in FIG. 4 is an ideal rigid body. Therefore, even if the gain of the open-loop transfer function is greater than 0 [dB] due to mechanical resonance or the like at a frequency lower than the phase crossover frequency shown in FIG. 4, it is 0 [dB] at a frequency higher than the phase crossover frequency. If it does not exceed, it will not become unstable. Therefore, if the phase crossing frequency is kept high, the mechanical resonance at a lower frequency does not become unstable, and the stability can be made as high as possible.
  • the feedback filter 104 reduces the high-frequency gain in the open-loop transfer function, but the phase crossing frequency is the phase reference frequency as shown in FIG.
  • the frequency range having a large phase delay due to the increase of the speed gain Kv is configured to be narrowed on the logarithmic axis. Therefore, even when the mechanical system 3 is different from a rigid body, for example, when there are many mechanical resonances, the mechanical system characteristic in which the association is established is utilized, and the destabilization does not occur as much as possible according to the setting of the speed gain Kv. In this way, the feedback filter 104 is set. This also makes it possible to realize a robust high-speed and high-accuracy control system with a simple adjustment in which the speed gain Kv is gradually increased according to the input of the response parameter Pr.
  • FIG. 5 shows a comparison of the open-loop transfer function frequency response when the motor control device according to the present embodiment described above is used and when the feedback filter 104 is changed to a different one from the present embodiment.
  • the solid line shows the open loop frequency response when the motor control device of the present embodiment is used.
  • the phase crossing frequency in each case is indicated by a circle, and a gain margin, which is a general robustness index, is indicated by a double arrow.
  • the phase crossing frequency according to the present embodiment is slightly lowered as compared with the case without the filter, and is not significantly lowered as in the case of the low-pass filter.
  • the gain margin is about 60 [dB], about 40 “dB”, and about 35 [dB] with respect to the case of the present embodiment, in the case of no filter and in the case of the low-pass filter, respectively. In this case, it can be seen that the gain margin is greater than 20 [dB] compared to the other cases.
  • the setting operation of the feedback filter 104 in the control constant setting unit 105 is described based on the gain crossover frequency ⁇ c obtained by dividing the speed gain Kv by the inertia value of the mechanical system 3.
  • the range of the assumed inertia value 3 is narrow, it is possible to obtain a similar effect by rough estimation without using the accurate inertia value J.
  • the setting operation of the feedback filter 104 in the control constant setting unit 105 has been described as being based on the phase reference frequency ⁇ q measured in advance, the phase reference frequency ⁇ q can be obtained without accurately obtaining in advance, for example, By setting it as an empirical value, it is possible to obtain the same effect.
  • control constant setting unit 105 increases the ratio of the filter cutoff frequency ⁇ fL to the filter upper limit frequency ⁇ fH with respect to the increase of the speed gain Kv in a range of 1 or less, in other words, the filter upper limit frequency ⁇ fH with respect to the filter cutoff frequency ⁇ fL.
  • a similar effect can be obtained by setting the characteristics of the feedback filter 104 so that the ratio becomes small.
  • the configuration of the control calculation unit 102 in the above description is an order configuration in which the feedback filter 104 is applied to the result calculated by the amplification compensation unit 103 based on the deviation between the speed command vr and the detected speed vb.
  • This order is not particularly concerned. That is, the feedback filter 104 of the transfer function expressed by (Expression 3) is applied to the deviation between the speed command vr and the detected speed vb, and the output is proportional to the input / output relationship similar to (Expression 1).
  • the control calculation unit 102 may be configured such that the transfer function (feedback transfer function) from the detected speed vb to the torque command ⁇ r performs exactly the same calculation as in (Equation 2).
  • the motor control device 101 is shown as a speed control system that causes the detected speed vb to follow the speed command vr.
  • the position control system can include the speed control system as a minor loop. Yes.
  • the amplification compensator 103 has been described as performing the proportional-integral calculation.
  • the calculation may be performed by multiplying the feedback transfer function from the detected speed vb to the torque command ⁇ r by the speed gain Kv.
  • integral compensation may not be performed if it is not necessary, such as when a deviation is allowed or when it is used as a minor loop of a position control system.
  • the characteristics of the first embodiment of the present invention are not lost at all even if a low-pass characteristic that removes a frequency component sufficiently higher than the filter upper limit frequency ⁇ fH is added to the amplification calculation unit 103. .
  • the control calculation unit 102 includes the amplification compensation unit 103 that performs the calculation of multiplying the feedback transfer function by the speed gain Kv, and the gain on the lower frequency side than the filter cutoff frequency. 1, the gain decreases with increasing frequency from the filter cutoff frequency ⁇ fL to the filter upper limit frequency ⁇ fH higher than the filter cutoff frequency ⁇ fL, and has a frequency response characteristic in which the gain is substantially constant on the higher frequency side than the filter upper limit frequency ⁇ fH.
  • a feedback filter 104 that performs a calculation to reduce the frequency response gain of the transfer function at a frequency higher than the filter cutoff frequency ⁇ fL, and the control constant setting unit 105 performs the filter cutoff of the filter upper limit frequency ⁇ fH with respect to the increase of the speed gain Kv.
  • the high frequency gain of the open loop transfer function can be reduced as much as possible according to the magnitude of the gain Kv.
  • the speed gain Kv can be set as large as possible, high-speed and high-precision control can be realized for a mechanical system having as wide a range of characteristics as possible. Further, since the filter cutoff frequency ⁇ fL and the filter upper limit frequency ⁇ fH are set based on the speed gain Kv, it is only necessary to input the response parameter Pr for determining the speed gain Kv as a variable parameter that needs to be set. Accurate control can be realized with simple settings.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of the motor control device according to the second embodiment.
  • the configuration of the motor control device 201 of the second embodiment is the same as that of the first embodiment except for the control constant setting unit 205 and the control calculation unit 202. Constituent elements similar to those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the control calculation unit 202 includes an amplification compensation unit 103 and a feedback filter 204.
  • the feedback filter 204 is obtained by changing the secondary feedback filter 104 in the first embodiment to a primary filter.
  • the control constant setting unit 205 differs in the characteristic setting method from the control constant setting unit 105 of the first embodiment as the feedback filter 204 is different from the first embodiment.
  • the filter upper limit frequency ⁇ fH is set to a magnitude equal to or higher than the filter cutoff frequency ⁇ fL.
  • the feedback filter 204 has a gain of approximately 1 in a low frequency region lower than the filter cutoff frequency ⁇ fL, and a gain decreases with an increase in frequency in an intermediate frequency region between the filter cutoff frequency ⁇ fL and the filter upper limit frequency ⁇ fH. It has a characteristic of a substantially constant value at a high frequency higher than the filter upper limit frequency ⁇ fH and a gain smaller than the low frequency region.
  • phase characteristic of the transfer function F (s) of the feedback filter 204 is within a range in which the ratio of the filter upper limit frequency ⁇ fH and the filter cutoff frequency ⁇ fL is within a certain range, ⁇ 90 [deg] in the intermediate frequency region therebetween. Between 0 and [deg], the phase approaches 0 as the frequency decreases at a frequency lower than the filter cutoff frequency ⁇ fL, and the phase approaches 0 as the frequency increases at a frequency higher than the filter upper limit frequency. .
  • the ratio of the filter upper limit frequency ⁇ fH to the filter cutoff frequency ⁇ fL becomes extremely large, the phase gradually approaches -90 [deg] at the center of the intermediate frequency region.
  • control constant setting unit 205 sets the amplification compensation unit 103 of the control calculation unit 202 when setting the response speed of the motor control device 201 faster based on the response parameter Pr input from the outside.
  • the speed gain Kv at is set larger.
  • the reciprocal ⁇ i of the integration time constant in the amplification compensator 103 is set in the same manner as in the first embodiment.
  • the filter cutoff frequency ⁇ fL and the filter upper limit frequency ⁇ fH of the feedback filter 204 are set as follows as the speed gain Kv increases.
  • the control constant setting unit 205 calculates the upper reference frequency ⁇ H obtained by multiplying the phase reference frequency ⁇ q by the constant rH, as in the first embodiment.
  • the constant rH is a constant in a range of approximately 0.2 to 1, and the upper reference frequency ⁇ H itself may be determined in advance.
  • the control constant setting unit 205 also obtains a lower reference frequency ⁇ L obtained by multiplying the gain crossover frequency ⁇ c obtained by dividing the speed gain Kv determined according to the input response parameter Pr by the inertia value J of the mechanical system 3 by a predetermined constant rL. Calculate The constant rL is approximately in the range of 1-5. That is, as in the first embodiment, the upper reference frequency ⁇ H and the lower reference frequency ⁇ L are calculated by (Equation 8) and (Equation 9).
  • the filter cutoff frequency ⁇ fL is always matched with the lower reference frequency ⁇ L and the filter upper limit frequency ⁇ fH is always matched with the upper reference frequency ⁇ H, the speed gain Kv is small, and the gain crossover frequency ⁇ c and the phase reference frequency ⁇ q are large.
  • the phase of the feedback filter 204 approaches ⁇ 90 [deg] at the center of the intermediate frequency region as described above, and the phase of the open loop transfer function of the control system is near ⁇ 180 [deg]. If there is a mechanical resonance of the mechanical load 2 at a nearby frequency, oscillation may occur.
  • an upper limit value Rmax of the ratio between the filter upper limit frequency ⁇ fH and the filter cutoff frequency ⁇ fL is determined in advance, and the filter cutoff frequency ⁇ fL and the filter upper limit frequency ⁇ fH are determined as follows.
  • ⁇ fL ⁇ L (Formula 16)
  • ⁇ fH min (Rmax ⁇ ⁇ L, ⁇ H) (Equation 17)
  • min (a, b) used above represents the selection of the smaller value of a and b
  • max (a, b) represents the selection of the larger value of a and b.
  • FIG. 7 shows the transfer function F (s) of the feedback filter 204 when the control constant setting unit 205 sets the characteristics of the feedback filter 204 using the above (Expression 16) and (Expression 17) according to this embodiment.
  • the frequency response of is shown.
  • the characteristics of the feedback filter 204 except for the characteristics of the feedback filter 204, exactly the same conditions as those shown in FIG. 3 of the first embodiment are used.
  • the case where the speed gain Kv in the amplification compensator 103 is small is indicated by a solid line
  • the case where the speed gain Kv is medium is indicated by a chain line
  • the case where the speed gain Kv is large is indicated by a dotted line.
  • the gain is shown in the upper part of the figure, and the phase is shown in the lower part.
  • the filter cutoff frequency ⁇ fL of the feedback filter 204 that is, the pole is a triangular point and the filter upper limit frequency ⁇ fH is superimposed on the gain diagram and phase diagram of each condition. That is, the zero point is drawn as a round dot.
  • FIG. 8 shows the frequency response of the open loop transfer function of the control system when the mechanical system 3 is an ideal rigid body in the second embodiment, as in FIG. Similarly to FIG. 7, the case where the speed gain Kv in the amplification compensator 103 is small is indicated by a solid line, the case where the speed gain Kv is medium is indicated by a chain line, and the case where the speed gain Kv is large is indicated by a dotted line.
  • the phase crossover frequency at which the phase of the open loop transfer function is ⁇ 180 [deg] does not change greatly even if the speed gain Kv is changed, as in the first embodiment.
  • the phase is maintained at a margin of about 25 [deg] or more with respect to ⁇ 180 [deg] until a frequency slightly lower than the above-described phase crossover frequency.
  • FIG. 8 of the second embodiment is compared with FIG. 4 of the first embodiment, particularly in the case of a solid line with a small speed gain Kv, a large variation occurs in the phase. Further, the gain in the high frequency region in the case of the same solid line is larger than that in the first embodiment shown in FIG. From these facts, it can be seen that the second embodiment is less effective in reducing the high frequency gain when the speed gain Kv is smaller than the first embodiment. This is because, since the feedback filter 204 is first order, it is difficult to have desirable characteristics in a wide frequency region as compared with the case where the feedback filter 104 in the first embodiment is second order.
  • the feedback filter 204 is the same as in the first embodiment as compared with the case where the feedback filter 204 is in a direct delivery state where no filter operation is performed or when the feedback filter 204 is replaced with a simple low-pass filter.
  • a sufficiently large gain margin can be secured.
  • the stability is greater than other systems. You can see that it is kept.
  • such stable control characteristics can be realized simply by setting the response parameter Pr input from the outside.
  • the filter cutoff frequency ⁇ fL and the filter upper limit frequency ⁇ fH are set to the lower reference frequency ⁇ L or the upper side in the calculations of Expressions 16 and 18.
  • the calculation was made with the same frequency as the reference frequency ⁇ H.
  • the order n is assumed to be 1 in the description of the feedback filter 104 described in the first embodiment, and constants ⁇ p_1 and ⁇ z_1 different from 0 or 1 are set in the relationship of Equation 10 to obtain Equation 11 or
  • the filter cutoff frequency ⁇ fL and the filter upper limit frequency ⁇ fH may be calculated using Equation 12.
  • the control constant setting unit 205 determines that the ratio of the filter upper limit frequency ⁇ fH to the filter cutoff frequency ⁇ fL with respect to the increase of the speed gain Kv. Since the speed gain Kv, the filter cut-off frequency ⁇ fL, and the filter upper limit frequency ⁇ fH are set so as to decrease, as in the first embodiment, high-speed and high-precision control is performed for a mechanical system having as wide a characteristic as possible. Can be realized. Further, since it is only necessary to input the response parameter Pr for determining the speed gain Kv as a variable parameter that needs to be set, high-speed and high-precision control can be realized with simple settings.
  • FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the motor control apparatus according to the third embodiment of the present invention.
  • the configuration of the motor control device 301 of the third embodiment is the same as that of the first embodiment except for the control constant setting unit 305 and the control calculation unit 302. Constituent elements similar to those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the feedback filter 104 in the control calculation unit 102 outputs the torque command ⁇ r with the output of the amplification compensation unit 103 as an input
  • the feedback in the control calculation unit 302 The filter 304 receives the detection speed vb and outputs the filter speed vbf as an intermediate variable in the control calculation unit 302.
  • the control calculation unit 302 includes an amplification compensation unit 303 and a feedback filter 304.
  • the feedback filter 304 receives the detection speed vb output from the speed detection unit 5, performs a transfer function calculation exactly the same as that of the feedback filter 104 in the first embodiment, and outputs the filter speed vbf. That is, the following equation is calculated.
  • vbf F (s) ⁇ vb (Equation 20)
  • Amplification compensator 303 performs the same or similar calculation as the proportional-integral control described in the first embodiment so that filter speed vbf follows speed command vr based on speed command vr and filter speed vbf. Is output as a torque command ⁇ r.
  • IP control By performing such a calculation called IP control, an effect of reducing overshoot in the response characteristic of the detected speed vb or the filter speed vbf with respect to the speed command vr can be obtained.
  • the response characteristic to the disturbance acting on the mechanical system 3 is exactly the same as when PI control is performed.
  • feedback control is performed by the same transfer function as in (Equation 2) in the first embodiment, and the amplification compensation unit 303 in the control calculation unit 302 multiplies the feedback transfer function by the speed gain Kv by the calculation of (Equation 22).
  • the feedback filter 304 performs the calculation so as to reduce the gain of the feedback transfer function at a frequency higher than the filter cutoff frequency ⁇ fL.
  • control constant setting unit 305 performs exactly the same operation as the control constant setting unit 105 of the first embodiment, so that the response characteristic with respect to the disturbance acting on the mechanical system 3 depends on the response parameter Pr. 1 can be set in exactly the same way.
  • the third embodiment has the same effect as the second embodiment. It goes without saying that it is obtained.
  • the feedback filter 304 is placed in front of the amplification compensator 303, as in the first embodiment, a high-speed mechanical system having as wide a characteristic as possible is used. Highly accurate control can be realized. Further, since it is only necessary to input the response parameter Pr for determining the speed gain Kv as a variable parameter that needs to be set, high-speed and high-precision control can be realized with simple settings.
  • the motor control device is suitable for application to a motor control device that controls the speed and position of the motor.

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Abstract

　可及的に幅広い特性の機械系に対して高速高精度な制御を実現するために、モータ制御装置は、フィルタ遮断周波数以下の周波数では周波数応答ゲインが概ね１で、フィルタ遮断周波数ωｆＬからフィルタ遮断周波数ωｆＬより大きいフィルタ上限周波数ωｆＨまでは周波数の増大に対して周波数応答ゲインが低下、フィルタ上限周波数ωｆＨ以上の周波数では周波数応答ゲインが概ね一定のフィルタ特性を備え、帰還伝達関数に前記フィルタ特性を作用させる演算を行う帰還フィルタを備えており、制御定数設定部は、速度ゲインＫｖの増大に対してフィルタ上限周波数ωｆＨのフィルタ遮断周波数ωｆＬに対する比が小さくなるように速度ゲインＫｖと、フィルタ遮断周波数ωｆＬおよびフィルタ上限周波数ωｆＨのうちの少なくとも一方とを設定する。

Description

モータ制御装置
　本発明は、モータの速度や位置を制御するモータ制御装置に関する。
　モータの速度や位置を制御するモータ制御装置では、一般に速度ＰＩ（比例積分）制御やフィルタ等を用いて帰還ループを構成した制御を行うが、これらの特性を決定する制御定数を、駆動する機械系の特性に応じて設定する必要があり、高速高精度な制御を、なるべく簡単な設定や調整で実現することが望まれている。
　このような要望に対して、例えば特許文献１には、ＰＩ制御を行う速度制御部や、通常はローパスフィルタが広く用いられるトルクフィルタ部などを備え、これら各部の特性を設定する各種の制御定数を、外部から入力する一つのパラメータに基づいて特定の関係式によって設定するモータ制御装置にかかる技術が開示されている。
　一方、上記のようなローパスフィルタを用いると、駆動する機械系が低剛性でかつ慣性がモータに比べて大きい場合に安定な制御が困難になるという問題がある。この問題を改善する技術として、負荷が大きい２慣性系としての機械系を想定した技術が特許文献２に開示されている。
　特許文献２の技術によれば、設定した第１のフィルタ周波数と第２のフィルタ周波数を境に、低周波数領域と高周波数領域では周波数応答ゲインが一定で、中間の周波数領域では位相の遅れが生じるとともに周波数の増大に対して周波数応答ゲインが低下する特性を持つ位相遅れフィルタを用い、安定に速度制御手段の比例ゲイン（速度ゲイン）を増大させることを可能にしている。以降、紛らわしくない場合は「周波数応答ゲイン」を単に「ゲイン」と記載する。またパラメータ設定手段を備え、上述した第１のフィルタ周波数と第２のフィルタ周波数を自動的に設定する技術が開示されている。その設定の方法としては、速度制御手段の比例ゲイン（速度ゲイン）と機械系全体の慣性値とモータ単体の慣性値とに基づき、機械系全体の慣性で考えた第１の交差周波数ωＣ１と、モータだけの慣性で考えた第２の交差周波数ωＣ２を基準に設定する方法が開示されている。あるいは機械系の反共振周波数や共振周波数を基準に設定する方法が開示されている。
特開２００２－０２７７７２号公報 国際公開第２００５／０６４７８１号
小田井、堀著「非整数次制御系による非線形要素に強い制御器の設計法」電気学会論文誌Ｄ、２０００年、第１２０巻、第１号、ｐｐ．１１－１８
　しかしながら、特許文献１の技術に用いられるような通常のローパスフィルタを使用すると、当該ローパスフィルタに起因した位相遅れが発生する。駆動する機械系の慣性がモータに対して極端に大きい場合には、制御対象の周波数応答ゲインが高周波数で大きくなって制御系が不安定になるという問題があった。また、複数の機械共振を有するような複雑な特性の機械系の場合も発振を生じやすく、安定に制御するのが困難であるという問題があった。
　また、特許文献２では、位相遅れフィルタを用いて、低剛性な機械系を安定に制御するよう構成されているが、その設定方法は、制御対象を２慣性系としてしか考慮していなく、上述した第１の交差周波数ωＣ１と第２の交差周波数ωＣ２を基準に設定する方法では、第１のフィルタ周波数と第２のフィルタ周波数との関係が、駆動する機械系の慣性とモータの慣性との比率だけで決定される。その結果、負荷の慣性があまり大きくない場合は第１の交差周波数ωＣ１と第２の交差周波数ωＣ２との差が小さいためフィルタで高周波数のゲインを低減する効果が小さい。また、実際の機械系は、多くの場合は上記の理想的な２慣性系と異なって、複数の共振を持つ複雑な特性を持ち、更には帰還ループには無駄時間などの要素が含まれるが、特許文献２におけるパラメータ設定手段ではこれらを考慮していないため、場合によっては速度制御器の速度ゲインを十分に増大させることができず、高精度な制御を実現するのが困難になるという問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、可及的に幅広い特性の機械系に対して高速高精度な制御を実現することができるモータ制御装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、制御対象が備えるモータを駆動するモータ制御装置であって、前記モータの動作速度を検出し、検出速度を出力する速度検出部と、前記検出速度が速度指令に追従するように前記モータに対する駆動力指令を演算する制御演算部と、前記制御演算部の内部において、前記検出速度から前記駆動力指令までの伝達関数である帰還伝達関数に速度ゲインＫｖを乗じる演算を行う増幅補償部と、フィルタ遮断周波数以下の周波数では周波数応答ゲインが概ね１で、前記フィルタ遮断周波数から前記フィルタ遮断周波数より大きいフィルタ上限周波数までは周波数の増大に対して周波数応答ゲインが低下し、前記フィルタ上限周波数以上の周波数では周波数応答ゲインが概ね一定のフィルタ特性を備え、前記制御演算部の内部において、前記帰還伝達関数に前記フィルタ特性を作用させる演算を行う帰還フィルタと、外部からの入力に基づいて前記速度ゲインＫｖと、前記フィルタ遮断周波数および前記フィルタ上限周波数の少なくとも一方とを設定する制御定数設定部と、前記モータの駆動力が前記駆動力指令に一致するように前記モータを駆動する駆動力制御部と、を備え、前記制御定数設定部は、前記速度ゲインＫｖの増大に対して前記フィルタ上限周波数の前記フィルタ遮断周波数に対する比が小さくなるように、前記速度ゲインＫｖと、前記フィルタ遮断周波数および前記フィルタ上限周波数の少なくとも一方とを設定する、ことを特徴とする。
　本発明によれば、速度ゲインＫｖの増大に応じて帰還フィルタの位相が遅れる周波数範囲を狭く変更しながら高周波数のゲインを低減することができるので、可及的に幅広い特性の機械系に対して高速高精度な制御を実現することができるという効果を奏する。
図１は、実施の形態１によるモータ制御装置を示すブロック図である。 図２は、モータ制御装置の制御対象の周波数応答を示す図である。 図３は、実施の形態１による帰還フィルタの周波数応答を示す図である。 図４は、実施の形態１による開ループ周波数応答を示す図である。 図５は、実施の形態１の効果を開ループ周波数応答の比較で示す図である。 図６は、実施の形態２によるモータ制御装置を示すブロック図である。 図７は、実施の形態２による帰還フィルタの周波数応答を示す図である。 図８は、実施の形態２による開ループ周波数応答を示す図である。 図９は、実施の形態３によるモータ制御装置を示すブロック図である。
　以下に、本発明にかかるモータ制御装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は本発明の実施の形態１にかかるモータ制御装置の全体構成を表すブロック図である。モータ制御装置１０１は外部から入力された動作指令である速度指令ｖｒと、エンコーダ等の動作検出器（図示せず）を用いて検出したモータ１の動作（速度）ｖｍと、外部からの入力により設定された応答パラメータＰｒに基づいて、モータ１の動作が動作指令に追従するようにモータ１にトルク（駆動力）τｍを発生させる。またモータ１はトルクτｍを発生することで、モータ１とモータ１に結合された機械負荷２とから構成される機械系３を駆動する。なお、以降ではモータ１を回転型モータとしてトルク等の回転系の用語を使用するが、特にモータ１を回転型に限定するものではなく、推力（駆動力）を発生するリニアモータでも良い。
　モータ制御装置１０１は、トルク制御部（駆動力制御部）４と、速度検出部５と、制御演算部１０２と、制御定数設定部１０５とを備えている。
　速度検出部５は検出したモータ１の動作ｖｍに基づいてモータ１が動作する速度を演算し、検出速度ｖｂとして出力する。制御演算部１０２は補償増幅演算を行う増幅補償部１０３とフィルタ演算を行う帰還フィルタ１０４とから構成され、動作指令である速度指令ｖｒと上記の検出速度ｖｂとに基づいて、検出速度ｖｂが速度指令ｖｒに追従するよう帰還制御の演算を行ったトルク指令τｒを出力する。トルク制御部４はモータ１の電流を制御することで、トルク指令τｒにモータ１が発生するトルクτｍが一致するよう制御を行う。
　また制御定数設定部１０５は外部から設定した応答パラメータＰｒに基づいて、後述のように増幅補償部１０３および帰還フィルタ１０４を含む制御演算部１０２の演算動作の特性、すなわち演算に用いる定数を設定する。
［制御演算部１０２の演算］
　次に、増幅補償部１０３と帰還フィルタ１０４から構成される制御演算部１０２の演算処理内容について説明する。
　制御演算部１０２は速度指令ｖｒと検出速度ｖｂとを入力とする。制御演算部１０２の内部において増幅補償部１０３は速度指令ｖｒと検出速度ｖｂとに基づいて、検出速度ｖｂが速度指令ｖｒに追従するよう、通常的な比例積分制御の演算を行う。すなわち、速度指令ｖｒと検出速度ｖｂとの偏差である速度偏差に対して速度ゲインＫｖを乗じる比例補償と、積分時定数の逆数をωｉとした積分補償による次式の演算を行って、制御演算部１０２における中間変数である補償トルクτｃを出力する。ここで、次式および以降において、ｓはラプラス演算子を表し、１／ｓは積分を意味する。
　τｃ＝　Ｋｖ・｛１＋（ωｉ／ｓ）｝（ｖｒ－ｖｂ）　　　（式１）
　帰還フィルタ１０４は、増幅補償部１０３の出力した補償トルクτｃを入力とし、所定のフィルタ遮断周波数ωｆＬより高周波数において周波数応答ゲインを相対的に低減するような伝達関数Ｆ（ｓ）の演算によりトルク指令τｒを出力する。また帰還フィルタ１０４は、その周波数応答特性が、上記のフィルタ遮断周波数ωｆＬより低い低周波数領域ではゲインが概ね１、フィルタ遮断周波数ωｆＬから、それより高い周波数であるフィルタ上限周波数ωｆＨまでの中間周波数領域では周波数の増大に対してゲインが低下、上記のフィルタ上限周波数ωｆＨより高い高周波数領域ではゲインが概ね一定のフィルタ特性を有するものである。帰還フィルタ１０４の演算処理内容については、後ほど詳しく説明する。
　なお、上記では帰還フィルタ１０４の位相特性には言及していないが、帰還制御に用いられるフィルタは、実用的には最小位相推移系と呼ばれる範疇のものであるため、周波数応答ゲインの特性を決定すれば位相の特性は一意に決まるものである。具体的には帰還フィルタ１０４に上記のようなゲイン特性を持たせることで、その位相特性は結果的に中間周波数領域で相対的に遅れる特性を持つものである。
　このような演算により、制御演算部１０２は、検出速度ｖｂからトルク指令τｒまでの伝達関数（帰還伝達関数と記述する）が次式２となる演算を行っている。すなわち、増幅補償部１０３の演算により帰還伝達関数に速度ゲインＫｖを乗じるよう、また帰還フィルタ１０４の演算により、帰還伝達関数に上述のフィルタ特性を作用させるよう、演算を行う。
　τｒ／ｖｂ　＝　－Ｆ（ｓ）・Ｋｖ｛（ｓ＋Ｋｐｉ）／ｓ｝　　（式２）
［制御対象の特性］
　次に、本発明によるモータ制御装置１０１が駆動する機械系３と、トルク制御部４および速度検出部５の一般的な特性について説明する。ここで、検出速度ｖｂに基づいてトルク指令τｒの演算を行う制御演算部１０２は、駆動する機械系３の特性に応じて演算特性を設定されるが、トルク制御部４および速度検出部５の特性は、通常は機械系３の特性に依存しない一定の特性として構成される。そこで、トルク指令τｒから検出速度ｖｂまでの特性、すなわちトルク制御部４と機械系３と速度検出部５とを併せた部分を制御対象と呼ぶ。
　まず、機械系３が理想的な剛体であると仮定した場合の特性について説明する。その場合、モータ１が発生するトルクτｍから機械系３すなわちモータ１の実際の動作速度までの伝達関数は純粋な積分特性となる。すなわち、その周波数応答は、周波数の増大に対してゲインが－２０［ｄＢ／ｄｅｃ］の傾きで減少し、位相が－９０［ｄｅｇ］で一定の特性になる。一方で、トルク制御部４の特性すなわちトルク指令τｒに対するモータ１が発生するトルクτｍの伝達特性には遅れが含まれる。また、速度検出部５は上述のように、例えばモータ１の動作を検出したエンコーダ出力の差分演算によって検出速度ｖｂの演算を行うが、信号の伝送や演算処理に時間を要するため、モータ１が実際に動作する速度に比べて検出速度ｖｂは遅れた信号となる。
　図２に、トルク制御部４と機械系３と速度検出部５とからなる制御対象の、すなわちトルク指令τｒから検出速度ｖｂまでの特性の周波数応答を示す。図２の実線に、機械系３が上述した理想的な剛体である場合の特性を示す。制御対象のゲインは機械系３と同様に周波数の増大に対して概ね－２０［ｄＢ／ｄｅｃ］で減少する。また位相に関しては、上記のようにトルク制御部４および速度検出部５には無駄時間に近似される遅れがあるため、周波数が高くなるにつれて位相遅れが増大する特性になる。
　ここで、トルク制御部４と速度検出部５とで生じる位相遅れの合計が－９０［ｄｅｇ］となる周波数を、位相基準周波数ωｑと呼ぶこととする。図２に示すように、上述の制御対象の位相特性は位相基準周波数ωｑで－１８０［ｄｅｇ］になる。
　この位相基準周波数ωｑは、トルク制御部４および速度検出部５の位相遅れ特性だけで定まるので、モータ１だけをモータ制御装置１０１で駆動する状態で、トルク指令τｒから検出速度ｖｂまでの周波数応答を測定することで測定できる。あるいは同様にモータ１だけを駆動する状態で、制御演算部１０２を単純な速度比例制御の特性にしてその制御ゲインを大きくした際に発生する発振の周波数として測定することができる。すなわち、実際に機械負荷２をモータ１に接続して駆動することなく、事前に決定することが可能なものである。本実施の形態では例として位相基準周波数を１００００［ｒａｄ／ｓ］として示す。
　次に、機械系３が理想的な剛体でない現実的な特性の場合について説明する。機械系３は、モータと機械負荷２とを接続するカップリングやシャフト（図示せず）、あるいは機械負荷２本体の低剛性に起因して、一般に複数の機械共振を有する。また多くの産業用途のモータでは、モータ１とエンコーダ等の動作検出器（図示せず）は一体となって構成され、駆動力発生部と動作検出部が十分に近接しているコロケーションと呼ばれる条件が成立している。この場合、モータ１の発生トルクからモータ１の実際の速度までの伝達関数は、周波数の増大に従って反共振と共振とが交互に表れ、位相が－９０［ｄｅｇ］より遅れることがないことが理論的に知られている。すなわち、機械系３が理想的な剛体である場合と比較して、全周波数において、位相遅れが大きくなることはない。
　図２の破線に、機械系３が理想的な剛体でない場合、すなわち剛性が低くて機械共振がある場合のトルク指令τｒから検出速度ｖｂまでの周波数応答の一例を示す。図に示すように、周波数の増大に従って、ゲインのノッチ特性となる反共振と、ピーク特性となる共振とが交互に表れる。また反共振周波数と共振周波数の間で周波数の増大に伴ってゲインが増大する特性を持つ。その結果、実線で示した機械系３が理想的な剛体の場合に比べて、高周波数になるにしたがって全体的にゲインが増大する特性を示す。この高周波数でのゲイン増大は、一般に、機械系３全体の慣性に比べてモータ１の慣性が小さい方が大きくなる。一方で位相特性は、周波数の増大に伴って反共振周波数の近辺で位相が１８０［ｄｅｇ］進む方向に変化し、共振周波数の近辺で位相が１８０［ｄｅｇ］遅れる方向に変化するが、機械系３が理想的な剛体の場合に比べて位相が遅れることはない。その結果、上述した位相基準周波数ωｑより低い周波数で位相が－１８０［ｄｅｇ］より遅れることはない。
［帰還フィルタ１０４の詳細］
　次に本実施の形態１による帰還フィルタ１０４の構成の詳細について説明する。帰還フィルタ１０４は分母と分子が所定の同じ次数ｎ（ｎは１以上の整数）の伝達関数を持たせたものである。すなわちそれぞれｎ次のｓの多項式で表される分母多項式Ｄｆ（ｓ）と分子多項式Ｎｆ（ｓ）とを用いて次式の伝達関数で表される演算を行う。
　Ｆ（ｓ）＝Ｎｆ（ｓ）／Ｄｆ（ｓ）　　　（式３）
　ここで、本実施の形態における帰還フィルタ１０４は、上記の分母多項式Ｄｆ（ｓ）および分子多項式Ｎｆ（ｓ）が、ｎ個の極の周波数（以下では単に極と記す）ωｐ＿ｉ［ｒａｄ／ｓ］とｎ個の零点の周波数（以下では単に零点と記す）ωｚ＿ｉ［ｒａｄ／ｓ］を用いて、次式のようにｎ個の多項式の積で表される演算を行う。ここで、添え字を表す＿ｉのｉは１～ｎの整数である。
　Ｄｆ（ｓ）＝｛（１／ωｐ＿１）ｓ＋１｝…｛（１／ωｐ＿ｎ）ｓ＋１｝　（式４）
　Ｎｆ（ｓ）＝｛（１／ωｚ＿１）ｓ＋１｝…｛（１／ωｚ＿ｎ）ｓ＋１｝　（式５）
　（式４）および（式５）において、ｎ個の極ωｐ＿ｉは小さい順番に添え字ｉを付与し、同様にｎ個の零点ωｚ＿ｉも小さい順に添え字ｉを付与して表す。また、上述したフィルタ遮断周波数ωｆＬに第１番目すなわち最小の極ωｐ＿１を、フィルタ上限周波数ωｆＨに第ｎ番目すなわち最大の零点ωｚ＿ｎを対応させるとともに、第１番目から第ｎ番目の極ωｐ＿ｉおよび零点ωｚ＿ｉを、その絶対値が小さい順番に極と零点が交互になるように設定する。すなわち、各々の極ωｐ＿ｉおよび零点ωｚ＿ｉが次式の関係になるように設定する。
　ωｆＬ＝ωｐ＿１＜ωｚ＿１＜…＜ωｐ＿ｎ＜ωｚ＿ｎ＝ωｆＨ　　　（式６）
　上記設定の結果、（式３）～（式５）で表される帰還フィルタＦ（ｓ）の周波数応答特性は、後に詳細を説明する図３に示すように、フィルタ遮断周波数ωｆＬ、すなわち最小の極ωｐ＿１より低い低周波数領域でゲインが概ね１に、またフィルタ遮断周波数ωｆＬからフィルタ上限周波数ωｆＨの中間周波数領域においては、周波数の増大に対してゲインが低下し、またフィルタ上限周波数ωｆＨすなわち最大の零点ωｚ＿ｎより高周波数領域でゲインが概ね一定で次式７のＧｈに収束する特性を持つ。
　Ｇｈ　＝（ωｚ＿１…ωｚ＿ｎ）／（ωｐ＿１…ωｐ＿ｎ）　　（式７）
　更に、上記の帰還フィルタ１０４の伝達関数Ｆ（ｓ）の位相特性は、フィルタ遮断周波数ωｆＬとフィルタ上限周波数ωｆＨとの間の中間周波数領域では－９０［ｄｅｇ］と０［ｄｅｇ］との間にあり、フィルタ遮断周波数ωｆＬより低い低周波数領域では周波数が低くなるに従い位相が０に近づき、フィルタ上限周波数より高い高周波数領域では周波数が高くなるに従い位相が０に近づく特性を持つ。したがって帰還フィルタＦ（ｓ）は全ての周波数において位相が－９０［ｄｅｇ］より大きい特性を有している。
［制御定数設定部の動作］
　次に、制御定数設定部１０５の動作の概略について説明する。制御定数設定部１０５は外部から応答パラメータＰｒが入力される。この応答パラメータＰｒは、速度指令ｖｒに対して検出速度ｖｂを一致させるよう動作するモータ制御装置１０１の応答速度を設定するパラメータであり、応答速度を表す周波数やその逆数の時定数といった連続的な数値や、大／中／小といった段階的なパラメータのどちらでもよい。この応答パラメータＰｒは、モータ制御装置１０１を利用する用途や駆動する機械系３の特性に応じ、制御系の安定性や所望の応答速度を考慮して決定されるものである。なお、速度ゲインＫｖそのものが応答パラメータＰｒとして入力されるようにしてもよい。
　モータ制御装置１０１の応答速度をより速く設定する場合、制御定数設定部１０５は応答パラメータＰｒの入力によって、制御演算部１０２の増幅補償部１０３における（式１）の演算の速度ゲインＫｖをより大きく設定する。また、積分時定数の逆数ωｉを、速度ゲインＫｖを機械系３の慣性値（イナーシャ値）Ｊで除したゲイン交差周波数ωｃを基準に、その０．１～０．５倍程度の大きさに設定する。制御定数設定部１０５はこのような増幅補償部１０３の設定と同時に、帰還フィルタ１０４の特性を以下のように設定する。ここで、慣性値Ｊは外部から設定値として入力するか、あるいはトルク指令τｒと検出速度ｖｂとに基づいた推定により定めてもよい。
　また、制御定数設定部１０５はゲイン交差周波数ωｃを基準に、それと同程度からやや大きい値、通常はωｃの１～５倍程度の値としてフィルタ遮断周波数ωｆＬを設定する。また上述した位相基準周波数ωｑよりやや小さい値、通常は０．２～１倍程度の値としてフィルタ上限周波数ωｆＨを設定する。なお、説明の簡単化のために、ゲイン交差周波数ωｃは位相基準周波数ωｑより十分に小さい場合について記述し、その結果、上記のような設定によりフィルタ遮断周波数ωｆＬはフィルタ上限周波数ωｆＨより小さく設定されるものとする。
　ここで、ある機械系３を駆動する場合、速度ゲインＫｖを増大させるとゲイン交差周波数ωｃは速度ゲインＫｖに比例して増大する。一方で位相基準周波数ωｑは速度ゲインＫｖには依存しない値である。したがって制御定数設定部１０５は応答パラメータＰｒの入力に応じて速度ゲインＫｖを大きくした場合に、フィルタ上限周波数ωｆＨのフィルタ遮断周波数ωｆＬに対する比率が小さくなるよう設定することになる。結果として、速度ゲインＫｖの増大に対して上記で説明した中間周波数領域すなわち帰還フィルタ１０４の位相遅れが大きい周波数範囲が対数軸上において狭くなる。
　制御定数設定部１０５が上記のように動作することで、帰還フィルタ１０４は、ゲイン交差周波数ωｃ付近での位相遅れを大きくし過ぎることなく、ゲイン交差周波数ωｃよりある程度高い周波数ではゲインを低減するとともに、位相基準周波数ωｑ付近においても位相遅れを小さくする周波数応答特性を持つ。
［帰還フィルタ設定の詳細］
　次に、上記で概略動作を述べた制御定数設定部１０５による帰還フィルタ１０４の設定に関する詳細を説明する。制御定数設定部１０５は上述した位相基準周波数ωｑに所定の定数ｒＨを乗じた上側基準周波数ωＨを計算する。ここで定数ｒＨは概ね０．２～１の範囲の定数である。また位相基準周波数ωｑおよび定数ｒＨは予め定めておけばよいため、上側基準周波数ωＨ自体を予め定めておいてもよい。また制御定数設定部１０５は入力された応答パラメータＰｒに応じて定まるゲイン交差周波数ωｃに、予め定めた定数ｒＬを乗じた下側基準周波数ωＬを計算する。定数ｒＬは概ね１～５の範囲とする。すなわち以下の式で上側基準周波数ωＨと下側基準周波数ωＬを計算する。
　ωＨ＝ｒＨ・ωｑ　　（式８）
　ωＬ＝ｒＬ・ωｃ　　（式９）
　また、制御定数設定部１０５には、上述した帰還フィルタ１０４の次数ｎと同じ個数のフィルタの極ωｐ＿ｉに対応したｎ個の定数αｐ＿ｉ、およびｎ個の零点ωｚ＿ｉに対応したｎ個の定数αｚ＿ｉ（ｉは１からｎの整数）が、次式１０の関係を満たすように予め設定されている。
　０≦αｐ＿１＜αｚ＿１＜…＜αｐ＿ｎ＜αｚ＿ｎ≦１　　（式１０）
　また制御定数設定部１０５は、上記の上側基準周波数ωＨ、下側基準周波数ωＬと、上記の予め設定されたそれぞれｎ個の定数αｐ＿ｉ、αｚ＿ｉを用いて、帰還フィルタ１０４におけるそれぞれｎ個の極ωｐ＿ｉと零点ωｚ＿ｉとを次式で計算して設定する。
　ωｐ＿ｉ＝｛ωＬ＾（１－αｐ＿ｉ）｝・ωＨ＾（αｐ＿ｉ）　　（式１１）
　ωｚ＿ｉ＝｛ωＬ＾（１－αｚ＿ｉ）｝・ωＨ＾（αｚ＿ｉ）　　（式１２）
　上式のように設定することで、第ｉ番目の極ωｐ＿ｉは、周波数を対数で表した軸において、上側基準周波数ωＨと下側基準周波数ωＬとをαｐ＿ｉ：（１－αｐ＿ｉ）に分割した周波数に設定される。同様に第ｉ番目の零点ωｚ＿ｉは、ωＨとωＬを対数軸においてαｚ＿ｉ：（１－αｚ＿ｉ）に分割した周波数に設定される。また上述のようにωｐ＿１はフィルタ遮断周波数ωｆＬであり、ωｚ＿ｎはフィルタ上限周波数ωｆＨであるため、定数αｐ＿ｉ、αｚ＿ｉを（式１０）のように設定することで、帰還フィルタ１０４の極および零点は（式６）を満たすように設定される。
　ここで、上記（式１１）および（式１２）の計算において、定数αｐ＿ｉ、αｚ＿ｉを用いた、０以上１以下の整数に限らない有理数を指数に持つ計算を行うが、その実現に際しては、それぞれｎ個の定数αｐ＿ｉ、αｚ＿ｉを、（式１０）を満たしながら、（１／２）を所定の整数ａの回数だけ乗じた値と所定の整数ｂとの積で表されるよう選択しておくとよい。なお、（１／２）を乗じる回数ａの値は、ｉに応じて、またはαｐ＿ｉとαｚ＿ｉとで、異なる値を取り得る。同様に、整数ｂも、ｉに応じて、またはαｐ＿ｉとαｚ＿ｉとで、異なる値を取り得る。このようにすることで、（式１１）および（式１２）において、整数でないαｐ＿ｉやαｚ＿ｉを指数に持つべき乗演算を、例えばωＨに対するａ回の平方根演算とｂ回の乗算とで実行でき、高価な演算装置でなくても実装可能な演算で実現することが可能になる。
　ここで、上述した制御定数設定部１０５による帰還フィルタ１０４の設定に関する理論的背景を補足しておく。ここでは理論上の説明の簡単化のために、ωｆＬ＜＜ωｆＨで、かつ帰還フィルタ１０４の次数ｎを十分に大きい整数とする。帰還フィルタ１０４の極ωｐ＿ｉと零点ωｚ＿ｉに、上記（式６）の大小関係と共に、非特許文献１の５章に記載されている非整数次積分の近似実現方法と同様な関係を持たせることを考える。
　そのために、それぞれｎ個のαｐ＿ｉおよびαｚ＿ｉを、それぞれが間隔をΔαとした等差数列となるように設定し、更にαｚ＿ｉとαｐ＿ｉとの差がΔαに対してｋ倍（ただし０＜ｋ＜１）となるように設定する。この場合、帰還フィルタ１０４の伝達関数Ｆ（ｓ）はωｆＬとωｆＨとの間の周波数において、次式で表される非整数次積分の特性に近似される。ただし次式における定数ｋは０＜ｋ＜１の有理数である。
　Ｆ（ｓ）＝１／（ｓ＾ｋ）　（式１３）
　上式１３で表されるｋ次の非整数次積分の位相は、－９０ｋ［ｄｅｇ］で一定である。したがって本実施の形態のように制御定数設定部１０５および帰還フィルタ１０４を構成し、上記の理論的背景に基づく非整数の次数ｋを所望の値にするようにωｐ＿ｉおよびωｚ＿ｉを設定することで、ωｆＬからωｆＨまでの周波数範囲が広い場合でも、その周波数範囲において位相が－９０［ｄｅｇ］～０［ｄｅｇ］の間の所望の大きさになるよう設定することが可能になる。
［具体例］
　次に、本実施の形態のモータ制御装置１０１による制御を、数値を用いて具体的に説明する。図３は本実施の形態による帰還フィルタ１０４の伝達関数Ｆ（ｓ）の周波数応答を示す。本具体例では帰還フィルタ１０４の次数ｎを２としている。図では、ある機械負荷２をモータ１に接続した状態において、応答パラメータＰｒの変更に基づく制御定数設定部１０５の動作により、増幅補償部１０３における速度ゲインＫｖが異なる値に設定された３通りの場合を示す。速度ゲインＫｖが小さい場合を実線で、速度ゲインＫｖが中程度の場合を鎖線で、速度ゲインＫｖが大きい場合を点線で示している。図の上段にゲインを、下段に位相を示しており、さらに、各条件のゲイン線図、位相線図に重ねて、帰還フィルタ１０４の極ωｐ＿ｉを三角点で、零点ωｚ＿ｉを丸点で描画している。上述のように、最小の極ωｚ＿1がフィルタ遮断周波数ωｆＬで、最大の零点ωｚ＿２がフィルタ上限周波数ωｆＨである。
　図３に示した帰還フィルタ１０４の極ωｐ＿ｉおよび零点ωｚ＿ｉは、上述の制御定数設定部１０５の動作によって、次のように定められている。まず、図２に示したよう、本具体例では、トルク制御部４および速度検出部５で生じる位相遅れが－９０［ｄｅｇ］となる周波数である位相基準周波数ωｑが１００００［ｒａｄ／ｓ］であり、所定の定数ｒＨを０．５とした（式８）の計算により上側基準周波数ωＨが定められている。次に制御定数設定部１０５は、外部からの応答パラメータＰｒの入力に応じて増幅補償部１０３における速度ゲインＫｖを決定し、速度ゲインＫｖを機械系３の慣性値Ｊで除した値であるゲイン交差周波数ωｃを求める。そのゲイン交差周波数ωｃに基づいて所定の定数ｒＬを２．０とした（式９）の計算により下側基準周波数ωＬを定める。次に、制御定数設定部１０５は次式の関係を満たすよう予め定めた定数αｐ＿ｉおよびαｚ＿ｉ（ｉ＝１，２）を用い、（式１１）および（式１２）に従って、帰還フィルタ１０４の極ωｐ＿ｉおよび零点ωｚ＿ｉを設定している。
　０＝αｐ＿１＜αｚ＿１＜αｐ＿２＜αｚ＿２＜１　（式１４）
　本具体例では、上式のようにαｐ＿１を０と設定しているので、ωｐ＿１すなわちフィルタ遮断周波数ωｆＬは、ゲイン交差周波数ωｃを定数倍した下側基準周波数ωＬと同一に定められている。
　上記のように制御定数設定部１０５が帰還フィルタ１０４の特性を設定することで、図３のゲイン線図に示したように、帰還フィルタ１０４の伝達関数Ｆ（ｓ）は、フィルタ遮断周波数ωｆＬより高周波数でゲインを低減し、フィルタ遮断周波数ωｆＬより低周波数領域でゲインが概ね１、フィルタ遮断周波数ωｆＬとフィルタ上限周波数ωｆＨとの間の中間周波数領域において周波数の増大に対してゲインを低減し、フィルタ上限周波数ωｆＨより高周波数領域でゲインを概ね一定とする周波数応答特性を有することとなる。また、制御定数設定部１０５は応答パラメータＰｒに基づいて、速度ゲインＫｖの増大に対してフィルタ上限周波数ωｆＨのフィルタ遮断周波数ωｆＬに対する比率が小さくなるよう設定することとなる。
　また、図３の位相線図に示したように、帰還フィルタ１０４の位相特性は、全ての周波数領域において－９０［ｄｅｇ］より大きくなるように構成されており、特に、速度ゲインＫｖが小さい場合は、上記のように帰還フィルタ１０４の極ωｐ＿ｉと零点ωｚ＿ｉを交互に配置した効果によって、フィルタ遮断周波数ωｆＬとフィルタ上限周波数ωｆＨの間の広い周波数範囲において、－９０［ｄｅｇ］より約３０［ｄｅｇ］大きい値で一定に近い位相特性を有し、帰還フィルタ１０４の次数ｎを１とした場合では実現できない特徴を有している。また、速度ゲインＫｖの増大に対して、上記のようにフィルタ上限周波数ωｆＨのフィルタ遮断周波数ωｆＬに対する比率が小さくなるため、それらの中間で位相が遅れる周波数範囲が、対数軸において狭くなる特性を有している。
　次に、本実施の形態で得られる効果を説明するために、図４に、本具体例において機械系３が理想的な剛体と仮定した場合の制御系の開ループ伝達関数の周波数応答を示す。
　図４には、図３と同様に、外部から入力する応答パラメータＰｒの変更により、制御定数設定部１０５が増幅補償部１０３の速度ゲインＫｖを、３通りの異なる値に設定した場合を示す。制御定数設定部１０５は、積分時定数の逆数ωｉがゲイン交差周波数ωｃの０．３倍になるよう設定している。図３と同様に、速度ゲインＫｖが小さい場合を実線で、速度ゲインＫｖが中程度の場合を鎖線で、速度ゲインＫｖが大きい場合を点線で示している。図４より、開ループ伝達関数の位相が－１８０［ｄｅｇ］となる位相交差周波数は、速度ゲインＫｖを変更しても殆ど変わることなく、図３に示した位相基準周波数ωｑである１００００［ｒａｄ／ｓ］に比べて、僅かに小さくなるだけである。またいずれの場合もゲイン交差周波数ωｃでの位相余裕は４５［ｄｅｇ］以上の十分な大きさがあり、ゲイン交差周波数ωｃより高い周波数では、上記の位相交差周波数より少し低い周波数まで、－１８０［ｄｅｇ］に対して約３０［ｄｅｇ］程度以上の余裕を保った特性となっている。特に、速度ゲインＫｖが小さい場合は、広い周波数範囲において、位相が－１８０［ｄｅｇ］より約３０［ｄｅｇ］大きい値で一定に近い特性を有し、帰還フィルタ１０４の次数ｎを１とした場合では実現できない特徴を有している。
　ここで、図４には機械系３が理想的な剛体の場合の開ループ伝達関数の周波数応答を示したが、上述したように、機械系３が理想的な剛体でない場合のゲイン特性は、共振ピークが現れたり、周波数が高くなるに従ってゲインがより大きくなるといった相違を生じる。一方で位相特性は、図４に示した機械系３が理想的な剛体の場合に比べて位相遅れが大きくなることはない。したがって開ループ伝達関数のゲインが、図４に示した位相交差周波数より低い周波数において機械共振などに起因して０［ｄＢ］より大きくなったとしても、位相交差周波数より高い周波数で０［ｄＢ］を超えなければ不安定になることはない。したがって、位相交差周波数を高く保てば、それより低い周波数の機械共振が不安定になることがなく、なるべく安定性を高くすることができる。
　このように本実施の形態は、図３に示したように、帰還フィルタ１０４によって開ループ伝達関数における高周波数のゲインを低減しながらも、図４に示したように位相交差周波数が位相基準周波数ωｑよりなるべく小さくならないように、速度ゲインＫｖの増大によって位相遅れが大きい周波数範囲が対数軸上で狭くなるように構成している。そのため機械系３が剛体と異なって、例えば機械共振が多くあるような場合でも、コローケーションが成立する機械系の特性を利用して、速度ゲインＫｖの設定に応じて不安定化をなるべく生じないように帰還フィルタ１０４の設定を行っている。またこれにより、応答パラメータＰｒの入力に応じて速度ゲインＫｖを徐々に増大させるという簡単な調整で、ロバストに高速高精度な制御系を実現できる。
　図５に、上述した本実施の形態によるモータ制御装置を用いた場合と、帰還フィルタ１０４を本実施の形態と異なるものに変更した場合の開ループ伝達関数周波数応答の比較を示す。実線に本実施の形態のモータ制御装置を用いた場合の開ループ周波数応答を示す。比較対象として、鎖線に本実施の形態における帰還フィルタ１０４の部分をフィルタ動作を行わない直達状態にした場合を、点線に帰還フィルタ１０４の部分を１次ローパスフィルタに変更して高周波数領域のゲインをなるべく低減した場合を示す。図中に、各場合における位相交差周波数を丸印で示し、一般的なロバスト性の指標とされるゲイン余裕を両方向矢印で示している。図より、本実施の形態による位相交差周波数は、フィルタ無しの場合に比べて僅かに低下するだけで、ローパスフィルタの場合のような大幅な低下はしない。また、本実施の形態、フィルタ無しの場合、ローパスフィルタの場合のそれぞれに対して、ゲイン余裕は約６０［ｄＢ］，約４０「ｄＢ」，約３５［ｄＢ］であり、本実施の形態の場合は他の場合に比べて２０［ｄＢ］以上、ゲイン余裕が大きいことが分かる。すなわち、その分だけ機械系３が理想的な剛体と異なって機械共振を持っている場合や、モータの低慣性に起因して高域ゲインが大きくなる場合でも安定が保たれることが分かる。またこのように安定な制御特性を応答パラメータＰｒの入力だけで簡単に実現することができる。
　なお、上記説明では、制御定数設定部１０５における帰還フィルタ１０４の設定動作を、速度ゲインＫｖを機械系３の慣性値で除したゲイン交差周波数ωｃに基づいて行うものとして説明したが、例えば機械系３の想定される慣性値の範囲が狭い場合は、正確な慣性値Ｊを用いなくても概算により同様な効果を得ることが可能である。また、制御定数設定部１０５における帰還フィルタ１０４の設定動作を、事前に測定した位相基準周波数ωｑに基づくものとして説明したが、位相基準周波数ωｑを事前に正確に求めることを行わなくても、例えば経験的な値として設定することで、同様な効果を得ることは可能である。すなわち、制御定数設定部１０５が、速度ゲインＫｖの増大に対してフィルタ遮断周波数ωｆＬのフィルタ上限周波数ωｆＨに対する比率が１以下の範囲で大きくなるよう、言い換えるとフィルタ上限周波数ωｆＨのフィルタ遮断周波数ωｆＬに対する比率が小さくなるように帰還フィルタ１０４の特性を設定すれば、同様な効果を得ることができる。
　また、上記の説明における制御演算部１０２の構成は、速度指令ｖｒと検出速度ｖｂとの偏差に基づいて増幅補償部１０３で演算した結果に対して帰還フィルタ１０４を作用させる順序の構成としたが、この順番は特に拘るものでない。すなわち、速度指令ｖｒと検出速度ｖｂとの偏差に対して（式３）で表される伝達関数の帰還フィルタ１０４を作用させ、その出力に対して（式１）と同様の入出力関係による比例積分制御の演算をすることで、制御演算部１０２は、検出速度ｖｂからトルク指令τｒまでの伝達関数（帰還伝達関数）が（式２）と全く同じ演算をするように構成してもよい。
　また、上記の説明では、モータ制御装置１０１を速度指令ｖｒに検出速度ｖｂを追従させる速度制御系として示したが、上記の速度制御系をマイナーループとして含むような位置制御系として構成できることは言うまでもない。
　また、上記の説明では、増幅補償部１０３が比例積分演算を行うものとして説明したが、検出速度ｖｂからトルク指令τｒまでの帰還伝達関数に速度ゲインＫｖを乗じるような演算を行えばよく、定常偏差を許容する場合や位置制御系のマイナーループとして用いる場合など、必要なければ積分補償を行わなくても良いことも言うまでもない。また、増幅演算部１０３に、フィルタ上限周波数ωｆＨよりも十分に高い周波数成分を除去するようなローパス特性を追加しても、本発明の実施の形態１の特徴が全く失われないことも言うまでもない。
　このように、本発明の実施の形態１によれば、制御演算部１０２は、帰還伝達関数に速度ゲインＫｖを乗じる演算を行う増幅補償部１０３と、フィルタ遮断周波数より低周波側ではゲインが概ね１で、フィルタ遮断周波数ωｆＬからフィルタ遮断周波数ωｆＬより大きいフィルタ上限周波数ωｆＨまでは周波数の増大に対してゲインが低下、フィルタ上限周波数ωｆＨより高周波側ではゲインが概ね一定の周波数応答特性を備え、帰還伝達関数の周波数応答ゲインをフィルタ遮断周波数ωｆＬより高周波数で低減する演算を行う帰還フィルタ１０４と、を備え、制御定数設定部１０５は、速度ゲインＫｖの増大に対してフィルタ上限周波数ωｆＨのフィルタ遮断周波数ωｆＬに対する比が小さくなるように速度ゲインＫｖ、フィルタ遮断周波数ωｆＬおよびフィルタ上限周波数ωｆＨを設定する、ように構成したので、速度ゲインＫｖの増大に応じて帰還フィルタ１０４の位相が遅れる周波数範囲を狭く変更することで、位相交差周波数を低下させずに、速度ゲインＫｖの大小に応じて開ループ伝達関数の高周波数のゲインをなるべく低減させることができる。これにより、機械負荷２の慣性がモータ１に対して大きい場合でも、そうでない場合でも、また複数の機械共振があるような場合でも、速度ゲインＫｖに応じて安定性をなるべく向上させる効果が得られ、速度ゲインＫｖをなるべく大きく設定できるようになるため、可及的に幅広い特性の機械系に対して高速高精度な制御を実現することができる。また、速度ゲインＫｖに基づいてフィルタ遮断周波数ωｆＬおよびフィルタ上限周波数ωｆＨが設定されるので、設定が必要な可変パラメータとして速度ゲインＫｖを定めるための応答パラメータＰｒを入力するだけでよいので、高速高精度な制御を簡単な設定で実現することができる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、帰還フィルタ１０４を２次の構成としたが、より簡単に１次としても、類似した効果を得るモータ制御装置として実現可能である。図６は実施の形態２にかかるモータ制御装置の構成図である。なお、実施の形態２のモータ制御装置２０１の構成は、制御定数設定部２０５および制御演算部２０２を除いて実施の形態１と同様である。実施の形態１と同様の構成要素については同一の符号を付して説明を省略する。
　制御演算部２０２は、増幅補償部１０３と帰還フィルタ２０４とを備える。帰還フィルタ２０４は、実施の形態１における２次の帰還フィルタ１０４を１次のフィルタに変更したものである。制御定数設定部２０５は、帰還フィルタ２０４が実施の形態１と相違するのに伴って、その特性設定方法が実施の形態１の制御定数設定部１０５と異なるものである。
［帰還フィルタ２０４］
　次に、帰還フィルタ２０４の演算処理内容について説明する。帰還フィルタ２０４は、実施の形態１と同様な増幅補償部１０３が出力した補償トルクτｃを入力とする。そして制御定数設定部２０５で設定するフィルタ遮断周波数ωｆＬおよびフィルタ上限周波数ωｆＨを用い、フィルタ遮断周波数ωｆＬより高周波数のゲインを相対的に低減するよう、次式で表す１次フィルタの演算Ｆ（ｓ）を行った結果をトルク指令τｒとして出力する。すなわち帰還フィルタ２０４はフィルタ遮断周波数ωｆＬを極、フィルタ上限周波数ωｆＨを零点とする１次フィルタである。
　Ｆ（ｓ）＝｛（ｓ／ωｆＨ）＋１｝／｛（ｓ／ωｆＬ）＋１｝　（式１５）
　上記のフィルタ上限周波数ωｆＨはフィルタ遮断周波数ωｆＬ以上の大きさに設定される。帰還フィルタ２０４はフィルタ遮断周波数ωｆＬより低い低周波数領域でゲインが概ね１に、またフィルタ遮断周波数ωｆＬからフィルタ上限周波数ωｆＨの間の中間周波数領域においては、周波数の増大に対してゲインが低下し、フィルタ上限周波数ωｆＨより高い高周波数でゲインが上記の低周波数領域より小さい値で概ね一定の値の特性を持つ。
　上記の帰還フィルタ２０４の伝達関数Ｆ（ｓ）の位相特性は、フィルタ上限周波数ωｆＨとフィルタ遮断周波数ωｆＬとの比率が有る程度の範囲内であれば、その間の中間周波数領域では－９０［ｄｅｇ］と０［ｄｅｇ］との間にあり、フィルタ遮断周波数ωｆＬより低い周波数では周波数が低くなるに従い位相が０に近づき、フィルタ上限周波数より高い周波数では周波数が高くなるに従い位相が０に近づく特性を持つ。しかしながら実施の形態１における帰還フィルタ１０４と異なって、フィルタ上限周波数ωｆＨのフィルタ遮断周波数ωｆＬに対する比が極端に大きくなると、中間周波数領域の中心において位相が－９０［ｄｅｇ］に漸近する特性を持つ。
［制御定数設定部２０５］
　次に、制御定数設定部２０５の動作について説明する。制御定数設定部２０５は実施の形態１と同様に、外部から入力された応答パラメータＰｒに基づいて、モータ制御装置２０１の応答速度をより速く設定する場合は、制御演算部２０２の増幅補償部１０３における速度ゲインＫｖをより大きく設定する。また増幅補償部１０３における積分時定数の逆数ωｉを実施の形態１と同様に設定する。それと同時に、速度ゲインＫｖの増大に伴って上記の帰還フィルタ２０４のフィルタ遮断周波数ωｆＬとフィルタ上限周波数ωｆＨを以下のように設定する。
　制御定数設定部２０５は、実施の形態１と同様に、位相基準周波数ωｑに定数ｒＨを乗じた上側基準周波数ωＨを計算する。ここで定数ｒＨは概ね０．２～１の範囲の定数であり、上側基準周波数ωＨ自体を予め定めておいてもよい。また制御定数設定部２０５は入力された応答パラメータＰｒに応じて定まる速度ゲインＫｖを機械系３のイナーシャ値Ｊで除したゲイン交差周波数ωｃに、予め定めた定数ｒＬを乗じた下側基準周波数ωＬを計算する。定数ｒＬは概ね１～５の範囲とする。すなわち実施の形態１と同様に（式８）および（式９）で上側基準周波数ωＨと下側基準周波数ωＬを計算する。
　ここで、仮にフィルタ遮断周波数ωｆＬを下側基準周波数ωＬに、フィルタ上限周波数ωｆＨを上側基準周波数ωＨに常に一致させたとすると、速度ゲインＫｖが小さく、ゲイン交差周波数ωｃと位相基準周波数ωｑとが大きく離れている場合、上述のように中間周波数領域の中心で帰還フィルタ２０４の位相が－９０［ｄｅｇ］に近づき、制御系の開ループ伝達関数の位相が－１８０［ｄｅｇ］付近となるため、その付近の周波数に機械負荷２の機械共振が存在すると発振を生じる可能性がある。そこで、フィルタ上限周波数ωｆＨとフィルタ遮断周波数ωｆＬの比率の上限値Ｒｍａｘを予め定めておき、以下のようにフィルタ遮断周波数ωｆＬとフィルタ上限周波数ωｆＨとを決定する。
　ωｆＬ＝ωＬ　　　　　　　　（式１６）
　ωｆＨ＝ｍｉｎ（Ｒｍａｘ・ωＬ，ωＨ）　（式１７）
　あるいは、以下のように決定する。
　ωｆＨ＝ωＨ　　　　　　　　（式１８）
　ωｆＬ＝ｍａｘ（ωＨ／Ｒｍａｘ，ωＬ）　（式１９）
　ここで、上記で用いている記号のｍｉｎ（ａ，ｂ）はａとｂの小さい方の値の選択を、ｍａｘ（ａ，ｂ）はａとｂの大きい方の値の選択を表す。
［具体例］
　図７に、本実施の形態により制御定数設定部２０５が上記の（式１６）、（式１７）を用いて帰還フィルタ２０４の特性を設定した場合の、帰還フィルタ２０４の伝達関数Ｆ（ｓ）の周波数応答を示す。本具体例では、帰還フィルタ２０４の特性以外は実施の形態１の図３に示した場合と全く同じ条件を用いている。増幅補償部１０３における速度ゲインＫｖが小さい場合を実線で、速度ゲインＫｖが中程度の場合を鎖線で、速度ゲインＫｖが大きい場合を点線で示している。図の上段にゲインを、下段に位相を示しており、さらに、各条件のゲイン線図、位相線図に重ねて、帰還フィルタ２０４のフィルタ遮断周波数ωｆＬすなわち極を三角点で、フィルタ上限周波数ωｆＨすなわち零点を丸点で描画している。
　図７に示すよう、速度ゲインＫｖが小さい場合の実線と、速度ゲインＫｖが中程度の場合の鎖線とで比較すると、これらの場合では上記の（式１７）で上限値Ｒｍａｘを用いた設定が選択された結果、丸印で示したフィルタ上限周波数ωｆＨと三角印で示したフィルタ遮断周波数ωｆＬとの比率に変化はない。その結果、図に示した対数軸上では、上述の中間周波数領域の広さは変化なく、位相が遅れている周波数領域の広さの変化はない。一方、速度ゲインＫｖが中程度の場合の鎖線と速度ゲインが大きい場合の点線とを比較すると、速度ゲインＫｖの増大に伴って、フィルタ上限周波数ωｆＨのフィルタ遮断周波数ωｆＬに対する比率が小さくなっている。その結果、速度ゲインＫｖの増大に伴って、図に示した対数軸上にて、位相遅れが大きい中間周波数領域が縮小している。
　図８は、図４と同様に、この実施の形態２において機械系３が理想的な剛体である場合の制御系の開ループ伝達関数の周波数応答を示す。図７と同様に、増幅補償部１０３における速度ゲインＫｖが小さい場合を実線で、速度ゲインＫｖが中程度の場合を鎖線で、速度ゲインＫｖが大きい場合を点線で示している。
　図８に示すように、開ループ伝達関数の位相が－１８０［ｄｅｇ］となる位相交差周波数は、実施の形態１と同様に、速度ゲインＫｖを変更しても大きくは変わらない。またいずれの場合もゲイン交差周波数ωｃより高い周波数では、上記の位相交差周波数より少し低い周波数まで、位相が－１８０［ｄｅｇ］に対して約２５［ｄｅｇ］以上の余裕を保った特性となっている。
　ここで、本実施の形態２の図８を実施の形態１における図４と比較すると、特に速度ゲインＫｖが小さい実線の場合、位相に大きな変動が生じている。また同じ実線の場合の高周波数領域でのゲインは図４に示した実施の形態１より大きくなっている。これらのことより、本実施の形態２は実施の形態１に比べて、速度ゲインＫｖが小さい場合の高周波数ゲイン低減効果が小さいことが分かる。これは、帰還フィルタ２０４が１次であるため、実施の形態１における帰還フィルタ１０４が２次であった場合に比べて広い周波数領域で望ましい特性を持たせるのが困難なためである。
　しかしながら、実施の形態１で説明した図５に示したように、帰還フィルタ２０４をフィルタ動作を行わない直達状態にした場合や、単なるローパスフィルタに置き換えた場合に比べると、実施の形態１と同様に十分に大きいゲイン余裕を確保することができる。これにより、機械系３が理想的な剛体と異なって機械共振を持っている場合や、モータの低慣性に起因して高域ゲインが大きくなる場合でも、他の方式に比べると大きな安定性が保たれることが分かる。またこのように安定な制御特性を、外部から入力する応答パラメータＰｒの設定だけで簡単に実現することができる。
　なお、上記の本実施の形態２の説明では、計算を簡単に行うことを考慮して、式１６や式１８の計算において、フィルタ遮断周波数ωｆＬやフィルタ上限周波数ωｆＨが下側基準周波数ωＬあるいは上側基準周波数ωＨと同一として計算した。しかしながらこれらの計算を、実施の形態１で述べた帰還フィルタ１０４の説明において次数ｎが１であるものとし、０あるいは１とは異なる定数αｐ＿１，αｚ＿１を式１０の関係で設定し、式１１あるいは式１２を用いてフィルタ遮断周波数ωｆＬやフィルタ上限周波数ωｆＨを計算しても良い。このようにすることで、計算が複雑になるものの上記で説明した図８の特性よりは位相の変動を滑らかにすることができ、帰還フィルタ２０４の次数が１の場合においても実施の形態１で説明したような特性に近づけるよう、若干の改善を行うことができる。
　このように、本実施の形態２によれば、帰還フィルタ２０４の次数は１であるものの、制御定数設定部２０５は、速度ゲインＫｖの増大に対してフィルタ上限周波数ωｆＨのフィルタ遮断周波数ωｆＬに対する比が小さくなるように、速度ゲインＫｖとフィルタ遮断周波数ωｆＬとフィルタ上限周波数ωｆＨとを設定するので、実施の形態１と同様に、可及的に幅広い特性の機械系に対して高速高精度な制御を実現することができる。また、設定が必要な可変パラメータとして速度ゲインＫｖを定めるための応答パラメータＰｒを入力するだけでよいので、高速高精度な制御を簡単な設定で実現することができる。
実施の形態３．
　図９は本発明の実施の形態３にかかるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、実施の形態３のモータ制御装置３０１の構成は、制御定数設定部３０５および制御演算部３０２を除いて実施の形態１と同様である。実施の形態１と同様の構成要素については同一の符号を付して説明を省略する。
　実施の形態１では制御演算部１０２における帰還フィルタ１０４が増幅補償部１０３の出力を入力としてトルク指令τｒを出力するものであったのに対し、本実施の形態３では、制御演算部３０２における帰還フィルタ３０４は検出速度ｖｂを入力として制御演算部３０２における中間変数としてフィルタ速度ｖｂｆを出力するものである。
　制御演算部３０２は、増幅補償部３０３および帰還フィルタ３０４を備えている。帰還フィルタ３０４は、速度検出部５が出力した検出速度ｖｂを入力とし、実施の形態１における帰還フィルタ１０４と全く同様な伝達関数の演算を行ってフィルタ速度ｖｂｆを出力する。すなわち次式の演算を行う。
　ｖｂｆ　＝　Ｆ（ｓ）・ｖｂ　（式２０）
　増幅補償部３０３は、速度指令ｖｒとフィルタ速度ｖｂｆとに基づいてフィルタ速度ｖｂｆが速度指令ｖｒに追従するように、実施の形態１で説明した比例積分制御と同様あるいは類似の演算を行った結果をトルク指令τｒとして出力する。
　ここで、増幅補償部３０３における演算は、実施の形態１における増幅補償部１０３と入出力の相違を除いて全く同様な比例積分演算を行ってもよいが、本実施の形態の説明ではＩ－Ｐ制御と呼ばれる演算を行うものとする。すなわち、速度指令ｖｒとフィルタ速度ｖｂｆとに基づいて次式２１の計算により補償トルクτｒの計算を行う。
　τｒ　＝　Ｋｖ・｛（ωｉ／ｓ）（ｖｒ－ｖｂｆ）－ｖｂｆ｝　（式２１）
　このようなＩ－Ｐ制御と呼ばれる構成の演算を行うことで、速度指令ｖｒに対する検出速度ｖｂあるいはフィルタ速度ｖｂｆの応答特性におけるオーバーシュートを低減する効果が得られる。一方で機械系３に作用する外乱に対する応答特性に関しては、ＰＩ制御を行う場合と全く同じである。
　本実施の形態は上記のように構成することで、実施の形態１と構成の相違があるものの、検出速度ｖｂからトルク指令τｒまでの伝達関数である帰還伝達関数は、（式２０）および（式２１）より次式となる。
　τｒ／ｖｂ　＝　－Ｋｖ｛（ｓ＋Ｋｐｉ）／ｓ｝・Ｆ（ｓ）　　（式２２）
　すなわち、実施の形態１における（式２）と全く同じ伝達関数による帰還制御を行っており、制御演算部３０２における増幅補償部３０３は（式２２）の演算により帰還伝達関数に速度ゲインＫｖを乗じるよう、また帰還フィルタ３０４は（式２２）に示した演算により、実施の形態１と同様に、帰還伝達関数のゲインをフィルタ遮断周波数ωｆＬより高周波数で低減するよう、演算を行う。
　したがって、制御定数設定部３０５が実施の形態１の制御定数設定部１０５と全く同様な動作を行うことで、機械系３に作用する外乱に対する応答特性としては、応答パラメータＰｒに応じて実施の形態１と全く同様に設定することができる。
　なお、帰還フィルタ３０４および制御定数設定部３０５を、それぞれ実施の形態２における帰還フィルタ２０４および制御定数設定部２０５と同様に構成すれば、本実施の形態３は実施の形態２と同様な効果が得られることは言うまでもない。
　このように、本実施の形態３によれば、帰還フィルタ３０４を増幅補償部３０３の前段に置くようにしても、実施の形態１と同様に可及的に幅広い特性の機械系に対して高速高精度な制御を実現することができる。また、設定が必要な可変パラメータとして速度ゲインＫｖを定めるための応答パラメータＰｒを入力するだけでよいので、高速高精度な制御を簡単な設定で実現することができる。
　以上のように、本発明にかかるモータ制御装置は、モータの速度や位置を制御するモータ制御装置に適用して好適である。
　１　モータ
　２　機械負荷
　３　機械系
　４　トルク（駆動力）制御部
　５　速度検出部
　１０１、２０１、３０１　モータ制御装置
　１０２、２０２、３０２　制御演算部
　１０３、３０３　増幅補償部
　１０４、２０４、３０４　帰還フィルタ
　１０５、２０５、３０５　制御定数設定部

Claims (7)

  1. 　制御対象が備えるモータを駆動するモータ制御装置であって、
    　前記モータの動作速度を検出し、検出速度を出力する速度検出部と、
    　前記検出速度が速度指令に追従するように前記モータに対する駆動力指令を演算する制御演算部と、
    　前記制御演算部の内部において、前記検出速度から前記駆動力指令までの伝達関数である帰還伝達関数に速度ゲインＫｖを乗じる演算を行う増幅補償部と、
    　フィルタ遮断周波数以下の周波数では周波数応答ゲインが概ね１で、前記フィルタ遮断周波数から前記フィルタ遮断周波数より大きいフィルタ上限周波数までは周波数の増大に対して周波数応答ゲインが低下し、前記フィルタ上限周波数以上の周波数では周波数応答ゲインが概ね一定のフィルタ特性を備え、前記制御演算部の内部において、前記帰還伝達関数に前記フィルタ特性を作用させる演算を行う帰還フィルタと、
    　外部からの入力に基づいて前記速度ゲインＫｖと、前記フィルタ遮断周波数および前記フィルタ上限周波数の少なくとも一方とを設定する制御定数設定部と、
    　前記モータの駆動力が前記駆動力指令に一致するように前記モータを駆動する駆動力制御部と、
    　を備え、
    　前記制御定数設定部は、前記速度ゲインＫｖの増大に対して前記フィルタ上限周波数の前記フィルタ遮断周波数に対する比が小さくなるように、前記速度ゲインＫｖと、前記フィルタ遮断周波数および前記フィルタ上限周波数の少なくとも一方とを設定する、
    　ことを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　前記制御定数設定部は、前記速度ゲインＫｖを前記制御対象のイナーシャ値で除した値に対応するゲイン交差周波数ωｃに基づいて前記フィルタ遮断周波数を設定する、
    　ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記制御定数設定部は、前記駆動力制御部と前記速度検出部との間で生じる位相遅れが概ね９０［ｄｅｇ］となる位相基準周波数ωｑに基づいて前記フィルタ上限周波数を設定する、
    　ことを特徴とする、請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記帰還フィルタはｎ個（ｎ≧１）の極および前記極と同じ数の零点を備え、
    　前記制御定数設定部は、前記フィルタ遮断周波数が絶対値が最小の極に、前記フィルタ上限周波数が絶対値が最大の零点になるように、前記帰還フィルタが備える夫々ｎ個の極および零点を設定する、
    　ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  5. 　ｎは２以上の値であって、
    　前記制御定数設定部は、絶対値が小さいほうから順番に極と零点とが交互になるように前記帰還フィルタが備える極および零点を設定する、
    　ことを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
  6. 　前記制御定数設定部は、下側基準周波数ωＬと、前記下側基準周波数ωＬよりも大きい値である上側基準周波数ωＨと、
    　０≦αｐ＿１＜αｚ＿１＜…＜αｐ＿ｎ＜αｚ＿ｎ≦１
    を満たす予め定義されている夫々ｎ個の定数αｐ、αｚと、を用いて、絶対値が小さい方からｉ番目の極ωｐ＿ｉおよび絶対値が小さい方からｉ番目の零点ωｚ＿ｉを、
    　ωｐ＿ｉ＝｛ωＬ＾（１－αｐ＿ｉ）｝・ωＨ＾（αｐ＿ｉ）
    　ωｚ＿ｉ＝｛ωＬ＾（１－αｚ＿ｉ）｝・ωＨ＾（αｚ＿ｉ）
    の式に従って算出する、
    　ことを特徴とする請求項４または５に記載のモータ制御装置。
  7. 　αｐ＿ｉ、αｚ＿ｉは、夫々、所定の整数に１／２を０回または１回以上乗じて得られる値である、
    　ことを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
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