CN103190074B - 马达控制装置 - Google Patents

Abstract

为了针对尽可能宽泛的特性的机械系统实现高速高精度的控制，本发明的马达控制装置具备反馈滤波器，该反馈滤波器具有在滤波器截止频率以下的频率下频率响应增益是大致1、从滤波器截止频率（ωfL）至比滤波器截止频率（ωfL）大的滤波器上限频率（ωfH）为止针对频率的增大而频率响应增益降低、在滤波器上限频率（ωfH）以上的频率下频率响应增益大致恒定的滤波器特性，进行使所述滤波器特性作用于反馈传递函数的运算，控制常数设定部以针对速度增益（Kv）的增大使滤波器上限频率（ωfH）相对滤波器截止频率（ωfL）的比变小的方式设定速度增益（Kv）、和滤波器截止频率（ωfL）及滤波器上限频率（ωfH）中的至少一方。

Description

马达控制装置

技术领域

本发明涉及对马达的速度、位置进行控制的马达控制装置。

背景技术

在对马达的速度、位置进行控制的马达控制装置中，一般进行速度PI（比例积分）控制、使用滤波器等构成了反馈环路的控制，但需要根据所驱动的机械系统的特性来设定用于决定这些控制的特性的控制常数，期望通过尽可能简单的设定、调整来实现高速高精度的控制。

针对这样的期望，例如在专利文献1中公开了一种涉及如下马达控制装置的技术，其中，该马达控制装置具备进行PI控制的速度控制部、通常广泛使用低通滤波器的转矩滤波器部等，基于从外部输入的一个参数，通过特定的关系式来设定对这些各部的特性进行设定的各种控制常数。

另一方面，如果使用上述那样的低通滤波器，则存在如下问题：在所驱动的机械系统是低刚性并且惯性比马达大的情况下，难以进行稳定的控制。作为改善该问题的技术，在专利文献2中公开了设想了作为负荷大的双惯性系统（two-inertia system）的机械系统的技术。

根据专利文献2的技术，能够使用具有如下特性的相位延迟滤波器，使速度控制单元的比例增益（速度增益）稳定地增大，其中，所述特性为：以所设定的第1滤波器频率和第2滤波器频率为边界，在低频区域和高频区域中频率响应增益恒定，在中间的频率区域中产生相位的延迟并且频率响应增益相对于频率的增大而降低。以后，在不容易混淆的情况下，将“频率响应增益”简记为“增益”。另外，在专利文献2中，公开了具备参数设定单元、并自动地设定上述第1滤波器频率和第2滤波器频率的技术。作为该设定的方法，公开了如下方法：根据速度控制单元的比例增益（速度增益）、机械系统整体的惯性值以及马达单体的惯性值，以在机械系统整体的惯性中考虑的第1交叉频率ωC1、和在仅马达的惯性中考虑的第2交叉频率ωC2为基准来设定第1以及第2滤波器频率。或者，公开了将机械系统的反共振频率、共振频率设定为基准的方法。

专利文献1：日本特开2002－027772号公报

专利文献2：国际公开第2005/064781号

非专利文献1：小田井、堀著“非整数次制御系による非線形要素に強い制御器の設計法”電気学会論文誌D、2000年、第120卷、第1号、pp．11－18

发明内容

但是，如果使用专利文献1的技术中利用那样的通常的低通滤波器，则发生由该低通滤波器所引起的相位延迟。在所驱动的机械系统的惯性相对马达极其大的情况下，存在控制对象的频率响应增益在高频下变大而使控制系统变得不稳定这样的问题。另外，在具有多个机械共振那样的复杂的特性的机械系统的情况下，也存在易于产生振荡而难以稳定地控制这样的问题。

另外，在专利文献2中，构成为使用相位延迟滤波器来稳定地控制低刚性的机械系统，但在其设定方法中，将控制对象仅考虑为双惯性系统，在将上述第1交叉频率ωC1和第2交叉频率ωC2设定为基准的方法中，第1滤波器频率和第2滤波器频率的关系仅由所驱动的机械系统的惯性和马达的惯性的比率来决定。其结果，在负荷的惯性不怎么大的情况下，第1交叉频率ωC1和第2交叉频率ωC2的差小，所以通过滤波器来降低高频的增益的效果小。另外，实际的机械系统在大多数情况下与上述理想的双惯性系统不同，而具有包括多个共振的复杂的特性，而且在反馈环路中包括无用时间等要素，但在专利文献2中的参数设定单元中未考虑它们，所以存在如下问题：根据情况而无法使速度控制器的速度增益充分地增大，难以实现高精度的控制。

本发明是鉴于上述而完成的，其目的在于得到一种能够针对尽可能宽泛的特性的机械系统实现高速高精度的控制的马达控制装置。

为了解决上述课题并达成目的，本发明的马达控制装置对控制对象所具备的马达进行驱动，其特征在于，具备：速度检测部，检测所述马达的动作速度，输出检测速度；控制运算部，以使所述检测速度追踪速度指令的方式运算针对所述马达的驱动力指令；放大补偿部，在所述控制运算部的内部，进行对作为从所述检测速度至所述驱动力指令为止的传递函数的反馈传递函数乘以速度增益Kv的运算；反馈滤波器，具备在滤波器截止频率以下的频率下频率响应增益是大致1、从所述滤波器截止频率至比所述滤波器截止频率大的滤波器上限频率为止针对频率的增大而频率响应增益降低、在所述滤波器上限频率以上的频率下频率响应增益大致恒定的滤波器特性，在所述控制运算部的内部，进行使所述滤波器特性作用于所述反馈传递函数的运算；控制常数设定部，根据来自外部的输入，设定所述速度增益Kv、和所述滤波器截止频率及所述滤波器上限频率中的至少一方；以及驱动力控制部，以使所述马达的驱动力与所述驱动力指令一致的方式驱动所述马达，所述控制常数设定部以针对所述速度增益Kv的增大而使所述滤波器上限频率相对所述滤波器截止频率的比变小的方式，设定所述速度增益Kv、和所述滤波器截止频率及所述滤波器上限频率中的至少一方。

根据本发明，能够根据速度增益Kv的增大而将反馈滤波器的相位延迟的频率范围变更得较窄并且降低高频的增益，所以起到能够针对尽可能宽泛的特性的机械系统实现高速高精度的控制这样的效果。

附图说明

图1是示出实施方式1的马达控制装置的框图。

图2是示出马达控制装置的控制对象的频率响应的图。

图3是示出实施方式1的反馈滤波器的频率响应的图。

图4是示出实施方式1的开环频率响应的图。

图5是通过开环频率响应的比较来示出实施方式1的效果的图。

图6是示出实施方式2的马达控制装置的框图。

图7是示出实施方式2的反馈滤波器的频率响应的图。

图8是示出实施方式2的开环频率响应的图。

图9是示出实施方式3的马达控制装置的框图。

（符号说明）

1：马达；2：机械负荷；3：机械系统；4：转矩（驱动力）控制部；5：速度检测部；101、201、301：马达控制装置；102、202、302：控制运算部；103、303：放大补偿部；104、204、304：反馈滤波器；105、205、305：控制常数设定部。

具体实施方式

以下，根据附图，详细说明本发明的马达控制装置的实施方式。另外，本发明不限于本实施方式。

实施方式1.

图1是示出本发明的实施方式1的马达控制装置的整体结构的框图。马达控制装置101根据作为从外部输入的动作指令的速度指令vr、使用编码器等动作检测器（未图示）而检测的马达1的动作（速度）vm、以及通过来自外部的输入而设定的响应参数Pr，以使马达1的动作追踪动作指令的方式使马达1产生转矩（驱动力）τm。另外，马达1通过产生转矩τm，驱动由马达1和与马达1结合的机械负荷2构成的机械系统3。另外，以后将马达1设为旋转型马达而使用转矩等旋转系统的用语，但马达1并非特别限定于旋转型，而也可以是产生推力（驱动力）的线性马达。

马达控制装置101具备转矩控制部（驱动力控制部）4、速度检测部5、控制运算部102、以及控制常数设定部105。

速度检测部5根据所检测的马达1的动作vm来运算马达1进行动作的速度，并作为检测速度vb而输出。控制运算部102包括进行补偿放大运算的放大补偿部103和进行滤波器运算的反馈滤波器104，根据作为动作指令的速度指令vr和上述检测速度vb，输出以使检测速度vb追踪速度指令vr的方式进行反馈控制的运算而得到的转矩指令τr。转矩控制部4通过控制马达1的电流，从而以使马达1所产生的转矩τm与转矩指令τr一致的方式进行控制。

另外，控制常数设定部105根据从外部设定的响应参数Pr，如后所述那样设定包括放大补偿部103以及反馈滤波器104的控制运算部102的运算动作的特性、即运算中使用的常数。

[控制运算部102的运算]

接下来，说明包括放大补偿部103和反馈滤波器104的控制运算部102的运算处理内容。

控制运算部102以速度指令vr和检测速度vb作为输入。在控制运算部102的内部，放大补偿部103根据速度指令vr和检测速度vb，以使检测速度vb追踪速度指令vr的方式进行通常的比例积分控制的运算。即，进行利用对作为速度指令vr与检测速度vb的偏差的速度偏差乘以速度增益Kv而得到的比例补偿、和将积分时间常数的倒数设为ωi的积分补偿的下式的运算，输出作为控制运算部102中的中间变量的补偿转矩τc。此处，在下式以及以后，s表示拉普拉斯算子，1/s表示积分。

τc=Kv·{1+（ωi/s）}（vr－vb）   （式1）

反馈滤波器104以放大补偿部103输出的补偿转矩τc作为输入，通过在比规定的滤波器截止频率ωfL高的频率下使频率响应增益相对地降低那样的传递函数F（s）的运算，输出转矩指令τr。另外，反馈滤波器104具有如下的滤波器特性：其频率响应特性在比上述滤波器截止频率ωfL低的低频区域中增益是大致1，在从滤波器截止频率ωfL至作为比其高的频率的滤波器上限频率ωfH为止的中间频率区域中增益相对于频率的增大而降低，在比上述滤波器上限频率ωfH高的高频区域中增益大致恒定。对于反馈滤波器104的运算处理内容，在后面详细说明。

另外，在上述中未提及反馈滤波器104的相位特性，但反馈控制中使用的滤波器是在实际应用中被称为最小相位推移系统的范畴的滤波器，所以如果决定频率响应增益的特性，则相位的特性唯一地被确定。具体而言，通过使反馈滤波器104具有上述那样的增益特性，结果，其相位特性具有在中间频率区域中相对地延迟的特性。

通过这样的运算，控制运算部102进行使从检测速度vb至转矩指令τr为止的传递函数（记述为反馈传递函数）成为下式2的运算。即，通过放大补偿部103的运算，以对反馈传递函数乘以速度增益Kv的方式进行运算，并且通过反馈滤波器104的运算，以使上述滤波器特性作用于反馈传递函数的方式进行运算。

τr/vb=－F（s）·Kv{（s+Kpi）/s}   （式2）

[控制对象的特性]

接下来，说明本发明的马达控制装置101所驱动的机械系统3、和转矩控制部4以及速度检测部5的一般的特性。此处，根据检测速度vb进行转矩指令τr的运算的控制运算部102根据所驱动的机械系统3的特性而设定运算特性，但转矩控制部4以及速度检测部5通常构成为具有不依赖于机械系统3的特性的恒定的特性。因此，将从转矩指令τr至检测速度vb为止的特性、即把转矩控制部4、机械系统3以及速度检测部5合起来的部分称为控制对象。

首先，说明假设机械系统3是理想的刚体的情况的特性。在该情况下，从马达1所产生的转矩τm至机械系统3即马达1的实际的动作速度为止的传递函数成为纯粹的积分特性。即，其频率响应成为如下特性：相对频率的增大，增益以－20[dB/dec（分贝/十倍频）]的斜率减少，相位在－90[度（deg）]处成为恒定。另一方面，在转矩控制部4的特性即针对转矩指令τr的马达1所产生的转矩τm的传递特性中包含延迟。另外，速度检测部5如上所述，通过检测例如马达1的动作而得到的编码器输出的差分运算，进行检测速度vb的运算，但在信号的传送、运算处理中需要时间，所以相比于马达1实际地动作的速度，检测速度vb成为延迟了的信号。

图2示出由转矩控制部4、机械系统3以及速度检测部5构成的控制对象的、即从转矩指令τr至检测速度vb为止的特性的频率响应。图2的实线示出机械系统3是上述理想的刚体的情况的特性。控制对象的增益与机械系统3同样地相对于频率的增大而以大致－20[dB/dec]减少。另外，关于相位，如上所述在转矩控制部4以及速度检测部5中存在近似于无用时间的延迟，所以成为如下特性：相位延迟随着频率变高而增大。

此处，将在转矩控制部4和速度检测部5中产生的相位延迟的总计成为－90[度]的频率称为相位基准频率ωq。如图2所示，上述控制对象的相位特性在相位基准频率ωq下成为－180[度]。

该相位基准频率ωq仅由转矩控制部4以及速度检测部5的相位延迟特性来决定，所以能够通过在利用马达控制装置101仅驱动马达1的状态下测定从转矩指令τr至检测速度vb为止的频率响应从而进行测定。或者，同样地能够在仅驱动马达1的状态下，作为使控制运算部102成为单纯的速度比例控制的特性而增大了其控制增益时所产生的振荡的频率来进行测定。即，实际上无需将机械负荷2连接到马达1来驱动，而能够事先决定。在本实施方式中，作为例子，示出相位基准频率为10000[rad/s]。

接下来，说明机械系统3并非理想的刚体的现实的特性的情况。机械系统3由于将马达和机械负荷2进行连接的联结器或轴（未图示）、或者机械负荷2主体的低刚性，而一般具有多个机械共振。另外，在多数的产业用途的马达中，马达1和编码器等动作检测器（未图示）一体地构成，驱动力产生部和动作检测部充分地接近的被称为搭配（Collocation）的条件成立。在该情况下，关于从马达1的产生转矩至马达1的实际的速度为止的传递函数，理论上已知随着频率的增大，反共振和共振交替地出现，相位不会比－90[度]还延迟。即，相比于机械系统3是理想的刚体的情况，在所有频率下，相位延迟不会变大。

图2的虚线示出机械系统3并非理想的刚体的情况、即刚性低而有机械共振的情况的转矩指令τr至检测速度vb的频率响应的一个例子。如图所示，随着频率的增大，成为增益的陷波特性的反共振与成为峰值特性的共振交替地出现。另外，具有在反共振频率和共振频率之间伴随频率的增大而增益增大的特性。其结果，呈现如下特性：相比于实线所示的机械系统3是理想的刚体的情况，随着变成高频，增益整体地增大。关于该高频下的增益增大，一般相比于机械系统3整体的惯性，马达1的惯性小的一方更大。另一方面，关于相位特性，伴随频率的增大，在反共振频率的附近，向相位超前180[度]的方向变化，在共振频率的附近，向相位延迟180[度]的方向变化，但相比于机械系统3是理想的刚体的情况，相位不会延迟。其结果，在比上述相位基准频率ωq低的频率下相位不会比－180[度]还延迟。

[反馈滤波器104的详细内容]

接下来，详细说明本实施方式1的反馈滤波器104的结构。反馈滤波器104是具有分母和分子为规定的相同的次数n（n是1以上的整数）的传递函数的滤波器。即，分别使用通过n次的s的多项式来示出的分母多项式Df（s）和分子多项式Nf（s），进行利用下式的传递函数来示出的运算。

F（s）=Nf（s）/Df（s）   （式3）

此处，在本实施方式中的反馈滤波器104中，上述分母多项式Df（s）以及分子多项式Nf（s）使用n个极点的频率（以下简记为极点）ωp_i[rad/s]和n个零点的频率（以下简记为零点）ωz_i[rad/s]，如下式那样进行用n个多项式的积来表示的运算。此处，表示下标的_i的i是1～n的整数。

Df（s）={（1/ωp_1）s+1}…{（1/ωp_n）s+1}   （式4）

Nf（s）={（1/ωz_1）s+1}…{（1/ωz_n）s+1}   （式5）

在（式4）以及（式5）中，对n个极点ωp_i按照从小到大的顺序赋予下标i，同样地对n个零点ωz_i也按照从小到大的顺序赋予下标i来表示。另外，使第1个即最小的极点ωp_1对应于上述滤波器截止频率ωfL、使第n个即最大的零点ωz_n对应于滤波器上限频率ωfH，并且将第1个至第n个的极点ωp_i以及零点ωz_i设定为使其绝对值按照从小到大的顺序使极点和零点交替。即，各个极点ωp_i以及零点ωz_i被设定为成为下式的关系。

ωfL=ωp_1<ωz_1<…<ωp_n<ωz_n=ωfH   （式6）

上述设定的结果，（式3）～（式5）所示的反馈滤波器104的频率响应特性如在之后详细进行说明的图3所示具有如下特性：在比滤波器截止频率ωfL即最小的极点ωp_1低的低频区域中增益大致为1，另外在滤波器截止频率ωfL至滤波器上限频率ωfH的中间频率区域中相对于频率的增大而增益降低，另外在比滤波器上限频率ωfH即最大的零点ωz_n高的高频区域中增益大致恒定，收敛于下式7的Gh。

Gh=（ωz_1…ωz_n）/（ωp_1…ωp_n）   （式7）

而且，上述反馈滤波器104的传递函数F（s）的相位特性具有如下特性：相位在滤波器截止频率ωfL和滤波器上限频率ωfH之间的中间频率区域中处于－90[度]与0[度]之间，在比滤波器截止频率ωfL低的低频区域中随着频率变低而相位接近0，在比滤波器上限频率ωfH高的高频区域中随着频率变高而相位接近0。因此，反馈滤波器104具有在所有的频率下相位都比－90[度]大的特性。

[控制常数设定部的动作]

接下来，说明控制常数设定部105的动作的概要。控制常数设定部105从外部被输入响应参数Pr。该响应参数Pr是设定以使检测速度vb与速度指令vr一致的方式动作的马达控制装置101的响应速度的参数，可以是表示响应速度的频率或其倒数的时间常数这样的连续的数值、大/中/小这样的阶段性的参数中的任意一个。根据利用马达控制装置101的用途、所驱动的机械系统3的特性，考虑控制系统的稳定性、期望的响应速度来决定该响应参数Pr。另外，也可以将速度增益Kv自身作为响应参数Pr而输入。

在将马达控制装置101的响应速度设定得更快的情况下，控制常数设定部105通过响应参数Pr的输入，将控制运算部102的放大补偿部103中的（式1）的运算的速度增益Kv设定得更大。另外，对于积分时间常数的倒数ωi，以将速度增益Kv除以机械系统3的惯性值（惯量值）J而得到的增益交叉频率ωc为基准，设定为其0.1～0.5倍程度的大小。控制常数设定部105与这样的放大补偿部103的设定同时地，如以下那样设定反馈滤波器104的特性。此处，惯性值J既可以从外部作为设定值而输入，或者也可以通过基于转矩指令τr和检测速度vb的推测来确定。

另外，控制常数设定部105以增益交叉频率ωc为基准，作为比与其相同的程度稍大的值、通常ωc的1～5倍程度的值，设定滤波器截止频率ωfL。另外，作为比上述相位基准频率ωq稍小的值、通常0.2～1倍程度的值，设定滤波器上限频率ωfH。另外，为简化说明，记述了增益交叉频率ωc比相位基准频率ωq充分地小的情况，其结果，通过上述那样的设定，滤波器截止频率ωfL被设定为小于滤波器上限频率ωfH。

此处，在驱动某机械系统3的情况下，如果增大速度增益Kv，则增益交叉频率ωc与速度增益Kv成比例地增大。另一方面，相位基准频率ωq是不依赖于速度增益Kv的值。因此，控制常数设定部105在根据响应参数Pr的输入而增大了速度增益Kv的情况下，进行设定以使滤波器上限频率ωfH相对滤波器截止频率ωfL的比率变小。作为结果，相对于速度增益Kv的增大，上述说明的中间频率区域即反馈滤波器104的相位延迟大的频率范围在对数轴上变窄。

控制常数设定部105如上所述那样进行动作，从而反馈滤波器104具有如下的频率响应特性：不会使增益交叉频率ωc附近处的相位延迟变得过大，在比增益交叉频率ωc高一定程度的频率下降低增益，并且即使在相位基准频率ωq附近也减小相位延迟。

[反馈滤波器设定的详细内容]

接下来，说明在上述中叙述了概要动作的由控制常数设定部105进行的与反馈滤波器104的设定相关的详细内容。控制常数设定部105计算对上述相位基准频率ωq乘以规定的常数rH而得到的上侧基准频率ωH。此处，常数rH是大致0.2～1的范围的常数。另外，相位基准频率ωq以及常数rH预先决定即可，所以也可以预先决定上侧基准频率ωH自身。另外，控制常数设定部105计算对根据所输入的响应参数Pr决定的增益交叉频率ωc乘以预先确定的常数rL而得到的下侧基准频率ωL。常数rL为大致1～5的范围。即，通过以下的式来计算上侧基准频率ωH和下侧基准频率ωL。

ωH=rH·ωq   （式8）

ωL=rL·ωc   （式9）

另外，在控制常数设定部105中，以满足下式10的关系的方式，预先设定了与和上述反馈滤波器104的次数n相同的个数的滤波器的极点ωp_i对应的n个常数αp_i、以及与n个零点ωz_i对应的n个常数αz_i（i是1至n的整数）。

0≤αp_1<αz_1<…<αp_n<αz_n≤1   （式10）

另外，控制常数设定部105使用上述上侧基准频率ωH、下侧基准频率ωL、以及上述预先设定的分别n个的常数αp_i、αz_i，通过下式来计算反馈滤波器104中的分别n个的极点ωp_i和零点ωz_i并进行设定。

ωp_i={ωL^（1－αp_i）}·ωH^（αp_i）   （式11）

ωz_i={ωL^（1－αz_i）}·ωH^（αz_i）   （式12）

通过如上式那样设定，第i个极点ωp_i被设定为在用对数表示频率的轴上将上侧基准频率ωH和下侧基准频率ωL之间的范围按照αp_i：（1－αp_i）的比进行分割而得到的频率。同样地，第i个零点ωz_i被设定为将ωH和ωL之间的范围在对数轴上按照αz_i：（1－αz_i）的比进行分割而得到的频率。另外，如上所述，ωp_1是滤波器截止频率ωfL，ωz_n是滤波器上限频率ωfH，所以通过如（式10）那样设定常数αp_i、αz_i，反馈滤波器104的极点以及零点被设定为满足（式6）。

此处，在上述（式11）以及（式12）的计算中，进行使用了常数αp_i、αz_i的、使指数具有不限于0以上且1以下的整数的有理数的计算，但在其实现时，以满足（式10）的同时利用将（1/2）相乘规定的整数a的次数而得到的值与规定的整数b之积来表示的方式，分别选择n个常数αp_i、αz_i即可。另外，关于将（1/2）进行相乘的次数a的值，根据i或者根据αp_i和αz_i，可取不同的值。同样地，关于整数b，也根据i或者根据αp_i和αz_i，可取不同的值。由此，在（式11）以及（式12）中，能够例如通过针对ωH的a次的平方根运算和b次的相乘，执行使指数具有并非整数的αp_i、αz_i的幂乘运算，即使并非是昂贵的运算装置，也能够通过可安装的运算来实现。

此处，预先补充由上述控制常数设定部105进行的与反馈滤波器104的设定相关的理论背景。此处，为简化理论上的说明，设ωfL<<ωfH，并且将反馈滤波器104的次数n设为充分大的整数。考虑使反馈滤波器104的极点ωp_i和零点ωz_i具有上述（式6）的大小关系，并且具有与非专利文献1的5章记载的非整数次积分的近似实现方法同样的关系。

为此，将分别n个的αp_i以及αz_i设定为使各自成为将间隔设为Δα的等差数列，进而设定为使αz_i与αp_i之差相对Δα成为k倍（其中0<k<1）。在该情况下，反馈滤波器104的传递函数F（s）在ωfL与ωfH之间的频率下近似于由下式所示的非整数次积分的特性。其中，下式中的常数k是0<k<1的有理数。

F（s）=1/（s^k）   （式13）

上式13中示出的k次的非整数次积分的相位在－90k[度]处恒定。因此，如本实施方式那样，构成控制常数设定部105以及反馈滤波器104，以使基于上述理论背景的非整数的次数k成为期望的值的方式设定ωp_i以及ωz_i，从而在ωfL至ωfH的频率范围宽的情况下，也能够设定成使得在该频率范围中相位成为－90[度]～0[度]之间的期望的大小。

[具体例]

接下来，使用数值，具体地说明本实施方式的马达控制装置101的控制。图3示出本实施方式的反馈滤波器104的传递函数F（s）的频率响应。在本具体例中，将反馈滤波器104的次数n设为2。在图中示出如下情况：在将某机械负荷2连接到马达1的状态下，通过基于响应参数Pr的变更的控制常数设定部105的动作，放大补偿部103中的速度增益Kv被设定为不同的值的3种情况。用实线来表示速度增益Kv小的情况，用点划线来表示速度增益Kv是中等程度的情况，用虚线来表示速度增益Kv大的情况。在图的上段示出增益，在下段示出相位，而且，在各条件的增益线图、相位线图中重叠地，用三角点描绘了反馈滤波器104的极点ωp_i，用圆点描绘了零点ωz_i。如上所述，最小的极点ωp_1对应于滤波器截止频率ωfL，最大的零点ωz_n对应于滤波器上限频率ωfH。

通过上述控制常数设定部105的动作，如下那样确定图3所示的反馈滤波器104的极点ωp_i以及零点ωz_i。首先，如图2所示，在本具体例中，在转矩控制部4以及速度检测部5中产生的相位延迟成为－90[度]的频率即相位基准频率ωq是10000[rad/s]，通过将规定的常数rH设为0.5的（式8）的计算，确定了上侧基准频率ωH。接下来，控制常数设定部105根据来自外部的响应参数Pr的输入，决定放大补偿部103中的速度增益Kv，求出将速度增益Kv除以机械系统3的惯性值J而得到的值的增益交叉频率ωc。根据该增益交叉频率ωc，通过将规定的常数rL设为2.0的（式9）的计算，确定下侧基准频率ωL。接下来，控制常数设定部105使用以满足下式的关系的方式预先确定的常数αp_i以及αz_i（i=1，2），依照（式11）以及（式12），设定了反馈滤波器104的极点ωp_i以及零点ωz_i。

0=αp_1<αz_1<αp_2<αz_2<1   （式14）

在本具体例中，如上式那样将αp_1设定为0，所以ωp_1即滤波器截止频率ωfL被确定为与使增益交叉频率ωc成为常数倍的下侧基准频率ωL相同。

如上所述，控制常数设定部105设定反馈滤波器104的特性，从而如图3的增益线图所示，反馈滤波器104的传递函数F（s）具有如下的频率响应特性：在比滤波器截止频率ωfL高的频率下降低增益，在比滤波器截止频率ωfL低的频率区域中增益是大致1，在滤波器截止频率ωfL与滤波器上限频率ωfH之间的中间频率区域中相对频率的增大而降低增益，在比滤波器上限频率ωfH高的频率区域中使增益成为大致恒定。另外，控制常数设定部105根据响应参数Pr，设定成针对速度增益Kv的增大而使滤波器上限频率ωfH相对滤波器截止频率ωfL的比率变小。

另外，如图3的相位线图所示，反馈滤波器104的相位特性构成为在所有频率区域中大于－90[度]，特别是在速度增益Kv小的情况下，通过如上所述将反馈滤波器104的极点ωp_i和零点ωz_i交替地进行了配置的效果，具有如下特征：在滤波器截止频率ωfL与滤波器上限频率ωfH之间的宽的频率范围中，在比－90[度]大大约30[度]的值处具有接近恒定的相位特性，在将反馈滤波器104的次数n设为1的情况下无法实现。另外，针对速度增益Kv的增大，如上所述，滤波器上限频率ωfH相对滤波器截止频率ωfL的比率变小，所以具有如下特性：在它们的中间，相位延迟的频率范围在对数轴上变窄。

接下来，为了说明在本实施方式中得到的效果，在图4中，示出在本具体例中假设机械系统3是理想的刚体的情况的控制系统的开环传递函数的频率响应。

在图4中，示出与图3同样地通过从外部输入的响应参数Pr的变更而由控制常数设定部105将放大补偿部103的速度增益Kv设定为3种不同的值的情况。控制常数设定部105进行设定使得积分时间常数的倒数ωi成为增益交叉频率ωc的0.3倍。与图3同样地，用实线来示出速度增益Kv小的情况，用点划线来示出速度增益Kv是中等程度的情况，用虚线来示出速度增益Kv大的情况。根据图4，关于开环传递函数的相位成为－180[度]的相位交叉频率，即使变更速度增益Kv也几乎不会变化，相比于作为图3所示的相位基准频率ωq的10000[rad/s]，只是稍微变小。另外，成为如下特性：在任意的情况下，增益交叉频率ωc下的相位余量都有45[度]以上的充分的大小，在高于增益交叉频率ωc的频率下，直至比上述相位交叉频率稍低的频率为止，针对－180[度]确保约30[度]程度以上的余量。特别是具有如下特征：在速度增益Kv小的情况下，在宽的频率范围中，在相位比－180[度]大大约30[度]的值处具有接近恒定的特性，在将反馈滤波器104的次数n设为1的情况下无法实现。

此处，在图4中，示出了机械系统3是理想的刚体的情况的开环传递函数的频率响应，但如上所述，关于机械系统3并非是理想的刚体的情况的增益特性，产生如下差异：出现共振峰值，或者随着频率变高而增益变得更大。另一方面，关于相位特性，相比于图4所示的机械系统3是理想的刚体的情况，相位延迟不会变大。因此，即使开环传递函数的增益在比图4所示的相位交叉频率低的频率下由于机械共振等而比0[dB]大，只要在比相位交叉频率高的频率下不超过0[dB]，就不会变得不稳定。因此，只要将相位交叉频率确保得较高，比其低的频率的机械共振就不会变得不稳定，能够尽可能提高稳定性。

这样，本实施方式构成为如图3所示通过反馈滤波器104降低了开环传递函数中的高频的增益，但是如图4所示，以使相位交叉频率尽可能不会变得比相位基准频率ωq小的方式，通过速度增益Kv的增大，使相位延迟大的频率范围在对数轴上变窄。因此，在机械系统3与刚体不同而例如有大量机械共振那样的情况下，也利用搭配成立的机械系统的特性，根据速度增益Kv的设定，以尽可能不产生不稳定化的方式进行反馈滤波器104的设定。另外，由此，通过根据响应参数Pr的输入而使速度增益Kv逐渐增大这样的简单的调整，能够鲁棒地实现高速高精度的控制系统。

在图5中，示出使用了上述本实施方式的马达控制装置的情况、和将反馈滤波器104变更为与本实施方式不同的结构的情况的开环传递函数的频率响应的比较。实线表示使用了本实施方式的马达控制装置的情况的开环频率响应。作为比较对象，点划线表示将本实施方式中的反馈滤波器104的部分设为不进行滤波器动作的直达状态的情况，虚线表示将反馈滤波器104的部分变更为1次低通滤波器而使高频区域的增益尽可能降低的情况。在图中，用圆圈来表示各情况下的相位交叉频率，用双向箭头来表示作为一般的鲁棒性的指标的增益余量。根据图，本实施方式的相位交叉频率相比于没有滤波器的情况只是稍微降低，不会像低通滤波器的情况那样大幅降低。另外，已知针对本实施方式的情况、没有滤波器的情况、使用低通滤波器的情况的各个，增益余量是约60[dB]、约40“dB”、约35[dB]，在本实施方式的情况下，相比于其他情况，增益余量大20[dB]以上。即，已知与该增益余量的量相应地机械系统3与理想的刚体不同而具有机械共振的情况、由于马达的低惯性而使高频增益变大的情况下，也能可靠地确保稳定。另外，这样能够仅通过响应参数Pr的输入就简单地实现稳定的控制特性。

另外，在上述说明中，说明了根据将速度增益Kv除以机械系统3的惯性值而得到的增益交叉频率ωc来进行控制常数设定部105中的反馈滤波器104的设定动作，但在例如机械系统3的设想的惯性值的范围窄的情况下，即使不使用正确的惯性值J，也能够通过概算来得到同样的效果。另外，说明了使控制常数设定部105中的反馈滤波器104的设定动作基于事先测定的相位基准频率ωq，但即使未在事先正确地求出相位基准频率ωq，也能够通过设定为例如经验性的值而得到同样的效果。即，如果控制常数设定部105以针对速度增益Kv的增大而使滤波器截止频率ωfL相对滤波器上限频率ωfH的比率在1以下的范围内变大的方式、换言之以使滤波器上限频率ωfH相对滤波器截止频率ωfL的比率变小的方式设定反馈滤波器104的特性，则能够得到同样的效果。

另外，上述说明中的控制运算部102的结构设为根据速度指令vr与检测速度vb的偏差而使反馈滤波器104对于由放大补偿部103运算出的结果进行作用的顺序的结构，但该顺序没有特别限制。即，也可以构成为使（式3）所示的传递函数的反馈滤波器104作用于速度指令vr与检测速度vb的偏差，并针对其输出进行基于与（式1）同样的输入输出关系的比例积分控制的运算，从而控制运算部102进行从检测速度vb至转矩指令τr为止的传递函数（反馈传递函数）与（式2）完全相同的运算。

另外，在上述说明中，将马达控制装置101作为使检测速度vb追踪速度指令vr的速度控制系统而示出，但当然也可以构成为作为副环（minor loop）包括上述速度控制系统的位置控制系统。

另外，在上述说明中，说明了放大补偿部103进行比例积分运算，但进行对从检测速度vb至转矩指令τr为止的反馈传递函数乘以速度增益Kv那样的运算即可，当然在容许稳定偏差的情况、用作位置控制系统的副环的情况等下，如果没有必要则也可以不进行积分补偿。另外，对于放大运算部103追加去除比滤波器上限频率ωfH充分高的频率分量那样的低通特性，当然也不会完全丧失本发明的实施方式1的特征。

这样，根据本发明的实施方式1，控制运算部102具备：放大补偿部103，进行对反馈传递函数乘以速度增益Kv的运算；以及反馈滤波器104，具备在比滤波器截止频率低的频率侧增益是大致1、在从滤波器截止频率ωfL至大于滤波器截止频率ωfL的滤波器上限频率ωfH为止的范围中针对频率的增大而增益降低、在比滤波器上限频率ωfH高的频率侧增益大致恒定的频率响应特性，进行在比滤波器截止频率ωfL高的频率下降低反馈传递函数的频率响应增益的运算，控制常数设定部105构成为以针对速度增益Kv的增大而使滤波器上限频率ωfH相对滤波器截止频率ωfL的比变小的方式设定速度增益Kv、滤波器截止频率ωfL以及滤波器上限频率ωfH，所以根据速度增益Kv的增大而将反馈滤波器104的相位延迟的频率范围变更得较窄，从而不会使相位交叉频率降低，而能够根据速度增益Kv的大小而使开环传递函数的高频的增益尽可能降低。由此，不论是在机械负荷2的惯性大于马达1的情况或不大于马达1的情况、还是有多个机械共振那样的情况下，都能得到根据速度增益Kv而尽可能提高稳定性的效果，能够将速度增益Kv尽可能设定得大，所以能够针对尽可能宽泛的特性的机械系统实现高速高精度的控制。另外，由于根据速度增益Kv来设定滤波器截止频率ωfL以及滤波器上限频率ωfH，所以仅输入用于作为需要设定的可变参数而确定速度增益Kv的响应参数Pr即可，所以能够通过简单的设定来实现高速高精度的控制。

实施方式2.

在实施方式1中，将反馈滤波器104设为2次的结构，但即使更简单地设为1次，也能够实现得到类似的效果的马达控制装置。图6是实施方式2的马达控制装置的结构图。另外，实施方式2的马达控制装置201的结构除了控制常数设定部205以及控制运算部202以外与实施方式1相同。对于与实施方式1同样的构成要素附加同一符号而省略说明。

控制运算部202具备放大补偿部103和反馈滤波器204。反馈滤波器204是将实施方式1中的2次的反馈滤波器104变更为1次的滤波器的结构。关于控制常数设定部205，伴随反馈滤波器204与实施方式1不同，其特性设定方法也与实施方式1的控制常数设定部105不同。

[反馈滤波器204]

接下来，说明反馈滤波器204的运算处理内容。反馈滤波器204以与实施方式1同样的放大补偿部103所输出的补偿转矩τc作为输入。然后，将使用由控制常数设定部205设定的滤波器截止频率ωfL以及滤波器上限频率ωfH以使比滤波器截止频率ωfL高的频率的增益相对地降低的方式进行下式所示的1次滤波器的运算F（s）而得到的结果作为转矩指令τr而输出。即，反馈滤波器204是以滤波器截止频率ωfL为极点、以滤波器上限频率ωfH为零点的1次滤波器。

F（s）={（s/ωfH）+1}/{（s/ωfL）+1}   （式15）

上述滤波器上限频率ωfH被设定为滤波器截止频率ωfL以上的大小。反馈滤波器204具有如下特性：在比滤波器截止频率ωfL低的低频区域中增益是大致1，另外在滤波器截止频率ωfL至滤波器上限频率ωfH之间的中间频率区域中相对频率的增大而增益降低，在比滤波器上限频率ωfH高的高频下增益以比上述低频区域小的值为大致恒定的值。

上述反馈滤波器204的传递函数F（s）的相位特性具有如下特性：如果滤波器上限频率ωfH与滤波器截止频率ωfL的比率在某种程度的范围内，则在其之间的中间频率区域中处于－90[度]与0[度]之间，在比滤波器截止频率ωfL低的频率下随着频率变低而相位接近0[度]，在比滤波器上限频率ωfH高的频率下随着频率变高而相位接近0[度]。但是，与实施方式1中的反馈滤波器104不同，具有如下特性：如果滤波器上限频率ωfH相对滤波器截止频率ωfL的比变得极其大，则在中间频率区域的中心，相位逐渐接近－90[度]。

[控制常数设定部205]

接下来，说明控制常数设定部205的动作。控制常数设定部205与实施方式1同样地，根据从外部输入的响应参数Pr，在将马达控制装置201的响应速度设定得更快的情况下，将控制运算部202的放大补偿部103中的速度增益Kv设定得更大。另外，与实施方式1同样地设定放大补偿部103中的积分时间常数的倒数ωi。与此同时，伴随速度增益Kv的增大，如以下那样设定上述反馈滤波器204的滤波器截止频率ωfL和滤波器上限频率ωfH。

控制常数设定部205与实施方式1同样地，计算对相位基准频率ωq乘以常数rH的上侧基准频率ωH。此处，常数rH是大致0.2～1的范围的常数，也可以预先确定上侧基准频率ωH自身。另外，控制常数设定部205计算对于将根据所输入的响应参数Pr决定的速度增益Kv除以机械系统3的惯量值J而得到的增益交叉频率ωc乘以预先确定的常数rL的下侧基准频率ωL。常数rL设为大致1～5的范围。即，与实施方式1同样地，通过（式8）以及（式9）计算上侧基准频率ωH和下侧基准频率ωL。

此处，如果假设使滤波器截止频率ωfL始终与下侧基准频率ωL一致、使滤波器上限频率ωfH始终与上侧基准频率ωH一致，则在速度增益Kv小、且增益交叉频率ωc与相位基准频率ωq大幅偏离的情况下，如上所述，在中间频率区域的中心，反馈滤波器204的相位接近－90[度]，控制系统的开环传递函数的相位成为－180[度]附近，所以如果在其附近的频率中存在机械负荷2的机械共振，则有可能产生振荡。因此，预先确定滤波器上限频率ωfH和滤波器截止频率ωfL的比率的上限值Rmax，如以下那样决定滤波器截止频率ωfL和滤波器上限频率ωfH。

ωfL=ωL   （式16）

ωfH=min（Rmax·ωL，ωH）   （式17）

或者，如以下那样决定。

ωfH=ωH   （式18）

ωfL=max（ωH/Rmax，ωL）   （式19）

此处，在上述中使用的记号的min（a，b）表示选择a和b中的小的一方的值，max（a，b）表示选择a和b中的大的一方的值。

[具体例]

图7示出通过本实施方式由控制常数设定部205使用上述（式16）、（式17）设定了反馈滤波器204的特性时的反馈滤波器204的传递函数F（s）的频率响应。在本具体例中，关于反馈滤波器204的特性以外，使用与实施方式1的图3所示的情况完全相同的条件。用实线来示出放大补偿部103中的速度增益Kv小的情况，用点划线来示出速度增益Kv是中等程度的情况，用虚线来示出速度增益Kv大的情况。在图的上段示出增益，在下段示出相位，而且，在各条件的增益线图、相位线图中重叠地，用三角点描绘了反馈滤波器204的滤波器截止频率ωfL即极点，用圆点描绘了滤波器上限频率ωfH即零点。

如图7所示，如果利用速度增益Kv小的情况的实线与速度增益Kv是中等程度的情况的点划线来比较，则在这些情况下，选择了在上述（式17）中使用了上限值Rmax的设定的结果，在圆圈所示的滤波器上限频率ωfH和三角标记所示的滤波器截止频率ωfL的比率中无变化。其结果，在图中所示的对数轴上，上述中间频率区域的宽度无变化，相位延迟的频率区域的宽度无变化。另一方面，如果比较速度增益Kv是中等程度的情况的点划线和速度增益大的情况的虚线，则伴随速度增益Kv的增大，滤波器上限频率ωfH相对滤波器截止频率ωfL的比率变小。其结果，伴随速度增益Kv的增大，在图中所示的对数轴上，相位延迟大的中间频率区域缩小。

图8示出与图4同样地在该实施方式2中机械系统3是理想的刚体的情况的控制系统的开环传递函数的频率响应。与图7同样地，用实线来示出放大补偿部103中的速度增益Kv小的情况，用点划线来示出速度增益Kv是中等程度的情况，用虚线来示出速度增益Kv大的情况。

如图8所示，开环传递函数的相位成为－180[度]的相位交叉频率与实施方式1同样地，即使变更速度增益Kv也不会大幅变化。另外，成为如下特性：在任意的情况下，在比增益交叉频率ωc高的频率下，直至比上述相位交叉频率稍微低的频率为止，相位相对－180[度]确保约25[度]以上的余量。

此处，如果将本实施方式2的图8与实施方式1中的图4进行比较，则特别是在速度增益Kv小的实线的情况下，在相位中产生大的变动。另外，相同的实线的情况的高频区域中的增益比图4所示的实施方式1大。由此，可知本实施方式2相比于实施方式1，速度增益Kv小的情况的高频增益降低效果小。这是因为，由于反馈滤波器204是1次，所以相比于实施方式1中的反馈滤波器104是2次的情况，在宽的频率区域中具有最佳的特性是困难的。

但是，如果相比于如实施方式1中说明的图5所示那样将反馈滤波器204设为不进行滤波器动作的直达状态的情况、或置换为简单的低通滤波器的情况，则能够与实施方式1同样地确保充分大的增益余量。由此，可知在机械系统3与理想的刚体不同而具有机械共振的情况、或由于马达的低惯性而使高频增益变大的情况下，相比于其他方式能够确保更大的稳定性。另外，这样仅通过从外部输入的响应参数Pr的设定就能够简单地实现稳定的控制特性。

另外，在上述本实施方式2的说明中，考虑简单地进行计算的情形，而在式16、式18的计算中将滤波器截止频率ωfL以及滤波器上限频率ωfH分别设为与下侧基准频率ωL以及上侧基准频率ωH相同而进行了计算。但是，对于这些计算，也可以在实施方式1中叙述的反馈滤波器104的说明中设为次数n为1，通过式10的关系来设定与0或者1不同的常数αp_1、αz_1，使用式11或者式12来计算滤波器截止频率ωfL、滤波器上限频率ωfH。由此，虽然计算变得复杂，但相比于在上述中说明的图8的特性，能够使相位的变动变得平滑，即使在反馈滤波器204的次数是1的情况下，也能够以接近实施方式1中说明的特性的方式进行一些改善。

这样，根据本实施方式2，虽然反馈滤波器204的次数是1，但控制常数设定部205以针对速度增益Kv的增大而使滤波器上限频率ωfH相对滤波器截止频率ωfL的比变小的方式设定速度增益Kv、滤波器截止频率ωfL以及滤波器上限频率ωfH，所以与实施方式1同样地，能够针对尽可能宽泛的特性的机械系统实现高速高精度的控制。另外，作为需要设定的可变参数仅输入用于确定速度增益Kv的响应参数Pr即可，所以能够通过简单的设定来实现高速高精度的控制。

实施方式3.

图9是示出本发明的实施方式3的马达控制装置的结构的框图。另外，实施方式3的马达控制装置301的结构除了控制常数设定部305以及控制运算部302以外与实施方式1相同。对于与实施方式1同样的构成要素附加同一符号而省略说明。

在实施方式1中控制运算部102中的反馈滤波器104以放大补偿部103的输出作为输入来输出转矩指令τr，与此相对，在本实施方式3中，控制运算部302中的反馈滤波器304以检测速度vb作为输入，输出滤波器速度vbf作为控制运算部302中的中间变量。

控制运算部302具备放大补偿部303以及反馈滤波器304。反馈滤波器304以速度检测部5所输出的检测速度vb作为输入，进行与实施方式1中的反馈滤波器104完全同样的传递函数的运算而输出滤波器速度vbf。即，进行下式的运算。

vbf=F（s）·vb   （式20）

放大补偿部303将根据速度指令vr和滤波器速度vbf以使滤波器速度vbf追踪速度指令vr的方式进行与在实施方式1中说明的比例积分控制同样或者类似的运算而得到的结果，作为转矩指令τr而输出。

此处，关于放大补偿部303中的运算，也可以进行除了输入输出与实施方式1中的放大补偿部103不同以外完全同样的比例积分运算，但在本实施方式的说明中进行被称为I－P控制的运算。即，根据速度指令vr和滤波器速度vbf，通过下式21的计算，进行补偿转矩τr的计算。

τr=Kv·{（ωi/s）（vr－vbf）－vbf}   （式21）

通过进行这样的被称为I－P控制的结构的运算，能够得到降低针对速度指令vr的检测速度vb或者滤波器速度vbf的响应特性中的过冲的效果。另一方面，关于针对作用于机械系统3的干扰的响应特性，与进行PI控制的情况完全相同。

本实施方式通过如上所述构成，虽然结构与实施方式1不同，但作为从检测速度vb至转矩指令τr为止的传递函数的反馈传递函数根据（式20）以及（式21）而成为下式。

τr/vb=－Kv{（s+Kpi）/s}·F（s）   （式22）

即，基于与实施方式1中的（式2）完全相同的传递函数进行反馈控制，控制运算部302中的放大补偿部303通过（式22）的运算，以对反馈传递函数乘以速度增益Kv的方式进行运算，另外反馈滤波器304通过（式22）所示的运算，与实施方式1同样地，以在比滤波器截止频率ωfL高的频率下降低反馈传递函数的增益的方式进行运算。

因此，通过由控制常数设定部305进行与实施方式1的控制常数设定部105完全同样的动作，从而作为针对作用于机械系统3的干扰的响应特性，能够根据响应参数Pr而与实施方式1完全同样地进行设定。

另外，只要与实施方式2中的反馈滤波器204以及控制常数设定部205分别同样地构成反馈滤波器304以及控制常数设定部305，本实施方式3当然也能够得到与实施方式2同样的效果。

这样，根据本实施方式3，即使将反馈滤波器304设置于放大补偿部303的前级，也能够与实施方式1同样地针对尽可能宽泛的特性的机械系统实现高速高精度的控制。另外，作为需要设定的可变参数仅输入用于确定速度增益Kv的响应参数Pr即可，所以能够通过简单的设定来实现高速高精度的控制。

产业上的可利用性

如以上那样，本发明的马达控制装置适用于控制马达的速度、位置的马达控制装置。

Claims (7)

1.一种马达控制装置，对控制对象所具备的马达进行驱动，其特征在于，具备：

速度检测部，检测所述马达的动作速度，输出检测速度；

控制运算部，以使所述检测速度追踪速度指令的方式运算针对所述马达的驱动力指令；

放大补偿部，在所述控制运算部的内部，进行对作为从所述检测速度至所述驱动力指令为止的传递函数的反馈传递函数乘以速度增益Kv的运算；

反馈滤波器，具备在滤波器截止频率以下的频率下频率响应增益是大致1、从所述滤波器截止频率至比所述滤波器截止频率大的滤波器上限频率为止针对频率的增大而频率响应增益降低、在所述滤波器上限频率以上的频率下频率响应增益大致恒定的滤波器特性，在所述控制运算部的内部，进行使所述滤波器特性作用于所述反馈传递函数的运算；

控制常数设定部，根据来自外部的输入，设定所述速度增益Kv、和所述滤波器截止频率及所述滤波器上限频率中的至少一方；以及

驱动力控制部，以使所述马达的驱动力与所述驱动力指令一致的方式驱动所述马达，

所述控制常数设定部以针对所述速度增益Kv的增大而使所述滤波器上限频率相对所述滤波器截止频率的比变小的方式，设定所述速度增益Kv、和所述滤波器截止频率及所述滤波器上限频率中的至少一方。

2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，

所述控制常数设定部根据与将所述速度增益Kv除以所述控制对象的惯量值而得到的值对应的增益交叉频率ωc，设定所述滤波器截止频率。

3.根据权利要求2所述的马达控制装置，其特征在于，

所述控制常数设定部根据在所述驱动力控制部与所述速度检测部之间产生的相位延迟成为大致90度的相位基准频率ωq，设定所述滤波器上限频率。

4.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，

所述反馈滤波器具备n个极点以及与所述极点相同数量的零点，其中n≥1，

所述控制常数设定部以使所述滤波器截止频率成为绝对值最小的极点、使所述滤波器上限频率成为绝对值最大的零点的方式，设定所述反馈滤波器所具备的n个极点以及n个零点。

5.根据权利要求4所述的马达控制装置，其特征在于，

n是2以上的值，

所述控制常数设定部以从绝对值小的一方起使极点和零点依次交替的方式设定所述反馈滤波器所具备的极点以及零点。

6.根据权利要求4或者5所述的马达控制装置，其特征在于，

所述控制常数设定部使用下侧基准频率ωL、作为比所述下侧基准频率ωL大的值的上侧基准频率ωH、以及将αp_1～αp_n分别设为第1个至第n个的常数αp并将αz_1～αz_n分别设为第1个至第n个的常数αz时满足

0≤αp_1＜αz_1＜...＜αp_n＜αz_n≤1

的预先定义的分别n个的常数αp、αz，依照

ωp_i＝{ωL^(1-αp_i)}·ωH^(αp_i)、

ωz_i＝{ωL^(1-αz_i)}·ωH^(αz_i)

的式，计算从绝对值小的一方起第i个极点ωp_i以及从绝对值小的一方起第i个零点ωz_i。

7.根据权利要求6所述的马达控制装置，其特征在于，

αp_i、αz_i分别是对规定的整数将1/2相乘0次或者1次以上而得到的值。