WO2012029935A1 - 保護機能付きスイッチング電源回路 - Google Patents

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WO2012029935A1
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孝志 坂
茂太 秋山
和博 松田
克一郎 大塚
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株式会社アイ・オー・データ機器
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Definitions

  • the present invention relates to a technique for detecting deterioration of an electrolytic capacitor for a smoothing circuit provided in a switching power supply device and avoiding a damage accident in advance.
  • an electrolytic capacitor used in a smoothing circuit deteriorates due to repeated charge / discharge of a large current and use over time. Therefore, if it continues to be used beyond its lifetime, the switching power supply device may be damaged as the electrolytic capacitor deteriorates, possibly resulting in smoke and fire accidents.
  • Various techniques for detecting and coping with the deterioration of the electrolytic capacitor have also been studied by means of circuit on the switching power supply circuit.
  • an increase in equivalent series resistance (ESR) due to deterioration of an electrolytic capacitor is detected based on a voltage difference between both ends of a secondary winding of a transformer, and a photocoupler (Photo Coupler) is detected.
  • ESR equivalent series resistance
  • a technique for feedback and detection to a primary side circuit using a signal is disclosed.
  • Patent Document 1 requires a circuit change such as addition of a ripple voltage detection circuit using a transistor and a further photocoupler, which increases costs and requires a relatively large space for this countermeasure. There was a problem.
  • an object of the present invention is to provide a low-cost switching power supply device having a function of detecting a deterioration of an electrolytic capacitor of a smoothing circuit by simply adding a simple circuit and avoiding a damage accident from the deterioration of the electrolytic capacitor. Is to provide.
  • the first invention is a transformer having a primary winding, a secondary winding, and a tertiary winding, a primary side rectifier circuit that converts AC power into DC power, and a DC of the primary side rectifier circuit.
  • a primary electrolytic capacitor that smoothes power, a secondary rectifier circuit that converts AC power output from the secondary winding of the transformer into DC power, and DC power output from the secondary rectifier circuit is smoothed
  • the secondary side electrolytic capacitor to be converted, the tertiary side rectifying / smoothing circuit for smoothing by converting the AC power output from the tertiary winding of the transformer into DC power, and the voltage of the primary side electrolytic capacitor are input.
  • a switching circuit that repeatedly opens and closes the primary winding of the transformer, a pulse width control circuit that controls a pulse width of a drive signal that controls opening and closing of the switching circuit, and 2 that detects deterioration of the secondary electrolytic capacitor Secondary electrolytic condenser A deterioration detection circuit; and a stop signal generation circuit for inputting a deterioration detection signal of the secondary electrolytic capacitor deterioration detection circuit, wherein the secondary electrolytic capacitor deterioration detection circuit outputs an output of the tertiary rectification smoothing circuit.
  • the stop signal generation circuit When the voltage is input and the stop signal generation circuit generates a stop signal in response to the deterioration detection signal of the secondary electrolytic capacitor deterioration detection circuit, the supply of the drive signal from the pulse width control circuit to the switching circuit is stopped. Thus, the operation of the switching power supply circuit is stopped.
  • a transformer having a primary winding, a secondary winding, and a tertiary winding, a primary side rectifier circuit that converts AC power to DC power, and the primary side rectifier circuit.
  • a primary side electrolytic capacitor that smoothes DC power, a secondary side rectifier circuit that converts AC power output from the secondary winding of the transformer into DC power, and DC power output from the secondary rectifier circuit A secondary electrolytic capacitor to be smoothed, a switching circuit that repeatedly opens and closes the primary winding of the transformer that inputs the voltage of the primary electrolytic capacitor, and a pulse width of a drive signal that controls the opening and closing of the switching circuit
  • a pulse width control circuit for controlling, a primary side electrolytic capacitor deterioration detecting circuit for detecting deterioration of the primary side electrolytic capacitor, and a stop signal generating circuit for inputting a deterioration detection signal of the primary side electrolytic capacitor deterioration detecting circuit
  • the primary electrolytic capacitor deterioration detection circuit inputs the voltage of the primary electrolytic capacitor, and the stop signal generation circuit generates a stop signal in response to the deterioration detection signal of the primary electrolytic capacitor deterioration detection circuit
  • the operation of the switching power supply circuit is stopped by stopping the supply
  • a transformer having a primary winding, a secondary winding, and a tertiary winding, a primary side rectifier circuit that converts AC power into DC power, and the primary side rectifier circuit.
  • a switching circuit that repeatedly opens and closes the primary winding of the transformer that is input, a pulse width control circuit that controls the pulse width of a drive signal that controls the opening and closing of the switching circuit, and the deterioration of the primary electrolytic capacitor are detected Primary electrolytic condenser Degradation detection circuit, secondary side electrolytic capacitor degradation detection circuit for detecting degradation of the secondary side electrolytic capacitor, degradation detection signals of the primary side electrolytic capacitor degradation detection circuit and the secondary side electrolytic capacitor degradation detection circuit
  • a stop signal generation circuit for inputting, the primary electrolytic capacitor deterioration detection circuit inputs the voltage of the primary
  • the secondary electrolytic capacitor deterioration detection circuit is connected to the second electrolytic capacitor through voltage increase from the secondary winding to the tertiary winding.
  • the stop signal generation circuit generates a stop signal to the pulse width control circuit, and the pulse width control circuit stops supplying the drive signal to the switching circuit, thereby switching power supply. Stop and protect the circuit.
  • the primary electrolytic capacitor deterioration detection circuit detects the deterioration of the primary electrolytic capacitor, and a stop signal generation circuit Generates a stop signal to the pulse width control circuit, and the pulse width control circuit stops supplying the drive signal to the switching circuit, thereby stopping and protecting the operation of the switching power supply circuit.
  • the primary electrolytic capacitor deterioration detection circuit detects the deterioration of the primary electrolytic capacitor, and the secondary side
  • the secondary electrolytic capacitor deterioration detection circuit detects the deterioration of the secondary electrolytic capacitor through a voltage increase from the secondary winding to the tertiary winding.
  • the stop signal generation circuit generates a stop signal to the pulse width control circuit, and the pulse width control circuit stops the operation of the switching power supply circuit by stopping the supply of the drive signal to the switching circuit.
  • the present invention low-cost and space-saving switching with a function of detecting deterioration of an electrolytic capacitor of a smoothing circuit by simply adding a simple circuit and avoiding a damage accident from the deterioration of the electrolytic capacitor in advance.
  • a power supply device can be provided.
  • the circuit of the present invention can be integrated with the pulse width control circuit to form an integrated circuit.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a first embodiment of a switching power supply circuit with a protection circuit of the present invention.
  • a primary side rectifier circuit 101 has a bridge circuit configuration of diodes 121 to 124, and dc power including ripples is obtained by full-wave rectifying AC power (AC voltage A1) input from input terminals 141 and 142. Is output between the primary side DC terminal 147 and the primary side ground 145.
  • the primary side electrolytic capacitor 102 is connected between the primary side DC terminal 147 and the primary side ground 145, and smoothes the DC power including the ripple output from the primary side rectifier circuit 101.
  • the primary side rectification circuit 101 and the primary side electrolytic capacitor 102 constitute a primary side rectification smoothing circuit 103.
  • the transformer 104 includes a primary winding N1, a secondary winding N2, and a tertiary winding N3.
  • the ratio of the number of turns of the primary winding N1, the secondary winding N2, and the tertiary winding N3 is N1: N2: N3.
  • the AC voltage applied to both ends of the primary winding N1 is output to both ends of the secondary winding N2 as an AC voltage approximately N2 / N1 times.
  • an AC voltage approximately N3 / N2 times the voltage across the secondary winding N2 is output across the tertiary winding N3.
  • a circuit related to the primary winding N1 is appropriately expressed as a primary side circuit
  • a circuit related to the secondary winding N2 is referred to as a secondary side circuit
  • a circuit related to the tertiary winding N3 is appropriately referred to as a tertiary side circuit.
  • the first terminal of the primary winding N1 is connected to the primary side DC terminal 147, and the second terminal at the other end is the drain of an N-type MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) constituting the switching circuit 108.
  • the source of the N-type MOSFET is connected to the primary side ground 145 through the resistor 162.
  • the first terminal of the secondary winding N2 is connected to the anode of the diode 125, and the cathode of the diode 125 is connected to the secondary side DC output terminal 143.
  • the second terminal of the secondary winding N2 is connected to the secondary side DC output terminal 144 on the ground side.
  • the secondary electrolytic capacitor 105 is connected between the secondary side DC output terminal 143 and the ground side secondary DC output terminal 144.
  • the diode 125 constitutes a secondary side rectifier circuit (125), and rectifies the AC power induced in the secondary winding N2.
  • the secondary electrolytic capacitor 105 smoothes the DC power including the rectified ripple output from the diode 125.
  • the secondary-side rectifying / smoothing circuit 106 is configured by the secondary-side rectifier circuit (125) including the diode 125 and the secondary-side electrolytic capacitor 105.
  • the secondary side rectifying / smoothing circuit 106 applies DC power (secondary side DC output voltage E2) between the secondary side DC output terminal 143 and the secondary side DC output terminal 144 connected to the secondary side ground 146. Output.
  • the secondary side DC output terminal 144 is connected to the secondary side ground 146.
  • the primary side ground 145 and the secondary side ground 146 are both grounded but are galvanically insulated.
  • the first terminal of the tertiary winding N3 is connected to the anode of the diode 126, and the second terminal of the tertiary winding N3 is connected to the primary side ground 145.
  • a smoothing capacitor 127 is connected between the cathode of the diode 126 and the primary side ground 145.
  • the diode 126 constitutes a tertiary rectifier circuit 126, and rectifies the AC power induced in the tertiary winding N3.
  • the smoothing capacitor 127 smoothes the DC power including the rectified ripple output from the diode 126.
  • a tertiary-side rectifying / smoothing circuit 107 is configured by the tertiary-side rectifying circuit (126) including the diode 126 and the smoothing capacitor 127.
  • the tertiary-side rectifying / smoothing circuit 107 obtains rectified and smoothed DC power from the AC power induced in the tertiary winding N3.
  • the output error detection circuit 110 divides the DC voltage (secondary DC output voltage E2) output between the secondary DC output terminals 143 and 144 by the resistors 131 and 132, and the divided voltage and the shunt regulator. This is a circuit for detecting an error (difference) from a reference voltage incorporated in the circuit.
  • the output error detection circuit 110 includes resistors 131, 132, 133, a shunt regulator 134, and a photocoupler 137 composed of a light emitting diode 138 (LED) and a phototransistor 139 (Photo Transistor).
  • the voltage obtained by dividing the secondary side DC output voltage E2 by the resistor 131 and the resistor 132 is input to the REF terminal 135 of the shunt regulator 134.
  • the anode of the shunt regulator 134 is connected to the secondary side ground 146, and the cathode of the shunt regulator 134 is connected to the cathode of the light emitting diode 138.
  • the anode of the light emitting diode 138 is connected to the first terminal of the resistor 133, and the second terminal of the resistor 133 is connected to the secondary side DC output terminal 143.
  • the light emitting diode 138 inputs the output of the emitted light to the base of the phototransistor 139.
  • the emitter of the phototransistor 139 is connected to the primary side ground 145, and the collector is an output terminal of the output error detection circuit 110.
  • the photocoupler 137 including the light emitting diode 138 and the phototransistor 139 is used because the primary side ground 145 and the secondary side ground 146 must be galvanically isolated, and the circuit used at each ground. This is because it cannot be directly transferred by an electrical signal, and is converted into an optical signal for transfer.
  • the secondary side DC output voltage E2 it is determined whether the secondary side DC output voltage E2 is higher or lower than the voltage of (R1 + R2) / R2 times the reference voltage.
  • the shunt regulator 134 is turned on (ON), current flows through the light emitting diode 138, the light emitting diode 138 emits light and outputs an optical signal, and the phototransistor 139 outputs it. Receive light (ON state).
  • the shunt regulator 134 is turned off and no current flows through the light emitting diode 138. Therefore, since the light emitting diode 138 does not emit light, the phototransistor 139 is turned off (OFF state).
  • the on / off (ON / OFF) detection signal of the phototransistor 139 is sent from the collector of the phototransistor 139, that is, the output terminal of the output error detection circuit 110 to the control input terminal 154 of the pulse width control circuit (PWM) 109. It is done.
  • the output error detection circuit is used to stabilize the secondary side DC output voltage E2, and is not used to detect deterioration of the secondary electrolytic capacitor 105 described later.
  • the power supply of the pulse width control circuit 109 is supplied from the 152 through the resistor 160 when the switching power supply circuit is started, but is supplied from the 152 through the output of the tertiary side rectifying and smoothing circuit 107 after the power supply is started up.
  • the output terminal 151 of the pulse width control circuit 109 is connected to the gate (gate input terminal) of the N-type MOSFET which is the switching circuit 108, and controls the on / off of the N-type MOSFET. Note that the pulse width of the drive signal waveform output from the output terminal 151 of the pulse width control circuit 109 is controlled to be variable.
  • the existing switching power supply circuit is basically configured.
  • a primary-side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111, a secondary-side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 112, and a stop signal generation circuit 113 are circuits relating to a protection function that is a feature of the present embodiment. Since it is not directly related to basic functions, it will be described later. First, the basic operation of the existing switching power supply circuit will be described first.
  • the DC power rectified and smoothed from AC power by the primary side rectifying and smoothing circuit 103 is applied to both ends of the series circuit of the primary winding N1 of the transformer 104 and the N-type MOSFET which is the switching circuit 108. .
  • the gate of the N-type MOSFET is connected to the output terminal 151 of the pulse width control circuit 109 via the resistor 161 and is controlled to be turned on / off.
  • a current flows or does not flow in the primary winding N1 of the transformer 104.
  • the generated AC component is induced and propagated from the primary winding N1 of the transformer 104 to the secondary winding N2.
  • the AC power induced on the secondary side of the transformer 104 is converted again into DC power by the secondary side rectifying and smoothing circuit 106, and the secondary side DC output voltage E ⁇ b> 2 is connected between the secondary side DC output terminals 143 and 144. Generate DC power.
  • the secondary side DC output voltage E2 is compared with a reference voltage built in the shunt regulator 134 of the output error detection circuit 110 and higher or lower than the voltage divided by the voltage dividing resistors R1 and R2.
  • the output signal of the output error detection circuit 110 is sent to the pulse width control circuit 109.
  • the pulse width control circuit 109 reflects the output signal of the output error detection circuit 110 to change the pulse width, and the switching circuit 108 By controlling the on / off time, the secondary side DC output voltage E2 is adjusted and maintained at the set voltage.
  • FIG. 2 is a schematic diagram of the general characteristics showing how the secondary side DC output voltage E2 changes as a result of current flowing through the primary winding N1 of the transformer 104 due to on / off of the switching circuit 108 or no longer flowing. . It should be noted that the change is shown, and the value of the secondary side DC output voltage E2 and the waveform of the control signal do not necessarily correspond to the actual situation.
  • FIG. 2 shows a case where the control waveform 212 to be turned on / off is the same in the high section 212H and the low section 212L.
  • the average value of the secondary side DC output voltage E2 is the average value 210.
  • (a) is a case where the control waveform 211 to be turned on / off is longer in the high section 211H than the low section 211L.
  • the average value of the secondary side DC output voltage E2 becomes the average value 221. The value is higher than the average value 210 when the high section 212H and the low section 212L are equal.
  • FIG. 2 shows a case where the control waveform 212 to be turned on / off is the same in the high section 212H and the low section 212L.
  • the average value of the secondary side DC output voltage E2 is the average value 210.
  • (c) shows a case where the ON / OFF control waveform 213 is shorter than the low section 213L of the high section 213H.
  • the average value of the secondary side DC output voltage E2 becomes the average value 223.
  • the value is lower than the average value 210 in the case where the high section 212H and the low section 212L are equal.
  • the secondary side DC output voltage E2 is changed by controlling the time (pulse width) in which the current flows through the primary winding N1 of the transformer 104 when the switching circuit 108 is turned on and off.
  • the existing switching power supply device maintains the secondary side DC output voltage E2 at the set voltage.
  • the switching power supply circuit includes a primary side electrolytic capacitor 102 and a secondary side electrolytic capacitor 105 as smoothing capacitors in the primary side rectifying / smoothing circuit 103 and the secondary side rectifying / smoothing circuit 106, respectively. It is installed. As these electrolytic capacitors deteriorate, the equivalent series resistance (ESR) increases and the capacitance decreases.
  • ESR equivalent series resistance
  • an increase in equivalent series resistance (R) occurs, and if current (i) is passed, the electrolytic capacitor itself may become hot due to Joule heat (i 2 R) or may explode due to an increase in internal pressure. is there.
  • a decrease in the capacitance of the electrolytic capacitor may cause a decrease in output characteristics of the switching power supply circuit (device) and abnormal heat generation of other components. Therefore, as described above, when the degradation of the electrolytic capacitor reaches the limit, it is necessary to detect the degradation and take a countermeasure.
  • the primary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit (Det1) 111 for detecting the deterioration of the primary side electrolytic capacitor 102 and the secondary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit for detecting the deterioration of the secondary side electrolytic capacitor 105 are shown.
  • (Det2) 112 is provided.
  • the stop signal generation circuit 113 outputs the output of the stop signal generation circuit 113 as an N-type MOSFET of the switching circuit 108 according to the deterioration detection signal of the primary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111 or the secondary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 112 , The drive signal output from the pulse width control circuit 109 is inhibited, and the operation of the switching power supply circuit is stopped.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of the primary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111.
  • the first terminal of the capacitor 310 is connected to an input terminal 321 serving as the primary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111.
  • the second terminal of the capacitor 310 and the first terminal of the resistor (R11) 311 are connected.
  • a resistor (R12) 312 is connected between the second terminal of the resistor 311 and the primary side ground 145.
  • the anode of the diode 313 is connected to the primary side ground 145, and the cathode is connected to the second terminal of the resistor 311.
  • a cathode of a Zener diode 314 is connected to the second terminal of the resistor 311.
  • the anode of the Zener diode 314 is connected to an output terminal 322 as the primary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111.
  • the DC component is cut by the capacitor 310, the voltage is divided to an appropriate value by the resistor 311 and the resistor 312, and a ripple (AC component) of the signal input from the input terminal 321 is detected at the dividing point 323. Further, the negative component of the signal is removed by the diode 313, and only the positive component is taken out. Further, the Zener diode 314 is turned on (ON, avalanche breakdown) when the ripple of the detected signal exceeds a certain voltage (Zener voltage, breakdown voltage) as described above, and serves as the primary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111. The trigger signal is output from the output terminal 322 to the stop signal generation circuit 113 (FIG. 1).
  • the input terminal 321 serving as the primary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111 is connected to the primary DC terminal 147, and the primary electrolytic capacitor 102 is deteriorated from the ripple voltage of the primary electrolytic capacitor 102. Is detected. This is because when the primary electrolytic capacitor 102 deteriorates and the equivalent series resistance increases or the capacitance decreases, the ripple voltage increases at the primary DC terminal 147.
  • the voltage (potential) at the dividing point 323 can be changed to adjust the voltage applied to the Zener diode 314. Since the selection of the Zener voltage characteristic of the Zener diode 314 is limited, after the Zener diode 314 is selected, the resistance ratio (R11 / R12) is adjusted so that an appropriate voltage is applied to the characteristic of the Zener diode 314. Good.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the secondary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 112, which is composed of a Zener diode 414.
  • the cathode of the Zener diode 414 is connected to the input terminal 421 of the secondary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 112, and this input terminal 421 is connected to the output terminal 152 of the tertiary side rectifying and smoothing circuit 107.
  • the anode of the Zener diode 414 is connected to the output terminal 422 of the secondary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 112.
  • the tertiary side rectifying / smoothing circuit 107 receives AC power induced by the tertiary winding N3 of the transformer 104, and the tertiary winding N3 is induced from AC power of the secondary winding N2. Therefore, when the secondary electrolytic capacitor 105 deteriorates and the equivalent series resistance increases, the voltage generated at both ends of the secondary electrolytic capacitor 105 also increases and is propagated from the secondary winding N2 to the tertiary winding N3. The voltage of the output of the tertiary side rectifying / smoothing circuit 107 also increases.
  • the Zener diode 414 When this voltage increases with the deterioration of the secondary electrolytic capacitor 105 and exceeds a predetermined voltage, the Zener diode 414 is turned on, and a trigger signal is output from the output terminal 422 as the secondary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 112. It outputs to the stop signal generation circuit 113 (FIG. 1).
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of the stop signal generation circuit 113.
  • a cathode of a thyristor 501 is connected to the primary side ground 145, and an anode and a gate are connected to an output terminal 532 and an input terminal 531 of the stop signal generation circuit 113, respectively.
  • the resistor 511 is connected between the input terminal 531 of the stop signal generation circuit 113 and the primary side ground 145.
  • the capacitor 512 may be connected between the input terminal 531 of the stop signal generation circuit 113 and the primary side ground 145 for stable circuit operation (preventing malfunction due to noise).
  • the resistor 511 sets the bias voltage of the input terminal 531.
  • An input terminal 531 of the stop signal generation circuit 113 is connected to an output terminal 322 of the primary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111 and an output terminal 422 of the secondary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 112. Therefore, when there is a trigger signal that is a deterioration detection signal from the primary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111 or the secondary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 112, the thyristor 501 is turned on. As a result, the output terminal 532 of the stop signal generation circuit 113 is substantially at the same potential as the primary side ground 145.
  • the output terminal 532 of the stop signal generation circuit 113 is connected to the gate of the N-type MOSFET which is the switching circuit 108 in FIG.
  • the gate of the N-type MOSFET is fixed to the potential of the primary side ground 145 and the N-type MOSFET is turned off.
  • the N-type MOSFET is turned off, no current flows through the primary winding N1, and no current flows through the secondary winding N2. That is, the switching power supply circuit stops operating.
  • a primary side electrolytic capacitor 102 and a secondary side electrolytic capacitor 105 which are smoothing capacitors, are mounted on the primary side circuit and the secondary side circuit, respectively.
  • a primary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111 As a means for detecting deterioration of the primary side electrolytic capacitor 102, there is a primary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111, and as a means for detecting deterioration of the secondary side electrolytic capacitor 105, a secondary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 112 is provided. There is.
  • the primary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111 or the secondary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 112 detects that the ripple voltage or the terminal voltage has exceeded a certain set voltage, and the trigger signal is sent to the stop signal generation circuit 113. send.
  • the stop signal generation circuit 113 prohibits the drive signal from the output terminal 151 of the pulse width control circuit 109, that is, the gate of the N-type MOSFET that is the switching circuit 108 is approximately at the same potential as the primary side ground 145.
  • the switching power supply circuit is provided with the output error detection circuit 110 as described above, and the secondary side DC output voltage E2 is controlled to maintain a set voltage. Therefore, even if there is a slight deterioration of the primary side electrolytic capacitor 102 or the secondary side electrolytic capacitor 105, fluctuations in the input voltage A1 of the AC power supply, fluctuations in the DC load, or other factors, fluctuations may occur.
  • the side DC output voltage E2 maintains a predetermined voltage. However, if the primary electrolytic capacitor 102 or the secondary electrolytic capacitor 105 exceeds the limit and deteriorates, the primary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111 or the secondary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 112 detects an abnormality.
  • FIG. 6 shows a schematic circuit configuration of the second embodiment of the present invention. Since the circuit configuration of FIG. 6 is based on FIG. 1 showing the circuit configuration of the first embodiment, it is almost the same circuit. The difference is that the output signal of the stop signal generation circuit 113 is connected to the gate of the N-type MOSFET of the switching circuit 108 in FIG. 1, whereas in FIG. This is connected to the output terminal 152 of the rectifying / smoothing circuit 107. Other circuit configurations are the same as those in FIG. 6 and FIG.
  • the primary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111 or the secondary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 112 detects the deterioration of the primary electrolytic capacitor 102 or the secondary electrolytic capacitor 105, and the stop signal generation circuit 113.
  • Output signal 152 of the tertiary side rectifying / smoothing circuit 107, which is the power supply terminal of the pulse width control circuit 109, is substantially at the same potential as the primary side ground 145. .
  • the pulse width control circuit 109 stops operating because the power is virtually not supplied, and stops supplying the drive signal from the output terminal 151 to the gate of the N-type MOSFET which is the switching circuit 108.
  • the switching power supply circuit is stopped, no current flows through the primary side electrolytic capacitor 102 and the secondary side electrolytic capacitor 105, and the generation of Joule heat is stopped, so that the heat generation of the electrolytic capacitor and the internal pressure increase.
  • the switching power supply circuit is protected by avoiding the abnormal heat generation and avoiding abnormal heat generation of other components.
  • FIG. 7 shows a schematic circuit configuration of the third embodiment of the present invention. Since the circuit configuration of FIG. 7 is based on FIG. 1 showing the circuit configuration of the first embodiment, it is almost the same circuit. The difference is that the output signal of the stop signal generation circuit 113 is connected to the gate of the N-type MOSFET of the switching circuit 108 in FIG. 1, whereas the supply of the output signal of the pulse width control circuit 109 is controlled in FIG. It is connected to the control terminal 153. Other circuit configurations are the same as those in FIG. 7 and FIG.
  • the primary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111 or the secondary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 112 detects the deterioration of the primary electrolytic capacitor 102 or the secondary electrolytic capacitor 105, and the stop signal generation circuit 113. Is substantially the same potential as the primary side ground 145, the control terminal 153 of the pulse width control circuit 109 is substantially the same potential as the primary side ground 145. Then, the pulse width control circuit 109 stops supplying the drive signal from the output terminal 151.
  • the supply of the drive signal to the gate of the N-type MOSFET which is the switching circuit 108 is stopped, and the potential of the primary side ground 145 is generally fixed. Then, the operation of the switching power supply circuit is stopped, so that no current flows through the primary side electrolytic capacitor 102 and the secondary side electrolytic capacitor 105, and the generation of Joule heat is stopped. Therefore, the heat generation of the electrolytic capacitor and the internal pressure increase.
  • the switching power supply circuit is protected by avoiding the abnormal heat generation and avoiding abnormal heat generation of other components.
  • the primary-side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111 includes a resistor 311 and a resistor 312. However, depending on the setting of the DC voltage of the primary-side circuit, either one resistor or both resistors It may be possible to delete.
  • FIG. 4, and FIG. 5 show circuit examples of the primary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111, the secondary electrolytic capacitor deterioration detection circuit 112, and the stop signal generation circuit 113, respectively. It is only an example. Another circuit configuration having a similar function may be used. Further, these circuits (111, 112, 113) may be integrated with the pulse width control circuit 109 to form an integrated circuit, so that the occupied area (volume) and the number of circuit elements may be reduced as a whole.
  • the switching circuit 108 uses an N-type MOSFET. However, if the polarity of the drive signal waveform output from the output terminal 151 of the pulse width control circuit 109 is changed, a P-type MOSFET is used. Also good. Moreover, it is not limited to MOSFET, For example, you may use IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • a temperature fuse is brought into close contact with the primary side electrolytic capacitor 102 and the secondary side electrolytic capacitor 105, a temperature rise due to deterioration of the electrolytic capacitor is detected by the temperature fuse, and the temperature fuse is turned off, whereby the pulse width control circuit 109 is obtained.
  • the driving signal may be stopped to protect the switching power supply circuit (device).
  • an erroneous detection prevention circuit 801 (FIG. 8) that prevents erroneous detection of deterioration of the primary side electrolytic capacitor 102 by the primary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111 at the time of turning on the power is replaced with the primary side rectifier circuit 101 and the primary side. It may be inserted between the electrolytic capacitor 102.
  • the primary-side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111 indicates that the primary-side electrolytic capacitor 102 has deteriorated when the ripple voltage generated at both ends of the primary-side electrolytic capacitor 102 becomes equal to or higher than a predetermined reference voltage. After the determination, the operation of the switching circuit 108 by the pulse width control circuit 109 is stopped.
  • the frequency of the ripple voltage to be detected and the value obtained by converting the rise time of the terminal voltage of the primary side electrolytic capacitor 102 at the time of power-on (the reciprocal thereof) into a frequency are approximate, and depending on the timing at the time of power-on
  • the primary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111 erroneously detects and stops the operation of the switching circuit 108. Therefore, the switching power supply circuit may not operate normally.
  • the false detection prevention circuit 801 prevents this false detection when the power is turned on.
  • the erroneous detection preventing circuit 801 will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration in which an erroneous detection preventing circuit 801 is inserted between the primary side rectifier circuit 101 and the primary side electrolytic capacitor 102 according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a detailed configuration example of the false detection prevention circuit 801.
  • a resistor (first resistor) 821 is a first DC output terminal (hereinafter referred to as a connection point between the cathodes of the diode 123 (FIG. 8) and the diode 124 (FIG. 8) of the primary rectifier circuit 101. (Referred to as the first DC output terminal) and the primary side DC terminal 147.
  • One end of the resistor (second resistor) 822 is connected to the first DC output terminal of the primary side rectifier circuit 101, and the other end is connected to one end of the capacitor 831.
  • the other end of the capacitor 831 is connected to the primary side ground 145.
  • a resistor (third resistor) 823 is connected to the capacitor 831 in parallel.
  • a second DC output terminal (hereinafter referred to as a second DC output terminal) which is a connection point between the anodes of the diode 121 (FIG. 8) and the diode 122 (FIG. 8) of the primary rectifier circuit 101 is 1 It is connected to the secondary ground 145.
  • the anode of the thyristor 811 is connected to the first DC output terminal of the primary side rectifier circuit 101, and the cathode is connected to the primary side DC terminal 147.
  • the gate of the thyristor 811 is connected to the connection point between the resistor 822 and the capacitor 831 connected in series.
  • the primary side electrolytic capacitor 102 is connected between the primary side DC terminal 147 and the primary side ground 145.
  • the primary side ground 145 is connected to the second DC output terminal of the primary side rectifier circuit 101.
  • the primary side rectifier circuit 101 is a simplified representation of the diode bridge of the primary side rectifier circuit 101 in FIG. 8.
  • the resistor 821 is inserted in series between the first DC output terminal of the primary side rectifier circuit 101 and the primary side electrolytic capacitor 102 in order to slow the rise time immediately after the power is turned on. Yes.
  • the voltage across the primary electrolytic capacitor 102 rises due to the current path between the resistor 821 and the primary electrolytic capacitor 102 and rises with a time constant determined by the resistor 821 and the primary electrolytic capacitor 102.
  • This time constant is set to a value sufficiently larger than the reciprocal of the frequency of the ripple voltage generated at both ends when the primary electrolytic capacitor 102 deteriorates.
  • the gate voltage of the thyristor 811 also rises slowly by a time constant determined by the resistor 822, the resistor 823, and the capacitor 831.
  • the equivalent impedance is sufficiently smaller than the resistor 823, and the capacitor 831 is dominant over the resistor 823 as the current path, so the gate voltage of the thyristor 811 is Rises slowly from 0 (potential of the primary ground 145) with a time constant determined by the resistor 822 and the capacitor 831. Therefore, immediately after the power is turned on, the thyristor 811 is off.
  • the voltage across the primary electrolytic capacitor 102 becomes a voltage sufficient to operate the switching power supply circuit. Reach.
  • the resistor 821 exists between the primary side rectifier circuit 101 and the primary side electrolytic capacitor 102, it becomes an obstacle or a large energy loss source to sufficiently flow the current for operating the switching power supply circuit. It becomes.
  • the equivalent impedance of the capacitor 831 increases, and the gate voltage of the thyristor 811 rises with a time constant determined by the resistors 822, 823, and 831 and eventually triggers.
  • the thyristor 811 When the voltage is reached, the thyristor 811 is turned on.
  • the resistance value of the internal resistance of the turned-on thyristor 811 is very small compared to the resistance value of the resistor 821 and is connected in parallel to the resistor 821, so that the primary side electrolytic capacitor 102 is connected to the primary side rectifier circuit 101.
  • the current flowing through the primary side DC terminal 147 passes through the thyristor 811.
  • the internal resistance of the turned on thyristor 811 is sufficiently small, the energy loss due to the provision of the false detection prevention circuit 801 is very small. Further, if the charge is sufficiently accumulated in the capacitor 831, the equivalent impedance becomes too high and the gate voltage of the thyristor 811 may become unstable, and the charge accumulated in the capacitor 831 when the power supply is shut off is excluded. Therefore, the resistor 823 is connected in parallel with the capacitor 831. Note that in the case where a sufficient amount of charge is accumulated in the capacitor 831, the gate voltage of the thyristor 811 is divided by the resistors 822 and 823 between the first DC output terminal and the DC output terminal of the primary side rectifier circuit 101. It becomes a pressed voltage. By including the erroneous detection prevention circuit 801 having the above configuration, it is possible to prevent malfunction of the switching power supply circuit due to erroneous detection of the primary side electrolytic capacitor deterioration detection circuit 111 when the power is turned on.
  • the erroneous detection prevention circuit 801 illustrated in FIG. 9 is merely an example of a circuit configuration.
  • a MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the circuit configuration shown in FIG. 8 is obtained by inserting a false detection prevention circuit 801 into the first embodiment of FIG. 1, but the second embodiment of FIG. 6 and the third embodiment of FIG. However, even if the false detection prevention circuit 801 is inserted in the same manner, the same effect can be obtained.
  • the switching power supply circuit with a protection function of this embodiment detects the deterioration of the electrolytic capacitor of the smoothing circuit in the primary side circuit and the secondary side circuit, and automatically stops the operation of the switching power supply circuit. It has a function to avoid damage accidents due to capacitor deterioration.
  • the method and circuit for detecting deterioration of the secondary side electrolytic capacitor 105 from the output voltage of the tertiary side rectifying and smoothing circuit 107 by the Zener diode 414, and the secondary side electrolytic capacitor deterioration detecting circuit and circuit configuration are disclosed in the prior art document.
  • the above-described method and circuit of the present embodiment are characterized by being realized by adding simple circuit elements without changing the existing switching power supply circuit.

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Abstract

【解決手段】１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有するトランスと、交流電力を直流電力に変換して平滑化する１次側整流平滑化回路と、２次側の電力を平滑化する２次側整流平滑化回路と、３次巻線の電力を平滑化する３次側整流平滑化回路と、１次巻線を開閉するスイッチング回路と、前記スイッチング回路の開閉を制御する駆動信号のパルス幅を制御するパルス幅制御回路と、前記２次側電解コンデンサの劣化を検知する２次側電解コンデンサ劣化検知回路と、を備え、前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路は前記３次側整流平滑化回路の出力電圧を入力することにより、前記２次側電解コンデンサの劣化を検知し、スイッチング電源回路の動作を止める。

Description

保護機能付きスイッチング電源回路
　本発明は、スイッチング電源装置に備えられた平滑回路用の電解コンデンサの劣化を検出し、破損事故を未然に回避する技術に関する。
　スイッチング電源装置において、平滑回路に使用される電解コンデンサは、大電流の充放電の繰り返しや経年使用によって劣化が進む。そこで寿命を超えて使用し続けると電解コンデンサの劣化にともないスイッチング電源装置が破損し、場合によっては発煙、発火事故に至る危険性がある。
　また、スイッチング電源回路における回路上の工夫によって、電解コンデンサの劣化を検知し、対処する技術も様々に検討されている。
　特許文献１においては、トランスの２次側の巻線の両端の電圧の差分により、電解コンデンサの劣化にともなう等価直列抵抗（ＥＳＲ：Equivalent Series Resistance）の増大を検出し、フォトカプラ(Photo Coupler)を使用して１次側回路へフィードバックし検知する技術が開示されている。
特開２０００－３２７４７号公報
　しかしながら、電解コンデンサの劣化に伴うスイッチング電源装置の破損を事前に検出する対策は、必ずしも充分とはいえない問題があった。
　また、特許文献１に開示された方法では、トランジスタを用いたリプル電圧検出回路とさらなるフォトカプラの追加などの回路変更が必要であり、コスト上昇と、この対策のために比較的大きなスペースを必要とする問題があった。
　そこで本発明の目的は、簡単な回路を付加するだけで平滑回路の電解コンデンサの劣化を検知して、電解コンデンサの劣化からの破損事故を未然に回避する機能を備えた低コストのスイッチング電源装置を提供することである。
　前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、各発明を以下のような構成とした。
　すなわち第１の発明は、１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有するトランスと、交流電力を直流電力に変換する１次側整流回路と、前記１次側整流回路の直流電力を平滑化する１次側電解コンデンサと、前記トランスの２次巻線が出力する交流電力を直流電力に変換する２次側整流回路と、前記２次側整流回路が出力する直流電力を平滑化する２次側電解コンデンサと、前記トランスの３次巻線の出力する交流電力を直流電力に変換して平滑化する３次側整流平滑化回路と、前記１次側電解コンデンサの電圧を入力する前記トランスの１次巻線の開閉を繰り返すスイッチング回路と、前記スイッチング回路の開閉を制御する駆動信号のパルス幅を制御するパルス幅制御回路と、前記２次側電解コンデンサの劣化を検知する２次側電解コンデンサ劣化検知回路と、前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路の劣化検出信号を入力する停止信号発生回路と、を備え、前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路は前記３次側整流平滑化回路の出力電圧を入力し、前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路の劣化検出信号で前記停止信号発生回路が停止信号を発生することによって、前記パルス幅制御回路から前記スイッチング回路への駆動信号の供給が停止されることによりスイッチング電源回路の動作をとめることを特徴とする。
　また、第２の発明は、１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有するトランスと、交流電力を直流電力に変換する１次側整流回路と、前記１次側整流回路の直流電力を平滑化する１次側電解コンデンサと、前記トランスの２次巻線が出力する交流電力を直流電力に変換する２次側整流回路と、前記２次側整流回路が出力する直流電力を平滑化する２次側電解コンデンサと、前記１次側電解コンデンサの電圧を入力する前記トランスの１次巻線の開閉を繰り返すスイッチング回路と、前記スイッチング回路の開閉を制御する駆動信号のパルス幅を制御するパルス幅制御回路と、前記１次側電解コンデンサの劣化を検知する１次側電解コンデンサ劣化検知回路と、前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路の劣化検出信号を入力する停止信号発生回路と、を備え、前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路は前記１次側電解コンデンサの電圧を入力し、前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路の劣化検出信号で前記停止信号発生回路が停止信号を発生することによって、前記パルス幅制御回路から前記スイッチング回路への駆動信号の供給が停止されることによりスイッチング電源回路の動作を止めることを特徴とする。
　また、第３の発明は、１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有するトランスと、交流電力を直流電力に変換する１次側整流回路と、前記１次側整流回路の直流電力を平滑化する１次側電解コンデンサと、前記トランスの２次巻線が出力する交流電力を直流電力に変換する２次側整流回路と、前記２次側整流回路が出力する直流電力を平滑化する２次側電解コンデンサと、前記トランスの３次巻線の出力する交流電力を直流電力に変換して平滑化する３次側整流平滑化回路と、前記１次側電解コンデンサの電圧を入力する前記トランスの１次巻線の開閉を繰り返すスイッチング回路と、前記スイッチング回路の開閉を制御する駆動信号のパルス幅を制御するパルス幅制御回路と、前記１次側電解コンデンサの劣化を検知する１次側電解コンデンサ劣化検知回路と、前記２次側電解コンデンサの劣化を検知する２次側電解コンデンサ劣化検知回路と、前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路と前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路の劣化検出信号を入力する停止信号発生回路と、を備え、前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路は前記１次側電解コンデンサの電圧を入力し、前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路は前記３次側整流平滑化回路の出力電圧を入力し、前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路、もしくは前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路の劣化検出信号で前記停止信号発生回路が停止信号を発生することによって、前記パルス幅制御回路から前記スイッチング回路への駆動信号の供給が禁止されることにより、スイッチング電源回路の動作を止めることを特徴とする。
　かかる構成により、前記２次側電解コンデンサが限度を超して劣化した場合には２次巻線から３次巻線を介しての電圧上昇を通じて、前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路が前記２次側電解コンデンサの劣化を検知して、停止信号発生回路が前記パルス幅制御回路へ停止信号を発生し、前記パルス幅制御回路が前記スイッチング回路への駆動信号の供給を停止することによりスイッチング電源回路の動作を止めて保護する。
　また、かかる構成により、前記１次側電解コンデンサが限度を超して劣化した場合には前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路が前記１次側電解コンデンサの劣化を検知して、停止信号発生回路が前記パルス幅制御回路へ停止信号を発生し、前記パルス幅制御回路が前記スイッチング回路への駆動信号の供給を停止することによりスイッチング電源回路の動作を止めて保護する。
　また、かかる構成により、前記１次側電解コンデンサが限度を超して劣化した場合には前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路が前記１次側電解コンデンサの劣化を検知し、また前記２次側電解コンデンサが限度を超して劣化した場合には２次巻線から３次巻線を介しての電圧上昇を通じて、前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路が前記２次側電解コンデンサの劣化を検知して、停止信号発生回路が前記パルス幅制御回路へ停止信号を発生し、前記パルス幅制御回路が前記スイッチング回路への駆動信号の供給を停止することによりスイッチング電源回路の動作を止めて保護する。
　本発明によれば、簡単な回路を付加するだけで平滑回路の電解コンデンサの劣化を検知して、電解コンデンサの劣化からの破損事故を未然に回避する機能を備えた低コストで省スペースのスイッチング電源装置を提供できる。また、本発明の回路はパルス幅制御回路と一体化して集積回路化することも可能となる。
本発明の第１実施形態の構成を示す回路図である。 本発明の第１実施形態におけるパルス幅制御回路がスイッチング回路を駆動するパルス波形と２次側の直流出力電圧との概略の関係を示す特性の模式図である。 本発明の第１実施形態における１次側電解コンデンサ劣化検知回路の構成を示す回路図である。 本発明の第１実施形態における２次側電解コンデンサ劣化検知回路の構成を示す回路図である。 本発明の第１実施形態における停止信号発生回路の構成を示す回路図である。 本発明の第２実施形態の構成を示す回路図である。 本発明の第３実施形態の構成を示す回路図である。 本発明の第１実施形態の１次側整流回路と１次側電解コンデンサとの間に誤検知防止回路を挿入した構成を示す回路図である。 誤検知防止回路の詳細な構成例を示す回路図である。
　以下に、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。
（第１実施形態）
　まず、本発明の第１実施形態の回路構成について説明する。
＜回路構成・第１実施形態＞
　図１は本発明の保護回路付きスイッチング電源回路の第１実施形態の概略の構成を示す回路図である。
　図１において、１次側整流回路１０１はダイオード１２１～１２４のブリッジ回路構成によって、入力端子１４１、１４２から入力する交流電力（交流電圧Ａ１）を全波整流してリプル（ripple）を含む直流電力を１次側直流端子１４７と１次側アース１４５の間に出力する。１次側電解コンデンサ１０２は１次側直流端子１４７と１次側アース１４５の間に接続されていて、１次側整流回路１０１の出力したリプルを含む直流電力を平滑化する。
　なお、１次側整流回路１０１と１次側電解コンデンサ１０２によって１次側整流平滑化回路１０３が構成されている。
　トランス１０４は１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２と３次巻線Ｎ３を備えている。ここで１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２と３次巻線Ｎ３との巻数の比をＮ１：Ｎ２：Ｎ３とする。このとき、１次巻線Ｎ１の両端に加えられた交流電圧は、２次巻線Ｎ２の両端に概ねＮ２／Ｎ１倍の交流電圧として出力される。また、３次巻線Ｎ３の両端には２次巻線Ｎ２の両端の電圧の概ねＮ３／Ｎ２倍の交流電圧が出力される。
　なお、１次巻線Ｎ１に関わる回路を１次側回路、２次巻線Ｎ２に関わる回路を２次側回路、３次巻線Ｎ３に関わる回路を３次側回路と、適宜、表記する。
　１次巻線Ｎ１の第１端子は、１次側直流端子１４７に接続され、もう一端の第２端子はスイッチング回路１０８を構成するＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）のドレインに接続され、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのソースは抵抗１６２を介して１次側アース１４５に接続されている。
　２次巻線Ｎ２の第１端子は、ダイオード１２５のアノードに接続され、ダイオード１２５のカソードは、２次側直流出力端子１４３に接続されている。２次巻線Ｎ２の第２端子はアース側の２次側直流出力端子１４４に接続されている。また、２次側電解コンデンサ１０５は２次側直流出力端子１４３とアース側の２次側直流出力端子１４４の間に接続されている。
　ダイオード１２５は２次側整流回路（１２５）を構成していて、２次巻線Ｎ２に誘起される交流電力を整流する。２次側電解コンデンサ１０５はダイオード１２５の出力する整流されたリプルを含む直流電力を平滑化する。ダイオード１２５からなる２次側整流回路（１２５）と２次側電解コンデンサ１０５とによって、２次側整流平滑化回路１０６を構成している。この２次側整流平滑化回路１０６によって、２次側直流出力端子１４３と２次側アース１４６に接続された２次側直流出力端子１４４の間に直流電力（２次側直流出力電圧Ｅ２）を出力している。
　また前記したように、２次側直流出力端子１４４は２次側アース１４６に接続されている。１次側アース１４５と２次側アース１４６はともにアースであるが、直流的に絶縁されている。
　３次巻線Ｎ３の第１端子は、ダイオード１２６のアノードに接続され、３次巻線Ｎ３の第２端子は１次側アース１４５に接続されている。ダイオード１２６のカソードと１次側アース１４５の間に平滑コンデンサ１２７が接続されている。ダイオード１２６は３次側整流回路１２６を構成していて、３次巻線Ｎ３に誘起される交流電力を整流する。平滑コンデンサ１２７はダイオード１２６の出力する整流されたリプルを含む直流電力を平滑化する。ダイオード１２６からなる３次側整流回路（１２６）と平滑コンデンサ１２７とによって、３次側整流平滑化回路１０７を構成している。３次側整流平滑化回路１０７によって、３次巻線Ｎ３に誘起される交流電力から整流平滑化された直流電力を得ている。
　出力誤差検出回路１１０は２次側直流出力端子１４３、１４４の間に出力される直流電圧（２次側直流出力電圧Ｅ２）を抵抗１３１、１３２により分圧してその分圧された電圧とシャントレギュレータに内蔵される基準電圧との誤差（差分）を検出する回路である。出力誤差検出回路１１０は抵抗１３１、１３２、１３３、シャントレギュレータ１３４、また発光ダイオード１３８（LED）とフォトトランジスタ１３９（Photo Transistor）からなるフォトカプラ（Photo Coupler）１３７を備えて構成される。
　２次側直流出力電圧Ｅ２を抵抗１３１と抵抗１３２で分圧した電圧はシャントレギュレータ１３４のＲＥＦ端子１３５に入力されている。シャントレギュレータ１３４のアノードは２次側アース１４６に接続され、シャントレギュレータ１３４のカソードは発光ダイオード１３８のカソードに接続されている。発光ダイオード１３８のアノードは抵抗１３３の第１端子に接続され、抵抗１３３の第２端子は２次側直流出力端子１４３に接続されている。
　また、発光ダイオード１３８は、発光した光の出力をフォトトランジスタ１３９のベースに入力している。フォトトランジスタ１３９のエミッタは１次側アース１４５に接続され、コレクタは出力誤差検出回路１１０の出力端子となっている。
　なお、発光ダイオード１３８とフォトトランジスタ１３９からなるフォトカプラ１３７を用いるのは、１次側アース１４５と２次側アース１４６を直流的に絶縁する必要があって、それぞれのアースで使用している回路間は、直接電気信号で受け渡しできないので、光信号に変換して受け渡しするためである。
　以上の構成において、２次側直流出力電圧Ｅ２が、基準電圧の（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２倍の電圧と比較して高いか低いかを判定している。
　２次側直流出力電圧Ｅ２が高い場合には、シャントレギュレータ１３４はオン（ＯＮ）して発光ダイオード１３８に電流が流れ、発光ダイオード１３８が発光して光信号を出力し、フォトトランジスタ１３９はそれを受光（ＯＮ状態）する。
　また、２次側直流出力電圧Ｅ２が低い場合には、シャントレギュレータ１３４はオフ（ＯＦＦ）して発光ダイオード１３８に電流が流れない。したがって、発光ダイオード１３８が発光しないのでフォトトランジスタ１３９はオフ（ＯＦＦ状態）する。
　以上のフォトトランジスタ１３９のオンオフ（ＯＮ・ＯＦＦ）の検出信号が、フォトトランジスタ１３９のコレクタ、つまり出力誤差検出回路１１０の出力端子からパルス幅制御回路（ＰＷＭ）１０９の制御用の入力端子１５４に送られる。
　なお、出力誤差検出回路を用いたのは２次側直流出力電圧Ｅ２の安定化のためであって、後記する２次側電解コンデンサ１０５の劣化を検知するために用いている訳ではない。
　パルス幅制御回路１０９の電源は、スイッチング電源回路の起動時には抵抗１６０を経由して１５２から供給されるが、電源起動後には３次側整流平滑化回路１０７の出力を経由して１５２から供給される。また、パルス幅制御回路１０９の出力端子１５１はスイッチング回路１０８であるＮ型ＭＯＳＦＥＴのゲート（ゲート入力端子）に接続されていて、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのオンオフを制御している。
　なお、パルス幅制御回路１０９の出力端子１５１から出力される駆動信号波形のパルス幅は可変するように制御されている。
　以上の構成により、既存のスイッチング電源回路は基本的に構成されている。
　図１において、１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１、２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２、停止信号発生回路１１３は本実施形態の特徴である保護機能に関する回路であるが、スイッチング電源回路としての基本的機能には直接的には関与していないので後記する。次にまず、既存のスイッチング電源回路の基本的な動作について先に述べる。
＜スイッチング電源回路の概略の動作・第１実施形態＞
　前記したように、１次側整流平滑化回路１０３により交流電力から整流平滑化された直流電力はトランス１０４の１次巻線Ｎ１とスイッチング回路１０８であるＮ型ＭＯＳＦＥＴの直列回路の両端に加えられる。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのゲートは抵抗１６１を経由して、パルス幅制御回路１０９の出力端子１５１に接続され、オンオフ制御されている。
　したがって、パルス幅制御回路１０９の出力する駆動信号によって、トランス１０４の１次巻線Ｎ１には電流が流れたり流れなくなったりする。これは１次側電解コンデンサに蓄積されている直流電力から断続的に電流が流れたり流れなくなったりするので、直流から交流を生成していることに相当する。生成された交流成分はトランス１０４の１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２へ誘起され伝播する。このトランス１０４の２次側に誘起された交流電力を２次側整流平滑化回路１０６で再び直流電力に変換し、２次側直流出力端子１４３、１４４の間に２次側直流出力電圧Ｅ２の直流電力を生成する。
　この２次側直流出力電圧Ｅ２は、出力誤差検出回路１１０のシャントレギュレータ１３４に内蔵される基準電圧と分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２によって分圧された電圧より高いか低いかを比較し、その結果を出力誤差検出回路１１０の出力信号として、パルス幅制御回路１０９に送り、前記したようにパルス幅制御回路１０９は出力誤差検出回路１１０の出力信号を反映してパルス幅を変化させ、スイッチング回路１０８のオンオフ時間を制御することにより、２次側直流出力電圧Ｅ２を調整して、設定された電圧に保つ。
　図２はスイッチング回路１０８のオンオフによるトランス１０４の１次巻線Ｎ１に電流が流れたり流れなくなったりした結果、２次側直流出力電圧Ｅ２の変化する様子を示した概略の特性の模式図である。なお、変化する様子を示したものであって、２次側直流出力電圧Ｅ２の値や制御信号の波形は必ずしも実態に対応するものではない。
　図２において、（ｂ）はオンオフする制御波形２１２がＨｉｇｈの区間２１２ＨとＬｏｗの区間２１２Ｌが等しい場合であって、このとき２次側直流出力電圧Ｅ２の平均的な値は平均値２１０である。
　図２において、（ａ）はオンオフする制御波形２１１がＨｉｇｈの区間２１１ＨがＬｏｗの区間２１１Ｌより長い場合であって、このとき２次側直流出力電圧Ｅ２の平均的な値は平均値２２１となり、前記したＨｉｇｈの区間２１２ＨとＬｏｗの区間２１２Ｌが等しい場合の平均値２１０よりも高くなる。
　図２において、（ｃ）はオンオフする制御波形２１３がＨｉｇｈの区間２１３ＨがＬｏｗの区間２１３Ｌより短い場合であって、このとき２次側直流出力電圧Ｅ２の平均的な値は平均値２２３となり、前記したＨｉｇｈの区間２１２ＨとＬｏｗの区間２１２Ｌが等しい場合の平均値２１０よりも低くなる。
　このように、スイッチング回路１０８のオンオフによるトランス１０４の１次巻線Ｎ１に電流が流れる時間（パルス幅）を制御することによって、２次側直流出力電圧Ｅ２が変わる。
　以上のように制御することによって、既存のスイッチング電源装置は、設定された電圧に２次側直流出力電圧Ｅ２を保っている。
＜スイッチング電源回路の保護回路・第１実施形態＞
　次に、スイッチング電源回路の保護回路について述べる。まず、保護回路が必要となる原因であるスイッチング電源回路に用いる電解コンデンサについて述べる。
≪電解コンデンサについて、第１実施形態≫
　スイッチング電源回路（装置）は、前記したように、１次側整流平滑化回路１０３と２次側整流平滑化回路１０６に平滑用コンデンサとしてそれぞれ１次側電解コンデンサ１０２と２次側電解コンデンサ１０５が搭載されている。これらの電解コンデンサは劣化が進むと等価直列抵抗（ＥＳＲ：Equivalent Series Resistance）の増大と、静電容量の低下が起こる。
　電解コンデンサにおいて、等価直列抵抗（Ｒ）の増大が起こり、かつ電流（ｉ）を流すとジュール熱（ｉ２Ｒ）により電解コンデンサ自身が高熱となることや、内部圧力の上昇により爆発することがある。
　また、電解コンデンサにおける静電容量の低下はスイッチング電源回路（装置）の出力特性の低下や、他部品の異常発熱を引き起こすこともある。
　したがって、前記したように、電解コンデンサの劣化が限度に達した場合は、その劣化を検知して対策をとる必要がある。
≪保護回路の概要・第１実施形態≫
　以上により、図１において、１次側電解コンデンサ１０２の劣化を検知する１次側電解コンデンサ劣化検知回路（Ｄｅｔ１）１１１と２次側電解コンデンサ１０５の劣化を検知する２次側電解コンデンサ劣化検知回路（Ｄｅｔ２）１１２が備えられている。
　また、停止信号発生回路１１３は、１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１もしくは２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２の劣化検知信号により、前記停止信号発生回路１１３の出力がスイッチング回路１０８のＮ型ＭＯＳＦＥＴのゲートに入力されることによってパルス幅制御回路１０９から出力される駆動信号が禁止され、スイッチング電源回路の動作を停止する。
　これによって、１次側電解コンデンサ１０２と２次側電解コンデンサ１０５に流れるリプル電流を少なくする。以上によって、１次側電解コンデンサ１０２もしくは２次側電解コンデンサ１０５自身の発熱や爆発、及びその周辺部品への影響を未然に防止する。
≪１次側電解コンデンサ劣化検知回路・第１実施形態≫
　次に、１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１の具体的な回路構成について述べる。
　図３は１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１の構成を示す回路図である。
　図３において、コンデンサ３１０の第１端子は、１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１としての入力端子３２１に接続されている。コンデンサ３１０の第２端子と抵抗（Ｒ１１）３１１の第１端子が接続されている。抵抗３１１の第２端子と１次側アース１４５の間に抵抗（Ｒ１２）３１２が接続されている。ダイオード３１３のアノードは１次側アース１４５に接続され、カソードは抵抗３１１の第２端子に接続されている。ツェナーダイオード（Zener diode）３１４のカソードは抵抗３１１の第２端子に接続されている。ツェナーダイオード３１４のアノードは、１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１としての出力端子３２２に接続されている。
　コンデンサ３１０によって直流分をカットし、抵抗３１１、抵抗３１２によって電圧を適正な値に分圧し、入力端子３２１から入力する信号のリプル（交流成分）を分割点３２３において検出する。
　また、ダイオード３１３により信号のマイナス成分を除去し、プラス成分のみを取り出す。
　また、ツェナーダイオード３１４は前述のように検出した信号のリプルが一定の電圧（ツェナー電圧、降伏電圧）を超した場合にオン（ＯＮ、アバランシェ降伏）して１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１としての出力端子３２２からトリガー信号を停止信号発生回路１１３（図１）に出力する。
　なお、１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１としての入力端子３２１には１次側直流端子１４７に接続されていて、１次側電解コンデンサ１０２のリプル電圧から１次側電解コンデンサ１０２の劣化の状態を検知している。これは１次側電解コンデンサ１０２が劣化して等価直列抵抗の増大や静電容量の減少が発生すると１次側直流端子１４７にてリプル電圧が大きくなるからである。
　また、抵抗（Ｒ１１）３１１、抵抗（Ｒ１２）３１２の抵抗比（Ｒ１１／Ｒ１２）を変えることにより、分割点３２３の電圧（電位）を変えて、ツェナーダイオード３１４に加わる電圧が調整できる。ツェナーダイオード３１４のツェナー電圧特性の選択は制約があるので、ツェナーダイオード３１４を選択した後に、このツェナーダイオード３１４の特性に適切な電圧が加わるように前記の抵抗比（Ｒ１１／Ｒ１２）を調整すればよい。
≪２次側電解コンデンサ劣化検知回路・第１実施形態≫
　次に、２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２の具体的な回路構成について述べる。
　図４は２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２の回路図であり、ツェナーダイオード４１４から構成されている。ツェナーダイオード４１４のカソードは、２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２の入力端子４２１に接続されていて、また、この入力端子４２１は３次側整流平滑化回路１０７の出力端子１５２に接続されている。また、ツェナーダイオード４１４のアノードは、２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２の出力端子４２２に接続されている。
　３次側整流平滑化回路１０７はトランス１０４の３次巻線Ｎ３の誘起する交流電力を入力しており、３次巻線Ｎ３は２次巻線Ｎ２の交流電力から誘起されている。したがって、２次側電解コンデンサ１０５が劣化して等価直列抵抗が増大すると、２次側電解コンデンサ１０５の両端に発生する電圧も増大し、２次巻線Ｎ２から３次巻線Ｎ３に伝播され、３次側整流平滑化回路１０７の出力も電圧が高くなる。この電圧が２次側電解コンデンサ１０５の劣化にともない増大し、所定の電圧を超した場合にツェナーダイオード４１４はオンして、２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２としての出力端子４２２からトリガー信号を停止信号発生回路１１３（図１）に出力する。
　なお、２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２が１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１と比較して、素子数の少ない簡単な回路である主な理由は、トランスの特性を利用しているからである。
　これは、３次側整流平滑化回路１０７の出力で２次側電解コンデンサ１０５の劣化を検知する場合の大きな長所であり、コストと設置スペースの低減につながる理由でもある。
　なお、２次側電解コンデンサ１０５の劣化を検知するにあたって、引用文献１にみられるようなトランジスタを用いたリプル電圧検出回路やフォトカプラを用いていないので、より低コスト化および省スペース化が図れる。
≪停止信号発生回路・第１実施形態≫
　次に、停止信号発生回路１１３の具体的な回路構成について述べる。図５は停止信号発生回路１１３の構成を示す回路図である。
　図５において、サイリスタ（Thyristor）５０１のカソードは１次側アース１４５に接続され、アノードとゲートはそれぞれ停止信号発生回路１１３の出力端子５３２と入力端子５３１に接続されている。
　抵抗５１１は停止信号発生回路１１３の入力端子５３１と１次側アース１４５の間に接続されている。
　なお、回路の安定動作（ノイズによる誤動作防止）のために、コンデンサ５１２を停止信号発生回路１１３の入力端子５３１と１次側アース１４５の間に接続する場合もある。
　抵抗５１１は入力端子５３１のバイアス電圧を設定している。
　停止信号発生回路１１３の入力端子５３１は、１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１の出力端子３２２と２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２の出力端子４２２とに接続されている。そのため１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１、または２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２から劣化検知信号であるトリガー信号があると、サイリスタ５０１がオンする。その結果、停止信号発生回路１１３の出力端子５３２は概ね１次側アース１４５と同電位となる。
　停止信号発生回路１１３の出力端子５３２は、図１におけるスイッチング回路１０８であるＮ型ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続されている。トリガー信号により出力端子５３２が概ね１次側アース１４５と同電位となると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのゲートを１次側アース１４５の電位に固定して、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴをオフ状態にする。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴがオフ状態になることによって、１次巻線Ｎ１には電流が流れなくなり、２次巻線Ｎ２にも電流が流れなくなる。つまり、スイッチング電源回路は動作を停止する。
≪保護回路の動作・第１実施形態≫
　以上において、個々の回路構成と、部分的な動作について述べたが全体としての動作の概略を、前記した内容と一部重複するが、以下に述べる。
　スイッチング電源装置は、１次側回路、２次側回路にそれぞれ平滑用コンデンサである１次側電解コンデンサ１０２と２次側電解コンデンサ１０５が搭載されている。
　１次側電解コンデンサ１０２の劣化を検知する手段として、１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１があり、また２次側電解コンデンサ１０５の劣化を検知する手段として、２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２がある。
　１次側電解コンデンサ１０２が劣化すると静電容量の減少や等価直列抵抗（ＥＳＲ）の増大が発生し、結果として、１次側電解コンデンサ１０２にかかるリプル電圧が増大する。また、２次側電解コンデンサ１０５が劣化すると、静電容量の減少や等価直列抵抗（ＥＳＲ）の増大が発生し、結果として、２次側電解コンデンサ１０５の両端にかかる電圧が増大する。そこで、そのリプル電圧や端子電圧がある設定電圧を超過したことを、１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１もしくは２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２で検知し、トリガー信号を停止信号発生回路１１３に送る。停止信号発生回路１１３は前記トリガー信号を受けて、パルス幅制御回路１０９の出力端子１５１からの駆動信号を禁止、つまりスイッチング回路１０８であるＮ型ＭＯＳＦＥＴのゲートを概ね１次側アース１４５と同電位とする。
　これによりスイッチング回路１０８のスイッチング動作が停止し、スイッチング電源回路（装置）の動作が停止する、とともに出力も停止する。スイッチング電源回路の動作が停止するので１次側電解コンデンサ１０２と２次側電解コンデンサ１０５には電流が流れなくなり、ジュール熱の発生が止まり、したがって、電解コンデンサの発熱と内部圧力の上昇が回避されることと他の部品の異常発熱も回避されることで、スイッチング電源回路は保護される。
≪第１実施形態の補足≫
　なお、図１において、スイッチング電源回路には前記したように、出力誤差検出回路１１０が備えられていて、２次側直流出力電圧Ｅ２は設定された電圧を保つように制御されている。したがって、１次側電解コンデンサ１０２もしくは２次側電解コンデンサ１０５の若干の劣化や、交流電源の入力電圧Ａ１の変動、直流負荷の変動、またはその他の要素の変化、変動があったとしても２次側直流出力電圧Ｅ２は所定の電圧を保っている。
　ただし、１次側電解コンデンサ１０２もしくは２次側電解コンデンサ１０５が限度を超えて劣化を起こすと、１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１もしくは２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２が異常を検知する。
（第２実施形態）
　次に、本発明の第２実施形態について述べる。
＜回路構成・第２実施形態＞
　図６に本発明の第２実施形態の概略の回路構成を示す。
　図６の回路構成は、第１実施形態の回路構成を示した図１を基にしているので、ほぼ同一の回路である。異なる点は停止信号発生回路１１３の出力信号が、図１ではスイッチング回路１０８のＮ型ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続されているのに対し、図６ではパルス幅制御回路１０９の電源端子である３次側整流平滑化回路１０７の出力端子１５２に接続されていることである。
　他の回路構成は図６と図１は同一であるので説明は省略する。
＜回路動作・第２実施形態＞
　図６において、１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１もしくは２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２が、１次側電解コンデンサ１０２もしくは２次側電解コンデンサ１０５の劣化を検知して、停止信号発生回路１１３の出力信号が概ね１次側アース１４５と同電位となると、パルス幅制御回路１０９の電源端子である３次側整流平滑化回路１０７の出力端子１５２も概ね１次側アース１４５と同電位となる。するとパルス幅制御回路１０９は電源が事実上、供給されなくなるので動作を停止し、出力端子１５１からスイッチング回路１０８であるＮ型ＭＯＳＦＥＴのゲートへの駆動信号の供給を止める。この結果、スイッチング電源回路の動作が停止するので１次側電解コンデンサ１０２と２次側電解コンデンサ１０５には電流が流れなくなり、ジュール熱の発生が止まり、したがって、電解コンデンサの発熱と内部圧力の上昇が回避されることと他の部品の異常発熱も回避されることでスイッチング電源回路は保護される。
（第３実施形態）
　次に、本発明の第３実施形態について述べる。
＜回路構成・第３実施形態＞
　図７に本発明の第３実施形態の概略の回路構成を示す。
　図７の回路構成は、第１実施形態の回路構成を示した図１を基にしているので、ほぼ同一の回路である。異なる点は停止信号発生回路１１３の出力信号が、図１ではスイッチング回路１０８のＮ型ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続されているのに対し、図７ではパルス幅制御回路１０９の出力信号の供給を制御する制御端子１５３に接続されていることである。
　他の回路構成は図７と図１は同一であるので説明は省略する。
＜回路動作・第３実施形態＞
　図７において、１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１もしくは２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２が、１次側電解コンデンサ１０２もしくは２次側電解コンデンサ１０５の劣化を検知して、停止信号発生回路１１３の出力信号が概ね１次側アース１４５と同電位となると、パルス幅制御回路１０９の制御端子１５３は概ね１次側アース１４５と同電位となる。するとパルス幅制御回路１０９は、出力端子１５１からの駆動信号の供給を停止する。
　この結果、スイッチング回路１０８であるＮ型ＭＯＳＦＥＴのゲートには駆動信号の供給が停止され、概ね１次側アース１４５の電位に固定される。すると、スイッチング電源回路の動作が停止するので、１次側電解コンデンサ１０２と２次側電解コンデンサ１０５には電流が流れなくなり、ジュール熱の発生が止まり、したがって、電解コンデンサの発熱と内部圧力の上昇が回避されることと他の部品の異常発熱も回避されることでスイッチング電源回路は保護される。
（その他の実施形態）
　図３において、１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１が抵抗３１１と抵抗３１２を備えた回路を示したが、１次側回路の直流電圧の設定によっては、どちらか一方の抵抗、もしくは両方の抵抗を削除することが可能となる場合もある。
　また、図３、図４、図５において、それぞれ１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１、２次側電解コンデンサ劣化検知回路１１２、停止信号発生回路１１３の回路例を示したが、これらの回路は一例にすぎない。同様の機能を持つ別の回路構成を用いてもよい。
　また、これらの回路（１１１、１１２、１１３）をパルス幅制御回路１０９と一体化して集積回路化することで、全体として、占有面積（体積）、回路素子数をコンパクト化してもよい。
　また、図１において、スイッチング回路１０８はＮ型ＭＯＳＦＥＴを用いた例を示したが、パルス幅制御回路１０９の出力端子１５１から出力される駆動信号波形の極性を変えれば、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。
　また、ＭＯＳＦＥＴに限定されず、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いてもよい。
　また、１次側電解コンデンサ１０２、２次側電解コンデンサ１０５に温度ヒューズを密着させ、電解コンデンサの劣化にともなう温度上昇を温度ヒューズで検知し、温度ヒューズがオフすることによって、パルス幅制御回路１０９の駆動信号を停止し、スイッチング電源回路（装置）を保護してもよい。
　また、電源投入時の１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１による１次側電解コンデンサ１０２の劣化の誤検出を防止する誤検知防止回路８０１（図８）を１次側整流回路１０１と１次側電解コンデンサ１０２との間に挿入してもよい。
　前述したように１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１は、１次側電解コンデンサ１０２の両端に発生するリプル電圧が所定の基準電圧以上となったときに、１次側電解コンデンサ１０２が劣化したと判定して、パルス幅制御回路１０９によるスイッチング回路１０８の動作を停止する。しかしながら、検出したいリプル電圧の周波数と、電源投入時の１次側電解コンデンサ１０２の端子電圧の立ち上がり時間（の逆数）を周波数に換算した値とは近似しており、電源投入時のタイミングによっては、１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１が誤検知してスイッチング回路１０８の動作を止めてしまう可能性がある。したがって、スイッチング電源回路が正常に動作しない可能性がある。
　誤検知防止回路８０１は、この電源投入時の誤検知を防止するものである。
　次に、この誤検知防止回路８０１を図８と図９とを参照して説明する。
≪誤検知防止回路≫
　図８は、本発明の第１実施形態の１次側整流回路１０１と１次側電解コンデンサ１０２との間に誤検知防止回路８０１を挿入した構成を示す回路図である。
　図９は、誤検知防止回路８０１の詳細な構成例を示す回路図である。
　図９において、抵抗（第１抵抗）８２１は、１次側整流回路１０１のダイオード１２３（図８）とダイオード１２４（図８）のそれぞれのカソードの接続点である第１直流出力端子（以下、第１直流出力端子と称す）と、１次側直流端子１４７との間に接続されている。抵抗（第２抵抗）８２２の一端は１次側整流回路１０１の第１直流出力端子に接続され、他端はコンデンサ８３１の一端に接続されている。コンデンサ８３１の他端は１次側アース１４５に接続されている。抵抗（第３抵抗）８２３はコンデンサ８３１に並列に接続されている。
　なお、１次側整流回路１０１のダイオード１２１（図８）とダイオード１２２（図８）のそれぞれのアノードの接続点である第２直流出力端子（以下、第２直流出力端子と称す）は、１次側アース１４５に接続されている。
　サイリスタ８１１のアノードは、１次側整流回路１０１の第１直流出力端子に接続され、カソードは１次側直流端子１４７に接続されている。また、サイリスタ８１１のゲートは、直列に接続された抵抗８２２とコンデンサ８３１との接続点に接続されている。
　また、１次側電解コンデンサ１０２は図８、図９にも示したように、１次側直流端子１４７と１次側アース１４５との間に接続されている。なお、１次側アース１４５は１次側整流回路１０１の第２直流出力端子に接続されている。
　また、図９において１次側整流回路１０１は、図８における１次側整流回路１０１のダイオードブリッジを簡略化して表記している。
　前記したように、１次側整流回路１０１の第１直流出力端子と１次側電解コンデンサ１０２との間には、電源投入直後の立ち上がり時間をゆっくりとするために抵抗８２１が直列に挿入されている。
　電源投入直後において、１次側電解コンデンサ１０２の両端の電圧は、抵抗８２１と１次側電解コンデンサ１０２との電流経路によって上昇し、抵抗８２１と１次側電解コンデンサ１０２によって定まる時定数により、立ち上がる。なお、この時定数は、１次側電解コンデンサ１０２が劣化したときに両端に発生するリプル電圧の周波数の逆数よりも充分に大きな値に設定する。
　また、電源投入直後において、サイリスタ８１１のゲート電圧も、抵抗８２２と抵抗８２３とコンデンサ８３１とによって定まる時定数によってゆっくりと立ち上がる。電源投入直後は、コンデンサ８３１には電荷がほとんど蓄積されていないので等価インピーダンスは抵抗８２３より充分に小さく、電流経路としては、抵抗８２３よりもコンデンサ８３１が支配的であるため、サイリスタ８１１のゲート電圧は０（１次側アース１４５の電位）から抵抗８２２とコンデンサ８３１とによって定まる時定数でゆっくりと立ち上がる。したがって、電源投入直後、サイリスタ８１１はオフしている。
　電源投入後から、抵抗８２１とコンデンサ１０２とによって定まる時定数に比較して充分に時間が経過すると、１次側電解コンデンサ１０２の両端の電圧は、スイッチング電源回路を動作させるには充分な電圧に達する。しかしながら、抵抗８２１が１次側整流回路１０１と１次側電解コンデンサ１０２との間に存在しているので、スイッチング電源回路を動作させる電流を充分に流すには障害となる、もしくは大きなエネルギー損失源となる。
　電源投入後から、コンデンサ８３１に電荷が蓄積されるにつれ、コンデンサ８３１の等価インピーダンスが増加し、サイリスタ８１１のゲート電圧は抵抗８２２と抵抗８２３とコンデンサ８３１とによって定まる時定数で上昇して、やがてトリガー電圧に達するとサイリスタ８１１はオンする。
　オンしたサイリスタ８１１の内部抵抗の抵抗値は、抵抗８２１の抵抗値に比較して非常に小さく、かつ抵抗８２１に並列に接続されているので、１次側整流回路１０１から１次側電解コンデンサ１０２あるいは１次側直流端子１４７に流れる電流は、サイリスタ８１１を経由するようになる。
　また、オンしたサイリスタ８１１の内部抵抗は充分に小さいので、誤検知防止回路８０１を備えたことによるエネルギー損失は非常に小さい。
　また、コンデンサ８３１に電荷が充分に蓄積されると、等価インピーダンスが高くなりすぎてサイリスタ８１１のゲート電圧が不安定となりかねないことと、電源を遮断したときにコンデンサ８３１に蓄積された電荷を除くために、抵抗８２３をコンデンサ８３１に並列に接続している。なお、コンデンサ８３１に電荷が充分に蓄積された場合においては、サイリスタ８１１のゲート電圧は、１次側整流回路１０１の第１直流出力端子と直流出力端子間の電圧が抵抗８２２と抵抗８２３によって分圧された電圧となる。
　以上の構成の誤検知防止回路８０１を備えることにより、電源投入時の１次側電解コンデンサ劣化検知回路１１１の誤検知によるスイッチング電源回路の誤動作を防止できる
　なお、図９に示した誤検知防止回路８０１は、回路構成の一例にすぎない。
　例えば、抵抗８２３を除いてもほぼ同様の回路動作をする。
　また、サイリスタ８１１の代わりにＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いて構成してもよい。
　また、図８に示した回路構成は、図１の第１実施形態に対して、誤検知防止回路８０１を挿入したものであるが、図６の第２実施形態や図７の第３実施形態に対しても、誤検知防止回路８０１を同様に挿入しても、同じような効果がある。
（本願発明、実施形態の補足）
　以上、本実施形態の保護機能付きスイッチング電源回路は、１次側回路と２次側回路における平滑回路の電解コンデンサの劣化を検知し、自動的にスイッチング電源回路の動作を停止することにより、電解コンデンサの劣化からの破損事故を未然に回避する機能を備えている。
　とりわけ、２次側電解コンデンサ１０５の劣化を３次側整流平滑化回路１０７の出力電圧からツェナーダイオード４１４によって検知する方法と回路により、２次側電解コンデンサ劣化検知回路、および回路構成は先行技術文献に挙げた開示技術と比較して、大幅に削減でき、回路素子数と素子、配線の占有面積（体積）のコンパクト化ができて、コストも低減できるという大きな効果がある。
　また、本実施形態の前記した方法と回路は、既存のスイッチング電源回路を変更すること無しに簡単な回路素子を付加するだけで実現するという特徴がある。
　１０１　１次側整流回路
　１０２　１次側電解コンデンサ
　１０３　１次側整流平滑化回路
　１０４　トランス
　１０５　２次側電解コンデンサ
　１０６　２次側整流平滑化回路
　１０７　３次側整流平滑化回路
　１０８　スイッチング回路
　１０９　パルス幅制御回路（ＰＷＭ）
　１１０　出力誤差検出回路
　１１１　１次側電解コンデンサ劣化検知回路（Ｄｅｔ１）
　１１２　２次側電解コンデンサ劣化検知回路（Ｄｅｔ２）
　１１３　停止信号発生回路
　１２１、１２２、１２３、１２４　ダイオード
　１２５　ダイオード、２次側整流回路
　１２６　ダイオード、３次側整流回路
　１２７　平滑コンデンサ
　１３１　抵抗（Ｒ１）
　１３２　抵抗（Ｒ２）
　１３３、１６０、１６１、１６２、５１１　抵抗
　１３４　シャントレギュレータ
　１３５　シャントレギュレータＲＥＦ端子
　１３７　フォトカプラ
　１３８　発光ダイオード
　１３９　フォトトランジスタ
　１４１、１４２　交流電源端子
　１４３、１４４　２次側直流出力端子
　１４５　１次側アース
　１４６　２次側アース
　１４７　１次側直流端子
　１５１　出力端子
　１５２　３次側整流平滑化回路の出力端子
　１５３　制御端子
　１５４　制御用の入力端子
　３１０、５１２、８３１　コンデンサ
　３１１　抵抗（Ｒ１１）
　３１２　抵抗（Ｒ１２）
　３１３　ダイオード
　３１４、４１４　ツェナーダイオード
　３２１、４２１、５３１　入力端子
　３２２、４２２、５３２　出力端子
　３２３　分割点
　５０１、８１１　サイリスタ
　８０１　誤検知防止回路
　８２１　抵抗（第１抵抗）
　８２２　抵抗（第２抵抗）
　８２３　抵抗（第３抵抗）
　Ａ１　交流電圧、入力電圧
　Ｅ２　２次側直流出力電圧
　Ｎ１　１次巻線、１次巻線数
　Ｎ２　２次巻線、２次巻線数
　Ｎ３　３次巻線、３次巻線数

Claims (12)

  1. 　１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有するトランスと、
    　交流電力を直流電力に変換する１次側整流回路と、
    　前記１次側整流回路の直流電力を平滑化する１次側電解コンデンサと、
    　前記トランスの２次巻線が出力する交流電力を直流電力に変換する２次側整流回路と、
    　前記２次側整流回路が出力する直流電力を平滑化する２次側電解コンデンサと、
    　前記１次側電解コンデンサの電圧を入力する前記トランスの１次巻線の開閉を繰り返すスイッチング回路と、
    　前記スイッチング回路の開閉を制御する駆動信号のパルス幅を制御するパルス幅制御回路と、
    　前記１次側電解コンデンサの劣化を検知する１次側電解コンデンサ劣化検知回路と、
    　前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路の劣化検出信号を入力する停止信号発生回路と、
    　を備え、
    　前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路は前記１次側電解コンデンサの電圧を入力し、
    　前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路の劣化検出信号で前記停止信号発生回路が停止信号を発生することによって、前記パルス幅制御回路から前記スイッチング回路への駆動信号の供給が停止されることによりスイッチング電源回路の動作を止めることを特徴とする保護機能付きスイッチング電源回路。
  2. 　１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有するトランスと、
    　交流電力を直流電力に変換する１次側整流回路と、
    　前記１次側整流回路の直流電力を平滑化する１次側電解コンデンサと、
    　前記トランスの２次巻線が出力する交流電力を直流電力に変換する２次側整流回路と、
    　前記２次側整流回路が出力する直流電力を平滑化する２次側電解コンデンサと、
    　前記トランスの３次巻線の出力する交流電力を直流電力に変換して平滑化する３次側整流平滑化回路と、
    　前記１次側電解コンデンサの電圧を入力する前記トランスの１次巻線の開閉を繰り返すスイッチング回路と、
    　前記スイッチング回路の開閉を制御する駆動信号のパルス幅を制御するパルス幅制御回路と、
    　前記２次側電解コンデンサの劣化を検知する２次側電解コンデンサ劣化検知回路と、
    　前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路の劣化検出信号を入力する停止信号発生回路と、
    　を備え、
    　前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路は前記３次側整流平滑化回路の出力電圧を入力し、前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路の劣化検出信号で前記停止信号発生回路が停止信号を発生することによって、前記パルス幅制御回路から前記スイッチング回路への駆動信号の供給が停止されることによりスイッチング電源回路の動作をとめることを特徴とする保護機能付きスイッチング電源回路。
  3. 　１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有するトランスと、
    　交流電力を直流電力に変換する１次側整流回路と、
    　前記１次側整流回路の直流電力を平滑化する１次側電解コンデンサと、
    　前記トランスの２次巻線が出力する交流電力を直流電力に変換する２次側整流回路と、
    　前記２次側整流回路が出力する直流電力を平滑化する２次側電解コンデンサと、
    　前記トランスの３次巻線の出力する交流電力を直流電力に変換して平滑化する３次側整流平滑化回路と、
    　前記１次側電解コンデンサの電圧を入力する前記トランスの１次巻線の開閉を繰り返すスイッチング回路と、
    　前記スイッチング回路の開閉を制御する駆動信号のパルス幅を制御するパルス幅制御回路と、
    　前記１次側電解コンデンサの劣化を検知する１次側電解コンデンサ劣化検知回路と、
    　前記２次側電解コンデンサの劣化を検知する２次側電解コンデンサ劣化検知回路と、
    　前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路と前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路の劣化検出信号を入力する停止信号発生回路と、
    　を備え、
    　前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路は前記１次側電解コンデンサの電圧を入力し、
    　前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路は前記３次側整流平滑化回路の出力電圧を入力し、
    　前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路、もしくは前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路の劣化検出信号で前記停止信号発生回路が停止信号を発生することによって、前記パルス幅制御回路から前記スイッチング回路への駆動信号の供給が禁止されることにより、スイッチング電源回路の動作を止めることを特徴とする保護機能付きスイッチング電源回路。
  4. 　前記停止信号発生回路の出力端子が前記スイッチング回路の制御入力端子に接続され、前記停止信号発生回路から停止信号が出力されることによって、前記パルス幅制御回路から前記スイッチング回路へ出力される駆動信号が禁止されてスイッチング電源回路の動作を停止することを特徴とする請求の範囲第１項乃至第３項のいずれか一項に記載の保護機能付きスイッチング電源回路。
  5. 　前記停止信号発生回路の出力端子が前記パルス幅制御回路の電源端子に接続され、前記停止信号発生回路から停止信号が出力されることによって、前記パルス幅制御回路への電源供給が停止されてスイッチング電源回路の動作を停止することを特徴とする請求の範囲第１項乃至第３項のいずれか一項に記載の保護機能付きスイッチング電源回路。
  6. 　前記停止信号発生回路の出力端子が前記パルス幅制御回路の発振停止端子に接続され、前記停止信号発生回路の出力信号が概ね１次側アースと同電位になることによって、前記パルス幅制御回路の発振が停止し、前記スイッチング回路への駆動信号の供給が停止され、スイッチング電源回路の動作を停止することを特徴とする請求の範囲第１項乃至第３項のいずれか一項に記載の保護機能付きスイッチング電源回路。
  7. 　前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路、または前記２次側電解コンデンサ劣化検知回路はツェナーダイオードを備えたことを特徴とする請求の範囲第３項に記載の保護機能付きスイッチング電源回路。
  8. 　前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路は、さらにコンデンサと抵抗とダイオードを備えたことを特徴とする請求の範囲第７項に記載の保護機能付きスイッチング電源回路。
  9. 　前記停止信号発生回路はサイリスタを備えたことを特徴とする請求の範囲第３項または第７項または第８項に記載の保護機能付きスイッチング電源回路。
  10. 　さらに、
    　前記１次側整流回路と前記１次側電解コンデンサとの間に、電源投入時の前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路による前記１次側電解コンデンサの劣化の誤検出を防止する誤検知防止回路
    を備えたことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の保護機能付きスイッチング電源回路。
  11. 　さらに、
    　前記１次側整流回路と前記１次側電解コンデンサとの間に、電源投入時の前記１次側電解コンデンサ劣化検知回路による前記１次側電解コンデンサの劣化の誤検出を防止する誤検知防止回路
    を備えたことを特徴とする請求の範囲第３項に記載の保護機能付きスイッチング電源回路。
  12. 　前記誤検知防止回路は、
    　前記１次側整流回路の第１直流出力端子と前記１次側電解コンデンサの１次側直流端子との間に接続された第１抵抗と、
    　前記第１直流出力端子に一端を接続された第２抵抗と、
    　当該第２抵抗の他端と、前記１次側電解コンデンサの１次側アースとの間に接続された第３抵抗と、
    　前記第２抵抗の他端と、前記１次側電解コンデンサの１次側アースとの間に接続されたコンデンサと、
    　アノードが前記第１直流出力端子に接続され、カソードが前記１次側直流端子に接続され、ゲートが前記第２抵抗と前記コンデンサの接続点に接続されたサイリスタと、
    を備えて構成されることを特徴とする請求の範囲第１０項または第１１項に記載の保護機能付きスイッチング電源回路。
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