WO2011152558A1 - 同期機の位置センサレス制御装置 - Google Patents

同期機の位置センサレス制御装置 Download PDF

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康弘 山本
昌司 滝口
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株式会社明電舎
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    • H02P6/14—Electronic commutators
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    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/03—Double rotor motors or generators, i.e. electromagnetic transmissions having double rotor with motor and generator functions, e.g. for electrical variable transmission

Definitions

  • the present invention relates to a control device for a synchronous machine using a permanent magnet as a field source, and in particular, position sensorless control for controlling torque and speed by estimating a magnetic pole phase from voltage and current information of a synchronous machine having a multiple winding configuration. Relates to the device.
  • ⁇ Variable speed control which controls torque and speed by combining a position sensor and an inverter, is applied to a synchronous machine using a permanent magnet as a field.
  • control the torque and speed by estimating the magnetic pole phase (rotation phase of the field magnetic pole) from the voltage and current information of the synchronous machine.
  • position sensorless control method There is a position sensorless control method.
  • Non-Patent Document 1 Non-Patent Document 1
  • FIG. 4 shows a control block diagram proposed in Document 1, and this block diagram is composed of the following elements.
  • the speed controller 1 (Velocity Controller) 1 calculates a current command corresponding to a motor torque command by calculating a deviation between the speed command ⁇ * re and the estimated speed ⁇ ⁇ re output from the speed estimator 10 by proportional integration (PI). i * is output.
  • the current controller 2 (Current Controller) 2 calculates the deviation between the current command i * output from the speed controller 1 and the current detection signal i output from the output current detector 6 of the inverter 4 by an operation such as proportional integration. A voltage command v * corresponding to the motor torque command is output.
  • the two-phase / three-phase AC coordinate conversion unit ( ⁇ - ⁇ / uvw) 3 performs three-way conversion by rotating coordinate conversion and two-phase / three-phase conversion in which the voltage command output from the current control unit 2 is synchronized with the rotation phase of the field. This is converted into a phase AC voltage command, and a voltage command is given to the inverter 4.
  • the estimated phase ⁇ ⁇ re which is the output of the phase estimation unit 9, is used as the reference phase for the rotation coordinate transformation.
  • the inverter 4 is amplified to a voltage equivalent to the voltage command using pulse width modulation (PWM) control or the like and supplied to the motor.
  • PWM pulse width modulation
  • a motor 5 as a permanent magnet synchronous motor (IPMSM) is a synchronous motor driven by an inverter 4 at a variable speed.
  • IPMSM permanent magnet synchronous motor
  • the current detector (i detection) 6 detects a current flowing from the inverter 4 to the motor 5 and outputs a current detection signal i.
  • the three-phase AC / two-phase coordinate converter ( ⁇ - ⁇ / uvw) 7 has a three-phase / two-phase conversion function for converting the current detection component of the three-phase AC into a biaxial component and a current synchronized with the rotational phase of the field. It is a coordinate converter which has the rotation coordinate conversion function converted into a component.
  • the estimated phase ⁇ ⁇ re which is the output of the phase estimation unit 9, is used as the reference phase for the rotation coordinate transformation.
  • a disturbance observer 8 estimates the expansion induced voltage e ⁇ of the motor 5.
  • FIG. 5 shows a calculation block diagram of the disturbance observer 8. The inside of the wavy line is the actual motor unit.
  • the disturbance observer 8 receives the voltage v inputted to the motor and the detected component of the flowing current i as inputs, and the motor circuit constant ( R, Ld, Lq), the estimated angular velocity ⁇ ⁇ re, and the low-pass filter (Filter) are used to estimate the extended induced voltage e ⁇ .
  • This extended induced voltage has a characteristic that it has the same load angle although the amplitude component is different from the no-load induced electromotive force component caused by the magnetic flux generated by the permanent magnet.
  • the phase estimation unit 9 estimates the rotor phase of the motor 5 from the expansion induced voltage e ⁇ of the motor 5.
  • FIG. 6 shows a calculation block diagram of the phase estimation unit 9. Although the description of the function of extracting the phase ⁇ re from the biaxial component of the extended induced voltage e ⁇ estimated by the disturbance observer 8 is omitted in the input unit of FIG. 6, this phase calculation is actually used. Then, an error phase ⁇ re between the phase ⁇ re of the extended induced voltage e ⁇ and the phase information ⁇ ⁇ re used for the coordinate transformation of the three-phase AC / two-phase coordinate transformation unit 7 is calculated, and is further calculated as P (s ) And a quadratic function of K (s), and a new estimated phase ⁇ ⁇ re is output.
  • a velocity estimation unit (Velocity Estimation) 10 time-differentiates the phase estimation result of the phase estimation unit 9 and outputs an estimated velocity ⁇ ⁇ re .
  • phase estimation unit 4 is a simplified block diagram because the phase estimation unit and the speed estimation unit are complicated. This is a modified version of the phase and velocity estimation parts, and the names and notations are different, but 1 to 9 have the same functions as in FIG. Below, only the part which is different compared with FIG. 4 is demonstrated.
  • the tan ⁇ 1 function calculation unit 11 calculates the phase of the estimated e ⁇ of the expansion induced voltage, regards this as a phase that is delayed by 90 ° with respect to the rotation direction as the estimated magnetic flux axis, and sets this phase as the phase angle ⁇ ⁇ e0. Output. This has the same meaning as the phase difference ( ⁇ re ⁇ ⁇ re ) in FIG.
  • the speed estimation unit 12 considers that the phase angle ⁇ ⁇ e0 is generated due to an error between the actual speed and the estimated speed, and corrects the estimated speed ⁇ ⁇ re by performing proportional integral control on this phase angle.
  • the position integration unit 13 integrates the corrected estimated speed ⁇ ⁇ re to generate a reference phase ⁇ ⁇ ( ⁇ re in FIG. 4) for rotational coordinate conversion.
  • this reference phase ⁇ ⁇ coincides with the field phase of the actual machine, the phase angle ⁇ ⁇ e0 converges to zero.
  • the current command conversion unit 14 applies the rotational coordinate conversion to the current control system, so that the torque command T * from the speed control unit 1 and the current command on the dq axis from the field command ⁇ * (or angular frequency ⁇ ). Convert to i * ( id * , iq * ).
  • the magnetic pole phase is estimated from the voltage and current information of the inverter, but the magnetic pole phase may not match. As it is, each will estimate a different phase. However, the actual machine has one rotor and only one actual rotational phase. Therefore, how to integrate the position information estimated by calculation from individual voltage and current information in a plurality of inverters into one becomes a problem.
  • the voltage and current imbalance factors include mechanical unbalance factors such as machining and assembly errors of the iron core and the eccentricity of the rotor shaft, and electrical imbalances such as adjustment errors of the current detection sensor. Factors are considered. Since these are factors that cannot be avoided in manufacturing, a function for integrating the phase estimation information of each inverter into one is necessary as a countermeasure to cope with even a certain difference.
  • An object of the present invention is to provide unbalanced voltage and current information from multiple windings in position sensorless control in which a synchronous machine having a multiple winding configuration is driven by a plurality of inverters and a magnetic pole phase is estimated by an observer. Even in this case, the phase estimation information of each inverter can be integrated into one, and a position sensorless control device that can simplify control element commonization and control information communication in this integration processing is provided.
  • the present invention drives one winding of a synchronous machine having a multi-winding configuration by a master inverter, and drives the remaining windings by respective slave inverters.
  • a configuration that calculates the estimated speed ⁇ ⁇ re from the average value of these estimated phase angles a configuration that calculates an estimated phase that is time-integrated from the average value of the estimated speed, and an average value of the estimated phase that is time-integrated from the estimated speed It is configured to calculate the reference phase ⁇ ⁇ , and the average speed and reference phase calculation are transmitted between the master inverter and slave inverter with estimated speed or estimated phase and reference phase.
  • the following apparatus is characterized.
  • the master inverter is configured to supply a driving current to one winding of a synchronous machine having a multi-winding configuration by converting a voltage command synchronized with the rotational phase of the field into a multi-phase alternating current and converting the power to a multi-phase AC.
  • each slave inverter also supplies a drive current to the other windings of the synchronous machine of the multi-winding configuration by reversely converting the voltage command synchronized with the rotational phase of the field into multi-phase alternating current and power amplification.
  • Each of the master inverter and each slave inverter includes means for applying a reverse rotation coordinate conversion obtained by converting a voltage command into an alternating current and a reverse phase rotation coordinate conversion to convert the current component in synchronization with the rotation phase of the field, Means for calculating an estimated phase angle of ⁇ a voltage component including phase information of a speed electromotive force generated by a field magnetic flux '' from a voltage command of each winding, a current detection signal of each winding, a circuit constant of the synchronous machine, and an estimated speed,
  • a position sensorless control device for a synchronous machine provided with phase estimation means that uses an estimated reference phase ⁇ ⁇ obtained based on the estimated phase angle as the rotational phase, And the estimated phase angle [Delta] [phi ⁇ e1 master inverter is calculated, and the average computing means for slave inverter to average the estimated phase angle [Delta] [phi ⁇ e2 computed, estimated speed operation for obtaining an estimated velocity omega ⁇ re from the averaged estimated
  • the master inverter is configured to supply a drive current to one winding of a synchronous machine having a multi-winding configuration by performing reverse rotation coordinate conversion and power amplification of a voltage command synchronized with the rotation phase of the field into multi-phase AC.
  • each slave inverter also supplies a drive current to the other windings of the synchronous machine of the multi-winding configuration by reversely converting the voltage command synchronized with the rotational phase of the field into multi-phase alternating current and power amplification.
  • Each of the master inverter and each slave inverter includes means for applying a reverse rotation coordinate conversion obtained by converting a voltage command into an alternating current and a reverse phase rotation coordinate conversion to convert the current component in synchronization with the rotation phase of the field, Means for calculating an estimated phase angle of ⁇ a voltage component including phase information of a speed electromotive force generated by a field magnetic flux '' from a voltage command of each winding, a current detection signal of each winding, a circuit constant of the synchronous machine, and an estimated speed,
  • a position sensorless control device for a synchronous machine provided with phase estimation means that uses an estimated reference phase ⁇ ⁇ obtained based on the estimated phase angle as the rotational phase
  • An estimated speed calculating means for obtaining an estimated speed ⁇ ⁇ 1 from the estimated phase angle ⁇ ⁇ e1 calculated by the master inverter; an estimated speed calculating means for determining an estimated speed ⁇ ⁇ 2 from the estimated phase angle ⁇ ⁇ e2 calculated by the slave inverter; Average
  • the master inverter is configured to supply a drive current to one winding of a synchronous machine having a multi-winding configuration by converting a voltage command synchronized with the rotational phase of the field into a multi-phase alternating current and reversely rotating coordinate conversion and power amplification.
  • each slave inverter also supplies a drive current to the other windings of the synchronous machine of the multi-winding configuration by reversely converting the voltage command synchronized with the rotational phase of the field into multi-phase alternating current and power amplification.
  • Each of the master inverter and each slave inverter includes means for applying a reverse rotation coordinate conversion obtained by converting a voltage command into an alternating current and a reverse phase rotation coordinate conversion to convert the current component in synchronization with the rotation phase of the field, Means for calculating an estimated phase angle of ⁇ a voltage component including phase information of a speed electromotive force generated by a field magnetic flux '' from a voltage command of each winding, a current detection signal of each winding, a circuit constant of the synchronous machine, and an estimated speed,
  • a position sensorless control device for a synchronous machine provided with phase estimation means that uses an estimated reference phase ⁇ ⁇ obtained based on the estimated phase angle as the rotational phase
  • Estimated speed calculating means for obtaining an estimated velocity omega ⁇ re1 from the estimated phase angle [Delta] [phi ⁇ e1 master inverter is calculated, and the integral calculation means for obtaining an estimated phase theta ⁇ 1 by integrating the estimated speed omega ⁇ re1, the slave in
  • phase estimation means is provided in the master inverter, the slave inverter is provided with means for transmitting the calculated estimated phase angle or estimated speed or estimated phase to the master inverter, and the master inverter shares the calculated estimated reference phase. Means is provided for transmitting each slave inverter as data.
  • one winding of a synchronous machine having a multiple winding configuration is driven by a master inverter, and the remaining windings are respectively driven by slave inverters.
  • the existing control system can be used for the master inverter and slave inverter, and the same control calculation software and control gain are used when compared with the case of driving with a single inverter and the case of driving with multiple inverters. Yes, many parts can be shared.
  • the transmission data between the inverters is only ⁇ ⁇ e2 from the slave inverter and the estimated reference phase ⁇ ⁇ from the master inverter, and is expressed by two-axis components or three-phase components such as current and voltage components. Compared with the case of transmitting what is to be transmitted, since these phase data are scalar values, the amount of communication data can be greatly reduced compared to the transmission of voltage or current.
  • FIG. 1 is a control block diagram of a position sensorless control device for a synchronous machine in Embodiment 1.
  • FIG. The control block diagram of the position sensorless control apparatus of the synchronous machine in Embodiment 2.
  • FIG. The control block diagram of the position sensorless control apparatus of the synchronous machine in Embodiment 3.
  • FIG. The control block diagram of the conventional position sensorless control apparatus.
  • FIG. 5 is a calculation block diagram of a disturbance observer in FIG. 4.
  • FIG. 5 is a calculation block diagram of the phase estimation unit 9 in FIG.
  • FIG. 1 is a control block diagram of a position sensorless control device for a synchronous machine according to the present embodiment, in which a double-winding synchronous machine 5 is individually driven for each winding by two inverters 4 and 4a.
  • Circuit elements 1 to 8 and 11 to 14 in FIG. 1 are the same as those in FIG. 7, and a portion corresponding to FIG. 7 will be described.
  • a field control is performed by a speed control system and a current control system to which rotational coordinate transformation is applied.
  • Voltage command v 1 * of coordinates synchronized with the rotation phase of the output voltage is obtained, and the voltage command v * uvw1 obtained by inversely rotating the voltage command to multi-phase alternating current based on the estimated reference phase ⁇ ⁇ is obtained, and further PWM modulation control is performed.
  • the current of one winding of the synchronous machine 5 is controlled by amplifying the power by the inverter 4 by means of the above.
  • the disturbance observer 8 and the tan ⁇ 1 function calculation unit 11 etc. determine the “field magnetic flux” from the voltage command v 1 * on the inverter rotation coordinate, the current detection signal i 1 , the circuit constant of the synchronous machine, and the estimated speed ⁇ ⁇ re.
  • the phase angle ⁇ ⁇ e1 of “the voltage component including the phase information of the speed electromotive force generated by” is obtained, the estimated speed ⁇ ⁇ re is corrected using the phase angle, and the corrected estimated speed is used as the position integration unit 13
  • the position sensorless control is made possible by integrating the time to generate the estimated reference phase ⁇ ⁇ .
  • the double winding synchronous machine 5 is expanded to a device configuration in which each inverter is individually driven by two inverters, and the circuit elements 1 to 8 and 11 to 14 in FIG. 1 are used.
  • the configuration is a master inverter, and the configuration by the circuit elements 2a to 4a, 6a to 8a, and 11a corresponding to the circuit elements 2 to 4, 6 to 8, and 11 of the master inverter is added to form a slave inverter.
  • the current control of the other winding of the synchronous machine 5 is performed as a current command i * common to the master inverter, the expansion induced voltage is estimated by the disturbance observer 8a, and the expansion induced voltage by the tan ⁇ 1 function calculation unit 11a. Find the phase angle ⁇ ⁇ e2 .
  • the estimated phase angle ⁇ ⁇ e2 calculated by the slave inverter is transmitted to the master inverter, and conversely, the estimated phase ⁇ ⁇ determined by the master inverter is transmitted to the slave inverter as common data.
  • the estimated phase angle ⁇ ⁇ e2 transmitted from the slave inverter and the estimated phase angle ⁇ ⁇ e1 calculated by itself are averaged by the phase angle average calculating unit 20, and speed estimation is performed using this average phase information.
  • the unit 12 performs speed estimation, and this estimated speed is set as a common estimated angular speed ⁇ ⁇ re of both inverters, and the position integrating unit 13 integrates to obtain a common estimated reference phase ⁇ ⁇ of both inverters.
  • This estimated reference phase ⁇ ⁇ is transferred to the next stage internally in the master inverter, and the next stage processing is similarly performed by transmission to the slave inverter.
  • the master inverter and the slave inverter are integrated into one by averaging the phase estimation information of both inverters.
  • control elements and communication of control information can be simplified.
  • the existing control system can be diverted, and the same control calculation software and control gain can be used when compared with the case of driving with a single inverter and the case of driving with multiple inverters.
  • the transmission data between the inverters is only two pieces of phase angle ⁇ ⁇ e2 and reference phase ⁇ ⁇ , and these data are scalar values. Therefore, generally, the current and voltage components are two-axis components or three-phase components. The amount of communication data can be greatly reduced as compared with the case where the data is transmitted.
  • FIG. 1 shows an example of a double-winding synchronous machine, it can be easily expanded by increasing the number of phases to be averaged even for a synchronous machine having a large number of multiplexes.
  • FIG. 2 is a control block diagram of the position sensorless control device for the synchronous machine in the present embodiment. Compared to the first embodiment, the estimated phase angle ⁇ ⁇ e1 and the estimated phase angle ⁇ ⁇ e2 acquired from two inverters are shown in FIG. Instead, the estimated speeds ⁇ ⁇ 1 and ⁇ ⁇ 2 are changed.
  • the master inverter and the slave inverter are provided with speed estimation units 12 and 12a for estimating the speed from changes in the estimated phase angle ⁇ ⁇ e1 and the estimated phase angle ⁇ ⁇ e2 , respectively.
  • the “estimated speeds ⁇ ⁇ 1 , ⁇ ⁇ 2 ” from the estimators 12 , 12 a are averaged, and the average estimated speed is set as a common estimated angular speed ⁇ ⁇ re for both inverters.
  • the common estimated reference phase ⁇ ⁇ of the inverters This estimated reference phase ⁇ ⁇ is transferred internally in the master inverter and transmitted to the slave inverter.
  • the master inverter and the slave inverter have a difference in the phase angle of the extended induced voltage estimated from different voltages and current information from the multiple windings.
  • the phase estimation information By integrating the phase estimation information, it can be integrated into one, and by applying the rotation coordinate transformation by this integrated processing estimated reference phase ⁇ ⁇ , after the speed estimation, it is operated as if it were one inverter.
  • Position sensorless control of the synchronous machine 5 with multiple windings can be performed. Further, it is possible to simplify the sharing of control elements and the communication of control information in the integration process.
  • the speed estimators 12 and 12a obtain the estimated speed ⁇ ⁇ re by performing proportional integral control on the phase angle ⁇ ⁇ e1 and the phase angle ⁇ ⁇ e2 , respectively.
  • the integrated value gradually becomes a big difference with the passage of time.
  • this estimated speed is actually used for the calculation of the expansion induced voltage of the magnetic flux observer as shown in FIG. 5, feedback via this is applied, so the estimated speed is actually between the two inverters. Is suppressed to a certain degree and does not cause an abnormal speed difference.
  • FIG. 2 shows an example of a double-winding synchronous machine, but it can be easily expanded by increasing the number of phases to be averaged even for a synchronous machine having a large multiplex number.
  • FIG. 3 is a control block diagram of the position sensorless control apparatus for a synchronous machine in the present embodiment.
  • the estimated phase ⁇ ⁇ 1 instead of the estimated speed ⁇ ⁇ re obtained from two inverters. , ⁇ ⁇ 2 is changed.
  • the master inverter and the slave inverter are provided with position integration units 13 and 13a for estimating the reference phase (reference position) by the integration calculation of the estimated speeds from the speed estimation units 12 and 12a, respectively, and the phase average calculation unit 22 averages the estimated phases ⁇ ⁇ 1 and ⁇ ⁇ 2 from the position integrators 13 and 13a, and sets the average estimated phase as an average estimated reference phase ⁇ ⁇ common to both inverters.
  • the differentiation calculation unit 23 obtains the estimated speed ⁇ ⁇ re ′ by differentiating the average estimated reference phase ⁇ ⁇ .
  • the master inverter and the slave inverter have a difference in the phase angle of the extended induced voltage estimated from different voltages and current information from the multiple windings.
  • the phase estimation information of the inverters can be integrated into one, and by applying the rotation coordinate transformation based on the estimated estimation reference phase ⁇ ⁇ that has been integrated, the phase estimation is as if it were one inverter.
  • the position sensorless control of the multiple winding synchronous machine 5 can be performed. Further, it is possible to simplify the sharing of control elements and the communication of control information in the integration process.
  • FIG. 2 shows an example of a double-winding synchronous machine, but it can be easily expanded by increasing the number of phases to be averaged even for a synchronous machine having a large multiplex number.

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Abstract

【課題】多重巻線構成にした同期機の位置センサレス制御において、多重巻線からの電圧や電流情報にアンバランスが存在する場合にも各インバータの位相推定情報を１つに統合処理し、この統合処理に制御要素の共通化と制御情報の通信を簡略化できる。 【解決手段】二重巻線構成にした同期機の１つの巻線をマスターインバータで駆動し、残りの巻線をスレーブインバータで駆動し、両インバータは回転座標上の電圧指令と電流検出信号およびモータの回路定数と推定速度から推定位相角Δφ＾e1およびΔφ＾e2を演算し、平均値演算部２０は推定位相角の平均値を求め、速度推定部１２は平均値から推定速度ω＾reを演算し、位置積分部１３は推定速度を時間積分して推定基準位相θ＾を演算する。　平均値演算は速度推定後に行う構成、または位置積分後に行う構成も含む。

Description

同期機の位置センサレス制御装置
　本発明は、永久磁石を界磁源とする同期機の制御装置に係り、特に多重巻線構成にした同期機の電圧や電流情報から磁極位相を推定してトルクや速度を制御する位置センサレス制御装置に関する。
　永久磁石を界磁とする同期機には、位置センサとインバータを組み合わせてトルクや速度を制御する可変速制御が適用されている。これを更に拡張して、位置センサを使用しないでトルクや速度制御を実現する手法として、同期機の電圧や電流情報から磁極位相（界磁磁極の回転位相）を推定してトルクや速度を制御する位置センサレス制御方式がある。
　このセンサレス制御方式には様々なものが存在するが、代表的な方法として文献１（非特許文献１）の方式がある。この方式は、他の方式に比べて、下記のような特徴がある。
　（１）界磁をｄ軸としそれに対して電気角で９０°進んだ位相をｑ軸とする２軸理論において、ｄ軸とｑ軸のインダクタンス（Ｌｄ、Ｌｑ）が異なるという磁気的な突極性（Ｌｄ≠Ｌｑ）を有する場合においても適用できる。
　（２）突極性がある同期機では、Ｌｄ、Ｌｑを個別に設定する必要があるが、文献１の方式では、過渡応答性能を要求しない場合には、モータモデルのパラメータとしてＬｑのみ設定しても動作できる。そのため、調整が簡単である。
　（３）同一次元磁束オブザーバなどを使用する他の方法に比べて、制御の構成が簡単であり演算量も少ない。
　図４は、文献１で提案する制御ブロック図を示し、このブロック図は次の要素から構成されている。
　速度制御部（Ｖｅｌｏｃｉｔｙ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）１は、速度指令ω* reと速度推定部１０の出力である推定速度ω＾reとの偏差を比例積分（ＰＩ）などの演算によりモータトルク指令に相当する電流指令ｉ*を出力する。
　電流制御部（Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）２は、速度制御部１の出力である電流指令ｉ*と、インバータ４の出力電流検出器６の出力である電流検出信号ｉとの偏差を比例積分などの演算によりモータトルク指令に相当する電圧指令ｖ*を出力する。
　二相／三相交流座標変換部（γ－δ／ｕｖｗ）３は、電流制御部２の出力である電圧指令を界磁の回転位相と同期した回転座標変換と二相／三相変換により三相交流の電圧指令に変換し、インバータ４に電圧指令を与える。ここで回転座標変換の基準位相には、位相推定部９の出力である推定位相θ＾reを使用する。
　インバータ（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ）４は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御などを利用して、電圧指令と等価な電圧に増幅してモータに供給する。
　永久磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ）とするモータ５は、インバータ４により可変速駆動される同期電動機である。なお、文献１では電動機と記載しているが、トルク指令の極性を換えるだけで発電機にも適用可能である。
　電流検出器（ｉ検出）６は、インバータ４からモータ５に流れる電流を検出し、電流検出信号ｉを出力する。
　三相交流／二相座標変換部（γ－δ／ｕｖｗ）７は、三相交流の電流検出成分を二軸成分に変換する三相／二相変換機能と界磁の回転位相と同期した電流成分に変換する回転座標変換機能を有する座標変換器である。ここで回転座標変換の基準位相には、位相推定部９の出力である推定位相θ＾reを使用する。
　外乱オブザーバ（Ｄｉｓｔｕｒｂａｎｃｅ　ｏｂｓｅｒｖｅｒ）８は、モータ５の拡張誘起電圧ｅ＾を推定する。図５は外乱オブザーバ８の演算ブロック図を示し、波線枠内が実際のモータ部であり、外乱オブザーバ８はモータに入力する電圧ｖと流れ込む電流ｉの検出成分を入力とし、モータの回路定数（Ｒ、Ｌｄ、Ｌｑ）と推定角速度ω＾reおよび低域通過フィルタ（Ｆｉｌｔｅｒ）により拡張誘起電圧ｅ＾を推定する。この拡張誘起電圧は、永久磁石の発生磁束による無負荷誘起起電力成分に対して、振幅成分は異なるが、同じ負荷角を有するという特徴がある。
　位相推定部（Ｐｏｓｉｔｉｏｎ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）９は、モータ５の拡張誘起電圧ｅ＾から、モータ５のロータ位相を推定する。
　図６は位相推定部９の演算ブロック図を示す。図６の入力部には外乱オブザーバ８で推定した拡張誘起電圧ｅ＾という二軸次成分から位相θreを抽出する機能の記載が省略されているが、実際にはこの位相演算を使用する。そして、この拡張誘起電圧ｅ＾の位相θreと三相交流／二相座標変換部７の座標変換に使用した位相情報θ＾reとの誤差位相Δθreを計算し、それをさらにＰ（ｓ）の１次遅れ関数とＫ（ｓ）の２次の関数を経て、新たな推定位相θ＾reを出力するようなフィードバック構成になっている。
　速度推定部（Ｖｅｌｏｃｉｔｙ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）１０は、位相推定部９の位相推定結果などを時間微分して、推定速度ω＾reを出力する。
　上記の位相推定部９や速度推定部１０については様々な方法が報告されており、ここでは一例として文献１の例を記載している。
　図４の制御ブロック図は位相推定部や速度推定部が複雑であるので、これを簡略化したものが図７である。これは、位相と速度の推定部分を変更したものであり、名称や表記は異なるが１～９に関しては図４と同一の機能である。以下に、図４と比較して差異のある部分だけ説明する。
　ｔａｎ-1関数演算部１１は、拡張誘起電圧の推定ｅ＾の位相を計算し、これを回転方向に対して９０°遅れた位相を推定磁束軸とみなし、この位相を位相角Δφ＾e0として出力する。これは、図４における位相差（θre－θ＾re）と同じ意味を有している。
　速度推定部１２は、位相角Δφ＾e0は実速度と推定速度の誤差により発生したものと考え、この位相角を比例積分制御することにより推定速度ω＾reを修正する。
　位置積分部１３は、修正された推定速度ω＾reを積分して回転座標変換の基準位相θ＾（図４ではθre）を生成する。この基準位相θ＾が実機の界磁位相と一致した場合には位相角Δφ＾e0は零に収束する。
　なお、電流指令変換部１４は、電流制御系に回転座標変換を適用するため、速度制御部１からのトルク指令Ｔ*と、界磁指令φ*（または角周波数ω）からｄｑ軸の電流指令ｉ*（ｉd *、ｉq *）に変換する。
拡張誘起電圧モデルに基づく突極型永久磁石同期モータのセンサレス制御、市川真士　陳志謙　冨田光雄　道木慎二　大熊繁、電気学会論文誌Ｄ．２００２／１２．　１２２・Ｄ、１２、１０８８－１０９６
　近年では、永久磁石用の磁性材料の高性能化や、大きな寸法の磁石を製造する技術が発達したため、大容量の同期機においても永久磁石形を界磁源とする機器の製作が可能になった。しかし、大容量の同期機をインバータで可変速駆動する場合、インバータ単機の出力電流定格には制限があるため、同期機の巻線を分割した多相巻線（３相×多重巻線）構成としておき、各三相巻線を複数台のインバータで駆動する構成を採用することがある。
　この多重巻線の同期機を複数台のインバータで巻線別に個々に駆動するシステムにおいて、界磁磁極の回転位相を検出する位置センサを不要とした位置センサレス制御を実現するには、複数台のインバータの電圧や電流情報から磁極位相をそれぞれ推定するが、磁極位相が一致しないときがある。そのままでは、それぞれが異なる位相を推定することになる。しかし、実機の回転子は１個であり実回転位相は一つのみである。そこで、複数台のインバータにおいて個々の電圧と電流情報から演算で推定した位置情報を、どのようにして一つに統合するかが課題となる。
　この電圧や電流のアンバランスの要因としては、鉄心の加工や組み立て誤差および回転子の軸が偏心した場合などの機械的なアンバランス要因や、電流検出センサの調整誤差などの電気的なアンバランス要因などが考えられる。これらは製造上避けることの出来ない要因であるため、この対策として、ある程度の差が生じても対応できるように、各インバータの位相推定情報を１つに統合する機能が必要になる。
　本発明の目的は、多重巻線構成にした同期機を複数台のインバータで駆動し、オブザーバで磁極位相を推定する位置センサレス制御において、多重巻線からの電圧や電流情報にアンバランスが存在する場合にも各インバータの位相推定情報を１つに統合処理することができ、この統合処理に制御要素の共通化と制御情報の通信を簡略化できる位置センサレス制御装置を提供することにある。
　本発明は、前記の課題を解決するため、多重巻線構成にした同期機の１つの巻線をマスターインバータで駆動し、残りの巻線を各スレーブインバータでそれぞれ駆動し、各インバータは回転座標上の電圧指令と電流検出信号およびモータの回路定数と推定速度から「界磁磁束によって発生する速度起電力の位相情報を含む電圧成分など」の推定位相角Δφ＾eを演算する手段を備え、これらの推定位相角の平均値から推定速度ω＾reを演算する構成、または推定速度の平均値から時間積分した推定位相を演算する構成、さらには推定速度を時間積分した推定位相の平均値から基準位相θ＾を演算する構成とし、これら平均値演算と基準位相演算にはマスターインバータとスレーブインバータ間で推定速度、または推定位相の伝送と基準位相を伝送する構成とするもので、以下の装置を特徴とする。
　（１）マスターインバータは界磁の回転位相と同期した電圧指令を多相交流に逆回転座標変換および電力増幅して多重巻線構成の同期機の１つの巻線に駆動電流を供給する構成とし、各スレーブインバータも同様に界磁の回転位相と同期した電圧指令を多相交流に逆回転座標変換および電力増幅して多重巻線構成の同期機の他の巻線にそれぞれ駆動電流を供給する構成とし、
　前記マスターインバータと各スレーブインバータは、電圧指令を交流に変換した逆回転座標変換と逆位相の回転座標変換を適用して界磁の回転位相と同期した電流成分に変換する手段と、回転座標上の電圧指令と各巻線の電流検出信号および同期機の回路定数と推定速度から「界磁磁束によって発生する速度起電力の位相情報を含む電圧成分など」の推定位相角を演算する手段を備え、
　前記推定位相角を基にして求める推定基準位相θ＾を前記回転位相として使用する位相推定手段を備えた同期機の位置センサレス制御装置において、
　マスターインバータが演算した推定位相角Δφ＾e1と、スレーブインバータが演算した推定位相角Δφ＾e2とを平均する平均演算手段と、この平均した推定位相角から推定速度ω＾reを求める推定速度演算手段と、この推定速度を積分して前記基準推定位相θ＾を求める積分演算手段と、これをマスターインバータとスレーブインバータの共通した界磁の回転位相とする手段とを備えたことを特徴とする。
　（２）マスターインバータは界磁の回転位相と同期した電圧指令を多相交流に逆回転座標変換および電力増幅して多重巻線構成の同期機の１つの巻線に駆動電流を供給する構成とし、各スレーブインバータも同様に界磁の回転位相と同期した電圧指令を多相交流に逆回転座標変換および電力増幅して多重巻線構成の同期機の他の巻線にそれぞれ駆動電流を供給する構成とし、
　前記マスターインバータと各スレーブインバータは、電圧指令を交流に変換した逆回転座標変換と逆位相の回転座標変換を適用して界磁の回転位相と同期した電流成分に変換する手段と、回転座標上の電圧指令と各巻線の電流検出信号および同期機の回路定数と推定速度から「界磁磁束によって発生する速度起電力の位相情報を含む電圧成分など」の推定位相角を演算する手段を備え、
　前記推定位相角を基にして求める推定基準位相θ＾を前記回転位相として使用する位相推定手段を備えた同期機の位置センサレス制御装置において、
　マスターインバータが演算した推定位相角Δφ＾e1から推定速度ω＾1を求める推定速度演算手段と、スレーブインバータが演算した推定位相角Δφ＾e2から推定速度ω＾2を求める推定速度演算手段と、前記推定速度ω＾1と推定速度ω＾2を平均する平均演算手段と、この平均した推定速度ω＾reを積分して前記基準推定位相θ＾を求める積分演算手段と、これをマスターインバータとスレーブインバータの共通した界磁の回転位相とする手段を備えたことを特徴とする。
　（３）マスターインバータは界磁の回転位相と同期した電圧指令を多相交流に逆回転座標変換および電力増幅して多重巻線構成の同期機の１つの巻線に駆動電流を供給する構成とし、各スレーブインバータも同様に界磁の回転位相と同期した電圧指令を多相交流に逆回転座標変換および電力増幅して多重巻線構成の同期機の他の巻線にそれぞれ駆動電流を供給する構成とし、
　前記マスターインバータと各スレーブインバータは、電圧指令を交流に変換した逆回転座標変換と逆位相の回転座標変換を適用して界磁の回転位相と同期した電流成分に変換する手段と、回転座標上の電圧指令と各巻線の電流検出信号および同期機の回路定数と推定速度から「界磁磁束によって発生する速度起電力の位相情報を含む電圧成分など」の推定位相角を演算する手段を備え、
　前記推定位相角を基にして求める推定基準位相θ＾を前記回転位相として使用する位相推定手段を備えた同期機の位置センサレス制御装置において、
　マスターインバータが演算した推定位相角Δφ＾e1から推定速度ω＾re1を求める推定速度演算手段と、この推定速度ω＾re1を積分して推定位相θ＾1を求める積分演算手段と、スレーブインバータが演算した推定位相角Δφ＾e2から推定速度ω＾re2を求める推定速度演算手段と、この推定速度ω＾re2を積分して推定位相θ＾2を求める積分演算手段と、前記推定位相θ＾1と推定位相θ＾2を平均して前記基準推定位相θ＾を求める平均演算手段を備えたことを特徴とする。
　（４）前記位相推定手段はマスターインバータに設け、スレーブインバータは演算した前記推定位相角または推定速度もしくは推定位相をマスターインバータに対して伝送する手段を設け、マスターインバータは演算した推定基準位相を共通データとして各スレーブインバータに伝送する手段を設けたことを特徴とする。
　以上のとおり、本発明によれば、多重巻線構成にした同期機の１つの巻線をマスターインバータで駆動し、残りの巻線を各スレーブインバータでそれぞれ駆動し、各インバータは回転座標上の電圧指令と電流検出信号およびモータの回路定数と推定速度から「界磁磁束によって発生する速度起電力の位相情報を含む電圧成分など」の推定位相角Δφ＾eを演算する手段を備え、これらの推定位相角の平均値から推定速度ω＾reを演算する構成、または推定速度の平均値から時間積分した推定位相を演算する構成、さらには推定速度を時間積分した推定位相の平均値から基準位相θ＾を演算する構成とし、これら平均値演算と基準位相演算にはマスターインバータとスレーブインバータ間で推定速度、または推定位相の伝送と基準位相を伝送する構成とするため、多重巻線からの電圧や電流情報にアンバランスが存在する場合にも各インバータの位相推定情報を１つに統合処理することができ、この統合処理に制御要素の共通化と制御情報の通信を簡略化できる。
　具体的には、マスターインバータおよびスレーブインバータには既存の制御系を流用でき、単機のインバータで駆動する場合と、複数台のインバータで駆動する場合を比較すると、同じ制御演算ソフトウェアや制御ゲインが利用でき、多くの部分が共通化できる。
　また、インバータ間の伝送データは、スレーブインバータからのΔφ＾e2と、マスターインバータからの推定基準位相θ＾の２個で済み、電流や電圧成分などのような２軸成分または３相成分で表されるものを伝送する場合に比べて、これらの位相データはスカラー値であるので電圧や電流を伝送するよりも通信データ量も大幅に少なくできる。
実施形態１における同期機の位置センサレス制御装置の制御ブロック図。 実施形態２における同期機の位置センサレス制御装置の制御ブロック図。 実施形態３における同期機の位置センサレス制御装置の制御ブロック図。 従来の位置センサレス制御装置の制御ブロック図。 図４における外乱オブザーバの演算ブロック図。 図４における位相推定部９の演算ブロック図。 従来の位置センサレス制御装置の簡略化制御ブロック図。
　（実施形態１）
　図１は、本実施形態における同期機の位置センサレス制御装置の制御ブロック図であり、二重巻線の同期機５を２台のインバータ４，４ａで巻線別に個々に駆動する場合である。
　図１中の回路要素１～８および１１～１４は図７と同等のものであり、図７に相当する部分を説明すると、速度制御系と回転座標変換を適用した電流制御系により、界磁の回転位相と同期した座標の電圧指令ｖ1 *を出力し、この電圧指令を推定基準位相θ＾に基づいて多相交流に逆回転座標変換した電圧指令ｖ* uvw1を得、さらにＰＷＭ変調制御などによりインバータ４で電力増幅して同期機５の１つの巻線の電流を制御する。そして、同期機５の巻線に流れる交流電流成分を電流検出器６で検出し、この電流成分を逆回転座標変換とは逆位相の回転座標変換をして界磁の回転位相と同期した電流成分ｉ1に変換する。
　一方、外乱オブザーバ８とｔａｎ-1関数演算部１１などにより、インバータの回転座標上の電圧指令ｖ1 *と電流検出信号ｉ1および同期機の回路定数と推定速度ω＾reから「界磁磁束によって発生する速度起電力の位相情報を含む電圧成分など」の位相角Δφ＾e1を求め、この位相角を用いて推定速度ω＾reを修正し、この修正された推定速度を位置積分部１３によって時間積分して推定基準位相θ＾を生成することで、位置センサレス制御を可能にする。
　ここで、本実施形態では、二重巻線の同期機５を２台のインバータで巻線別に個々に駆動する装置構成に拡張して、図１中の回路要素１～８および１１～１４による構成をマスターインバータとし、このマスターインバータの回路要素２～４、６～８、１１に対応する回路要素２ａ～４ａ、６ａ～８ａ、１１ａによる構成を追加してスレーブインバータとする。このスレーブインバータではマスターインバータと共通の電流指令ｉ*として同期機５の他方の巻線の電流制御を行うと共に、外乱オブザーバ８ａによる拡張誘起電圧推定と、ｔａｎ-1関数演算部１１ａによる拡張誘起電圧位相角Δφ＾e2を求める。
　さらに、スレーブインバータで演算した推定位相角Δφ＾e2をマスターインバータに対して伝送、逆に、マスターインバータで求めた推定位相θ＾をスレーブインバータに共通データとして伝送する。
　そして、マスターインバータでは、スレーブインバータから伝送された推定位相角Δφ＾e2と自分が演算した推定位相角Δφ＾e1を位相角平均演算部２０で平均演算し、この平均位相情報を用いて速度推定部１２が速度推定を行い、この推定速度を両インバータの共通の推定角速度ω＾reとすると共に、位置積分部１３が積分して両インバータの共通の推定基準位相θ＾とする。この推定基準位相θ＾は、マスターインバータでは内部で次段に転送し、スレーブインバータには伝送により同様に次段処理を行う。
　したがって、マスターインバータとスレーブインバータは、多重巻線からの異なる電圧や電流検出情報から推定する拡張誘起電圧の位相角に差が発生するが、両インバータの位相推定情報の平均化によって１つに統合処理することができ、この統合処理した推定基準位相θ＾による回転座標変換に適用することにより、速度推定以降はあたかも１台のインバータのように動作させ、多重巻線の同期機５の位置センサレス制御ができる。
　しかも、統合処理において、制御要素の共通化と制御情報の通信を簡略化できる。すなわち、位置センサレス制御装置としては、既存の制御系を流用でき、単機のインバータで駆動する場合と、複数台のインバータで駆動する場合を比較すると、同じ制御演算ソフトウェアや制御ゲインが利用でき、多くの部分が共通化できる。また、インバータ間の伝送データは、位相角Δφ＾e2と基準位相θ＾の２個で済み、これらのデータはスカラー値であるため、一般に電流や電圧成分については２軸成分または３相成分で表されてその伝送をするよりも通信データ量を大幅に少なくできる。
　なお、図１では二重巻線の同期機の例を示したが、更に多重数の大きな同期機に対しても平均化する位相数を増やせば容易に拡張することができる。
　（実施形態２）
　図２は、本実施形態における同期機の位置センサレス制御装置の制御ブロック図であり、実施形態１に対して、２台のインバータから取得する推定位相角Δφ＾e1と推定位相角Δφ＾e2に代えて、推定速度ω＾1、ω＾2に変更したものである。
　図２において、マスターインバータおよびスレーブインバータには、推定位相角Δφ＾e1と推定位相角Δφ＾e2の変化からそれぞれ速度を推定する速度推定部１２および１２ａを設け、さらに速度平均演算部２１は速度推定部１２，１２ａからの“推定速度ω＾1、ω＾2”を平均化し、その平均推定速度を両インバータの共通の推定角速度ω＾reとすると共に、位置積分部１３が積分して両インバータの共通の推定基準位相θ＾とする。この推定基準位相θ＾は、マスターインバータでは内部で転送し、スレーブインバータには伝送する。
　したがって、本実施形態では、実施形態１と同様に、マスターインバータとスレーブインバータは、多重巻線からの異なる電圧や電流情報から推定する拡張誘起電圧の位相角に差が発生するが、両インバータの位相推定情報の平均化によって１つに統合処理することができ、この統合処理した推定基準位相θ＾による回転座標変換を適用することにより、速度推定以降はあたかも１台のインバータのように動作させ、多重巻線の同期機５の位置センサレス制御ができる。また、統合処理に制御要素の共通化と制御情報の通信を簡略化できる。
　なお、図２において、速度推定部１２および１２ａは、位相角Δφ＾e1と位相角Δφ＾e2をそれぞれ比例積分制御することにより推定速度ω＾reを得るため、異なる入力からの積分によって、時間経過により積分値が徐々に大きな差になる可能性があるように思われる。しかしながら、実際にはこの推定速度を図５のように磁束オブザーバの拡張誘起電圧の演算に使用しているので、これを経由したフィードバックが掛かるため、実際には２台のインバータ間では、推定速度はある程度の差に抑制され異常な速度差になることはない。
　また、図２では二重巻線の同期機の例を示したが、更に多重数の大きな同期機に対しても平均化する位相数を増やせば容易に拡張することができる。
　（実施形態３）
　図３は、本実施形態における同期機の位置センサレス制御装置の制御ブロック図であり、実施形態２に対して、２台のインバータから取得する推定速度ω＾reに代えて、推定位相θ＾1、θ＾2に変更したものである。
　図３において、マスターインバータおよびスレーブインバータには、速度推定部１２および１２ａからの推定速度の積分演算でそれぞれ基準位相（基準位置）を推定する位置積分部１３および１３ａを設け、さらに位相平均演算部２２は位置積分部１３および１３ａからの推定位相θ＾1、θ＾2を平均化し、その平均推定位相を両インバータの共通の平均推定基準位相θ＾とする。微分演算部２３は平均推定基準位相θ＾を微分することで、推定速度ω＾re 'を求める。これら推定角速度ω＾re’および推定基準位相θ＾は、マスターインバータでは内部で転送し、推定基準位相θ＾はスレーブインバータに伝送する。
　したがって、本実施形態では、実施形態１や２と同様に、マスターインバータとスレーブインバータは、多重巻線からの異なる電圧や電流情報から推定する拡張誘起電圧の位相角に差が発生するが、両インバータの位相推定情報の平均化によって１つに統合処理することができ、この統合処理した推定基準位相θ＾による回転座標変換を適用することにより、位相推定以降はあたかも１台のインバータのように動作させ、多重巻線の同期機５の位置センサレス制御ができる。また、統合処理に制御要素の共通化と制御情報の通信を簡略化できる。
　なお、図３において、速度推定部１２および１２ａでの速度推定のための積分項と、位置積分部１３および１３ａでの位相推定のための積分項が存在するため、これら積分器の値が時間経過により徐々に差が生じる可能性があるように思われる。しかしながら、実際には両インバータの回転座標変換部に適用する基準位相は共通であるため、両インバータ間に推定位相の偏差が発生した場合でも、回転座標変換された拡張誘起起電力の位相に差が現れて、各推定位相の偏差が拡大することを抑制するようなフィードバックが掛かる。そのため、本実施形態でも実施形態２と同様に、速度推定や位相推定が異常な偏差にまで発散することはない。
　また、図２では二重巻線の同期機の例を示したが、更に多重数の大きな同期機に対しても平均化する位相数を増やせば容易に拡張することができる。
　３、３ａ、７，７ａ　座標変換部
　４，４ａ　インバータ
　５　モータ
　８，８ａ　外乱オブザーバ
　１０、１２、１２ａ　速度推定部
　１１、１１ａ　ｔａｎ－１関数演算部
　１３，１３ａ　位置積分部
　２０　位相角平均演算部
　２１　速度平均演算部
　２２　位相平均演算部
　２３　微分演算部

Claims (4)

  1. 　マスターインバータは界磁の回転位相と同期した電圧指令を多相交流に逆回転座標変換および電力増幅して多重巻線構成の同期機の１つの巻線に駆動電流を供給する構成とし、各スレーブインバータも同様に界磁の回転位相と同期した電圧指令を多相交流に逆回転座標変換および電力増幅して多重巻線構成の同期機の他の巻線にそれぞれ駆動電流を供給する構成とし、
    　前記マスターインバータと各スレーブインバータは、電圧指令を交流に変換した逆回転座標変換と逆位相の回転座標変換を適用して界磁の回転位相と同期した電流成分に変換する手段と、回転座標上の電圧指令と各巻線の電流検出信号および同期機の回路定数と推定速度から「界磁磁束によって発生する速度起電力の位相情報を含む電圧成分など」の推定位相角を演算する手段を備え、
    　前記推定位相角を基にして求める推定基準位相θ＾を前記回転位相として使用する位相推定手段を備えた同期機の位置センサレス制御装置において、
    　マスターインバータが演算した推定位相角Δφ＾e1と、スレーブインバータが演算した推定位相角Δφ＾e2とを平均する平均演算手段と、この平均した推定位相角から推定速度ω＾reを求める推定速度演算手段と、この推定速度を積分して前記基準推定位相θ＾を求める積分演算手段と、これをマスターインバータとスレーブインバータの共通した界磁の回転位相とする手段とを備えたことを特徴とする同期機の位置センサレス制御装置。
  2. 　マスターインバータは界磁の回転位相と同期した電圧指令を多相交流に逆回転座標変換および電力増幅して多重巻線構成の同期機の１つの巻線に駆動電流を供給する構成とし、各スレーブインバータも同様に界磁の回転位相と同期した電圧指令を多相交流に逆回転座標変換および電力増幅して多重巻線構成の同期機の他の巻線にそれぞれ駆動電流を供給する構成とし、
    　前記マスターインバータと各スレーブインバータは、電圧指令を交流に変換した逆回転座標変換と逆位相の回転座標変換を適用して界磁の回転位相と同期した電流成分に変換する手段と、回転座標上の電圧指令と各巻線の電流検出信号および同期機の回路定数と推定速度から「界磁磁束によって発生する速度起電力の位相情報を含む電圧成分など」の推定位相角を演算する手段を備え、
    　前記推定位相角を基にして求める推定基準位相θ＾を前記回転位相として使用する位相推定手段を備えた同期機の位置センサレス制御装置において、
    　マスターインバータが演算した推定位相角Δφ＾e1から推定速度ω＾1を求める推定速度演算手段と、スレーブインバータが演算した推定位相角Δφ＾e2から推定速度ω＾2を求める推定速度演算手段と、前記推定速度ω＾1と推定速度ω＾2を平均する平均演算手段と、この平均した推定速度ω＾reを積分して前記基準推定位相θ＾を求める積分演算手段と、これをマスターインバータとスレーブインバータの共通した界磁の回転位相とする手段とを備えたことを特徴とする同期機の位置センサレス制御装置。
  3. 　マスターインバータは界磁の回転位相と同期した電圧指令を多相交流に逆回転座標変換および電力増幅して多重巻線構成の同期機の１つの巻線に駆動電流を供給する構成とし、各スレーブインバータも同様に界磁の回転位相と同期した電圧指令を多相交流に逆回転座標変換および電力増幅して多重巻線構成の同期機の他の巻線にそれぞれ駆動電流を供給する構成とし、
    　前記マスターインバータと各スレーブインバータは、電圧指令を交流に変換した逆回転座標変換と逆位相の回転座標変換を適用して界磁の回転位相と同期した電流成分に変換する手段と、回転座標上の電圧指令と各巻線の電流検出信号および同期機の回路定数と推定速度から「界磁磁束によって発生する速度起電力の位相情報を含む電圧成分など」の推定位相角を演算する手段を備え、
    　前記推定位相角を基にして求める推定基準位相θ＾を前記回転位相として使用する位相推定手段を備えた同期機の位置センサレス制御装置において、
    　マスターインバータが演算した推定位相角Δφ＾e1から推定速度ω＾re1を求める推定速度演算手段と、この推定速度ω＾re1を積分して推定位相θ＾1を求める積分演算手段と、スレーブインバータが演算した推定位相角Δφ＾e2から推定速度ω＾re2を求める推定速度演算手段と、この推定速度ω＾re2を積分して推定位相θ＾2を求める積分演算手段と、前記推定位相θ＾1と推定位相θ＾2を平均して前記基準推定位相θ＾を求める平均演算手段を備えたことを特徴とする同期機の位置センサレス制御装置。
  4. 　前記位相推定手段はマスターインバータに設け、スレーブインバータは演算した前記推定位相角または推定速度もしくは推定位相をマスターインバータに対して伝送する手段を設け、マスターインバータは演算した推定基準位相を共通データとして各スレーブインバータに伝送する手段を設けたことを特徴とする請求項１～３のいずれか１項に記載の同期機の位置センサレス制御装置。
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