WO2011152086A1 - 電源装置 - Google Patents

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WO2011152086A1
WO2011152086A1 PCT/JP2011/053263 JP2011053263W WO2011152086A1 WO 2011152086 A1 WO2011152086 A1 WO 2011152086A1 JP 2011053263 W JP2011053263 W JP 2011053263W WO 2011152086 A1 WO2011152086 A1 WO 2011152086A1
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power supply
potential difference
storage device
supply device
power storage
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PCT/JP2011/053263
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伸治 今井
晋 山内
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新神戸電機株式会社
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    • H02J7/345—Parallel operation in networks using both storage and other dc sources, e.g. providing buffering using capacitors as storage or buffering devices
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device including two power storage devices connected in parallel.
  • the secondary battery mounted on the DC power supply device of the hybrid vehicle is used for driving a motor or the like and for energy regeneration during vehicle deceleration. And in order to improve energy efficiency, driving
  • a technology is known in which a hybrid power supply device in which capacitors are connected in parallel to a secondary battery is mounted on a hybrid vehicle or the like as a power supply source of a motor (for example, Patent Document 1). reference).
  • a secondary battery and a capacitor are connected using a switch using a mechanical relay so that connection and disconnection are possible, and a switch of a semiconductor element such as a MOSFET (metal oxide semiconductor field effect transistor). Yes (see, for example, Patent Document 2).
  • a switch of a semiconductor element such as a MOSFET (metal oxide semiconductor field effect transistor).
  • a configuration in which a path in which a current limiting resistor and a switch are arranged is provided in parallel with respect to a main switch to be connected and disconnected (see, for example, Patent Document 3).
  • a path having a current limiting resistor is connected to precharge the capacitor while limiting the amount of current. After that, when the potential difference is almost eliminated, the main switch is connected.
  • Patent Document 4 a configuration in which a semiconductor switching element is provided in parallel with the main switch instead of the above-described current limiting resistor and a precharge function is realized using the semiconductor switching element is also known (for example, Patent Document 4).
  • next-generation capacitors with larger capacities have been developed, and in particular, capacitors of the negative electrode doped with lithium ions have very little self-discharge, and the voltage increases depending on the storage environment. There is also.
  • the magnitude relationship between the amount of self-discharge of the secondary battery and the capacitor is reversed, and when the capacitor and the secondary battery are connected, an inrush current flows from the capacitor side to the secondary battery side. There is a possibility of flowing.
  • Patent Document 4 can cope with an inrush current flowing in the direction from the secondary battery to the capacitor, but the current from the capacitor to the secondary battery is caused to flow through the body diode of the semiconductor switching element. Since it flows, inrush current cannot be prevented.
  • the power supply device includes a first power storage device and a second power storage device connected in parallel to the load, and a current connecting the first power storage device and the second power storage device.
  • a potential difference adjusting circuit that is provided on the path and has a main switching circuit that switches between a path cut state and a path connection state, and first and second switching circuits connected in series, and is connected in parallel to the main switching circuit
  • the first switching circuit has at least one first semiconductor switching element including a body diode oriented to cut off a current flowing from the first power storage device to the second power storage device.
  • the switching circuit includes at least one second semiconductor switching element having a built-in body diode oriented to cut off a current flowing from the second power storage device to the first power storage device.
  • the first and second semiconductor switching elements are controlled so as to reduce the potential difference between the first power storage device and the second power storage device, and after the potential difference is reduced, the main switching circuit is changed from the path disconnected state to the path connected state.
  • a control unit for switching is further provided.
  • the first switching circuit has a switching element group in which a plurality of first semiconductor switching elements are connected in parallel, and the second switching circuit is It is preferable to have a switching element group in which a plurality of second semiconductor switching elements are connected in parallel.
  • the potential difference for determining whether or not the potential difference between the first power storage device and the second power storage device is equal to or greater than a predetermined threshold value.
  • the control unit switches to the path connection state after reducing the potential difference.
  • the control unit reduces the potential difference. It is preferable to switch to the route connection state without performing the above.
  • the control unit adjusts the output current amount of the first and second semiconductor switching elements.
  • the first and second semiconductor switching elements are configured by MOSFETs, and the current amount adjusting circuit adjusts the gate voltage of the MOSFETs to adjust the first voltage. It is preferable to adjust the output current amount of the second semiconductor switching element.
  • the potential difference adjusting circuit in the power supply device according to any one of the first to third aspects, includes a resistance element connected in series to the first and second switching circuits, It is preferable that the controller reduces the potential difference by turning on the first and second semiconductor switching elements.
  • the control unit performs the first operation according to the potential difference between the first power storage device and the second power storage device.
  • the first and second semiconductor switching elements are preferably controlled by PWM (Pulse Width Modulation) to adjust the amount of output current and reduce the potential difference.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the main switching circuit is directed to interrupt a current flowing from the first power storage device to the second power storage device.
  • a fourth switching circuit having a fourth semiconductor switching element is preferably formed by serial connection.
  • the third switching circuit has a switching element group in which a plurality of third semiconductor switching elements are connected in parallel, and the fourth switching circuit is It is preferable to have a switching element group in which a plurality of fourth semiconductor switching elements are connected in parallel.
  • the first and second semiconductor switching elements are formed of enhancement type P-channel MOSFETs, and the third and fourth semiconductor switching elements Is preferably composed of an enhancement type N-channel MOSFET.
  • the first power storage device is configured by a capacitor cell, and the second power storage device is a secondary battery cell. And an overdischarge determination unit that determines whether or not the voltage of the capacitor cell is below the overdischarge threshold, and the control unit determines that the overdischarge determination unit determines that the voltage is below the overdischarge threshold.
  • the first, second and third switching elements are turned off and the fourth switching element is turned on.
  • at least one of the first and second power storage devices uses different electrode materials for the positive electrode material and the negative electrode material.
  • the hybrid capacitor is used.
  • the hybrid capacitor is preferably a lithium ion capacitor having a negative electrode doped with lithium ions.
  • a bidirectional inrush current when connecting two power storage devices connected in parallel from a disconnected state, a bidirectional inrush current can be prevented regardless of the magnitude relationship between the voltages of the two power storage devices.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram of a power supply device according to a first embodiment of the present invention.
  • 3 is a block diagram illustrating a schematic configuration of a control unit 11.
  • FIG. It is a flowchart which shows the control procedure at the time of IGN starting. It is a figure which shows the electric current amount limitation electric current path
  • FIG. 1 is a schematic block diagram when the power supply device according to the first embodiment of the present invention is used for driving a rotating electrical machine.
  • a power supply device 1 is connected to an inverter device 3 via relays 2a and 2b.
  • the rotating electrical machine 4 is rotationally driven by the inverter device 3.
  • the rotating electrical machine 4 constitutes a starter motor and a motor generator for starting an engine in an idling stop system of a vehicle.
  • the power supply device 1 includes a secondary battery 5 such as a lead storage battery, a capacitor 6 connected in parallel with the secondary battery 5, a discharge cutoff MOSFET 71, a charge cutoff MOSFET 72, a capacitor side current amount limiting MOSFET 73, Secondary battery side current amount limiting MOSFET 74, current amount limiting MOSFET gate voltage fixing resistor 13, MOSFET protection resistor 14, current amount limiting circuit starting MOSFET 76, control unit 11, capacitor voltage detecting unit 12.
  • a secondary battery 5 such as a lead storage battery
  • a capacitor 6 connected in parallel with the secondary battery 5
  • a discharge cutoff MOSFET 71 such as a lead storage battery
  • a capacitor 6 connected in parallel with the secondary battery 5
  • a discharge cutoff MOSFET 71 such as a lead storage battery
  • a charge cutoff MOSFET 72 such as a capacitor 6 connected in parallel with the secondary battery 5
  • a discharge cutoff MOSFET 71 such as a lead storage battery
  • the secondary battery 5 and the capacitor 6 are mounted as a power storage device, but the present invention is applicable to any combination of power storage devices.
  • the capacitor 6 is configured by connecting a plurality of capacitor cells in a multi-series multi-parallel configuration, and the secondary battery 5 is also configured by a plurality of secondary battery cells connected in a multi-series multi-parallel configuration.
  • the power path on the plus (+) side from the capacitor 6 to the secondary battery 5 includes a first current line in which a discharge cutoff MOSFET 71 and a charge cutoff MOSFET 72 are connected in series, and a capacitor-side current amount limiting MOSFET 73. Two current lines are connected in parallel to a second current line in which a secondary battery side current amount limiting MOSFET 74 is connected in series.
  • the parallel connection of the first current line and the second current line is provided on the plus side.
  • these configurations may be provided on the ground ( ⁇ ) side current line as necessary. It may be provided on both the plus side and the ground side.
  • the discharge cut-off MOSFET 71 and the charge cut-off MOSFET 72 are connected so that body diodes 711 and 721 contained therein are opposite to each other.
  • the source sides of the MOSFETs 71 and 72 are connected so that the anodes of the body diodes 711 and 721 are connected.
  • a bidirectional current is cut off.
  • both MOSFETs 71 and 72 are turned on, a non-cut-off state is established with respect to a bidirectional current of a current flowing from the capacitor 6 side to the secondary battery 5 side and a current flowing in the opposite direction.
  • an enhancement-type N-channel MOSFET having a low on-resistance is used as the discharge cutoff MOSFET 71 and the discharge cutoff MOSFET 72 so that the current path connecting the capacitor 6 and the secondary battery 5 has a low resistance configuration.
  • enhancement-type P-channel MOSFETs may be used for all or any one of the MOSFETs, and the same switching function is realized such as normally-off type GaN-FETs and combinations of IGBTs and diodes. The same applies if possible.
  • a boost type gate driver (not shown) for driving the gates of the MOSFETs 71 and 72 is used.
  • Any gate driver can be used as long as it can drive the gate of the N-channel MOSFET, such as a charge pump type.
  • the discharge cut-off MOSFET 71 is arranged on the capacitor 6 side and the charge cut-off MOSFET 72 is arranged on the secondary battery 5 side.
  • the peripheral circuit is configured so that each MOSFET can be controlled, it is arranged in reverse. It doesn't matter.
  • the body diodes 731 and 741 are connected in opposite directions. Therefore, when both of the MOSFETs 73 and 74 are turned on, the bidirectional current between the current flowing from the capacitor 6 side to the secondary battery 5 side and the current flowing in the opposite direction is not cut off. When both are turned off, a bidirectional current is cut off.
  • the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 may be disposed at positions opposite to those in FIG.
  • Enhancement type P-channel MOSFETs are used for the current amount limiting MOSFETs 73 and 74, and the output current amount of the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 is adjusted by controlling the current amount limiting circuit starting MOSFET 76 by PWM (Pulse Width Modulation).
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the An enhancement type N-channel MOSFET is used as the current amount limiting circuit starting MOSFET 76.
  • the resistor 14 is a protective resistor for preventing a large current from flowing through the MOSFET 76 which is a semiconductor element when the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 are turned on / off.
  • the resistance constant of the resistor 14 is sufficiently smaller than the resistance constant of the resistor 13 (for example, three digits smaller). ) Is desirable.
  • enhancement-type P-channel MOSFETs are used for the current amount limiting MOSFETs 73 and 74.
  • the peripheral circuit is configured so as to realize the same function, all of the current amount limiting MOSFETs can be used.
  • an enhancement type N-channel MOSFET may be used for any one of them.
  • the control unit 11 performs on / off control of the discharge cutoff MOSFET 71 and the charge cutoff MOSFET 72 and PWM control of the current amount limiting circuit starting MOSFET 76. In addition, the control unit 11 monitors the total voltage of the secondary battery 5, each cell voltage of the capacitor 6 detected by the voltage detection unit 12, the total voltage, and the like.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of the control unit 11.
  • the control unit 11 controls the entire power supply device, and a dedicated IC or general-purpose microcomputer is used. However, the control unit 11 is not limited to this as long as the same function can be realized.
  • the control unit 11 includes a switch driving unit 111, a potential difference determination unit 112, and a communication unit 113 that performs communication with a host.
  • the switch driving unit 111 drives the gate of the switch driving signal and the MOSFET 76 for starting the current amount limiting circuit.
  • the potential difference determination unit 112 monitors the voltages of the secondary battery 5 and the capacitor 6 and performs potential difference determination described later.
  • the capacitor voltage and the secondary battery voltage are A / D converted and captured by an A / D converter (not shown) provided in the potential difference determination unit 112.
  • a communication function to the upper part of the communication unit 113 any function that satisfies a necessary function such as CAN (Controller Area Network), I 2 C (Inter-Integrated Circuit), or SPI (System Packet Interface) can be used. It doesn't matter.
  • a start signal (IGN signal) for starting the rotating electrical machine 4 is input from the host system (not shown) to the communication unit 113 via the communication function.
  • a command for voltage measurement and potential difference determination is output from the communication unit 113 to the potential difference determination unit 112, and the potential difference determination unit 112 measures the voltage of the capacitor 6 and the secondary battery 5.
  • potential difference determination described later is performed based on the measurement result.
  • the potential difference determination unit 112 outputs a switch drive signal to the switch drive unit 111 based on the measurement result and the determination result.
  • the switch drive unit 111 drives the MOSFETs 71 and 72 and the current amount limiting circuit starting MOSFET 76 based on the switch drive signal.
  • both the MOSFETs 71 and 72 of the first current line are turned on and connected to the secondary battery 5 and the capacitor 6 in a state where the potential difference between the secondary battery 5 and the capacitor 6 is large, from the capacitor side according to the potential difference.
  • An inrush current flows to the secondary battery side or from the secondary battery side to the capacitor side. Therefore, a second current line for precharging is connected in advance and precharging is performed until the potential difference reaches a predetermined potential difference threshold, and then both MOSFETs 71 and 72 are turned on.
  • FIG. 3 is a flowchart showing a control procedure at the time of IGN activation. This control program is executed in the control unit 11. In the flowchart shown in FIG. 3, there is almost no potential difference between the secondary battery 5 and the capacitor 6 after the IGN signal is input to the communication unit 113, and before the relays 2a and 2b are turned on. The control is shown.
  • step S100 the potential difference determination unit 112 of the control unit 11 compares the total voltage of the secondary battery 5 with the total voltage of the capacitor 6, and determines whether or not the potential difference
  • the potential difference threshold V 0 the forward voltage (for example, 0.5 V) of the body diodes 711 and 721 of the MOSFETs 71 and 72 is conceivable, but is not necessarily limited thereto.
  • step S100 when the potential difference determination unit 112 determines that the potential difference
  • the switch drive unit 111 is set so that the current amount limiting circuit starting MOSFET 76 is off, the MOSFET 71 and the MOSFET 72 are It is turned on.
  • the first current line is in a bidirectional conductive state. That is, the power supply device 1 is in a normal state in which the capacitor 6 can be freely charged and discharged, and the control process shown in FIG. 3 ends.
  • step S100 determines whether the potential difference
  • the current amount limiting process is a process for eliminating the potential difference
  • the MOSFETs 71 and 72 are set to be turned off, and the current amount limiting circuit starting MOSFET 76 is set. Is set to be PWM controlled. PWM control of the current amount limiting circuit starting MOSFET 76 will be described later.
  • step S115 When the process of step S115 is completed, the process returns to step S100, and the process of determining whether or not the potential difference
  • gradually decreases, the potential difference
  • becomes smaller than the potential difference threshold V 0 YES is determined in the step S100, and the process proceeds to a step S120.
  • FIG. 4 is a diagram showing a current amount limiting current path at the time of current amount limiting processing, showing the capacitor 6, the secondary battery 5, the MOSFETs 71 to 74, and the MOSFET 76 for starting the current amount limiting circuit necessary for explaining the control method. It is.
  • the second current line is in a bidirectionally conductive state as shown in FIG. 4, and a current amount limiting current path as shown by a broken line is formed. .
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a current limiting method during the current amount limiting process.
  • 5A is a time chart when the current amount limiting circuit starting MOSFET 76 is periodically turned on and off.
  • FIG. 5B is a time chart showing the duty ratio D and the current amount limiting MOSFET 73 during PWM control.
  • 74 is a diagram showing the relationship between the gate-source voltages of 74.
  • the current amount limiting circuit starting MOSFET 76 is turned on and off peripherally.
  • the current amount limiting circuit starting MOSFET 76 is turned on / off in a cycle T2, and T1 is a time during which the current amount limiting circuit starting MOSFET 76 is on.
  • the duty ratio D can be adjusted in the range of 0 ⁇ D ⁇ 1 by the switch driving unit 111 of the control unit 11 shown in FIG.
  • the drain-source of the MOSFET 76 for starting the current amount limiting circuit behaves like a variable resistor. Therefore, as shown in FIG. 5B, the gate-source voltages of the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 vary according to the value of the duty ratio D. Since the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 are P-channel MOSFETs, the gate voltage is lowered from the source to the on-resistance region as the source voltage decreases.
  • FIG. 6A and 6B are time charts during the current amount limiting process.
  • FIG. 6A shows the potential difference
  • FIG. 6B shows the current amount limiting circuit starting MOSFET 76.
  • the control state is shown, and (c) shows the on / off states of the MOSFETs 71 and 72.
  • Time t1 is the time when the setting process of step S115 is performed and the current amount limiting process is started.
  • the current amount limiting circuit starting MOSFET 76 and the MOSFETs 71 and 72 are off. Further, the potential difference at time t1
  • the current amount limiting circuit starting MOSFET 76 is PWM controlled to control the drain currents of the current amount limiting MOSFETs 73 and 74, and a current amount limiting current as shown in FIG.
  • the direction in which the current limiting current flows depends on the magnitude relationship between the potential of the capacitor 6 and the potential of the secondary battery 5 before connection.
  • between the capacitor 6 and the secondary battery 5 gradually decreases as the current amount limiting current flows.
  • (that is, the degree of current amount limitation) can be adjusted by changing the duty ratio D of the PWM control.
  • step S100 the process proceeds from step S100 to step S120 in FIG.
  • the amount limiting circuit starting MOSFET 76 is turned off, and the MOSFET 71 and the MOSFET 72 are turned on.
  • the first current line becomes bidirectionally conductive, and the potential difference
  • step S120 the current amount limiting circuit starting MOSFET 76 is turned off and the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 are turned off (cut-off state).
  • the current amount limiting circuit starting MOSFET 76 may be controlled as described above.
  • the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 are arranged in series so that the body diodes 731 and 741 face the second current line as a precharge circuit as shown in FIG.
  • Inrush current during precharging for eliminating the potential difference can be prevented in both directions. Bidirectional inrush current prevention during such precharging will be described with reference to FIG.
  • FIG. 7A shows an example of a conventional configuration (corresponding to the configuration described in Patent Document 4), and only one semiconductor switching element 40 is provided in the precharge circuit. Relays SMR1 and SMR2 are used for the main switch. When the secondary battery 5 and the capacitor 6 are disconnected, the relays SMR1 and SMR2 are opened. In this conventional configuration, the case where the voltage VCAP of the capacitor 6 becomes larger than the voltage VBAT of the secondary battery 5 is not considered, and the relay SMR1 is closed for precharging in such a situation (VCAP> VBAT). As a result, an inrush current flows through the body diode 401 of the semiconductor switching element 40.
  • FIG. 7B is a diagram showing the case of this embodiment, and relays SMR1 and SMR2 are arranged as main switches in the same manner as in FIG. 7A for easy comparison.
  • the body diodes 731 and 741 of the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 are opposed to each other, when the relay SMR2 is closed and precharging is performed, the body diodes 731 and 741 are used to enter. No current flows. If the relay SMR2 is closed, the current amount limiting circuit starting MOSFET 76 is PWM-controlled, and the potential difference is eliminated by flowing the limited current.
  • the amount of current is limited by adjusting the gate voltages of the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 by PWM control of the current amount limiting circuit starting MOSFET 76.
  • the gates of the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 may be directly PWM controlled.
  • the present embodiment can be applied as long as the gate voltage of the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 can be adjusted regardless of the PWM control.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining a power supply device according to the second embodiment of the present invention, and corresponds to FIG. 4 in the first embodiment.
  • a current amount limiting circuit starting switch 75 for turning on and off the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 is provided,
  • a limiting resistor 8 is provided in series with the amount limiting MOSFETs 73 and 74 to limit the amount of current flowing through the second current line.
  • a normal relay is used as the current amount limiting circuit starting switch 75, but any other device having an equivalent function such as a semiconductor switch (eg, MOSFET) may be used.
  • FIG. 9 is a flowchart showing a control procedure in the case of the configuration of FIG.
  • Each process of step S115 and step S120 of FIG. 3 is replaced by step S215 and step S220 of FIG.
  • the current amount limiting circuit starting switch 75 and the MOSFETs 71 and 72 are all turned off.
  • the gate voltages of the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 are equal to the source voltage by the gate voltage fixing resistor 13. Therefore, the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 are turned off. As a result, the first and second current lines are cut off.
  • step S215 the current amount limiting circuit starting switch 75 is turned on, and the MOSFETs 71 and 72 are turned off.
  • the current amount limiting circuit starting switch 75 is turned on, the gate voltages of the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 drop to the ground level, and the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 are turned on.
  • the current whose current amount is limited by the limiting resistor 8 flows to the second current line, and the potential difference
  • the direction in which the current limiting current flows depends on the magnitude relationship between the potential of the capacitor 6 and the potential of the secondary battery 5 before connection.
  • step S220 the current amount limiting circuit starting switch 75 and the MOSFETs 71 and 72 are all turned on. As a result, the first and second current lines are in a bidirectionally conductive state, and the power supply device 1 is in a normal state in which the capacitor 6 can be freely charged and discharged.
  • the first and second current lines are set in the bidirectionally conductive state in step S120.
  • the current mainly flows through the first current line because the current limiting resistor 8 is provided in the second current line.
  • the current amount limiting circuit starting switch 75 may be turned off to turn off the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 provided on the second current line, and only the first current line may be in a bidirectionally conductive state. .
  • Enhancement-type P-channel MOSFETs are used for the current amount limiting MOSFETs 73 and 74. However, if a peripheral circuit is configured so that the same function can be realized, all or any one of the current amount limiting MOSFETs can be used. An enhancement type N-channel MOSFET may be used. When enhancement type P-channel MOSFETs are used for the current amount limiting MOSFETs 73 and 74, the current amount limiting is performed only by turning on the current amount limiting circuit starting switch 75 and setting the gate voltage of the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 to the ground level. The MOSFETs 73 and 74 can be easily turned on.
  • the third embodiment is control in consideration of the lower limit voltage of the capacitor 6.
  • the capacitor having the lower limit voltage include a lithium ion capacitor having an overdischarge threshold.
  • the control unit 11 determines whether the cell voltage of the capacitor 6 is below the overdischarge threshold. When it is determined that the cell voltage is lower than the overdischarge threshold, the discharge cutoff MOSFET 71 of the first current line is turned off, and the current amount limiting MOSFET 73 provided on the second power supply line, 74 is turned off. Thereby, only charging by the first current line is permitted for the capacitor 6. With such a configuration, the capacitor 6 is prevented from being discharged and cell deterioration due to overdischarge can be prevented, which is effective in improving the safety and extending the life of the lithium ion capacitor.
  • Such control may be performed when the capacitor 6 and the secondary battery 5 are connected.
  • the relay 2a and 2b are turned on and the power supply device 1 is turned on. This is suitable in a state where a load (inverter device 3) is connected.
  • a load inverter device 3
  • the capacitor 6 is switched from the connected state to the disconnected state when the capacitor 6 is below the overdischarge threshold value, the capacitor 6 is always left in the overdischarged state during the disconnection, and the performance of the capacitor 6 is deteriorated. . Therefore, in such a case, the application of the control is effective.
  • the discharge cutoff MOSFET 71 and the charge cutoff MOSFET 72 may be configured by a plurality of MOSFETs connected in parallel in the same direction. With this configuration, the current that flows during normal use is distributed among the MOSFETs connected in parallel, so that a larger current can be accommodated.
  • the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 may also be constituted by a plurality of MOSFETs connected in parallel.
  • the power supply device 1 is provided on the current path connecting the secondary battery 5 and the capacitor 6 to the secondary battery 5 and the capacitor 6 that are connected in parallel to the inverter device 3.
  • the control unit 11 includes MOSFETs 71 and 72 that switch between a disconnected state and a path connection state, a potential difference adjusting circuit that is connected in parallel with the MOSFETs 71 and 72 and includes the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 connected in series.
  • the body diodes 731 and 741 of the current amount limiting MOSFETs 73 and 74 are provided so as to face each other, at the time of precharging via the second current line provided with the current amount limiting MOSFETs 73 and 74, It is possible to prevent an inrush current from occurring in the direction of. Thus, the potential difference between the secondary battery 5 and the capacitor 6 can be eliminated without generating an inrush current during precharging.
  • the MOSFETs 71 and 72 are switched from the path cut state to the path connected state, it is determined whether or not the potential difference between the secondary battery 5 and the capacitor 6 is equal to or greater than a predetermined threshold value. When it is determined that the potential difference is smaller than the threshold value, switching to the path connection state is performed without reducing the potential difference. Therefore, inrush current does not occur when the MOSFETs 71 and 72 are turned on and switched to the path connection state.
  • the power source having a configuration in which the secondary battery and the capacitor are connected in parallel has been described as an example.
  • the present invention is not limited thereto, and different types of power storage elements having different self-discharge rates are combined in parallel. It can be applied to other power supply devices. That is, the present invention can also be applied to combinations such as capacitors and capacitors and secondary batteries and secondary batteries.
  • the capacitor 6 a hybrid capacitor using different electrode materials for the positive electrode material and the negative electrode material, for example, a lithium ion capacitor in which the negative electrode is doped with lithium ions can be applied.
  • this embodiment can be applied to any type of power storage device combination as long as it is a power supply device in which different types of power storage devices having different self-discharge rates are combined in parallel.
  • the connection process can be performed safely by preventing a bidirectional inrush current regardless of the magnitude relationship between the two voltages.
  • the burden caused by the flow of a large current is reduced. Therefore, the secondary battery can be reduced in size, reduced in price, extended in life, and highly reliable in the entire power supply device. Is also effective.

Abstract

　電源装置は、負荷に対して並列接続される第一の蓄電装置および第二の蓄電装置と、第一の蓄電装置と第二の蓄電装置とを結ぶ電流経路上に設けられて、経路切断状態と経路接続状態とを切り換える主スイッチング回路と、直列接続された第一および第二のスイッチング回路を有し、主スイッチング回路と並列に接続される電位差調整回路とを備え、第一のスイッチング回路は、第一の蓄電装置から第二の蓄電装置へ流れる電流を遮断する向きのボディダイオードを内蔵する少なくとも一つの第一の半導体スイッチング素子を有し、第二のスイッチング回路は、第二の蓄電装置から第一の蓄電装置へ流れる電流を遮断する向きのボディダイオードを内蔵する少なくとも一つの第二の半導体スイッチング素子を有し、第一の蓄電装置と第二の蓄電装置との間の電位差を低減させるように第一および第二の半導体スイッチング素子を制御し、電位差低減後に主スイッチング回路を経路切断状態から経路接続状態へ切り換える制御部をさらに備える。

Description

電源装置
　本発明は、並列接続された２つの蓄電装置を備えた電源装置に関する。
　環境問題への配慮や国が定める排出ガス規制の強化を背景に、各自動車メーカは低公害車の開発に力を入れている。なかでも、従来のエンジンに加えて直流電源とインバータ、そしてモータとを組み合わせたハイブリッド自動車は、二次電池技術の進歩などで低コスト開発が加速し、近年急速に普及が進んでいる。
　ハイブリッド自動車の直流電源装置に搭載される二次電池は、モータ等の駆動および車両減速時のエネルギー回生に用いられる。そして、車両を適切に走行させながらエネルギー効率を向上させるために、負荷に応じた適切な電力を供給することや、回生時に高効率にエネルギーを回収することなどが求められる。これらの要求に対応するため、二次電池に加えてキャパシタを並列に接続したハイブリッド構成の電源装置をモータの電源供給源としてハイブリッド自動車等に搭載する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。
　二次電池とキャパシタとは、接続、遮断が可能なように機械式のリレーを使用したスイッチや、MOSFET（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）等の半導体素子のスイッチを用いて接続されたものがある（例えば、特許文献２参照）。
　低抵抗で出力性能に優れるキャパシタを二次電池と組み合わせることで、急峻に変動するモータ負荷に対して柔軟に電力供給でき、減速時のエネルギー回生を高効率に実現できる。さらに、キャパシタを用いることで、瞬間的な大電流出力が要求されるアイドリングストップからの始動を補助し、二次電池の負担低減並びに劣化防止を図ることができる。
　システム駆動中は二次電池とキャパシタとは電気的に並列に接続されるため、両者は等電位となっている。しかし、システム停止時等に両者が切り離されると、各々の自己放電量の違いにより電位差が生じる。一般に、キャパシタの方が二次電池に比べて自己放電が大きいとされるため、キャパシタの電位が二次電池の電位に比べて低下する傾向にある。
　このように二次電池とキャパシタとの間に電位差が生じると、システム起動時にキャパシタと二次電池を接続した際に、二次電池からキャパシタへと突入電流が流れ込むという問題が発生する。この突入電流は、キャパシタ内部を加熱して損傷させるとともに、キャパシタと電源線とを接続するリレー素子を溶着させる可能性がある。
　そのため、このような突入電流を防止する方法として、接続および切り離しを行うメインスイッチ対して、電流制限抵抗とスイッチを配した経路を並列に設ける構成が知られている（例えば、特許文献３参照）。キャパシタと二次電池とを接続する際には、最初に電流制限抵抗のある経路を接続して電流量を制限しながらキャパシタへ予備充電（プリチャージ）させる。その後、電位差がほぼ無くなったならばメインのスイッチを接続するようにする。
　また、上述した電流制限抵抗の代わりに半導体スイッチング素子をメインスイッチと並列に設けて、その半導体スイッチング素子を用いてプリチャージ機能を実現する構成も知られている（例えば、特許文献４）。
日本国特開２００４－３１２９２６号公報 日本国特開２００６－１５２８２０号公報 日本国特開２００５－３１２１５６号公報 日本国特開２００７－１４３２２１号公報
　近年、電気二重層キャパシタに加えて、より大容量の次世代キャパシタが開発されており、特に負極にリチウムイオンをドープしたタイプのキャパシタは自己放電が極めて少なく、保管環境によっては電圧が上昇することもある。このような次世代キャパシタを適用した場合、二次電池とキャパシタの自己放電量の大小関係が逆転し、キャパシタと二次電池とを接続した際に、キャパシタ側から二次電池側へ突入電流が流れる可能性がある。
　しかしながら、特許文献４に記載の構成では、二次電池からキャパシタへと流れ込む方向の突入電流には対応できるが、キャパシタから二次電池への流れに関しては半導体スイッチング素子のボディダイオードを介して電流が流れるため、突入電流を防止することができない。
　本発明の第１の態様によると、電源装置は、負荷に対して並列接続される第一の蓄電装置および第二の蓄電装置と、第一の蓄電装置と第二の蓄電装置とを結ぶ電流経路上に設けられて、経路切断状態と経路接続状態とを切り換える主スイッチング回路と、直列接続された第一および第二のスイッチング回路を有し、主スイッチング回路と並列に接続される電位差調整回路とを備え、第一のスイッチング回路は、第一の蓄電装置から第二の蓄電装置へ流れる電流を遮断する向きのボディダイオードを内蔵する少なくとも一つの第一の半導体スイッチング素子を有し、第二のスイッチング回路は、第二の蓄電装置から第一の蓄電装置へ流れる電流を遮断する向きのボディダイオードを内蔵する少なくとも一つの第二の半導体スイッチング素子を有し、第一の蓄電装置と第二の蓄電装置との間の電位差を低減させるように第一および第二の半導体スイッチング素子を制御し、電位差低減後に主スイッチング回路を経路切断状態から経路接続状態へ切り換える制御部をさらに備える。
　本発明の第２の態様によると、第１の態様の電源装置において、第一のスイッチング回路は、第一の半導体スイッチング素子を複数並列接続したスイッチング素子群を有し、第二のスイッチング回路は、第二の半導体スイッチング素子を複数並列接続したスイッチング素子群を有するのが好ましい。
　本発明の第３の態様によると、第１または第２の態様の電源装置において、第一の蓄電装置と第二の蓄電装置との間の電位差が所定の閾値以上か否かを判定する電位差判定部を備え、制御部は、電位差判定部により閾値以上と判定されると電位差の低減を行った後に経路接続状態へ切り換え、電位差判定部により電位差が閾値より小さいと判定されると電位差の低減を行わずに経路接続状態へ切り換えるのが好ましい。
　本発明の第４の態様によると、第１乃至第３のいずれか一の態様の電源装置において、制御部は、第一および第二の半導体スイッチング素子の出力電流量を調整する電流量調整回路をさらに有し、第一の蓄電装置と第二の蓄電装置との間の電位差に応じて出力電流量を調整して電位差を低減させるのが好ましい。
　本発明の第５の態様によると、第４の態様の電源装置において、第一および第二の半導体スイッチング素子はMOSFETで構成され、電流量調整回路は、MOSFETのゲート電圧を調整して第一および第二の半導体スイッチング素子の出力電流量を調整するのが好ましい。
　本発明の第６の態様によると、第１乃至第３のいずれか一の態様の電源装置において、電位差調整回路は、第一および第二のスイッチング回路に直列接続された抵抗素子を有し、制御部は、第一および第二の半導体スイッチング素子をそれぞれオン状態とすることで電位差を低減させるのが好ましい。
　本発明の第７の態様によると、第１乃至第３のいずれか一の態様の電源装置において、制御部は、第一の蓄電装置と第二の蓄電装置との間の電位差に応じて第一および第二の半導体スイッチング素子をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御して出力電流量を調整し、電位差を低減させるのが好ましい。
　本発明の第８の態様によると、第１乃至第７のいずれか一の態様の電源装置において、主スイッチング回路は、第一の蓄電装置から第二の蓄電装置へ流れる電流を遮断する向きのボディダイオードを内蔵する少なくとも一つの第三の半導体スイッチング素子を有する第三のスイッチング回路と、第二の蓄電装置から第一の蓄電装置へ流れる電流を遮断する向きのボディダイオードを内蔵する少なくとも一つの第四の半導体スイッチング素子を有する第四のスイッチング回路と、を直列接続して形成したものであるのが好ましい。
　本発明の第９の態様によると、第８の態様の電源装置において、第三のスイッチング回路は、第三の半導体スイッチング素子を複数並列接続したスイッチング素子群を有し、第四のスイッチング回路は、第四の半導体スイッチング素子を複数並列接続したスイッチング素子群を有するのが好ましい。
　本発明の第１０の態様によると、第８または第９の態様の電源装置において、第一および第二の半導体スイッチング素子はエンハンスメント形ＰチャネルMOSFETで構成され、第三および第四の半導体スイッチング素子はエンハンスメント形ＮチャネルMOSFETで構成されるのが好ましい。
　本発明の第１１の態様によると、第８乃至第１０のいずれか一の態様の電源装置において、第一の蓄電装置はキャパシタセルで構成されるとともに、第二の蓄電装置は二次電池セルで構成され、キャパシタセルの電圧が過放電閾値を下回っているか否かを判定する過放電判定部をさらに備え、制御部は、過放電判定部により過放電閾値を下回っていると判定されると、第一、第二および第三のスイッチング素子をオフ状態にし、かつ、第四のスイッチング素子をオン状態とするのが好ましい。
　本発明の第１２の態様によると、第１乃至第１０のいずれか一の態様の電源装置において、第一および第二の蓄電装置の少なくとも一方は、正極材および負極材に異なる電極材料を用いたハイブリッドキャパシタで構成されているのが好ましい。
　本発明の第１３の態様によると、第１２の態様の電源装置において、ハイブリッドキャパシタは、負極にリチウムイオンがドープされたリチウムイオンキャパシタであるのが好ましい。
　本発明によれば、並列接続された２つの蓄電装置を切断状態から接続する際に、２つの蓄電装置の電圧の大小関係に関係なく、双方向の突入電流を防止することができる。
本発明の第１の実施形態による電源装置の概略ブロック図である。 制御部１１の構成概略を示すブロック図である。 IGN起動時における制御手順を示すフローチャートである。 電流量制限時の電流量制限電流経路を示す図である。 電流量制限処理時の電流制限方法を説明する図であり、（ａ）はMOSFET７６のオン・オフ動作のタイムチャートであり、（ｂ）はデューティー比ＤとMOSFET７３、７４のゲート－ソース間電圧との関係を示す。 電流量制限処理時におけるタイムチャートを示す図であり、（ａ）はキャパシタ６と二次電池５の電位差を示し、（ｂ）は電流量制限回路起動用スイッチ７５のＯＮ・ＯＦＦ状態を示し、（ｃ）はMOSFET７１，７２の状態を示す。 従来技術との相違点を説明する図であり（ａ）は従来の構成を示し、（ｂ）は第１の実施の形態の構成を示す。 本発明の第２の実施の形態による電源装置を説明する図である。 第２の実施の形態における制御手順を示すフローチャートである。 変形例を示す図である。
　以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
－第１の実施の形態－
　図１は、本発明の第１の実施形態による電源装置を、回転電機の駆動に用いた場合の概略ブロック図である。図１において、電源装置１は、リレー２ａ，２ｂを介してインバータ装置３に接続される。回転電機４はインバータ装置３により回転駆動される。回転電機４は、車両のアイドリングストップシステムにおけるエンジン起動用のスタータモータやモータジェネレータを構成している。
　電源装置１は、鉛蓄電池などの二次電池５と、二次電池５と並列に接続されるキャパシタ６と、放電遮断用MOSFET７１と、充電遮断用MOSFET７２と、キャパシタ側電流量制限用MOSFET７３と、二次電池側電流量制限用MOSFET７４と、電流量制限用MOSFETのゲート電圧固定用抵抗１３と、MOSFET保護用抵抗１４と、電流量制限回路起動用MOSFET７６と、制御部１１と、キャパシタ電圧検出部１２とを備えている。
　本実施の形態では、一例として二次電池５とキャパシタ６とを蓄電装置として搭載しているが、蓄電装置であればどのような組み合わせでも本発明は適用可能である。なお、キャパシタ６は複数のキャパシタセルが多直列多並列に接続されて構成され、二次電池５についても複数の二次電池セルが多直列多並列に接続されて構成される。
　キャパシタ６から二次電池５へのプラス（＋）側の電力経路は、放電遮断用MOSFET７１と充電遮断用MOSFET７２とが直列に接続された第一の電流ラインと、キャパシタ側電流量制限用MOSFET７３と二次電池側電流量制限用MOSFET７４とが直列に接続された第二の電流ラインとの二つの電流ラインが並列に接続されて構成されている。
　なお、本実施の形態では、第一の電流ラインおよび第二の電流ラインの並列接続をプラス側に設けたが、必要に応じてこれらの構成をグランド（－）側の電流ラインに設けても良いし、プラス側とグランド側の両方に設けても構わない。
　放電遮断用MOSFET７１と充電遮断用MOSFET７２とは、それぞれが内蔵するボディダイオード７１１，７２１が互いに逆向きとなるように接続される。図１に示す例では、ボディダイオード７１１，７２１のアノード同士が接続されるように、MOSFET７１，７２のソース側同士を接続している。このように、二つのMOSFET７１，７２を逆向きに直列接続することで、MOSFET７１，７２の両方をオフ状態とすると、双方向の電流に対して遮断状態となる。また、MOSFET７１，７２の両方をオン状態とすると、キャパシタ６側から二次電池５側へ流れる電流とその逆向きに流れる電流との、双方向の電流に対して非遮断状態となる。
　なお、本実施の形態では、キャパシタ６と二次電池５とをつなぐ電流経路が低抵抗な構成となるように、放電遮断用MOSFET７１、放電遮断用MOSFET７２にはオン抵抗が小さいエンハンスメント形ＮチャネルMOSFETを使用している。しかし、各MOSFETの全てもしくはいずれか一つにエンハンスメント形ＰチャネルMOSFETを使用しても構わないし、また、ノーマリオフタイプのGaN-FET、IGBTとダイオードとを組み合わせたものなど、同様のスイッチング機能を実現できるものであれば同様に適用可能である。
　また、放電遮断用MOSFET７１および充電遮断用MOSFET７２にＮチャネルMOSFETを使用する場合、MOSFET７１，７２のゲートを駆動するための昇圧型ゲートドライバ（図示しせず）が用いられる。ゲートドライバはチャージポンプ型等、ＮチャネルMOSFETのゲート駆動が可能なものであればどのようなものでも構わない。
　図１に示す例では放電遮断用MOSFET７１をキャパシタ６側、充電遮断用MOSFET７２を二次電池５側に配置したが、各MOSFETが制御可能なように周辺回路を構成すれば、逆に配置しても構わない。
　一方、第二の電流ラインの電流量制限用MOSFET７３と電流量制限用MOSFET７４との接続に関しても、それぞれのボディダイオード７３１，７４１が逆向きとなるように接続される。そのため、MOSFET７３，７４の両方をオン状態とすると、キャパシタ６側から二次電池５側へ流れる電流とその逆向きに流れる電流との、双方向の電流に対して非遮断状態となり、MOSFET７３，７４の両方をオフ状態とすると、双方向の電流に対して遮断状態となる。なお、電流量制限用MOSFET７３、７４の場合もMOSFET７１，７２の場合と同様に、電流量制限用MOSFET７３、７４を図１と逆の位置に配置しても構わない。
　電流量制限用MOSFET７３、７４にはエンハンスメント形ＰチャネルMOSFETが使用され、電流量制限用MOSFET７３、７４の出力電流量は電流量制限回路起動用MOSFET７６をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御することにより調整される。電流量制限回路起動用MOSFET７６にはエンハンスメント形ＮチャネルMOSFETが使用される。
　抵抗１４は、電流量制限用MOSFET７３，７４をオン・オフさせたときに、半導体素子であるMOSFET７６に大電流が流れて破損しないようにするための保護用抵抗である。電流量制限用MOSFET７３，７４をオンさせる場合にはこれらのゲート電圧をグランドレベルに落とす必要があるので、抵抗１４の抵抗定数は、抵抗１３の抵抗定数よりも十分小さいもの（例えば３ケタ小さいもの）を選ぶことが望ましい。
　図１に示す例では、電流量制限用MOSFET７３、７４にエンハンスメント形ＰチャネルMOSFETを使用しているが、同様の機能を実現できるように周辺回路を構成すれば、各電流量制限用MOSFETの全てもしくはいずれか一つにエンハンスメント形ＮチャネルMOSFETを使用しても構わない。
　放電遮断用MOSFET７１および充電遮断用MOSFET７２のオン・オフ制御、および、電流量制限回路起動用MOSFET７６のＰＷＭ制御は、制御部１１によって行われる。また、制御部１１は、二次電池５の総電圧、電圧検出部１２によって検出されるキャパシタ６の各セル電圧や総電圧などを監視している。
　図２は制御部１１の構成概略を示すブロック図である。制御部１１は電源装置全体の制御を行うものであり、専用のICや汎用マイコンが用いられるが、同様の機能が実現できるものであればこれらに限らない。制御部１１は、スイッチ駆動部１１１、電位差判定部１１２、および上位との通信を行う通信部１１３を備えている。
　スイッチ駆動部１１１は、スイッチ駆動信号のゲートや電流量制限回路起動用MOSFET７６を駆動する。電位差判定部１１２は、二次電池５およびキャパシタ６の電圧を監視すると共に、後述する電位差判定を行う。キャパシタ電圧や二次電池電圧は、電位差判定部１１２に設けられたA/Dコンバータ（不図示）によりＡ／Ｄ変換されて取り込まれる。
　通信部１１３の上位への通信機能としては、CAN（Controller Area Network）、I２C（Inter-Integrated Circuit）、SPI（System Packet Interface）など、必要な機能を満たすものであればどのようなものでも構わない。本実施の形態では、回転電機４を起動する際の起動信号（IGN信号）が、通信機能を介して上位システム（図示せず）から通信部１１３へ入力される。
　通信部１１３にIGN信号が入力されると、通信部１１３から電圧測定および電位差判定の指令が電位差判定部１１２に出力され、電位差判定部１１２は、キャパシタ６および二次電池５の電圧を測定するとともに、その測定結果に基づいて後述する電位差判定を行う。電位差判定部１１２は、測定結果および判定結果に基づいてスイッチ駆動信号をスイッチ駆動部１１１へ出力する。スイッチ駆動部１１１は、スイッチ駆動信号に基づいてMOSFET７１，７２および電流量制限回路起動用MOSFET７６を駆動する。
　二次電池５とキャパシタ６との間の電位差が大きい状態で、第一の電流ラインのMOSFET７１，７２の両方をオンして二次電池５とキャパシタ６と接続すると、電位差に応じてキャパシタ側から二次電池側へ、または、二次電池側からキャパシタ側へ突入電流が流れることになる。そのため、予めプリチャージ用の第二の電流ラインを接続して、電位差が所定の電位差閾値になるまでプリチャージを行ってから、MOSFET７１，７２の両方をオン状態とする。
　次に、IGN起動時における制御方法について説明する。図３は、IGN起動時における制御手順を示すフローチャートである。この制御プログラムは制御部１１において実行される。図３に示すフローチャートは、通信部１１３にIGN信号が入力されてから、二次電池５とキャパシタ６との間にほぼ電位差がない状態とされて、リレー２ａ，２ｂがオンされる前までの制御を示したものである。
　上位システムから制御部１１の通信部１１３にIGN信号が入力されると、図３に示す制御がスタートしステップＳ１００へ進む。ステップＳ１００において、制御部１１の電位差判定部１１２は、二次電池５の総電圧とキャパシタ６の総電圧とを比較し、それらの電位差｜ΔＶ｜が予め設定された電位差閾値Ｖ０以上か否かを判定する。すなわち、二次電池５とキャパシタ６とを接続する際、電流量制限処理が必要か否かを判定する。電位差閾値Ｖ０の一例としては、MOSFET７１，７２のボディダイオード７１１、７２１の順方向電圧（例えば０．５Ｖ）が考えられるが、必ずしもこれに限らない。
　ステップＳ１００において、電位差判定部１１２が、二次電池５の総電圧とキャパシタ６の総電圧との電位差｜ΔＶ｜が電位差閾値Ｖ０よりも小さいと判定すると、ステップＳ１２０へ進む。電位差｜ΔＶ｜が電位差閾値Ｖ０よりも小さい場合には突入電流のおそれがないので、ステップＳ１２０において、スイッチ駆動部１１１の設定は、電流量制限回路起動用MOSFET７６がオフ状態、MOSFET７１およびMOSFET７２がオン状態とされる。その結果、第一の電流ラインが双方向導通状態となる。すなわち、電源装置１は、キャパシタ６の充放電を自由に行うことができる通常状態となり、図３に示す制御処理が終了する。
　図３の制御処理が終了すると、電源装置１とインバータ装置３との間に設けられたリレー２ａ，２ｂがオンされ、IGN起動動作が実行される。なお、IGN起動時には回転電機４に大電流が流れるため、放電遮断用MOSFET７１および充電遮断用MOSFET７２には大電流に対応したMOSFETが用いられる。
　一方、ステップＳ１００において、電位差｜ΔＶ｜が電位差閾値Ｖ０以上と判定されると、ステップＳ１１５へと進んで、スイッチ駆動部１１１の設定が電流量制限処理を行うための設定とされる。電流量制限処理とは、二次電池５とキャパシタ６との電位差｜ΔＶ｜を解消するための処理であり、MOSFET７１、７２がオフとなるように設定されるとともに、電流量制限回路起動用MOSFET７６についてはＰＷＭ制御されるように設定される。電流量制限回路起動用MOSFET７６のＰＷＭ制御については後述する。
　ステップＳ１１５の処理が終了したならば、ステップＳ１００へ戻って電位差｜ΔＶ｜が電位差閾値Ｖ０以上過否かの判定処理を再び行う。ステップＳ１１５の設定処理により二次電池５によるキャパシタ６の充電が開始されると、電位差｜ΔＶ｜は徐々に減少し、電位差｜ΔＶ｜が電位差閾値Ｖ０を下回るまでステップＳ１１０とステップＳ１１５の処理が繰り返される。そして、電位差｜ΔＶ｜が電位差閾値Ｖ０よりも小さくなると、ステップＳ１００でＹＥＳと判定されてステップＳ１２０へ進む。
　図４は電流量制限処理時の電流量制限電流経路を示す図であり、制御方法の説明に必要なキャパシタ６、二次電池５、MOSFET７１～７４、電流量制限回路起動用MOSFET７６を示したものである。ステップＳ１１５のスイッチ状態に設定された電流量制限時においては、図４に示すように第二の電流ラインのみが双方向導通状態とされ、破線で示すような電流量制限電流経路が形成される。
　図５は、電流量制限処理時の電流制限方法を説明する図である。図５において、（ａ）は電流量制限回路起動用MOSFET７６が周期的にオン・オフ動作しているときのタイムチャートであり、（ｂ）はＰＷＭ制御時のデューティー比Ｄと電流量制限用MOSFET７３、７４のゲート－ソース間電圧との関係を示す図である。
　図５（ａ）に示すように、ＰＷＭ制御時には電流量制限回路起動用MOSFET７６は周囲的にオン・オフされる。電流量制限回路起動用MOSFET７６は周期T2でオン・オフ動作し、T1はオンしている時間である。このとき、デューティー比Ｄは、Ｄ = T1/T2 で表わされる。デューティー比Ｄは、図２に示した制御部１１のスイッチ駆動部１１１により０≦Ｄ≦１の範囲で調整できるものとする。Ｄ＝０の場合には電流量制限回路起動用MOSFET７６は常にオフの状態となっており、Ｄ＝１の場合には電流量制限回路起動用MOSFET７６は常にオンの状態となっている。
　デューティー比Ｄの値が変化すると、電流量制限回路起動用MOSFET７６のドレイン－ソース間は可変抵抗のようにふるまう。そのため、図５（ｂ）に示すようにデューティー比Ｄの値に応じて電流量制限用MOSFET７３、７４のゲート－ソース間電圧が変動する。なお、電流量制限用MOSFET７３、７４はＰチャネルMOSFETであるから、ソースに対してゲート電圧が低下していくことで飽和領域からオン抵抗領域へと推移していく。
　ＶGS0は電流量制限用MOSFET７３，７４が飽和領域からオン抵抗領域へと変わるときのゲート－ソース間電圧であるが、デューティー比ＤがＤ＝D0のときにゲート－ソース間電圧はＶGS0となる。そのため、デューティー比Ｄを０からD0の範囲で調整することにより、電流量制限用MOSFET７３、７４に流れるドレイン電流量（すなわち、第二の電流ラインを流れる電流量）を制限することができる。
　図６は、電流量制限処理時におけるタイムチャートを示す図であり、（ａ）はキャパシタ６と二次電池５との電位差｜ΔＶ｜を示し、（ｂ）は電流量制限回路起動用MOSFET７６の制御状態を示し、（ｃ）はMOSFET７１，７２のオン・オフ状態を示す。時刻t1はステップＳ１１５の設定処理が行われ、電流量制限処理が開始される時刻である。
　ｔ＜t1においては、電流量制限回路起動用MOSFET７６およびMOSFET７１，７２はオフ状態となっている。また、時刻t1における電位差｜ΔＶ｜は電位差閾値Ｖ０よりも大きくなっている。さらに、MOSFET７１，７２のボディダイオード７１１，７２１、および電流量制限用MOSFET７３，７４のボディダイオード７３１，７４１は、ダイオード同士が各々対向しているため、二次電池５とキャパシタ６の電圧の大小関係に関係なく、第一の電流ラインおよび第二の電流ラインのいずれにも電流は流れない。
　時刻t1において、電流量制限回路起動用MOSFET７６をＰＷＭ制御して電流量制限用MOSFET７３，７４のドレイン電流を制御し、図４に示すような電流量制限電流を流す。なお、接続前におけるキャパシタ６の電位と二次電池５の電位との大小関係によって電流量制限電流の流れる向きは異なる。
　ｔ＞t1の電流量制限処理時においては、電流量制限電流が流れることによって、キャパシタ６と二次電池５との間の電位差｜ΔＶ｜が徐々に小さくなっていく。この電位差｜ΔＶ｜の変化を示す直線の傾き（すなわち電流量制限の程度）は、ＰＷＭ制御のデューティー比Ｄを変更することにより調整することができる。
　電流量制限処理によりキャパシタ６と二次電池５との電位差｜ΔＶ｜が減少し、時刻t2において電位差｜ΔＶ｜が電位差閾値Ｖ０を下回ると、図３のステップＳ１００からステップＳ１２０へ進み、電流量制限回路起動用MOSFET７６をオフするとともに、MOSFET７１およびMOSFET７２をオン状態とする。その結果、第一の電流ラインは双方向導電状態になり、電位差｜ΔＶ｜は速やかに０Ｖへと低下する。なお、ステップＳ１２０では電流量制限回路起動用MOSFET７６をオフして電流量制限用MOSFET７３，７４をオフ状態（遮断状態）としたが、電流量制限用MOSFET７３，７４をオン状態（非遮断状態）となるように電流量制限回路起動用MOSFET７６を制御しても良い。
　上述した第１の実施の形態では、プリチャージ回路である第二の電流ラインに、図４に示すようにボディダイオード７３１，７４１が対向するように電流量制限用MOSFET７３，７４を直列配置したので、電位差解消のためのプリチャージ時の突入電流を双方向に関して防止することができる。このようなプリチャージ時における双方向の突入電流防止について、図７を参照して説明する。
　図７（ａ）は従来の構成の一例（特許文献４に記載の構成に対応）を示したものであり、プリチャージ回路には半導体スイッチング素子４０が一つしか設けられていない。メインスイッチにはリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２が用いられている。二次電池５とキャパシタ６とを切断する場合には、リレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２を開状態とする。この従来の構成では、キャパシタ６の電圧ＶCAPが二次電池５の電圧ＶBATよりも大きくなる場合が考慮されておらず、そのような状況（ＶCAP＞ＶBAT）でプリチャージのためにリレーＳＭＲ１を閉じると、半導体スイッチング素子４０のボディダイオード４０１を介して突入電流が流れることになる。
　図７（ｂ）は本実施の形態の場合を示す図であり、比較しやすいように図７（ａ）の場合と同様にメインスイッチとしてリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２を配置した。この構成の場合、電流量制限用MOSFET７３，７４のボディダイオード７３１，７４１が対向するように構成されているため、リレーＳＭＲ２を閉じてプリチャージを行う際に、ボディダイオード７３１，７４１を介して突入電流が流れることはない。リレーＳＭＲ２を閉じたならば電流量制限回路起動用MOSFET７６をＰＷＭ制御し、制限された電流を流して電位差解消を行う。
　さらに、図１，４に示す構成では、図７（ｂ）の機械的可動部分を含むリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２に代えて、一組のMOSFET７１，７２を用いるため、メインスイッチの耐久性の向上を図ることができる。MOSFET７１，７２についてもボディダイオード７１１，７２１が対向するように配置されているため、MOSFET７１およびMOSFET７２の両方をオフすることにより、二次電池５とキャパシタ６との間を完全遮断状態とすることができる。
　なお、上述した実施の形態では、電流量制限回路起動用MOSFET７６をＰＷＭ制御することで電流量制限用MOSFET７３，７４のゲート電圧を調整し、電流量を制限した。しかし、電流量制限回路起動用MOSFET７６を用いる代わりに、電流量制限用MOSFET７３，７４のゲートを直接ＰＷＭ制御するようにしてもかまわない。また、ＰＷＭ制御にかかわらず、電流量制限用MOSFET７３，７４のゲート電圧を調整できるものであれば本実施の形態は適用可能である。
－第２の実施の形態－
　図８は本発明の第２の実施の形態による電源装置を説明する図であり、第１の実施の形態における図４に対応するものである。図８に示す第２の実施の形態では、電流量制限回路起動用MOSFET７６の代わりに、電流量制限用MOSFET７３，７４をオン・オフするための電流量制限回路起動用スイッチ７５を設けるとともに、電流量制限用MOSFET７３，７４と直列に制限抵抗８を設けて第二の電流ラインを流れる電流量を制限するようにした。なお、図８においては電流量制限回路起動用スイッチ７５に通常のリレーを用いているが、半導体スイッチ（例えば、MOSFET）など同等の機能を有するものであればどのようなものでも構わない。
　図９は、図８の構成の場合の制御手順を示すフローチャートである。図３のステップＳ１１５およびステップＳ１２０の各処理は、図９のステップＳ２１５およびステップＳ２２０で置き換えられている。IGN信号を受信する前は、電流量制限回路起動用スイッチ７５，MOSFET７１，７２は全てオフ状態とされている。電流量制限回路起動用スイッチ７５がオフのときは、電流量制限用MOSFET７３、７４のゲート電圧は、ゲート電圧固定用抵抗１３によってソース電圧と等しくなっている。そのため、電流量制限用MOSFET７３、７４はオフ状態となる。その結果、第一および第二の電流ラインは遮断状態とされる。
　ステップＳ２１５では、電流量制限回路起動用スイッチ７５はオン状態とされ、MOSFET７１，７２はオフ状態とされる。電流量制限回路起動用スイッチ７５をオンすると、電流量制限用MOSFET７３、７４のゲート電圧がグランドレベルに落ち、電流量制限用MOSFET７３、７４はオン状態となる。その結果、制限抵抗８によって電流量が制限された電流が第二の電流ラインに流れて、二次電池５とキャパシタ６との電位差｜ΔＶ｜が減少する。なお、接続前におけるキャパシタ６の電位と二次電池５の電位との大小関係によって電流量制限電流の流れる向きは異なる。
　ステップＳ２２０においては、電流量制限回路起動用スイッチ７５およびMOSFET７１，７２の全てがオン状態とされる。その結果、第一および第二の電流ラインは双方向導通状態となり、電源装置１は、キャパシタ６の充放電を自由に行うことができる通常状態となる。
　本実施の形態では、二次電池５とキャパシタ６との電位差｜ΔＶ｜が電位差閾値Ｖ０を下回った時点で、ステップＳ１２０において第一および第二の電流ラインを双方向導通状態とした。しかし、第一および第二の電流ラインを双方向導通状態とした場合でも、第二の電流ラインには電流制限抵抗８が設けられているので、電流は主に第一の電流ラインを流れる。そのため、電流量制限回路起動用スイッチ７５をオフにして第二の電流ラインに設けられた電流量制限用MOSFET７３，７４をオフ状態として、第一の電流ラインのみを双方向導通状態としても構わない。
　電流量制限用MOSFET７３、７４にはエンハンスメント形ＰチャネルMOSFETを使用しているが、同様の機能を実現できるように周辺回路を構成すれば、各電流量制限用MOSFETの全てもしくはいずれか一つにエンハンスメント形ＮチャネルMOSFETを使用しても構わない。電流量制限用MOSFET７３、７４にエンハンスメント形ＰチャネルMOSFETを使用した場合、電流量制限回路起動用スイッチ７５をオンして電流量制限用MOSFET７３、７４のゲート電圧をグランドレベルとするだけで電流量制限用MOSFET７３、７４を容易にオンさせることができる。
－第３の実施の形態－
　第３の実施の形態は、キャパシタ６の下限電圧を考慮した制御である。下限電圧を有するキャパシタとしては、例えば、過放電閾値を持つリチウムイオンキャパシタなどがある。
　リチウムイオンキャパシタは過放電の状態が維持されると、内部でガス発生等が生じることがあり、キャパシタの性能が著しく劣化する。そこで、本実施の形態では、キャパシタ６のセル電圧が過放電閾値を下回っているかどうかを、制御部１１において判定する。そして、セル電圧が過放電閾値を下回っていると判定された場合には、第一の電流ラインの放電遮断用MOSFET７１をオフするとともに、第二の電源ラインに設けられた電流量制限用MOSFET７３，７４をオフする。これにより、キャパシタ６に対しては、第一の電流ラインによる充電のみが許可されることになる。このような構成とすることで、キャパシタ６の放電が阻止され過放電によるセルの劣化を防止でき、リチウムイオンキャパシタの安全性向上および長寿命化に効果的である。
　このような制御は、キャパシタ６と二次電池５とを接続する場合に行っても良いが、接続状態から切断状態にする場合や、リレー２ａ，２ｂがオン状態とされている電源装置１と負荷（インバータ装置３）とが接続されている状態において好適である。例えば、キャパシタ６が過放電閾値を下回った状態で接続状態から切断状態とされると、切断されている間は常に過放電状態に放置されることになり、キャパシタ６の性能劣化を招いてしまう。そのため、このような場合においては上記制御の適用は効果的である。
　なお、上述した実施の形態では、例えば、図１に示すように放電遮断用MOSFET７１、充電遮断用MOSFET７２にそれぞれ１個の素子を用いた。しかしながら、より大電流に対応するために、図１０に示すように、放電遮断用MOSFET７１および充電遮断用MOSFET７２をそれぞれ同方向に並列接続された複数のMOSFETで構成するようにしてもよい。このように構成することで、通常使用時に流れる電流が並列接続された各MOSFETに分散するため、より大電流に対応させることができる。なお、電流量制限用MOSFET７３，７４についても、並列接続された複数のMOSFETで構成させてもよい。
　上述した実施の形態では、電源装置１は、インバータ装置３に対して並列接続される二次電池５およびキャパシタ６と、二次電池５とキャパシタ６とを結ぶ電流経路上に設けられて、経路切断状態と経路接続状態とを切り換えるMOSFET７１，７２と、MOSFET７１，７２と並列に接続され、直列接続された電流量制限用MOSFET７３，７４を有する電位差調整回路と、制御部１１とを備えている。電流量制限用MOSFET７３，７４のボディダイオード７３１，７４１は対向するように設けられているので、電流量制限用MOSFET７３，７４が設けられた第二の電流ラインを介したプリチャージの際に、いずれの方向に対しても突入電流が発生するのを防止することができる。このように、プリチャージ時に突入電流を発生させることなく、二次電池５とキャパシタ６との電位差を解消させることができる。
　また、MOSFET７１，７２を経路切断状態から経路接続状態へ切り換える際に、二次電池５とキャパシタ６との間の電位差が所定の閾値以上か否かを判定し、閾値以上と判定されると電位差の低減を行い、電位差が閾値より小さいと判定されると電位差の低減を行わずに経路接続状態へ切り換えるようにした。そのため、MOSFET７１，７２をオン状態にして経路接続状態へ切り換えた際に、突入電流が発生することはない。
　なお、上述した実施の形態では、二次電池とキャパシタとの並列接続する構成の電源を例に説明したが、本発明はこれに限らず、自己放電率の異なる異種の蓄電素子を並列に組み合わせた電源装置に適用することができる。すなわち、キャパシタとキャパシタ、二次電池と二次電池のような組み合わせに関しても適用できる。また、キャパシタ６としては、正極材および負極材に異なる電極材料を用いたハイブリッドキャパシタ、例えば、負極にリチウムイオンがドープされたリチウムイオンキャパシタなどが適用できる。
　このように、本実施の形態は、自己放電率の異なる異種の蓄電装置を並列に組み合わせた電源装置であれば、いかなる種類の蓄電装置の組み合わせでも適用でき、そのような電源装置において、切断状態から接続を行う際に、双方の電圧の大小関係に関係なく、双方向の突入電流を防止して安全に接続処理を行うことができる。その結果、蓄電装置として二次電池を用いた場合、大電流が流れることによる負担が軽減されるので、二次電池の小型化、低価格化、長寿命化、電源装置全体の高信頼化にも効果的である。
　なお、上述した実施の形態では、車両のアイドリングストップシステムに適用した場合を例に説明したが、これに限らず、種々の負荷への電力を供給する電源装置に適用することができる。なお、以上の説明はあくまでも一例であり、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態になんら限定されるものではない。また、実施の形態と変形例の一つ、もしくは複数を組み合わせることも可能であり、それぞれの実施形態での効果を単独あるいは相乗して奏することができる。
　次の優先権基礎出願の開示内容は引用文としてここに組み込まれる。
　日本国特許出願２０１０年第１２７６８９号（２０１０年６月２４日出願）

Claims (13)

  1. 　電源装置であって、
    　負荷に対して並列接続される第一の蓄電装置および第二の蓄電装置と、
    　前記第一の蓄電装置と前記第二の蓄電装置とを結ぶ電流経路上に設けられて、経路切断状態と経路接続状態とを切り換える主スイッチング回路と、
    　直列接続された第一および第二のスイッチング回路を有し、前記主スイッチング回路と並列に接続される電位差調整回路とを備え、
    　前記第一のスイッチング回路は、前記第一の蓄電装置から前記第二の蓄電装置へ流れる電流を遮断する向きのボディダイオードを内蔵する少なくとも一つの第一の半導体スイッチング素子を有し、
    　前記第二のスイッチング回路は、前記第二の蓄電装置から前記第一の蓄電装置へ流れる電流を遮断する向きのボディダイオードを内蔵する少なくとも一つの第二の半導体スイッチング素子を有し、
    　前記第一の蓄電装置と前記第二の蓄電装置との間の電位差を低減させるように前記第一および第二の半導体スイッチング素子を制御し、電位差低減後に前記主スイッチング回路を前記経路切断状態から前記経路接続状態へ切り換える制御部をさらに備えた電源装置。
  2. 　請求項１に記載の電源装置において、
    　前記第一のスイッチング回路は、前記第一の半導体スイッチング素子を複数並列接続したスイッチング素子群を有し、
    　前記第二のスイッチング回路は、前記第二の半導体スイッチング素子を複数並列接続したスイッチング素子群を有する電源装置。
  3. 　請求項１または２に記載の電源装置において、
    　前記第一の蓄電装置と前記第二の蓄電装置との間の電位差が所定の閾値以上か否かを判定する電位差判定部を備え、
    　前記制御部は、前記電位差判定部により閾値以上と判定されると前記電位差の低減を行った後に前記経路接続状態へ切り換え、前記電位差判定部により電位差が閾値より小さいと判定されると前記電位差の低減を行わずに前記経路接続状態へ切り換える電源装置。
  4. 　請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電源装置において、
    　前記制御部は、前記第一および第二の半導体スイッチング素子の出力電流量を調整する電流量調整回路をさらに有し、前記第一の蓄電装置と前記第二の蓄電装置との間の電位差に応じて前記出力電流量を調整して前記電位差を低減させる電源装置。
  5. 　請求項４に記載の電源装置において、
    　前記第一および第二の半導体スイッチング素子はMOSFETで構成され、
    　前記電流量調整回路は、前記MOSFETのゲート電圧を調整して前記第一および第二の半導体スイッチング素子の出力電流量を調整する電源装置。
  6. 　請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電源装置において、
    　前記電位差調整回路は、第一および第二のスイッチング回路に直列接続された抵抗素子を有し、
    　前記制御部は、前記第一および第二の半導体スイッチング素子をそれぞれオン状態とすることで前記電位差を低減させる電源装置。
  7. 　請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電源装置において、
    　前記制御部は、前記第一の蓄電装置と前記第二の蓄電装置との間の電位差に応じて前記第一および第二の半導体スイッチング素子をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御して出力電流量を調整し、前記電位差を低減させる電源装置。
  8. 　請求項１乃至７のいずれか一項に記載の電源装置において、
    　前記主スイッチング回路は、
    　前記第一の蓄電装置から前記第二の蓄電装置へ流れる電流を遮断する向きのボディダイオードを内蔵する少なくとも一つの第三の半導体スイッチング素子を有する第三のスイッチング回路と、
    　前記第二の蓄電装置から前記第一の蓄電装置へ流れる電流を遮断する向きのボディダイオードを内蔵する少なくとも一つの第四の半導体スイッチング素子を有する第四のスイッチング回路と、を直列接続して形成したものである電源装置。
  9. 　請求項８に記載の電源装置において、
    　前記第三のスイッチング回路は、前記第三の半導体スイッチング素子を複数並列接続したスイッチング素子群を有し、
    　前記第四のスイッチング回路は、前記第四の半導体スイッチング素子を複数並列接続したスイッチング素子群を有する電源装置。
  10. 　請求項８または９に記載の電源装置において、
    　前記第一および第二の半導体スイッチング素子はエンハンスメント形ＰチャネルMOSFETで構成され、
    　前記第三および第四の半導体スイッチング素子はエンハンスメント形ＮチャネルMOSFETで構成される電源装置。
  11. 　請求項８乃至１０のいずれか一項に記載の電源装置において、
    　前記第一の蓄電装置はキャパシタセルで構成されるとともに、前記第二の蓄電装置は二次電池セルで構成され、
    　前記キャパシタセルの電圧が過放電閾値を下回っているか否かを判定する過放電判定部をさらに備え、
    　前記制御部は、前記過放電判定部により過放電閾値を下回っていると判定されると、前記第一、第二および第三のスイッチング素子をオフ状態にし、かつ、前記第四のスイッチング素子をオン状態とする電源装置。
  12. 　請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の電源装置において、
    　前記第一および第二の蓄電装置の少なくとも一方は、正極材および負極材に異なる電極材料を用いたハイブリッドキャパシタで構成されている電源装置。
  13. 　請求項１２に記載の電源装置において、
    　前記ハイブリッドキャパシタは、負極にリチウムイオンがドープされたリチウムイオンキャパシタである電源装置。
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