WO2011132240A1 - コンデンサマイクロフォン用増幅装置 - Google Patents

コンデンサマイクロフォン用増幅装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2011132240A1
WO2011132240A1 PCT/JP2010/005429 JP2010005429W WO2011132240A1 WO 2011132240 A1 WO2011132240 A1 WO 2011132240A1 JP 2010005429 W JP2010005429 W JP 2010005429W WO 2011132240 A1 WO2011132240 A1 WO 2011132240A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
channel mos
mos transistor
voltage
inverting input
differential amplifier
Prior art date
Application number
PCT/JP2010/005429
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
和也 中山
茂雄 政井
Original Assignee
パナソニック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニック株式会社 filed Critical パナソニック株式会社
Priority to US13/129,702 priority Critical patent/US20120014541A1/en
Publication of WO2011132240A1 publication Critical patent/WO2011132240A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/52—Circuit arrangements for protecting such amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/181—Low frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45183—Long tailed pairs
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/444—Diode used as protection means in an amplifier, e.g. as a limiter or as a switch
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45518—Indexing scheme relating to differential amplifiers the FBC comprising one or more diodes and being coupled between the LC and the IC
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45526—Indexing scheme relating to differential amplifiers the FBC comprising a resistor-capacitor combination and being coupled between the LC and the IC

Definitions

  • the present invention relates to an amplifying device for a condenser microphone, and more particularly to a device having an ESD (Electrostatic Discharge) protection function.
  • ESD Electrostatic Discharge
  • a capacitive signal source such as a sound pressure sensor is known as a signal source having a high internal impedance.
  • a condenser microphone is known.
  • the condenser microphone is configured so that the diaphragm and the electrode face each other, and a voltage is applied to the electrode from the outside to be charged. With this configuration, the displacement of the diaphragm due to the sound pressure changes the capacitance between the diaphragm and the electrode, which in turn changes the potential between the diaphragm and the electrode.
  • the condenser microphone converts sound (sound pressure) into an electric signal by taking out this potential change as an electric signal.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing the configuration of this conventional amplifier.
  • an input signal from the capacitor microphone 100 is applied to the inverting input terminal of an operational amplifier (operational amplifier) 101, and the direct current from the DC bias source 107 is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 101.
  • a bias voltage is applied.
  • a capacitor 103 and a resistor 104 are connected in parallel with each other between the inverting input terminal and the output terminal 102 of the operational amplifier 101.
  • Reference numeral 105 denotes a microphone bias source.
  • ECMs electret condenser microphones
  • the ECM eliminates the need to apply an external voltage by using an electret that causes a semi-permanent polarization inside a dielectric material such as a polymer material and retains a charge on the surface as an electrode of a condenser microphone. .
  • the sensitivity and characteristics of the ECM depend on the capacitance between the diaphragm and the electrode, and the output of the ECM is proportional to the amplitude of the diaphragm.
  • the capacitance of the ECM depends on the size of the diaphragm and electrodes and the structure therebetween, and is generally several pF to several tens pF.
  • the frequency characteristic becomes flat from a lower frequency as the load resistance is larger. Therefore, in order to flatten the frequency characteristics in the voice band (20 Hz to 20 kHz), it is necessary to make the load resistance extremely large. Therefore, a field effect transistor or an operational amplifier having an extremely high input impedance is used for the load resistance of the ECM.
  • the input impedance is several G ⁇ to several tens G ⁇ .
  • the conventional amplifying device shown in FIG. 10 when the conventional amplifying device shown in FIG. 10 is used as the load resistance of the ECM, for example, the frequency characteristics are flattened to the voice band due to the high input impedance of the operational amplifier, and the input impedance is set from several G ⁇ to several tens G ⁇ . Therefore, it is considered that the desired electrical characteristics can be realized by speeding up the response time after the power supply to the ECM is turned on or after the loud sound is detected. Therefore, it can be said that the amplifying apparatus configured in the conventional manner satisfies desired electrical characteristics required for ECM.
  • ESD Electrostatic Discharge
  • the amplifying apparatus configured as in the prior art, when ESD occurs at the inverting input terminal 1, the only path through which static electricity is released is the current path that passes through the resistor 104 to the output terminal 102 of the operational amplifier 101. For this reason, when electrostatic discharge occurs instantaneously, a high voltage is applied to the resistor 104. When this high voltage exceeds the breakdown voltage of the resistor 104, the breakdown voltage of the capacitor 103, or the breakdown voltage (gate breakdown voltage) of the input transistor (eg, MOS transistor) of the operational amplifier 101, these are destroyed.
  • an ESD protection element such as a diode is connected between the inverting input terminal and the ground terminal or between the inverting input terminal and the power supply terminal in order to prevent ESD destruction
  • the input impedance of the amplifying device decreases. End up. When the input impedance is lowered, the characteristics of the amplifying device are deteriorated. For this reason, an element such as an ESD protection element that reduces the input impedance cannot be connected between the inverting input terminal and the ground terminal or the power supply terminal.
  • the inverting input terminal has extremely low ESD tolerance.
  • an ECM is connected to the inverting input terminal and configured as an ECM module, it is not exposed to the outside of the module, but special handling and process management are necessary to fully pay attention to ESD destruction during the manufacturing process. Thus, the manufacturing method becomes very complicated.
  • this problem is not limited to the ECM amplifying apparatus, but is also a problem common to the condenser microphone amplifying apparatus.
  • the present invention has been made to solve the above-described conventional problems, and provides an amplifying apparatus for a condenser microphone that can set an input impedance from several G ⁇ to several tens G ⁇ and has improved ESD tolerance.
  • the purpose is that.
  • a capacitor microphone amplifying device is a differential in which a sound pressure signal output from a capacitor microphone is input to an inverting input terminal and a DC bias voltage is applied to a non-inverting input terminal.
  • An amplifier a capacitor connected between an output terminal of the differential amplifier and an inverting input terminal of the differential amplifier, and between the output terminal of the differential amplifier and the inverting input terminal of the differential amplifier.
  • a resistance element connected in parallel to a capacitor; an ESD protection element having a bidirectional diode characteristic connected in parallel to the capacitor between an output terminal of the differential amplifier and an inverting input terminal of the differential amplifier; Is provided.
  • the input impedance can be set from several G ⁇ to several tens G ⁇ , and the ESD tolerance can be improved. As a result, special handling and management in manufacturing are unnecessary, and it is possible to reduce manufacturing lead time and cost.
  • the ESD protection element may be composed of a pair of diodes connected so that the on-current flow directions are opposite to each other.
  • the ESD protection element may be composed of a pair of MOS transistors that are each diode-connected and connected so that the on-current flow directions are opposite to each other.
  • the ESD protection element may be composed of a pair of bipolar transistors that are diode-connected and connected so that the on-current flow directions are opposite to each other.
  • the differential amplifier may be an operational amplifier.
  • the differential amplifier may be configured using a MOS transistor as an amplifying element.
  • the condenser microphone may be an electret condenser microphone.
  • This configuration eliminates the need for external voltage application and can be used for small portable devices such as mobile phones.
  • the condenser microphone may be a MEMS microphone.
  • the electret by using an electret that causes semi-permanent polarization and retains a surface charge as an electrode, it is not necessary to apply an external voltage, and it can be used for a small portable device such as a mobile phone. Further, the electret can be made of an inorganic material, has excellent heat resistance, and can be reflow mounted. Furthermore, compared with ECM, the number of parts can be reduced and the cost can be reduced.
  • the present invention is configured as described above.
  • the input impedance can be set from several G ⁇ to several tens G ⁇ , and the ESD tolerance is improved.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a condenser microphone amplifying device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a graph showing diode characteristics of the ESD protection element of the capacitor microphone amplifying device of FIG.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of an ESD protection element in the capacitor microphone amplifying device of FIG.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration example of an operational amplifier in the condenser microphone amplifying device of FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing a current discharge path when electrostatic discharge occurs at the inverting input terminal of the operational amplifier.
  • FIG. 6 is a diagram showing a current discharge path when electrostatic discharge occurs at the inverting input terminal of the operational amplifier.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a condenser microphone amplifying device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a graph showing diode characteristics of the ESD protection element
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of an amplifying apparatus for a condenser microphone according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a condenser microphone amplifying device according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a condenser microphone amplifying device according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing the configuration of a conventional condenser microphone amplifier.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a condenser microphone amplifying device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the condenser microphone amplifying device of the first embodiment includes an operational amplifier 20 as an amplifying element.
  • the differential amplifier 20 is composed of, for example, an operational amplifier (operational amplifier).
  • an operational amplifier operational amplifier
  • the inverting input terminal 1 of the operational amplifier 20 is connected to the condenser microphone 21.
  • the condenser microphone 21 includes, for example, an ECM, a MEMS microphone, a general condenser microphone, or the like.
  • ECM electrostatic microphone
  • a sound pressure signal (voltage signal) output from the ECM 21 is input (applied) to the inverting input terminal 1 of the operational amplifier 20.
  • the non-inverting input terminal 2 of the operational amplifier 20 is connected to a DC bias power source 22, and a DC bias voltage is applied to the non-inverting input terminal 2 by the DC bias power source 22.
  • a capacitor 24, a resistance element 23, and an ESD protection element 25 are connected in parallel to each other.
  • the ESD protection element 25 is configured to have bidirectional diode characteristics.
  • the input impedance of this condenser microphone amplifier is from several G ⁇ to several G ⁇ by appropriately selecting a response time for flattening frequency characteristics in the audio signal band (20 Hz to 20 kHz) and returning to a desired DC voltage after power-on. Set to 10 G ⁇ .
  • FIG. 2 is a graph showing diode characteristics of the ESD protection element of the capacitor microphone amplifying device of FIG.
  • the horizontal axis represents the voltage (bias voltage) V applied between the anode and the cathode of the diode
  • the vertical axis represents the current I flowing through the diode.
  • the absolute value of the current I hardly flows until the absolute value of the voltage V becomes an absolute value of a specific voltage (on voltage Von or breakdown voltage Vbd: hereinafter referred to as a conduction voltage).
  • a conduction voltage When the absolute value of the voltage V becomes the absolute value of the conduction voltage, the voltage V changes so as to increase rapidly.
  • the “bidirectional diode characteristic” that the ESD protection element 25 should have is “the absolute value of the applied voltage V as in the“ diode characteristic ”in any of the two energization directions of the ESD protection element 25.
  • the absolute value of the current I hardly flows until the absolute value of the voltage V becomes the absolute value of the conduction voltage (ON voltage Von or breakdown voltage Vbd). It means a voltage V-current I characteristic that changes so as to increase rapidly when the value becomes the absolute value of the conduction voltage.
  • this rapidly changing current may be referred to as “on current”.
  • the conduction voltage (on voltage Von or breakdown voltage Vbd) is applied to a resistance element 23, a capacitor 24, and an input section of an operational amplifier 20 (generally a transistor (for example, the N-channel MOS of FIG. 3).
  • the breakdown voltage of the gates of the transistors 4 and 5) must be smaller and the conduction voltage must be larger than the maximum value of the voltage difference between the inverting input terminal 1 and the output terminal 3 of the operational amplifier 20 during normal operation.
  • the operational amplifier 20 is operating normally (amplified)
  • the ESD protection element does not conduct, so that the normal operation of the operational amplifier 20 is not hindered.
  • the ESD protection element 25 when a surge is applied to the inverting input terminal 1, the ESD protection element is conducted before the resistance element 23, the capacitor 24, and the input portion of the operational amplifier 20 are destroyed, and thus the destruction is prevented.
  • the on-voltage Von is generally about 0.7 V
  • the breakdown voltage Vbd is generally about several tens of volts.
  • the specific configuration of the ESD protection element 25 having such “bidirectional diode characteristics” is illustrated in FIG. 3, the second embodiment (FIG. 7), and the third embodiment (FIG. 8).
  • a Zener diode or an MSM diode may be used as the ESD protection element 25.
  • the ESD protection element 25 can be configured independently.
  • the characteristics of the Zener diode are the same as those of the normal diode shown in FIG. 2, the conduction voltage in the forward direction is the on voltage Von, and the conduction voltage in the reverse direction is the breakdown voltage Vbd.
  • the MSM diode corresponds to a Schottky diode formed back to back, and the conduction voltage in the forward direction and the reverse direction corresponds to a breakdown voltage in the Schottky junction. Therefore, these elements can also be used as the ESD protection element 25.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of the ESD protection element 25 in the capacitor microphone amplifier of FIG.
  • the ESD protection element 25 includes, for example, a pair of diodes 26 and 27 connected so that forward current (on-current) flow directions are opposite to each other. That is, it is composed of a pair of diodes 26 and 27 in which the anode of one diode 26 and the cathode of the other diode 27 are connected, and the cathode of one diode 26 and the anode of the other diode 27 are connected. .
  • the forward voltage region of the “died characteristic” is used in any of the two energization directions of the ESD protection element 25, and the ESD protection element 25 is turned on in any energization direction. It conducts at Von (about 0.7V). For this reason, it can prevent suitably that the resistance element 23, the capacitor
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration example of an operational amplifier in the condenser microphone amplifying device of FIG.
  • the operational amplifier 20 includes, for example, a differential amplifier 51 that differentially amplifies a pair of input voltages Vin1 and Vin2 corresponding to the differential input ⁇ Vin, and a pair of output voltages of the differential amplifier 51.
  • a differential output unit 52 that outputs the difference ⁇ Vin
  • a gate voltage setting unit 53 that operates the transistors that constitute the differential output unit 52 in the active region
  • an output that amplifies the output ⁇ Vin of the differential output unit 52 and outputs it from the output terminal 3 Part 54.
  • the first current source 15 is connected to the power source 18, and the source of the first P-channel MOS transistor 4 is connected to the first current source 15, and the first P-channel MOS is connected.
  • One end of the first resistor 12 is connected to the drain of the transistor 4, and the other end of the first resistor 12 is connected to the ground terminal.
  • the first current source 15 has a source of the second P-channel MOS transistor 5 connected in parallel with the first P-channel MOS transistor 4, and a drain connected to the drain of the second P-channel MOS transistor 5.
  • One end of the resistor 13 is connected, and the other end of the second resistor 13 is connected to the ground terminal.
  • the gate of the first P-channel MOS transistor 4 is connected to the inverting input terminal 1, and the gate of the second P-channel MOS transistor 5 is connected to the non-inverting input terminal 2.
  • the source of the third P-channel MOS transistor 6 is connected to the power supply 18, the drain of the first N-channel MOS transistor 8 is connected to the drain of the third P-channel MOS transistor 6, and The source of one N-channel MOS transistor 8 is connected to a connection point (node) between the first resistor 12 of the differential amplifier 51 and the drain of the first P-channel MOS transistor 4.
  • the source of the fourth P-channel MOS transistor 7 is connected to the power source 18, the drain of the second N-channel MOS transistor 9 is connected to the drain of the fourth P-channel MOS transistor 7, and the second N-channel MOS transistor The source of the transistor 9 is connected to the node between the second resistor 13 of the differential amplifier 51 and the drain of the second P-channel MOS transistor 5.
  • the gate of third P channel MOS transistor 4 and the gate of fourth P channel MOS transistor 5 are connected to each other, and the gate of fourth P channel MOS transistor 5 is connected to the drain of P channel MOS transistor 5. Yes. That is, the P channel MOS transistor 5 is diode-connected.
  • the gate of first N-channel MOS transistor 8 and the gate of second N-channel MOS transistor 9 are connected to each other and to gate voltage setting unit 53.
  • the second current source 16 is connected to the power source 18, the drain of the third N-channel MOS transistor 10 is connected to the second current source 15, and the third N-channel MOS transistor is connected.
  • One end of the third resistor 14 is connected to the source of the transistor 10, and the other end of the third resistor 14 is connected to the ground terminal.
  • the third N-channel MOS transistor 10 is diode-connected, and the gate of the third N-channel MOS transistor 10 is connected to the first N-channel MOS transistor 8 and the second N-channel MOS transistor 9 of the differential output unit 52. Are connected to both gates.
  • the third current source 17 is connected to the power supply 18, the drain of the fourth N-channel MOS transistor 11 is connected to the third current source 17, and the fourth N-channel MOS transistor 11 is connected. Is connected to the ground terminal.
  • the gate of the fourth N-channel MOS transistor 11 is connected to the node between the drain of the third P-channel MOS transistor 6 and the drain of the first N-channel MOS transistor 8 in the differential output section.
  • a node between the third current source 17 and the drain of the fourth N-channel MOS transistor 11 is connected to the output terminal 3.
  • the operation of the operational amplifier 20 configured as described above will be briefly described.
  • the current determined by the current from the third current source 16 and the resistance value of the third resistor 14 is converted to a constant voltage by the diode-connected third N-channel MOS transistor 10, and Applied to the gates of both the first N-channel MOS transistor 8 and the second N-channel MOS transistor 9. This constant voltage is set so that these transistors operate in the active region.
  • the difference ⁇ Vin is further amplified by the fourth N-channel MOS transistor 11 of the output unit 54 and output from the output terminal 3 as the differential amplification output voltage Vout.
  • the ESD protection element does not conduct, and the sound pressure signal from the ECM 21 is inverted and amplified by the operational amplifier 20 and output from the output terminal 3.
  • the capacitance of the ECM is represented by C1 and the capacitance of the capacitor 24 is represented by C2
  • the ESD protection element 25 becomes conductive.
  • a path through which the inverting input terminal 1 passes through the ESD protection element 25 to the power supply terminal 18 or the ground terminal 19 is formed, and the first P channel MOS transistor 4, the resistance element 23, and the capacitor 24 of the operational amplifier 20 have a withstand voltage. The voltage exceeding is not applied. For this reason, the first P-channel MOS transistor 4, the resistor 23, and the capacitor 24 of the operational amplifier 20 are not destroyed.
  • FIGS. 5 and 6 show the equivalent circuits of FIGS. 1 and 4 and show the current discharge path when electrostatic discharge occurs at the inverting input terminal 1 in the capacitor microphone amplifying device shown in FIG.
  • FIG. 5 and 6 show internal elements connected to the output terminal 3 of the operational amplifier 20 so that the current discharge path can be seen.
  • the drain of the fourth N-channel MOS transistor 11 and the third current source 17 are connected to the output terminal 3 of the operational amplifier 20.
  • the third current source 17 is assumed to be formed of a current mirror as an example of a current source circuit, and is indicated by a fifth P-channel MOS transistor 32.
  • FIG. 5 shows a surge current discharge path in the case of the ground terminal 19 reference
  • FIG. 6 shows a surge current discharge path in the case of the power supply terminal 18 reference
  • 5 and 6 show an N-channel MOS transistor 33 as an external terminal ESD protection element connected between the power supply terminal 18 and the ground terminal 19 which is not shown in FIG.
  • This external terminal ESD protection element is generally provided in an IC.
  • 5 and 6 exemplify the case where the ESD protection element 25 includes a pair of diodes 26 and 27, and each MOS transistor 11, 32, and 33 is easy to understand. In addition, these diode elements are shown together with the symbol symbols of the diodes.
  • the current flows to the inverting input terminal 1 via the fourth N-channel MOS transistor 11 of the operational amplifier 20 and further via the ESD protection element 25.
  • the current due to the surge voltage is supplied from the power supply terminal 18 to the fifth P of the operational amplifier 20 as indicated by a dotted line in FIG. 6. Due to breakdown of the channel MOS transistor 32, it may flow to the inverting input terminal 1 via the ESD protection element 25.
  • the input impedance from several G ⁇ to several tens G ⁇ to satisfy desired electrical characteristics and improve ESD tolerance.
  • no special handling or management in manufacturing is required, so that the manufacturing lead time can be shortened and the cost can be reduced.
  • the input impedance is several G ⁇ to several tens G ⁇ depending on the characteristics of the element, and no special handling or management in manufacturing is required. It is desirable to set the size of the ESD protection element 25 so as to be withstand.
  • the fourth N-channel MOS transistor 11 or the fifth P-channel MOS transistor which is an element inside the operational amplifier 20 is used as a current path when a surge voltage is applied.
  • the current path passing through 32 is illustrated, but the current path when a surge voltage is applied may include a path that passes through the ESD protection element 25 and reaches the output terminal 3 of the operational amplifier 20.
  • a further ESD protection element may be connected between the output terminal 3 of the power supply 20 and the power supply terminal 18 or between the output terminal 3 of the operational amplifier 20 and the ground terminal 19. Even in this case, the input impedance of the condenser microphone amplifying device can be reduced, the desired electrical characteristics can be satisfied, and the ESD tolerance can be improved.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of an amplifying apparatus for a condenser microphone according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the ESD protection element 25 is composed of a pair of diode-connected N-channel MOS transistors 28 and 29. The points other than this are the same as the condenser microphone amplifying device of the first embodiment.
  • the drain of one N-channel MOS transistor 28 and the source of the other N-channel MOS transistor 29 are connected, and the source of one N-channel MOS transistor 28 and the other diode 29 are connected.
  • a pair of N-channel MOS transistors 28 and 29 are connected to the drain.
  • Each of the N-channel MOS transistors 28 and 29 is configured in a “diode connection” in which the drain and the gate are connected. Even with such a configuration, the same effect as in the first embodiment can be obtained.
  • a pair of P-channel MOS transistors may be used instead of the pair of N-channel MOS transistors 28 and 29, and one N-channel MOS transistor and one P-channel MOS transistor may be combined. .
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a condenser microphone amplifying device according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the ESD protection element 25 is composed of a pair of diode-connected npn bipolar transistors 30 and 31. The points other than this are the same as the condenser microphone amplifying device of the first embodiment.
  • the collector of one NPN bipolar transistor 30 and the emitter of the other NPN bipolar transistor 31 are connected, and the emitter of one NPN bipolar transistor 30 and the collector of the other NPN bipolar transistor 31 are connected. And a pair of NPN bipolar transistors 30 and 31 connected to each other.
  • Each NPN bipolar transistor 30, 31 is configured as a “diode connection” in which a collector and a base are connected. Even with such a configuration, the same effect as in the first embodiment can be obtained.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a condenser microphone amplifying device according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the resistance element 23 is configured by a high resistance circuit using a transistor 34 or the like.
  • the points other than this are the same as the condenser microphone amplifying device of the first embodiment.
  • the resistance element 23 includes, for example, a seventh N-channel MOS transistor 34, an eighth N-channel MOS transistor 35, and a fourth current source 36.
  • the gate of the seventh N-channel MOS transistor 34 is supplied with a gate-source voltage VGS corresponding to the ON voltage of the eighth N-channel MOS transistor 35 connected to the fourth current source 36 and diode-connected. ing. As a result, the seventh N-channel MOS transistor 34 operates in the on state, that is, in the strong inversion region. When the current (drain current) of the seventh N-channel MOS transistor 34 is substantially 0 (zero), the seventh N-channel MOS transistor 34 operates in the non-saturated region (triode region).
  • Itri k ⁇ (W1 / L1 ) ⁇ ((VGS1-VTH) ⁇ VDS1-VDS1 2/2) It is represented by (For example, see Design of Analog CMOS Integrated Circuit p17: Behzad Razavi McGRAW-HILL publication.)
  • k is the current amplification factor, and can be expressed by the product of mobility ⁇ and gate capacitance Cox of the MOS transistor.
  • Is the gate width and L is the gate length.
  • VTH is a threshold voltage
  • VDS is a drain-source voltage.
  • Ron L1 / (k ⁇ W1 ⁇ (VGS1 ⁇ VDS1 ⁇ VTH)) It is represented by
  • the current amplification factor k is a value determined from a semiconductor process, and is designed by selecting the gate-source voltage VGS, the gate width W, and the gate length L so as to have a desired resistance value.
  • each transistor is composed of an N channel MOS transistor, but may be composed of a P channel MOS transistor.
  • a plurality of seventh N-channel MOS transistors 34 may be connected in series. In this case, a higher resistance value can be obtained.
  • the seventh N-channel MOS transistor 34 in the non-saturated region in this way, it is possible to configure a high resistance with a smaller chip area than the polysilicon resistance.
  • the provision of the ESD protection element 25 increases the chip area, but the degree of increase can be mitigated.
  • a Zener diode or an MSM diode may be used as the ESD protection element 25.
  • Embodiment 4 may be combined with Embodiment 2 or Embodiment 3.
  • the microphone amplifying device of the present invention is useful in small portable devices such as a cellular phone as an amplifying device having an input impedance of several G ⁇ to several tens G ⁇ and improved ESD tolerance.

Abstract

　本発明のコンデンサマイクロフォン用増幅装置は、コンデンサマイクロフォン(21)から出力される音圧信号が反転入力端子(1)に入力され、直流バイアス電圧が非反転入力端子２に印加される差動増幅器(20)と、差動増幅器(20)の出力端子(3)と差動増幅器(20)の反転入力端子(1)との間に接続されたコンデンサ(24)と、差動増幅器(20)の出力端子(3)と差動増幅器(20)の反転入力端子(1)との間にコンデンサ(24)に並列に接続された抵抗素子(23)と、差動増幅器(20)の出力端子(3)と差動増幅器(20)の反転入力端子(1)との間にコンデンサ(24)に並列に接続された双方向ダイオード特性を有するＥＳＤ保護素子(25)、を備える。

Description

コンデンサマイクロフォン用増幅装置
　本発明は、コンデンサマイクロフォン用増幅装置に関し、特にＥＳＤ（Electrostatic Discharge：静電気放電）保護機能を備えたものに関する。
　内部インピーダンスの高い信号源として音圧センサなどの容量性の信号源が知られている。容量性の信号原たる音圧センサの代表例として、コンデンサマイクロフォン(condenser microphone)が知られている。コンデンサマイクロフォンは、振動板と電極とを向き合わせ、電極に外部から電圧を印加して帯電させるよう構成されている。この構成により、音圧による振動板の変位が振動板と電極との間の静電容量を変化させ、ひいては振動板と電極との間の電位を変化させる。コンデンサマイクロフォンは、この電位変化を電気信号として取り出すことで音（音圧）を電気信号に変換している。
　このようなコンデンサマイクロフォン用の従来の増幅装置として、例えば、特許文献１に記載されたものが知られている。図１０は、この従来の増幅装置の構成を示す回路図である。図１０に示すように、この増幅装置においては、オペアンプ(operational amplifier)１０１の反転入力端子にコンデンサマイクロフォン１００からの入力信号が印加され、オペアンプ１０１の非反転入力端子に直流バイアス源１０７からの直流バイアス電圧が印加される。そして、オペアンプ１０１の反転入力端子と出力端子１０２との間に、互いに並列にコンデンサ１０３と抵抗１０４とが接続されている。この構成によれば、寄生容量１０６の影響を受けずにコンデンサマイクロフォン１００からの入力信号を増幅することができると特許文献１に記載されている。なお、符号１０５は、マイクバイアス源である。
特開２００８－０２８８７９号公報
　ところで、携帯電話などの小型携帯機器にはエレクトレットコンデンサマイクロフォン（ＥＣＭ）がよく使われている。ＥＣＭは、高分子材料などの誘電体内部に半永久的な分極を起こさせて表面に電荷を保持させたエレクトレットをコンデンサマイクロフォンの電極に用いることで、外部からの電圧印加を不要としたものである。
　ＥＣＭの感度や特性は、振動板と電極との間の静電容量に依存し、ＥＣＭの出力は振動板の振幅に比例する。ＥＣＭの静電容量は振動板及び電極の大きさとその間の構造とに依存し、一般には、数ｐＦから数１０ｐＦである。また、周波数特性は、負荷抵抗が大きいほど、より低い周波数から平坦になる。従って、音声帯域（２０Ｈｚ～２０ｋＨｚ）において周波数特性を平坦にするためには、負荷抵抗を極めて大きな値にする必要がある。そこで、ＥＣＭの負荷抵抗には、入力インピーダンスが極めて高い電界効果トランジスタ又はオペアンプが使用される。その一方、入力インピーダンスが高すぎると、ＥＣＭへの電源投入後や大音声感知後に所望のＤＣ動作電圧に戻る応答時間が遅くなるという問題が生じるため、一般には、入力インピーダンスは数ＧΩから数１０ＧΩに設定される。
　そこで、ＥＣＭの負荷抵抗として、例えば図１０に示す従来の増幅装置を用いると、オペアンプの高い入力インピーダンスにより、音声帯域まで周波数特性が平坦となり、かつ入力インピーダンスを数ＧΩから数１０ＧΩに設定することで、ＥＣＭへの電源投入後や大音声感知後の応答時間を早めて所望の電気的特性を実現できると考えられる。従って、従来のように構成された増幅装置は、ＥＣＭに要求される所望の電気的特性を満たすと言える。
　しかし、ＥＣＭに限らずコンデンサマイクロフォン用の増幅装置のアセンブリ工程においては、ＥＳＤ（Electrostatic Discharge：静電気放電）が発生する場合があり、その対策が必要とされる。ところが、従来のように構成された増幅装置では、反転入力端子１にＥＳＤが発生した場合、その静電気を逃す経路は、抵抗１０４を介してオペアンプ１０１の出力端子１０２に抜ける電流経路しかない。そのため、瞬間的に静電気放電が発生した場合、抵抗１０４に高電圧がかかることになる。この高電圧が、抵抗１０４の耐圧、コンデンサ１０３の耐圧、もしくはオペアンプ１０１の入力トランジスタ（例えば、ＭＯＳトランジスタ）の耐圧（ゲート耐圧）を越えると、これらが破壊されてしまう。
　一方、ＥＳＤ破壊を防止するために、反転入力端子と接地端子との間、もしくは反転入力端子と電源端子との間にダイオード等のＥＳＤ保護素子を接続すると、増幅装置の入力インピーダンスが低下してしまう。入力インピーダンスが低下すると、増幅装置の特性が悪化する。このため、ＥＳＤ保護素子のような入力インピーダンスを低下させる素子を反転入力端子と接地端子もしくは電源端子との間に接続することはできない。
　もし、ＥＳＤ保護素子を設けないこととすると、反転入力端子は極めてＥＳＤ耐量が低くなる。その結果、反転入力端子にＥＣＭが接続され、ＥＣＭモジュールとして構成された場合、モジュール外部には露出しないが、その製造の過程ではＥＳＤ破壊に十分に注意するために特別な取り扱いや工程管理が必要となり、製造方法が非常に煩雑となる。
　なお、この課題は、上述のように、ＥＣＭ用の増幅装置には限らず、コンデンサマイクロフォン用の増幅装置にも共通する課題である。
　本発明は上記従来の問題点を解決するためになされたもので、入力インピーダンスを数ＧΩから数１０ＧΩに設定することが可能であり、かつ、ＥＳＤ耐量が向上したコンデンサマイクロフォン用増幅装置を提供することを目的としている。
　上記課題を解決するために、本発明に係るコンデンサマイクロフォン用増幅装置は、コンデンサマイクロフォンから出力される音圧信号が反転入力端子に入力され、直流バイアス電圧が非反転入力端子に印加される差動増幅器と、前記差動増幅器の出力端子と前記差動増幅器の反転入力端子との間に接続されたコンデンサと、前記差動増幅器の出力端子と前記差動増幅器の反転入力端子との間に前記コンデンサに並列に接続された抵抗素子と、　前記差動増幅器の出力端子と前記差動増幅器の反転入力端子との間に前記コンデンサに並列に接続された双方向ダイオード特性を有するＥＳＤ保護素子と、を備える。
　この構成によれば、入力インピーダンスを数ＧΩから数１０ＧΩに設定することが可能であり、かつ、ＥＳＤ耐量を向上させることができる。その結果、製造上の特別な取り扱いや管理が不要となり、製造のリードタイム短縮、コスト削減を図ることが可能である。
　ＥＳＤ保護素子が、オン電流の通流方向が互いに逆になるよう接続された一対のダイオードで構成されていてもよい。
　ＥＳＤ保護素子が、各々がダイオード接続され、かつオン電流の通流方向が互いに逆になるよう接続された一対のＭＯＳトランジスタで構成されていてもよい。
　ＥＳＤ保護素子が、各々がダイオード接続され、かつオン電流の通流方向が互いに逆になるよう接続された一対のバイポーラトランジスタで構成されていてもよい。
　前記差動増幅器が、オペアンプであってもよい。
　前記差動増幅器が、ＭＯＳトランジスタを増幅素子として用いて構成されていてもよい。
　前記コンデンサマイクロフォンが、エレクトレットコンデンサマイクロフォンであってもよい。
　この構成により、外部からの電圧印加を不要とし、携帯電話などの小型携帯機器に用いることができる。
　前記コンデンサマイクロフォンが、ＭＥＭＳマイクロフォンであってもよい。
　この構成によれば、半永久的な分極を起こさせて表面電荷を保持させたエレクトレットを電極に用いることで、外部からの電圧印加を不要とし、携帯電話などの小型携帯機器に用いることができる。また、エレクトレットを無機材料で作製でき、耐熱性に優れ、リフロー実装が可能となる。さらに、ＥＣＭに比べ、部品数が削減でき、コストを削減できる。
　本発明の上記目的、他の目的、特徴、及び利点は、添付図面参照の下、以下の好適な実施態様の詳細な説明から明らかにされる。
　本発明は以上のように構成され、コンデンサマイクロフォン用増幅装置において、入力インピーダンスを数ＧΩから数１０ＧΩに設定することが可能であり、かつ、ＥＳＤ耐量が向上するという効果を奏する。
図１は本発明の実施形態１に係るコンデンサマイクロフォン用増幅装置の構成を示す回路図である。 図２は、図１のコンデンサマイクロフォン用増幅装置のＥＳＤ保護素子が有するダイオード特性を示すグラフである。 図３は、図１のコンデンサマイクロフォン用増幅装置におけるＥＳＤ保護素子の構成例を示す回路図である。 図４は、図１のコンデンサマイクロフォン用増幅装置におけるオペアンプの構成例を示す回路図である。 図５はオペアンプの反転入力端子に静電気放電が発生した場合の電流放出経路を示す図である。 図６はオペアンプの反転入力端子に静電気放電が発生した場合の電流放出経路を示す図である。 図７は本発明の実施形態２に係るコンデンサマイクロフォン用増幅装置の構成を示す回路図である。 図８は本発明の実施形態３に係るコンデンサマイクロフォン用増幅装置の構成を示す回路図である。 図９は本発明の実施形態４に係るコンデンサマイクロフォン用増幅装置の構成を示す回路図である。 図１０は従来のコンデンサマイクロフォン用増幅装置の構成を示す回路図である。
　以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では、全ての図を通じて、同一又は相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。
　（実施の形態１）
　図１は本発明の実施形態１に係るコンデンサマイクロフォン用増幅装置の構成を示す回路図である。
　［構成］
　図１に示すように、本実施の形態１のコンデンサマイクロフォン用増幅装置は、作動増幅器２０を増幅素子として備えている。差動増幅器２０は、例えば、オペアンプ（演算増幅器）で構成される。以下では、差動増幅器２０がオペアンプで構成される場合を例に取って説明する。オペアンプ２０の反転入力端子１はコンデンサマイクロフォン２１に接続される。コンデンサマイクロフォン２１は、例えば、ＥＣＭ、ＭＥＭＳマイクロフォン、一般のコンデンサマイクロフォン等で構成される。以下では、コンデンサマイクロフォン２１がＥＣＭで構成される場合を例に取って説明する。オペアンプ２０の反転入力端子１にはＥＣＭ２１から出力される音圧信号（電圧信号）が入力（印加）される。オペアンプ２０の非反転入力端子２は、直流バイアス電源２２に接続され、非反転入力端子２に直流バイアス電源２２によって直流バイアス電圧が印加される。オペアンプ２０の出力端子３と反転入力端子１との間には、コンデンサ２４と、抵抗素子２３と、ＥＳＤ保護素子２５とが互いに並列に接続されている。ＥＳＤ保護素子２５は双方向ダイオード特性を有するように構成されている。
　そして、このコンデンサマイクロフォン用増幅器の入力インピーダンスは、音声信号帯域（２０Ｈｚ～２０ｋＨｚ）において周波数特性を平坦にし、かつ電源投入後に所望のＤＣ電圧に戻る応答時間を適宜選択することにより、数ＧΩから数１０ＧΩに設定される。
　＜ＥＳＤ保護素子の構成＞
　図２は、図１のコンデンサマイクロフォン用増幅装置のＥＳＤ保護素子が有するダイオード特性を示すグラフである。図２において、横軸はダイオードのアノードとカソードとの間に印加される電圧（バイアス電圧）Ｖを表し、縦軸はダイオードに流れる電流Ｉを表している。このダイオードの電圧Ｖ－電流Ｉ特性においては、順電圧（カソードを基準としてアノードが正になる電圧）が増大するに連れて、電流Ｉ（順電流Ｉ１）は、順電圧Ｖがオン電圧Ｖｏｎになるまでは殆んど流れず、順電圧Ｖがオン電圧Ｖｏｎになると急激に増大するように変化する。一方、逆電圧（カソードを基準としてアノードが負になる電圧）Ｖが増大する（絶対値が増大する）に連れて、電流Ｉ（逆電流Ｉ２）は、逆電圧Ｖがブレークダウン電圧Ｖｂｄになるまでは殆んど流れず、逆電圧Ｖがブレークダウン電圧Ｖｂｄになると急激に増大する（絶対値が増大する）ように変化する。このようなダイオードの電圧Ｖ－電流Ｉ特性は、いわゆる「ダイオード特性」として周知である。この「ダイオード特性」は、換言すると、順電圧が印加される領域（順方向）と逆電圧が印加される領域（逆方向）とのいずれにおいても、印加される電圧Ｖの絶対値が増大するに連れて、電流Ｉの絶対値は、電圧Ｖの絶対値が特定の電圧（オン電圧Ｖｏｎ又はブレークダウン電圧Ｖｂｄ：以下、導通電圧という。）の絶対値になるまでは殆んど流れず、電圧Ｖの絶対値が導通電圧の絶対値になると急激に増大するように変化する。本発明においてＥＳＤ保護素子２５が持つべき「双方向ダイオード特性」とは、ＥＳＤ保護素子２５の２つの通電方向のいずれにおいても、この「ダイオード特性」のように、「印加される電圧Ｖの絶対値が増大するに連れて、電流Ｉの絶対値は、電圧Ｖの絶対値が導通電圧（オン電圧Ｖｏｎ又はブレークダウン電圧Ｖｂｄ）の絶対値になるまでは殆んど流れず、電圧Ｖの絶対値が導通電圧の絶対値になると急激に増大するように変化する」電圧Ｖ－電流Ｉ特性のことをいう。また、この急激に変化した電流を「オン電流」と呼ぶ場合がある。
　次に、マイクロフォン用増幅装置の構成上、ＥＳＤ保護素子２５に要求される特性について説明する。
　図１を参照して、上記導通電圧（オン電圧Ｖｏｎ又はブレークダウン電圧Ｖｂｄ）は、抵抗素子２３、コンデンサ２４、及びオペアンプ２０の入力部（一般的にはトランジスタ（例えば、図３のＮチャネルＭＯＳトランジスタ４、５）のゲート）の耐圧より小さく、かつ上記導通電圧が、通常動作時にオペアンプ２０の反転入力端子１と出力端子３との電圧差の最大値より大きいことが必要である。これにより、オペアンプ２０が通常動作（増幅）している場合に、ＥＳＤ保護素子が導通することがないので、当該オペアンプ２０の通常動作が阻害されない。一方、反転入力端子１にサージが印加された場合に、抵抗素子２３、コンデンサ２４、及びオペアンプ２０の入力部が破壊する前にＥＳＤ保護素子が導通するため、これらの破壊が防止される。なお、オン電圧Ｖｏｎは一般的に約０．７Ｖであり、ブレークダウン電圧Ｖｂｄは、一般的に十数Ｖである。このような「双方向ダイオード特性」を有するＥＳＤ保護素子２５の具体的構成は、図３、実施の形態２（図７）、及び実施の形態３（図８）において例示する。なお、これ以外に、ＥＳＤ保護素子２５として、ツェナーダイオード又はＭＳＭダイオード(metal-semiconductor-metal diode)を用いてもよい。これらの素子は双方向に通電可能であるので、単独でＥＳＤ保護素子２５を構成することができる。また、ツェナーダイオードの特性は図２に示す通常のダイオードの特性と同じであり、順方向における導通電圧はオン電圧Ｖｏｎであり、逆方向における導通電圧はブレークダウン電圧Ｖｂｄである。また、ＭＳＭダイオードは、ショットキーダイオードが背中合わせに形成されたものに相当し、順方向及び逆方向における導通電圧は、ショットキー接合におけるブレークダウン電圧に相当する。それ故、これらの素子もＥＳＤ保護素子２５として用いることができる。
　図３は、図１のコンデンサマイクロフォン用増幅装置におけるＥＳＤ保護素子２５の構成例を示す回路図である。図３に示すように、ＥＳＤ保護素子２５は、例えば、順電流（オン電流）の通流方向が互いに逆になるよう接続された一対のダイオード２６、２７で構成されている。つまり、一方のダイオード２６のアノードと他方のダイオード２７のカソードとが接続され、一方のダイオード２６のカソードと他方のダイオード２７のアノードとが接続された、一対のダイオード２６、２７で構成されている。このような構成とすると、ＥＳＤ保護素子２５の２つの通電方向のいずれにおいても、上記「ダイード特性」の順電圧領域を使用することとなり、ＥＳＤ保護素子２５がいずれの通電方向においても、オン電圧Ｖｏｎ（約０．７Ｖ）で導通する。このため、抵抗素子２３、コンデンサ２４、及びオペアンプ２０の入力部が破壊するのを好適に防止することができる。
　＜オペアンプの構成例＞
　図４は、図１のコンデンサマイクロフォン用増幅装置におけるオペアンプの構成例を示す回路図である。
　図４に示すように、オペアンプ２０は、例えば、差動入力ΔＶｉｎに対応する一対の入力電圧Ｖｉｎ１、Ｖｉｎ２を差動増幅する差動増幅部５１と、差動増幅部５１の一対の出力電圧の差分αΔＶｉｎを出力する差分出力部５２と、差分出力部５２を構成するトランジスタを活性領域において動作させるゲート電圧設定部５３と、差分出力部５２の出力αΔＶｉｎを増幅して出力端子３から出力する出力部５４とを備えている。
　差動増幅部５１においては、電源１８に第１の電流源１５が接続され、この第１の電流源１５に、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ４のソースが接続され、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ４のドレインに第１の抵抗１２の一端が接続され、第１の抵抗１２の他端が接地端子に接続されている。また、第１の電流源１５には、第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ５のソースが、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ４と並列に接続され、第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ５のドレインに第２の抵抗１３の一端が接続され、第２の抵抗１３の他端が接地端子に接続されている。そして、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ４のゲートが反転入力端子１に接続され、第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ５のゲートが非反転入力端子２に接続されている。
　差分出力部５２においては、電源１８に第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタ６のソースが接続され、第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタ６のドレインに第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ８のドレインが接続され、第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ８のソースが、差動増幅部５１の第１の抵抗１２と第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ４のドレインとの接続点（ノード）に接続されている。また、電源１８に第４のＰチャネルＭＯＳトランジスタ７のソースが接続され、第４のＰチャネルＭＯＳトランジスタ７のドレインに第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ９のドレインが接続され、第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ９のソースが、差動増幅部５１の第２の抵抗１３と第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ５のドレインとのノードに接続されている。第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタ４のゲートと第４のＰチャネルＭＯＳトランジスタ５のゲートとは互いに接続され、第４のＰチャネルＭＯＳトランジスタ５のゲートは当該ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５のドレインに接続されている。つまり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ５はダイオード接続されている。第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ８のゲートと第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ９のゲートとは互いに接続され、かつ、ゲート電圧設定部５３に接続されている。
　ゲート電圧設定部５３においては、電源１８に第２の電流源１６が接続され、この第２の電流源１５に、第３のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０のドレインが接続され、第３のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０のソースに第３の抵抗１４の一端が接続され、第３の抵抗１４の他端が接地端子に接続されている。第３のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０はダイオード接続されていて、この第３のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０のゲートが、差分出力部５２の第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ８と第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ９の双方のゲートに接続されている。
　出力部５４においては、電源１８に第３の電流源１７が接続され、この第３の電流源１７に、第４のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１のドレインが接続され、第４のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１のソースが接地端子に接続されている。第４のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１のゲートは、差分出力部の第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタ６のドレインと第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ８のドレインとのノードに接続されている。そして、第３の電流源１７と第４のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１のドレインとのノードが出力端子３に接続されている。
　次に、このように構成されたオペアンプ２０の動作を簡単に説明する。ゲート電圧設定部５３では、第３の電流源１６による電流と第３の抵抗１４の抵抗値とにより定まる電流がダイオード接続された第３のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０により一定の電圧に変換されて、第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ８及び第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ９の双方のゲートに印加される。この一定の電圧はこれらのトランジスタが活性領域において動作するよう設定される。
　この状態において、非反転入力端子１に入力電圧Ｖｉｎ１が入力され、反転入力端子２に入力電圧Ｖｉｎ２が入力されると、差動増幅部５１の第１の抵抗１２と第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ４のドレインとのノードに、一定のバイアス電圧から差動入力ΔＶｉｎに比例する電圧だけ低下した電圧が出力され、差動増幅部５１の第２の抵抗１３と第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ５のドレインとのノードに、一定のバイアス電圧から差動入力ΔＶｉｎに比例する電圧だけ上昇した電圧が出力される。
　差分出力回路５２の２つの電流経路には、第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ８及び第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ９の動作により、それぞれ、差動増幅部５１の一対の出力電圧に応じた電流が流れる。しかし、第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ９の動作により規定される電流がダイオード接続された第４のＰチャネルＭＯＳトランジスタ７によって電圧に変換されて第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタ６のゲートに印加される。これにより、第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ８の動作により規定される電流が、第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタ６の動作によって減少される。これにより、第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ８と第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタ６とのノードに、差動増幅部５１の一対の出力電圧の差分αΔＶｉｎが出力される。
　この差分αΔＶｉｎが出力部５４の第４のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１によってさらに増幅され、差動増幅出力電圧Ｖｏｕｔとして出力端子３から出力される。
　［動作］
　次に、以上のように構成されたコンデンサマイクロフォン用増幅装置の動作を説明する。
　まず、通常時の動作を説明する。図１を参照すると、通常時には、ＥＳＤ保護素子は、導通せず、ＥＣＭ２１からの音圧信号がオペアンプ２０によって、反転増幅されて出力端子３から出力される。この場合、ＥＣＭの容量をＣ１と表し、コンデンサ２４の容量をＣ２と表すと、抵抗素子２３の抵抗値が十分大きい場合には、この増幅装置の利得Ｇは、Ｇ＝Ｃ１／Ｃ２となる。
　次に、静電気放電が発生した場合の動作を説明する。
　図１、図３、及び図４を参照すると、例えば、コンデンサマイクロフォン用増幅装置のアセンブリ中に反転入力端子１に静電気放電が発生した場合、ＥＳＤ保護素子２５が導通する。これにより、反転入力端子１からＥＳＤ保護素子２５を通り、電源端子１８又は接地端子１９に逃がす経路が形成され、オペアンプ２０の第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ４、抵抗素子２３、及びコンデンサ２４に耐圧を超える電圧がかからない。このため、オペアンプ２０の第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ４、抵抗２３およびコンデンサ２４の破壊は起こらない。
　以下、反転入力端子１に静電気放電が発生した場合の電流放出経路を、接地端子１９基準の場合と電源端子１８基準の場合とのそれぞれについて、図５及び図６を参照して説明する。
　図５及び図６は、図１及び図４の等価回路を示すものであり、図１に示したコンデンサマイクロフォン用増幅装置において、反転入力端子１に静電気放電が発生した場合の電流放出経路を示す図である。電流放出経路が分かるように図５及び図６には、オペアンプ２０の出力端子３に接続されている内部の素子が図示されている。オペアンプ２０の出力端子３には第４のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１のドレインと第３の電流源１７とが接続されている。第３の電流源１７は、電流源回路の一例として、カレントミラーで構成されているものとし、第５のＰチャネルＭＯＳトランジスタ３２で示す。
　図５は、接地端子１９基準の場合におけるサージ電流放出経路を示し、図６は、電源端子１８基準の場合におけるサージ電流放出経路を示す。図５及び図６では、図１では図示されていなかった電源端子１８と接地端子１９との間に接続された外部端子ＥＳＤ保護素子としてのＮチャネルＭＯＳトランジスタ３３が示されている。この外部端子ＥＳＤ保護素子は、ＩＣにおいて、一般的に設けられている。また、図５及び図６では、ＥＳＤ保護素子２５が一対のダイオード２６、２７によって構成されている場合を例示しており、かつ、理解を容易にするために、各ＭＯＳトランジスタ１１、３２、３３に、これらのダイオード要素をダイオードの標記記号で併記している。
　＜接地端子基準の場合＞
　接地端子１９基準で、反転入力端子１にプラスのサージ電圧が印加された場合、図５に一点鎖線で示すように、サージ電圧による電流は、反転入力端子１から、ＥＳＤ保護素子２５とオペアンプ２０の第５のＰチャネルＭＯＳトランジスタ３２（第３の電流源１７）とを経由し、電源端子１８と接地端子１９との間に接続されたＮチャネルトランジスタ３３（外部端子用ＥＳＤ保護素子）のブレークダウンにより接地端子１９に流れる。ここで、Ｎチャネルトランジスタ３３のブレークダウンは、逆電圧によるｐｎ接合の可逆的なブレークダウンであるので、Ｎチャネルトランジスタ３３は破壊されない。この点、オペアンプ２０の反転入力端子１からの入力部を構成する第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ４にサージ電圧が印加された場合には、ゲートとソース又はドレインとの間の絶縁（ゲート絶縁膜）が非可逆的に破壊されるのと異なる。
　また、反転入力端子１にプラスのサージ電圧が印加された場合、図５に点線で示すように、サージ電圧による電流が、反転入力端子１から、ＥＳＤ保護素子２５を経由して、オペアンプ２０の第４のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１のブレークダウンにより接地端子１９に流れることもあり得る。
　一方、接地端子１９基準で、反転入力端子１にマイナスのサージ電圧が印加された場合、図５に破線で示すように、サージ電圧による電流は、接地端子１９から、オペアンプ２０の第４のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１とＥＳＤ保護素子２５とを経由して、反転入力端子１に流れる。
　＜電源端子基準の場合＞
　電源端子１８基準で、反転入力端子１にプラスのサージ電圧が印加された場合、図６に破線で示すように、サージ電圧による電流は、反転入力端子１から、ＥＳＤ保護素子２５とオペアンプ２０の第５のＰチャネルＭＯＳトランジスタ３２とを経由して、電源端子１８に流れる。一方、電源端子１８基準で、反転入力端子１にマイナスのサージ電圧が印加された場合、図６に一点鎖線で示すように、サージ電圧による電流は、電源端子１８から、電源端子１８と接地端子１９との間のＮチャネルトランジスタ３３のブレークダウンにより、オペアンプ２０の第４のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１を経由し、さらにＥＳＤ保護素子２５を経由して、反転入力端子１に流れる。また、電源端子１８基準で、反転入力端子１にマイナスのサージ電圧が印加された場合、図６に点線で示すように、サージ電圧による電流が、電源端子１８から、オペアンプ２０の第５のＰチャネルＭＯＳトランジスタ３２のブレークダウンにより、ＥＳＤ保護素子２５を経由して、反転入力端子１に流れることもあり得る。
　以上に説明したように、本実施の形態１によれば、入力インピーダンスを数ＧΩから数１０ＧΩに設定して所望の電気的特性を満たし、かつ、ＥＳＤ耐量を向上させることができる。その結果、製造上の特別な取り扱いや管理が不要となるため、製造のリードタイム短縮し、かつコスト削減を図ることが可能である。
　なお、ＥＳＤ耐量はＥＳＤ保護素子２５の許容電流値に依存するため、素子の特性に応じて、入力インピーダンスが数ＧΩから数１０ＧΩで、かつ、製造上の特別な取り扱いや管理が必要とされないＥＳＤ耐量となるように、ＥＳＤ保護素子２５の大きさを設定することが望ましい。
　また、上記図５及び図６を用いた説明では、サージ電圧が印加された場合の電流経路として、オペアンプ２０の内部の素子である第４のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１あるいは第５のＰチャネルＭＯＳトランジスタ３２を通過する電流経路を例示したが、サージ電圧が印加された場合の電流経路は、ＥＳＤ保護素子２５を通過してオペアンプ２０の出力端子３に至る経路を含んでおればよく、例えば、オペアンプ２０の出力端子３と電源端子１８との間、又はオペアンプ２０の出力端子３と接地端子１９との間にさらなるＥＳＤ保護素子を接続してもよい。この場合においても、コンデンサマイクロフォン増幅装置の入力インピーダンスを低減させることがなく、所望の電気的特性を満たすことができ、かつ、ＥＳＤ耐量を向上させることができる。
　（実施の形態２）
　図７は本発明の実施形態２に係るコンデンサマイクロフォン用増幅装置の構成を示す回路図である。
　図７に示すように、本実施の形態２のコンデンサマイクロフォン用増幅装置では、ＥＳＤ保護素子２５が、一対のダイオード接続されたＮチャネルＭＯＳトランジスタ２８、２９で構成されている。これ以外の点は、実施の形態１のコンデンサマイクロフォン用増幅装置と同じである。
　具体的には、ＥＳＤ保護素子２５は、一方のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２８のドレインと他方のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２９のソースとが接続され、一方のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２８のソースと他方のダイオード２９のドレインとが接続された、一対のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２８、２９で構成されている。各々のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２８、２９は、ドレインとゲートとが接続された「ダイオード接続」に構成されている。このような構成としても、実施の形態１同様の効果が得られる。
　なお、一対のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２８、２９に代えて、一対のＰチャネルＭＯＳトランジスタを用いてもよく、１つのＮチャネルＭＯＳトランジスタと１つのＰチャネルＭＯＳトランジスタとを組み合わせてもよいことは言うまでもない。
　（実施の形態３）
　図８は本発明の実施形態３に係るコンデンサマイクロフォン用増幅装置の構成を示す回路図である。
　図８に示すように、本実施の形態３のコンデンサマイクロフォン用増幅装置では、ＥＳＤ保護素子２５が、一対のダイオード接続されたｎｐｎバイポーラトランジスタ３０、３１で構成されている。これ以外の点は、実施の形態１のコンデンサマイクロフォン用増幅装置と同じである。
　具体的には、ＥＳＤ保護素子２５は、一方のＮＰＮバイポーラトランジスタ３０のコレクタと他方のＮＰＮバイポーラトランジスタ３１のエミッタとが接続され、一方のＮＰＮバイポーラトランジスタ３０のエミッタと他方のＮＰＮバイポーラトランジスタ３１のコレクタとが接続された、一対のＮＰＮバイポーラトランジスタ３０、３１で構成されている。各々のＮＰＮバイポーラトランジスタ３０、３１は、コレクタとベースとが接続された「ダイオード接続」に構成されている。このような構成としても、実施の形態１同様の効果が得られる。
　なお、一対のＮＰＮバイポーラトランジスタ３０、３１に代えて、一対のＰＮＰバイポーラトランジスタを用いてもよく、１つのＮＰＮバイポーラトランジスタと１つのＰＮＰバイポーラトランジスタとを組み合わせてもよいことは言うまでもない。
　（実施の形態４）
　図９は本発明の実施形態４に係るコンデンサマイクロフォン用増幅装置の構成を示す回路図である。
　図９に示すように、本実施の形態４のコンデンサマイクロフォン用増幅装置では、抵抗素子２３が、トランジスタ３４等を用いた高抵抗回路で構成されている。これ以外の点は、実施の形態１のコンデンサマイクロフォン用増幅装置と同じである。
　具体的には、抵抗素子２３は、例えば、第７のＮチャネルＭＯＳトランジスタ３４と、第８のＮチャネルＭＯＳトランジスタ３５と、第４の電流源３６とを備えている。
　第７のＮチャネルＭＯＳトランジスタ３４のゲートには、第４の電流源３６に接続されかつダイオード接続された第８のＮチャネルＭＯＳトランジスタ３５のオン電圧に相当するゲート－ソース間電圧ＶＧＳが与えられている。これにより、第７のＮチャネルＭＯＳトランジスタ３４はオン状態、すなわち強反転領域で動作する。第７のＮチャネルＭＯＳトランジスタ３４の電流（ドレイン電流）がほぼ０（ゼロ）のとき、第７のＮチャネルＭＯＳトランジスタ３４は非飽和領域（三極管領域）で動作する。
　非飽和領域での電流Itriは、下式
　Itri＝ｋ・（W1/L1）・（（VGS1-VTH)・VDS1-VDS12/2）
で表される。（例えば、Design of Analog CMOS Integrated Circuit　p17 : Behzad Razavi McGRAW-HILL 出版参照。）ここでkは電流増幅率であり、移動度μとＭＯＳトランジスタのゲート容量Coxの積で表することができ、Wはゲート幅、Lはゲート長である。VTHはしきい値電圧、VDSはドレイン－ソース間電圧である。
　この電流Itriをドレイン－ソース間電圧VDSで微分して逆数を採るとＭＯＳトランジスタの抵抗値Ronになり、これは、下式
　Ron=L1/(k・W1・（VGS1－VDS1－VTH）)
で表される。
　図９に示す構成で、第７のＮチャネルＭＯＳトランジスタ３４の電流がほぼ０のとき、ドレイン－ソース間電圧はほぼ０（VDS1≒0V）となる。電流増幅率ｋは半導体プロセスから決定される値であり、所望の抵抗値になるようゲート－ソース間電圧VGS、ゲート幅W、ゲート長Lを選択して設計される。
　なお、図９では各トランジスタがＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成されているが、ＰチャネルＭＯＳトランジスタで構成してもよい。また、第７のＮチャネルＭＯＳトランジスタ３４を複数直列に接続してもよく、この場合にはより高い抵抗値を得ることができる。
　本実施の形態４によれば、このように第７のＮチャネルＭＯＳトランジスタ３４を非飽和領域で動作させることで、ポリシリコン抵抗に比べ、チップ面積を小さく高抵抗を構成することができる。これにより、ＥＳＤ保護素子２５を設けることによりチップ面積が増大するが、その増大の程度を緩和することができる。
　なお、実施の形態１及び４において、ＥＳＤ保護素子２５として、ツェナーダイオード、又はＭＳＭダイオード(metal-semiconductor-metal diode)を用いてもよい。 
　なお、実施の形態４を実施の形態２又は実施３と組み合わせてもよい。
　上記説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されるべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び／又は機能の詳細を実質的に変更できる。
　本発明のマイクロフォン用増幅装置は、入力インピーダンスを数ＧΩから数１０ＧΩに設定すること可能で、かつ、ＥＳＤ耐量が向上した増幅装置として携帯電話などの小型携帯機器において有用である。
　１　反転入力端子
　２　非反転入力端子
　３　出力端子
　４　第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ
　５　第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ
　６　第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタ
　７　第４のＰチャネルＭＯＳトランジスタ
　８　第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ
　９　第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ
　１０　第３のＮチャネルＭＯＳトランジスタ
　１１　第４のＮチャネルＭＯＳトランジスタ
　１２　第１の抵抗
　１３　第２の抵抗
　１４　第３の抵抗
　１５　第１の電流源
　１６　第２の電流源
　１７　第３の電流源
　１８　電源端子
　１９　接地端子
　２０　オペアンプ
　２１　コンデンサマイクロフォン（ＥＣＭ）
　２２　直流バイアス電源
　２３　抵抗素子
　２４　コンデンサ
　２５　ＥＳＤ保護素子
　２６　ダイオード
　２７　ダイオード
　２８　ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
　２９　ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
　３０　ＮＰＮバイポーラトランジスタ
　３１　ＮＰＮバイポーラトランジスタ
　３２　第５のＰチャネルＭＯＳトランジスタ
　３３　外部ＥＣＤ保護素子としてのＮチャネルＭＯＳトランジスタ
　３４　第７のＮチャネルＭＯＳトランジスタ
　３５　第８のＮチャネルＭＯＳトランジスタ
　３６　第４の電流源
　５１　差動増幅部
　５２　差分出力部
　５３　ゲート電圧設定部
　５４　出力部

Claims (8)

  1. 　コンデンサマイクロフォンから出力される音圧信号が反転入力端子に入力され、直流バイアス電圧が非反転入力端子に印加される差動増幅器と、
    　前記差動増幅器の出力端子と前記差動増幅器の反転入力端子との間に接続されたコンデンサと、
    　前記差動増幅器の出力端子と前記差動増幅器の反転入力端子との間に前記コンデンサに並列に接続された抵抗素子と、
    　前記差動増幅器の出力端子と前記差動増幅器の反転入力端子との間に前記コンデンサに並列に接続された双方向ダイオード特性を有するＥＳＤ保護素子と、を備える、コンデンサマイクロフォン用増幅装置。
  2. 　ＥＳＤ保護素子が、オン電流の通流方向が互いに逆になるよう接続された一対のダイオードで構成されている、請求項１に記載のコンデンサマイクロフォン用増幅装置。
  3. 　ＥＳＤ保護素子が、各々がダイオード接続され、かつオン電流の通流方向が互いに逆になるよう接続された一対のＭＯＳトランジスタで構成されている、請求項１に記載のコンデンサマイクロフォン用増幅装置。
  4. 　ＥＳＤ保護素子が、各々がダイオード接続され、かつオン電流の通流方向が互いに逆になるよう接続された一対のバイポーラトランジスタで構成されている、請求項１に記載のコンデンサマイクロフォン用増幅装置。
  5. 　前記差動増幅器が、オペアンプである、請求項１に記載のコンデンサマイクロフォン用増幅装置。
  6. 　前記差動増幅器が、ＭＯＳトランジスタを増幅素子として用いて構成されている、請求項１に記載のコンデンサマイクロフォン用増幅装置。
  7. 　前記コンデンサマイクロフォンが、エレクトレットコンデンサマイクロフォンである、請求項１に記載のコンデンサマイクロフォン用増幅装置。
  8. 　前記コンデンサマイクロフォンが、ＭＥＭＳマイクロフォンである、請求項１に記載のコンデンサマイクロフォン用増幅装置。
PCT/JP2010/005429 2010-04-23 2010-09-03 コンデンサマイクロフォン用増幅装置 WO2011132240A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/129,702 US20120014541A1 (en) 2010-04-23 2010-09-03 Amplifying device for condenser microphone

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010099774A JP2011233954A (ja) 2010-04-23 2010-04-23 コンデンサマイクロフォン用増幅装置
JP2010-099774 2010-04-23

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2011132240A1 true WO2011132240A1 (ja) 2011-10-27

Family

ID=44833804

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2010/005429 WO2011132240A1 (ja) 2010-04-23 2010-09-03 コンデンサマイクロフォン用増幅装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20120014541A1 (ja)
JP (1) JP2011233954A (ja)
WO (1) WO2011132240A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013102499A1 (en) * 2012-01-05 2013-07-11 Epcos Ag Differential microphone and method for driving a differential microphone

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9485578B2 (en) * 2012-12-14 2016-11-01 Queen Mary University Of London Audio format
JP6311241B2 (ja) * 2013-09-10 2018-04-18 オムロン株式会社 静電容量型トランスデューサのためのプリアンプ回路
DE102014202009A1 (de) * 2014-02-05 2015-08-06 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Mittel zum Regeln der elektrischen Vorspannung am Messkondensator eines MEMS-Sensorelements
KR101601179B1 (ko) * 2014-10-20 2016-03-08 현대자동차 주식회사 마이크로폰의 아날로그 신호 처리 회로
CN104464787A (zh) * 2014-11-27 2015-03-25 天津天地伟业数码科技有限公司 嵌入式庭审一体机的音频采集控制电路及其方法
JP6194125B2 (ja) * 2015-01-14 2017-09-06 株式会社日立製作所 超音波探触子およびそれを備える超音波診断装置
JP2017011391A (ja) * 2015-06-18 2017-01-12 株式会社デンソー サージ保護機能付き電流電圧変換回路
IT201900001505A1 (it) 2019-02-01 2020-08-01 St Microelectronics Srl Circuito amplificatore di carica con elevata dinamica di uscita per un sensore microelettromeccanico
US11800282B1 (en) * 2019-07-17 2023-10-24 Copperline Ranch Variable voltage phantom power supply assembly and a method for customizing performance characteristics of a microphone
CN117318633A (zh) * 2023-11-28 2023-12-29 厦门科塔电子有限公司 一种低噪声放大器的电路结构

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005094543A (ja) * 2003-09-19 2005-04-07 Yokogawa Electric Corp 反転増幅器の駆動不良検出回路、及び過負荷検出装置
JP2007508755A (ja) * 2003-10-14 2007-04-05 オーディオアシクス エー／エス マイクロフォン前置増幅器
JP2008028879A (ja) * 2006-07-25 2008-02-07 Sanyo Electric Co Ltd マイクアンプ

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6025746A (en) * 1996-12-23 2000-02-15 Stmicroelectronics, Inc. ESD protection circuits
KR100285312B1 (ko) * 1999-03-29 2001-03-15 윤종용 무선 단말기에서 문자입력 방법
US6339368B1 (en) * 2000-03-31 2002-01-15 Zilog, Inc. Circuit for automatically driving mechanical device at its resonance frequency
US7390960B1 (en) * 2003-07-18 2008-06-24 Jeffrey Arnold Electronic signal processor
CN101536307A (zh) * 2006-10-31 2009-09-16 松下电器产业株式会社 放大设备
US20090086992A1 (en) * 2007-09-27 2009-04-02 Fortemedia, Inc. Microphone circuit and charge amplifier thereof

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005094543A (ja) * 2003-09-19 2005-04-07 Yokogawa Electric Corp 反転増幅器の駆動不良検出回路、及び過負荷検出装置
JP2007508755A (ja) * 2003-10-14 2007-04-05 オーディオアシクス エー／エス マイクロフォン前置増幅器
JP2008028879A (ja) * 2006-07-25 2008-02-07 Sanyo Electric Co Ltd マイクアンプ

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013102499A1 (en) * 2012-01-05 2013-07-11 Epcos Ag Differential microphone and method for driving a differential microphone
US9693135B2 (en) 2012-01-05 2017-06-27 Tdk Corporation Differential microphone and method for driving a differential microphone

Also Published As

Publication number Publication date
JP2011233954A (ja) 2011-11-17
US20120014541A1 (en) 2012-01-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2011132240A1 (ja) コンデンサマイクロフォン用増幅装置
JP5879547B2 (ja) スルーモード付き低雑音増幅器
US7453318B2 (en) Operational amplifier for outputting high voltage output signal
US7119622B2 (en) Amplification device with a bias circuit
TWI559676B (zh) Ａｂ類推挽放大器之輸出電路保護裝置
US8680926B2 (en) Amplification circuit comprising input signal limiting network
US7224226B2 (en) Amplifying device
JP2010245728A (ja) コンデンサマイクの増幅回路
KR100733288B1 (ko) 마이크로폰 증폭기
CN101729028B (zh) 放大元件
US7924090B2 (en) Amplifying device
US20230275550A1 (en) Biased amplifier
JP2006245740A (ja) 増幅回路及びこれを用いたエレクトレットコンデンサマイクロフォン
JP2007281951A (ja) インピーダンス変換回路及び電子機器
JP2005204297A (ja) バイアス回路を搭載した増幅装置
US11101776B2 (en) Common source preamplifier for a MEMS capacitive sensor
WO2007140392A2 (en) Methods and apparatus to provide slew enhancement for low power amplifiers
JP2005109842A (ja) コンデンサ・マイクロフォン用増幅回路
KR102361021B1 (ko) 전치 증폭장치
KR101109199B1 (ko) 마이크로폰 증폭기
JP2011188260A (ja) 高インピーダンス回路、フィルタ回路及び増幅回路
JP2019205000A (ja) 電荷検知回路および圧電マイクロフォン
JP2018186376A (ja) 増幅回路
JP2014103573A (ja) 線形検波器、対数変換器、対数検波器及び対数検波装置
JP2012039408A (ja) 増幅回路装置

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13129702

Country of ref document: US

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 10850186

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 10850186

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1