WO2011108239A1 - 磁気パルセーションモータ - Google Patents

Abstract

　従来の単相１００Ｖを用いたブラシモータ用の非平滑インバータ回路やマトリクスコンバータ回路で直接ブラシレスモータを駆動可能なモータを開発する。モータの軸（４）に慣性力を大きくするコア磁石（１０，１１）を付与するとともに、外周磁石（９，１２）とコア磁石（１０，１１）による吸着と反発力でトルクを変調する磁気パルセーションモータを実現した。単相１００Ｖ電源でインバータおよびマトリクスコンバータ駆動を可能とした。

Description

磁気パルセーションモータ

　本発明は、非平滑インバータおよびマトリクスコンバータで駆動するモータであって、特に家庭用の単相１００Ｖで駆動してもモータの回転数減少やトルク減少による脈動のないモータの回転駆動機構に関する。

　図７に、単相電源および三相電源における電圧と時間との関係である電圧波形を示す。図７において、縦軸が電圧であり、横軸が時間である。

　図７（ａ）に示す三相電源の場合、三つの相のそれぞれの相が、他の相に対して、１２０度の位相差を有する。例えば、日本では、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚで、三つの相が－１４０Ｖから＋１４０Ｖまで変化している。

　図７（ａ）に示すように、マトリクスコンバータの場合、三相電源では、最も電圧が大きい包絡線を選択することで、１５％以下の揺らぎをもつ＋１４０Ｖｐと同じく１５％以下の揺らぎをもつ－１４０Ｖｐが得られる。ここで、Ｖｐとは、電圧波形の極大値と極小値との幅である電圧値の半分を示す。よって、コンデンサで平滑化を行わなくても適切に相をスイッチングすることで脈動の小さい直流成分を得ることができる。

　単相電源では、２つの相が１８０度の位相差を有する。図７（ｂ）に示すように、電圧の包絡線を選択してもゼロクロスのポイントが生じてしまう。その結果、マトリクスコンバータであっても、コンデンサで平滑化を行わない限り、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの半周期で電圧が０Ｖとなり、モータの回転数減少やトルク減少により脈動してしまうという問題があった。

　一方、インバータにおいても小型化を進めるために、平滑コンデンサの容量を小さくした非平滑インバータが使用されつつある。家庭用に供給される単相１００Ｖ電源を用いた場合には、コンデンサで十分に平滑化が行われないため、ダイオード整流後の電圧出力が直流成分とはならず、大きな脈動が発生するという問題がある。

　すなわち、交流成分がそのまま出力されるため、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの半周期で出力電圧が０Ｖに近くなり、可聴域での騒音や振動だけでなく、モータの回転数減少やトルク減少により脈動するといった問題がある。また、モータが停止するという問題も起こりえる。

　そこで、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの半周期で出力電圧が０Ｖとなっても、モータの回転を継続するモータが要望されている。

　従来技術には、回転数の変動を抑制する永久磁石同期モータ（ＰＭモータ：Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）がある（特許文献１）。

　図５に示すように、３相交流電源を使用することで、コンデンサを必要とせず、エネルギー効率が高くトルクの変動の小さな振動が発生しない。そのため、電圧が変動しても負荷の変動があっても回転数が変わらず、低速の回転に適し、かつ、直流及び交流電源の両方で使用できるＰＭモータ５１を提供することを目的としている。

　回転数の変動を抑制するために、永久磁石５２ｃを有する回転子５２とし、複数の極歯５３ｄ、５３ｅを有する２枚のヨーク５３ｂ、５３ｃでソレノイドコイル５３ａを挟んだステータ５３を３個、それぞれの電気位相角度を１２０度ずつシフトして、回転子５２の外周に配置したＰＭモータ５１とした。そして、三相全波ドライバと制御信号発生器と可変手段を有する発振器とで制御装置を構成し、直流電源で駆動する回転駆動機構とした。さらに、ＰＭモータ５１の周波数を可変とした三相交流電源を使用して制御する制御装置とからなる回転駆動機構とした。

　単相／三相変換装置（マトリクスコンバータ）の実施例を図６に示す（特許文献２）。本実施例では、単相瞬時電力の脈動分を補償することができる単相／三相変換装置の制御装置を提供することを目的としている。

　３つの直列スイッチング回路中の３つの接続点Ｐ１～Ｐ３と共通接続点ＣＰ２との間に交流電力を蓄積するための交流電力蓄積回路ＰＳを設ける。電力蓄積回路ＰＳを単相交流電力の脈動成分を蓄積する。交流電力蓄積回路ＰＳを、３つの直列スイッチング回路中の３つの接続点Ｐ１～Ｐ３と共通接続点ＣＰ２との間に配置された、交流リアクトルＬ_Cと切り替え回路ＳＷＣとから構成する。

　この切り替え回路ＳＷＣは、単相交流電力の脈動成分がすべて交流リアクトルＬ_Cに供給される瞬時電力に転換するように交流リアクトルＬ_Cと３つの直列スイッチング回路中の３つの接続点Ｐ１～Ｐ３とを選択的に接続する。本実施例では単相駆動は可能であるが、平滑コンデンサが必要であるとともに、３つのリアクトルが必要となっていた。

特開２００２－３２０３７１号公報 特開２００５－１６０２５７号公報

　永久磁石同期モータ（ＰＭモータ：Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｍｏｔｏｒ）は、ゼロクロスの問題のない三相交流電源を用いることが前提となっている。よって５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの半周期で出力電圧が０Ｖとなる場合でも、モータの回転数減少やトルク減少により脈動せず回転し続けるモータが必要である。一方で、電力蓄積回路を用いることで脈動成分を蓄積し抑制することができるが、付加的な平滑コンデンサやリアクトル、あるいは電力蓄積回路をインバータやマトリクスコンバータに追加する必要があった。その結果、従来のブラシモータ用のインバータ回路やマトリクスコンバータ回路で直接ブラシレスモータを駆動しようとすると、大きな回路上の変更が必要となっていた。

　本発明では、ＰＭモータ部と、ＰＭモータ部と同一の軸で結合されたパルセータ部を同一のステータ内に設置した。パルセータ部は、２個の極性の異なる外周磁石を対向して配置するとともに、モータと同一の軸には２個の極性の異なるコア磁石を設け、外部磁石とコア磁石の磁界が結合する配置とした。パルセータ部では、配置された磁石による外部磁気を利用してトルクを変調することで、駆動電圧が０Ｖとなってもモータを継続駆動することを可能とした。また、パルセータ部を、２個の対向する外周ソレノイドとし、ソレノイド間を導通することで誘導電流が流れ、ソレノイド内の磁界の変化を抑制するようにトルクを発生させることで、外周磁石を不要とした。さらに、外周ソレノイドの導通状態をスイッチで変化させることで、ゼロクロス以外のタイミングでは損失を０とする、低損失駆動を実現した。

　本発明により、単相１００Ｖ電源を用いた非平滑インバータやマトリクスコンバータであってもモータの回転数減少やトルク減少による脈動の問題をなくし、簡単な制御装置で駆動することができる。

　すなわち、ゼロクロスの問題があるために、単相では使用できなかった非平滑インバータやマトリクスコンバータ回路においても、本発明の磁気パルセーションモータ（ＭＰモータ：Ｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｐｕｌｓａｔｉｏｎ　Ｍｏｔｏｒ）を使用することで単相交流電源でも非平滑インバータやマトリクスコンバータによるモータ駆動が可能となった。また、回路部分の変更ではなく、モータ自体の変更であるため、従来のブラシモータ用非平滑インバータやマトリクスコンバータをそのまま用いてブラシレスモータを駆動できる。モータ部分の交換でよいため、駆動部分の変更規模が緩和され、従来の機器に設置されているブラシモータからブラシレスモータへの置き換えが容易となる。

図１は、本発明の第１の実施形態に係る磁気パルセーションモータを示す断面図である。 図２は、本発明の第２の実施形態に係る磁気パルセーションモータを示す断面図である。 図３は、本発明の第２の実施形態に係る磁気パルセーションモータの駆動説明図である。 図４は、本発明の第３の実施形態に係る磁気パルセーションモータを示す断面図および駆動説明図である。 図５は、従来のＰＭモータを示す断面図である。 図６は、従来のインバータ駆動迂回路を示す断面図である。 図７は、単相交流と三相交流の包絡線の説明図である。 図８は、ＰＭモータの駆動原理の説明図である。 図９は、マトリクスコンバータシステムの駆動回路図および動作説明図である。

　まず、本願発明者らの本願発明に至る経緯を説明した後に、実施形態を説明する。

　非平滑インバータやマトリクスコンバータを用いて、エアコンや冷蔵庫用のコンプレッサを単相１００Ｖで駆動した場合には、ゼロクロスが発生してもモータの回転数減少やトルク減少により脈動することなく安定して回転させることができた。一方で、換気扇などのように、コンプレッサがない場合には、回転が不安定となるとともに、モータが回転数減少やトルク減少により脈動することを、本願発明者らは見出した。特に、１０００ｒｐｍ以上になるとモータ自体が大きく振動し始める問題があった。

　このことから、本願発明者らは、ゼロクロスが生じる単相１００Ｖの場合であっても、コンプレッサを連結してモータを駆動した場合には、顕著な脈動なくモータを回転できることに知見を得た。

　コンプレッサは、大きな慣性力を保持していること、及びトルクが変調されている。よって、モータ自体に慣性力とトルクの変調機構を付与することで、コンプレッサを連結しなくても、非平滑インバータやマトリクスコンバータを用いて、モータを単相１００Ｖで安定して駆動できるのではないかと考えた。

　ただし、単純にコンプレッサを連結した場合、フロンなどのガスの圧縮と膨張とを機械的に行うため、コンプレッサの構造が非常に複雑となる。さらに、重量も大きくなるので、例えば換気扇などの小型軽量モータにコンプレッサの機構を連結するのは問題があった。

　そこで、コンプレッサと同じ機能を実現できるように、モータの軸に慣性力を大きくするコア磁石を付与するとともに、外周磁石とコア磁石による吸引力と斥力でトルクの変調を実現した。以下、単相電源でインバータおよびマトリクスコンバータ駆動する磁気パルセーションモータ（ＭＰモータ）について、図面を参照しながら説明する。

　（第１の実施形態）
　以下、図１を用いて、第１の実施形態に係る磁気パルセーションモータを説明する。図１（ａ）に示すように、第１の実施形態に係る磁気パルセーションモータは、ＰＭモータ部１とパルセータ部２とを備える。図１（ａ）は、磁気パルセーションモータの回転軸と平行な面の切断面を示している。

　（ＰＭモータ部１）
　図１（ｂ）に、図１（ａ）の１点鎖線１００におけるＰＭモータ部１の切断面を示す。ＰＭモータ部１は、回転子３と、その回転子３の外周に接するように取り付けられたステータ８と、ソレノイド７とから構成される。図１（ｂ）に示すＰＭモータ部１は、１２スロット８極構造である。１２スロットとは、ソレノイド７の数であり、８極とは、永久磁石６の数を示す。

　以下、ＰＭモータ部１のそれぞれの構成を説明する。回転子３は、軸４と、界磁ヨーク５と、永久磁石６とから構成される。

　界磁ヨーク５は、軸４の周りを囲むように配置される。また、永久磁石６は、界磁ヨーク５中に埋め込まれ、軸４の回転軸の円周上に配置されている。永久磁石６を界磁ヨーク５内部に組み込むのは、回転による磁石の破壊を抑制するためである。図１（ｂ）に示したように、Ｎ極の永久磁石とＳ極の永久磁石が交互に配置されている。図１（ｂ）に示すように、外周に永久磁石６を有する回転子３は軸４を中心に自由に回転できる。

　ソレノイド７は、ステータ８の円周方向に均等に配置するようにステータ８内部に取り付けられている。また、ソレノイド７は、永久磁石６と対向する位置に配置されている。

　ステータ８には、その内部を貫通するように、軸４が配置されている。ステータ８は、例えば、円柱の形状である。

　（パルセータ部２）
　次に、図１（ａ）の１点鎖線１０１における切断面図である図１（ｃ）を用いて、パルセータ部２を説明する。図１（ｃ）に示すように、パルセータ部２には、軸４を囲むように、コア磁石が設置されている。コア磁石は、コア磁石Ｎ極１０とコア磁石Ｓ極１１とから構成されている。コア磁石Ｎ極１０及びコア磁石Ｓ極１１は、軸４に固定されており、回転子３の回転に応じて回転する。

　外周磁石Ｓ極９及び外周磁石Ｎ極１２（外周磁石）は、コア磁石Ｎ極１０及びコア磁石Ｓ極１１の周囲を囲むように、コア磁石に対向する位置に、固定されている。外周磁石は、軸からの角度として概略９０度の角度を保有する範囲でコア磁石を囲む構造となる。

　外周磁石の軸側がそれぞれＳ極とＮ極となるように設置されており、外周磁石Ｓ極９と外周磁石Ｎ極１２がステータ８に設置されている。

　なお、外周磁石は、軸からの角度として概略９０度の角度を保有する範囲としたが、十分なトルクを発生できるのであれば、図１（ｄ）のように、外周磁石を小さくして、複数配置してもよい。本実施形態では、外周磁石Ｓ極９に対向する位置に外周磁石Ｓ極９’を設置し、外周磁石Ｎ極１２に対向する位置に外周磁石Ｎ極１２’を設置した。それぞれの磁石の大きさは、軸からの角度として概略３０度とした。コア磁石も、外周磁石に対応した極数とした。すなわち、コア磁石Ｎ極１０に対向する位置にコア磁石Ｎ極１０’を、コア磁石Ｓ極１１に対向する位置にコア磁石Ｓ極１１’を設置した。

　例えば、ネオジウム磁石を用いたので、コア磁石と外周磁石の磁気密度は０．５テスラ（Ｔ）となった。コア磁石の直径は８０ｍｍ、厚みは５ｍｍとした。コア磁石の重量は１９０ｇ程度となり、軸４に慣性力を付与している。

　電流を供給するソレノイド７を円周方向に回転させることで、ソレノイド７に誘起された磁気により永久磁石６に吸引力が作用し、電流が供給されたソレノイド７の回転速度に同期して永久磁石６が回転する。

　（磁気パルセーションモータの駆動）
　図８を用いて、磁気パルセーションモータの駆動原理を説明する。ここでは、説明を簡単にするために永久磁石は２極とし、ソレノイドコイルは６スロットとした。１２０度通電方式で駆動した場合を示している。

　図８には、磁気パルセーションモータを駆動するための回路構成を示す。

　図８（ａ）左に示したように、Ｕ相を正極に、Ｗ相を負極に接続すると、Ｕ相からＷ相に電流が流れ、ｕの位置のソレノイドでは、紙面から手前に電流が流れる。ｗの位置のソレノイドでは紙面から裏手方向に電流が流れるため、図８（ａ）右に示した矢印方向の磁界が発生して、永久磁石は０時の方向から３０度分、右方向に回転する。

　次に、図８（ｂ）左に示したように、Ｕ相を正極のままで、Ｖ相を負極に接続すると、Ｕ相からＶ相に電流が流れ、ｕの位置のソレノイドでは、紙面から手前に電流が流れ、ｖの位置のソレノイドでは紙面から奥方向に電流が流れるため、図８（ｂ）右に示した矢印方向の磁界が発生して、永久磁石はさらに６０度分右方向に回転する。このようにして、図８（ｃ）から（ｆ）へ電流を供給するソレノイドを切り替えていくことにより、永久磁石が軸の周りを時計方向に回転することになる。回転数はスイッチを切り替える速さで制御できる。

　図８では、説明上簡単な構成を用いたが、図１（ｂ）に示したＰＭモータ部断面図のようにソレノイドの数や永久磁石の極の数が増えても回転のメカニズムは同様である。

　なお、図８（ａ）～（ｆ）の説明では、スイッチの表記にしているが、具体的にはパワーＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体スイッチを用いて構成する。スイッチングスピードが速いＧａＮパワースイッチやＳｉＣパワースイッチを用いると耐圧も高くすることができる。

　また、図８ではスイッチによるＯＮ／ＯＦＦ制御による電流供給方法を示したが、ＰＭモータ部を静粛に滑らかに駆動するためには正弦波駆動が望ましい。スイッチにより擬似的に正弦波を発生するためには、図８（ｇ）に示したように、ＯＮ／ＯＦＦ制御のＯＮ状態のところで、その中で短い時間でＯＮ／ＯＦＦを繰り返して、ディユーティ比を調整することで擬似的に正弦波を発生させるパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行っている。

　以下、第１の実施形態に係る磁気パルセーションモータの駆動を説明する。

　図１（ｂ）にＰＭモータ部１の断面図を示す。ＰＭモータ部１のソレノイド７に、２０ｋＨｚ程度のパルス幅変調された電流を供給することでソレノイド７を磁化する。そして、図８に示した駆動方法と同様に、通電するソレノイド７を切り替えることで磁化されたソレノイドが作る磁界に応じて回転子３を回転させる。本実施形態のＰＭモータ部１は、１２スロット８極構造とした。

　回転子３と同様に、軸４に連結（固定）されたコア磁石Ｎ極１０およびコア磁石Ｓ極１１も回転する。

　図１（ｃ）に示したように、外周磁石Ｓ極９とコア磁石Ｎ極１０とが最も接近した場合には、吸引力と斥力がつりあって回転方向のトルクは０となる。その後、右方向にコア磁石が回転して、外周磁石Ｓ極９にコア磁石Ｓ極１１が接近した場合には斥力が生じるため回転方向のトルクは負の値を取る。外周磁石Ｓ極９とコア磁石Ｓ極１１とが最も接近した場合、吸引力と斥力がつりあって回転方向のトルクは０となる。さらに、外周磁石Ｓ極９とコア磁石Ｎ極１０とが接近しつつある場合には吸引力が生る。以上のことから、パルセータ部においてトルクの変調を生み出すことができる。

　単相１００Ｖのマトリクスコンバータで本実施形態のＭＰモータを駆動すると、出力回転数は数ｒｐｍ～１０００ｒｐｍの範囲で使用することができる。また、本発明に係るＭＰモータは単相１００Ｖの非平滑インバータであっても回転数が変化することなく安定している。

　出力回転数は発振器のクロック信号のみにより決定するものと考えられる。さらに、本発明に係るＭＰモータは振動を発生することなく、変動の小さくて高い出力トルクを得ることができるため、入力電源に対する出力エネルギー効率の高いモータであることがわかった。

　従来は単相モータの１００Ｖのマトリクスコンバータで換気扇などのモータを駆動した場合、回転数が１０００ｒｐｍ程度からモータが激しく振動するという問題があった。交流１００Ｖの周波数が５０Ｈｚの場合は１００Ｈｚで、６０Ｈｚの場合は１２０Ｈｚの振動を観測した。本実施形態のＭＰモータでは、１０００ｒｐｍまで特段のモータの振動は観測されなかった。

　以上のことから、モータを単相１００Ｖでマトリクスコンバータ駆動したときに生じた１０００ｒｐｍ程度でのモータの振動現象は、電源のゼロクロスポイントの出現によるトルクの変動が原因であることがわかった。その結果、パルセータ部を付加することで軸４にわずかのトルク変調成分を与え、トルクを変調することでゼロクロスポイントでの減速を緩和することにより１０００ｒｐｍまで振動のないモータ駆動を実現することができることがわかった。これは、ＰＭモータ部で、ゼロクロスポイントで供給電圧が低下して減速状態にある時に同期してパルセータ部では外周磁石Ｓ極に接近しつつあるコア磁石Ｎ極に吸引力が働き加速するため、供給電圧の低下による減速を緩和して安定な回転が実現されるためである。

　また、図１（ｄ）の構造では、４極構造にすることで、パルセータ部で生じるトルク変調成分による機械的振動の方向を軸４に対して対称にすることが可能となり、軸の磨耗劣化を抑制することが可能となった。また、軸の変動による振動現象も緩和することができ、図１（ｃ）の構造に比べてより安定な回転を実現することができる。

　（第２の実施形態）
　図２を用いて、第２の実施形態の磁気パルセーションモータを説明する。

　図２において、第１の実施形態の磁気パルセーションモータと同じ符号を用いている構成は、同じ機能を有するため、説明を省略する。

　第２の実施形態の磁気パルセーションモータが第１の実施形態の磁気パルセーションモータと違う点は、外周磁石Ｓ極９及び外周磁石Ｎ極１２に代わり、パルセータ部２が上部外周ソレノイド９ａと下部外周ソレノイド１２ａとを有することである。

　図３（ａ）に示したように、上部外周ソレノイド９ａと下部外周ソレノイド１２ａとは、半導体スイッチ（ＳＷ）１３を介して、電気的に接続する。また、上部外周ソレノイド９ａと下部外周ソレノイド１２ａで発生する誘導電流の向きが同じになるように電気的に接続する。

　以下、第２の実施形態の磁気パルセーションモータの動作を説明する。

　ＰＭモータ部１を回転することにより、軸４でＰＭモータ部１と結合されたコア磁石（コア磁石Ｎ極１０及びコア磁石Ｓ極１１）も回転し、コア磁石Ｎ極１０の中央部分が上部外周ソレノイド９ａに接近する。コア磁石がソレノイドに接近すると、ソレノイドに誘導電流が流れ、コア磁石には斥力が発生する。

　ここで、上部外周ソレノイド９ａと下部外周ソレノイド１２ａで発生する誘導電流の向きが同じになるように接続されているため、循環電流が流れることになる。通常、半導体スイッチ１３は、上部外周ソレノイド９ａと下部外周ソレノイド１２ａと電気的に接続されるように、ＯＮしており、誘導電流が流れるようにしている。コア磁石がソレノイドに接近するとソレノイド中には磁力線を増加しないように誘導電流が流れるため、上部外周ソレノイド９ａはＮ極になり、下部外周ソレノイド１２ａはＳ極となる。

　次に、コア磁石がソレノイドから離れていく場合には逆方向の誘導電流が流れようとするが、ソレノイドは大きなインダクタンス成分を持つために誘導電流の逆転が生じにくく、上部外周ソレノイド９ａはＮ極のままとなり、下部外周ソレノイド１２ａはＳ極のままとなる。

　その結果、ソレノイドとコア磁石の間に斥力が発生して、モータを回転し続けるようなトルクが発生する。したがって、単相１００Ｖのマトリクスコンバータや非平滑インバータであってもモータの回転数減少やトルク減少による脈動なく、回転し続けることができる。

　一方、図３（ｃ）に示したように、半導体スイッチ１３をＯＦＦにすることで、外部ソレノイドには誘導電流が流れないため、トルクが０となり、トルクの変調が生じない。図３（ｄ）に示したように、電源電圧のゼロクロス付近以外では、半導体スイッチ１３をＯＦＦにすることで、ソレノイドや半導体スイッチでの導通抵抗による電流損失を原因とするモータの損失を低減することができる。

　一方、図３（ｂ）に示したように、複数の上部外周ソレノイド９ａと複数の下部外周ソレノイド１２ａとを、それぞれ個別の半導体スイッチ１４、１５、１６で電気的に接続した。この場合、図３（ｅ）に示したように、ＯＮする半導体スイッチの数に応じてトルクを変化することができる。誘導電流の方向はそれぞれの上部外周ソレノイド９ａと下部外周ソレノイド１２ａが循環電流となるように結線した。ＰＭモータの脈動は、回転数を上げるほど顕著となる。そこで、大きな回転数の場合には、大きなトルクの変調を発生する必要があった。図３（ｅ）に示したように、回転数が低い場合にはＯＮにするスイッチを少なくして、極端なトルク変調を抑制する一方で、ＰＭモータから大きな振動が発生する１０００ｒｐｍ以上ではＯＮする半導体スイッチの数を大きくしてトルク変調量を大きくすることができる。これから、本実施形態のＭＰモータでは、３０００ｒｐｍまで特段のモータの振動は観測されなかった。

　本実施形態の駆動回路について、以下に説明する。

　図９（ａ）はマトリクスコンバータシステムであり、ＡＣ単相１００Ｖ電源３１、マトリクスコンバータ３２、ＰＭモータ部３３、パルセータ部３４より構成している。従来のコンバータシステムでは、整流器により商用電力を一度直流電力に変換し、インバータで任意の交流電力に再度変換する。このとき、直流部分の安定化を図るために、整流器とインバータの間に平滑コンデンサを接続する必要があった。これに対して、図９（ａ）のマトリクスコンバータ３２は、ＡＣ単相１００Ｖ電源３１から得られる一定周波数の交流電力を直接、任意の周波数の交流電力に変換する。このマトリクスコンバータ３２では、直流電力に変換する動作が不要であるため、従来のコンバータで必須であった平滑コンデンサを削除できる。このため、装置の小型化が可能になる上、コンデンサの定期交換が不要になるため保守から見た効果は大きい。しかも、電力回生も可能であり、電源高調波も低減できる効果がある。

　まず、ＰＭモータ部の駆動回路について説明する。電源電圧検出器４１は、電源電圧を検出しゼロクロス点検出部３５に伝達する装置である。この電源電圧検出器４１は抵抗等による分圧や、トランス等の電圧検出手段を用いることによって実現できる。また、図９（ａ）では各相の電圧を検出しているが、線間電圧を検出する方式であっても良い。

　ゼロクロス点検出部３５、電源電圧推定値演算部３６、出力電圧演算部３７、マトコンスイッチ指令演算部３８から構成される制御回路はマトリクスコンバータ３２を構成する双方向スイッチをＯＮ／ＯＦＦさせるための指令値を演算する。

　まず、電源電圧検出器４１で検出した電圧情報を基に電源電圧ゼロクロス点検出をゼロクロス点検出部３５で行う。これは、電源の各相の電圧が正から負、或いは、負から正になる点を検出するものである。ゼロクロス点はオペアンプ等を用いたコンパレータを使用して検出する。次に、電源電圧推定値の演算を電源電圧推定値演算部３６で行う。これは、マイコン等を用いており、電源電圧ゼロクロス点検出において検出したゼロクロス点を起点として、タイマ等を用いで電源電圧の電圧値や位相を演算する。次に、マトリクスコンバータ３２の指令値生成等の割込み等に応じて電源電圧の取込みを行う。電圧検出は電源電圧検出器４１で行い、Ａ／Ｄ変換等を施してマイコンに取込む。

　次に、出力電圧演算部３７で電源電圧推定値演算部３６及び出力電流値４２及びモータ等の負荷の位置検出器４０による位置信号を基に演算した出力電圧指令値を、そのままマトコンスイッチ指令演算部３８に入力する。マトコンスイッチ指令演算部３８では、三角波比較等の処理を行うことによって、マトリクスコンバータを構成する双方向スイッチの出力指令値を生成する。

　次に、パルセータ部の駆動回路について説明する。ゼロクロス点検出部３５から電源電圧の低下を検出する。電源電圧の差が５０Ｖ以下になった場合には、図３（ｄ）に示したように、パルセータスイッチ指令演算部からパルセータ部３４の半導体スイッチ１３をＯＮするように指令を出す。電源電圧の差が５０Ｖ以上となった場合には、パルセータ部３４の半導体スイッチ１３をＯＦＦしてパルセータで発生する銅損やスイッチの内部抵抗による損失を抑制する。

　また、図３（ｂ）の構成の磁気パルセーションモータの場合は、位置検出器４０のデータから回転数を算出して、回転数に応じたトルクとなるように、パルセータ部３４のスイッチ１４～１６を図３（ｅ）のようにＯＮ／ＯＦＦ制御する。

　ところで、誘導電流をＯＦＦすることにより、大きな電圧が半導体スイッチに発生するために、半導体スイッチの耐圧の選定には十分な注意が必要となる。したがって、半導体スイッチは、高耐圧特性が実現される窒化物半導体、特に、ＧａＮ系ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、又は炭化珪素又はダイヤモンドを含む半導体からなることが望ましい。以降の実施形態においても、同様な注意が必要である。

　（第３の実施形態）
　単相１００Ｖの電源の周波数が６０Ｈｚで、モータの回転数が１８００ｒｐｍの時には同じコア磁石の位置で電源電圧がゼロクロスポイントとなる。

　第２の実施形態の場合には、コア磁石が外周ソレノイドに接近したときに必ずゼロクロスポイントとなるように同期する恐れがあり、この場合にはソレノイドとコア磁石の間に最大の斥力が働いているときにＰＭモータ部のトルクが０となるために、モータの回転数減少やトルク減少により脈動してしまう恐れがあった。そこで、コア磁石が外周ソレノイドに接近したときに必ずゼロクロスポイントとならないように、誘導電流を流すソレノイドを選択可能とした。以下、図４（ａ）を用いて、第３の実施形態の磁気パルセーションモータを説明する。

　第１の実施形態及び第２の実施形態との違いは、パルセータ部２の全領域にわたりソレノイドが配置されていることである。上下に設置されたソレノイドにおいて、半導体スイッチ１７で電気的な接続を制御している。また、左右に設置されたソレノイドにおいて、半導体スイッチ１８で電気的な接続を制御している。上下の外周ソレノイドおよび左右の外周ソレノイドの誘導電流はそれぞれ循環電流となるように、半導体スイッチ１７及び１８により、電気的に接続する。図４（ｃ）に示すように、コア磁石が上下の外周ソレノイドに接近したときにゼロクロスポイントとなるようにモータの回転数が同期する場合には、半導体スイッチ１７をＯＦＦにして、半導体スイッチ１８をＯＮにする。その結果、単相１００Ｖのマトリクスコンバータや非平滑インバータであってもモータの回転数減少やトルク減少により脈動することなく、回転し続けることができる。

　本実施形態の駆動回路について、以下に説明する。

　図９（ａ）に示したマトリクスコンバータシステムにおいて、電源電圧検出器４１から電源電圧が５０％以下となる時のモータの回転角を位置検出器４０で検出する。その結果を、パルセータスイッチ指令演算部３９に入力し、図９（ｂ）に図示したように半導体スイッチ１７をＯＮするか半導体スイッチ１８をＯＮするかを決定する。スイッチの決定に当たっては、ゼロクロスのポイントでプラスのトルクが発生するようにスイッチを選択する。本実施形態では、図９（ｃ）に示したように、ゼロクロスするときのコア磁石の回転角θとしたときのｃｏｓθが０→１の時と０→－１のときは半導体スイッチ１７をＯＮし、半導体スイッチ１８をＯＦＦする。一方、ｃｏｓθが１→０の時と－１→０のときは半導体スイッチ１７をＯＦＦし、半導体スイッチ１８をＯＮする。スイッチをＯＮするタイミングは図９（ｂ）に示すように、電源電圧が５０Ｖ以下になった時点で行う。これは、電源電圧が０Ｖになる前にソレノイドに電流を流すことで吸引力を生じさせるために必要となるからである。

　（第４の実施形態）
　コア磁石が外周ソレノイドに接近したときに、ゼロクロスポイントとならないように、誘導電流を流すソレノイドを個別に選択可能とした。

　以下、図４（ｂ）を用いて、第４の実施形態の磁気パルセーションモータを説明する。ソレノイドを１２分割して、それぞれ軸を中心として対角の位置にあるソレノイド同士が循環電流を形成するように、電気的に接続した。その結果、３０度ごとにモータの回転位相を制御することが可能となる。ゼロクロスのポイントでプラスのトルクが発生する位置のソレノイドをＯＮすることで、モータの回転数減少やトルク減少により脈動することなく、回転し続けることができる。

　本実施形態の駆動回路について、以下に説明する。

　図９（ａ）に示したマトリクスコンバータシステムにおいて、電源電圧検出器４１から電源電圧が５０％以下となる時のモータの回転角を位置検出器４０で検出する。その結果を、パルセータスイッチ指令演算部３９に入力し、図４（ｂ）に図示したどのスイッチをＯＮするかを決定する。スイッチの決定に当たっては、ゼロクロスのポイントでプラスのトルクが発生するようにスイッチを選択する。本実施形態では、図９（ｄ）に示したように、ゼロクロスするときのコア磁石の回転角θが０度から３０度の時はＳＷ１９をＯＮし、３０度から６０度のときはＳＷ２０をＯＮする。以降、回転角に応じて図９（ｄ）に示したスイッチをＯＮするように制御する。また、スイッチをＯＮするタイミングは、電源電圧が５０Ｖ以下になった時点で行う。

　さらに、特殊な制御方法として、図４（ｄ）に示すように、モータの回転数が１２００ｒｐｍのときは、コア磁石がひとつおきのソレノイドに接近した位置で電源電圧がゼロクロスポイントとなる。この場合には、ゼロクロスのポイントで最接近したソレノイドおよび１つおきのソレノイドをＯＦＦとし（たとえばＳＷ１９、ＳＷ２１、ＳＷ２３をＯＦＦ）、他のソレノイドをＯＮとする（ＳＷ２０、ＳＷ２２、ＳＷ２４をＯＮ）ことで、ソレノイドとコア磁石の間に最大の斥力が働いているときにＰＭモータ部のトルクが０とならないようにできる。

　その結果、単相１００Ｖのマトリクスコンバータや非平滑インバータであってもモータの回転数減少やトルク減少により脈動することなく、回転し続けることができる。

　なお、本発明のＭＰモータに使用したモータ部にはＰＭモータ（ブラシレスＤＣモータ）を用いたが、マトリクスコンバータで動作できる交流モータであればよい。ただ、ＰＭモータはモータの構造が単純となるというメリットがあり、最近では大型モータにも使用される頻度が高くなってきている。

　本発明により単相１００Ｖ電源を用いた非平滑インバータやマトリクスコンバータであってもモータの回転数減少やトルク減少による脈動の問題をなくし、簡単な制御装置で駆動することができる、モータを提供することができた。その結果、従来のブラシモータ用非平滑インバータやマトリクスコンバータをそのまま用いてブラシレスＤＣモータを駆動できた。モータ部分のみの交換でよいため、駆動部分の交換が不要となり、従来の機器に設置されているブラシモータからブラシレスモータへの置き換えが容易となった。

　１、３３　ＰＭモータ部
　２、３４　パルセータ部
　３　回転子
　４　軸
　５　界磁ヨーク
　６　永久磁石
　７　ソレノイド
　８　ステータ
　９　外周磁石Ｓ極
　９ａ、１２ａ　外周ソレノイド
　１０　コア磁石Ｎ極
　１１　コア磁石Ｓ極
　１２　外周磁石Ｎ極
　１３～２３　半導体スイッチ
　３１　ＡＣ単相１００Ｖ電源
　３２　マトリクスコンバータ
　３５　ゼロクロス点検出部
　３６　電源電圧推定値演算部
　３７　出力電圧演算部
　３８　マトコンスイッチ指令演算部
　３９　パルセータスイッチ指令演算部
　４０　位置検出器
　４１　電源電圧検出器
　４２　出力電流値

Claims (6)

1. 　ＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ）モータ部と、
   　パルセータ部と、
   　制御回路とを備え、
   　前記ＰＭモータ部は、永久磁石からなる回転子と、ソレノイドコイルからなるステータとを有し、
   　前記パルセータ部は、コア磁石と、外周ソレノイドとを有し、
   　前記回転子と前記コア磁石は、軸で連結されており、
   　前記外周ソレノイドは、前記ステータに接続されており、
   　前記コア磁石は、Ｎ極とＳ極が前記軸を中心に対向しており、
   　前記外周ソレノイドは、前記ステータの全領域にわたり複数個配置されており、隣接する前記外周ソレノイド同士あるいは前記コア磁石に対して対向する前記外周ソレノイド同士は誘導電流が循環電流となるように半導体スイッチを介して電気的に結線されており、
   　前記制御回路は、
   　電源電圧を検出する電源電圧検出器と、
   　電源電圧の交流－交流変換を行うマトリクスコンバータと、
   　前記電源電圧検出器で検出された電源電圧のゼロクロスのポイントを検出するゼロクロス点検出部と、
   　前記電源電圧検出器において検出された電源電圧が半分以下になった場合に、前記ゼロクロス点検出部が検出したゼロクロスのポイントで最接近した外周ソレノイドに対応した前記半導体スイッチのみをＯＮする指令を出し、電源電圧の差が電源電圧の半分以上になった場合に、全ての前記半導体スイッチをＯＦＦする指令を出すパルセータスイッチ指令演算部とを有する
   　磁気パルセーションモータ。
2. 　ＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ）モータ部と、
   　パルセータ部と、
   　制御回路とを備え、
   　前記ＰＭモータ部は、永久磁石からなる回転子と、ソレノイドコイルからなるステータとを有し、
   　前記パルセータ部は、コア磁石と、外周ソレノイドとを有し、
   　前記回転子と前記コア磁石は、軸で連結されており、
   　前記外周ソレノイドは、前記ステータに接続されており、
   　前記コア磁石は、Ｎ極とＳ極が前記軸を中心に対向しており、
   　前記外周ソレノイドは前記ステータに６個配置されており、前記コア磁石に対して対向する前記外周ソレノイド同士は誘導電流が循環電流となるように半導体スイッチを介して電気的に結線されており、隣接する前記外周ソレノイド同士は電気的に結線せず、
   　前記制御回路は、
   　電源電圧を検出する電源電圧検出器と、
   　電源電圧の交流－交流変換を行うマトリクスコンバータと、
   　前記電源電圧検出器で検出された電源電圧のゼロクロスのポイントを検出するゼロクロス点検出部と、
   　前記電源電圧検出器において検出された電源電圧が半分以下になった場合に、前記ＰＭモータ部の回転位相が３０度ごとにゼロクロスのポイントで最接近した外周ソレノイドに対応した前記半導体スイッチのみをＯＮする指令を出し、電源電圧が半分以上になった場合に、全ての前記半導体スイッチをＯＦＦする指令を出すパルセータスイッチ指令演算部とを有する
   　磁気パルセーションモータ。
3. 　ＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ）モータ部と、
   　パルセータ部と、
   　制御回路とを備え、
   　前記ＰＭモータ部は、永久磁石からなる回転子と、ソレノイドコイルからなるステータとを有し、
   　前記パルセータ部は、コア磁石と、外周ソレノイドとを有し、
   　前記回転子と前記コア磁石は、軸で連結されており、
   　前記外周ソレノイドは、前記ステータに接続されており、
   　前記コア磁石は、Ｎ極とＳ極が前記軸を中心に対向しており、
   　前記外周ソレノイドは前記コア磁石に対して対向して設置されるとともに、隣接する前記外周ソレノイド同士および対向する前記外周ソレノイド同士は誘導電流が循環電流となるように半導体スイッチを介して電気的に結線されており、
   　前記制御回路は、
   　電源電圧を検出する電源電圧検出器と、
   　電源電圧の交流－交流変換を行うマトリクスコンバータと、
   　前記電源電圧検出器で検出された電源電圧のゼロクロスのポイントを検出するゼロクロス点検出部と、
   　前記電源電圧検出器において検出された電源電圧が半分以下になった場合に、前記半導体スイッチをＯＮする指令を出し、電源電圧が半分以上になった場合に、全ての前記半導体スイッチをＯＦＦする指令を出すパルセータスイッチ指令演算部とを有する
   　磁気パルセーションモータ。
4. 　前記マトリクスコンバータが、双方向スイッチで構成される
   　請求項１～３の何れか１項に記載の磁気パルセーションモータ。
5. 　前記半導体スイッチが、窒化物半導体、炭化珪素又はダイヤモンドを含む半導体からなる
   　請求項１～３の何れか１項に記載の磁気パルセーションモータ。
6. 　ＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ）モータ部と、
   　パルセータ部とを備え、
   　前記ＰＭモータ部は、永久磁石からなる回転子と、ソレノイドコイルからなるステータとを有し
   　前記パルセータ部は、コア磁石と、複数の外周磁石とを有し、
   　前記回転子と前記コア磁石は、軸で連結されており、
   　前記外周磁石は、前記ステータに接続されており、
   　前記コア磁石は、Ｎ極とＳ極が前記軸を中心に対向しており、前記外周磁石はコア磁石に対抗して配置され、
   　前記外周磁石は軸からの角度が概略３０度の角度を有しており、
   　前記コア磁石は軸からの角度が概略３０度の角度を有している
   　磁気パルセーションモータ。

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