JP5622194B2 - 交流モータ及び交流モータの制御方法 - Google Patents

Description

本発明は交流モータに関し、より詳細には、コイル電流の独立した制御を可能とするインバータ回路を備えた、低消費電力の交流モータ及び交流モータの制御方法に関する。

交流モータは、ロータへの電力供給用のブラシを持たず、直流モータと比較してブラシ交換等のメンテナンスが不要である点から、ロボットまたは工作機械等の産業用機械や電気自動車に広く使われている。交流モータの種類には、例えば、誘導モータ、同期モータ、および交流整流子モータがある。

例えば３相同期モータでは、１２０度ずつの角度をおいて３つのステータコイルを配置し、３つのステータコイルの一方の３端子を互いに結合して、例えばＹ型結線回路を構成する。３つのステータコイルの他方の３端子に３相交流電流を通電することで回転磁界を発生させ、モータの中央に位置する永久磁石のロータを回転させる。３相同期モータは、電力供給線が３本で済む点や、モータの始動性の点から、交流モータとしてよく使用されている。

一方、半導体素子が発達した現代では、デジタル技術の発達により、直流電源を入力に使うことが多い。また、動力源としてモータを電気自動車に搭載する場合にも、モータ用の電源が直流電源（バッテリー）であることが要求される。そのため、近年では、ステータコイルに３相交流電流を通電することはせず、トランジスタを利用したオン／オフ回路（即ち、インバータ回路）を用いて、擬似的な３相交流電流を発生させている。

インバータ回路を用いて制御を行う同期モータの基本的な構造および駆動方法は周知であり、例えば下記特許文献１には、３相同期モータの簡便な駆動方法である「１２０度通電駆動」が記載されている。３相インバータは、ステータコイルに流れる電流の向きを制御する２つのスイッチ素子を各相毎に備え、１２０度通電駆動の場合、３相インバータのいずれか１相は、２つのスイッチ素子が両方ともオフに固定された無通電状態になる。

図２２に、従来技術に係る例示的な３相同期モータの概略構成図を示す。図２２に示す３相同期モータ１１０では、３つのステータコイルの各々の一方の３端子を互いに結合してＹ型結線回路を構成し、３相交流電流に代えて、３つのステータコイル１１１Ｕ，１１１Ｖ，１１１Ｗの各々の他方の３端子に、１つの直流電圧２Ｅを印加する。上記した「１２０度通電駆動」を実現するために、図２２に示す３相同期モータ１１０では、直列回路をなす２つのステータコイル（例えば、１１１Ｕ，１１１Ｖとする）に直流電流を通電し、この直流電流のオン／オフ時間の長さで電流を調節することで、擬似的な３相交流電流を発生させている。擬似的な３相交流電流により発生した回転磁界１１２は、モータ１１０の中央に位置するロータ１１３を回転させる。

特開２００７−１５１３５１号公報

従来技術に係る３相同期モータでは、電力供給線の原料である高価な銅の使用量を減らすことを目的として、電力供給線が３本に制限されている。また、デジタル技術の発達により、直流電源を入力に使用するという制限が生じている。これら制限の下で、従来技術に係る３相同期モータ１１０が１２０度通電駆動を行うためには、直列回路をなす２つのステータコイル１１１Ｕ，１１１Ｖに、同じ強さの電流を同じ時間通電しなくてはならない。これがモータの消費電力を増大させる原因となっている。

さらに、２つのステータコイルが１２０度の角度差で配置されるので、これら２つのステータコイルが作る合成磁界の大きさは常に、１つのステータコイルが形成する磁界強度の２倍以下となり、モータが出力するトルクの発生効率を減少させている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、目的とする方向および強さを有する最低限の電流を通電することで消費電力を節約し、トルクの発生効率を増大させることができる、コイル電流の独立した制御を可能とするインバータ回路を備えた交流モータ及び交流モータの制御方法を提供することにある。

上記目的の達成のために、本発明に係る交流モータ（１）は、３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ（Ｎは３の倍数）相の交流モータであって、
前記組の各々を成し、協働して回転磁界を発生する第１〜第３のステータコイルと、
第１の直流電圧、第２の直流電圧および接地電圧が印加されて、前記組を成す３つのステータコイルの各々に、直流電流を独立して通電するインバータ回路と、
前記直流電流の通電時間を所定の周期で制御する制御信号を、前記インバータ回路に送信する信号処理プロセッサと、
前記回転磁界により回転するロータとを備え、
前記インバータ回路が、
第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第１のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第１のスイッチ素子と、
第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第１のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第２のスイッチ素子と、
第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第２のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第３のスイッチ素子と、
第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第２のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第４のスイッチ素子と、
第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第３のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第５のスイッチ素子と、
第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第３のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第６のスイッチ素子とを備え、
前記第１のステータコイルの第１の端子に前記第１のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
前記第２のステータコイルの第１の端子に前記第２のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
前記第３のステータコイルの第１の端子に前記第３のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
前記第１の直流電圧および前記第２の直流電圧が、互いに符号が異なる同じ大きさの直流電圧であり、
前記制御信号が、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とし、前記第３のスイッチ素子および前記第４のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とし、前記第５のスイッチ素子および前記第６のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とすることで、前記第１〜第３のステータコイルの各々に直流電流を独立して通電し、前記回転磁界を発生させることを特徴とする。

また、本発明に係る交流モータ（２）は、３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ（Ｎは３の倍数）相の交流モータであって、
前記組の各々を成し、協働して回転磁界を発生する第１〜第３のステータコイルと、
直流電圧および接地電圧が印加されて、前記組を成す３つのステータコイルの各々に、直流電流を独立して通電する第１〜第３の単相用のインバータ回路と、
前記直流電流の通電時間を所定の周期で制御する制御信号を、前記第１〜第３の単相用のインバータ回路に送信する信号処理プロセッサと、
前記回転磁界により回転するロータとを備え、
前記第１の単相用のインバータ回路が、前記第１のステータコイルに直流電流を独立して通電し、前記第２の単相用のインバータ回路が、前記第２のステータコイルに直流電流を独立して通電し、前記第３の単相用のインバータ回路が、前記第３のステータコイルに直流電流を独立して通電し、
前記制御信号が、３つの前記第１〜第３の単相用のインバータ回路のうち、何れか２つに直流電流を独立して通電することで、前記回転磁界を発生させることを特徴とする。

また、本発明に係る交流モータ（３）は、前記した交流モータ（１）または（２）において、前記Ｎ相が３相であり、
前記回転磁界がπ／３回転する間に、３つの前記ステータコイルのうち、２つの前記ステータコイルの各々に流れる第１のコイル電流ｉ_１（θ）および第２のコイル電流ｉ_２（θ）が、
ｉ_１（θ）＝ α（θ）（Φ_ｄ／Φ_ｃ）Ｉ_ｃ
ｉ_２（θ）＝−β（θ）（Φ_ｄ／Φ_ｃ）Ｉ_ｃ
α（θ）＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ
θ＝ωｔ
の関係を満たし、残りの１つの前記ステータコイルに流れる第３のコイル電流ｉ_３（θ）が、ｉ_３（θ）＝０の関係を満たし、ここで、Φ_ｄが、所望の回転磁束の大きさ、θが磁束Φ_ｄの回転角度、ωが磁束Φ_ｄの回転角速度であり、Φ_ｃが、前記ステータコイルに電流Ｉ_ｃを通電した場合に得られる磁束の大きさであることを特徴とする。

また、本発明に係る交流モータ（４）は、前記した交流モータ（１）〜（３）のいずれかにおいて、前記制御信号が、ＰＷＭ制御信号であり、
ＰＷＭ制御の１サイクルＴについて、３つの前記ステータコイルのうち、
前記第１のステータコイルにサイクルαＴ＋β（√３−１）Ｔの間電流Ｉ_ｃを通電し、且つ、前記第２のステータコイルにサイクル｜−α（√３−１）＋β（√３−１）｜Ｔの間電流Ｉ_ｃを通電し、且つ、前記第３のステータコイルにサイクルα（√３−１）Ｔ＋βＴの間電流Ｉ_ｃを通電することで、前記第１のステータコイルのみによって形成される磁界方向を基準とする、０［ｒａｄ］〜π／３［ｒａｄ］の間の方向の回転磁束を生成し、
ここで、θが回転磁束の回転角度、Φ_ｃが、前記ステータコイルに電流Ｉ_ｃを通電した場合に得られる磁束の大きさであり、係数αおよび係数βが、
α（θ）＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ
の関係を満たし、Ｋ_Ｂが前記第１〜第３のステータコイルのコイル定数であり、
前記回転磁束の最大の強度が√３Ｋ_ＢＩ_ｃとなることを特徴とする。

また、本発明に係る交流モータの制御方法（５）は、３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ（Ｎは３の倍数）相の交流モータの制御方法であって、
前記組の各々を成し、協働して回転磁界を発生する第１〜第３のステータコイルと、
第１の直流電圧、第２の直流電圧および接地電圧が印加されて、前記組を成す３つのステータコイルの各々に、直流電流を独立して通電するインバータ回路と、
前記直流電流の通電時間を所定の周期で制御する制御信号を、前記インバータ回路に送信する信号処理プロセッサと、
前記回転磁界により回転するロータとを備え、
前記インバータ回路が、
第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第１のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第１のスイッチ素子と、
第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第１のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第２のスイッチ素子と、
第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第２のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第３のスイッチ素子と、
第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第２のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第４のスイッチ素子と、
第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第３のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第５のスイッチ素子と、
第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第３のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第６のスイッチ素子とを備え、
前記第１のステータコイルの第１の端子に前記第１のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
前記第２のステータコイルの第１の端子に前記第２のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
前記第３のステータコイルの第１の端子に前記第３のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
前記第１の直流電圧および前記第２の直流電圧が、互いに符号が異なる同じ大きさの直流電圧である、３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ相の交流モータにおいて、
前記制御信号が、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とし、前記第３のスイッチ素子および前記第４のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とし、前記第５のスイッチ素子および前記第６のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とすることで、前記第１〜第３のステータコイルの各々に直流電流を独立して通電し、前記回転磁界を発生させることを特徴とする。

また、本発明に係る交流モータの制御方法（６）は、３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ（Ｎは３の倍数）相の交流モータの制御方法であって、
前記組の各々を成し、協働して回転磁界を発生する第１〜第３のステータコイルと、
直流電圧および接地電圧が印加されて、前記組を成す３つのステータコイルの各々に、直流電流を独立して通電する第１〜第３の単相用のインバータ回路と、
前記直流電流の通電時間を所定の周期で制御する制御信号を、前記第１〜第３の単相用のインバータ回路に送信する信号処理プロセッサと、
前記回転磁界により回転するロータとを備え、
前記第１の単相用のインバータ回路が、前記第１のステータコイルに直流電流を独立して通電し、前記第２の単相用のインバータ回路が、前記第２のステータコイルに直流電流を独立して通電し、前記第３の単相用のインバータ回路が、前記第３のステータコイルに直流電流を独立して通電する、３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ相の交流モータにおいて、
前記制御信号が、３つの前記第１〜第３の単相用のインバータ回路のうち、何れか２つに直流電流を独立して通電することで、前記回転磁界を発生させることを特徴とする。

また、本発明に係る交流モータの制御方法（７）は、前記した交流モータ（５）または（６）において、前記Ｎ相が３相であり、
前記回転磁界がπ／３回転する間に、３つの前記ステータコイルのうち、２つの前記ステータコイルの各々に流れる第１のコイル電流ｉ_１（θ）および第２のコイル電流ｉ_２（θ）が、
ｉ_１（θ）＝ α（θ）（Φ_ｄ／Φ_ｃ）Ｉ_ｃ
ｉ_２（θ）＝−β（θ）（Φ_ｄ／Φ_ｃ）Ｉ_ｃ
α（θ）＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ
θ＝ωｔ
の関係を満たし、残りの１つの前記ステータコイルに流れる第３のコイル電流ｉ_３（θ）が、ｉ_３（θ）＝０の関係を満たし、ここで、Φ_ｄが、所望の回転磁束の大きさ、θが磁束Φ_ｄの回転角度、ωが磁束Φ_ｄの回転角速度であり、Φ_ｃが、前記ステータコイルに電流Ｉ_ｃを通電した場合に得られる磁束の大きさであることを特徴とする。

また、本発明に係る交流モータの制御方法（８）は、前記した交流モータ（５）〜（７）のいずれかにおいて、前記制御信号が、ＰＷＭ制御信号であり、
ＰＷＭ制御の１サイクルＴについて、３つの前記ステータコイルのうち、
前記第１のステータコイルにサイクルαＴ＋β（√３−１）Ｔの間電流Ｉ_ｃを通電し、且つ、前記第２のステータコイルにサイクル｜−α（√３−１）＋β（√３−１）｜Ｔの間電流Ｉ_ｃを通電し、且つ、前記第３のステータコイルにサイクルα（√３−１）Ｔ＋βＴの間電流Ｉ_ｃを通電することで、前記第１のステータコイルのみによって形成される磁界方向を基準とする、０［ｒａｄ］〜π／３［ｒａｄ］の間の方向の回転磁束を生成し、
ここで、θが回転磁束の回転角度、Φ_ｃが、前記ステータコイルに電流Ｉ_ｃを通電した場合に得られる磁束の大きさであり、係数αおよび係数βが、
α（θ）＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ
の関係を満たし、Ｋ_Ｂが前記第１〜第３のステータコイルのコイル定数であり、
前記回転磁束の最大の強度が√３Ｋ_ＢＩ_ｃとなることを特徴とする。

本発明によると、交流モータの各コイルに独立して電流を流すことができるので、目的とする方向および強さを有する最低限の電流を各コイルに通電することで、モータの消費電力を低減することができる。

また、本発明によると、交流モータの各コイルに独立して電流を流すことができるので、通電可能な最大の電流を各コイルに通電することで、得られる磁束の強さが増大し、モータが発生する最大トルクを増大させることができる。モータの出力トルクは磁束の強さに比例するので、モータの出力トルクが増大し、例えば電気自動車の発進時の加速度を上げることができる。

また、本発明の制御方法によると、得られる回転磁界の大きさを、従来の制御方法により得られる回転磁界の大きさと同じにする場合、本発明の制御方法では、各々のステータコイルが発生する磁界が互いに打ち消す割合が少なくなるようにコイル電流を流す制御をするので、従来の制御方法と比較して、消費電力を低減することができる。

本発明の実施の形態に係る同期モータの概略構成図である。 本発明の実施の形態に係る同期モータを制御するインバータ回路の回路図である。 本発明の実施の形態に係る同期モータの駆動方法（ａ）と従来技術に係る同期モータの駆動方法（ｂ）（ｃ）とを示す概略図である。 同じ大きさの磁束Φ_ｃを発生させる場合の消費電力の比率を消費電力Ｐａを基準として示すグラフである。 コイル電流の大きさをＩ_Ｃに制限した場合に得られる最大の合成磁束Φ_Ｃを示すグラフである。 各コイルに独立して電流を流すことにより磁束を回転させる場合の、コイルを流れる電流を説明する図である。 各コイルに独立して電流を流すことにより磁束を回転させる場合の、コイルＵ，Ｖ，Ｗを流れるコイル電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗのタイミング図である。 直列接続された２つのコイルに電流を流す場合の、ＰＷＭ制御の２種類のデューティー比を説明するタイミング図である。 一定の大きさの磁束Φ_ｄが角速度ωで１回転する際に要する電気エネルギーの比率を、電気エネルギーＷｒａを基準として示すグラフである。 原理的な考察により回転磁束の方向毎に得られた電気エネルギーの低減率を示す模式図である。 回転磁束の方向が０［ｒａｄ］である場合の、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。 回転磁束の方向が０［ｒａｄ］である場合の、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。 回転磁束の方向がπ／６［ｒａｄ］である場合の、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。 回転磁束の方向がπ／６［ｒａｄ］である場合の、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。 原理的な考察により回転磁束の方向毎に得られた磁束の強さの増大率を示す模式図である。 回転磁束の方向がπ／６［ｒａｄ］である場合の、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。 回転磁束の方向がπ／６［ｒａｄ］である場合の、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。 回転磁束の方向が０［ｒａｄ］である場合の、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。 回転磁束の方向が０［ｒａｄ］である場合の、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。 １つのコイルを制御する公知の単相用インバータ回路の一例を示す図である。 インバータ回路の消費電力と同期モータの発生トルクとの比率を、インバータ回路の電源電圧の変化毎に測定した結果を示すグラフである。 従来技術に係る例示的な３相同期モータの概略構成図である。

以下、本発明の実施の形態を、添付の図面を参照して詳細に説明する。尚、以下の説明及び図面において、同じ符号は同じ又は類似の構成要素を示すこととし、よって、同じ又は類似の構成要素に関する説明を省略する。

以下では、（１）本発明の実施の形態に係る同期モータと、同期モータを制御するインバータ回路とを概略的に説明したうえで、（２）同期モータの駆動方法、および（３）磁束の回転方法を詳細に説明する。

（１）同期モータおよびインバータ回路の概略構成
図１に、本発明の実施の形態に係る同期モータの概略構成図を示す。図１に示すように、本発明の同期モータ１０はインバータ回路を備え、インバータ回路は、２本の電力線から供給される正負の直流電圧（＋Ｅ又は−Ｅ）によって擬似的な３相交流電流を発生させ（３本の電力線）、且つ、電流の戻りラインとして３つのステータコイル１１Ｕ，１１Ｖ，１１ＷのＹ型結線結合の中心点からも電力線（ＧＮＤ）を引き出し、合計４本の電力線で各コイル電流を独立して制御する。インバータ回路が、３つのステータコイル１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗのコイル電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗを独立して制御することで回転磁界１２を発生させ、モータ１０の中央に位置するロータ１３を回転させる。回転磁界の発生方法については、後述する「（３）磁束の回転方法」にて詳細に説明する。

図２に、図１に示す本発明の実施の形態に係る同期モータを制御するインバータ回路の回路図を示す。インバータ回路２０は、６つの半導体スイッチ２１ＵＵ，２１ＵＤ，２１ＶＵ，２１ＶＤ，２１ＷＵ，２１ＷＤと、６つのフォトカプラ２２ＵＵ，２２ＵＤ，２２ＶＵ，２２ＶＤ，２２ＷＵ，２２ＷＤと、３つの電流センサ２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗとを備える。各々の半導体スイッチは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと記す）と、ＩＧＢＴのエミッタ−コレクタ間に接続された還流ダイオードとから構成されている。

図２に示すように、インバータ回路２０の上半分のブロックに記載した半導体スイッチ２１ＵＵ，２１ＶＵ，２１ＷＵの各々には、正の直流電圧（＋Ｅ）が印加され、下半分のブロックに記載した半導体スイッチ２１ＵＤ，２１ＶＤ，２１ＷＤの各々には、負の直流電圧（−Ｅ）が印加される。６つの半導体スイッチの各々のゲートには、６つのフォトカプラが各々接続される。これら６つのフォトカプラの各々は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御用の信号をデジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）２４から受信して、６つの半導体スイッチの各々のオン／オフ時間を制御する。

図２に示すインバータ回路２０は、３つのステータコイル１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗのコイル電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗをそれぞれ独立に制御する。一例として、図２に示す構成のうち、ステータコイル１１Ｕのコイル電流ｉ_Ｕを制御する構成について説明する。対を成す半導体スイッチ２１ＵＵ，２１ＵＤは、ノードｕにて直列に接続され、ステータコイル１１Ｕは、一端がノードｕに接続され、他端が電力供給線ＧＮＤに接続される。電流センサ２３Ｕは、ステータコイル１１Ｕと電力供給線ＧＮＤとの間に接続されて、ＤＳＰ２４へコイル電流の大きさをフィードバックする。

対を成す２つの半導体スイッチ２１ＵＵ，２１ＵＤは、いずれか一方がターンオンする。半導体スイッチ２１ＵＵがターンオンすると、ステータコイル１１Ｕにコイル電流ｉ_Ｕの正電流が通電し、半導体スイッチ２１ＵＤがターンオンすると、ステータコイル１１Ｕにコイル電流ｉ_Ｕの負電流が通電する。

ステータコイル１１Ｖについても同様に、対を成す半導体スイッチ２１ＶＵ，２１ＶＤがノードｖにて直列に接続され、ステータコイル１１Ｖの一端がノードｖに接続され、他端が電力供給線ＧＮＤに接続される。ステータコイル１１Ｗについても同様に、対を成す半導体スイッチ２１ＷＵ，２１ＷＤがノードｗにて直列に接続され、ステータコイル１１Ｗの一端がノードｗに接続され、他端が電力供給線ＧＮＤ側に接続される。このように、本発明の実施の形態に係る同期モータ１０のインバータ回路２０では、３つのステータコイル１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの一端が電力供給線ＧＮＤに共通に接続されることで、各コイル電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗの大きさを独立して制御することができる。

（２）同期モータおよびインバータ回路の駆動方法
次に、図３を参照して、本発明の実施の形態に係る同期モータの駆動方法と従来技術に係る同期モータの駆動方法との間で、同じ大きさの磁束を発生させる場合の各々の消費電力を比較する。

図３は、本発明の実施の形態に係る同期モータの駆動方法と従来技術に係る同期モータの駆動方法とを示す概略図である。（ａ）は、本発明の実施の形態に係る同期モータの駆動方法を示す概略図であり、（ｂ）および（ｃ）は何れも、従来技術に係る同期モータの駆動方法を示す概略図である。これら（ａ）〜（ｃ）に示す何れの駆動方法であっても、擬似的な３相交流電流を発生させる。なお、合成磁束Φの向きは、図３（ｂ）又は後述する図６中に示すように、図中の水平線方向を基準とし、半時計回り方向を正の回転方向とする。コイルＵ，Ｖ，Ｗに流れる各々の電流は、例えばＰＷＭにより制御される。

ケース（ａ）：各コイルに独立して電流を流す場合
本発明の実施の形態に係る同期モータの駆動方法では、各コイルに独立して電流を流す。例えば、図３（ａ）に示すように、最も簡単なケースとして、１つのコイルＵだけに電流を流すケースを考える。いま、直流電圧Ｅ［Ｖ］をコイルの両端に印加すると、コイルに電流Ｉ_Ｃ［Ａ］が流れ、コイル電流Ｉ_Ｃにより磁束Φ_Ｃ［Ｗｂ］が生成されるとする。

コイルＵに流れるコイル電流Ｉ_ｕは、Ｉ_ｕ＝Ｉ_Ｃであり、
Ｉ_Ｃ＝Ｅ／Ｒ （１）
となる。Ｒ［Ω］はコイルＵの抵抗値である。コイル電流Ｉ_Ｃにより生成される磁束Φ_Ｃ［Ｗｂ］は、
Φ_Ｃ＝Ｋ_ＢＩ_Ｃ （２）
となる。Ｋ_Ｂはコイル定数である。よって、磁束Φ_Ｃを生成するために必要な電力Ｐａ［Ｗ］は、
Ｐａ＝ＥＩ_Ｃ＝ＥΦ_Ｃ／Ｋ_Ｂ （３）
となる。

ケース（ｂ）：直列接続された２つのコイルの両方に電流を流す場合
従来技術に係る１２０度通電駆動では、Ｙ型結線回路を構成する３つのコイルのうち、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流す。例えば、図３（ｂ）に示すように、コイルＵ，Ｗの両端に直流電圧２Ｅ［Ｖ］を印加する。コイルＵ，Ｗに流れる電流Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖは、それぞれＩ_ｕ＝Ｉ_ｃ／√３［Ａ］、Ｉ_ｗ＝−Ｉ_ｃ／√３［Ａ］となる。ここで、直列接続された２つのコイルの接続ノードに流れる方向を正とし、接続ノードから流出する方向を負としている（以下同様）。２つのコイルＵ，Ｗに流れる電流の方向を考慮すると、２つのコイルＵ，Ｗは互いにπ／３ずつ向きが違うので、コイルＵ，Ｗが生成する２つの磁束の合成磁束Φは、ｓｉｎ（π／３）・Φ_Ｃ／√３＋ｓｉｎ（π／３）・Φ_Ｃ／√３＝Φ_Ｃとなり、各コイルに独立して電流を流す場合（ａ）と同じ大きさの磁束を得ることができる。即ち、ＰＷＭ制御により平均コイル電流をＩ_Ｃ／√３に設定すると、π／６［ｒａｄ］の方向に合成磁束Φ_Ｃ［Ｗｂ］を生成する。よって、磁束Φ_Ｃを生成するために必要な電力Ｐｂ［Ｗ］は、
Ｐｂ＝（２／√３）ＥＩ_Ｃ （４）
となる。

ケース（ｃ）：３つのコイルの全てに電流を流す場合
ケース（ｃ）では、Ｙ型結線回路を構成する３つのコイルの全てに電流を流す。例えば、図３（ｃ）に示すように、並列に接続した２つのコイルＶ，Ｗに、さらにコイルＵを直列に接続する。直列関係にあるコイルＵ，Ｗの両端には直流電圧２Ｅ［Ｖ］を印加し、且つ、直列関係にあるコイルＵ，Ｖの両端にも直流電圧２Ｅ［Ｖ］を印加する。合成磁束Φ_Ｃ［Ｗｂ］を生成する場合のコイルＵ，Ｖ，Ｗの各々に流れる電流Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗは、それぞれＩ_ｕ＝（２／３）Ｉ_Ｃ［Ａ］、Ｉ_ｖ＝−（１／３）Ｉ_Ｃ［Ａ］、Ｉ_ｗ＝−（１／３）Ｉ_Ｃ［Ａ］となる。よって、磁束Φ_Ｃを生成するために必要な電力Ｐｃ［Ｗ］は、
Ｐｃ＝（４／３）ＥＩ_Ｃ （５）
となる。

図４は、同じ大きさの磁束Φ_ｃを発生させる場合の消費電力の比率を消費電力Ｐａを基準として示すグラフである。図４に示すように、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）の消費電力Ｐａの比率（Ｐａ／Ｐａ）は、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）の消費電力Ｐｂの比率（Ｐｂ／Ｐａ）、および、３つのコイルの全てに電流を流すケース（ｃ）の消費電力Ｐｃの比率（Ｐｃ／Ｐａ）のどちらよりも低い値を示す。消費電力の低減率は、約１５％〜約３３％（２／√３〜４／３）である。

図５は、コイル電流の大きさをＩ_Ｃに制限した場合に得られる最大の合成磁束Φ_Ｃを示すグラフである。図５に示すように、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）（３つのコイルに同時に電流Ｉ_Ｃを流す）の合成磁束Φ_Ｃが、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）（２つのコイルに同時に電流Ｉ_Ｃが流れる）の合成磁束、および３つのコイルの全てに電流を流すケース（ｃ）（１つのコイルに電流Ｉ_Ｃが流れ、残りの２つのコイルにはそれぞれ電流Ｉ_Ｃ／２が流れる）の合成磁束のどちらよりも高い値を示す。

（３）磁束の回転方法
（３−１）磁束を回転させる原理
次に、本発明の実施の形態に係る同期モータにおいて磁束を回転させる方法を詳細に説明する。上記した「（２）同期モータおよびインバータ回路の駆動方法」にて説明したように、本発明の実施の形態に係る同期モータの駆動方法（ケース（ａ））では、各コイルに独立して電流を流す。コイル電流の大きさおよび位相の制御は、例えば周知のＰＷＭ制御により行う。

図６は、各コイルに独立して電流を流すことにより磁束を回転させる場合の、コイルを流れる電流を説明する図である。今、２本のコイル（例えば、コイルＵ，Ｗとする）に独立して電流（コイル電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗ）を流すことにより、大きさΦ_ｄ［Ｗｂ］の磁束を生成し、この磁束Φ_ｄを、角度θ［ｒａｄ］方向に、角速度ω［ｒａｄ／ｓ］でπ／３［ｒａｄ］回転させることを考える。生成される回転磁束は大きさΦ_ｄで一定であり、コイル電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｗの大きさは角度θの関数である。

コイルＵ，Ｗの各々を流れるコイル電流ｉ_Ｕ（θ）［Ａ］，ｉ_Ｗ（θ）［Ａ］は次の通りとなる。

ｉ_Ｕ（θ）＝ α（θ）（Φ_ｄ／Φ_ｃ）Ｉ_ｃ
ｉ_Ｗ（θ）＝−β（θ）（Φ_ｄ／Φ_ｃ）Ｉ_ｃ （６）
ここで、α（θ）（Φ_ｄ／Φ_ｃ）およびβ（θ）（Φ_ｄ／Φ_ｃ）は、図６に示す磁束の回転を得るための、ＰＷＭ制御のサイクル時間Ｔ［ｓ］についてのデューティー比であり（図８参照）、
α（θ）＝（２／√３）［（√３／２）ｃｏｓθ−（１／２）ｓｉｎθ］
＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ θ＝ωｔ （７）
である。最初にπ／３回転させる間は、コイルＶには電流を流さないので、ｉ_Ｖ（θ）＝０である。

図７は、各コイルに独立して電流を流すことにより磁束を回転させる場合（ケース（ａ））の、コイルＵ，Ｖ，Ｗを流れるコイル電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗのタイミング図である。

図７に示す１サイクルは２π周期である。サイクルの１番目の期間である０〜π／３の期間では、コイル電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗの大きさは、上記した式（６）（７）に従って変化する。即ち、コイル電流ｉ_Ｕ（θ）は、大きさ（（Φ_ｄ／Φ_ｃ）Ｉ_ｃを基準とした相対値）１から０へｓｉｎ（π／３−θ）に従って単調減少し、コイル電流ｉ_Ｖ（θ）は大きさ０のままで変化せず、コイル電流ｉ_Ｗ（θ）は、大きさ０から−１へ−ｓｉｎθに従って単調減少する。

次に、２番目の期間であるπ／３〜２π／３の期間では、コイル電流ｉ_Ｕ（θ）は大きさ０のままで変化せず、コイル電流ｉ_Ｖ（θ）は、大きさ０から１へｓｉｎ（θ＋π／３）に従って単調増加し、コイル電流ｉ_Ｗ（θ）は、大きさ−１から０へ−ｓｉｎθに従って単調増加する。

さらに、３番目の期間である２π／３〜πの期間では、コイル電流ｉ_Ｕ（θ）は、大きさ０から−１へｓｉｎ（π／３−θ）に従って単調減少し、コイル電流ｉ_Ｖ（θ）は、大きさ１から０へｓｉｎ（θ＋π／３）に従って単調減少し、コイル電流ｉ_Ｗ（θ）は大きさ０のままで変化しない。以後、回転磁束Φ_ｄが１回転する間、コイル電流ｉ_Ｕ（θ），ｉ_Ｖ（θ），ｉ_Ｗ（θ）の大きさは、図７に示すタイミング図に従って変化する。

（３−２）回転磁束の電気エネルギー
回転磁束の電気エネルギーを、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）と、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）と、３つのコイルの全てに電流を流すケース（ｃ）とで比較する。

（３−２−１）コンピュータ・シミュレーションによる考察
ケース（ａ）：各コイルに独立して電流を流す場合
磁束Φ_ｄが角速度ω＝１［ｒａｄ／ｓ］でπ／３［ｒａｄ］回転した場合のコンピュータ・シミュレーションによる電気エネルギーＷｓａ［Ｗ・ｓ］は、
Ｗｓａ＝１．１７ＥＩ_ｃ／ω （８）
となる。よって、磁束Φ_ｄの１回転（２π）に要する電気エネルギーＷｒａ「Ｗ・ｓ」は、Ｗｓａの６倍となり、
Ｗｒａ＝７．０ＥＩ_ｃ／ω （９）
となる。

ケース（ｂ）：直列接続された２つのコイルの両方に電流を流す場合
コイルＵ，Ｖ，Ｗの各々を流れるコイル電流ｉ_Ｕ（θ），ｉ_Ｖ（θ），ｉ_Ｗ（θ）は次の通りとなる。

ｉ_Ｕ（θ）＝ α（θ−π／６）（Φ_ｄ／Φ_ｃ）Ｉ_ｃ／√３
ｉ_Ｖ（θ）＝ β（θ−π／６）（Φ_ｄ／Φ_ｃ）Ｉ_ｃ／√３
ｉ_Ｗ（θ）＝−α（θ−π／６）（Φ_ｄ／Φ_ｃ）Ｉ_ｃ／√３ − β（θ−π／６）（Φ_ｄ／Φ_ｃ）Ｉ_ｃ／√３ θ＝π／６ →π／２ （１０）
コイル電流の各々を増大させるために、２種類のデューティー比α（Φ_ｄ／Φ_ｃ）／√３およびβ（Φ_ｄ／Φ_ｃ）／√３が設定されている。図８は、直列接続された２つのコイルに電流を流す場合の、ＰＷＭ制御の２種類のデューティー比を説明するタイミング図である。

磁束Φ_ｄの１回転に要する電気エネルギーＷｒｂ［Ｗ・ｓ］は、コンピュータ・シミュレーションによると、
Ｗｒｂ＝８．０８ＥＩ_ｃ／ω （１１）
となる。

ケース（ｃ）：３つのコイルの全てに電流を流す場合
磁束Φ_ｄの１回転に要する電気エネルギーＷｒｃ［Ｗ・ｓ］は、コンピュータ・シミュレーションによると、
Ｗｒｃ＝９．３４ＥＩ_ｃ／ω （１２）
となる。

図９は、一定の大きさの磁束Φ_ｄが角速度ωで１回転する際に要する電気エネルギーの比率を、電気エネルギーＷｒａを基準として示すグラフである。図９に示すように、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）の電気エネルギーＷｒａの比率（Ｗｒａ／Ｗｒａ）は、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）の電気エネルギーＷｒｂの比率（Ｗｒｂ／Ｗｒａ）、および、３つのコイルの全てに電流を流すケース（ｃ）の電気エネルギーＷｒｃの比率（Ｗｒｃ／Ｗｒａ）のどちらよりも低い値を示す。電気エネルギーの低減率は、約１５〜約３０％である。

（３−２−２）原理的な考察
図１０は、原理的な考察（ＰＷＭ制御下での電磁気学的な考察）により回転磁束の方向毎に得られた電気エネルギーの低減率を示す模式図である。図１０中に文字（Ｄ）または文字（Ｓ）で示す電気エネルギーの低減率は、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）の電気エネルギーを基準として、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）の電気エネルギーについて示すものである。文字（Ｄ）は、ケース（ｂ）に対するケース（ａ）の電気エネルギーの低減率が３０％であることを意味し、文字（Ｓ）は、ケース（ａ）の電気エネルギーの消費がケース（ｂ）の電気エネルギーの消費と同じであることを意味する。

図１０に示すように、回転磁束の方向が０、π／３、２π／３、π、４π／３、および５π／３［ｒａｄ］の場合には、ケース（ａ）の電気エネルギーの低減率は３０％となり、回転磁束の方向がπ／６、π／２、５π／６、７π／６、３π／２、および１１π／６［ｒａｄ］の場合には、ケース（ａ）の電気エネルギーの消費はケース（ｂ）の電気エネルギーの消費と同じになる。したがって、回転磁束が１回転する際の平均を見ると、電気エネルギーの低減率は約１５％となる。

原理的な考察により、回転磁束の電気エネルギーを、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）と、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）とで比較する。考察は、ケース（ｂ）に対するケース（ａ）の電気エネルギーの低減率が３０％となる場合の一例として、回転磁束の方向が０［ｒａｄ］の場合と、ケース（ａ）の電気エネルギーの消費がケース（ｂ）の電気エネルギーの消費と同じとなる場合の一例として、回転磁束の方向がπ／３［ｒａｄ］の場合とに対して行う。

図１１は、回転磁束の方向が０［ｒａｄ］である場合の、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。

コイル電流Ｉ_Ｃにより生成される磁束Φ_Ｃ［Ｗｂ］は、
Φ_Ｃ＝Ｋ_ＢＩ_Ｃ （１３）
となり、ＰＷＭサイクルの１周期Ｔで消費する電気エネルギーＷ_ａ０［Ｗ・ｓ］は、
Ｗ_ａ０＝Ｉ_ＣＥＴ （１４）
となる。

図１２は、回転磁束の方向が０［ｒａｄ］である場合の、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。

図１２の（Ａ）に示すように、ケース（ｂ）の駆動方法では、２通りの電流の流し方を組み合わせて、０［ｒａｄ］方向に回転磁束を生成している。これは、図１２の（Ｂ）に示すように、ケース（ｂ）では、２つのコイルに同じ強さの電流を同じ時間通電しなくてはならないという制限があるためである。

コイル電流Ｉ_Ｃにより生成される磁束Φ_Ｃは、
Φ_Ｃ＝Ｋ_Ｂ（１／３＋１／３＋１／６＋１／６）Ｉ_Ｃ
＝Ｋ_ＢＩ_Ｃ （１５）
となり、ＰＷＭサイクルの１周期Ｔで消費する電気エネルギーＷ_ｂ０［Ｗ・ｓ］は、
Ｗ_ｂ０＝Ｉ_ＣＥ（１／３＋１／３＋１／３＋１／３）Ｔ
＝４／３Ｉ_ＣＥＴ （１６）
となる。

回転磁束の方向が０［ｒａｄ］である場合に、ケース（ａ）の駆動方法とケース（ｂ）の駆動方法とで、電気エネルギーの消費を比較する。式（１４）および式（１６）を比較すると、式（１４）に示すケース（ａ）の駆動方法による電気エネルギーは、式（１６）に示すケース（ｂ）の駆動方法による電気エネルギーの３／４倍である。即ち、回転磁束の方向が０［ｒａｄ］である場合の、ケース（ｂ）に対するケース（ａ）の電気エネルギーの低減率は、約３０％である。

図１３は、回転磁束の方向がπ／６［ｒａｄ］である場合の、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。

コイル電流Ｉ_Ｃにより生成される磁束Φ_Ｃは、
Φ_Ｃ＝Ｋ_Ｂ（１／√３×√３／２＋１／√３×√３／２）Ｉ_Ｃ
＝Ｋ_ＢＩ_Ｃ （１７）
となり、ＰＷＭサイクルの１周期Ｔで消費する電気エネルギーＷ_ａπ／６［Ｗ・ｓ］は、
Ｗ_ａπ／６＝Ｉ_ＣＥ（１／√３＋１／√３）Ｔ
＝２／√３Ｉ_ＣＥＴ （１８）
となる。

図１４は、回転磁束の方向がπ／６［ｒａｄ］である場合の、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。

コイル電流Ｉ_Ｃにより生成される磁束Φ_Ｃは、
Φ_Ｃ＝Ｋ_Ｂ（１／√３×√３／２＋１／√３×√３／２）Ｉ_Ｃ
＝Ｋ_ＢＩ_Ｃ （１９）
となり、ＰＷＭサイクルの１周期Ｔで消費する電気エネルギーＷ_ｂπ／６［Ｗ・ｓ］は、
Ｗ_ｂπ／６＝Ｉ_ＣＥ（１／√３＋１／√３）Ｔ
＝２／√３Ｉ_ＣＥＴ （２０）
となる。

回転磁束の方向がπ／６［ｒａｄ］である場合に、ケース（ａ）の駆動方法とケース（ｂ）の駆動方法とで、電気エネルギーの消費を比較する。式（１８）および式（２０）を比較すると、式（１８）に示すケース（ａ）の駆動方法による電気エネルギーは、式（２０）に示すケース（ｂ）の駆動方法による電気エネルギーと同じ大きさである。即ち、回転磁束の方向がπ／６［ｒａｄ］である場合の、ケース（ａ）の電気エネルギーの消費は、ケース（ｂ）の電気エネルギーの消費と同じである。

（３−３）回転磁束の最大の強さ
原理的な考察により、回転磁束の最大の強さを、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）と、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）とで比較する。ここで、得られる回転磁束の強さとは、ケース（ａ）およびケース（ｂ）の各々のケースにおいて、ＰＷＭ制御下で通電可能な最大の電流を各コイルに流すことにより得られる所望の回転磁束の最大の強さを意味する。

図１５は、原理的な考察（ＰＷＭ制御下での電磁気学的な考察）により回転磁束の方向毎に得られた磁束の強さの増大率を示す模式図である。図１５中に文字（Ｕ）または文字（Ｓ）で示す磁束の強さの増大率は、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）の磁束の強さを基準として、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）の磁束の強さについて示すものである。文字（Ｕ）は、ケース（ｂ）に対するケース（ａ）の磁束の強さの増大率が１５％であることを意味し、文字（Ｓ）は、ケース（ａ）の磁束の強さがケース（ｂ）の磁束の強さと同じであることを意味する。

図１５に示すように、回転磁束の方向が０、π／３、２π／３、π、４π／３、および５π／３［ｒａｄ］の場合には、ケース（ａ）の磁束の強さの増大率は１５％となり、回転磁束の方向がπ／６、π／２、５π／６、７π／６、３π／２、および１１π／６［ｒａｄ］の場合には、ケース（ａ）の磁束の強さはケース（ｂ）の磁束の強さと同じになる。したがって、回転磁束が１回転する際の平均を見ると、磁束の強さの増大率は約７．５％となる。

原理的な考察により、回転磁束の強さを、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）と、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）とで比較する。考察は、ケース（ａ）の磁束の強さがケース（ｂ）の磁束の強さと同じとなる場合の一例として、回転磁束の方向がπ／３［ｒａｄ］の場合と、ケース（ｂ）に対するケース（ａ）の磁束の強さの増大率が１５％となる場合の一例として、回転磁束の方向が０［ｒａｄ］の場合とに対して行う。

図１６は、回転磁束の方向がπ／６［ｒａｄ］である場合の、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。

通電可能な最大のコイル電流Ｉ_Ｃにより生成される最大の磁束Φ_Ｃ［Ｗｂ］は、
Φ_Ｃ＝Ｋ_Ｂ（１×√３／２＋１×√３／２）Ｉ_Ｃ
＝√３Ｋ_ＢＩ_Ｃ （２１）
となる。

図１７は、回転磁束の方向がπ／６［ｒａｄ］である場合の、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。

通電可能な最大のコイル電流Ｉ_Ｃにより生成される最大の磁束Φ_Ｃ［Ｗｂ］は、
Φ_Ｃ＝Ｋ_Ｂ（１×√３／２＋１×√３／２）Ｉ_Ｃ
＝√３Ｋ_ＢＩ_Ｃ （２２）
となる。

回転磁束の方向がπ／６［ｒａｄ］である場合に、ケース（ａ）の駆動方法とケース（ｂ）の駆動方法とで、磁束の強さを比較する。式（２１）および式（２２）を比較すると、式（２２）に示すケース（ａ）の駆動方法により得られる磁束の強さは、式（２１）に示すケース（ｂ）の駆動方法により得られる磁束の強さと同じである。即ち、回転磁束の方向がπ／６［ｒａｄ］である場合の、ケース（ａ）の磁束の強さは、ケース（ｂ）の磁束の強さと同じである。

図１８は、回転磁束の方向が０［ｒａｄ］である場合の、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。

図１８の（Ａ）に示すように、ケース（ｂ）の駆動方法では、２通りの電流の流し方を組み合わせて、０［ｒａｄ］方向に回転磁束を生成している。これは、図１８の（Ｂ）に示すように、ケース（ｂ）では、２つのコイルに同じ強さの電流を同じ時間通電しなくてはならないという制限があるためである。

通電可能な最大のコイル電流Ｉ_Ｃにより生成される最大の磁束Φ_Ｃ［Ｗｂ］は、
Φ_Ｃ＝Ｋ_Ｂ（１／２＋１／２＋１／４＋１／４）Ｉ_Ｃ
＝１．５Ｋ_ＢＩ_Ｃ （２３）
となる。ケース（ｂ）では、２つのコイルには同時にＩ_Ｃ／２の大きさのコイル電流しか流せないので、１．５Ｋ_ＢＩ_Ｃの強さの磁束しか生成できない。

図１９は、回転磁束の方向が０［ｒａｄ］である場合の、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）の駆動方法（Ａ）と、コイル電流のタイミング（Ｂ）とを示す図である。

通電可能な最大のコイル電流Ｉ_Ｃにより生成される最大の磁束Φ_Ｃ［Ｗｂ］は、
Φ_Ｃ＝Ｋ_Ｂ｛１＋（√３ー１）／２＋（√３ー１）／２｝Ｉ_Ｃ
＝√３Ｋ_ＢＩ_Ｃ （２４）
となる。

回転磁束の方向が０［ｒａｄ］である場合に、ケース（ａ）の駆動方法とケース（ｂ）の駆動方法とで、磁束の強さを比較する。式（２３）および式（２４）を比較すると、式（２４）に示すケース（ａ）の駆動方法により得られる磁束の強さは、式（２３）に示すケース（ｂ）の駆動方法により得られる磁束の強さの（√３／１．５＝１．１５・・・）倍である。即ち、回転磁束の方向が０［ｒａｄ］である場合の、ケース（ｂ）に対するケース（ａ）の磁束の強さの増大率は、約１５％である。

なお、ケース（ａ）の駆動方法を用いる場合の、回転磁束の方向が０［ｒａｄ］〜π／６［ｒａｄ］の間の磁束Φ_Ｃについては、補間によって計算することが可能である。

また、例えば、回転磁束の方向がπ／３［ｒａｄ］より大きい角度を向く場合の磁束Φ_Ｃについては、ＰＷＭ制御の１周期について、例えばコイルＷには、Ｔ［秒］の間電流Ｉ_Ｃを通電し、コイルＵ，Ｖには、（√３−１）Ｔ［秒］の間電流Ｉ_Ｃを通電することで発生させる。

また、例えば、回転磁束の方向が０［ｒａｄ］〜π／３［ｒａｄ］の間の角度を向く場合の磁束Φ_Ｃについては、ＰＷＭ制御の１周期について、例えばコイルＵにαＴ＋β（√３−１）Ｔ［秒］の間電流Ｉ_Ｃを通電し、且つ、コイルＷにα（√３−１）Ｔ＋βＴ［秒］の間電流Ｉ_Ｃを通電し、且つ、コイルＶに ｜−α（√３−１）＋β（√３ー１）｜Ｔ の間電流Ｉ_Ｃを通電することで発生させる。

以上、本発明を特定の実施の形態によって説明したが、本発明は上記した実施の形態に限定されるものではない。

上記実施の形態では、回転磁界を発生する方法を同期モータを一例として説明しているが、回転磁界を利用するモータであれば他の種類のモータであってもよい。例えば、同期モータに代えて誘導モータであってもよく、即ち交流モータであればよい。

また、上記実施の形態では、３相の同期モータを使用しているが、相の数は３相に限られず、３相以上の多相であってもよい。例えば、上記実施の形態で説明した３相のインバータ回路をＮ／３（Ｎは３の倍数）セット用意して、Ｎ相の同期モータを構成すればよい。この場合、合計Ｎ個のステータコイルを２π／Ｎの間隔で等間隔で配置すればよく、各ステータコイルに流すコイル電流のタイミングも、図７のタイミング図を参照して、インバータ回路の各セット毎に、半導体スイッチのオン／オフ時間を適宜設定すればよい。

また、上記実施の形態では、３つのステータコイルのコイル電流をそれぞれ独立に制御するインバータ回路として、図２に示すインバータ回路２０を用いているが、この図２に示すインバータ回路２０に代えて、例えば図２０に示す、１つのコイルを制御する公知の単相用インバータ回路を３つ用いて、各ステータコイルを独立に制御してもよい。この場合、単相用インバータ回路には、直流電圧（＋Ｅ）と接地電圧（ＧＮＤ）とが印加され、電源は１つ（＋Ｅ）で済むが、半導体スイッチ（例えば、ＩＧＢＴ）の数は、倍の１２個を必要とする。

また、上記実施の形態では、インバータ回路２０の制御にＰＷＭ方式を用いているが、インバータ回路２０内の半導体スイッチのオン／オフ動作を制御することができれば、他のパルス変調方式であってもよい。

また、上記実施の形態では、ＰＷＭ制御用の信号をＤＳＰ２４がインバータ回路２０へ送信しているが、ＤＳＰ２４に代えて、デジタル信号処理が可能なマイクロ・プロセッサであってもよい。

また、本発明の同期モータを電気自動車に搭載する場合には、電気自動車の走行状況（例えば、速度、道路の勾配）に応じて、同期モータの制御方法を適宜変更すれば良い。例えば、電気自動車が平坦な高速道路を一定の速度で走行する状況では、同期モータは高いトルクを発生する必要が無いので、後述する実施例にて示す、単位発生トルクあたりの消費電力が低いケース（ａ）の制御方法で同期モータを制御すれば良い。

以下に、本発明の実施例を示し、本発明の特徴をより明確にする。

図２１は、インバータ回路の消費電力と同期モータの発生トルクとの比率を、インバータ回路の電源電圧の変化毎に測定した結果を示すグラフである。消費電力および発生トルクの測定は、各コイルに独立して電流を流すケース（ａ）と、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流すケース（ｂ）とに対して行った。また、測定は、インバータ回路の電源電圧の大きさ（＋Ｅ［Ｖ］、−Ｅ［Ｖ］）を、Ｅ＝８［Ｖ］、７［Ｖ］、６［Ｖ］に変化させて行った。

本発明のインバータ回路２０を有する同期モータ１０と、発生トルク測定用のＤＣモータとを用意し、同期モータ１０の回転軸とＤＣモータの回転軸とを互いに接続した。インバータ回路２０はＤＳＰ２４によりＰＷＭ制御され、ＰＷＭ制御の周波数は５００［Ｈｚ］であり、ＤＳＰ２４の制御周期は２［ｋＨｚ］であった。

測定は次の手順で行った。まず、インバータ回路２０に所定の大きさの電源電圧を印加して、同期モータ１０を一定の速度で回転させたうえで、電源の出力電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｌを測定し、これら出力電流の測定値から、同期モータ１０の消費電力Ｐを算出した。次に、ＤＣモータを駆動して同期モータ１０の回転を停止させ、回転が停止した際のＤＣモータへの入力電流ｉ_ＤＣの測定値から、同期モータ１０の最大トルクＱを算出した。測定および算出結果を表１に示す。

表１中の値Ｐ／Ｑは、消費電力と発生トルクとの比率である。各コイルに独立して電流を流す場合（ａ）のＰ／Ｑの値は、直列接続された２つのコイルの両方に電流を流す場合（ｂ）のＰ／Ｑの値よりも、約７％〜約３０％低減していた。

１０ 同期モータ
１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ ステータコイル
１２ 回転磁界
１３ ロータ
２０ インバータ回路
２１ＵＵ，２１ＵＤ，２１ＶＵ，２１ＶＤ，２１ＷＵ，２１ＷＤ 半導体スイッチ
２２ＵＵ，２２ＵＤ，２２ＶＵ，２２ＶＤ，２２ＷＵ，２２ＷＤ フォトカプラ
２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗ 電流センサ
２４ ＤＳＰ
１１０ ３相同期モータ
１１１Ｕ，１１１Ｖ，１１１Ｗ ステータコイル
１１２ 回転磁界
１１３ ロータ

Claims (10)

1. ３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ（Ｎは３の倍数）相の交流モータであって、
   前記組の各々を成し、協働して回転磁界を発生する第１〜第３のステータコイルと、
   第１の直流電圧、第２の直流電圧および接地電圧が印加されて、前記組を成す３つのステータコイルの各々に、直流電流を独立して通電するインバータ回路と、
   前記直流電流の通電時間を所定の周期で制御する制御信号を、前記インバータ回路に送信する信号処理プロセッサと、
   前記回転磁界により回転するロータとを備え、
   前記インバータ回路が、
   第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第１のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第１のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第１のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第２のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第２のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第３のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第２のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第４のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第３のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第５のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第３のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第６のスイッチ素子とを備え、
   前記第１のステータコイルの第１の端子に前記第１のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
   前記第２のステータコイルの第１の端子に前記第２のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
   前記第３のステータコイルの第１の端子に前記第３のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
   前記第１の直流電圧および前記第２の直流電圧が、互いに符号が異なる同じ大きさの直流電圧であり、
   前記制御信号が、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とし、前記第３のスイッチ素子および前記第４のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とし、前記第５のスイッチ素子および前記第６のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とすることで、前記第１〜第３のステータコイルの各々に直流電流を独立して通電し、前記回転磁界を発生させ、
   前記Ｎ相が３相であり、
   前記回転磁界がπ／３回転する間に、３つの前記ステータコイルのうち、２つの前記ステータコイルの各々に流れる第１のコイル電流ｉ _１ （θ）および第２のコイル電流ｉ _２ （θ）が、
   ｉ _１ （θ）＝ α（θ）（Φ _ｄ ／Φ _ｃ ）Ｉ _ｃ
   ｉ _２ （θ）＝−β（θ）（Φ _ｄ ／Φ _ｃ ）Ｉ _ｃ
   α（θ）＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
   β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ
   θ＝ωｔ
   の関係を満たし、残りの１つの前記ステータコイルに流れる第３のコイル電流ｉ _３ （θ）が、ｉ _３ （θ）＝０の関係を満たし、ここで、Φ _ｄ が、所望の回転磁束の大きさ、θが磁束Φ _ｄ の回転角度、ωが磁束Φ _ｄ の回転角速度であり、Φ _ｃ が、前記ステータコイルに電流Ｉ _ｃ を通電した場合に得られる磁束の大きさであることを特徴とする交流モータ。
2. ３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ（Ｎは３の倍数）相の交流モータであって、
   前記組の各々を成し、協働して回転磁界を発生する第１〜第３のステータコイルと、
   直流電圧および接地電圧が印加されて、前記組を成す３つのステータコイルの各々に、直流電流を独立して通電する第１〜第３の単相用のインバータ回路と、
   前記直流電流の通電時間を所定の周期で制御する制御信号を、前記第１〜第３の単相用のインバータ回路に送信する信号処理プロセッサと、
   前記回転磁界により回転するロータとを備え、
   前記第１の単相用のインバータ回路が、前記第１のステータコイルに直流電流を独立して通電し、前記第２の単相用のインバータ回路が、前記第２のステータコイルに直流電流を独立して通電し、前記第３の単相用のインバータ回路が、前記第３のステータコイルに直流電流を独立して通電し、
   前記制御信号が、３つの前記第１〜第３の単相用のインバータ回路のうち、何れか２つに直流電流を独立して通電することで、前記回転磁界を発生させ、
   前記Ｎ相が３相であり、
   前記回転磁界がπ／３回転する間に、３つの前記ステータコイルのうち、２つの前記ステータコイルの各々に流れる第１のコイル電流ｉ _１ （θ）および第２のコイル電流ｉ _２ （θ）が、
   ｉ _１ （θ）＝ α（θ）（Φ _ｄ ／Φ _ｃ ）Ｉ _ｃ
   ｉ _２ （θ）＝−β（θ）（Φ _ｄ ／Φ _ｃ ）Ｉ _ｃ
   α（θ）＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
   β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ
   θ＝ωｔ
   の関係を満たし、残りの１つの前記ステータコイルに流れる第３のコイル電流ｉ _３ （θ）が、ｉ _３ （θ）＝０の関係を満たし、ここで、Φ _ｄ が、所望の回転磁束の大きさ、θが磁束Φ _ｄ の回転角度、ωが磁束Φ _ｄ の回転角速度であり、Φ _ｃ が、前記ステータコイルに電流Ｉ _ｃ を通電した場合に得られる磁束の大きさであることを特徴とする交流モータ。
3. 前記制御信号が、ＰＷＭ制御信号であり、
   ＰＷＭ制御の１サイクルＴについて、３つの前記ステータコイルのうち、
   前記第１のステータコイルにサイクルαＴ＋β（√３−１）Ｔの間電流Ｉ_ｃを通電し、且つ、前記第２のステータコイルにサイクル｜−α（√３−１）＋β（√３−１）｜Ｔの間電流Ｉ_ｃを通電し、且つ、前記第３のステータコイルにサイクルα（√３−１）Ｔ＋βＴの間電流Ｉ_ｃを通電することで、前記第１のステータコイルのみによって形成される磁界方向を基準とする、０［ｒａｄ］〜π／３［ｒａｄ］の間の方向の回転磁束を生成し、
   ここで、θが回転磁束の回転角度、Φ_ｃが、前記ステータコイルに電流Ｉ_ｃを通電した場合に得られる磁束の大きさであり、係数αおよび係数βが、
   α（θ）＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
   β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ
   の関係を満たし、Ｋ_Ｂが前記第１〜第３のステータコイルのコイル定数であり、
   前記回転磁束の最大の強度が√３Ｋ_ＢＩ_ｃとなることを特徴とする請求項１または２に記載の交流モータ。
4. ３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ（Ｎは３の倍数）相の交流モータであって、
   前記組の各々を成し、協働して回転磁界を発生する第１〜第３のステータコイルと、
   第１の直流電圧、第２の直流電圧および接地電圧が印加されて、前記組を成す３つのステータコイルの各々に、直流電流を独立して通電するインバータ回路と、
   前記直流電流の通電時間を所定の周期で制御する制御信号を、前記インバータ回路に送信する信号処理プロセッサと、
   前記回転磁界により回転するロータとを備え、
   前記インバータ回路が、
   第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第１のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第１のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第１のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第２のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第２のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第３のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第２のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第４のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第３のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第５のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第３のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第６のスイッチ素子とを備え、
   前記第１のステータコイルの第１の端子に前記第１のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
   前記第２のステータコイルの第１の端子に前記第２のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
   前記第３のステータコイルの第１の端子に前記第３のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
   前記第１の直流電圧および前記第２の直流電圧が、互いに符号が異なる同じ大きさの直流電圧であり、
   前記制御信号が、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とし、前記第３のスイッチ素子および前記第４のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とし、前記第５のスイッチ素子および前記第６のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とすることで、前記第１〜第３のステータコイルの各々に直流電流を独立して通電し、前記回転磁界を発生させ、
   前記制御信号が、ＰＷＭ制御信号であり、
   ＰＷＭ制御の１サイクルＴについて、３つの前記ステータコイルのうち、
   前記第１のステータコイルにサイクルαＴ＋β（√３−１）Ｔの間電流Ｉ _ｃ を通電し、且つ、前記第２のステータコイルにサイクル｜−α（√３−１）＋β（√３−１）｜Ｔの間電流Ｉ _ｃ を通電し、且つ、前記第３のステータコイルにサイクルα（√３−１）Ｔ＋βＴの間電流Ｉ _ｃ を通電することで、前記第１のステータコイルのみによって形成される磁界方向を基準とする、０［ｒａｄ］〜π／３［ｒａｄ］の間の方向の回転磁束を生成し、
   ここで、θが回転磁束の回転角度、Φ _ｃ が、前記ステータコイルに電流Ｉ _ｃ を通電した場合に得られる磁束の大きさであり、係数αおよび係数βが、
   α（θ）＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
   β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ
   の関係を満たし、Ｋ _Ｂ が前記第１〜第３のステータコイルのコイル定数であり、
   前記回転磁束の最大の強度が√３Ｋ _Ｂ Ｉ _ｃ となることを特徴とする交流モータ。
5. ３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ（Ｎは３の倍数）相の交流モータであって、
   前記組の各々を成し、協働して回転磁界を発生する第１〜第３のステータコイルと、
   直流電圧および接地電圧が印加されて、前記組を成す３つのステータコイルの各々に、直流電流を独立して通電する第１〜第３の単相用のインバータ回路と、
   前記直流電流の通電時間を所定の周期で制御する制御信号を、前記第１〜第３の単相用のインバータ回路に送信する信号処理プロセッサと、
   前記回転磁界により回転するロータとを備え、
   前記第１の単相用のインバータ回路が、前記第１のステータコイルに直流電流を独立して通電し、前記第２の単相用のインバータ回路が、前記第２のステータコイルに直流電流を独立して通電し、前記第３の単相用のインバータ回路が、前記第３のステータコイルに直流電流を独立して通電し、
   前記制御信号が、３つの前記第１〜第３の単相用のインバータ回路のうち、何れか２つに直流電流を独立して通電することで、前記回転磁界を発生させ、
   前記制御信号が、ＰＷＭ制御信号であり、
   ＰＷＭ制御の１サイクルＴについて、３つの前記ステータコイルのうち、
   前記第１のステータコイルにサイクルαＴ＋β（√３−１）Ｔの間電流Ｉ _ｃ を通電し、且つ、前記第２のステータコイルにサイクル｜−α（√３−１）＋β（√３−１）｜Ｔの間電流Ｉ _ｃ を通電し、且つ、前記第３のステータコイルにサイクルα（√３−１）Ｔ＋βＴの間電流Ｉ _ｃ を通電することで、前記第１のステータコイルのみによって形成される磁界方向を基準とする、０［ｒａｄ］〜π／３［ｒａｄ］の間の方向の回転磁束を生成し、
   ここで、θが回転磁束の回転角度、Φ _ｃ が、前記ステータコイルに電流Ｉ _ｃ を通電した場合に得られる磁束の大きさであり、係数αおよび係数βが、
   α（θ）＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
   β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ
   の関係を満たし、Ｋ _Ｂ が前記第１〜第３のステータコイルのコイル定数であり、
   前記回転磁束の最大の強度が√３Ｋ _Ｂ Ｉ _ｃ となることを特徴とする交流モータ。
6. ３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ（Ｎは３の倍数）相の交流モータの制御方法であって、
   前記組の各々を成し、協働して回転磁界を発生する第１〜第３のステータコイルと、
   第１の直流電圧、第２の直流電圧および接地電圧が印加されて、前記組を成す３つのステータコイルの各々に、直流電流を独立して通電するインバータ回路と、
   前記直流電流の通電時間を所定の周期で制御する制御信号を、前記インバータ回路に送信する信号処理プロセッサと、
   前記回転磁界により回転するロータとを備え、
   前記インバータ回路が、
   第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第１のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第１のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第１のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第２のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第２のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第３のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第２のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第４のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第３のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第５のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第３のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第６のスイッチ素子とを備え、
   前記第１のステータコイルの第１の端子に前記第１のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
   前記第２のステータコイルの第１の端子に前記第２のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
   前記第３のステータコイルの第１の端子に前記第３のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
   前記第１の直流電圧および前記第２の直流電圧が、互いに符号が異なる同じ大きさの直流電圧である、３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ相の交流モータにおいて、
   前記制御信号が、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とし、前記第３のスイッチ素子および前記第４のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とし、前記第５のスイッチ素子および前記第６のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とすることで、前記第１〜第３のステータコイルの各々に直流電流を独立して通電し、前記回転磁界を発生させ、
   前記Ｎ相が３相であり、
   前記回転磁界がπ／３回転する間に、３つの前記ステータコイルのうち、２つの前記ステータコイルの各々に流れる第１のコイル電流ｉ _１ （θ）および第２のコイル電流ｉ _２ （θ）が、
   ｉ _１ （θ）＝ α（θ）（Φ _ｄ ／Φ _ｃ ）Ｉ _ｃ
   ｉ _２ （θ）＝−β（θ）（Φ _ｄ ／Φ _ｃ ）Ｉ _ｃ
   α（θ）＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
   β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ
   θ＝ωｔ
   の関係を満たし、残りの１つの前記ステータコイルに流れる第３のコイル電流ｉ _３ （θ）が、ｉ _３ （θ）＝０の関係を満たし、ここで、Φ _ｄ が、所望の回転磁束の大きさ、θが磁束Φ _ｄ の回転角度、ωが磁束Φ _ｄ の回転角速度であり、Φ _ｃ が、前記ステータコイルに電流Ｉ _ｃ を通電した場合に得られる磁束の大きさであることを特徴とする交流モータの制御方法。
7. ３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ（Ｎは３の倍数）相の交流モータの制御方法であって、
   前記組の各々を成し、協働して回転磁界を発生する第１〜第３のステータコイルと、
   直流電圧および接地電圧が印加されて、前記組を成す３つのステータコイルの各々に、直流電流を独立して通電する第１〜第３の単相用のインバータ回路と、
   前記直流電流の通電時間を所定の周期で制御する制御信号を、前記第１〜第３の単相用のインバータ回路に送信する信号処理プロセッサと、
   前記回転磁界により回転するロータとを備え、
   前記第１の単相用のインバータ回路が、前記第１のステータコイルに直流電流を独立して通電し、前記第２の単相用のインバータ回路が、前記第２のステータコイルに直流電流を独立して通電し、前記第３の単相用のインバータ回路が、前記第３のステータコイルに直流電流を独立して通電する、３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ相の交流モータにおいて、
   前記制御信号が、３つの前記第１〜第３の単相用のインバータ回路のうち、何れか２つに直流電流を独立して通電することで、前記回転磁界を発生させ、
   前記Ｎ相が３相であり、
   前記回転磁界がπ／３回転する間に、３つの前記ステータコイルのうち、２つの前記ステータコイルの各々に流れる第１のコイル電流ｉ _１ （θ）および第２のコイル電流ｉ _２ （θ）が、
   ｉ _１ （θ）＝ α（θ）（Φ _ｄ ／Φ _ｃ ）Ｉ _ｃ
   ｉ _２ （θ）＝−β（θ）（Φ _ｄ ／Φ _ｃ ）Ｉ _ｃ
   α（θ）＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
   β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ
   θ＝ωｔ
   の関係を満たし、残りの１つの前記ステータコイルに流れる第３のコイル電流ｉ _３ （θ）が、ｉ _３ （θ）＝０の関係を満たし、ここで、Φ _ｄ が、所望の回転磁束の大きさ、θが磁束Φ _ｄ の回転角度、ωが磁束Φ _ｄ の回転角速度であり、Φ _ｃ が、前記ステータコイルに電流Ｉ _ｃ を通電した場合に得られる磁束の大きさであることを特徴とする交流モータの制御方法。
8. 前記制御信号が、ＰＷＭ制御信号であり、
   ＰＷＭ制御の１サイクルＴについて、３つの前記ステータコイルのうち、
   前記第１のステータコイルにサイクルαＴ＋β（√３−１）Ｔの間電流Ｉ_ｃを通電し、且つ、前記第２のステータコイルにサイクル｜−α（√３−１）＋β（√３−１）｜Ｔの間電流Ｉ_ｃを通電し、且つ、前記第３のステータコイルにサイクルα（√３−１）Ｔ＋βＴの間電流Ｉ_ｃを通電することで、前記第１のステータコイルのみによって形成される磁界方向を基準とする、０［ｒａｄ］〜π／３［ｒａｄ］の間の方向の回転磁束を生成し、
   ここで、θが回転磁束の回転角度、Φ_ｃが、前記ステータコイルに電流Ｉ_ｃを通電した場合に得られる磁束の大きさであり、係数αおよび係数βが、
   α（θ）＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
   β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ
   の関係を満たし、Ｋ_Ｂが前記第１〜第３のステータコイルのコイル定数であり、
   前記回転磁束の最大の強度が√３Ｋ_ＢＩ_ｃとなることを特徴とする請求項６または７に記載の交流モータの制御方法。
9. ３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ（Ｎは３の倍数）相の交流モータの制御方法であって、
   前記組の各々を成し、協働して回転磁界を発生する第１〜第３のステータコイルと、
   第１の直流電圧、第２の直流電圧および接地電圧が印加されて、前記組を成す３つのステータコイルの各々に、直流電流を独立して通電するインバータ回路と、
   前記直流電流の通電時間を所定の周期で制御する制御信号を、前記インバータ回路に送信する信号処理プロセッサと、
   前記回転磁界により回転するロータとを備え、
   前記インバータ回路が、
   第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第１のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第１のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第１のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第２のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第２のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第３のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第２のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第４のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第１の直流電圧が印加され、第２の端子に第３のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第５のスイッチ素子と、
   第１の端子に前記第２の直流電圧が印加され、第２の端子に前記第３のノードが接続され、ゲート端子に前記制御信号が印加される第６のスイッチ素子とを備え、
   前記第１のステータコイルの第１の端子に前記第１のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
   前記第２のステータコイルの第１の端子に前記第２のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
   前記第３のステータコイルの第１の端子に前記第３のノードが接続され、第２の端子に接地電圧が印加され、
   前記第１の直流電圧および前記第２の直流電圧が、互いに符号が異なる同じ大きさの直流電圧である、３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ相の交流モータにおいて、
   前記制御信号が、前記第１のスイッチ素子および前記第２のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とし、前記第３のスイッチ素子および前記第４のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とし、前記第５のスイッチ素子および前記第６のスイッチ素子の何れか一方をオン状態または両方をオフ状態とすることで、前記第１〜第３のステータコイルの各々に直流電流を独立して通電し、前記回転磁界を発生させ、
   前記制御信号が、ＰＷＭ制御信号であり、
   ＰＷＭ制御の１サイクルＴについて、３つの前記ステータコイルのうち、
   前記第１のステータコイルにサイクルαＴ＋β（√３−１）Ｔの間電流Ｉ _ｃ を通電し、且つ、前記第２のステータコイルにサイクル｜−α（√３−１）＋β（√３−１）｜Ｔの間電流Ｉ _ｃ を通電し、且つ、前記第３のステータコイルにサイクルα（√３−１）Ｔ＋βＴの間電流Ｉ _ｃ を通電することで、前記第１のステータコイルのみによって形成される磁界方向を基準とする、０［ｒａｄ］〜π／３［ｒａｄ］の間の方向の回転磁束を生成し、
   ここで、θが回転磁束の回転角度、Φ _ｃ が、前記ステータコイルに電流Ｉ _ｃ を通電した場合に得られる磁束の大きさであり、係数αおよび係数βが、
   α（θ）＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
   β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ
   の関係を満たし、Ｋ _Ｂ が前記第１〜第３のステータコイルのコイル定数であり、
   前記回転磁束の最大の強度が√３Ｋ _Ｂ Ｉ _ｃ となることを特徴とする交流モータの制御方法。
10. ３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ（Ｎは３の倍数）相の交流モータの制御方法であって、
    前記組の各々を成し、協働して回転磁界を発生する第１〜第３のステータコイルと、
    直流電圧および接地電圧が印加されて、前記組を成す３つのステータコイルの各々に、直流電流を独立して通電する第１〜第３の単相用のインバータ回路と、
    前記直流電流の通電時間を所定の周期で制御する制御信号を、前記第１〜第３の単相用のインバータ回路に送信する信号処理プロセッサと、
    前記回転磁界により回転するロータとを備え、
    前記第１の単相用のインバータ回路が、前記第１のステータコイルに直流電流を独立して通電し、前記第２の単相用のインバータ回路が、前記第２のステータコイルに直流電流を独立して通電し、前記第３の単相用のインバータ回路が、前記第３のステータコイルに直流電流を独立して通電する、３つずつ組を成すＮ個のコイルを有するＮ相の交流モータにおいて、
    前記制御信号が、３つの前記第１〜第３の単相用のインバータ回路のうち、何れか２つに直流電流を独立して通電することで、前記回転磁界を発生させ、
    前記制御信号が、ＰＷＭ制御信号であり、
    ＰＷＭ制御の１サイクルＴについて、３つの前記ステータコイルのうち、
    前記第１のステータコイルにサイクルαＴ＋β（√３−１）Ｔの間電流Ｉ _ｃ を通電し、且つ、前記第２のステータコイルにサイクル｜−α（√３−１）＋β（√３−１）｜Ｔの間電流Ｉ _ｃ を通電し、且つ、前記第３のステータコイルにサイクルα（√３−１）Ｔ＋βＴの間電流Ｉ _ｃ を通電することで、前記第１のステータコイルのみによって形成される磁界方向を基準とする、０［ｒａｄ］〜π／３［ｒａｄ］の間の方向の回転磁束を生成し、
    ここで、θが回転磁束の回転角度、Φ _ｃ が、前記ステータコイルに電流Ｉ _ｃ を通電した場合に得られる磁束の大きさであり、係数αおよび係数βが、
    α（θ）＝（２／√３）ｓｉｎ（π／３−θ）
    β（θ）＝（２／√３）ｓｉｎθ
    の関係を満たし、Ｋ _Ｂ が前記第１〜第３のステータコイルのコイル定数であり、
    前記回転磁束の最大の強度が√３Ｋ _Ｂ Ｉ _ｃ となることを特徴とする交流モータの制御方法。

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