WO2011102177A1 - 増幅装置とこれを備えた無線送信装置、及び、増幅装置の利得調整方法 - Google Patents

増幅装置とこれを備えた無線送信装置、及び、増幅装置の利得調整方法 Download PDF

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    • H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion

Definitions

  • the present invention relates to an amplifying apparatus having a digital pre-distorter (hereinafter, abbreviated as “DPD”) and a wireless transmission apparatus including the amplifying apparatus. More specifically, the present invention relates to a gain adjustment method in the amplification device.
  • DPD digital pre-distorter
  • the pre-distortion method is a method in which the output signal of the power amplifier is not distorted by adding a characteristic opposite to the distortion characteristic to the input signal in advance with respect to the input signal of the power amplifier. It is obtained in a small state.
  • a predistortion type distortion compensation circuit for example, as shown in Non-Patent Document 1, the correction amount is stored in a LUT (Look Up Table), and the difference between the output signal of the amplifier and the target output signal is used.
  • a method of sequentially correcting the correction amount (LUT method), a method of approximating the correction amount for the amplifier with a polynomial, and calculating the coefficient value using the output signal and the input signal of the amplifier for adaptive control (polynomial approximation method) There is.
  • An amplification apparatus employing the above-mentioned polynomial approximation type digital predistorter (DPD) usually converts a digital transmission signal output from the DPD into an analog signal, and then upconverts and amplifies the signal after the DPD.
  • System analog circuit, and an output signal of an amplifier included in the circuit is adjusted to a predetermined amplitude, down-converted, converted to a digital signal, and input to the DPD. (For example, see FIG. 3A).
  • the return system analog circuit is disposed between the DPD and the coupler for feeding back the analog output signal of the amplifier extracted by the coupler as a digital signal to the DPD, and an attenuator for adjusting the analog output signal of the amplifier to a predetermined amplitude.
  • the main component is a frequency converter for converting the carrier frequency to the baseband, and an A / D converter. Then, the DPD obtains the analog output signal of the power amplifier as a baseband digital signal through the return system analog circuit.
  • the gain of the transmission system analog circuit and the return system analog circuit fluctuates due to aging and temperature change, but the gain fluctuation of the transmission system analog circuit can be eliminated by distortion compensation processing by DPD.
  • the gain fluctuation of the return system analog circuit cannot be erased only by the distortion compensation processing by the DPD, there is a problem that when the gain fluctuation occurs in the circuit, the distortion compensation processing by the DPD cannot be performed accurately.
  • the present invention has been made in view of the above-described conventional problems, and an object thereof is to provide an amplifying apparatus and the like that can correct distortion even when the gain of a return analog circuit fluctuates and can accurately perform distortion compensation processing by DPD. To do.
  • An amplifying apparatus of the present invention is an amplifying apparatus including an amplifier and a DPD that performs distortion compensation processing of the amplifier, and converts the digital output signal of the DPD into an analog signal, and upconverts the analog signal.
  • a transmission system analog circuit including the amplifier, which is input to the amplifier, and an analog output signal of the amplifier is adjusted to a predetermined amplitude, converted to a digital signal by down-converting the analog output signal, and input to the DPD
  • the change amount calculation unit calculates the change amount of the gain of the return system analog circuit based on the measurement value of the power measurement circuit, and thus the return system is calculated using the calculated change amount.
  • the gain of the analog circuit can be corrected. Therefore, even if the gain of the return analog circuit fluctuates due to aging or temperature change, the distortion compensation processing by DPD can be accurately performed by correcting the gain of the return analog circuit using the calculated change amount.
  • the power measurement circuit can be constituted by, for example, a detection circuit (power detector) that detects an analog output signal (RF signal) of an amplifier.
  • the DPD considers the gain change amount of the return analog circuit after erasing the gain change amount of the transmission analog circuit by the first distortion compensation processing. It is preferable to correct the gain by a second distortion compensation process. In this case, even if both analog circuits have gain fluctuations, their gains can be corrected by the distortion compensation processing by DPD.
  • the change amount calculation unit calculates a change amount of the gain of the return analog circuit using a measurement value of the power measurement circuit corresponding to a known signal pattern. It is preferable. In this way, since the measured value of the power measuring circuit is stabilized, the amount of change in gain of the return analog circuit can be accurately calculated.
  • the change amount calculation unit executes the averaging process of the measurement value of the power measurement circuit during the transmission period of the known signal pattern, the measurement for noise is performed. The error is suppressed, and the amount of change in gain of the return analog circuit can be calculated more accurately.
  • the change amount calculation unit executes the averaging process over the transmission period of the signal pattern for a plurality of transmission frames, the signal pattern of a single transmission frame As compared with the case where the averaging process is performed during the transmission period, the measurement error with respect to noise can be more reliably suppressed, and the amount of change in the gain of the return analog circuit can be calculated more accurately.
  • the change amount calculation unit uses the measurement value of the power measurement circuit corresponding to a capture signal whose maximum amplitude captured in a predetermined sampling period is equal to or greater than a predetermined value.
  • the amount of change in the gain of the return analog circuit may be calculated.
  • the present invention can also be applied to a transmission device that conforms to a standard that does not include a preamble portion.
  • the amplifying apparatus of the present invention further includes a gain correction unit that corrects the gain of the power measurement circuit based on the ambient temperature of the power measurement circuit and / or the use frequency of the transmission signal. It is preferable. In this case, the measured value of the power measurement circuit can be maintained with high accuracy even if the ambient temperature and the operating frequency fluctuate, so that the correction processing of the gain of the return analog circuit can be performed accurately.
  • the wireless transmission device of the present invention is a wireless transmission device including the amplification device of the present invention, and has the same effects as the amplification device of the present invention.
  • the method of the present invention includes a step of measuring an output power of an amplifier, and a step of calculating a gain change amount of a return analog circuit arranged at a subsequent stage of the DPD based on the measured output power of the amplifier. And a step of correcting the gain of the return analog circuit based on the calculated change amount.
  • the amount of change in the gain of the return system analog circuit arranged at the subsequent stage of the DPD is calculated, and on the basis of the calculated amount of change, the return system analog circuit Therefore, even if the gain of the return analog circuit fluctuates due to aging or temperature change, distortion compensation processing by DPD can be performed accurately.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an amplifying device according to a first embodiment of the present invention. It is a functional block diagram of DPD which concerns on 1st Embodiment of this invention.
  • (A) is a functional block diagram of the amplifying device for showing power control performed by the DPD, and (b) is a table showing each power in an initial state where there is no fluctuation in gain.
  • (A) is a functional block diagram of the amplification device when the gain of the transmission system analog circuit changes, and (b) performs each power and distortion compensation processing once when the gain changes. It is a table
  • (A) is a functional block diagram of the amplifying device when the gains of both analog circuits are changed, and (b) is a distortion compensation process performed once for each power when the gain changes. It is a table
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an amplifying apparatus 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • the amplifying apparatus 1 constitutes a transmission part of a base station apparatus that wirelessly communicates with a plurality of terminal apparatuses, for example, and amplifies and outputs a transmission signal for each terminal apparatus.
  • the base station apparatus is a base station apparatus of a wide area mobile radio communication system, for example, a so-called WiMAX base station apparatus defined in IEEE 802.16.
  • the amplifying apparatus 1 includes a digital processing unit 2 composed of a DSP (Digital Signal Processor), a transmission system analog circuit 3, a return system analog circuit 4, and a coupler 5.
  • the transmission analog circuit 3 is disposed between the digital processing unit 2 and the coupler 5, and in order from the processing unit 2 side, a D / A converter (DAC) 8, a low-pass filter (LPF) 9, 1 frequency converter 10 and high power amplifier (HPA: High Power Amplifier; hereinafter simply referred to as “amplifier”) 11.
  • DAC D / A converter
  • LPF low-pass filter
  • HPA High Power Amplifier
  • the return system analog circuit 4 is arranged between the coupler 5 and the digital processing unit 2, and in order from the processing unit 2 side, an A / D converter (ADC) 12, a low-pass filter (LPF) 13, a second A frequency converter 14 and an attenuator (ATT) 15 are included.
  • ADC A / D converter
  • LPF low-pass filter
  • ATT attenuator
  • the digital processing unit 2 performs predetermined signal processing including processing in a distortion compensation circuit 20 described later on the digital baseband transmission signal, and outputs the digital signal after the processing to the transmission system analog circuit 3.
  • the digital output signal of the digital processing unit 2 is converted into an analog signal by the D / A converter 8, up-converted to the carrier frequency by the first frequency conversion unit 10, and then supplied to the amplifier 11.
  • the analog output signal of the amplifier 11 is transmitted from the antenna 6 to the outside through the coupler 5.
  • the digital processing unit 2 acquires the output waveform of the amplifier 11 via the return analog circuit 4 that converts the analog output signal of the amplifier 11 into a digital signal in order to perform signal processing in the distortion compensation circuit 20 or the like. is doing. That is, the analog output signal of the amplifier 11 is extracted by the coupler 5, adjusted to a predetermined amplitude by the attenuator 15, down-converted to baseband by the second frequency converter 14, and then digitally converted by the A / D converter 12. The signal is converted into a signal and input to the distortion compensation circuit 20 of the digital processing unit 2.
  • the amplifying apparatus 1 of the present embodiment extracts the output power of the analog output signal of the amplifier 11 (specifically, extracted by the coupler 5) in order to cope with the gain fluctuation in the return system analog circuit 4.
  • a detector circuit 16 is provided as an example of an electronic device that measures the power of the reflected signal.
  • the detection circuit 16 includes an integrated circuit 16A for power detection whose input terminal communicates with the coupler 5, and an A / D converter 16B for A / D converting the output signal of the integrated circuit 16A.
  • the integrated circuit 16A has a linear characteristic in which when a high-frequency waveform of an arbitrary output level (dBm) is input to an input terminal, a detection voltage having a linear relationship with the input level is output from the output terminal.
  • the detection voltage (detection measurement value) of the integrated circuit 16A is converted into a digital value by the A / D converter 16B at the subsequent stage, and then input to the distortion compensation circuit 20 described later.
  • the integrated circuit 16A for example, “AD8362” manufactured by ANALOG DEVICES can be used.
  • FIG. 2 is a functional block diagram of a distortion compensation circuit (DPD according to the first embodiment of the present invention) 20 functionally included in the digital processing unit 2.
  • the distortion compensation circuit 20 of the present embodiment approximates the distortion correction amount for the amplifier 11 by a polynomial, and performs adaptive control by calculating the coefficient value of the polynomial by digital signal processing using an input signal and an output signal for the amplifier 11.
  • the digital predistorter (DPD) is a polynomial approximation method.
  • the DPD 20 is acquired from the transmission signal buffer 21 that stores the digital transmission signal (input signal y to the amplifier 11) to be sent to the DAC 8 of the transmission system analog circuit 3 and the ADC 12 of the return system analog circuit 4.
  • the DPD 20 also performs distortion compensation on the digital transmission signal based on the estimated inverse model and the model estimation unit 24 that estimates the inverse model of the input / output characteristics of the amplifier 11 based on each digital signal after the synchronization processing. And a distortion compensation unit 25.
  • the transmission signal buffer 21 accumulates a digital transmission signal (input signal y to the amplifier 11) to the transmission analog circuit 3 for a sampling period set as a period of a predetermined time width, and the accumulated signal y is output to the timing synchronization unit 23.
  • the return signal buffer 22 accumulates the return signal (output signal of the amplifier 11) z from the return system analog circuit 4 for a sampling interval of a predetermined time width, and the accumulated signal z is timingd. The data is output to the synchronization unit 23.
  • the return signal buffer 22 adjusts the timing for accumulating the output signal z so that the output signal z corresponding to the input signal y accumulated by the transmission signal buffer unit 21 is accumulated.
  • the timing synchronization unit 23 acquires the input signal y and the output signal z included in the sampling interval output from both the buffers 21 and 22, and performs a synchronization process for matching the timing between the input signal y and the output signal z. Do.
  • the distortion compensation unit 25 performs distortion compensation processing according to the input / output characteristics of the amplifier 11 on the digital transmission signal before distortion compensation, and outputs a distortion-compensated digital transmission signal that becomes the input signal y to the amplifier 11. . Therefore, the amplifier 11 can output an output signal with little or no distortion.
  • the input / output characteristics of the amplifier 11 are nonlinear, but the characteristics can be approximated by, for example, a power series polynomial shown in the following equation (1).
  • z is an output signal of the amplifier 11 (return signal from the return system analog circuit 4), y is an input signal of the amplifier 11, and ai is a coefficient of each order i.
  • the distortion compensator 25 calculates a power series polynomial shown in the following equation (2) to obtain an input signal (a signal output to the transmission system analog circuit 3) y of the amplifier 11. .
  • ai ′ is a coefficient at each order i indicating the inverse characteristic of the amplifier 11.
  • the distortion compensator 25 converts the inverse characteristic of the distortion characteristic of the amplifier 11 to the digital transmission signal before distortion compensation based on the coefficient ai ′ of each order i indicating the inverse characteristic of the amplifier 11. Distortion compensation is performed by adding to x and canceling distortion caused by the amplifier 11.
  • the coefficient ai ′ indicating the inverse characteristic of the amplifier 11 in the above equation (2) is obtained by the model estimation unit 24.
  • the model estimation unit 24 reads the data of the input signal y and the output signal z of the amplifier 11 provided from the timing synchronization unit 23, and based on these, estimates a model representing the input / output characteristics of the amplifier 11 and estimates each order i.
  • the coefficient ai ′ is obtained.
  • the model estimation unit 24 has an inverse model of the amplifier 11 in which the input signal y of the amplifier 11 is represented by a power series polynomial of the output signal z, and the input / output signal given from the timing synchronization unit 23 is the model. And apply the above to estimate the inverse model.
  • the model estimation unit 24 outputs the coefficient of each order indicating the estimated inverse model to the distortion compensation unit 25 as a coefficient ai ′ of each order i indicating the inverse characteristic of the amplifier 11.
  • the DPD 20 of this embodiment further includes a timing information generation unit 26 and a change amount calculation unit 27.
  • the change amount calculation unit 27 acquires the detection voltage (measured value) in the detection circuit 16 only for a predetermined period, calculates the output power (average power) of the amplifier 11 from the measured value, and outputs the calculated output power. Based on the electric power, the change amount ⁇ Grx of the gain Grx of the return system analog circuit 4 is calculated.
  • the timing information generation unit 26 acquires a transmission frame timing signal from a signal processing unit (not shown) on the upper layer side, and acquires a measurement value of the detection circuit 16 based on the timing signal. And the change amount calculation unit 27 is instructed. Specifically, the timing information generation unit 26 of the present embodiment obtains a preamble period Tp that is advanced by the time width of the preamble portion from the beginning of the transmission frame, and notifies the change amount calculation unit 27 of this period Tp. Upon receiving this notification, the change amount calculation unit 27 acquires the measurement value of the detection circuit 16 in the notified preamble period Tp.
  • the change amount calculation unit 27 calculates the change amount ⁇ Grx of the gain Grx of the return analog circuit 4 using a portion corresponding to the preamble that is a known signal pattern of the transmission frame. It has become.
  • the change amount calculation unit 27 notifies the distortion compensation unit 25 of the calculated change amount ⁇ Grx.
  • the distortion compensator 25 corrects fluctuations in the gain of the return analog circuit 4 by performing distortion compensation processing based on the notified change amount ⁇ Grx.
  • the correction processing will be described later.
  • the change amount calculation unit 27 of the present embodiment executes an averaging process of the measurement values of the detection circuit 16 in the preamble period Tp. As a result, the measurement error with respect to noise is suppressed, and the change amount ⁇ Grx of the gain Grx of the return system analog circuit 4 can be accurately calculated.
  • the noise is smaller than when the averaging process is performed in the preamble period Tp for a single transmission frame.
  • the measurement error for can be more effectively suppressed.
  • FIG. 3A is a functional block diagram of the amplifying apparatus 1 for showing power control performed by the DPD 20, and FIG. 3B is a table showing each power in an initial state where there is no gain variation.
  • Ptx (dB) is the power (digital transmission power) of the output signal of the DPD
  • Prx (dB) is the power of the input signal to the DPD 20 (digital return power)
  • Pout (dBm) is , Analog transmission power output from the amplifier 11.
  • Gtx (dB) is the gain of the transmission system analog circuit 3 (gain of the amplifier 11)
  • Grx (dB) is the gain of the return system analog circuit 4 (gain of the attenuator 15)
  • Tout is a target value of the transmission power Pout
  • Trx is a target value of the digital return power Prx.
  • the DPD 20 matches the transmission power Pout with the target value Tout, so that the digital return power Prx is
  • FIG. 4A is a functional block diagram of the amplifying apparatus 1 when the gain Gtx of the transmission system analog circuit 3 changes
  • FIG. 4B shows each of the cases where the gain changes. It is a table
  • the digital transmission power Ptx and the transmission power Pout after processing are as follows.
  • the transmission power Pout can be matched with the target value Tout. That is, the variation ⁇ Gtx of the transmission gain Gtx can be dealt with by the distortion compensation processing of the DPD 20.
  • FIG. 5A is a functional block diagram of the amplifying apparatus 1 when the gains Gtx and Grx of both the analog circuits 3 and 4 are changed
  • FIG. 5B is a case where the gain is changed.
  • 4 is a table showing each power and each power when the distortion compensation processing is performed once.
  • the change amount of the gain Gtx of the transmission system analog circuit 3 is ⁇ Gtx and the change amount of the gain Gtx of the return system analog circuit 4 is ⁇ Grx
  • the gain of the transmission system analog circuit 3 becomes Gtx ⁇ Gtx + ⁇ Gtx
  • the gain of the circuit 4 is Grx ⁇ Grx + ⁇ Grx.
  • the digital transmission power Prx and the transmission power Pout after processing are as follows.
  • the gain Grx of the return system analog circuit 4 changes, even if only the distortion compensation processing in the DPD 20 is performed, the return ⁇ Grx of the return gain Grx remains in the digital transmission power Prx and the transmission power Pout, and the transmission power Pout is It cannot be matched with the target value Tout. That is, the variation ⁇ Gtx of the transmission gain Gtx can be corrected only by the distortion compensation processing of the DPD 20, but the variation ⁇ Grx of the return gain Grx cannot be corrected only by the distortion compensation processing of the DPD 20.
  • the change amount calculation unit 27 calculates the transmission power (average power) Pout of the amplifier 11 from the measurement value of the detection circuit 16, and changes in the return gain Grx calculated based on the output power.
  • the transmission power Pout is made to coincide with the target value Tout even if the return gain Grx varies.
  • FIG. 6 is a functional block diagram of the amplifying apparatus 1 having the detection circuit 16 when the gains Gtx and Grx of the analog circuits 3 and 4 change.
  • FIG. 7 is a table showing each power when the gains Gtx and Grx of both analog circuits 3 and 4 change and each power when the distortion compensation processing is performed twice.
  • the procedure of the correction process of the return gain Grx performed by the DPD 20 of the present embodiment will be described.
  • the distortion compensation unit 25 of the DPD 20 executes a first distortion compensation process in order to erase the variation ⁇ Gtx of the transmission gain Gtx from the transmission power Pout. To do.
  • the transmission power Pout Tout ⁇ Grx
  • the change amount ⁇ Grx of the return gain Grx remains in the transmission power Pout.
  • the change amount calculation unit 27 of the DPD 20 returns the return gain Grx during the preamble period Tp of the transmission frame based on the transmission power of the amplifier 11 obtained from the measurement value of the detection circuit 16.
  • Change amount ⁇ Grx is calculated and sent to the distortion compensation unit 25.
  • the distortion compensation unit 25 adds the change amount ⁇ Grx to the target value Trx of the digital return power Prx, and changes the target value Trx from Tout + Grx to Tout + Grx + ⁇ Grx.
  • the digital transmission power Ptx and the transmission power Pout after processing are as follows.
  • the change amount ⁇ Grx of the return gain Grx is obtained from the measurement value of the detection circuit 16, and the target value Trx of the digital return power Prx is changed by the amount of change ⁇ Grx to perform distortion compensation processing.
  • the transmission power Pout can be matched with the target value Tout. For this reason, even when the return gain Grx fluctuates due to aging or temperature change, the distortion compensation processing of the DPD 20 can be performed accurately.
  • the return gain Grx is corrected by the second distortion compensation process. Even when there are gain fluctuations in both the analog circuits 3 and 4, those gains can be corrected by the distortion compensation processing of the DPD 20.
  • FIG. 8 is a functional block diagram of the DPD 20 according to the second embodiment of the present invention.
  • the difference between the DPD 20 of this embodiment (FIG. 8) and that of the first embodiment (FIG. 2) is that the return gain Grx can be corrected using an arbitrary portion of the transmission frame, not the preamble portion of the transmission frame. Therefore, distortion compensation processing is performed using a capture signal having a maximum amplitude equal to or greater than a predetermined value.
  • the timing information generation unit 26 of the present embodiment acquires a transmission frame timing signal from a signal processing unit (not shown) on the upper layer side, and periodically performs a sampling period that repeats in synchronization with this timing signal. Has been generated.
  • the timing information generation unit 26 acquires the digital transmission signal included in the generated sampling period, and determines whether the transmission signal includes a data pattern with a maximum amplitude or more that makes the amplifier 11 nonlinear. To do.
  • the timing information generation unit 26 When the determination result is negative, the timing information generation unit 26 continues to acquire the digital transmission signal in the sampling period after the next time. Conversely, if the determination result is affirmative, the timing information generating unit 26 calculates a sampling period for capturing the data pattern (hereinafter referred to as “capture period Tc”) with each of the buffers 21 and 22. Notification to the unit 27.
  • Each of the buffers 21 and 22 accumulates the input signal y and the output signal z in the capture period Tc notified from the timing information generation unit 26, and distortion compensation processing is performed on the capture signal accumulated in the capture period Tc. .
  • the change amount calculation unit 27 acquires the measurement value of the detection circuit 16 in the capture period Tc notified from the timing information generation unit 26, and uses the measurement value of the capture signal in the period Tc to return the analog circuit Grx. Change amount ⁇ Grx is calculated, and the calculated change amount ⁇ Grx is notified to the distortion compensation unit 25.
  • the return gain Grx can be corrected by executing the distortion compensation processing (the above steps 1) to 3)) in the DPD 20 twice.
  • the distortion compensation process is also performed on the capture signal that is transmission data in the capture period Tc determined by the timing information generation unit 26.
  • the timing information generation unit 26 determines a capture signal having a maximum amplitude equal to or greater than a predetermined value in a predetermined sampling period, and the change amount calculation unit 27 corresponds to the capture signal. Since the change ⁇ Grx of the gain Grx of the return system analog circuit 4 is calculated using the measurement value of the detection circuit 16, the correction process of the return gain Grx is performed without using a known signal pattern such as a preamble portion. It can be carried out. For this reason, the present invention can also be applied to a base station apparatus that complies with a standard that does not include a preamble portion, such as LTE (Long Term Evolution).
  • LTE Long Term Evolution
  • FIG. 9 is a circuit configuration diagram showing an amplifying device according to the third embodiment of the present invention.
  • the amplifying apparatus 1 of this embodiment (FIG. 9) is different from that of the first embodiment (FIG. 1) in that the digital processing unit 2 has a function of compensating the gain error of the detection circuit 16 due to fluctuations in the ambient temperature and operating frequency. It is in having. That is, in the amplifying apparatus 1 of the present embodiment, the digital processing unit 2 corrects the gain of the detection circuit 16 based on the ambient temperature of the detection circuit 16 and the use frequency of the analog transmission signal (RF signal). 30.
  • the gain correction unit 30 always obtains the detection value of the temperature sensor 31 that measures the ambient temperature of the detection circuit 16, and also uses the frequency of the currently used RF signal as a signal processing unit (not shown). Z). Further, the memory of the digital processing unit 2 stores a “temperature gain table” and a “frequency gain table” as shown below, for example, which indicate gain correction amounts for the detection circuit 16 corresponding to temperature and frequency. ing.
  • Example of temperature gain table 10 ° C / output -1dB 20 ° C / output 0 dB 30 ° C / output 1 dB
  • Example of frequency gain table 2.5GHz / output -1dB 2.6 GHz / output 0 dB 2.7 GHz / output 1 dB
  • the gain correction unit 30 corrects the gain of the amplifier of the detection circuit 16 by referring to each gain table according to the detection value acquired from the temperature sensor 31 and the use frequency acquired from the upper layer. That is, when the operating frequency is 2.6 GHz and the output of the detection circuit 16 is X dBm when the ambient temperature is 10 ° C., the gain correction unit 30 outputs (X ⁇ 1) dBm Thus, the gain of the amplifier of the detection circuit 16 is corrected.
  • the gain correction unit 30 when the operating frequency is 2.6 GHz and the output of the detection circuit 16 is X dBm when the ambient temperature is 30 ° C., the gain correction unit 30 has an output of (X + 1) dBm. Thus, the gain of the amplifier of the detection circuit 16 is corrected. Further, for example, when the output of the detection circuit 16 is X dBm when the transmission frequency is 2.7 GHz and the ambient temperature is 30 ° C., the gain correction unit 30 sets the output to (X + 2) dBm. In addition, the gain of the amplifier of the detection circuit 16 is corrected.
  • the gain correction unit 30 corrects the gain of the amplifier of the detection circuit 16 based on the ambient temperature of the detection circuit 16 and the use frequency of the RF signal. Even if the temperature and the operating frequency fluctuate, the measurement value of the detection circuit 16 can be maintained with high accuracy, and the correction process of the return gain Grx can be performed accurately. Further, according to the amplifying apparatus 1 of the present embodiment, it is only necessary to control the gain of the amplifier of the detection circuit 16, so that there is an advantage that control of temperature compensation and frequency compensation is simplified.
  • the analog circuits 3 and 4 are subjected to temperature compensation and frequency compensation without using the detection circuit 16, the power amplifier 11, the attenuator 15, the mixers 10 and 14, the filters 9 and 13, etc.
  • the transmission gain Gtx using the measurement value of the detection circuit 16 Since the return gain Grx can be corrected, it is only necessary to compensate for the gain error of the detection circuit 16, and it is sufficient to hold the gain table for the detection circuit 16.
  • the gain correction unit 30 corrects the gain of the detection circuit 16 based on both the ambient temperature of the detection circuit 16 and the use frequency of the RF signal. The gain may be corrected based on only one of them.
  • the above embodiments are illustrative of the present invention and are not limiting.
  • the scope of the present invention is shown not by the above embodiment but by the scope of claims for patent, and includes all modifications equivalent to the scope of claims and their configurations.
  • the return gain Grx is corrected by the second distortion compensation process, but the return is made by adjusting the attenuator 15 of the return system analog circuit 4.
  • the gain may be corrected.

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Abstract

　本発明の課題は、戻り系アナログ回路４の利得が変動してもこれを補正できるようにして、ＤＰＤ２０による歪補償処理を正確に行える増幅装置１を提供することである。　本発明は、増幅器１１と、この増幅器１１の歪補償処理を行うデジタルプリディストータ（ＤＰＤ）２０とを備えた増幅装置１に関する。この増幅装置１は、増幅器１１を含む送信系アナログ回路３と、アッテネータ１５を含む戻り系アナログ回路４と、増幅器１１の出力電力を測定する電力測定回路１６と、電力測定回路１６の測定値に基づいて、戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを算出する変化量算出部２７とを備えている。

Description

増幅装置とこれを備えた無線送信装置、及び、増幅装置の利得調整方法
　本発明は、デジタルプリディストータ（Digital Pre-Distortor：以下、「ＤＰＤ」と略記することがある。）を有する増幅装置と、これを備えた無線送信装置に関する。より具体的には、その増幅装置における利得調整方法に関する。
　例えば、デジタル無線通信機では、電力増幅器の高次歪みによる隣接チャネル妨害を防ぐため、増幅器の入出力振幅特性の線形性が厳しく要求されるが、良好な線形性を保ちながら、大電力化と高効率化を兼ねることは困難である。
　そこで、電力増幅器の入出力特性の線形性を確保しつつ、電力効率の向上を図るため、非線形領域において生じる歪みを補償する種々の歪補償方式が提案されている。かかる歪補償方式としては、大きく分けて、フィードフォワード方式、フィードバック方式及びプリディストーション方式がある。
　このうち、プリディストーション（Pre-distortion）方式は、電力増幅器の入力信号に対して、その歪特性とは逆の特性を予め入力信号に付加することで、電力増幅器の出力信号を歪みのない或いは少ない状態で得るものである。
　かかるプリディストーション方式の歪補償回路としては、例えば非特許文献１に示すように、補正量をＬＵＴ（Look Up Table ）に記憶させておき、増幅器の出力信号と目標出力信号の差異を用いて、その補正量を逐次修正する方式（ＬＵＴ方式）や、増幅器に対する補正量を多項式で近似し、その係数値を増幅器の出力信号と入力信号を用いて演算して適応制御する方式（多項式近似方式）とがある。
Thesus by Lei Ding,"Digital predistortion of power amplifiers for wireless application", Georgia institute of Technology, March 2004
　上記多項式近似方式のデジタルプリディストータ（ＤＰＤ）を採用した増幅装置は、通常、そのＤＰＤの後段に、ＤＰＤが出力するデジタル送信信号をアナログ信号に変換し、これをアップコンバートして増幅する送信系アナログ回路と、この回路に含まれる増幅器の出力信号を、所定の振幅に調整するとともにダウンコンバートし、その信号をデジタル信号に変換して前記ＤＰＤに入力する戻り系アナログ回路とを備えている（例えば、図３（ａ）参照）。
　上記戻り系アナログ回路は、カプラで抽出された増幅器のアナログ出力信号をデジタル信号としてＤＰＤにフィードバックするため、ＤＰＤとカプラの間に配置され、増幅器のアナログ出力信号を所定の振幅に調整するアッテネータと、搬送周波数からベースバンドに変換するための周波数変換部と、Ａ／Ｄ変換器とから主構成されている。
　そして、ＤＰＤは、この戻り系アナログ回路を通じて、電力増幅器のアナログ出力信号をベースバンドのデジタル信号として取得する。
　ところで、上記送信系アナログ回路や戻り系アナログ回路の利得は、経年変化や温度変化によって変動するが、送信系アナログ回路の利得変動については、ＤＰＤによる歪補償処理によって消去することができる。
　しかし、戻り系アナログ回路の利得変動については、ＤＰＤによる歪補償処理だけでは消去できないので、当該回路に利得変動が生じた場合には、ＤＰＤによる歪補償処理を正確に行えなくなるという問題がある。
　本発明は、上記従来の問題点に鑑み、戻り系アナログ回路の利得が変動してもこれを補正できるようにして、ＤＰＤによる歪補償処理を正確に行える増幅装置等を提供することを目的とする。
　（１）　本発明の増幅装置は、増幅器と、この増幅器の歪補償処理を行うＤＰＤを備えた増幅装置であって、前記ＤＰＤのデジタル出力信号をアナログ信号に変換し、これをアップコンバートして前記増幅器に入力する、当該増幅器を含む送信系アナログ回路と、前記増幅器のアナログ出力信号を所定の振幅に調整し、これをダウンコンバートしてデジタル信号に変換し、前記ＤＰＤに入力する戻り系アナログ回路と、前記増幅器の出力電力を測定する電力測定回路と、前記電力測定回路の測定値に基づいて、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出する変化量算出部と、を備えていることを特徴とする。
　本発明の増幅装置によれば、上記変化量算出部が、電力測定回路の測定値に基づいて、戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出するので、算出された変化量を用いて戻り系アナログ回路の利得を補正することができる。
　このため、経年変化や温度変化によって戻り系アナログ回路の利得が変動しても、算出した変化量を用いて戻り系アナログ回路の利得を補正することにより、ＤＰＤによる歪補償処理を正確に行うことができる。
　なお、上記電力測定回路は、例えば、増幅器のアナログ出力信号（ＲＦ信号）を検波する検波回路（電力検波器）より構成することができる。
　（２）　本発明の増幅装置において、前記ＤＰＤは、１回目の歪補償処理によって前記送信系アナログ回路の利得の変化量を消去してから、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を考慮した２回目の歪補償処理によって当該利得を補正することが好ましい。
　この場合、両アナログ回路の双方に利得変動があった場合であっても、ＤＰＤによる歪補償処理によってそれらの利得を補正することができる。
　（３）　また、本発明の増幅装置において、前記変化量算出部は、既知の信号パターンに対応する前記電力測定回路の測定値を用いて、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出することが好ましい。
　このようにすれば、電力測定回路の測定値が安定するので、戻り系アナログ回路の利得の変化量を正確に算出することができる。
　（４）　更に、本発明の増幅装置において、前記変化量算出部が、既知の前記信号パターンの送信期間において前記電力測定回路の測定値の平均化処理を実行するようにすれば、雑音に対する測定誤差が抑制され、戻り系アナログ回路の利得の変化量をより正確に算出することができる。
　（５）　また、この場合、前記変化量算出部が、複数の送信フレームについての前記信号パターンの送信期間に跨って前記平均化処理を実行するようにすれば、単一の送信フレームの信号パターンの送信期間で平均化処理を行う場合に比べて、雑音に対する測定誤差をより確実に抑制することができ、戻り系アナログ回路の利得の変化量をより正確に算出することができる。
　（６）　本発明の増幅装置において、前記変化量算出部は、予め定めたサンプリング期間にキャプチャされた最大振幅が所定値以上のキャプチャ信号に対応する前記電力測定回路の測定値を用いて、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出してもよい。
　この場合、プリアンブル部分のような既知の信号パターンを使用しなくても、戻り利得の補正処理を行えるので、プリアンブル部分を含まない規格に準拠する送信装置にも本発明を適用することができる。
　（７）　また、本発明の増幅装置において、前記電力測定回路の周辺温度又は送信信号の使用周波数若しくはこれらの双方に基づいて、当該電力測定回路の利得を補正する利得補正部を更に備えていることが好ましい。
　この場合、上記周辺温度や使用周波数が変動しても、電力測定回路の測定値を高精度に維持することができるので、戻り系アナログ回路の利得の補正処理を正確に行うことができる。
　（８）　本発明の無線送信装置は、本発明の増幅装置を備えている無線送信装置であり、本発明の増幅装置と同様の作用効果を奏する。
　（９）　本発明方法は、増幅器の出力電力を測定するステップと、測定した前記増幅器の出力電力に基づいて、ＤＰＤの後段に配置される戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出するステップと、算出した前記変化量に基づいて、戻り系アナログ回路の利得を補正するステップと、を含むことを特徴とする。
　本発明方法によれば、測定した増幅器の出力電力に基づいて、ＤＰＤの後段に配置される戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出し、算出した前記変化量に基づいて、戻り系アナログ回路の利得を補正するようにしたので、経年変化や温度変化によって戻り系アナログ回路の利得が変動しても、ＤＰＤによる歪補償処理を正確に行うことができる。
　以上の通り、本発明によれば、戻り系アナログ回路の利得が変動してもこれを補正することができるので、ＤＰＤによる歪補償処理を正確に行うことができる。
本発明の第１実施形態に係る増幅装置を示す回路構成図である。 本発明の第１実施形態に係るＤＰＤの機能ブロック図である。 （ａ）は、ＤＰＤが行う電力制御を示すための、増幅装置の機能ブロック図であり、（ｂ）は、利得の変動がない初期状態における各電力を示す表である。 （ａ）は、送信系アナログ回路の利得が変化した場合の、増幅装置の機能ブロック図であり、（ｂ）は、その利得変化があった場合の各電力と、歪補償処理を１回行った場合の各電力を示す表である。 （ａ）は、両アナログ回路の利得が変化した場合の、増幅装置の機能ブロック図であり、（ｂ）は、その利得変化があった場合の各電力と、歪補償処理を１回行った場合の各電力を示す表である。 両アナログ回路の利得が変化した場合の、検波回路を有する増幅装置の機能ブロック図である。 両アナログ回路の利得が変化した場合の各電力と、歪補償処理を２回行った場合の各電力を示す表である。 本発明の第２実施形態に係るＤＰＤの機能ブロック図である。 本発明の第３実施形態に係る増幅装置を示す回路構成図である。
　以下、添付図面を参照しつつ、本発明の好ましい実施形態を説明する。
　〔第１実施形態〕　
　〔増幅装置の構成〕
　図１は、本発明の第１実施形態に係る増幅装置１を示す回路構成図である。この増幅装置１は、例えば複数の端末装置と無線通信する基地局装置の送信部分を構成しており、各端末装置に対する送信信号を増幅して出力する。
　本実施形態では、上記基地局装置は、広域移動無線通信システムの基地局となる、例えばIEEE802.16に規定するいわゆるＷｉＭＡＸの基地局装置よりなる。
　図１に示すように、この増幅装置１は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）よりなるデジタル処理部２と、送信系アナログ回路３と、戻り系アナログ回路４と、カプラ５とを備えている。
　このうち、送信系アナログ回路３は、デジタル処理部２とカプラ５の間に配置されており、処理部２側から順に、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）８、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）９、第１周波数変換部１０及び高出力増幅器（ＨＰＡ：High Power Amplifier。以下、単に「増幅器」ということがある。）１１を有する。
　また、戻り系アナログ回路４は、カプラ５とデジタル処理部２の間に配置されており、処理部２側から順に、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３、第２周波数変換部１４及びアッテネータ（ＡＴＴ）１５を有する。
　デジタル処理部２は、デジタル形式のベースバンドの送信信号に、後述の歪補償回路２０での処理を含む所定の信号処理を施し、その処理後のデジタル信号を送信系アナログ回路３に出力する。
　デジタル処理部２のデジタル出力信号は、Ｄ／Ａ変換器８によってアナログ信号に変換され、第１周波数変換部１０において搬送周波数にアップコンバートされたあと、増幅器１１に与えられる。この増幅器１１のアナログ出力信号は、カプラ５を通じてアンテナ６から外部に送出される。
　また、デジタル処理部２は、歪補償回路２０等での信号処理を行うために、増幅器１１のアナログ出力信号をデジタル信号に変換する戻り系アナログ回路４を介して、増幅器１１の出力波形を取得している。
　すなわち、増幅器１１のアナログ出力信号は、カプラ５で抽出されてアッテネータ１５で所定の振幅に調整され、第２周波数変換部１４においてベースバンドにダウンコンバートされたあと、Ａ／Ｄ変換器１２においてデジタル信号に変換され、デジタル処理部２の歪補償回路２０に入力される。
　図１に示すように、本実施形態の増幅装置１は、戻り系アナログ回路４における利得変動に対応するために、増幅器１１のアナログ出力信号の出力電力（具体的には、カプラ５で抽出した反射信号の電力）を測定する電子機器の一例として、検波回路１６を有する。
　この検波回路１６は、入力端子がカプラ５に通じる電力検波用の集積回路１６Ａと、この集積回路１６Ａの出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１６Ｂとを備えている。集積回路１６Ａは、任意の出力レベル（ｄＢｍ）の高周波波形を入力端子に入力すると、その入力レベルと線形関係にある検波電圧を出力端子から出力するリニア特性を有している。
　集積回路１６Ａの検波電圧（検波測定値）は、その後段のＡ／Ｄ変換器１６Ｂでデジタル値に変換されたあと、後述の歪補償回路２０に入力される。
　なお、上記集積回路１６Ａとしては、例えば、ＡＮＡＬＯＧ　ＤＥＶＩＣＥＳ社製の「ＡＤ８３６２」を使用することができる。
　〔歪補償回路の構成〕
　図２は、デジタル処理部２が機能的に有する歪補償回路（本発明の第１実施形態に係るＤＰＤ）２０の機能ブロック図である。
　本実施形態の歪補償回路２０は、増幅器１１に対する歪み補正量を多項式で近似し、その多項式の係数値を、増幅器１１に対する入力信号と出力信号を用いてデジタル信号処理によって演算して適応制御する、多項式近似方式のデジタルプリディストータ（ＤＰＤ）により構成されている。
　図２に示すように、このＤＰＤ２０は、送信系アナログ回路３のＤＡＣ８に送るデジタル送信信号（増幅器１１への入力信号ｙ）を蓄積する送信信号バッファ２１と、戻り系アナログ回路４のＡＤＣ１２から取得したデジタル戻り信号（増幅器１１の出力信号ｚ）を蓄積する戻り信号バッファ２２と、これらのバッファ２１，２２に蓄積した信号を読み出して両信号のタイミングを同期させるタイミング同期部２３とを備えている。
　また、ＤＰＤ２０は、同期処理後の各デジタル信号に基づいて、増幅器１１の入出力特性の逆モデルを推定するモデル推定部２４と、推定された逆モデルに基づいてデジタル送信信号に歪補償を行う歪補償部２５とを備えている。
　送信信号バッファ２１は、送信系アナログ回路３へのデジタル送信信号（増幅器１１への入力信号ｙ）を、予め定められた時間幅の区間として設定されるサンプリング区間分だけ蓄積し、その蓄積した信号ｙをタイミング同期部２３に出力する。
　また同様に、戻り信号バッファ２２は、戻り系アナログ回路４からの戻り信号（増幅器１１の出力信号）ｚを、予め定められた時間幅のサンプリング区間分だけ蓄積し、その蓄積した信号ｚをタイミング同期部２３に出力する。
　なお、戻り信号バッファ２２は、送信信号バッファ部２１が蓄積する入力信号ｙに対応する出力信号ｚを蓄積するように、出力信号ｚを蓄積するタイミングを調整している。
　タイミング同期部２３は、両バッファ２１，２２から出力されるサンプリング区間に含まれる入力信号ｙと出力信号ｚを取得し、これら入力信号ｙと出力信号ｚとの間のタイミングを一致させる同期処理を行う。
　歪補償部２５は、歪補償前のデジタル送信信号に、増幅器１１の入出力特性に応じた歪補償処理を施して、増幅器１１への入力信号ｙとなる歪補償済みのデジタル送信信号を出力する。このため、増幅器１１は歪みのない或いは少ない出力信号を出力することができる。
　ここで、増幅器１１の入出力特性は非線形であるが、その特性は、例えば次の式（１）に示す、べき級数多項式で近似することができる。
　なお、式（１）において、ｚは増幅器１１の出力信号（戻り系アナログ回路４からの戻り信号）であり、ｙは増幅器１１の入力信号であり、ａｉは各次数ｉの係数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　歪補償部２５は、上記式（１）に基づいて、次の式（２）に示す、べき級数多項式を演算し、増幅器１１の入力信号（送信系アナログ回路３に出力する信号）ｙを求める。
　なお、式（２）において、ａｉ’は、増幅器１１の逆特性を示す各次数ｉでの係数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　上記式（２）に示すように、歪補償部２５は、増幅器１１の逆特性を示す各次数ｉの係数ａｉ’に基づいて、増幅器１１の歪特性の逆特性を歪補償前のデジタル送信信号ｘに付加し、増幅器１１に起因する歪みを打ち消すことで歪補償を行う。
　上記式（２）中の増幅器１１の逆特性を示す係数ａｉ’は、モデル推定部２４により求められる。モデル推定部２４は、タイミング同期部２３より与えられる増幅器１１の入力信号ｙと出力信号ｚのデータを読み出し、これらに基づいて、増幅器１１の入出力特性を表すモデルを推定して各次数ｉの係数ａｉ’を求める。
　すなわち、モデル推定部２４は、増幅器１１の入力信号ｙをその出力信号ｚのべき級数多項式で表した増幅器１１の逆モデルを有しており、タイミング同期部２３から与えられる入出力信号をそのモデルに適用して、当該逆モデルを推定する。
　モデル推定部２４は、推定した逆モデルを示す各次数の係数を、増幅器１１の逆特性を示す各次数ｉの係数ａｉ’として、歪補償部２５に出力する。
　本実施形態のＤＰＤ２０は、更に、タイミング情報生成部２６と変化量算出部２７とを備えている。
　このうち、変化量算出部２７は、検波回路１６での検波電圧（測定値）を所定期間だけ取得しており、この測定値から増幅器１１の出力電力（平均電力）を算出するとともに、その出力電力に基づいて、前記戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを算出するものである。
　また、タイミング情報生成部２６は、上位レイヤ側の信号処理部（図示せず）から送信フレームのタイミング信号を取得しており、このタイミング信号に基づいて、検波回路１６の測定値を取得する期間を生成して変化量算出部２７に指示する。
　具体的には、本実施形態のタイミング情報生成部２６は、送信フレームの先頭からプリアンブル部分の時間幅だけ進んだプリアンブル期間Ｔｐを求め、この期間Ｔｐを変化量算出部２７に通知する。この通知を受けた変化量算出部２７は、通知されたプリアンブル期間Ｔｐにおいて検波回路１６の測定値を取得する。
　従って、本実施形態のＤＰＤ２０では、変化量算出部２７は、送信フレームの既知の信号パターンであるプリアンブルに対応する部分を用いて、戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを算出するようになっている。
　変化量算出部２７は、上記変化量ΔＧｒｘを算出した場合には、その算出した変化量ΔＧｒｘを歪補償部２５に通知する。
　なお、歪補償部２５は、通知された変化量ΔＧｒｘに基づいて歪補償処理を行うことにより、戻り系アナログ回路４の利得の変動を補正するが、その補正処理については後述する。
　また、本実施形態の変化量算出部２７は、プリアンブル期間Ｔｐにおいて検波回路１６の測定値の平均化処理を実行するようになっている。これにより、雑音に対する測定誤差が抑制され、戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを正確に算出できる。
　なお、この場合、複数の送信フレームについてのプリアンブル期間Ｔｐに跨って平均化処理を実行するようにすれば、単一の送信フレームについてのプリアンブル期間Ｔｐにおいて平均化処理を行う場合に比べて、雑音に対する測定誤差をより有効に抑制することができる。
　〔ＤＰＤにおける電力制御〕
　図３（ａ）は、ＤＰＤ２０が行う電力制御を示すための、増幅装置１の機能ブロック図であり、図３（ｂ）は、利得の変動がない初期状態における各電力を示す表である。
　図３において、Ｐｔｘ（ｄＢ）は、ＤＰＤ２０の出力信号の電力（デジタル送信電力）であり、Ｐｒｘ（ｄＢ）は、ＤＰＤ２０への入力信号の電力（デジタル戻り電力）であり、Ｐout （ｄＢｍ）は、増幅器１１が出力するアナログ送信電力である。
　また、図３において、Ｇｔｘ（ｄＢ）は、送信系アナログ回路３の利得（増幅器１１の利得）であり、Ｇｒｘ（ｄＢ）は、戻り系アナログ回路４の利得（アッテネータ１５の利得）であり、Ｔout は、送信電力Ｐout の目標値であり、Ｔｒｘは、デジタル戻り電力Ｐｒｘの目標値である。
　ここで、ＤＰＤ２０における歪補償処理は、これを電力制御の観点から見ると、デジタル戻り電力Ｐｒｘがその目標値Ｔｒｘ（＝Ｔout ＋Ｇｒｘ）となるように、デジタル送信電力Ｐｔｘを制御することと等価である。
　かかるデジタル送信電力Ｐｔｘの制御は、ＤＰＤ２０の出力信号であるデジタル送信信号の振幅や周波数に応じて行われる。
　また、上記各電力Ｐｔｘ，Ｐｒｘ，Ｐoutと利得Ｇｔｘ，Ｇｒｘの間には、次の等式が成立する。
　Ｐｒｘ＝Ｐout ＋Ｇｒｘ＝Ｐｔｘ＋Ｇｔｘ＋Ｇｒｘ
　図３（ｂ）に示すように、各アナログ回路３，４の利得Ｇｔｘ，Ｇｒｘに変化がない初期状態においては、ＤＰＤ２０は、送信電力Ｐout を目標値Ｔout に一致させるため、デジタル戻り電力ＰｒｘがＴｒｘ（＝Ｔout ＋Ｇｒｘ）となるようにデジタル送信電力Ｐｔｘを制御する。従って、デジタル送信電力Ｐｔｘは次のようになる。
　Ｐｔｘ＝Ｐｒｘ－（Ｇｔｘ＋Ｇｒｘ）
　　　　＝（Ｔout ＋Ｇｒｘ）－（Ｇｔｘ＋Ｇｒｘ）
　　　　＝Ｔout －Ｇｔｘ
　次に、図４（ａ）は、送信系アナログ回路３の利得Ｇｔｘが変化した場合の、増幅装置１の機能ブロック図であり、図４（ｂ）は、その利得変化があった場合の各電力と、歪補償処理を１回行った場合の各電力を示す表である。
　この場合、送信系アナログ回路３の利得Ｇｔｘの変化量をΔＧｔｘとすると、送信系アナログ回路３の利得は、Ｇｔｘ→Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘとなる。
　また、この場合、送信利得の変化量ΔＧｔｘの分だけ、デジタル戻り電力Ｐｒｘと送信電力Ｐout が増加する。
　すなわち、送信利得がＧｔｘ＋ΔＧｔｘに変化すると、図４（ｂ）に示すように、デジタル戻り電力Ｐｒｘと送信電力Ｐout は、それぞれ次のようになる。
　Ｐｒｘ＝Ｔout ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｔｘ
　Ｐout ＝Ｔout ＋ΔＧｔｘ
　この場合、ＤＰＤ２０は、デジタル戻り電力Ｐｒｘがその目標値Ｔｒｘ（＝Ｔout ＋Ｇｔｘ）となるように歪補償処理を行うので、処理後のデジタル送信電力Ｐｔｘと送信電力Ｐout は、次のようになる。
　Ｐｔｘ＝Ｐｒｘ－（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｒｘ）
　　　　＝（Ｔout＋Ｇｒｘ）－（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｒｘ）
　　　　＝Ｔout －Ｇｔｘ－ΔＧｔｘ
　Ｐout ＝Ｐｔｘ＋（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ）
　　　　＝Ｔout 
　このように、送信系アナログ回路３の利得Ｇｔｘが変化しても、ＤＰＤ２０における歪補償処理を１回行うと、送信電力Ｐout をその目標値Ｔout に一致させることができる。
　すなわち、送信利得Ｇｔｘの変動ΔＧｔｘについては、ＤＰＤ２０の歪補償処理によって対応することができる。
　〔戻り利得が変化した場合の問題点〕
　一方、図５（ａ）は、両アナログ回路３，４の利得Ｇｔｘ，Ｇｒｘが変化した場合の、増幅装置１の機能ブロック図であり、図５（ｂ）は、その利得変化があった場合の各電力と、歪補償処理を１回行った場合の各電力を示す表である。
　この場合、送信系アナログ回路３の利得Ｇｔｘの変化量をΔＧｔｘとし、戻り系アナログ回路４の利得Ｇｔｘの変化量をΔＧｒｘすると、送信系アナログ回路３の利得は、Ｇｔｘ→Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘとなり、戻り系アナログ回路４の利得は、Ｇｒｘ→Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘとなる。
　また、この場合、送信利得の変化量ΔＧｔｘの分だけ、デジタル戻り電力Ｐｒｘと送信電力Ｐout が増加するとともに、戻り利得の変化量ΔＧｒｘの分だけ、デジタル戻り電力Ｐｒｘが増加する。
　すなわち、送信利得がＧｔｘ＋ΔＧｔｘに変化し、戻り利得がＧｒｘ＋ΔＧｒｘに変化すると、デジタル戻り電力Ｐｒｘと送信電力Ｐout は、それぞれ次のようになる。
　Ｐｒｘ＝Ｔout ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｔｘ＋ΔＧｒｘ
　Ｐout ＝Ｔout ＋ΔＧｔｘ
　この場合、ＤＰＤ２０は、デジタル戻り電力Ｐｒｘがその目標値Ｔｒｘ（＝Ｔout ＋Ｇｔｘ）となるように歪補償処理を行うので、処理後のデジタル送信電力Ｐｒｘと送信電力Ｐout は、次のようになる。
　Ｐｔｘ＝Ｐｒｘ－（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘ）
　　　　＝（Ｔout＋Ｇｒｘ）－（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘ）
　　　　＝Ｔout －Ｇｔｘ－ΔＧｔｘ－ΔＧｒｘ
　Ｐout ＝Ｐｔｘ＋（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ）
　　　　＝Ｔout－ΔＧｒｘ 
　このように、戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘが変化すると、ＤＰＤ２０における歪補償処理だけを行っても、デジタル送信電力Ｐｒｘと送信電力Ｐout に戻り利得Ｇｒｘの変動ΔＧｒｘが残り、送信電力Ｐout をその目標値Ｔout に一致させることができない。
　すなわち、送信利得Ｇｔｘの変動ΔＧｔｘについては、ＤＰＤ２０の歪補償処理だけで補正できるが、戻り利得Ｇｒｘの変動ΔＧｒｘについては、ＤＰＤ２０の歪補償処理だけでは補正することができない。
　〔検波回路を利用した解決方法〕
　そこで、本実施形態では、前記変化量算出部２７において、検波回路１６の測定値から増幅器１１の送信電力（平均電力）Ｐout を算出するとともに、その出力電力に基づいて算出した戻り利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを用いて、デジタル戻り電力Ｐｒｘの目標値Ｔｒｘを更新することにより、戻り利得Ｇｒｘが変動しても送信電力Ｐout を目標値Ｔout に一致させるようにした。
　図６は、両アナログ回路３，４の利得Ｇｔｘ，Ｇｒｘが変化した場合の、検波回路１６を有する増幅装置１の機能ブロック図である。また、図７は、両アナログ回路３，４の利得Ｇｔｘ，Ｇｒｘが変化した場合の各電力と、歪補償処理を２回行った場合の各電力を示す表である。
　以下、図６及び図７を参照して、本実施形態のＤＰＤ２０が行う戻り利得Ｇｒｘの補正処理の手順について説明する。
　１）　図７の表の３列目に示すように、まず、ＤＰＤ２０の歪補償部２５は、送信利得Ｇｔｘの変化量ΔＧｔｘを送信電力Ｐout から消去するために、１回目の歪補償処理を実行する。
　この場合、前記した通り、送信電力Ｐout ＝Ｔout －ΔＧｒｘとなり、戻り利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘについては送信電力Ｐout に残っている。
　２）　１回目の歪補償処理が行われると、ＤＰＤ２０の変化量算出部２７は、送信フレームのプリアンブル期間Ｔｐに、検波回路１６の測定値から得た増幅器１１の送信電力に基づいて戻り利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを算出し、これを歪補償部２５に送る。
　上記変化量ΔＧｒｘを受けた歪補償部２５は、その変化量ΔＧｒｘをデジタル戻り電力Ｐｒｘの目標値Ｔｒｘに加え、その目標値Ｔｒｘを、Ｔout ＋ＧｒｘからＴout ＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘに変更する。
　３）　そして、図７の表の５列目に示すように、ＤＰＤ２０の歪補償部２５が、その変更後のＴｒｘ（＝Ｔout ＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘ）を用いて２回目の歪補償処理を実行する。
　このさい、処理後のデジタル送信電力Ｐｔｘと送信電力Ｐout は、次のようになる。
　Ｐｔｘ＝Ｐｒｘ－（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘ）
　　　　＝（Ｔout＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘ）－（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ＋Ｇｒｘ＋ΔＧｒｘ）
　　　　＝Ｔout －Ｇｔｘ－ΔＧｔｘ
　Ｐout ＝Ｐｔｘ＋（Ｇｔｘ＋ΔＧｔｘ）
　　　　＝Ｔout
　このように、本実施形態のＤＰＤ２０によれば、検波回路１６の測定値から戻り利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを求め、この変動量ΔＧｒｘだけデジタル戻り電力Ｐｒｘの目標値Ｔｒｘを変更して歪補償処理を実行することにより、戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘが変化しても、送信電力Ｐout をその目標値Ｔout に一致させることができる。
　このため、経年変化や温度変化によって戻り利得Ｇｒｘが変動した場合でも、ＤＰＤ２０の歪補償処理を正確に行うことができる。
　また、本実施形態のＤＰＤ２０によれば、１回目の歪補償処理によって送信利得Ｇｔｘの変化量ΔＧｔｘを消去してから、２回目の歪補償処理によって戻り利得Ｇｒｘを補正するようにしたので、両アナログ回路３，４の双方に利得変動があった場合でも、ＤＰＤ２０の歪補償処理によってそれらの利得を補正することができる。
　〔第２実施形態〕
　図８は、本発明の第２実施形態に係るＤＰＤ２０の機能ブロック図である。
　本実施形態（図８）のＤＰＤ２０が第１実施形態（図２）のそれと異なる点は、送信フレームのプリアンブル部分ではなく、送信フレームの任意の部分を用いて戻り利得Ｇｒｘの補正処理を行えるようにするため、最大振幅が所定値以上のキャプチャ信号を用いて歪補償処理を行う点にある。
　すなわち、本実施形態のタイミング情報生成部２６は、上位レイヤ側の信号処理部（図示せず）から送信フレームのタイミング信号を取得しており、このタイミング信号に同期して繰り返すサンプリング期間を周期的に生成している。
　また、タイミング情報生成部２６は、生成したサンプリング期間に含まれるデジタル送信信号を取得するとともに、その送信信号に、増幅器１１が非線形になる最大振幅以上のデータパターンが含まれているか否かを判定する。
　タイミング情報生成部２６は、上記判定結果が否定的である場合には、次回以降のサンプリング期間でのデジタル送信信号の取得を継続する。逆に上記判定結果が肯定的である場合には、タイミング情報生成部２６は、データパターンをキャプチャすするサンプリング期間（以下、「キャプチャ期間Ｔｃ」という。）を各バッファ２１，２２と変化量算出部２７に通知する。
　各バッファ２１，２２は、タイミング情報生成部２６から通知されたキャプチャ期間Ｔｃの入力信号ｙと出力信号ｚを蓄積し、このキャプチャ期間Ｔｃに蓄積されたキャプチャ信号に対して歪補償処理が行われる。
　また、変化量算出部２７は、タイミング情報生成部２６から通知されたキャプチャ期間Ｔｃに検波回路１６の測定値を取得し、その期間Ｔｃのキャプチャ信号についての測定値を用いて戻り系アナログ回路Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを算出し、その算出した変化量ΔＧｒｘを歪補償部２５に通知する。
　本実施形態においても、第１実施形態の場合と同様に、ＤＰＤ２０における２回の歪補償処理（前記の手順１）～３））を実行することにより、戻り利得Ｇｒｘを補正することができる。
　なお、本実施形態では、信号パターンが不明な任意の送信データを使用することから、戻り利得Ｇｒｘを補正する２回目の歪補償処理だけでなく、送信利得Ｇｔｘの変化量ΔＧｔｘを消去する１回目の歪補償処理も、タイミング情報生成部２６が判定したキャプチャ期間Ｔｃの送信データであるキャプチャ信号に対して行われる。
　このように、本実施形態のＤＰＤ２０では、タイミング情報生成部２６が、予め定めたサンプリング期間で最大振幅が所定値以上のキャプチャ信号を判定し、変化量算出部２７が、そのキャプチ信号に対応する検波回路１６の測定値を用いて、戻り系アナログ回路４の利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを算出するので、プリアンブル部分のような既知の信号パターンを使用しなくても、戻り利得Ｇｒｘの補正処理を行うことができる。
　このため、例えばＬＴＥ（Long Term Evolution ）のような、プリアンブル部分を含まない規格に準拠する基地局装置の場合にも、本発明を適用することができる。
　〔第３実施形態〕
　図９は、本発明の第３実施形態に係る増幅装置を示す回路構成図である。
　本実施形態（図９）の増幅装置１が第１実施形態（図１）のそれと異なる点は、デジタル処理部２が、周辺温度や使用周波数の変動による検波回路１６の利得誤差の補償機能を有する点にある。
　すなわち、本実施形態の増幅装置１では、デジタル処理部２が、検波回路１６の周辺温度及びアナログ送信信号（ＲＦ信号）の使用周波数に基づいて、当該検波回路１６の利得を補正する利得補正部３０を備えている。
　この利得補正部３０は、検波回路１６の周辺温度を計測する温度センサ３１の検出値を常に取得しているとともに、現在使用中のＲＦ信号の使用周波数を上位レイヤ側の信号処理部（図示せず）から取得している。
　また、デジタル処理部２のメモリは、温度や周波数に対応する検波回路１６に対する利得の補正量を示す、例えば以下に例示するような「温用利得テーブル」と「周波数利得テーブル」とを記憶している。
　（温度利得テーブルの例）
　　１０°Ｃ　／　出力－１ｄＢ
　　２０°Ｃ　／　出力　０ｄＢ
　　３０°Ｃ　／　出力　１ｄＢ
　（周波数利得テーブルの例）
　　２．５ＧＨｚ　／　出力－１ｄＢ
　　２．６ＧＨｚ　／　出力　０ｄＢ
　　２．７ＧＨｚ　／　出力　１ｄＢ
　そこで、利得補正部３０は、温度センサ３１から取得した検出値及び上位レイヤから取得した使用周波数に応じて各利得テーブルを参照することにより、検波回路１６のアンプの利得を補正する。
　すなわち、利得補正部３０は、使用周波数が２．６ＧＨｚである場合において、周辺温度が１０°Ｃのときの検波回路１６の出力がＸｄＢｍである場合には、その出力が（Ｘ－１）ｄＢｍとなるように、当該検波回路１６のアンプの利得を補正する。
　また、利得補正部３０は、使用周波数が２．６ＧＨｚである場合において、周辺温度が３０°Ｃのときの検波回路１６の出力がＸｄＢｍである場合には、その出力が（Ｘ＋１）ｄＢｍとなるように、当該検波回路１６のアンプの利得を補正する。
　更に、利得補正部３０は、例えば、送信周波数が２．７ＧＨｚでかつ周辺温度が３０°Ｃのときの検波回路１６の出力がＸｄＢｍである場合には、その出力を（Ｘ＋２）ｄＢｍとなるように、当該検波回路１６のアンプの利得を補正する。
　このように、本実施形態の増幅装置１によれば、利得補正部３０が、検波回路１６の周辺温度及びＲＦ信号の使用周波数に基づいて検波回路１６のアンプの利得を補正するので、その周辺温度や使用周波数が変動しても、検波回路１６の測定値を高精度に維持することができ、戻り利得Ｇｒｘの補正処理を正確に行うことができる。
　また、本実施形態の増幅装置１によれば、検波回路１６のアンプの利得を制御するだけで足りるので、温度補償や周波数補償の制御が簡単になるという利点もある。
　すなわち、検波回路１６を使用せずに各アナログ回路３，４に対して温度補償や周波数補償を行う場合を想定すると、パワーアンプ１１，アッテネータ１５、ミキサ１０，１４、フィルタ９，１３等について、その周辺温度と使用周波数に応じた利得テーブルをそれぞれ保持し、各アナログ回路３，４に対する利得誤差を補償する必要があるが、本発明では、検波回路１６の測定値を利用して送信利得Ｇｔｘや戻り利得Ｇｒｘを補正することができるので、検波回路１６の利得誤差を補償するだけでよく、検波回路１６についての利得テーブルを保持するだけで足りる。
　なお、上記第３実施形態では、利得補正部３０が、検波回路１６の周辺温度とＲＦ信号の使用周波数の双方に基づいて当該検波回路１６の利得を補正するが、周辺温度と使用周波数のいずれか１つのみに基づいてその利得を補正することにしてもよい。　
　〔その他の変形例〕
　上記実施形態は本発明の例示であって制限的なものではない。本発明の範囲は、上記実施形態ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲及びその構成と均等な全ての変更が含まれる。
　例えば、上記実施形態では、戻り利得Ｇｒｘの変化量ΔＧｒｘを算出したあと、２回目の歪補償処理によって戻り利得Ｇｒｘを補正しているが、戻り系アナログ回路４のアッテネータ１５を調整することで戻り利得を補正することにしてもよい。
　更に、上記実施形態では、多項式近似方式のＤＰＤ２０を採用しているが、ＬＵＴ方式のＤＰＤの場合にも本発明を適用することができる。　
　１　　　増幅装置
　２　　　デジタル処理部
　３　　　送信系アナログ回路
　４　　　戻り系アナログ回路
　５　　　カプラ
　８　　　Ｄ／Ａ変換器
　９　　　ローパスフィルタ
１０　　　第１周波数変換部
１１　　　高出力増幅器
１２　　　Ａ／Ｄ変換器
１３　　　ローパスフィルタ
１４　　　第２周波数変換部
１５　　　アッテネータ
１６　　　検波回路（電力測定回路）
２０　　　歪補償回路（ＤＰＤ）
２７　　　変化量算出部

Claims (9)

  1. 　増幅器と、この増幅器の歪補償処理を行うデジタルプリディストータ（以下、特許請求の範囲において、「ＤＰＤ」という。）とを備えた増幅装置であって、
    　前記ＤＰＤのデジタル出力信号をアナログ信号に変換し、これをアップコンバートして前記増幅器に入力する、当該増幅器を含む送信系アナログ回路と、
    　前記増幅器のアナログ出力信号を所定の振幅に調整し、これをダウンコンバートしてデジタル信号に変換し、前記ＤＰＤに入力する戻り系アナログ回路と、
    　前記増幅器の出力電力を測定する電力測定回路と、
    　前記電力測定回路の測定値に基づいて、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出する変化量算出部と、
    　を備えていることを特徴とする増幅装置。
  2. 　前記ＤＰＤは、１回目の歪補償処理によって前記送信系アナログ回路の利得の変化量を消去してから、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を考慮した２回目の歪補償処理によって当該利得を補正する請求項１に記載の増幅装置。
  3. 　前記変化量算出部は、既知の信号パターンに対応する前記電力測定回路の測定値を用いて、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出する請求項１又は２に記載の増幅装置。
  4. 　前記変化量算出部は、既知の前記信号パターンの送信期間において前記電力測定回路の測定値の平均化処理を実行する請求項３に記載の増幅装置。
  5. 　前記変化量算出部は、複数の送信フレームについての前記信号パターンの送信期間に跨って前記平均化処理を実行する請求項４に記載の増幅装置。
  6. 　前記変化量算出部は、予め定めたサンプリング期間にキャプチャされた最大振幅が所定値以上のキャプチャ信号に対応する前記電力測定回路の測定値を用いて、前記戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出する請求項１又は２に記載の増幅装置。
  7. 　前記電力測定回路の周辺温度又は送信信号の使用周波数若しくはこれらの双方に基づいて、当該電力測定回路の利得を補正する利得補正部を更に備えている請求項１～６のいずれか１項に記載の増幅装置。
  8. 　請求項１～７のいずれか１項に記載の増幅装置を備えている無線送信装置。
  9. 　増幅器の出力電力を測定するステップと、
    　測定した前記増幅器の出力電力に基づいて、ＤＰＤの後段に配置される戻り系アナログ回路の利得の変化量を算出するステップと、
    　算出した前記変化量に基づいて、戻り系アナログ回路の利得を補正するステップと、
    　を含むことを特徴とするＤＰＤを有する増幅装置の利得調整方法。
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