WO2011077829A1 - モータ制御装置及びその磁極位置検出方法 - Google Patents

モータ制御装置及びその磁極位置検出方法 Download PDF

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井手　耕三
正希 久恒
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株式会社安川電機
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/183—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using an injected high frequency signal
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/26—Rotor flux based control

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device that drives a motor without using a position sensor and a speed sensor, and a magnetic pole position detection method thereof.
  • a control device using magnetic saturation of the motor is known.
  • the motor control device include the following.
  • the power corresponding to the AC current command id1 * is applied in the direction of the rotation coordinate d-axis of the synchronous motor being stopped, and the detected rotation coordinates generated by the AC current command id1 * are detected.
  • the convergence calculation of the magnetic pole position estimated value ⁇ ⁇ is executed, and the converged magnetic pole position estimated value ⁇ ⁇ is estimated as the true value of the magnetic pole position ⁇ of the synchronous motor.
  • the motor control device uses the magnetic saturation of the motor, that is, the difference in inductance Ld between the N pole and the S pole, and compares the difference between the positive and negative current passing times of the motor current generated by the minute voltage pulse to rotate the motor.
  • the polarity of the child magnetic pole was discriminated.
  • the magnetic saturation of a motor has different characteristics depending on the magnetic material used, and neodymium magnets used in industrial applications have a high magnet operating point. In other words, the magnetization characteristics of the magnetic circuit formed by the stator and the rotor when no motor current is flowing are close to the saturation state of the hysteresis represented by the BH curve. It was difficult to observe the effects of.
  • the present invention provides a motor control device and a control method thereof that perform magnetic pole position detection robustly without being affected by magnetic saturation of the motor rotor, using a magnetic pole detection technique that utilizes the hysteresis characteristics of the motor. Objective.
  • an AC voltage command based on a permanent magnet motor a d-axis voltage command that is a magnetic flux direction of the permanent magnet motor, and a q-axis voltage command that is orthogonal thereto is provided.
  • a power converter that is applied to the permanent magnet motor by PWM control, a current detector that detects a motor current flowing through the permanent magnet motor in synchronization with a period of the PWM control, and a current profile generator that generates a current profile And a search voltage calculator that calculates a search voltage pulse based on the current profile and adds the search voltage pulse to the d-axis voltage command, and detects a magnetic pole position of the permanent magnet motor based on the motor current and the search voltage pulse.
  • the magnetic pole position detector includes a code detector that detects the polarity of the exploration voltage pulse, and a first multiplication that multiplies the output value of the code detector by a predetermined gain.
  • the output of the first multiplier, the second and third multipliers for multiplying the two-phase current detection value of the motor current for each component, and the outputs of the second and third multipliers.
  • a filter for extracting the respective peak values Icos and Isin of the two-phase current detection value synchronized with the period of the exploration voltage pulse, and the inverse of calculating the magnetic pole position by the arctangent calculation of the peak values Icos and Isin.
  • a motor control device including a tangent calculator is applied.
  • the polarity detector generates a subtractor for calculating a deviation between the current profile and the polarity discrimination evaluation current, and a pulse train having a frequency twice that of the exploration voltage pulse.
  • a compensation amount selector that outputs 0 [rad] or ⁇ [rad] as the phase correction amount based on the output of the strain direction discriminator.
  • the polarity discrimination evaluation current calculator includes a bandpass filter in which the natural angular frequency is set to be the same as the frequency set in the current profile, and d of the motor current A motor control device that extracts the same frequency as the exploration pulse voltage from the axial current value is applied.
  • a voltage amplitude calculator that calculates an amplitude of a voltage command value input to the power converter, and a maximum amplitude that the amplitude of the voltage command value can be output by the power converter.
  • a motor control device including a current profile corrector that corrects the amplitude or frequency of the current profile is applied.
  • an AC voltage command based on a d-axis voltage command that is a magnetic flux direction of the permanent magnet motor and a q-axis voltage command that is orthogonal to the d-axis voltage command is obtained by PWM control.
  • a step of applying to the permanent magnet motor a step of detecting a motor current flowing through the permanent magnet motor in synchronization with the period of the PWM control, a step of calculating a search voltage pulse based on the generated current profile, and a search voltage
  • a magnetic pole position detection method including a step of newly setting the magnetic pole position.
  • the magnetic pole position is detected robustly against the influence of the magnetic saturation of the motor rotor and the fluctuation of the applied voltage to the motor, so that the magnetic pole position can be detected with high accuracy in a short time.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor control device according to a first embodiment of the present invention.
  • 3 is a detailed block diagram of a magnetic pole position detector 106 according to the same embodiment.
  • FIG. It is a detailed block diagram of a polarity detector 109 according to the embodiment. It is a figure explaining distortion of a current profile and generated current. It is a figure explaining the hysteresis characteristic and magnetization locus which the motor 101 has. It is a figure which shows the electric current waveform generate
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor control device I according to the first embodiment of the present invention.
  • the motor control apparatus I includes a motor 101, a current detector 102, a power converter 103, a three-phase two-phase converter 104, a dq converter 105, a magnetic pole A position detector 106, a current controller 107, a polarity discrimination evaluation current calculator 108, a polarity detector 109, a search voltage calculator 110, a current profile generator 111, and adders 112 and 113 are provided.
  • the motor 101 is a permanent magnet motor to be controlled.
  • the following motor control is performed in a coordinate system having a magnetic flux direction (d axis) of the motor 101 and a direction (q axis) orthogonal thereto.
  • the current detector 102 detects a current flowing through the motor 101 in synchronization with a period in which PWM control described later is performed, and outputs it as a three-phase current (iu, iv, iw).
  • the power converter 103 performs PWM control on a DC bus voltage obtained by rectifying an input AC voltage for each PWM switching period, and later described d-axis and q-axis voltage commands (V * sd, V *). sq), and a voltage command is generated based on an added value of a magnetic pole position ⁇ and a phase correction amount ⁇ , which will be described later, and applied to the motor 101.
  • the three-phase to two-phase converter 104 converts a three-phase current (iu, iv, iw) into a two-phase alternating current (is ⁇ , is ⁇ ).
  • the dq converter 105 converts a two-phase alternating current (is ⁇ , is ⁇ ) into a d-axis and q-axis current (isd, isq).
  • the magnetic pole position detector 106 detects the magnetic pole position ⁇ based on a two-phase alternating current (is ⁇ , is ⁇ ) and a search voltage pulse Vposi described later.
  • the current controller 107 performs control so that the d-axis and q-axis current commands (i * sd, i * sq) and the d-axis and q-axis currents (isd, isq) match, and the d-axis and q-axis voltage commands ( V * sd, V * sq) is output.
  • the polarity discrimination evaluation current calculator 108 is composed of a band-pass filter, extracts the same frequency as the exploration pulse voltage from the d-axis current isd, and outputs it as the polarity discrimination evaluation current idh.
  • the natural angular frequency of the filter is set to be the same as the frequency set in the current profile Iposi described later.
  • the polarity detector 109 discriminates the polarity of the rotor magnetic pole based on the polarity discrimination evaluation current idh and the current profile Iposi, and outputs a phase correction amount ⁇ . The operation of the polarity detector 109 will be described later.
  • the search voltage calculator 110 receives a current profile Iposi described later, calculates a search voltage pulse Vposi by multiplying the time differential value of the current profile Iposi by the inductance setting value Ld *, and detects the magnetic pole position detector 106 and the adder 112. Output to. Since the current profile Iposi is a triangular wave signal, the search voltage pulse Vposi is a rectangular wave signal and has the same period. The search voltage pulse Vposi is a search voltage for detecting the magnetic pole position.
  • the inductance set value Ld * is determined by a motor design value, a trial run adjustment value, an auto-tuning method performed before starting, or the like.
  • the “current profile” here refers to a current change pattern that occurs when the movement of the magnet operating point built in the motor follows a minor loop of hysteresis characteristics when the exploration voltage pulse Vposi is applied to the motor.
  • the exploration voltage pulse Vposi which is set in advance, is created in consideration of the condition that the generated voltage is less than the maximum voltage that can be output by the power converter and the generated current is less than the motor rated current. This makes it unnecessary to take into account the effects of.
  • This current change pattern is a triangular wave-shaped current command signal having a constant cycle with the same amplitude positive and negative with zero as the center, and is set by the current peak value and the rate of change or frequency.
  • the current profile generator 111 generates a current profile Iposi that matches the motor 101 and outputs it to the polarity detector 109 and the search voltage calculator 110.
  • the output current profile Iposi has a constant rate of change, and the frequency thereof is the same as the exploration pulse voltage.
  • the cycle in which the current profile Iposi is generated is synchronized with the cycle of the PWM control, similarly to the detection of the three-phase current (iu, iv, iw) in the current detector 102. Further, at least four times of current detection is performed within the generation period of the current profile Iposi. It is not limited to this, for example, the current detection cycle is performed at the PWM control cycle, and the PWM switching cycle is set to a half cycle, and the current profile Iposi is generated at a cycle more than twice the PWM switching cycle. That's fine.
  • the adder 112 adds the exploration voltage pulse Vposi to the d-axis voltage command V * sd and outputs a new d-axis voltage command V * sd.
  • the adder 113 adds the magnetic pole position ⁇ and the phase correction amount ⁇ , and outputs a new magnetic pole position ⁇ to the power converter 103.
  • FIG. 2 is a detailed block diagram of the magnetic pole position detector 106 according to the present embodiment.
  • the magnetic pole position detector 106 includes a sign detector 201, multipliers 202 and 203, a gain amplifier 204, filter units 205 and 206, and an arctangent calculator 207.
  • the magnetic pole position ⁇ is calculated in synchronization with the period in which the exploration voltage pulse Vposi is added to the d-axis voltage command V * sd, that is, the generation period of the current profile Iposi.
  • the sign detector 201 outputs 1 when the polarity of the exploration voltage pulse Vposi is positive, and -1 when it is negative.
  • the gain amplifier 204 multiplies the output of the code detector 201 by a gain Gh.
  • Multipliers 202 and 203 multiply the output of the gain amplifier 204 for each of the ⁇ and ⁇ components of the two-phase alternating current (is ⁇ , is ⁇ ).
  • the filter units 205 and 206 receive the respective outputs of the multipliers 202 and 203 and extract the peak values (Icos and Isin) of the two-phase alternating currents (is ⁇ and is ⁇ ).
  • the denominators of the filter units 205 and 206 are configured as s + ⁇ cv, the numerator is an incomplete differentiator of s ⁇ ⁇ c (s is a differential operator), and the natural angular frequencies ⁇ cv and ⁇ c are predetermined values in consideration of detection delay prevention.
  • the filter units 205 and 206 extract the peak value of the current using the differential element in the numerator, and remove the switching noise using the low-pass filter element in the denominator.
  • the arc tangent calculator 207 calculates the magnetic pole position ⁇ by the arc tangent calculation of the peak values (Icos, Isin).
  • the magnetic pole position detector 106 detects the magnetic pole position ⁇ based on the two-phase alternating current (is ⁇ , is ⁇ ) and the search voltage pulse Vposi.
  • the magnetic pole position ⁇ cannot be determined as the rotor magnetic pole.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the distortion of the current profile Iposi and the generated current Ireal, and also shows the exploration voltage pulse Vposi that causes the generation of the current Ireal. It can be seen that the generated current Ireal is distorted by the influence of the hysteresis loop.
  • FIG. 4 shows a case where the current detection cycle is Ts, and current detection is performed four times within one cycle of the current profile Iposi, which is a triangular wave signal.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the hysteresis characteristic and the magnetization locus of the motor 101, FIG.
  • FIG. 5 (a) is a diagram for explaining the hysteresis characteristic (major loop) of the motor 101
  • FIG. FIG. 5C is a diagram for explaining a partial hysteresis characteristic (minor loop) of 101
  • FIG. 5C is a diagram illustrating magnetization by an applied voltage VdN when the N pole is a positive side of voltage application and the S pole is a negative side of voltage application
  • FIG. 5D is a diagram for explaining the locus
  • FIG. 5D is a diagram for explaining the magnetization locus by the applied voltage VdS when the S pole is the positive side for voltage application and the N pole is the negative side for voltage application.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the change of the magnetic resistance Rm in an approximate manner.
  • a motor having a permanent magnet as a rotor has a hysteresis characteristic (major loop) shown in FIG.
  • An arrow at the center of the hysteresis characteristic in FIG. 5A indicates an initial magnetization curve, and a magnetization locus is drawn counterclockwise from Path A to Path B.
  • the applied voltage VdN in FIG. 5C and the applied voltage VdS in FIG. This produces a partial hysteresis magnetization locus called a minor loop shown in the enlarged view of b).
  • the magnetization locus by the applied voltage VdN shown in FIG. 5C follows the order of vxyz shown in the right diagram of FIG. At this time, the generated current idN has a difference in distortion of the current waveform in each region because the magnetoresistance Rm in the vx region is larger than the magnetoresistance Rm in the yz region (shaded portion).
  • the magnetization locus by the applied voltage VdS shown in FIG. 5D follows the order of yzvx shown in the right diagram of FIG. At this time, the generated current idS is in reverse order to the current idN.
  • the inductance Ld decreases as the magnetic resistance Rm increases, the current response generated at that time becomes steeper. Conversely, when the magnetic resistance Rm is small, the current response is slow. Thus, the current generated by the influence of the hysteresis loop is distorted, and the current idS has a waveform like the current idN.
  • FIG. 6 is a diagram showing a current waveform generated based on the current profile Iposi.
  • FIG. 6 shows the current generated based on the current profile Iposi observed as a two-phase alternating current (is ⁇ , is ⁇ ). This is because in an embedded magnet motor, the inductance Ld is small in the direction in which the pole of the permanent magnet in the rotor exists (N pole or S pole) because the magnetic resistance Rm is large, and the inductance Ld in the direction in which no pole exists. Therefore, the peak value of the current changes based on the inductance distribution.
  • the magnetic path of the magnetic flux is locally narrowed at the bridge portion of the stator slot by the current generated based on the current profile Iposi.
  • the magnetic resistance is large and the inductance Ld is small, and the inductance Ld is large at the center of the stator core, so that the peak value of the two-phase alternating current (is ⁇ , is ⁇ ) changes. This phenomenon appears when the motor 101 to be controlled incorporates a stator core.
  • the magnetic pole position detector 106 detects the magnetic pole position ⁇ .
  • the first half cycle in one cycle of the applied voltage VdN, the first half cycle reaches the point where the magnetic resistance Rm is minimized via the operating point P of the hysteresis loop on the magnetic circuit. It also has a process of returning to the vicinity of the operating point via x, and in the latter half period, it reaches from the vicinity of the operating point via y to the point where the magnetic resistance Rm is maximum, and then passes through z to the vicinity of the operating point. The process of returning to
  • the magnetic resistance Rm is as shown in FIG. It can be approximated as follows. That is, the magnetoresistance Rm exists as a change of two cycles in one cycle of the applied voltage VdN, and the magnitude of the magnetoresistance Rm is larger between vx near the N pole side and yz near the S pole side. In contrast, the value in the z region is smaller than the x region, and the value in the y region is smaller than the v region.
  • the current Ireal generated by the exploration voltage pulse Vposi appears as a frequency twice that of the exploration voltage pulse Vposi.
  • This frequency component changes in amplitude when applied to the N pole and when applied to the S pole due to the inductance change described above. That is, when applied to the N side, the negative amplitude of the frequency component twice as large as the exploration voltage pulse Vposi increases, and when applied to the S side, the positive amplitude increases.
  • the polarity of the rotor magnetic pole is based on the above-described principle, and the polarity detector 109 described below utilizes whether the fluctuation amplitude as described above is large on the positive side or large on the negative side. It has become.
  • the method uses the hysteresis characteristic of the motor, the magnetic pole can be detected without being affected by the magnetic saturation of the motor rotor.
  • FIG. 3 is a detailed block diagram of the polarity detector 109 according to this embodiment.
  • the polarity detector 109 includes a subtractor 301, a multiplier 302, a pulse generator 303, a distortion direction discriminator 304, and a compensation amount selector 305.
  • the subtractor 301 calculates a deviation between the current profile Iposi and the polarity discrimination evaluation current idh.
  • the multiplier 302 multiplies the output of the subtracter 301 and the output of the pulse generator 303 that generates a pulse train having a frequency twice the exploration pulse voltage Vposi.
  • the direct current component of the multiplication result includes information indicating whether the above-described fluctuating amplitude is large on the positive side or large on the negative side, that is, in which direction the distortion is distorted.
  • the distortion direction discriminator 304 is a low-pass filter or an integrator, and receives the output of the multiplier 302 to remove noise. In this way, the strain direction discriminator 304 discriminates the polarity of the magnetic pole based on the polarity of the extracted DC component, that is, the strain information of the varying amplitude.
  • the compensation amount selector 305 outputs 0 [rad] as the phase correction amount ⁇ if the output of the strain direction discriminator 304 is positive, and ⁇ [rad] if the output is negative.
  • ⁇ [rad] is output as the phase correction amount ⁇ if the output of the strain direction discriminator 304 is positive, and 0 [rad] is output if the output is negative.
  • the polarity detector 109 determines the polarity of the rotor magnetic pole based on the polarity determination evaluation current idh and the current profile Iposi, and outputs 0 [rad] or ⁇ [rad] as the phase correction amount ⁇ .
  • the motor control device determines the polarity of the rotor magnetic poles using the hysteresis characteristics of the motor, so regardless of the magnitude of the magnetic saturation of the motor rotor, Also, by taking into account the current profile Iposi that surely enters the hysteresis loop, the magnetic pole position detection can be realized in a short time and with high accuracy.
  • FIG. 7 is a block diagram of a motor control device according to the second embodiment of the present invention.
  • the motor control device J according to the second embodiment includes a current profile generator 111a instead of the current profile generator 111, and a new subtractor 401, current profile modifier 402, and voltage amplitude calculator 403. Unlike the motor control device I according to the first embodiment, the rest is configured similarly. Therefore, in the following, for convenience of explanation, overlapping explanation will be omitted as appropriate, and differences from the first embodiment will be mainly described.
  • the current profile generator 111a has a function of lowering a frequency or peak value set therein by an instruction signal from a current profile corrector 402 described later.
  • the subtractor 401 calculates the difference between the amplitude value of the command voltage calculated by the voltage amplitude calculator 403 and the maximum voltage amplitude value that can be output by the power converter 103.
  • the current profile corrector 402 Based on the difference calculated by the subtractor 401, the current profile corrector 402 sends an instruction signal to the current profile generator 111a when the command voltage exceeds the maximum voltage, that is, when the calculation result of the subtractor 401 is positive. Is output.
  • the current profile generator 111a gradually increases the period so as to decrease the frequency of the triangular current change pattern generated as the current profile Iposi, and executes until the calculation result of the subtractor 401 becomes negative.
  • the upper limit of the period increase is set in advance, and for example, when it exceeds 5 Ts, the peak value of the current amplitude is decreased.
  • the rate of decrease is, for example, every 10% of the initial set value. In this way
  • the search voltage pulse Vposi output from the search voltage calculator 110 is adjusted to be small.
  • the motor control device J includes the current profile corrector 402 that corrects the current profile Iposi in consideration of the maximum voltage amplitude value that the power converter 103 can output.
  • the magnetic pole position can be detected robustly against fluctuations in the DC bus voltage due to a decrease in the input power supply voltage. This is particularly effective when the power converter 103 is composed of a voltage-type inverter because the current profile Iposi is similarly corrected for fluctuations in the input power supply voltage to the power converter.

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Abstract

　モータのヒステリシス特性を利用して、モータ回転子の磁気飽和の影響を受けずにロバストに磁極位置検出を行うモータ制御装置及びその制御方法を提供することを目的とする。　電流プロファイルを生成する電流プロファイル発生器１１１と、電流プロファイルに基づき探査電圧パルスを演算して、ｄ軸電圧指令に加算する探査電圧演算器１１０と、探査電圧パルスに基づき永久磁石モータの磁極位置を検出する磁極位置検出器１０６と、ＰＷＭ制御の周期に同期して検出したモータ電流のｄ軸電流値から永久磁石モータの磁極極性を判別するための極性判別評価電流を演算する極性判別評価電流演算器１０８と、極性判別評価電流と電流指令との偏差から位相補正量を出力する極性検出器１０９と、を備える。

Description

モータ制御装置及びその磁極位置検出方法
　本発明は、位置センサ及び速度センサを用いずにモータを駆動するモータ制御装置及びその磁極位置検出方法に関する。
　モータの回転子磁極を検出するために、モータの磁気飽和を利用する制御装置が知られている。そのモータ制御装置の例としては、下記が挙げられる。
　特許文献１のモータ制御装置では、交流電流指令id1*に対応した電力を、停止している同期モータの回転座標ｄ軸方向に印加し、帰還検出した「 交流電流指令id1*によって発生する回転座標ｑ軸方向の電流iq'の振幅値」を用いて、 磁極位置推定値θ^の収斂演算を実行し、 収斂した磁極位置推定値θ^を同期モータの磁極位置θの真値として推定する。
　さらに、特許文献２のモータ制御装置では、モータの推定磁極軸であるdc軸上の電圧指令に対して、微小変化を与え、その結果、電流脈動成分が正となる期間、負となる期間の差、あるいは、正側、負側における電流変化率の差を利用して、磁極軸の極性を判別し、上記電圧指令に対する微小変化を、dc軸とそれに直交するqc軸の両方に加え、各軸上における電流脈動成分から、モータの磁極位置を直接推定する。
特開平１０－２２９６９９号公報 特開２００２－７８３９２号公報
　しかしながら、上記モータ制御装置は、モータの磁気飽和、すなわちＮ極、Ｓ極でのインダクタンスＬｄの差異を利用し、微小電圧パルスによって発生するモータ電流の正負の通流時間の差を比較し、回転子磁極の極性を判別するものであった。
　モータの磁気飽和は、使用する磁性材料によってその特性が異なり、さらに、産業用途で用いられるネオジウム磁石は磁石動作点が高い。すなわち、モータ電流が流れていない状態での固定子と回転子で形成される磁気回路の磁化特性は、Ｂ－Ｈ曲線で表されるヒステリシスの飽和状態の近傍にあるので、微小な電圧では飽和の影響を観測することは難しかった。
　そこで、本発明は、モータのヒステリシス特性を利用した磁極検出手法を用い、モータ回転子の磁気飽和の影響を受けずにロバストに磁極位置検出を行うモータ制御装置及びその制御方法を提供することを目的とする。
　上記問題を解決するため、本発明の一の観点によれば、永久磁石モータと、該永久磁石モータの磁束方向であるｄ軸電圧指令とこれに直交するｑ軸電圧指令に基づく交流電圧指令を、ＰＷＭ制御によって前記永久磁石モータに印加する電力変換器と、前記永久磁石モータに流れるモータ電流を前記ＰＷＭ制御の周期に同期して検出する電流検出器と、電流プロファイルを生成する電流プロファイル発生器と、前記電流プロファイルに基づき探査電圧パルスを演算して、前記ｄ軸電圧指令に加算する探査電圧演算器と、前記モータ電流と、前記探査電圧パルスに基づき前記永久磁石モータの磁極位置を検出する磁極位置検出器と、前記モータ電流のｄ軸電流値から前記永久磁石モータの磁極極性を判別するための極性判別評価電流を演算する極性判別評価電流演算器と、前記極性判別評価電流と前記電流指令との偏差から前記磁極極性を判別して位相補正量を出力する極性検出器と、を備えるモータ制御装置が適用される。
　また、上記のモータ制御装置であって、前記磁極位置検出器は、前記探査電圧パルスの極性を検出する符号検出器と、該符号検出器の出力値に所定のゲインを乗算する第１の乗算器と、前記第１の乗算器の出力に、前記モータ電流の２相電流検出値を成分毎に乗算する第２、第３の乗算器と、該第２及び第３の乗算器の出力を用いて、前記探査電圧パルスの周期に同期した前記２相電流検出値のそれぞれのピーク値Ｉｃｏｓ、Ｉｓｉｎを抽出するフィルタ器と、前記ピーク値Ｉｃｏｓ、Ｉｓｉｎの逆正接演算により磁極位置を算出する逆正接演算器と、を備えるモータ制御装置が適用される。
　また、上記のモータ制御装置であって、前記極性検出器は、前記電流プロファイルと前記極性判別評価電流との偏差を演算する減算器と、前記探査電圧パルスの２倍の周波数のパルス列を生成するパルス発生器と、前記減算器の出力と前記パルス列を乗算する第４の乗算器と、該乗算器の出力をローパスフィルタ又は積分器を介して重畳した直流成分の極性を判別する歪方向判別器と、該歪方向判別器の出力に基づいて０［ｒａｄ］又はπ［ｒａｄ］を前記位相補正量として出力する補償量選定器と、を備えるモータ制御装置が適用される。
　また、上記のモータ制御装置であって、前記極性判別評価電流演算器は、固有角周波数を前記電流プロファイルに設定された周波数と同一に設定されたバンドパスフィルタで構成され、前記モータ電流のｄ軸電流値から探査パルス電圧と同じ周波数を抽出することを特徴とするモータ制御装置が適用される。
　また、上記のモータ制御装置であって、前記電力変換器に入力される電圧指令値の振幅を演算する電圧振幅演算器と、前記電圧指令値の振幅が、前記電力変換器で出力可能な最大電圧値以上になる場合には、前記電流プロファイルの振幅あるいは周波数を修正する電流プロファイル修正器と、を備えるモータ制御装置が適用される。
　上記問題を解決するため、本発明の他の観点によれば、該永久磁石モータの磁束方向であるｄ軸電圧指令とこれに直交するｑ軸電圧指令に基づく交流電圧指令を、ＰＷＭ制御によって前記永久磁石モータに印加する工程と、該永久磁石モータに流れるモータ電流を前記ＰＷＭ制御の周期に同期して検出する工程と、生成された電流プロファイルに基づき探査電圧パルスを演算する工程と、探査電圧パルスと前記ｄ軸電圧指令の加算値を、新たにｄ軸電圧指令とする工程と、前記モータ電流と、前記探査電圧パルスに基づき前記永久磁石モータの磁極位置を検出する工程と、前記モータ電流のｄ軸電流値から前記永久磁石モータの磁極極性を判別するための極性判別評価電流を演算する工程と、前記極性判別評価電流と前記電流プロファイルとの偏差から前記磁極極性を判別する工程と、前記磁極極性の判別結果により、０［ｒａｄ］又はπ［ｒａｄ］を前記位相補正量として出力する工程と、前記磁極位置と前記位相補正量を加算し、新たに磁極位置とする工程と、を備える磁極位置検出方法が適用される。
　本発明によれば、モータ回転子の磁気飽和の影響やモータへの印加電圧の変動に対してロバストに磁極位置検出を行うので、短時間でかつ高精度に磁極位置を検出できる。
本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置のブロック図である。 同実施形態に係る磁極位置検出器１０６の詳細ブロック図である。 同実施形態に係る極性検出器１０９の詳細ブロック図である。 電流プロファイルと発生電流の歪みを説明する図である。 モータ１０１が有するヒステリシス特性と磁化軌跡を説明する図である。 電流プロファイルに基づき発生した電流波形を示す図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置のブロック図である。
　以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。なお、同一の構成については同一の符号を付することにより、重複説明を適宜省略する。
＜第１実施形態＞
　まず、図１を参照しつつ、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置Iの構成について説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置Iのブロック図である。
　図１に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置Iは、モータ１０１と、電流検出器１０２と、電力変換器１０３と、３相２相変換器１０４と、ｄｑ変換器１０５と、磁極位置検出器１０６と、電流制御器１０７と、極性判別評価電流演算器１０８と、極性検出器１０９と、探査電圧演算器１１０と、電流プロファイル発生器１１１と、加算器１１２、１１３を備える。
　モータ１０１は、制御対象である永久磁石モータである。モータ１０１の磁束方向（ｄ軸）と、これに直交する方向（ｑ軸）とする座標系で以下のモータ制御は行われている。
電流検出器１０２は、後述のＰＷＭ制御が行われる周期に同期してモータ１０１に流れる電流を検出し、３相電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）として出力する。
　電力変換器１０３は、図示していないが、入力される交流電圧を整流した直流母線電圧をＰＷＭスイッチング周期ごとにＰＷＭ制御して、後述のｄ軸及びｑ軸電圧指令（Ｖ＊ｓｄ，Ｖ＊ｓｑ）と、後述の磁極位置θと位相補正量Δθの加算値に基づいて電圧指令を生成し、モータ１０１に印加する。
　３相２相変換器１０４は、３相電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を２相の交流電流（ｉｓα，ｉｓβ）に変換する。
　ｄｑ変換器１０５は、２相の交流電流（ｉｓα，ｉｓβ）をｄ軸及びｑ軸電流（ｉsｄ,ｉsｑ）に変換する。
　磁極位置検出器１０６は、２相の交流電流（ｉｓα，ｉｓβ）と後述の探査電圧パルスＶｐｏｓｉに基づき磁極位置θを検出する。
　電流制御器１０７は、ｄ軸及びｑ軸電流指令（ｉ＊sｄ，ｉ＊sｑ）、ｄ軸及びｑ軸電流（ｉsｄ，ｉsｑ）が一致するように制御し、ｄ軸及びｑ軸電圧指令（Ｖ＊ｓｄ，Ｖ＊ｓｑ）を出力する。
　極性判別評価電流演算器１０８は、バンドパスフィルタで構成され、ｄ軸電流ｉｓｄから探査パルス電圧と同じ周波数を抽出し、それを極性判別評価電流ｉｄｈとして出力する。フィルタの固有角周波数は、後述の電流プロファイルＩｐｏｓｉで設定した周波数と同一に設定している。
　極性検出器１０９は、極性判別評価電流ｉｄｈと電流プロファイルＩｐｏｓｉに基づき回転子磁極の極性を判別し、位相補正量Δθを出力する。極性検出器１０９の動作については後述する。
　探査電圧演算器１１０は、後述する電流プロファイルＩｐｏｓｉが入力され、電流プロファイルＩｐｏｓｉの時間微分値にインダクタンス設定値Ｌｄ＊を乗算して探査電圧パルスＶｐｏｓｉを演算し、磁極位置検出器１０６と加算器１１２に出力する。電流プロファイルＩｐｏｓｉが三角波状の信号であるので、探査電圧パルスＶｐｏｓｉは矩形波状の信号となり、その周期は同じである。なお、探査電圧パルスＶｐｏｓｉは、磁極位置検出のための探査電圧である。
　インダクタンス設定値Ｌｄ＊は、モータ設計値、試運転調整値又は起動前に行われるオートチューニング手法等で決定される。
　また、ここで言う“電流プロファイル”とは、探査電圧パルスＶｐｏｓｉをモータに印加した際に，モータに内蔵された磁石動作点の移動がヒステリシス特性のマイナーループを辿る際に発生する電流変化パターンを予め設定したものであって、探査電圧パルスＶｐｏｓｉは、電力変換器が出力可能な最大電圧以下、発生する電流はモータ定格電流以下となる条件を考慮して作成されているが、モータの磁気飽和の影響の考慮を一切不要としたものとなっている。
　この電流変化パターンは、ゼロを中心にして正負に同じ振幅をもつ一定周期の三角波状の電流指令信号であり、その電流ピーク値と、変化率もしくは周波数によって設定されている。
　電流プロファイル発生器１１１は、モータ１０１に見合う電流プロファイルＩｐｏｓｉを発生し、極性検出器１０９及び探査電圧演算器１１０に出力する。なお、出力される電流プロファイルＩｐｏｓｉは、その変化率は一定であり、その周波数は探査パルス電圧と同じ周波数である。
　電流プロファイルＩｐｏｓｉが発生される周期は、電流検出器１０２における３相電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）の検出と同様に、ＰＷＭ制御の周期と同期している。また、少なくとも電流プロファイルＩｐｏｓｉの発生周期内に４回以上の電流検出が行われる。これに限定するものではないか、例えば、電流検出の周期をＰＷＭ制御の周期で行い、かつ、ＰＷＭスイッチング周期の半周期とし、さらにＰＷＭスイッチング周期の２倍以上の周期で電流プロファイルＩｐｏｓｉを発生すればよい。
　加算器１１２は、ｄ軸電圧指令Ｖ＊ｓｄに探査電圧パルスＶｐｏｓｉを加算し、新たにｄ軸電圧指令Ｖ＊ｓｄとして出力する。
　加算器１１３は、磁極位置θと位相補正量Δθを加算し、新たに磁極位置θとして電力変換器１０３に出力する。
　次に、図２を参照しつつ、本実施形態に係る磁極位置検出器１０６について説明する。図２は、本実施形態に係る磁極位置検出器１０６の詳細ブロック図である。
　図２に示すように、本実施形態に係る磁極位置検出器１０６は、符号検出器２０１と、乗算器２０２、２０３と、ゲイン増幅器２０４と、フィルタ器２０５、２０６と、逆正接演算器２０７を備える。また、磁極位置θは、探査電圧パルスＶｐｏｓｉがｄ軸電圧指令Ｖ＊ｓｄに加算される周期、つまり、電流プロファイルＩｐｏｓｉの発生周期に同期して算出される。
　符号検出器２０１は、探査電圧パルスＶｐｏｓｉの極性を正の場合は１、負の場合は－１として出力する。
　ゲイン増幅器２０４は、符号検出器２０１の出力にゲインＧｈを乗算する。
乗算器２０２、２０３は、２相の交流電流（ｉｓα，ｉｓβ）のα、βの成分毎にゲイン増幅器２０４の出力を乗算する。
　フィルタ器２０５、２０６は、乗算器２０２、２０３のそれぞれの出力を入力とし、２相の交流電流（ｉｓα，ｉｓβ）の各々のピーク値（Ｉｃｏｓ、Ｉｓｉｎ）を抽出する。フィルタ器２０５、２０６の分母はｓ＋ωｃｖ、分子はｓ・ωｃ（ｓは微分演算子）の不完全微分器として構成され、固有角周波数ωｃｖ，ωｃは検出遅れ防止を考慮した所定値である。このように、フィルタ器２０５、２０６は、電流のピーク値を分子にある微分要素で抽出し、スイッチングノイズを分母にある低域フィルタ要素で除去している。
　逆正接演算器２０７は、ピーク値（Ｉｃｏｓ，Ｉｓｉｎ）の逆正接演算により、磁極位置θを算出する。
　このようにして、磁極位置検出器１０６は、２相の交流電流（ｉｓα，ｉｓβ）と探査電圧パルスＶｐｏｓｉに基づき磁極位置θを検出する。なお、この磁極位置θは、回転子磁極の判別はできていない。
　次に、本実施形態で利用する磁極位置θ及び回転子磁極の極性の検出原理について説明し、その後、極性検出器１０９の具体的動作を説明する。
　まず、図４、図５を用いて、電流プロファイルＩｐｏｓｉと発生電流Ｉｒｅａｌの歪みについて説明する。
　図４は、電流プロファイルＩｐｏｓｉと発生電流Ｉｒｅａｌの歪みを説明する図であり、電流Ｉｒｅａｌの発生を引き起こす探査電圧パルスＶｐｏｓｉも合わせて図示している。発生電流Ｉｒｅａｌは、ヒステリシスループの影響により歪んでいる様子がわかる。
　なお、図４では、電流検出の周期をＴｓとし、三角波状の信号である電流プロファイルＩｐｏｓｉの１周期内に４回の電流検出が行われる場合を図示している。
　図５は、モータ１０１が有するヒステリシス特性と磁化軌跡を説明する図であり、図５（ａ）は、モータ１０１が有するヒステリシス特性（メジャーループ）を説明する図、図５（ｂ）は、モータ１０１が有する部分的なヒステリシス特性（マイナーループ）を説明する図、図５（ｃ）は、Ｎ極を電圧印加の正側、Ｓ極を電圧印加の負側としたときの印加電圧ＶｄＮによる磁化軌跡を説明する図、図５（ｄ）は、Ｓ極を電圧印加の正側、Ｎ極を電圧印加の負側としたときの印加電圧ＶｄＳによる磁化軌跡を説明する図、図５（ｅ）は磁気抵抗Ｒｍの変化を近似して説明する図である。
　一般に、永久磁石を回転子に有するモータは、図５（ａ）に示すヒステリシス特性（メジャーループ）を有している。図５（ａ）中のヒステリシス特性の中心の矢印は初期磁化曲線を示し、Ｐａｔｈ ＡからＰａｔｈ Ｂへ左回りで磁化軌跡を描く。ここで、磁石動作点が図５（ｂ）の左図の点Ｐで示す位置にある状態で、図５（ｃ）の印加電圧ＶｄＮ、図５（ｄ）の印加電圧ＶｄＳにより、図５（ｂ）の拡大図で示したマイナーループと呼ばれる部分的なヒステリシス磁化軌跡を生じる。
　図５（ｃ）に示す印加電圧ＶｄＮによる磁化軌跡は、図５（ｂ）の右図中に示すｖ-ｘ-ｙ-ｚの順をたどる。このとき、発生する電流ｉｄＮは、ｖ-ｘ領域の磁気抵抗Ｒｍがｙ-ｚ領域（斜線部）の磁気抵抗Ｒｍより大きいので、それぞれの領域で電流波形の歪みに違いが生じる。
　図５（ｄ）に示す印加電圧ＶｄＳによる磁化軌跡は、図５（ｂ）の右図中に示すｙ-ｚ-ｖ-ｘの順をたどる。このとき、発生する電流ｉｄＳは、電流ｉｄＮとは逆順となっている。
　磁気抵抗Ｒｍが大きい程、インダクタンスＬｄが小さくなるので、そのとき発生する電流応答は急峻になる。逆に、磁気抵抗Ｒｍが小さいと電流応答は遅くなる。
　このようにして、ヒステリシスループの影響により発生する電流は歪み、上記電流ｉｄＳは、電流ｉｄＮのような波形になるのである。
　図６は、電流プロファイルＩｐｏｓｉに基づき発生した電流波形を示す図である。図６には電流プロファイルＩｐｏｓｉに基づき発生した電流を２相の交流電流（ｉｓα，ｉｓβ）として観測したものを示している。
　これは、埋め込み磁石モータにおいては、回転子中の永久磁石の極が存在する（Ｎ極あるいはＳ極）方向では、磁気抵抗Ｒｍが大きいためインダクタンスＬｄは小さくなり、極が存在しない方向ではインダクタンスＬｄが大きくなるため、インダクタンス分布に基づき電流のピーク値が変化することを示している。
　同様に、表面磁石モータの場合であっても、電流プロファイルＩｐｏｓｉに基づき発生した電流で磁束の磁路が、固定子スロットのブリッジ部で局所的に狭くなる。そこでは磁気抵抗が大きくインダクタンスＬｄは小さくなり、固定子コアの中心部ではインダクタンスＬｄが大きくなるので、２相の交流電流（ｉｓα，ｉｓβ）のピーク値が変化する。この現象は制御対象とするモータ１０１が固定子コアを内蔵する場合に表れる。
　したがって、電流プロファイルＩｐｏｓｉにより発生した２相の交流電流（ｉｓα，ｉｓβ）のピーク値を抽出すれば、その変動周期は、磁極位置のそれと同一となるのである。この原理に基づき、磁極位置検出器１０６では、磁極位置θを検出しているのである。
　次に、図５（ａ）乃至（ｄ）を用いて説明したヒステリシスループの影響を利用して回転子磁極の極性を検出する手法を説明する。
　このヒステリシスループの影響で、図４のように発生電流Ｉｒｅａｌに歪みが生じているのは上述のとおりである。このときの歪み成分は印加した探査電圧パルスＶｐｏｓｉの周波数の２倍の周波数を多く含んでいる。この理由は下記のように説明できる。
　例えば、図５（ｂ）に示すように印加電圧ＶｄＮの１周期において、前半周期は磁気回路上ではヒステリシスループの動作点Ｐからｖを経由し、磁気抵抗Ｒｍが最小となる点に到達し、またｘを経由し、動作点近傍へ戻るという過程を有し、後半周期は、動作点近傍からｙを経由し、磁気抵抗Ｒｍが最大となる点に到達し、ｚを経由して動作点近傍へ戻る過程を有する。
　ここで、ｖ-ｘ-ｙ-ｚそれぞれの領域では磁気抵抗Ｒｍの値は一定とすると、図５（ｃ）の印加電圧ＶｄＮ、発生する電流ｉｄＮから、磁気抵抗Ｒｍは図５（ｅ）のように近似できる。つまり、印加電圧ＶｄＮの１周期に磁気抵抗Ｒｍは２周期の変化として存在し、さらに、Ｎ極側に近いｖ-ｘとＳ極側に近いｙ-ｚとでは、磁気抵抗Ｒｍの大きさが異なり、ｘ領域に対しｚ領域での値は小さく、ｖ領域に対しｙ領域での値は小さくなる。
　このようにして、探査電圧パルスＶｐｏｓｉによる発生電流Ｉｒｅａｌは、探査電圧パルスＶｐｏｓｉの２倍の周波数として表れる。この周波数成分は、先に説明したインダクタンスの変化で、Ｎ極に印加した場合とＳ極に印加した場合で、振幅が変動する。つまり、Ｎ側に印加した場合は、探査電圧パルスＶｐｏｓｉの２倍の周波数成分の負側の振幅が大きくなり、Ｓ側に印加した場合は、正側の振幅が大きくなる。
　回転子磁極の極性は、上述した原理に基づくものであり、以下説明する極性検出器１０９は、上記のように変動する振幅が、正側に大きいのか負側に大きいのかということを利用したものとなっている。
　このように、モータのヒステリシス特性を利用した手法であるので、モータ回転子の磁気飽和の影響を受けることなしに磁極検出を行うことができる。
　次に、図３を参照しつつ、本実施形態に係る極性検出器１０９について説明する。図３は、本実施形態に係る極性検出器１０９の詳細ブロック図である。
　図３に示すように、本実施形態に係る極性検出器１０９は、減算器３０１と、乗算器３０２と、パルス発生器３０３と、歪方向判別器３０４と、補償量選定器３０５を備える。
　減算器３０１は、電流プロファイルＩｐｏｓｉと極性判別評価電流ｉｄｈとの偏差を演算する。
　乗算器３０２は、減算器３０１の出力と、探査パルス電圧Ｖｐｏｓｉの２倍の周波数のパルス列を発生するパルス発生器３０３の出力を乗算する。
　この乗算結果の直流成分は、上述した変動する振幅が、正側に大きいのか負側に大きいのか、つまりどちらに歪んでいるかの情報を含んでいる。
　歪方向判別器３０４は、ローパスフィルタもしくは積分器であって、乗算器３０２の出力を入力しノイズ除去を行う。このようにして、歪方向判別器３０４は、抽出された直流成分の極性、つまり、変動する振幅の歪み情報により磁極の極性を判別する。
　補償量選定器３０５は、モータ１０１が埋め込み磁石モータの場合は、歪方向判別器３０４の出力が正であれば０［ｒａｄ］、負であればπ［ｒａｄ］を位相補正量Δθとして出力し、また、表面磁石モータの場合は、歪方向判別器３０４の出力が正であればπ［ｒａｄ］、負であれば０［ｒａｄ］を位相補正量Δθとして出力する。
　このようにして、極性検出器１０９は、極性判別評価電流ｉｄｈと電流プロファイルＩｐｏｓｉに基づき回転子磁極の極性を判別し、０［ｒａｄ］又はπ［ｒａｄ］を位相補正量Δθとして出力する。
　以上説明したように、本実施形態に係るモータ制御装置は、モータのヒステリシス特性を利用して回転子磁極の極性を判別しているので、モータ回転子の磁気飽和の影響の大小によらず、また、確実にヒステリシスループへ入り込む電流プロファイルＩｐｏｓｉを考慮することによって、磁極位置検出を短時間でかつ高精度に実現することができる。
＜第２実施形態＞
　以上、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置Iについて説明した。次に、図７を参照しつつ、本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置Jについて説明する。図７は、本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置のブロック図である。
　この第２実施形態に係るモータ制御装置Ｊは、電流プロファイル発生器１１１の代わりに電流プロファイル発生器１１１ａを有する点と、新たに減算器４０１、電流プロファイル修正器４０２、電圧振幅演算器４０３を追加で有する点で、第１実施形態に係るモータ制御装置Iと異なり、他は同様に構成される。従って、以下では、説明の便宜上、重複説明を適宜省略し、第１実施形態と異なる点を中心に説明することにする。
　電流プロファイル発生器１１１ａは、後述の電流プロファイル修正器４０２からの指示信号により、内部に設定されている周波数、あるいは、ピーク値を下げる機能が追加されている。
　減算器４０１は、電圧振幅演算器４０３によって演算される指令電圧の振幅値と、電力変換器１０３が出力可能な最大電圧振幅値と差を算出する。
　電流プロファイル修正器４０２は、減算器４０１が算出した差に基づき、指令電圧が最大電圧以上になる場合に、すなわち、減算器４０１の演算結果が正の場合に、電流プロファイル発生器１１１ａに指示信号を出力する。
　電流プロファイル発生器１１１ａは、この指示信号により、電流プロファイルＩｐｏｓｉとして発生する三角状の電流変化パターンの周波数を下げるように、周期を徐々に増加させ、減算器４０１の演算結果が負になるまで実行する。また、周期増加の上限を予め設定し、例えば、５Ｔｓを超えた場合は、電流振幅のピーク値を減少させるようにしている。その減少率は例えば、初期設定値の１０％毎といったようにしている。このようにして、
探査電圧演算器１１０が出力する探査電圧パルスＶｐｏｓｉが小さくなるように調整する。
　以上説明したように、本実施形態に係るモータ制御装置Ｊは、電力変換器１０３が出力可能な最大電圧振幅値を考慮して、電流プロファイルＩｐｏｓｉを修正する電流プロファイル修正器４０２を有することにより、第１実施形態に係るモータ制御装置Iが奏する作用・効果に加えて更に、入力電源電圧の低下などにより直流母線電圧の変動に対してもロバストに磁極位置検出を行うことができる。このことは、電力変換器への入力電源電圧の変動に対しても同様に電流プロファイルＩｐｏｓｉが修正されるので、電力変換器１０３が、電圧型インバータで構成される場合に特に効果を有する。
　以上、本発明の実施形態について説明した。ただし、いわゆる当業者であれば、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で、上記実施形態から適宜変更が可能であり、また、上記実施形態と変更例による手法を適宜組み合わせて利用することも可能である。すなわち、このような変更等が施された技術であっても、本発明の技術的範囲に含まれることは言うまでもない。
１０１　永久磁石モータ
１０２　電流検出器
１０３　電力変換器
１０４　３相２相変換器
１０５　ｄｑ変換器
１０６　磁極位置検出器
１０７　電流制御器
１０８　極性判別評価電流演算器
１０９　極性検出器
１１０　探査電圧演算器
１１１、１１１ａ　電流プロファイル発生器
１１２、１１３　加算器
２０１　符号検出器
２０２、２０３、３０２　乗算器
２０４　ゲイン増幅器
２０５、２０６　フィルタ器
２０７　逆正接演算器
３０１、４０１　減算器
３０３　パルス発生器
３０４　歪方向判別器
３０５　補償量選定器
４０２　電流プロファイル修正器
４０３　電圧振幅演算器

Claims (6)

  1. 　永久磁石モータと、
    　該永久磁石モータの磁束方向であるｄ軸電圧指令とこれに直交するｑ軸電圧指令に基づく交流電圧指令を、ＰＷＭ制御によって前記永久磁石モータに印加する電力変換器と、
    　前記永久磁石モータに流れるモータ電流を前記ＰＷＭ制御の周期に同期して検出する電流検出器と、
    　電流プロファイルを生成する電流プロファイル発生器と、
    　前記電流プロファイルに基づき探査電圧パルスを演算して、前記ｄ軸電圧指令に加算する探査電圧演算器と、
    　前記モータ電流と、前記探査電圧パルスに基づき前記永久磁石モータの磁極位置を検出する磁極位置検出器と、
    　前記モータ電流のｄ軸電流値から前記永久磁石モータの磁極極性を判別するための極性判別評価電流を演算する極性判別評価電流演算器と、
    　前記極性判別評価電流と前記電流指令との偏差から前記磁極極性を判別して位相補正量を出力する極性検出器と、を備えることを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ制御装置であって、
    　前記磁極位置検出器は、前記探査電圧パルスの極性を検出する符号検出器と、
    　該符号検出器の出力値に所定のゲインを乗算する第１の乗算器と、
    　前記第１の乗算器の出力に、前記モータ電流の２相電流検出値を成分毎に乗算する第２、第３の乗算器と、
    　該第２及び第３の乗算器の出力を用いて、前記探査電圧パルスの周期に同期した前記２相電流検出値のそれぞれのピーク値Ｉｃｏｓ、Ｉｓｉｎを抽出するフィルタ器と、
    　前記ピーク値Ｉｃｏｓ、Ｉｓｉｎの逆正接演算により磁極位置を算出する逆正接演算器と、を備えることを特徴とするモータ制御装置。
  3. 　請求項１に記載のモータ制御装置であって、
    　前記極性検出器は、前記電流プロファイルと前記極性判別評価電流との偏差を演算する減算器と、
    　前記探査電圧パルスの２倍の周波数のパルス列を生成するパルス発生器と、
    　前記減算器の出力と前記パルス列を乗算する第４の乗算器と、
    　該乗算器の出力をローパスフィルタ又は積分器を介して重畳した直流成分の極性を判別する歪方向判別器と、
    　該歪方向判別器の出力に基づいて０［ｒａｄ］又はπ［ｒａｄ］を前記位相補正量として出力する補償量選定器と、を備えることを特徴とするモータ制御装置。
  4. 　請求項１に記載のモータ制御装置であって、
    　前記極性判別評価電流演算器は、固有角周波数を前記電流プロファイルに設定された周波数と同一に設定されたバンドパスフィルタで構成され、前記モータ電流のｄ軸電流値から探査パルス電圧と同じ周波数を抽出することを特徴とするモータ制御装置。
  5. 　請求項１乃至４に記載のいずれかのモータ制御装置であって、
    　前記電力変換器に入力される電圧指令値の振幅を演算する電圧振幅演算器と、
    　前記電圧指令値の振幅が、前記電力変換器で出力可能な最大電圧値以上になる場合には、前記電流プロファイルの振幅あるいは周波数を修正する電流プロファイル修正器と、を備えることを特徴とするモータ制御装置。
  6. 　永久磁石モータの磁束方向であるｄ軸電圧指令とこれに直交するｑ軸電圧指令に基づく交流電圧指令を、ＰＷＭ制御によって前記永久磁石モータに印加する工程と、
    　該永久磁石モータに流れるモータ電流を前記ＰＷＭ制御の周期に同期して検出する工程と、
    　生成された電流プロファイルに基づき探査電圧パルスを演算する工程と、
    　探査電圧パルスと前記ｄ軸電圧指令の加算値を、新たにｄ軸電圧指令とする工程と、
    　前記モータ電流と、前記探査電圧パルスに基づき前記永久磁石モータの磁極位置を検出する工程と、
    　前記モータ電流のｄ軸電流値から前記永久磁石モータの磁極極性を判別するための極性判別評価電流を演算する工程と、
    　前記極性判別評価電流と前記電流プロファイルとの偏差から前記磁極極性を判別する工程と、
    　前記磁極極性の判別結果により、０［ｒａｄ］又はπ［ｒａｄ］を前記位相補正量として出力する工程と、
    　前記磁極位置と前記位相補正量を加算し、新たに磁極位置とする工程と、を備えることを特徴とするモータ制御装置の磁極位置検出方法。
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