WO2010116675A1 - 共振器アンテナ - Google Patents

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WO2010116675A1
WO2010116675A1 PCT/JP2010/002278 JP2010002278W WO2010116675A1 WO 2010116675 A1 WO2010116675 A1 WO 2010116675A1 JP 2010002278 W JP2010002278 W JP 2010002278W WO 2010116675 A1 WO2010116675 A1 WO 2010116675A1
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WO
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conductor
resonator antenna
antenna
resonator
inductance element
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Application number
PCT/JP2010/002278
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English (en)
French (fr)
Inventor
安道徳昭
鳥屋尾博
Original Assignee
日本電気株式会社
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Filing date
Publication date
Application filed by 日本電気株式会社 filed Critical 日本電気株式会社
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Priority to JP2011508228A priority patent/JP5527316B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/0006—Devices acting selectively as reflecting surface, as diffracting or as refracting device, e.g. frequency filtering or angular spatial filtering devices
    • H01Q15/006—Selective devices having photonic band gap materials or materials of which the material properties are frequency dependent, e.g. perforated substrates, high-impedance surfaces
    • H01Q15/008—Selective devices having photonic band gap materials or materials of which the material properties are frequency dependent, e.g. perforated substrates, high-impedance surfaces said selective devices having Sievenpipers' mushroom elements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/045—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means
    • H01Q9/0457—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means electromagnetically coupled to the feed line

Definitions

  • the present invention relates to a resonator antenna using a metamaterial.
  • Resonator antennas such as conventional patch antennas and wire antennas have an operating band that depends on the size of the element and the dielectric constant and permeability of the insulating material (dielectric), so the operating band and the substrate material to be used are determined. If that happens, its size will be determined.
  • FIG. 2 shows a conventional patch antenna 1a. Consists of two conductor layers. A patch-shaped conductor element 2 that is an antenna element is disposed on the upper layer with the dielectric layer 14 in between, and a conductor plane 3 is disposed on the lower layer, and a region surrounded by a dotted line forms a resonator 12. The conductor element 2 is electrically connected to the feeder line 6. In the example of this figure, power is supplied to the conductor element 2 by a microstrip line.
  • the size corresponding to the half wavelength ⁇ / 2 in vacuum is about several centimeters in vacuum.
  • the dielectric constant of the dielectric layer 14 is ⁇ r and the magnetic permeability is ⁇ r
  • the length d of one side of the resonator 12 at the time of half-wave resonance is expressed by the following equation.
  • HIS high impedance surface
  • AMC artificial magnetic conductor
  • FIG. 3 shows a cross-sectional view of the mushroom-type periodic structure 10.
  • the mushroom-type periodic structure 10 is composed of two conductor layers.
  • the conductor layer 4 is arranged in the upper layer, and the conductor planes 3 are arranged in the lower layer.
  • Each conductor piece 4 is electrically connected to the conductor plane 3 by the conductor pillar 5.
  • the structure is connected.
  • FIG. 4 (a) shows FIG. The patch antenna 11 described in 11b is shown.
  • the feeder 6 passes through the dielectric layer 14 and is connected to the coaxial cable 16.
  • the mushroom type periodic structure 10 so as to surround the conductor element 2 which is an antenna element, the propagation of the surface current is suppressed.
  • Patent Document 1 and the like it is known from Patent Document 1 and the like that unnecessary radiation from the end and back of the conductor plane 3 is suppressed, and the directivity and radiation efficiency of the antenna are improved.
  • FIG. 4 (b) shows FIG. The wire antenna 21 described in 8b is shown.
  • the mushroom-type periodic structure 10 can be used as a reflector that functions as a magnetic wall.
  • the conductor element 2 needs to be separated from the conductor plane 3 to a quarter wavelength height in order to increase the radiation efficiency, whereas as a magnetic wall
  • the radiation efficiency is increased when the conductor element 2 is brought close to the mushroom-type periodic structure 10, so that it is possible to reduce the height of the antenna. 1 and so on.
  • the size of the antenna element itself does not change compared to a conventional antenna using a conductor plane as a reflector, and it is difficult to reduce the size of the antenna element.
  • the area occupied by the mushroom type periodic structure is naturally much larger than the area occupied by the conductor element 2 which is an antenna element.
  • an antenna using a mushroom-type structure as a magnetic wall can achieve a reduction in antenna size.
  • An object of the present invention is to provide a resonator antenna capable of reducing the size of an antenna element and suppressing the area occupied by a mushroom type periodic structure to be equal to or smaller than the size of the antenna element.
  • the resonator antenna of the present invention includes a first conductor, A second conductor at least partially opposite the first conductor plane; A third conductor periodically arranged between the first conductor and the second conductor; A feed line electrically connected to the first conductor or the second conductor; It has the 1st connection member which electrically connected this conductor piece and this 1st conductor, It is characterized by the above-mentioned.
  • the antenna element can be miniaturized, and the occupied area of the mushroom type periodic structure can be suppressed to the size of the antenna element or less.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view showing a mushroom-type periodic structure 10.
  • 1 is a diagram showing a conventional resonator antenna using a mushroom type periodic structure 10.
  • FIG. It is an equivalent circuit diagram per unit cell of the metamaterial used for the resonator antenna which concerns on embodiment. It is a dispersion
  • FIG. 10 is a top view showing a unit cell 107 a of a conductor element in the embodiment of the resonator antenna shown in FIG. 9. It is sectional drawing which shows the resonator antenna concerning 2nd Embodiment. It is a top view which shows the layout inside the resonator of the conductor plane layer which comprises the resonator antenna of 2nd Embodiment. It is a top view which shows various shapes of a planar inductance element.
  • (A) is a top view of the resonator antenna according to the fifth embodiment, and (b) is an AA cross-sectional view of (a).
  • (A) is a top view of the resonator antenna according to the sixth embodiment, and (b) is a BB cross-sectional view of (a).
  • It is a top view of the resonator antenna which concerns on 7th Embodiment.
  • It is a top view of the resonator antenna which concerns on 8th Embodiment.
  • the resonator antenna of the present invention is a resonator antenna having a metamaterial composed of a periodic structure, and the conductor element 102 corresponds to an element.
  • FIG. 1A is a top view of the metamaterial 110 used in the resonator antenna of the present invention seen through from above, and FIG. 1B is a cross-sectional view taken along the line AA.
  • the metamaterial 110 is a repetition (for example, a period) of an upper first conductor plane (first conductor) 113, a lower second conductor plane (second conductor) 123, and a conductor piece (third conductor) 104. ) Arrangement, and conductor pillars (first connecting members) 105 that electrically connect the conductor pieces 104 and the lower second conductor plane 123.
  • the periodic arrangement of the conductor pieces 104 is arranged in a layer between the upper first conductor plane 113 and the lower second conductor plane 123.
  • first dielectric layer 114 is provided between the first conductor plane and the periodic arrangement layer of the conductor piece 104
  • second dielectric layer 124 is provided between the periodic arrangement layer of the conductor piece 104 and the second conductor plane. Is formed.
  • a region surrounded by a broken line represents a unit cell 107 of the metamaterial 110, and the unit cell 107 is repeated two-dimensionally (or one-dimensionally), for example, by periodically arranging the metacells.
  • Material 110 is constructed.
  • the interval between the same vias is set to be within 1 ⁇ 2 of the wavelength ⁇ at the communication frequency of the antenna.
  • “Repetition” includes a case where a part of the configuration is missing in any unit cell 107.
  • “repetition” includes a case where the unit cell 107 is partially missing.
  • “periodic” includes a case where some of the constituent elements are deviated in some unit cells 107 and a case where the arrangement of some unit cells 107 themselves is deviated.
  • FIG. 5 shows an equivalent circuit per unit cell 107 of the metamaterial 110. It can be expressed in a form in which the series resonant circuit 111 is shunted at the center of the transmission line.
  • the capacitance formed between the conductor piece 104 and the first conductor plane 113 corresponds to the capacitance C in the equivalent circuit of the metamaterial 110 shown in FIG.
  • the inductance by the conductor pillar 105 between the conductor piece 104 and the second conductor plane 123 corresponds to the inductance L in FIG.
  • the presence of the conductor piece 104 and the conductor pillar 105 between the first conductor plane 113 and the second conductor plane 123 causes the parallel plate to be periodically generated by the series resonance circuit 111 formed of the capacitance C and the inductance L. It is structured to shunt.
  • FIG. 6 shows dispersion curves comparing electromagnetic wave propagation characteristics propagating in the metamaterial 110 or in the parallel plate waveguide.
  • the solid line indicates the dispersion relationship of the metamaterial 110, and it is assumed that infinite unit cells 107 are periodically arranged.
  • the broken line indicates the dispersion relation in the parallel plate waveguide from which the conductor piece 104 and the conductor column 105 in FIG.
  • the wave number rapidly increases as compared to the parallel plate waveguide indicated by the broken line, and when the wave number reaches 2 ⁇ / a, the higher frequency band becomes a stop band.
  • a path span appears again. That is, in the frequency band below the stop band, the wavelength of the electromagnetic wave propagated in the structure of the present invention is significantly shorter than that in the case where the conductor piece and the conductor column are not present.
  • the passband appearing on the lowest frequency side has a feature that the phase velocity is smaller than the phase velocity of the parallel plate waveguide indicated by the broken line.
  • the stop band is shifted to the low frequency side by lowering the series resonant frequency of the series resonant circuit 111.
  • the phase velocity in the appearing passband is reduced.
  • FIG. 7A is a cross-sectional view of the resonator antenna 101
  • FIG. 7B is a top view of the resonator antenna 101 seen through from above.
  • the resonator antenna 101 includes a conductor element 102 (second conductor), a conductor plane 103 (first conductor), conductor pieces 104 periodically arranged between the conductor element 102 and the conductor plane 103, and each conductor piece 104 and conductor plane.
  • the conductive pillars 105 are electrically connected to each other 103, and the power supply line 106 is electrically connected to the conductor element 102.
  • the region occupied by the conductor element 102 corresponds to the resonator 112, and the conductor occupies the region occupied by the conductor element 102.
  • the pieces 104 are periodically arranged.
  • the resonator 112 is formed from the metamaterial 110 shown in FIG.
  • the example shown in FIGS. 7A and 7B shows a case where 4 ⁇ 4 unit cells 107 are two-dimensionally arranged. Assuming that the lattice constant of the unit cell 107 is a, the shape of the resonator 112 is a square having a side 4a when viewed from above.
  • a resonator having one side length of Na is configured by two-dimensionally arranging N ⁇ N unit cells 107 having a lattice constant a
  • the resonator 112 made of the metamaterial 110 has a structure that can be reduced in size as compared with the resonator 12 of the conventional patch antenna.
  • an interlayer via is used as the conductor pillar 105, but a through via 105a can also be used.
  • FIG. 9 shows a cross-sectional view of the resonator antenna 101a when the through via 105a is used as the conductor pillar 105.
  • FIG. 9 an opening 108 is provided around each through via 105 a in the layer of the conductor element 102 so that the conductor element 102 and the through via 105 a are not electrically connected.
  • FIG. 10 is a top view showing the unit cell 107a of the conductor element 102, and shows a state in which an opening 108 is provided around the through via 105a.
  • the equivalent circuit of the unit cell of the metamaterial 110a constituting the resonator antenna 101a is represented by the equivalent circuit shown in FIG. 5, and thus, similar to the structure shown in FIG.
  • the resonator can be miniaturized.
  • FIG. 7B shows a state in which the square conductor pieces 104 are periodically arranged in a square lattice shape, but the layout viewed from the upper surface of the conductor piece 104 is not limited to the square shown in FIG.
  • the arrangement method of the conductor pieces 104 is not limited to a square lattice.
  • regular hexagonal conductor pieces 104 may be arranged in a triangular lattice pattern.
  • FIG. 24 is a cross-sectional view showing a modification of the metamaterial 110.
  • the conductor piece 104 is provided on the first dielectric layer 114.
  • a conductor element 102 is provided on the second dielectric layer 124.
  • the conductor element 102 is provided with an opening through which the conductor pillar 105 passes.
  • the conductor element 102 is provided only in the region where the metamaterial 110 is formed.
  • the conductor plane 103 is provided not only in the region where the metamaterial 110 is formed, but also around it.
  • the example shown in FIG. 24B has a structure in which the metamaterial 110 shown in FIG. 24A is turned upside down.
  • the conductor element 102 is formed on the surface of the first dielectric layer 114 where the second dielectric layer 124 is not provided.
  • the conductor plane 103 is formed on the surface of the first dielectric layer 114 where the second dielectric layer 124 is provided.
  • the conductor piece 104 is provided on the surface of the second dielectric layer 124 that does not face the first dielectric layer 114.
  • the conductor element 102 is not provided with an opening, and instead, the conductor plane 103 is provided with an opening.
  • the conductor pillar 105 passes through an opening provided in the conductor plane 103 and connects the conductor element 102 and the conductor piece 104.
  • the conductor piece 104 is not necessarily provided on the outermost surface of the antenna substrate. Further, as the conductive pillar 105, through vias are used in each drawing of FIG. 24, other structures, for example, a configuration in which wiring is provided between them may be used.
  • a planar inductance element 109 can be introduced. Due to the presence of the planar inductance element 109, the metamaterial 210 used for the resonator antenna 201 according to the second embodiment of the present invention is the metamaterial used for the resonator antenna 101 according to the first embodiment of the present invention.
  • the inductance L in the equivalent circuit per unit cell shown in FIG. 5 is significantly increased, and the series resonance frequency of the series resonance circuit 111 is lowered. As a result, since the stop band shifts to the low frequency side, the phase velocity in the pass band appearing on the lowest frequency side is reduced, and the resonator can be miniaturized.
  • FIG. 11 is a sectional view of a resonator antenna 201 according to the second embodiment of the present invention.
  • the resonator antenna 201 according to the second embodiment of the present invention has an opening in the conductor plane 103. 108 is periodically provided, and is different from the resonator antenna 101 according to the first embodiment of the present invention in that an island-shaped electrode 117 and a planar inductance element 109 are provided in each opening 108. .
  • FIG. 12A is a top view showing the layout inside the resonator 112 of the conductor plane 103 layer constituting the resonator antenna 201 of the second embodiment according to the present invention. Further, FIG. 12B is a top view showing the elements constituting the conductor plane 103 layer of the unit cell 107 in FIG.
  • the conductor plane 103 layer in which the openings are periodically provided has the planar inductance element 109, the island electrode 117, and the conductor plane 103 formed by the wiring conductor on the same conductor layer.
  • the first terminal 119 and the island-shaped electrode 117 which are formed as one continuous pattern and are one of two terminals of the planar inductance element 109 are continuous, and the other terminal of the planar inductance element 109 is the other.
  • the second terminal 129, which is a terminal, and the conductor plane 103 having an opening are continuous.
  • the island electrode 117 and each conductor piece 104 are electrically connected by the conductor pillar 105.
  • the conductor piece 104 and the conductor plane 103 are electrically connected via the conductor pillar 105, the island-shaped electrode 117, and the planar inductance element 109.
  • the inductance L can be increased without increasing the length of the conductor column. It is possible to realize a reduction in thickness and size of 112. In addition, the inductance L can be increased without increasing the number of conductor layers, and the manufacturing cost can be reduced.
  • the planar inductance element 109 is formed by the loop coil 109a.
  • the planar inductance element 109 is a broken line conductor other than the loop coil 109a. It is also possible to increase the inductance L by using wiring.
  • 13A shows a planar inductance element 109 as a spiral coil 109b
  • FIG. 13B shows a planar inductance element 109 as a meander coil 109c
  • FIG. 13C shows a planar inductance element 109 as a straight line.
  • FIG. 11 is a top view showing a layout of a conductor plane 103 layer inside a resonator 112 when a wire 109d is used.
  • a broken line conductor wiring having a shape other than that shown here may be used.
  • a region occupied by the conductor element 102 corresponds to the resonator 112, and a conductor piece is included in the region occupied by the conductor element 102.
  • 104 are periodically arranged.
  • the layout viewed from the upper surface of the conductor piece 104 is not limited to the square shown in FIG. 7B, and the arrangement method of the conductor pieces 104 is not limited to a square lattice.
  • regular hexagonal conductor pieces 104 may be arranged in a triangular lattice pattern.
  • FIG. 25 is a cross-sectional view showing a modification of the metamaterial 210.
  • the layer in which the conductor element 102 is provided and the layer in which the conductor piece 104 is provided are interchanged. That is, the conductor element 102 is provided on the surface of the first dielectric layer 114 facing the second dielectric layer 124, and the conductor piece 104 is the second dielectric layer of the first dielectric layer 114. It is provided on the surface not facing the body layer 124.
  • the conductor element 102 is provided with an opening through which the conductor pillar 115 passes.
  • the layer in which the conductor piece 104 is provided and the layer in which the planar inductance element 109 is provided are interchanged with respect to the example shown in FIG. That is, the conductor piece 104 is provided on the surface of the second dielectric layer 124 that does not face the first dielectric layer 114.
  • the planar inductance element 109 is provided on the surface of the first dielectric layer 114 that does not face the second dielectric layer 124.
  • the island electrode 117 is provided on the first dielectric layer 114.
  • FIG. 14 is a sectional view of a resonator antenna 301 according to the third embodiment of the present invention.
  • the metamaterial 310 used for the resonator antenna 301 according to the third embodiment of the present invention is composed of four conductor layers, and accordingly, the resonator antenna 301 according to the third embodiment is also a conductor whose conductor layer is an antenna element. From a total of four layers: the layer provided with the element 102, the layer constituting the periodic arrangement of the conductor pieces 104, the layer of the conductor plane 103 provided with the openings 108 periodically, and the layer formed with the planar inductance element 109 Become.
  • a first dielectric layer 114 is interposed between the layer provided with the conductor element 102 and the layer in which the periodic arrangement of the conductor pieces 104 is formed, and the layer and the conductor plane in which the periodic arrangement of the conductor pieces 104 is formed.
  • a second dielectric layer 124 is interposed between the 103 layers and a third dielectric layer 134 is interposed between the conductor plane 103 layer and the layer where the planar inductance element 109 is formed.
  • FIG. 15 is a top view showing the layout of the conductor plane 103 layer per metamaterial 310 unit cell. Since the planar inductance element 109 is formed in a layer different from the conductor plane 103 layer, FIG. 15 shows that the loop coil 109a is compared with the second embodiment of the present invention shown in FIG. The layout is lost.
  • Each conductor piece 104 is electrically connected by an island electrode 117 and a first conductor post 115 as shown in FIG.
  • the island electrode 117 is also electrically connected to the first terminal 119 of the two terminals in the planar inductance element 109 formed in the lowermost layer in FIG.
  • the second terminal 129 which is the other of the two terminals in the planar inductance element 109, and the conductor plane 103 having an opening are connected by a third conductor pillar 135.
  • planar inductance element 109 in a layer different from the conductor plane 103, the number of conductor layers can be increased, but the coil can be increased in size and the inductance L can be increased.
  • planar inductance element 109 it is possible to use a loop coil 109a, a spiral coil 109b, a meander coil 109c, a linear wiring 109d, a broken line conductor wiring having another shape, or the like.
  • the region occupied by the conductor element 102 corresponds to the resonator 112, and the conductor piece is within the region occupied by the conductor element 102.
  • 104 are periodically arranged.
  • the layout viewed from the upper surface of the conductor piece 104 is not limited to the square shown in FIG. 7B, and the arrangement method of the conductor pieces 104 is not limited to a square lattice.
  • regular hexagonal conductor pieces 104 may be arranged in a triangular lattice pattern.
  • FIG. 26 is a cross-sectional view showing a modification of the metamaterial 310.
  • the layer in which the conductor element 102 is provided and the layer in which the conductor piece 104 is provided are interchanged. That is, the conductor element 102 is provided on the surface of the first dielectric layer 114 facing the second dielectric layer 124, and the conductor piece 104 is the second dielectric layer of the first dielectric layer 114. It is provided on the surface not facing the body layer 124.
  • the conductor element 102 is provided with an opening through which the first conductor pillar 115 passes.
  • the layer in which the conductor piece 104 is provided and the layer in which the planar inductance element 109 is provided are interchanged with respect to the example shown in FIG. That is, the conductor piece 104 is provided on the surface of the third dielectric layer 134 that does not face the second dielectric layer 124.
  • the planar inductance element 109 is provided on the surface of the first dielectric layer 114 that does not face the second dielectric layer 124.
  • the second conductor pillar 125 and the third conductor pillar 135 are provided on the first dielectric layer 114.
  • the island electrode 117 is provided in the opening of the conductor element 102.
  • the conductor element 102 which is the antenna element is not electrically connected to the conductor pillar 105.
  • the structure may be such that the conductor element 102 is electrically connected to the conductor pillar 105 by turning the configuration upside down.
  • the layer structure of the metamaterial in the resonator 112 is just upside down, and the equivalent circuit per unit cell is completely equivalent to that shown in FIG.
  • FIG. 16A shows a cross-sectional view of a resonator antenna 401a according to the fourth embodiment of the present invention using the metamaterial 110 constituting the resonator antenna 101 according to the first embodiment of the present invention.
  • the conductor piece 104 constituting the metamaterial 110 is electrically connected to the conductor element 102 via the conductor column 105. That is, the connection method of the conductor pillar 105 is different from the resonator antenna 101 according to the first embodiment. However, both are completely equivalent when expressed by an equivalent circuit.
  • FIG. 16B is a cross-sectional view of the resonator antenna 401b according to the fourth embodiment of the present invention using the metamaterial 110a constituting the resonator antenna 101a according to the first embodiment of the present invention.
  • the conductor piece 104 constituting the metamaterial 110a is electrically connected to the conductor element 102 through the through via 105a.
  • the conductor plane 103 in the resonator 112 is provided with an opening 108 around each through via 105a so that the conductor plane 103 and the through via 105a are not electrically connected. That is, the connection method of the through via 105a is different from the resonator antenna 101a according to the first embodiment. However, both are completely equivalent when expressed by an equivalent circuit.
  • FIG. 16 (c) shows a cross-sectional view of a resonator antenna 401 c according to the fourth embodiment of the present invention using the metamaterial 210 constituting the resonator antenna 201 according to the second embodiment of the present invention.
  • the opening 108 is periodically provided in the conductor element 102, and the island-shaped electrode 117 and the planar inductance element 109 are provided in each opening 108. It has been.
  • the layout of the conductor element 102 in the resonator 112 as viewed from above is the layout in the region surrounded by the resonator 112 in the second embodiment shown in FIGS. 12 (a) and 13 (a) to (c). The layout is the same as the top view of the conductor plane.
  • the conductor piece 104 is electrically connected to the island electrode 117 via the conductor column 105.
  • the opening 108, the island-shaped electrode 117, and the planar inductance element 109 are different from the resonator antenna 201 according to the second embodiment in that the opening 108, the island-shaped electrode 117, and the planar inductance element 109 are provided in the layer of the conductor element 102 instead of the conductor plane 103 layer, Are completely equivalent when expressed in an equivalent circuit.
  • FIG. 16D shows a cross-sectional view of a resonator antenna 401d according to the fourth embodiment of the present invention using the metamaterial 310 constituting the resonator antenna 301 according to the third embodiment of the present invention.
  • the first dielectric layer 114 is interposed between the layer provided with the planar inductance element 109 and the layer provided with the conductor element 102
  • a second dielectric layer 124 is interposed between the conductor element 102 and the layer in which the periodic arrangement of the conductor pieces 104 is formed, and between the layer in which the periodic arrangement of the conductor pieces 104 is formed and the conductor plane 103 layer.
  • an island electrode 117 is provided in each opening 108 of the conductor element 102, and the conductor element 102 and the island electrode 117 are formed in the same conductor layer.
  • the opening 108 and the island-shaped electrode 117 are provided not in the conductor plane 103 layer but in the layer of the conductor element 102, and the order in which the conductor layers are stacked differs from the resonator antenna 301 according to the third embodiment. Both are completely equivalent when expressed by an equivalent circuit.
  • the layout viewed from the top surface of the conductor piece 104 is not limited to the square shown in FIG. 7B, and the arrangement method of the conductor pieces 104 is not limited to a square lattice.
  • regular hexagonal conductor pieces 104 may be arranged in a triangular lattice pattern.
  • FIG. 17A is a top view showing the configuration of the antenna according to the fifth embodiment
  • FIG. 17B is a cross-sectional view taken along the line AA of FIG. 17A.
  • This antenna is a resonator-type antenna, and a resonator is configured using the metamaterial 110 shown in the first embodiment.
  • the antenna feed line 106 is provided in the same layer as the conductor element 102 and is capacitively coupled to the conductor element 102.
  • the power supply line 106 has an auxiliary pattern. This auxiliary pattern is provided in a portion facing the conductor element 102.
  • the power supply line 106 may be coupled to the conductor element 102 by a method other than capacitive coupling.
  • the feeder line 106 may be directly connected to the conductor element 102.
  • the conductor plane 103 is also provided below the feeder line 106.
  • the power supply line 106 and the conductor plane 103 constitute a microstrip line.
  • the antenna can be reduced in size. Further, since the feeder line 106 can be provided in the same layer as the conductor element 102, the structure of the antenna is simplified.
  • the structure of a metamaterial is not limited to the example shown in this figure, For example, the metamaterial shown in FIG.9,11,14,15 can be used.
  • FIG. 18 is a top view showing the configuration of the antenna according to the sixth embodiment, and FIG. 18B is a cross-sectional view taken along the line BB of FIG.
  • This antenna has the same configuration as the antenna according to the fifth embodiment except that the coaxial cable 16 and the feed line 6 are provided instead of the feed line 106.
  • the inner conductor of the coaxial cable 16 is connected to the conductor element 102 via the feeder line 6.
  • the conductor plane 103 is provided with an opening, and the coaxial cable 16 is attached to the opening.
  • the inner conductor of the coaxial cable 16 is connected to the conductor element 102 via a feed via 6 having a through via shape provided in a region overlapping with the opening.
  • the outer conductor of the coaxial cable 16 is connected to the conductor plane 103.
  • the antenna can be downsized.
  • the structure of a metamaterial is not limited to the example shown in this figure, For example, the metamaterial shown in FIG.9,11,14,15 can be used.
  • FIG. 19 is a top view showing the configuration of the antenna according to the seventh embodiment.
  • This antenna has the same configuration as the antenna according to the fifth embodiment except for the following points.
  • the lattice indicating the arrangement of the unit cells 107 has lattice defects.
  • This lattice defect is located at the center of the side of the lattice to which the feeder line 106 is connected.
  • the power supply line 106 extends through the lattice defect and is capacitively coupled to the conductor element 102 constituting the unit cell 107 located inside the outermost periphery.
  • the power supply line 106 may be coupled to the conductor element 102 by a method other than capacitive coupling.
  • the feeder line 106 may be directly connected to the conductor element 102.
  • the same effect as in the fifth embodiment can be obtained.
  • the input impedance of the antenna can be adjusted by adjusting the position and number of lattice defects.
  • the structure of a metamaterial is not limited to the example shown in this figure, For example, the metamaterial shown in FIG.9,11,14,15 can be used.
  • FIGS. 20 and 21 are top views showing the configuration of the antenna according to the eighth embodiment.
  • This antenna has the same configuration as that of the structure according to the fifth embodiment except that the metamaterial is configured by a one-dimensional array of unit cells 107.
  • the conductor piece 104 is rectangular.
  • the unit cells 107 are arranged along a straight line.
  • the power supply line 106 faces the long side of the conductor piece 104.
  • a structure is formed by one unit cell 107.
  • the unit cells 107 are arranged along a line having a bent portion.
  • the same effect as in the fifth embodiment can be obtained.
  • the structure of a metamaterial is not limited to the example shown in this figure, For example, the metamaterial shown in FIG.9,11,14,15 can be used.
  • FIG. 22 is a top view showing the configuration of the antenna according to the ninth embodiment.
  • This antenna has the same configuration as the antenna according to the fifth embodiment except for the following points.
  • the plurality of conductor pieces 104 that is, the unit cells 107 are periodically arranged in a two-dimensional manner so as to form a rectangular lattice.
  • the unit cells 107 are square, and the number of unit cells 107 constituting the long side is larger than the number of unit cells 107 constituting the short side.
  • the first power supply line 106a is capacitively coupled to a portion of the conductor element 102 located on the short side of the lattice.
  • the second power supply line 106b is capacitively coupled to a portion of the conductor element 102 located on the long side of the lattice.
  • the power supply line 106 may be coupled to the conductor element 102 by a method other than capacitive coupling.
  • the feeder line 106 may be directly connected to the conductor element 102.
  • the unit cells 107 are periodically arranged in a two-dimensional manner so as to form a rectangular lattice, and a first feeder line 106a and a second feeder line 106b are provided on the short side and the long side of the lattice, respectively. Capacitive coupling. In the resonator of this antenna, the resonance frequency in the short side direction and the resonance frequency in the long side direction of the rectangle are different from each other. For this reason, an antenna can be made into a dual band.
  • the structure of a metamaterial is not limited to the example shown in this figure, For example, the metamaterial shown in FIG.9,11,14,15 can be used.
  • FIG. 23 is a top view showing the configuration of the antenna according to the tenth embodiment.
  • This antenna has the same structure as that of the ninth embodiment except that the unit cell 107, that is, the conductor piece 104 is rectangular, and the number of unit cells 107 constituting each side is the same, thereby forming a rectangular lattice. It is the structure similar to the antenna which concerns on.
  • the dispersion curve of the electromagnetic wave propagating in the long side direction of the lattice and the dispersion curve of the electromagnetic wave propagating in the short side direction of the lattice are different from each other. For this reason, an antenna can be made into a dual band.
  • the structure of a metamaterial is not limited to the example shown in this figure, For example, the metamaterial shown in FIG.9,11,14,15 can be used.

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Abstract

　メタマテリアル（１１０）は、下側の導体プレーン（１０３）と上側の導体（１０２）、導体片（１０４）の繰り返し（例えば周期）配列、及び各導体片（１０４）と下側の導体プレーン（１０３）を電気的に接続する導体柱（１０５）から構成されている。給電線（１０６）は、導体（１０２）に接続している。下側の導体プレーン（１０３）には開口部が繰り返し設けられてもよい。この場合、開口部内に島状電極が設けられ、この島状導体を介して導体柱（１０５）が導体プレーン（１０３）に接続する。

Description

共振器アンテナ
　本発明は、メタマテリアルを用いた共振器アンテナに関する。
　近年、無線機器等において、アンテナの小型化・薄型化が望まれている。これは、高実装密度によるスペース確保が困難な点、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）の導入によるアンテナの数の増加、などに起因する。小型・軽量・薄型が求められているモバイル用途では特にこの傾向が顕著であり、アンテナの小型化・薄型化は不可欠となる。
　従来型のパッチアンテナやワイヤアンテナといった共振器アンテナは、その動作帯域がエレメントのサイズ、及び絶縁性材料（誘電体）の誘電率・透磁率に依存するため、動作帯域と使用する基板材が決まってしまうとそのサイズも自ずと決まってしまう。
　図２は従来型のパッチアンテナ１ａを示す。導体２層により構成される。誘電体層１４を挟んで上層にはアンテナエレメントであるパッチ形状の導体要素２が、下層には導体プレーン３が配置されており、点線で囲われた領域が共振器１２を形成している。また導体要素２は給電線６と電気的に接続している。この図の例ではマイクロストリップ線路により導体要素２に給電されている。
　通常無線機器に使用されるキャリア周波数は数ＧＨｚ以下なので、真空中での半波長λ／２に相当するサイズは真空中では数ｃｍ程度である。ここで、誘電体層１４の誘電率をεｒ、透磁率をμｒとすると、半波長共振する際の共振器１２の一辺の長さｄは以下の式で表される。
　　　ｄ＝λ／（２・（εｒ・μｒ）１／２）
　よって、従来型のアンテナを大幅に小型化するためには極めて高い誘電率、及び透磁率を有する媒質を用いる必要があり、非常にコストが掛かる。
　一方近年、アンテナの低背化や指向性の向上のための手法として高インピーダンス表面（以下、ＨＩＳという）を使用することが提唱されている。ＨＩＳは人工磁気導体（ＡＭＣ）とも称される。ＨＩＳを実現する構造としては特許文献１に記載のマッシュルーム型周期構造１０が知られている。マッシュルーム型周期構造１０は、電磁バンドギャップ（ＥＢＧ）構造の代表的な構造の一つとしても知られている。
　通常の導体は電磁波が逆相反射するのに対して、マッシュルーム型周期構造１０の場合はそのバンドギャップ周波数付近で電磁波が同相反射し、磁気壁として機能すること、マッシュルーム型周期構造１０のバンドギャップ周波数帯域では表面電流の伝播が抑制されることが特許文献１に記載されている。
　図３はマッシュルーム型周期構造１０の断面図を示す。マッシュルーム型周期構造１０は導体２層により構成され、上層には導体片４の周期配列が、下層には導体プレーン３が配置されており、各導体片４は導体柱５により導体プレーン３と電気的に接続している構造をなしている。導体片４の形状としては正六角形や、正方形のものなどが提案されている。
　図４（ａ）は特許文献１のＦＩＧ．１１ｂに記載のパッチアンテナ１１を示す。この図の例では給電線６が誘電体層１４を貫通して同軸ケーブル１６と接続している。アンテナエレメントである導体要素２を取り囲むようにマッシュルーム型周期構造１０を配置することにより、表面電流の伝播が抑制される。これにより、導体プレーン３の端部や後方からの不要放射が抑制され、アンテナの指向性や放射効率が向上することが特許文献１等により知られている。
　図４（ｂ）は特許文献１のＦＩＧ．８ｂに記載のワイヤアンテナ２１を示す。アンテナの動作周波数、つまり共振器１２の共振周波数とマッシュルーム型周期構造１０が磁気壁として機能する周波数を合わせることにより、マッシュルーム型周期構造１０を磁気壁として機能する反射板として用いることができる。通常の導体プレーンをアンテナの反射板として使用した場合、放射効率を高めるためには導体要素２を導体プレーン３から４分の１波長の高さに離す必要があるのに対して、磁気壁として機能するマッシュルーム型周期構造１０を反射板として使用した場合、導体要素２をマッシュルーム型周期構造１０に近接させたときにその放射効率が高まるため、アンテナの低背化が可能であることが特許文献１等により知られている。
　また、ワイヤアンテナ２１において、マッシュルーム型周期構造１０により表面電流の伝播も抑制される。これにより、導体プレーン３の端部や後方からの不要放射が抑制され、アンテナの指向性や放射効率が向上することが特許文献１等により知られている。
米国特許第６２６２４９５号明細書（ＦＩＧ．８ｂ、１１ｂ）
　図２（ａ）に記載のパッチアンテナ１ａ、及び図４（ａ）に記載の特許文献１のＦＩＧ．１１ｂに挙げたパッチアンテナ１１の場合、半波長共振を用いているため、アンテナエレメントのサイズ自体は導体プレーンを反射板として用いる従来のアンテナと比べて変わらず、アンテナエレメントの小型化は難しい。
　また、図４（ｂ）に記載の特許文献１のＦＩＧ．８ｂに挙げたワイヤアンテナ２１ではマッシュルーム型周期構造１０が反射板として使用されるため、アンテナエレメントである導体要素２が占める面積よりもマッシュルーム型周期構造の占める面積の方が自ずとはるかに大きくなる。つまり、マッシュルーム型の構造を磁気壁として利用したアンテナは、アンテナサイズの低背化を実現することは出来る。ただし、広い領域に渡ってマッシュルーム型周期構造を設ける必要があり、小型化は難しい。
　本発明の目的は、アンテナエレメントの小型化を可能とし、かつマッシュルーム型周期構造の占有面積がアンテナエレメントのサイズ以下に抑えられることができる共振器アンテナを提供することにある。
　本発明の共振器アンテナは、第１の導体と、
　該第１の導体プレーンと少なくとも一部が対向する第２の導体と、
　該第１の導体と該第２の導体との間に周期配列された第３の導体と、
　該第１の導体、あるいは該第２の導体と電気的に接続された給電線と、
　該導体片と該第１の導体とを電気的に接続された第１の接続部材と
を備えていることを特徴とする。
　本発明によれば、アンテナエレメントの小型化を可能とし、かつマッシュルーム型周期構造の占有面積がアンテナエレメントのサイズ以下に抑えらることができる。
本発明に係る共振器アンテナの一実施形態に用いられるメタマテリアルを示す図である。 従来型のパッチアンテナ１ａを示す図である。 マッシュルーム型周期構造１０を示す断面図である。 マッシュルーム型周期構造１０を用いた従来の共振器アンテナを示す図である。 実施形態に係る共振器アンテナに用いられるメタマテリアルの単位セル当たりの等価回路図である。 実施形態に係る共振器アンテナの一実施形態に用いられるメタマテリアルの分散曲線である。 実施形態に係る共振器アンテナの一実施形態を示す図である。 実施形態に係る共振器アンテナの共振周波数を説明するためのメタマテリアルの分散曲線である。 接続部材として貫通ビア１０５ａを用いた場合の例を示す断面図である。 図９に示した共振器アンテナの一実施形態において、導体要素の単位セル１０７ａを示す上面図である。 第２の実施形態にかかる共振器アンテナを示す断面図である。 第２の実施形態の共振器アンテナを構成する導体プレーン層の共振器内部のレイアウトを示す上面図である。 平面型インダクタンス要素の様々な形状を示す上面図である。 平面型インダクタンス要素の様々な形状を示す上面図である。 平面型インダクタンス要素の様々な形状を示す上面図である。 第３の実施形態に係る共振器アンテナの断面図である。 メタマテリアル単位セル当たりの導体プレーン層のレイアウトを示す上面図である。 第４の実施形態に係る共振器アンテナの断面図である。 第４の実施形態に係る共振器アンテナの断面図である。 第４の実施形態に係る共振器アンテナの断面図である。 第４の実施形態に係る共振器アンテナの断面図である。 （ａ）は第５の実施形態に係る共振器アンテナの上面図であり、（ｂ）は（ａ）のＡ－Ａ断面図である。 （ａ）は第６の実施形態に係る共振器アンテナの上面図であり、（ｂ）は（ａ）のＢ－Ｂ断面図である。 第７の実施形態に係る共振器アンテナの上面図である。 第８の実施形態に係る共振器アンテナの上面図である。 第８の実施形態に係る共振器アンテナの上面図である。 第９の実施形態に係る共振器アンテナの上面図である。 第１０の実施形態に係る共振器アンテナの上面図である。 第１の実施形態に係る共振器アンテナの変形例を示す断面図である。 第２の実施形態に係る共振器アンテナの変形例を示す断面図である。 第３の実施形態に係る共振器アンテナの変形例を示す断面図である。
　次に、発明を実施するための形態について図面を参照して詳細に説明する。まず、本発明の共振器アンテナは、周期構造により構成されるメタマテリアルを有する共振器アンテナとなっており、導体要素１０２がエレメントに相当する。
　図１（ａ）は本発明の共振器アンテナに用いられるメタマテリアル１１０を上面から透視したときの上面図を、図１（ｂ）はそのＡ－Ａ線での断面図をそれぞれ示す。メタマテリアル１１０は、上側の第１の導体プレーン（第１の導体）１１３と下側の第２の導体プレーン（第２の導体）１２３、導体片（第３の導体）１０４の繰り返し（例えば周期）配列、及び各導体片１０４と下側の第２の導体プレーン１２３を電気的に接続する導体柱（第１の接続部材）１０５から構成されている。導体片１０４の周期配列は、上側の第１の導体プレーン１１３と下側の第２の導体プレーン１２３の間の層に配置されている。また、第１の導体プレーンと導体片１０４の周期配列層の間に第１の誘電体層１１４が、導体片１０４の周期配列層と第２の導体プレーンの間に第２の誘電体層１２４が形成されている。
　図１（ａ）、（ｂ）において破線で囲まれた領域はメタマテリアル１１０の単位セル１０７を表し、単位セル１０７を２次元（もしくは１次元）に繰り返し、例えば周期的に配列することによりメタマテリアル１１０が構成される。
　ここで「繰り返し」単位セル１０７を配置する場合、互いに隣り合う単位セル１０７において、同一のビアの間隔（中心間距離）が、アンテナの通信周波数における波長λの１／２以内となるようにするのが好ましい。また「繰り返し」には、いずれかの単位セル１０７において構成の一部が欠落している場合も含まれる。また単位セル１０７が２次元配列を有している場合には、「繰り返し」には単位セル１０７が部分的に欠落している場合も含まれる。また「周期的」には、一部の単位セル１０７において構成要素の一部がずれている場合や、一部の単位セル１０７そのものの配置がずれている場合も含まれる。すなわち厳密な意味での周期性が崩れた場合においても、単位セル１０７が繰り返し配置されている場合には、メタマテリアルとしての特性を得ることができるため、「周期性」にはある程度の欠陥が許容される。なおこれらの欠陥が生じる要因としては、単位セル１０７の間に配線やビアを通す場合、既存の配線レイアウトにメタマテリアル構造を追加する場合において既存のビアやパターンによって単位セル１０７が配置できない場合、製造誤差、及び既存のビアやパターンを単位セル１０７の一部として用いる場合などが考えられる。
　図５はメタマテリアル１１０の単位セル１０７当たりの等価回路を示す。伝送線路の中心部に直列共振回路１１１がシャントされた形で表すことができる。導体片１０４と第１の導体プレーン１１３間に形成される容量が図５に示すメタマテリアル１１０の等価回路中における容量Ｃに相当する。また、導体片１０４と第２の導体プレーン１２３間の導体柱１０５によるインダクタンスが図５中のインダクタンスＬに相当する。つまり第１の導体プレーン１１３と第２の導体プレーン１２３との層間に導体片１０４と導体柱１０５が存在することにより、平行平板が容量ＣとインダクタンスＬから形成される直列共振回路１１１により周期的にシャントする構造となっている。
　図６はメタマテリアル１１０中、もしくは平行平板導波路中を伝播する電磁波伝播特性を比較した分散曲線を示す。図６において、実線はメタマテリアル１１０の分散関係を示し、単位セル１０７が無限個周期配列されている場合を想定している。一方、破線は図１（ｂ）における導体片１０４、及び導体柱１０５を取り除いた平行平板導波路における分散関係を示す。
　破線で示される平行平板導波路の場合、波数と周波数は比例関係にあるため直線で表され、その傾きは以下の式で表される。
　　　ｆ／β＝ｃ／（２π・（εｒ・μｒ）１／２）
　一方、メタマテリアル１１０の場合、周波数が上がるにつれて、破線で示される平行平板導波路に比べ波数が急激に増加し、波数が２π／ａに達すると、それ以上の周波数帯がストップバンドとなり、更に周波数が上がるとまたパスパンドが現れる。つまり、ストップバンド以下の周波数帯において、本発明の構造内を伝播される電磁波の波長は、導体片と導体柱が存在しない場合に比べ大幅に短くなる。一番低周波側で現れるパスバンドについてはその位相速度が破線で示される平行平板導波路の位相速度に比べ小さくなるといった特徴を示す。
　更に、図５に示したメタマテリアル１１０の単位セル１０７当たりの等価回路において、直列共振回路１１１の直列共振周波数を下げることにより、ストップバンドが低周波側にシフトするため、一番低周波側で現れるパスバンドにおける位相速度が小さくなる。
　図７（ａ）は共振器アンテナ１０１の断面図を、図７（ｂ）はそれを上面から透視した上面図をそれぞれ示す。共振器アンテナ１０１は、導体要素１０２（第２導体）、導体プレーン１０３（第１導体）、導体要素１０２と導体プレーン１０３の層間に周期配列された導体片１０４、及び各導体片１０４と導体プレーン１０３間を電気的に接続する導体柱１０５、及び導体要素１０２と電気的に接続された給電線１０６から形成される。
　図７（ａ）、（ｂ）が示す通り、共振器アンテナ１０１を上面から透視したときに導体要素１０２の占有する領域が共振器１１２に相当し、かつ導体要素１０２の占有する領域内に導体片１０４が周期配列されている。
　共振器１１２は、図１に示したメタマテリアル１１０から形成されている。図７（ａ）、（ｂ）に示した例においては単位セル１０７が４×４個２次元配列された場合を示している。単位セル１０７の格子定数をａとすると、共振器１１２の形状は上面から見たとき一辺４ａの正方形となる。
　図２に示した一辺の長さＮａの正方形導体、誘電体層、及び導体プレーンにより構成される共振器１２においては、分散曲線上の波数β＝ｎπ／（Ｎａ）（ｎ＝１、２、・・・、Ｎ－１）における周波数が共振周波数に相当することが知られている。
　一方、メタマテリアル１１０からなる共振器１１２についても同様で、格子定数ａの単位セル１０７をＮ×Ｎ個２次元配列することにより一辺の長さがＮａの共振器を構成した場合、分散曲線上の波数β＝ｎπ／（Ｎａ）（ｎ＝１、２、・・・、Ｎ－１）における周波数が共振周波数に相当し、特にβ＝π／（Ｎａ）における周波数が半波長共振周波数に相当する。
　Ｎ＝４、つまり共振器一辺の長さを４ａとした場合は図８に示す分散曲線のβ＝π／（４ａ）における周波数が半波長共振周波数に相当する。ここで図２に示した共振器１２における半波長共振周波数ｆ０Ｃの方が、図７に示したメタマテリアル１１０からなる共振器１１２における半波長共振周波数ｆ０Ｍに比べはるかに高いことが図８より分かる。
　このことから、もし共振器１２における半波長共振周波数をメタマテリアル１１０からなる共振器１１２における半波長共振周波数と同じにしたい場合、メタマテリアル１１０からなる共振器１１２に対して共振器１２の一辺の長さをｆ０Ｃ／ｆ０Ｍ倍大きくしなければならないことを意味する。つまり、メタマテリアル１１０からなる共振器１１２は、従来型のパッチアンテナの共振器１２に比べ小型化可能な構造であることが分かる。
　なお、図７に示す共振器１１２においては導体柱１０５として層間ビアが用いられているが、貫通ビア１０５ａを用いることも可能である。
　図９は導体柱１０５として貫通ビア１０５ａを用いた場合における共振器アンテナ１０１ａの断面図を示す。図９において、導体要素１０２と貫通ビア１０５ａが電気的に接続しないように、導体要素１０２の層内には各貫通ビア１０５ａの周りに開口部１０８が設けられている。図１０は導体要素１０２の単位セル１０７ａを示す上面図であり、貫通ビア１０５ａの周りに開口部１０８が設けられている様子を示している。
　このように開口部１０８を設けることにより、共振器アンテナ１０１ａを構成するメタマテリアル１１０ａの単位セルの等価回路は図５に示した等価回路で表されるため、図７に示した構造と同様、共振器の小型化が可能となる。
　図７（ｂ）は正方形の導体片１０４が正方格子状に周期配列している様子を示しているが、導体片１０４の上面から見たレイアウトとしては図７（ｂ）に示した正方形に限らず、また導体片１０４の配列方法も正方格子状に限らない。例えば正六角形の導体片１０４を三角格子状に配置しても良い。
　図２４は、メタマテリアル１１０の変形例を示す断面図である。以下、図１に示したメタマテリアル１１０と異なる部分について説明する。図２４（ａ）に示す例において、導体片１０４は第１の誘電体層１１４上に設けられている。そして第２の誘電体層１２４上には、導体要素１０２が設けられている。導体要素１０２には、導体柱１０５を通すための開口が設けられている。なお導体要素１０２は、メタマテリアル１１０が形成されている領域にのみ設けられている。また導体プレーン１０３はメタマテリアル１１０が形成されている領域のみではなく、その周囲にも設けられている。
　図２４（ｂ）に示す例は、図２４（ａ）に示したメタマテリアル１１０の上下を逆にした構造を有している。具体的には、導体要素１０２は、第１の誘電体層１１４のうち第２の誘電体層１２４が設けられていない面に形成されている。また導体プレーン１０３は、第１の誘電体層１１４のうち第２の誘電体層１２４が設けられている面に形成されている。また導体片１０４は、第２の誘電体層１２４のうち第１の誘電体層１１４に対向していない面に設けられている。また導体要素１０２には開口が設けられておらず、その代わりに導体プレーン１０３に開口が設けられている。そして導体柱１０５は、導体プレーン１０３に設けられた開口を通っており、導体要素１０２と導体片１０４とを接続している。
　なお図２４（ａ），（ｂ）に示した例において、導体片１０４は、アンテナの基板の最表面に設けられる必要性はない。また導体柱１０５としては、図２４の各図では貫通ビアを用いているが、他の構造、例えば間に配線が設けられているような構成であってもよい。
　（第２の実施形態）
　さらなる共振器の小型化を図るため、平面型インダクタンス要素１０９を導入することも可能である。平面型インダクタンス要素１０９の存在により、本発明の第２の実施形態に係る共振器アンテナ２０１に用いられるメタマテリアル２１０は、本発明の第１の実施形態に係る共振器アンテナ１０１に用いられるメタマテリアル１１０に比べ、図５に示した単位セル当たりの等価回路におけるインダクタンスＬが大幅に増加し、直列共振回路１１１の直列共振周波数が下がる。結果としてストップバンドが低周波側にシフトするため、一番低周波側で現れるパスバンドにおける位相速度が小さくなり、共振器の小型化が可能となる。
　図１１は本発明の第２の実施形態に係る共振器アンテナ２０１の断面図を示す。図７（ａ）に示した本発明の第１の実施形態に係る共振器アンテナ１０１の断面図と比較すると、本発明の第２の実施形態に係る共振器アンテナ２０１は導体プレーン１０３に開口部１０８が周期的に設けられ、かつ各開口部１０８内には島状電極１１７と平面型インダクタンス要素１０９が設けられている点で本発明の第１の実施形態に係る共振器アンテナ１０１とは異なる。
　図１２（ａ）は、本発明に係る第２の実施形態の共振器アンテナ２０１を構成する導体プレーン１０３層の共振器１１２内部のレイアウトを示す上面図である。更に、図１２（ｂ）は図１２（ａ）における単位セル１０７の導体プレーン１０３層を構成する各要素に分解して示す上面図である。
　開口部が周期的に設けられた導体プレーン１０３層には図１２（ａ）が示すとおり、配線状導体により形成される平面型インダクタンス要素１０９、島状電極１１７、導体プレーン１０３が同じ導体層に連続した１つのパターンとして形成され、平面型インダクタンス要素１０９にある２つの端子のうちの一方である第１端子１１９と島状電極１１７とが連続し、また平面型インダクタンス要素１０９にあるもう一方の端子である第２端子１２９と開口部を有する導体プレーン１０３とが連続している。
　一方、島状電極１１７と各導体片１０４とが導体柱１０５により電気的に接続されている。これにより、導体片１０４と導体プレーン１０３は、導体柱１０５、島状電極１１７、平面型インダクタンス要素１０９を介して電気的に接続している。
　このように、導体プレーン１０３、平面型インダクタンス要素１０９、及び島状電極１１７を同じ導体層にパターニング形成することにより、導体柱を長くすることなくインダクタンスＬの増大化が可能となるため、共振器１１２の薄型化、及び小型化を実現することが可能となる。また、導体層数を増やすことなくことインダクタンスＬの増大化が可能となり、製造コストを抑えることが可能となる。
　ここで、図１２（ａ）、（ｂ）の例では平面型インダクタンス要素１０９がループコイル１０９ａにより形成されている様子を示しているが、平面型インダクタンス要素１０９としてループコイル１０９ａ以外の折れ線状導体配線を用いることによりインダクタンスＬを増大化させることも可能である。図１３（ａ）は平面型インダクタンス要素１０９してスパイラルコイル１０９ｂを、図１３（ｂ）は平面型インダクタンス要素１０９してミアンダコイル１０９ｃを、図１３（ｃ）は平面型インダクタンス要素１０９して直線状配線１０９ｄを用いた場合における共振器１１２内部の導体プレーン１０３層のレイアウトを示す上面図である。ここで示した以外の形状をした折れ線状導体配線を用いても良い。
　なお、本発明の第２の実施形態に係る共振器アンテナ２０１を上面から透視したときに導体要素１０２の占有する領域が共振器１１２に相当し、かつ導体要素１０２の占有する領域内に導体片１０４が周期配列されている。
　導体片１０４の上面から見たレイアウトとしては図７（ｂ）に示した正方形に限らず、また導体片１０４の配列方法も正方格子状に限らない。例えば正六角形の導体片１０４を三角格子状に配置しても良い。
　図２５は、メタマテリアル２１０の変形例を示す断面図である。以下、図１１に示したメタマテリアル２１０と異なる部分について説明する。図２５（ａ）に示す例では、導体要素１０２が設けられる層と導体片１０４が設けられる層を互いに入れ替えている。すなわち導体要素１０２は第１の誘電体層１１４のうち第２の誘電体層１２４に対向している面に設けられており、導体片１０４は第１の誘電体層１１４のうち第２の誘電体層１２４に対向していない面に設けられている。そして導体要素１０２には、導体柱１１５を通すための開口が設けられている。
　図２５（ｂ）に示す例は、図２５（ａ）に示す例に対して、導体片１０４が設けられる層と平面型インダクタンス要素１０９が設けられる層を互いに入れ替えている。すなわち導体片１０４は第２の誘電体層１２４のうち第１の誘電体層１１４に対向していない面に設けられている。また平面型インダクタンス要素１０９は、第１の誘電体層１１４のうち第２の誘電体層１２４に対向していない面に設けられている。また島状電極１１７は、第１の誘電体層１１４上に設けられている。
　（第３の実施形態）
　平面型インダクタンス要素を導体プレーンとは別の導体層に設けることも可能である。図１４は本発明の第３の実施形態に係る共振器アンテナ３０１の断面図を示す。本発明の第３の実施形態に係る共振器アンテナ３０１に用いられるメタマテリアル３１０は導体４層により構成され、それに伴い第３の実施形態に係る共振器アンテナ３０１も導体層はアンテナエレメントである導体要素１０２が設けられた層、導体片１０４の周期配列を構成する層、開口部１０８が周期的に設けられた導体プレーン１０３の層、平面型インダクタンス要素１０９が形成される層の計４層からなる。
　導体要素１０２が設けられた層と導体片１０４の周期配列が形成される層との間には第１の誘電体層１１４が介在し、導体片１０４の周期配列が形成される層と導体プレーン１０３層との間には第２の誘電体層１２４が介在し、更に導体プレーン１０３層と平面型インダクタンス要素１０９が形成される層との間には第３の誘電体層１３４が介在する。
　導体プレーン１０３の各開口部１０８内には島状電極１１７が設けられており、導体プレーン１０３、島状電極１１７は同じ導体層に形成されている。図１５はメタマテリアル３１０単位セル当たりの導体プレーン１０３層のレイアウトを示す上面図である。平面型インダクタンス要素１０９が導体プレーン１０３層とは別の層に形成されているため、図１５は図１２（ａ）に示した本発明の第２の実施の形態と比較すると、ループコイル１０９ａをなくしたレイアウトとなっている。
　各導体片１０４は図１４が示すとおり、島状電極１１７と第１の導体柱１１５により電気的に接続されている。また、島状電極１１７は図１４において最下層に形成された平面型インダクタンス要素１０９にある２つの端子のうちの第１端子１１９とも第２の導体柱１２５により電気的に接続している。更に平面型インダクタンス要素１０９にある２つの端子のうちのもう一方の端子である第２端子１２９と開口部を有する導体プレーン１０３とが第３の導体柱１３５により接続されている。
　このように平面型インダクタンス要素１０９を導体プレーン１０３とは別の層に形成することにより、導体層の数が増えるもののコイルの大型化が可能となり、インダクタンスＬの増大化が可能となる。
　平面型インダクタンス要素１０９としてループコイル１０９ａ、スパイラルコイル１０９ｂ、ミアンダコイル１０９ｃ、直線状配線１０９ｄ、更には他の形状をした折れ線状導体配線などを用いることが可能である。
　なお、本発明の第３の実施形態に係る共振器アンテナ３０１を上面から透視したときに導体要素１０２の占有する領域が共振器１１２に相当し、かつ導体要素１０２の占有する領域内に導体片１０４が周期配列されている。
　導体片１０４の上面から見たレイアウトとしては図７（ｂ）に示した正方形に限らず、また導体片１０４の配列方法も正方格子状に限らない。例えば正六角形の導体片１０４を三角格子状に配置しても良い。
　図２６は、メタマテリアル３１０の変形例を示す断面図である。以下、図１４に示したメタマテリアル３１０と異なる部分について説明する。図２６（ａ）に示す例では、導体要素１０２が設けられる層と導体片１０４が設けられる層を互いに入れ替えている。すなわち導体要素１０２は第１の誘電体層１１４のうち第２の誘電体層１２４に対向している面に設けられており、導体片１０４は第１の誘電体層１１４のうち第２の誘電体層１２４に対向していない面に設けられている。そして導体要素１０２には、第１の導体柱１１５を通すための開口が設けられている。
　図２６（ｂ）に示す例は、図２６（ａ）に示す例に対して、導体片１０４が設けられる層と平面型インダクタンス要素１０９が設けられる層を互いに入れ替えている。すなわち導体片１０４は第３の誘電体層１３４のうち第２の誘電体層１２４に対向していない面に設けられている。また平面型インダクタンス要素１０９は、第１の誘電体層１１４のうち第２の誘電体層１２４に対向していない面に設けられている。そして第２の導体柱１２５および第３の導体柱１３５は、第１の誘電体層１１４に設けられている。また島状電極１１７は、導体要素１０２の開口内に設けられている。
　（第４の実施形態）
　本発明の第１から第３の実施形態に係る共振器アンテナにおいては、そのアンテナエレメントである導体要素１０２が導体柱１０５とは電気的に接続しない構造となっていたが、共振器１１２の層構成を上下逆にすることにより、導体要素１０２が導体柱１０５と電気的に接続した構造にしても良い。このとき共振器１１２内のメタマテリアルの層構成が上下逆になるだけで、単位セル当たりの等価回路としては図５に示したものと全く等価である。
　図１６（ａ）は本発明の第１の実施形態に係る共振器アンテナ１０１を構成するメタマテリアル１１０を用いた本発明の第４の実施形態に係る共振器アンテナ４０１ａの断面図を示す。本発明の第４の実施形態に係る共振器アンテナ４０１ａにおいてはメタマテリアル１１０を構成する導体片１０４が導体柱１０５を介して導体要素１０２と電気的に接続している。つまり、第１の実施形態に係る共振器アンテナ１０１とは導体柱１０５の接続方法が異なる。しかしながら、両者は等価回路で表現したときに全く等価である。
　図１６（ｂ）は本発明の第１の実施形態に係る共振器アンテナ１０１ａを構成するメタマテリアル１１０ａを用いた本発明の第４の実施形態に係る共振器アンテナ４０１ｂの断面図を示す。本発明の第４の実施形態に係る共振器アンテナ４０１ｂにおいてはメタマテリアル１１０ａを構成する導体片１０４が貫通ビア１０５ａを介して導体要素１０２と電気的に接続している。また、導体プレーン１０３と貫通ビア１０５ａが電気的に接続しないように、共振器１１２内の導体プレーン１０３には各貫通ビア１０５ａの周りに開口部１０８が設けられている。つまり、第１の実施形態に係る共振器アンテナ１０１ａとは貫通ビア１０５ａの接続方法が異なる。しかしながら、両者は等価回路で表現したときに全く等価である。
　図１６（ｃ）は本発明の第２の実施形態に係る共振器アンテナ２０１を構成するメタマテリアル２１０を用いた本発明の第４の実施形態に係る共振器アンテナ４０１ｃの断面図を示す。本発明の第４の実施形態に係る共振器アンテナ４０１ｃにおいては導体要素１０２に開口部１０８が周期的に設けられ、かつ各開口部１０８内には島状電極１１７と平面型インダクタンス要素１０９が設けられている。共振器１１２内の導体要素１０２を上面から見たレイアウトは、図１２（ａ）、図１３（ａ）～（ｃ）に示した第２の実施形態における共振器１１２に囲まれた領域内の導体プレーンを上面から見たレイアウトと同じになる。導体片１０４は導体柱１０５を介して島状電極１１７と電気的に接続している。
　開口部１０８、島状電極１１７、及び平面型インダクタンス要素１０９が導体プレーン１０３層ではなく、導体要素１０２の層に設けられる点が第２の実施形態に係る共振器アンテナ２０１とは異なるが、両者は等価回路で表現したときに全く等価である。
　図１６（ｄ）は本発明の第３の実施形態に係る共振器アンテナ３０１を構成するメタマテリアル３１０を用いた本発明の第４の実施形態に係る共振器アンテナ４０１ｄの断面図を示す。本発明の第４の実施形態に係る共振器アンテナ４０１ｄにおいては平面型インダクタンス要素１０９が設けられた層と導体要素１０２が設けられた層との間に第１の誘電体層１１４が介在し、導体要素１０２と導体片１０４の周期配列が形成される層との間に第２の誘電体層１２４が介在し、更に導体片１０４の周期配列が形成される層と導体プレーン１０３層との間に第３の誘電体層１３４が介在する。また、導体要素１０２の各開口部１０８内には島状電極１１７が設けられており、導体要素１０２、島状電極１１７は同じ導体層に形成されている。
　開口部１０８と島状電極１１７が導体プレーン１０３層ではなく、導体要素１０２の層に設けられる点、及び各導体層の積層する順番が第３の実施形態に係る共振器アンテナ３０１とは異なるが、両者は等価回路で表現したときに全く等価である。
　なお、導体片１０４の上面から見たレイアウトとしては図７（ｂ）に示した正方形に限らず、また導体片１０４の配列方法も正方格子状に限らない。例えば正六角形の導体片１０４を三角格子状に配置しても良い。
　図１７（ａ）は、第５の実施形態に係るアンテナの構成を示す上面図であり、図１７（ｂ）は図１７（ａ）のＡ－Ａ断面図である。このアンテナは共振器型のアンテナであり、第１の実施形態に示したメタマテリアル１１０を用いて共振器を構成している。
　本実施形態において、アンテナの給電線１０６は導体要素１０２と同一の層に設けられており、導体要素１０２と容量結合している。給電線１０６は補助パターンを有している。この補助パターンは、導体要素１０２に面する部分に設けられている。なお給電線１０６は、導体要素１０２と容量結合以外の方式で結合してもよい。例えば給電線１０６は、導体要素１０２に直接接続してもよい。
　また導体プレーン１０３は、給電線１０６の下方にも設けられている。そして給電線１０６と導体プレーン１０３により、マイクロストリップ線路を構成している。
　本実施形態によれば、図１に示したメタマテリアル１１０を用いているため、アンテナを小型化することができる。また給電線１０６を導体要素１０２と同一の層に設けることができるため、アンテナの構造が簡単になる。なおメタマテリアルの構造は、本図に示す例に限定されず、例えば図９，１１，１４，１５に示したメタマテリアルを用いることができる。
　図１８は、第６の実施形態に係るアンテナの構成を示す上面図であり、図１８（ｂ）は図１８（ａ）のＢ－Ｂ断面図である。このアンテナは給電線１０６の代わりに同軸ケーブル１６及び給電線６を設けた点を除いて、第５の実施形態に係るアンテナと同様の構成である。同軸ケーブル１６の内部導体は、給電線６を介して導体要素１０２に接続している。詳細には、導体プレーン１０３には開口が設けられており、この開口に同軸ケーブル１６が取り付けられている。同軸ケーブル１６の内部導体は、開口と重なる領域に設けられた貫通ビア形状の給電線６を介して、導体要素１０２に接続している。また同軸ケーブル１６の外部導体は、導体プレーン１０３に接続している。
　本実施形態によっても、図１に示したメタマテリアル１１０を用いているため、アンテナを小型化することができる。なおメタマテリアルの構造は、本図に示す例に限定されず、例えば図９，１１，１４，１５に示したメタマテリアルを用いることができる。
　図１９は、第７の実施形態に係るアンテナの構成を示す上面図である。このアンテナは、以下の点を除いて、第５の実施形態に係るアンテナと同様の構成である。まず単位セル１０７の配列を示す格子は格子欠陥を有している。この格子欠陥は、格子のうち給電線１０６が接続している辺の中央に位置している。そして給電線１０６は、この格子欠陥の中を延伸し、最外周より内側に位置する単位セル１０７を構成している導体要素１０２に容量結合している。なお給電線１０６は、導体要素１０２と容量結合以外の方式で結合してもよい。例えば給電線１０６は、導体要素１０２に直接接続してもよい。
　本実施形態によっても、第５の実施形態と同様の効果を得ることができる。また格子欠陥の位置及び数を調節することにより、アンテナの入力インピーダンスを調節することができる。なおメタマテリアルの構造は、本図に示す例に限定されず、例えば図９，１１，１４，１５に示したメタマテリアルを用いることができる。
　図２０及び図２１は、第８の実施形態に係るアンテナの構成を示す上面図である。このアンテナは、メタマテリアルが単位セル１０７の一次元配列により構成されている点を除いて、第５の実施形態に係る構造体と同様の構成である。
　図２０（ａ）に示す例では、導体片１０４は長方形である。そして単位セル１０７は直線に沿って配置されている。給電線１０６は、導体片１０４の長辺に対向している。また図２０（ｂ）に示す例では、一つの単位セル１０７により構造体が形成されている。
　また図２１に示す例では、単位セル１０７は、折れ曲がり部を有する線に沿って配置されている。
　本実施形態によっても、第５の実施形態と同様の効果を得ることができる。なおメタマテリアルの構造は、本図に示す例に限定されず、例えば図９，１１，１４，１５に示したメタマテリアルを用いることができる。
　図２２は、第９の実施形態に係るアンテナの構成を示す上面図である。このアンテナは、以下の点を除いて第５の実施形態に係るアンテナと同様の構成である。まず、複数の導体片１０４すなわち単位セル１０７は、長方形の格子を構成するように周期的に２次元に配列されている。具体的には、単位セル１０７は正方形であり、長辺を構成する単位セル１０７の数は、短辺を構成する単位セル１０７の数より多い。そして第１の給電線１０６ａが、導体要素１０２のうち格子の短辺に位置している部分に容量結合している。また第２の給電線１０６ｂが、導体要素１０２のうち格子の長辺に位置している部分に容量結合している。なお給電線１０６は、導体要素１０２と容量結合以外の方式で結合してもよい。例えば給電線１０６は、導体要素１０２に直接接続してもよい。
　本実施形態によっても、第５の実施形態と同様の効果を得ることができる。また、単位セル１０７は、長方形の格子を構成するように周期的に２次元に配列されており、この格子の短辺及び長辺それぞれに第１の給電線１０６ａ及び第２の給電線１０６ｂが容量結合している。このアンテナの共振器において、長方形の短辺方向の共振周波数と長辺方向の共振周波数は互いに異なる。このため、アンテナをデュアルバンド化することができる。なおメタマテリアルの構造は、本図に示す例に限定されず、例えば図９，１１，１４，１５に示したメタマテリアルを用いることができる。
　図２３は、第１０の実施形態に係るアンテナの構成を示す上面図である。このアンテナは、単位セル１０７すなわち導体片１０４を長方形として、各辺を構成する単位セル１０７の数を同じにすることにより、長方形の格子を形成している点を除いて、第９の実施形態に係るアンテナと同様の構成である。
　本実施形態によっても、格子の長辺方向を伝播する電磁波の分散曲線と、格子の短辺方向を伝播する電磁波の分散曲線は互いに異なる。このため、アンテナをデュアルバンド化することができる。なおメタマテリアルの構造は、本図に示す例に限定されず、例えば図９，１１，１４，１５に示したメタマテリアルを用いることができる。
　この出願は、２００９年３月３０日に出願された日本特許出願特願２００９－０８１８５８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１ａ　パッチアンテナ
２、１０２　導体要素
３、１０３　導体プレーン
４、１０４　導体片
５、１０５　導体柱
６、１０６，１０６ａ，１０６ｂ　給電線
１０　マッシュルーム型周期構造
１１　パッチアンテナ
１２、１１２　共振器
１４　誘電体層
１６　同軸ケーブル
２１　ワイヤアンテナ
１０１、１０１ａ、２０１、３０１、４０１ａ、４０１ｂ、４０１ｃ、４０１ｄ　共振器アンテナ
１０５ａ　貫通ビア
１０７、１０７ａ　単位セル
１０８　開口部
１０９　平面型インダクタンス要素
１０９ａ　ループコイル
１０９ｂ　スパイラルコイル
１０９ｃ　ミアンダコイル
１０９ｄ　直線状配線
１１０、１１０ａ、２１０、３１０　メタマテリアル
１１１　直列共振回路
１１３　第１の導体プレーン
１１４　第１の誘電体層
１１５　第１の導体柱
１１７　島状電極
１１９　第１端子
１２３　第２の導体プレーン
１２４　第２の誘電体層
１２５　第２の導体柱
１２９　第２端子
１３４　第３の誘電体層
１３５　第３の導体柱

Claims (10)

  1. 　第１の導体と、
    　該第１の導体と少なくとも一部が対向する第２の導体と、
    　該第１の導体と該第２の導体との間に繰り返し配列された第３の導体と、
    　該第１の導体、あるいは該第２の導体と電気的に接続された給電線と、
    　該導体片と該第１の導体とを電気的に接続する第１の接続部材と
    を備えている共振器アンテナ。
  2. 　請求項１に記載の共振器アンテナにおいて、
    　前記第１の導体に繰り返し設けられた開口部と、
    　該各開口部に設けられた島状電極と、
    　該島状電極と前記第１の導体とを電気的に接続されるインダクタンス要素とを備え、
    　前記第１の接続部材が前記第３の導体と該島状電極を電気的に接続している共振器アンテナ。
  3. 　請求項２に記載の共振器アンテナにおいて、
    　前記インダクタンス要素が平面型インダクタンス要素であり、
    　該平面型インダクタンス要素と前記島状電極とが、前記開口部を有する第１の導体と同じ導体層に形成され、
    　該平面型インダクタンス要素が有する一方の端子が前記開口部を有する第１の導体と接続され、
    　該平面型インダクタンス要素が有する他方の端子が前記島状電極と接続されている共振器アンテナ。
  4. 　請求項２に記載の共振器アンテナにおいて、
    　前記インダクタンス要素が形成されている導体層と、
    　前記インダクタンス要素が有する一方の端子と前記島状電極とを接続される第２の接続部材と、
    　前記インダクタンス要素が有する他方の端子と前記開口部を有する第１の導体とを電気的に接続される第３の接続部材と、
    を備えている共振器アンテナ。
  5. 　請求項４に記載の共振器アンテナにおいて、
    　前記インダクタンス要素が平面型インダクタンス要素である共振器アンテナ。
  6. 　請求項２又は５に記載の共振器アンテナにおいて、
    　前記インダクタンス要素として配線状導体を用いる共振器アンテナ。
  7. 　請求項２～６のいずれか一項に記載の共振器アンテナにおいて、
    前記インダクタンス要素が、ミアンダコイル、ループコイル、又はスパイラルコイルであることを特徴とする共振器アンテナ。
  8. 　請求項１～７のいずれか一項に記載の共振器アンテナにおいて、
    前記第１の導体及び前記第２の導体を上面から透視したときに、前記第１の導体及び前記第２の導体が占有する領域内に前記第３の導体が繰り返し配列されている共振器アンテナ。
  9. 　請求項１～８のいずれか一項に記載の共振器アンテナにおいて、
    　前記複数の第３導体は、長方形の格子を構成するように周期的に２次元に配列されており、
    　前記格子の短辺において前記第１の導体又は前記第２の導体に電気的に接続された第１の前記給電線と、
    　前記格子の長辺において前記第１の導体又は前記第２の導体に電気的に接続された第２の前記給電線と、
    を備える共振器アンテナ。
  10. 　請求項１～８のいずれか一項に記載の共振器アンテナにおいて、
    　前記複数の第１導体は長方形であり、かつ格子を構成するように周期的に２次元に配列されており、
    　前記格子の第１の辺において、前記第１の導体又は前記第２の導体に電気的に接続された第１の前記給電線と、
    　前記格子のうち前記第１の辺と交わる第２の辺において、前記第１の導体又は前記第２の導体に電気的に接続された第２の前記給電線と、
    を備える共振器アンテナ。
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