WO2010103882A1 - ラダー型弾性波フィルタ - Google Patents

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    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H03H9/725—Duplexers

Definitions

  • the present invention relates to an elastic wave filter used for a band filter of a mobile phone, for example, and more particularly to an elastic wave filter having a ladder type circuit configuration.
  • Patent Document 1 discloses a ladder-type surface acoustic wave filter as an example of this type of bandpass filter.
  • the ladder-type SAW filter, the resonance frequency fr s of the series arm resonators is set in the vicinity of the center frequency of the pass band and the anti-resonance frequency fa p of the parallel arm resonators.
  • the antiresonant frequency fa s a high-frequency side of the passband near the attenuation pole of the series arm resonators, is positioned attenuation pole of the passband low frequency side near the resonance frequency fr p of the parallel arm resonators. Thereby, a pass band is formed.
  • bandpass filters for mobile phones are strongly required to expand the passband, increase attenuation, and reduce loss. For this reason, in a plurality of series arm resonators, the resonance frequency is made different to increase the bandwidth and increase the attenuation.
  • the object of the present invention is not only to increase the passband and increase the attenuation in the attenuation region in the vicinity of the passband, but also to reduce the loss in the passband in view of the current state of the prior art described above. And providing a ladder-type elastic wave filter.
  • a ladder-type acoustic wave filter including a series arm that connects an input end and an output end, and a parallel arm that connects the series arm and a ground potential.
  • Three series arm resonators are connected to each other in series, and at least three series arm resonators have different resonance frequencies, and the ratio of the electrode finger crossing width to the number of pairs of electrode fingers in the series arm resonator is expressed as an aspect ratio.
  • a ladder-type elastic wave filter is provided in which the aspect ratio T1 of the series arm resonator having the lowest resonance frequency is larger than the average T0 of the aspect ratios of all series arm resonators.
  • the aspect ratio T2 of the series arm resonator having the highest resonance frequency is made smaller than the average value T0 of the aspect ratios of all the series arm resonators. Yes. In this case, the loss in the pass band can be further effectively reduced.
  • the resonance frequency of the series arm resonator having the lowest resonance frequency is located on a lower frequency side than the center frequency of the passband in the passband.
  • the resonance frequency of the series arm resonator having the highest resonance frequency is located outside the passband and higher than the passband. In this case, the loss can be further reliably reduced.
  • the ladder type acoustic wave filter according to the present invention may use a surface acoustic wave filter, or may use a boundary acoustic wave. Therefore, according to the present invention, both a ladder-type surface acoustic wave filter and a ladder-type boundary acoustic wave filter can be provided.
  • the duplexer according to the present invention includes a plurality of band-pass filters, and at least one band-pass filter includes a ladder-type elastic wave filter configured according to the present invention. Therefore, loss in the duplexer can be reduced.
  • the aspect ratio T1 of the series arm resonator having the lowest resonance frequency is equal to that of all the series resonators. Since the ratio is larger than the average value T0, it is possible not only to increase the bandwidth by increasing the resonance frequency, but also to increase the attenuation amount, as well as loss, particularly loss in the high frequency region within the passband. Can be made sufficiently small.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a ladder-type elastic wave filter device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic plan view of one acoustic wave resonator used in the ladder type acoustic wave filter device shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing insertion loss characteristics of the ladder-type elastic wave filter according to the embodiment of the present invention and the ladder-type elastic wave filter of the comparative example.
  • FIG. 4 is a diagram showing impedance characteristics when the aspect ratio of the series arm resonator having the lowest resonance frequency is 0.07 or 0.15.
  • FIG. 5 is a diagram showing phase characteristics when the aspect ratio of the series arm resonator having the lowest resonance frequency is 0.07 or 0.15.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a ladder-type elastic wave filter device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic plan view of one acoustic wave resonator used in the ladder type acous
  • FIG. 6 is a diagram showing impedance Smith charts when the aspect ratio of the series arm resonator having the lowest resonance frequency is 0.07 or 0.15.
  • FIG. 7 is a diagram showing return loss characteristics when the aspect ratio of the series arm resonator having the lowest resonance frequency is 0.07 or 0.15.
  • FIG. 8 is a diagram showing impedance characteristics when the aspect ratio of the series arm resonator having the highest resonance frequency is 0.07 or 0.20.
  • FIG. 9 is a diagram showing phase characteristics when the aspect ratio of the series arm resonator having the highest resonance frequency is 0.07 or 0.20.
  • FIG. 10 is a diagram showing impedance Smith charts when the aspect ratio of the series arm resonator having the highest resonance frequency is 0.07 or 0.20.
  • FIG. 11 is a diagram showing return loss characteristics when the aspect ratio of the series arm resonator having the highest resonance frequency is 0.07 or 0.20.
  • FIG. 12 is a schematic front sectional view for explaining a boundary acoustic wave device as an elastic wave filter device to which the present invention is applied.
  • FIG. 13 is a diagram showing a circuit configuration for explaining a duplexer to which the present invention is applied.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a ladder-type elastic wave filter according to an embodiment of the present invention.
  • the ladder type acoustic wave filter 1 has a serial arm connecting the input terminal 2 and the output terminal 3.
  • a plurality of series arm resonators S1 to S4 are connected in series with each other.
  • the series arm resonator S4 from the input terminal 2 side to the output terminal 3 side, the series arm resonator S4, the series arm resonator S3, the series arm resonator S2, and the series arm resonator S1 are in order of these series arm resonators S1 to S4. Is arranged.
  • a first parallel arm is formed so as to connect the connection point between the output terminal 3 and the first series arm resonator S1 and the ground potential.
  • the second parallel arm connecting the connection point between the resonators S1 and S2 of the first and second series arms and the ground potential is connected to the second parallel arm resonator P2, and the second and third series arms.
  • the third parallel arm connecting the connection point between the arm resonators S2 and S3 and the ground potential is connected to the third parallel arm resonator P3, and the connection point between the third and fourth series arm resonators S3 and S4 and the ground.
  • the fourth parallel arm connecting the potential has a fourth parallel arm resonator P4.
  • each of the series arm resonators S1 to S4 and the parallel arm resonators P1 to P4 is a 1-port surface acoustic wave resonator.
  • An example of a 1-port surface acoustic wave resonator is shown in FIG. In FIG. 2, the surface acoustic wave resonator 11 includes a piezoelectric substrate 12, an IDT electrode 13 and reflectors 14 and 15 formed on the piezoelectric substrate 12.
  • the anti-resonance frequency fa s of the series arm resonator is located attenuation poles of high pass-band near the resonance frequency fr p of the parallel arm resonator passband low frequency side attenuation pole Located in.
  • the anti-resonance frequency fa p of the resonance frequency fr s and the parallel arm resonators of the series arm resonators is located in the passband.
  • a method of changing the resonance frequencies of the plurality of series arm resonators has been used.
  • the resonance frequency of the plurality of series arm resonators S1 to S4 is made different so that the bandwidth is widened and the attenuation in the stop band is increased.
  • Table 1 below shows the wavelengths determined by the resonance frequency, anti-resonance frequency, and IDT electrode pitch of the first to fourth series arm resonators S1 to S4.
  • the number of electrode fingers of the IDT electrode, the cross width, and the aspect ratio of the first to fourth series arm resonators S1 to S4 in the present embodiment are also shown.
  • Table 2 below shows the wavelengths determined by the resonance frequency, antiresonance frequency and IDT electrode pitch of the first to fourth parallel arm resonators P1 to P4.
  • Table 2 also shows the number of electrode fingers of the parallel arm resonators P1 to P4, the crossing width, and the aspect ratio.
  • the ladder-type elastic wave filter 1 of the present embodiment is characterized in that the aspect ratio T1 of the series arm resonator S1 having the lowest resonance frequency in the series arm resonators S1 to S4 is that of all the series arm resonators S1 to S4.
  • the aspect ratio is set to be larger than the average T0 of the aspect ratio, whereby the loss, particularly the loss on the high side of the pass band can be sufficiently reduced. This will be described based on a specific experimental example.
  • An LN substrate was used as a piezoelectric substrate constituting the series arm resonators S1 to S4 and the parallel arm resonators P1 to P4. Then, Al, Cu, Pt, and the like as electrode main materials were formed and patterned to form each IDT electrode having the number of electrode fingers, the cross width, and the aspect ratio shown in Tables 1 and 2. For the reflector, the same electrode material was used, and a grating type reflector having 15 electrode fingers was formed.
  • FIG. 3 is a diagram showing insertion loss characteristics of the ladder-type acoustic wave filters of Examples and Comparative Examples 1 and 2 configured according to the above embodiment.
  • the solid line indicates the result of the example
  • the broken line indicates the result of the comparative example 1
  • the alternate long and short dash line indicates the result of the comparative example 2.
  • the aspect ratio T1 of the lowest series arm resonator S1 among the plurality of series arm resonators S1 to S4 having different resonance frequencies is the average value of the aspect ratios of all the series arm resonators. It is considered that the return loss characteristic on the high pass band side of the series arm resonator S1 in the pass band is improved by making it larger than T0. This will be clarified with reference to FIGS.
  • the inventor of the present application has found that the loss reduction in the passband near the high end of the passband is due to the return loss characteristic of the series arm resonator S1 having the lowest resonance frequency. That is, the return loss characteristics of the series arm resonator S1 having the lowest resonance frequency and the series arm resonator S2 having the highest resonance frequency may affect the loss on the high band side of the filter characteristics. Confirmed this.
  • the anti-resonance characteristics of the series arm resonator S1 can be improved by increasing the aspect ratio of the series arm resonator S1 to 0.15 compared to the case where the aspect ratio of the series arm resonator S1 is 0.07. Recognize. Also, as shown in FIG. 7, it can be seen that the return loss at the high frequency in the pass band is improved.
  • the anti-resonance frequency of the series arm resonator S1 having the lowest resonance frequency is in the vicinity of 1920 to 1980 MHz, which is the pass band, if the anti-resonance characteristics due to diffraction loss deteriorate, It was found that there was an adverse effect on return loss.
  • the crossover width of the series arm resonator S1 the diffraction loss was reduced and the anti-resonance characteristics were improved.
  • the number of electrode fingers was reduced by the amount corresponding to the increased crossing width. That is, the aspect ratio was increased.
  • FIGS. 8 to 11 are diagrams respectively showing impedance characteristics, phase characteristics, impedance Smith charts, and return loss characteristics when the aspect ratio of the series arm resonator S2 having the highest resonance frequency is 0.07 or 0.20. It is. A case where the solid line is 0.20 and a broken line is 0.07 are shown.
  • the aspect ratio of the series arm resonator S2 having the highest resonance frequency is 0.07
  • the aspect ratio is reduced by reducing the aspect ratio compared to 0.20. It can be seen that the characteristics can be improved.
  • the antiresonance characteristic of the second series arm resonator S2 is deteriorated by the narrowing of the crossing width, but the return loss is deteriorated on the higher frequency side than the resonance frequency as described above. Therefore, the return loss in the pass band is improved.
  • the resonance frequency of the series arm resonator S2 having the highest resonance frequency is higher than the pass band, and the anti-resonance frequency is further higher. Therefore, it is considered that the deterioration of the antiresonance characteristic due to the diffraction loss of the series arm resonator S2 hardly affects the return loss in the passband. Therefore, an attempt was made to improve the resonance characteristics by reducing the crossover width of the series arm resonator S2 to the smallest, reducing the resistance loss. Further, in order not to change the capacitance of the acoustic wave resonator, the number of electrode fingers was increased by the amount of the crossover width. That is, the aspect ratio of the series arm resonator S2 is reduced as in the embodiment shown in Table 1.
  • the resonance characteristics of the series arm resonator S1 deteriorate due to the increased cross width, but the anti-resonance characteristics are improved, that is, between the resonance characteristics and the anti-resonance characteristics, that is, The return loss in the frequency range higher than the resonance frequency does not deteriorate compared to the return loss in the frequency range lower than the resonance frequency.
  • the frequency band higher than the resonance frequency is the pass band, so that it is understood that the return loss in the pass band is hardly deteriorated.
  • T1> T0 As a result of examining the aspect ratio T1 of the series arm resonator S1 and the aspect ratios of the other series arm resonators S2 to S4 differently, as shown in FIG. 3, T1> T0 In this way, it was confirmed that not only the bandwidth can be increased and the attenuation can be increased, but also the loss on the high side of the passband can be sufficiently reduced.
  • the ladder type acoustic wave filter using the surface acoustic wave resonator using the surface acoustic wave has been described.
  • the present invention uses the boundary acoustic wave device using the boundary acoustic wave, A wave resonator may be formed. That is, the ladder type elastic wave filter of the present invention may be a ladder type elastic wave boundary wave filter.
  • a dielectric 18 is laminated on a piezoelectric substrate 17 made of a piezoelectric material.
  • An electrode structure 19 including IDT is provided at the interface between the piezoelectric substrate 17 and the dielectric 18.
  • the ladder-type elastic wave filter of the present invention is suitably used as a band filter of a duplexer including a plurality of band filters.
  • the duplexers 21 and 22 shown in FIGS. 13A and 13B have a transmission filter Tx and a reception filter Rx as a plurality of band filters.
  • the ladder type elastic wave filter of the present invention as the Rx filter, it is possible to reduce the loss of the duplexers 21 and 22.

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Abstract

　広帯域化及び減衰量の拡大を図り得るだけでなく、通過帯域内における損失を十分に小さくすることができる、ラダー型弾性波フィルタを提供する。　入力端と出力端とを結ぶ直列腕と、直列腕とグラウンド電位とを接続している並列腕とを備え、直列腕において、少なくとも３つの直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３が互いに直列に接続されており、少なくとも３つの直列腕共振子Ｓ１～Ｓ３の共振周波数が異なっており、各直列腕共振子における電極指交叉幅の電極指の対数に対する割合を縦横比としたときに、共振周波数が最も低い直列腕共振子Ｓ１の縦横比Ｔ１が、全ての直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４の縦横比の平均Ｔ０よりも大きくされている、ラダー型弾性波フィルタ１。

Description

ラダー型弾性波フィルタ
　本発明は、例えば携帯電話機の帯域フィルタなどに用いられる弾性波フィルタに関し、より詳細には、ラダー型回路構成を有する弾性波フィルタに関する。
　従来、携帯電話機のＲＦ段の帯域フィルタとして、弾性表面波フィルタが広く用いられている。例えば、下記の特許文献１には、この種の帯域フィルタの一例として、ラダー型弾性表面波フィルタが開示されている。ラダー型弾性表面波フィルタでは、直列腕共振子の共振周波数ｆｒｓと、並列腕共振子の反共振周波数ｆａｐとを通過帯域の中心周波数付近に設定する。他方、直列腕共振子の反共振周波数ｆａｓを通過帯域高域側近傍の減衰極に、並列腕共振子の共振周波数ｆｒｐを通過帯域低域側近傍の減衰極に位置させる。それによって、通過帯域が形成されている。
　特許文献１の段落〔０２９７〕に記載のように、直列腕共振子では、ＩＤＴ電極の開口長すなわち交叉幅を狭くし、電極指の対数を多くすることにより、電気抵抗を低くし、それによって損失を小さくすることができる。また、特許文献１の段落〔０３００〕に記載のように、交叉幅を狭くし過ぎると、表面波の回折による損失が大きくなる。もっとも、回折損は、共振特性よりも反共振特性に大きく影響する。従って、共振周波数ｆｒｓが通過帯域の中心周波数付近にあり、反共振周波数ｆａｓが通過帯域外に位置する直列腕共振子では、上記回折損の影響は小さいため、あまり問題とはならない。従って、交叉幅をできるだけ狭くするのが常識であった。
特開２０００－１７４５８６号公報
　近年、携帯電話機の帯域フィルタでは、通過帯域の拡大、減衰量の増大及び損失の低減が強く求められている。そのため、複数の直列腕共振子において、共振周波数を異ならせることにより、広帯域化及び減衰量の増大が図られている。
　しかしながら、複数の直列腕共振子の共振周波数を異ならせた場合、通過帯域内における損失を十分に小さくすることができなかった。特に、通過帯域内における高域側の周波数域における損失が悪化するという問題があった。
　本発明の目的は、上述した従来技術の現状に鑑み、通過帯域の拡大及び通過帯域近傍の減衰域における減衰量の増大を図り得るだけでなく、通過帯域内における損失の低減を図ることが可能とされている、ラダー型弾性波フィルタを提供することである。
　本発明によれば、入力端と出力端とを結ぶ直列腕と、前記直列腕とグラウンド電位とを接続している並列腕とを備えるラダー型弾性波フィルタであって、前記直列腕において、少なくとも３つの直列腕共振子が互いに直列に接続されており、少なくとも３つの該直列腕共振子の共振周波数が異なっており、直列腕共振子における電極指交叉幅の電極指の対数に対する割合を縦横比としたときに、共振周波数が最も低い直列腕共振子の縦横比Ｔ１が、全ての直列腕共振子の縦横比の平均Ｔ０よりも大きくされている、ラダー型弾性波フィルタが提供される。
　本発明に係るラダー型弾性波フィルタのある特定の局面では、共振周波数が最も高い前記直列腕共振子の縦横比Ｔ２が、全ての直列腕共振子の縦横比の平均値Ｔ０よりも小さくされている。この場合には、通過帯域内における損失をより一層効果的に低減することができる。
　本発明に係るラダー型弾性波フィルタのさらに他の特定の局面では、共振周波数が最も低い前記直列腕共振子の共振周波数が、通過帯域内において通過帯域の中心周波数よりも低域側に位置しており、共振周波数が最も高い直列腕共振子の共振周波数は、通過帯域外において、通過帯域よりも高域側に位置している。この場合には、損失をより一層確実に小さくすることができる。
　本発明に係るラダー型弾性波フィルタは、弾性表面波フィルタを利用したものであってもよく、あるいは弾性境界波を利用したものであってもよい。従って、本発明によって、ラダー型弾性表面波フィルタ及びラダー型弾性境界波フィルタのいずれをも提供することができる。
　本発明に係るデュプレクサは、複数の帯域フィルタを備え、少なくとも１個の帯域フィルタが、本発明に従って構成されたラダー型弾性波フィルタからなる。よって、デュプレクサにおける損失の低減を図ることができる。
　本発明に係るラダー型弾性波フィルタによれば、共振周波数が互いに異なる少なくとも３つの直列腕共振子において、共振周波数が最も低い直列腕共振子の縦横比Ｔ１が、全ての直列案共振子の縦横比の平均値Ｔ０よりも大きくされているため、共振周波数を異ならせることにより広帯域化を図り、減衰量の拡大を図り得るだけでなく、損失、特に通過帯域内の高域側周波数域における損失を充分に小さくすることができる。
　よって、広帯域、高減衰量及び低損失の帯域フィルタを本発明に従って提供することが可能となる。
図１は、本発明の一実施形態に係るラダー型弾性波フィルタ装置の回路構成を示す図である。 図２は、図１に示したラダー型弾性波フィルタ装置において用いられている１つの弾性波共振子の模式的平面図である。 図３は、本発明の一実施形態のラダー型弾性波フィルタ及び比較例のラダー型弾性波フィルタの挿入損失特性を示す図である。 図４は、共振周波数が最も低い直列腕共振子の縦横比が０．０７または０．１５の場合のインピーダンス特性をそれぞれ示す図である。 図５は、共振周波数が最も低い直列腕共振子の縦横比が０．０７または０．１５の場合の位相特性をそれぞれ示す図である。 図６は、共振周波数が最も低い直列腕共振子の縦横比が０．０７または０．１５の場合のインピーダンススミスチャートをそれぞれ示す図である。 図７は、共振周波数が最も低い直列腕共振子の縦横比が０．０７または０．１５の場合のリターンロス特性をそれぞれ示す図である。 図８は、共振周波数が最も高い直列腕共振子の縦横比が０．０７または０．２０の場合のインピーダンス特性をそれぞれ示す図である。 図９は、共振周波数が最も高い直列腕共振子の縦横比が０．０７または０．２０の場合の位相特性をそれぞれ示す図である。 図１０は、共振周波数が最も高い直列腕共振子の縦横比が０．０７または０．２０の場合のインピーダンススミスチャートをそれぞれ示す図である。 図１１は、共振周波数が最も高い直列腕共振子の縦横比が０．０７または０．２０の場合のリターンロス特性をそれぞれ示す図である。 図１２は、本発明が適用される弾性波フィルタ装置としての弾性境界波装置を説明するための模式的正面断面図である。 図１３は、本発明が適用されるデュプレクサを説明するための回路構成を示す図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　図１は、本発明の一実施形態に係るラダー型弾性波フィルタの回路構成を示す図である。
　ラダー型弾性波フィルタ１は、入力端子２と出力端子３との間を結ぶ直列腕を有する。この直列腕においては、複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４が互いに直列に接続されている。ここでは、入力端子２側から出力端子３側に向けて、直列腕共振子Ｓ４、直列腕共振子Ｓ３、直列腕共振子Ｓ２及び直列腕共振子Ｓ１の順にこれらの直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４が配置されている。
　また、出力端子３と第１の直列腕共振子Ｓ１との間の接続点とグラウンド電位との間を結ぶように第１の並列腕が形成されており、第１の並列腕は、第１の並列腕共振子Ｐ１を有する。
　同様に、第１，第２の直列腕の共振子Ｓ１，Ｓ２間の接続点とグラウンド電位とを結ぶ第２の並列腕は第２の並列腕共振子Ｐ２を、第２，第３の直列腕共振子Ｓ２，Ｓ３の接続点とグラウンド電位とを結ぶ第３の並列腕は第３の並列腕共振子Ｐ３を、第３，第４の直列腕共振子Ｓ３，Ｓ４間の接続点とグラウンド電位とを結ぶ第４の並列腕は第４の並列腕共振子Ｐ４を有する。
　上記直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４は、いずれも、本実施形態では、１ポート型の弾性表面波共振子からなる。１ポート型弾性表面波共振子の一例を、図２に示す。図２において、弾性表面波共振子１１は、圧電基板１２と、圧電基板１２上に形成されたＩＤＴ電極１３及び反射器１４，１５を有する。
　前述した通り、ラダー型フィルタでは、直列腕共振子の反共振周波数ｆａｓが通過帯域高域近傍の減衰極に位置され、並列腕共振子の共振周波数ｆｒｐが通過帯域低域側の減衰極に位置される。また、直列腕共振子の共振周波数ｆｒｓ及び並列腕共振子の反共振周波数ｆａｐは、通過帯域内に位置される。もっとも、広帯域化を図るために、従来より、複数の直列腕共振子の共振周波数を異ならせる手法が用いられている。
　本実施形態のラダー型弾性波フィルタ１においても、複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４の共振周波数を異ならせることにより、広帯域化及び阻止域における減衰量の拡大が図られている。
　下記の表１に、第１～第４の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４の共振周波数、反共振周波数及びＩＤＴ電極のピッチで定まる波長を示す。
　また、下記の表１においては、本実施形態における上記第１～第４の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４におけるＩＤＴ電極の電極指の対数、交叉幅及び縦横比を併せて示す。なお、縦横比とは、電極指交叉幅の電極指の対数に対する割合を示す。すなわち、縦横比＝交叉幅／対数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　また、第１～第４の並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４の共振周波数、反共振周波数及びＩＤＴ電極のピッチで定まる波長を下記の表２に示す。表２においては、並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４の電極指の対数、交叉幅及び縦横比も併せて示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　本実施形態のラダー型弾性波フィルタ１の特徴は、上記直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４において、共振周波数が最も低い直列腕共振子Ｓ１の縦横比Ｔ１が、全ての直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４の縦横比の平均Ｔ０よりも大きくされていることにあり、それによって、損失、特に通過帯域高域側における損失を十分に小さくすることが可能とされていることにある。これを、具体的な実験例に基づき説明する。
　直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４を構成する圧電基板としてＬＮ基板を用いた。そして、電極主材料としてＡｌ、Ｃｕ、Ｐｔなどを成膜しパターニングすることにより、表１及び表２に示した電極指の対数、交叉幅及び縦横比を有する各ＩＤＴ電極を形成した。なお、反射器についても、同じ電極材料を用い、電極指の本数が１５本であるグレーティング型反射器を形成した。
　また、比較のために、上述した表１に示すように、複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４のＩＤＴ電極の電極指の対数、交叉幅及び縦横比が設定されたことを除いては、上記実施形態と同様にして構成された比較例１，２のラダー型弾性波フィルタ装置を作製した。
　なお、上記実施形態のラダー型弾性波フィルタ装置では、直列腕共振子Ｓ１の縦横比Ｔ１＝０．１８であり、Ｔ０＝０．１２であるため、Ｔ１＞Ｔ０である。
　また、比較例１では、Ｔ１＝０．１０であり、Ｔ０＝０．１０であるため、Ｔ１＝Ｔ０である。さらに、比較例２では、Ｔ１＝０．０７であり、Ｔ０＝０．１３であるため、Ｔ１＜Ｔ０である。
　図３は、上記実施形態に従って構成された実施例及び比較例１，２のラダー型弾性波フィルタの挿入損失特性を示す図である。図３において、実線が実施例の結果を、破線が比較例１の結果を、一点鎖線が比較例２の結果を示す。
　図３から明らかなように、比較例１，２では、通過帯域高域側端部である１９８０ＭＨｚ付近の通過帯域内において、損失が大きくなっているのに対し、本実施形態によれば、通過帯域内の通過帯域内において高域側の周波数域においても損失がさほど大きくならず、通過帯域内の高域側の周波数域における損失を大幅に低減し得ることがわかる。
　これは、後述するように、共振周波数が異なる複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４のうち、最も低い直列腕共振子Ｓ１の縦横比Ｔ１を、全直列腕共振子の縦横比の平均値であるＴ０よりも大きくしたことにより、通過帯域内における直列腕共振子Ｓ１の通過帯域高域側におけるリターンロス特性が改善されたことによると考えられる。これを、図４～図１１を参照して明らかにする。
　本願発明者は、通過帯域高域側端部近傍の通過帯域内における損失の低減が、最も共振周波数が低い直列腕共振子Ｓ１のリターンロス特性による影響であることを見出した。すなわち、最も共振周波数が低い直列腕共振子Ｓ１と、最も共振周波数が高い直列腕共振子Ｓ２のリターンロス特性が、フィルタ特性の通過帯域高域側の損失に影響しているのではないかと考え、これを確認した。
　図４～図７は、それぞれ、共振周波数が最も低い直列腕共振子Ｓ１において、縦横比を０．０７または０．１５とした場合のインピーダンス特性、位相特性、インピーダンススミスチャート及びリターンロス（ＲＬ）特性を示す図である。図４～図７において、実線が、縦横比＝０．１５の場合の特性を、破線が縦横比＝０．０７の場合の特性を示す。
　図４～図６に示すように、直列腕共振子Ｓ１の縦横比が０．０７の場合に比べ、０．１５と大きくすることにより、直列腕共振子Ｓ１の反共振特性が改善することがわかる。また、図７に示したように、通過帯域内の高域側の周波数におけるリターンロスが改善されることもわかる。
　すなわち、最も共振周波数の低い直列腕共振子Ｓ１の反共振周波数は、通過帯域である１９２０～１９８０ＭＨｚ付近にあるため、回折損による反共振特性が悪化すると、通過帯域内の高域側周波数域におけるリターンロスにまで悪影響が現れることがわかった。
　そこで、直列腕共振子Ｓ１の交叉幅を広くすることにより、回折損を低減し、反共振特性を改善した。なお、弾性波共振子の静電容量を変化させないために、交叉幅を広げた分だけ、電極指の対数を減らした。すなわち、縦横比を大きくした。
　他方、図８～図１１は、共振周波数が最も高い直列腕共振子Ｓ２の縦横比が０．０７または０．２０の場合のインピーダンス特性、位相特性、インピーダンススミスチャート及びリターンロス特性をそれぞれ示す図である。実線が０．２０の場合を、破線が０．０７の場合を示す。
　図８～図１１から明らかなように、共振周波数が最も高い直列腕共振子Ｓ２の縦横比が０．０７の場合には、０．２０の場合に比べ、縦横比を小さくすることにより、共振特性が改善し得ることがわかる。交叉幅が狭くなることにより、第２の直列腕共振子Ｓ２の反共振特性は劣化するが、リターンロスが悪化するのは、前述したように、共振周波数よりも高域側である。従って、通過帯域内におけるリターンロスは改善される。
　図４～図７及び図８～図１１の結果から明らかなように、共振周波数が異なる複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４を用いて広帯域化を図った場合、最も共振周波数が低い第１の直列腕共振子Ｓ１の縦横比がラダー型弾性波フィルタ１の通過帯域高域側の損失に影響することがわかる。
　最も共振周波数が高い直列腕共振子Ｓ２の共振周波数は通過帯域よりも高域側にあり、反共振周波数はさらに高域側に位置する。従って、直列腕共振子Ｓ２の回折損による反共振特性の悪化は通過帯域内のリターンロスにほとんど影響しないと考えられる。そこで、直列腕共振子Ｓ２の交叉幅を最も狭くし、抵抗損を低減し、共振特性の改善を試みた。また、弾性波共振子の静電容量を変化させないために、交叉幅を狭くした分だけ、電極指の対数を増加させた。すなわち、表１に示した実施形態のように、直列腕共振子Ｓ２の縦横比を小さくした。
　上記のように、本実施形態では、共振周波数が最も低い第１の直列腕共振子Ｓ１の縦横比を大きくすることにより、図４～図７に示したように、反共振特性が改善され、かつ図７に示したように、通過帯域内の高域側周波数域におけるリターンロスが改善されていることがわかる。
　また、本実施形態では、交叉幅が広げられたことにより、直列腕共振子Ｓ１の共振特性は劣化するものの、反共振特性が改善されているため、共振特性と反共振特性との間、すなわち共振周波数よりも高域側の周波数域のリターンロスは、共振周波数よりも低い周波数域におけるリターンロスに比べて悪化しない。共振周波数の最も低い第１の直列腕共振子Ｓ１では、共振周波数よりも高域側の周波数域が通過帯域となるため、通過帯域内におけるリターンロスは悪化し難いことがわかる。
　そこで、上記直列腕共振子Ｓ１の縦横比Ｔ１と、他の直列腕共振子Ｓ２～Ｓ４の縦横比を種々異ならせて、検討した結果、図３に示されているように、Ｔ１＞Ｔ０とすれば、広帯域化を図り、減衰量の拡大を図り得るだけでなく、通過帯域高域側における損失を十分に小さくし得ることを確認した。
　また、上記実施形態では、共振周波数が最も高い直列腕共振子Ｓ２の縦横比Ｔ２＝０．０７であり、Ｔ０＝０．１２よりも小さくされている。そのため、通過帯域内における高域側の周波数域における損失をより一層小さくすることができる。
　なお、上記実施形態では、弾性表面波を利用した弾性表面波共振子を用いたラダー型弾性波フィルタにつき説明したが、本発明は、弾性境界波を利用した弾性境界波装置を用い、各弾性波共振子を形成してもよい。すなわち、本発明のラダー型弾性波フィルタは、ラダー型弾性波境界波フィルタであってもよい。
　すなわち、図１２に略図的正面断面図で示す弾性境界波装置１６では、圧電体からなる圧電基板１７上に、誘電体１８が積層されている。圧電基板１７と誘電体１８との界面に、ＩＤＴを含む電極構造１９が設けられている。この電極構造１９として、前述した各実施形態の電極構造を形成することにより、本発明に従って、弾性境界波フィルタ装置を提供することができる。
　また、本発明のラダー型弾性波フィルタは、複数の帯域フィルタを備えるデュプレクサの帯域フィルタとして好適に用いられる。図１３（ａ），（ｂ）に示すデュプレクサ２１，２２は、複数の帯域フィルタとして、送信フィルタＴｘ及び受信フィルタＲｘを有する。このＲｘフィルタとして、本発明のラダー型弾性波フィルタを用いることにより、デュプレクサ２１，２２の損失の低減を図ることができる。
　１…ラダー型弾性波フィルタ
　２…入力端子
　３…出力端子
　１１…弾性表面波共振子
　１２…圧電基板
　１３…ＩＤＴ電極
　１４，１５…反射器
　１６…弾性境界波装置
　１７…圧電基板
　１８…誘電体
　１９…電極構造
　２１，２２…デュプレクサ
　Ｐ１～Ｐ４…第１～第４の並列腕共振子
　Ｓ１～Ｓ４…第１～第４の直列腕共振子

Claims (6)

  1. 　入力端と出力端とを結ぶ直列腕と、
    　前記直列腕とグラウンド電位とを接続している並列腕とを備えるラダー型弾性波フィルタであって、
    　前記直列腕において、少なくとも３つの直列腕共振子が互いに直列に接続されており、少なくとも３つの該直列腕共振子の共振周波数が異なっており、直列腕共振子における電極指交叉幅の電極指の対数に対する割合を縦横比としたときに、共振周波数が最も低い直列腕共振子の縦横比Ｔ１が、全ての直列腕共振子の縦横比の平均Ｔ０よりも大きくされている、ラダー型弾性波フィルタ。
  2. 　共振周波数が最も高い前記直列腕共振子の縦横比Ｔ２が、全ての直列腕共振子の縦横比の平均値Ｔ０よりも小さくされている、請求項１に記載のラダー型弾性波フィルタ。
  3. 　共振周波数が最も低い前記直列腕共振子の共振周波数が、通過帯域内において通過帯域の中心周波数よりも低域側に位置しており、共振周波数が最も高い直列腕共振子の共振周波数は、通過帯域外において、通過帯域よりも高域側に位置している、請求項１または２に記載のラダー型弾性波フィルタ。
  4. 　弾性表面波フィルタである、請求項１～３のいずれか１項に記載のラダー型弾性波フィルタ。
  5. 　弾性境界波フィルタである、請求項１～３のいずれか１項に記載のラダー型弾性波フィルタ。
  6. 　少なくとも２個のフィルタを備えるデュプレクサであって、少なくとも１個のフィルタが、請求項１～５のいずれか１項に記載のラダー型弾性波フィルタからなる、デュプレクサ。
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