WO2010050476A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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羊一 京野
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Sanken Electric Co Ltd
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    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/285—Single converters with a plurality of output stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
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    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a simple and inexpensive switching power supply device.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional switching power supply device.
  • the switching power supply device shown in FIG. 1 is a method called a current resonance type switching power supply device.
  • a DC voltage obtained by rectifying and smoothing an AC voltage from a commercial power supply is input as a DC input voltage Vin.
  • a switching element Q11 (first switching element) made of a MOSFET and a switching element Q12 (second switching element) made of a MOSFET are connected in series to both ends of a DC power supply Vin that supplies the DC input voltage Vin.
  • a voltage resonant capacitor Cv1 is connected between the drain and source of the switching element Q12 (or between the drain and source of the switching element Q11), and the resonant reactor Lr1, the primary winding Np1 of the transformer T1, and the current resonant capacitor Ci1
  • the 1st resonance circuit which consists of is connected.
  • the resonant reactor Lr1 is substituted by the leakage inductance of the transformer T1, for example.
  • a diode D1 is connected between the drain and source of the switching element Q12, and a diode D2 is connected between the drain and source of the switching element Q11.
  • Diodes D1 and D2 may be parasitic diodes of switching elements Q11 and Q12.
  • secondary windings Ns11 and Ns12 wound in a reverse phase are connected in series to the secondary side of the transformer T1.
  • the voltages generated in the secondary windings Ns11 and Ns12 are rectified by the diodes D11 and D12, smoothed by the output smoothing capacitor Co1, and output as the output voltage Vo1.
  • a gate signal having a dead time for preventing the switching elements Q11 and Q12 from being simultaneously turned on is alternately input from the control circuit 10 to the gates of the switching elements Q11 and Q12 with the same on width.
  • the output voltage Vo1 is fed back to the primary side control circuit 10 through an insulating means such as a photocoupler (not shown), and the switching frequency of the switching elements Q11 and Q12 is controlled by the control circuit 10 so that the output voltage Vo1 becomes a predetermined value. Is done.
  • the ripple current Co1i flowing through the output smoothing capacitor Co1 is about 50 to 70% of the output current, which is larger than a forward converter or the like in which current flows continuously.
  • An electrolytic capacitor generally used for the output smoothing capacitor Co1 has a specification of an allowable ripple current. In order to satisfy this specification, several electrolytic capacitors must be connected in parallel. For this reason, there existed a subject that cost and a mounting area increased.
  • Patent Document 1 discloses a method of reducing a ripple current of an electrolytic capacitor by connecting a plurality of circuits in parallel and operating them by shifting the phases of the respective circuits.
  • Patent Document 1 requires a circuit that divides the pulse signal output from the high-frequency oscillation circuit in the control circuit, and has a problem that the control circuit becomes complicated and expensive.
  • a first switching element and a second switching element are connected in series at both ends of a DC power source, and auxiliary is provided at both ends of the first switching element or the second switching element.
  • a first converter including a first rectifier circuit that rectifies a voltage generated in a secondary winding of the first transformer, wherein a primary winding of a first transformer having a winding and a first capacitor are connected in series;
  • a third switching element and a fourth switching element are connected in series to both ends of the DC power supply, and a primary winding and a second capacitor of a second transformer are connected in series to the third switching element or both ends of the fourth switching element.
  • a second converter including a second rectifier circuit connected and rectifying a voltage generated in the secondary winding of the second transformer; the first rectifier circuit; and the second rectifier circuit; A smoothing circuit for smoothing the current output from the auxiliary winding, a series resonant circuit composed of a resonant reactor and a resonant capacitor connected in series to the auxiliary winding, and the third switching element according to the current flowing through the series resonant circuit And a control circuit for turning on / off the fourth switching element.
  • a first switching element and a second switching element are connected in series to both ends of a direct current power source, and the first switching element or both ends of the second switching element are wound with opposite polarities.
  • a primary winding of a first transformer having a first auxiliary winding and a second auxiliary winding and a first capacitor are connected in series, and a first rectification for rectifying a voltage generated in a secondary winding of the first transformer.
  • a first converter having a circuit; a third switching element and a fourth switching element connected in series at both ends of the DC power supply; and a primary of a second transformer at both ends of the third switching element or the fourth switching element.
  • a second converter including a second rectifier circuit, in which a winding and a second capacitor are connected in series, and rectifies a voltage generated in a secondary winding of the second transformer; and the first rectifier circuit And a first series resonant circuit comprising a first resonant reactor and a first resonant capacitor connected in series to the first auxiliary winding, and a smoothing circuit for smoothing the current output from the second rectifier circuit; A first control circuit for turning on / off the third switching element according to a current of the first series resonance circuit; a second resonance reactor connected in series to the second auxiliary winding; and a second resonance capacitor. And a second control circuit for turning on / off the fourth switching element in accordance with a current of the second series resonance circuit.
  • a first switching element and a second switching element are connected in series to both ends of a DC power supply, and a primary winding and a first transformer are connected to both ends of the first switching element or the second switching element.
  • a first capacitor having a first rectifier circuit connected to a capacitor in series and rectifying a voltage generated in the secondary winding of the first transformer; a third switching element and a fourth switching element at both ends of the DC power supply; Are connected in series, the primary winding of the second transformer and the second capacitor are connected in series to both ends of the third switching element or the fourth switching element, and the secondary winding of the second transformer
  • a second converter comprising a second rectifier circuit for rectifying the generated voltage, a smoothing circuit for smoothing the current output from the first rectifier circuit and the second rectifier circuit,
  • a series resonance circuit including a resonance reactor and a resonance capacitor connected to both ends of the first switching element or the second switching element, and the third switching element and the fourth switching element according to a current flowing through the series resonance circuit
  • a first switching element and a second switching element are connected in series to both ends of a DC power source, and a primary winding and a first transformer are connected to both ends of the first switching element or the second switching element.
  • a third capacitor having a first secondary winding and a second secondary winding that are connected in series with each other and wound in opposite polarities around both ends of the first switching element or the second switching element;
  • a transformer primary winding and a third capacitor are connected in series, and a first converter including a first rectifier circuit for rectifying a voltage generated in the secondary winding of the first transformer; 3 switching elements and a fourth switching element are connected in series, and a primary winding and a second capacitor of a second transformer are connected to both ends of the third switching element or the fourth switching element.
  • a second converter having a second rectifier circuit connected to the column and rectifying a voltage generated in the secondary winding of the second transformer; and a current output from the first rectifier circuit and the second rectifier circuit.
  • a second series resonance circuit and a second control circuit for turning on / off the fourth switching element in accordance with a current of the second series resonance circuit are provided.
  • a first power factor correction circuit and a second power factor correction circuit are provided instead of the DC power source,
  • the first power factor improving circuit improves the power factor by turning on / off the rectified voltage obtained by rectifying the AC voltage of the AC power source by the first switch, converts the rectified voltage into a predetermined DC voltage, and supplies it to the first converter.
  • the second power factor correction circuit improves the power factor by turning on / off the rectified voltage obtained by rectifying the AC voltage by a second switch, and turns on the same as the ON width of the first switch of the first power factor correction circuit. A DC voltage is converted by a width and supplied to the second converter.
  • a voltage dividing DC power supply is provided in place of the DC power supply, and the first voltage is applied to both ends of the voltage dividing DC power supply.
  • a voltage dividing capacitor and a second voltage dividing capacitor are connected in series, a DC voltage of the first voltage dividing capacitor is supplied to the first converter, and a DC voltage of the second voltage dividing capacitor is supplied to the second converter. It is characterized by being.
  • At least one first transformer having a series resonant circuit including a resonant reactor and a resonant capacitor and a winding connected in series to the series resonant circuit, and the first switch circuit is turned on / off.
  • a first converter that receives input power from a first DC power source by operation and outputs output power from a secondary side of the first transformer or from a secondary side of another transformer; and a second transformer; A second converter that inputs input power from the first DC power source or the second DC power source by an on / off operation of a switch circuit and outputs output power from a secondary side of the second transformer; the first converter; A rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes output power output from the second converter and extracts a DC output; and on / off of the second switch circuit according to a current of the series resonance circuit Characterized in that it comprises a control circuit for controlling the work.
  • the control circuit turns on / off the switching element of the second converter according to the current of the series resonant circuit composed of the resonant reactor and the resonant capacitor. For this reason, the current discharged from the second converter to the output is a current out of phase with the current output from the first converter. For this reason, a parallel operation with a phase shift can be realized by simply adding a simple circuit, and the ripple current of the output smoothing capacitor can be greatly reduced.
  • FIG. 3 is an internal circuit diagram of a control circuit 11 of the switching power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a waveform diagram illustrating an operation of the switching power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a waveform diagram illustrating an operation of the switching power supply device according to the second embodiment. It is a circuit diagram which shows the structure of the switching power supply device which concerns on Example 3 of this invention.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of a first modification of the switching power supply device according to the third embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of a second modification of the switching power supply device according to the third embodiment. It is a circuit diagram which shows the structure of the switching power supply which concerns on Example 4 of this invention. It is a circuit diagram which shows the structure of the switching power supply device which concerns on Example 5 of this invention. It is a circuit diagram which shows the structure of the switching power supply apparatus which concerns on Example 6 of this invention.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the switching power supply apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the switching power supply device shown in FIG. 3 includes a DC power supply Vin (first DC power supply), a first converter 3, a second converter 4, and an output smoothing capacitor Co1.
  • the first converter 3 is provided with a transformer T1a (first transformer) having a primary winding Np1, secondary windings Ns11 and Ns12, and an auxiliary winding Na1 with respect to the conventional switching power supply device shown in FIG.
  • T1a first transformer
  • Np1 primary winding
  • secondary windings Ns11 and Ns12 secondary windings
  • auxiliary winding Na1 auxiliary winding
  • the second converter 4 has a switching element Q21 (third switching element) made of MOSFET and a switching element Q22 (fourth switching element) made of MOSFET in series at both ends of the DC power supply Vin. It is connected.
  • switching element Q11 and the switching element Q12 constitute a first switch circuit
  • switching element Q21 and the switching element Q22 constitute a second switch circuit
  • a voltage resonant capacitor Cv2 is connected between the drain and source of the switching element Q22 (or between the drain and source of the switching element Q21), and the resonant reactor Lr2 and the primary winding Np2 of the transformer T2 (second transformer)
  • a second resonance circuit composed of a current resonance capacitor Ci2 is connected.
  • the resonant reactor Lr2 is substituted by the leakage inductance of the transformer T2, for example.
  • a diode D3 is connected between the drain and source of the switching element Q22, and a diode D4 is connected between the drain and source of the switching element Q21.
  • Diodes D3 and D4 may be parasitic diodes of switching elements Q21 and Q22.
  • secondary windings Ns21 and Ns22 wound in a reverse phase are connected in series to the secondary side of the transformer T2.
  • the voltages generated in the secondary windings Ns21 and Ns22 are rectified by the diodes D21 and D22, smoothed by the output smoothing capacitor Co1, and output as the output voltage Vo1.
  • the diodes D11, D12, D21, D22 and the output smoothing capacitor Co1 constitute a rectifying / smoothing circuit.
  • the control circuit 11 is connected to the gates of the switching elements Q21 and Q22.
  • the control circuit 11 is connected to the series resonance circuit 1 (series resonance circuit 1) including a resonance reactor L1 connected to the auxiliary winding Na1 of the transformer T1a and the resonance capacitor C1. Circuit).
  • FIG. 4 is an internal circuit diagram of the control circuit 11 of the switching power supply according to the first embodiment.
  • a commutation diode D5 is connected between the base and emitter of the transistor Q1, and a series circuit of the series resonance circuit 1 and the auxiliary winding Na1 of the transformer T1a is connected. Yes.
  • the collector of the transistor Q1 is connected to the operating power supply Vcc1 of the control circuit 11 via a resistor R1, for example.
  • a driver 14 is connected to the connection point between the collector of the transistor Q1 and the resistor R1, and the output of the driver 14 is connected to the gate of the switching element Q22.
  • the inverter circuit 12 is connected to the connection point between the collector of the transistor Q1 and the resistor R1, and the output of the inverter circuit 12 is connected to the gate of the switching element Q21 via the driver 13.
  • the driver 13 includes a level shift circuit therein, and converts a signal based on the ground potential into a signal based on a connection point between the switching Q21 and the switching Q22.
  • the switching element Q11 and the switching element Q12 are alternately turned on / off with the same on width, and a sinusoidal wave is formed on the secondary side of the transformer T1a. Resonant currents D11i and D12i are released.
  • the collector voltage Q1vce of the transistor Q1 is switched in voltage level at an intermediate point (eg, time t2) between the ON periods of the switching elements Q11 and Q12.
  • the collector voltage of the transistor Q1 is output through the driver 14 as the gate signal Q22vgs of the switching element Q22. Further, the collector voltage of the transistor Q1 inverted by the inverter circuit 12 is output as the gate signal Q21vgs of the switching element Q21 via the driver 13.
  • the drivers 13 and 14 have delay circuits for preventing the switching elements Q21 and Q22 from being turned on simultaneously.
  • the second converter 4 When the gate signals Q21vgs and Q22vgs are input to the gates of the switching elements Q21 and Q22, the second converter 4 operates with the same frequency and a phase shift of 90 ° with respect to the first converter 3.
  • the resonance time constants of the resonant reactor Lr2 constituting the second resonant circuit, the primary winding Np2 of the transformer T2 and the current resonant capacitor Ci2, and the primary winding Np1 and current of the resonant reactor Lr1 constituting the first resonant circuit and the transformer T1a When the value is the same as the resonance time constant with the resonance capacitor Ci1, the currents D21i and D22i released from the second converter 4 to the output are in phase with the currents D11i and D12i output from the first converter 3. becomes a current shifted 90 °. For this reason, the ripple current Co1i flowing through the output smoothing capacitor Co1 is reduced to about one-fifth as compared with the case where the conventional single converter as shown in FIG. 1 is used.
  • the control circuit 11 changes the switching elements Q21 and Q22 of the second converter 4 in accordance with the current L1i of the series resonant circuit 1 including the resonant reactor L1 and the resonant capacitor C1. Turn on / off. That is, only by adding a simple circuit, a parallel operation with a phase shift can be realized, and the ripple current Co1i of the output smoothing capacitor Co1 can be greatly reduced.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the switching power supply of the second embodiment shown in FIG. 6 differs from the switching power supply of the first embodiment shown in FIG. 3 only in the transformer T1b, the transistors Q1 and Q2, and the diodes D5 and D6. To do.
  • the transformer T1b (first transformer) has a primary winding Np1, secondary windings Ns11 and Ns12, and auxiliary windings Nb1 and Nb2.
  • the auxiliary winding Nb1 (first auxiliary winding) and the auxiliary winding Nb2 (second auxiliary winding) are wound so as to have opposite phases (reverse polarity).
  • a commutation diode D5 is connected between the base and emitter of the transistor Q1 (first control circuit), and a series resonance circuit 1 (first series resonance circuit) including a resonance reactor L1 and a resonance capacitor C1; A series circuit with the auxiliary winding Nb1 of the transformer T1b is connected.
  • the emitter of the transistor Q1 is connected to the source of the switching element Q21, and the collector of the transistor Q1 is connected to the gate of the switching element Q21.
  • the collector of the transistor Q1 is connected to the operating power supply Vcc2 with reference to the connection point between the switching element Q21 and the switching element Q22 via the resistor R1.
  • a commutation diode D6 is connected between the base and emitter of the transistor Q2 (second control circuit), and a series resonance circuit 2 (second series resonance circuit) including a resonance reactor L2 and a resonance capacitor C2; A series circuit with the auxiliary winding Nb2 of the transformer T1b is connected.
  • the emitter of the transistor Q2 is connected to the source of the switching element Q22, and the collector of the transistor Q2 is connected to the gate of the switching element Q22.
  • the collector of the transistor Q2 is connected to the operating power supply Vcc3 with reference to the ground via a resistor R2.
  • the switching element Q11 and the switching element Q12 are alternately turned on / off with the same on width, and a sinusoidal wave is formed on the secondary side of the transformer T1b. Resonant currents D11i and D12i are released.
  • the transistors Q1 and Q2 are turned on only during a period in which a positive current is flowing through the series resonant circuits 1 and 2. While the transistors Q1 and Q2 are off, gate signals are input to the switching elements Q21 and Q22 by the resistors R1 and R2.
  • the switching elements Q21 and Q22 have the same frequency as the first converter 3a.
  • the gate signals Q21vgs and Q22vgs whose phases are shifted by 90 ° are alternately input.
  • the ripple current Co1i of the output smoothing capacitor Co1 can be reduced.
  • the dead time can be generated by delaying the ON time according to the time constant of the resistors R1 and R2 and the gate capacitances of the switching elements Q21 and Q22, and the delay circuit and the level shift circuit can be eliminated as compared with the first embodiment. .
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing the configuration of the switching power supply according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the switching power supply device according to the third embodiment shown in FIG. 8 is different from the switching power supply device according to the second embodiment shown in FIG. 6 in that the transistors Q1 and Q3 (first drive circuit) connected to the totem pole type and the totem pole type connection are used. The difference is that provided transistors Q2 and Q4 (second drive circuit) are provided.
  • One end of the series resonant circuit 1 of the resonant reactor L1 and the resonant capacitor C1 is connected to the bases of the transistors Q1 and Q3, and the emitters of the transistors Q1 and Q3 are connected to the gate of the switching element Q21.
  • the collector of the transistor Q3 is connected to the source of the switching element Q21, and the collector of the transistor Q1 is connected to the operating power supply Vcc2 via the resistor R1.
  • One end of the series resonant circuit 2 of the resonant reactor L2 and the resonant capacitor C2 is connected to the bases of the transistors Q2 and Q4, and the emitters of the transistors Q2 and Q4 are connected to the gate of the switching element Q22.
  • the collector of the transistor Q4 is connected to the source of the switching element Q22, and the collector of the transistor Q2 is connected to the operating power supply Vcc3 via the resistor R2.
  • the series resonant circuits 1 and 2 receive positive and negative symmetrical triangular wave currents that are 90 ° out of phase with respect to the first converter 3a, and the transistors Q1 and Q3 and the transistors Q2 and Q2, respectively. It flows between the base and emitter of Q4.
  • Base current flows through the transistors Q1 and Q2 when the current of the series resonant circuits 1 and 2 is positive, and voltage is applied from the operating power supply Vcc2 and Vcc3 to the gates of the switching elements Q21 and Q22 by the amplification action of the transistors Q1 and Q2.
  • the base current flows through the transistors Q3 and Q4 during a period when the current of the series resonant circuits 1 and 2 is negative, and the gate voltages of the switching elements Q21 and Q22 are pulled out by the amplification action of the transistors Q3 and Q4.
  • the switching elements Q21 and Q22 are alternately inputted with gate signals having the same frequency and a phase shift of 90 ° with respect to the first converter 3a. Thereby, the ripple current of the output smoothing capacitor Co1 can be reduced as in the first embodiment.
  • the input signal to the totem pole type drive circuit is not a voltage source but a current source from the series resonance circuits 1 and 2, the current of the series resonance circuits 1 and 2 is Even if the current is inverted, the transistor cannot be turned off until the current value reaches the minority carrier charge amount accumulated in the base of the transistor, and a delay time is generated with respect to switching of the current direction.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of a first modification of the switching power supply according to the third embodiment.
  • the delay time of the drive circuit is eliminated.
  • the first modification of FIG. 9 differs from the third embodiment shown in FIG. 8 only in the drive circuit, and therefore, description of other common parts is omitted.
  • diodes D7 and D8 having a low forward voltage drop are added between the collectors and bases of the transistors Q1 and Q3. Although not shown, diodes are similarly added to the transistors Q2 and Q4.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a second modification of the switching power supply according to the third embodiment.
  • the second modification shown in FIG. 10 adds diodes D9 and D10 (second diodes) between the series resonance circuit 1 and the bases of the transistors Q1 and Q3 with respect to the first modification shown in FIG.
  • a resistor R3 is added between the base and emitter of the transistor Q1.
  • diodes and resistors are similarly added to the transistors Q2 and Q4.
  • the delay time can be shortened in the same way as the drive circuit shown in FIG. Further, when the current of the series resonant circuits 1 and 2 switches from negative to positive, initially, the current flows through the resistor R3, so that the transistor Q1 is not immediately turned on. The base current flows after the voltage drop of the resistor R3 reaches the base-emitter voltage of the transistor Q1, and the transistor Q1 is turned on. Therefore, the timing at which the switching elements Q21 and Q22 are switched from OFF to ON, that is, the dead time can be adjusted by the resistance values of the resistors R1 and R2.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the series resonant circuits 1 and 2 are connected to the auxiliary windings Nb1 and Nb2 of the transformer T1b.
  • Example 4 shown in FIG. 11 a transformer T3 (first transformer) having a primary winding Np3 and secondary windings Ns31 and Ns32 is provided, and one end of the secondary winding Ns31 of the transformer T3 is provided.
  • One end of the series resonance circuit 1 is connected, and one end of the series resonance circuit 2 is connected to one end of the secondary winding Ns32 of the transformer T3.
  • a series circuit of a capacitor C3 and a primary winding Np3 of the transformer T3 is connected to both ends of the switching element Q12.
  • the transformer T1 constitutes another transformer.
  • the first and second converters have resonant capacitors Lr1 and Lr2, primary windings Np1 and Np2 of transformers T1a and T2, and resonant operations of the first resonant circuit and the second resonant circuit by the current resonant capacitors Ci1 and Ci2, respectively.
  • Ci1 and Ci2 are amplified, and the voltages are generated in the secondary windings Ns11, Ns12, Ns21, and Ns22 to transmit energy.
  • the voltages generated in the secondary windings Ns11, Ns12, Ns21, and Ns22 of the transformers T1a and T2 are large due to variations in the resonance reactors Lr1 and Lr2, the inductance of the primary winding, the capacitance of the current resonance capacitors Ci1 and Ci2, and the like. May be different. Since the secondary side of the transformers T1a and T2 does not control the current between the rectifier diodes D11, D12, D21, and D22 and the output smoothing capacitor Co1, the side where the secondary winding voltage is low is the secondary winding voltage. Becomes a voltage lower than the voltage of the output smoothing capacitor Co1.
  • rectifier diodes D11 and D12 or D21 and D22 are not conducted, and power is supplied by only one of the two converters 3 and 4. That is, originally, the power supplied by the two converters 3 and 4 is carried by one converter, and there is a risk of heat generation of each switching element.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
  • the switching power supply device according to the fifth embodiment shown in FIG. 12 replaces the direct current power supply Vin of the switching power supply device according to the fourth embodiment shown in FIG.
  • a first PFC circuit 23 (first power factor correction circuit) including an element Q31 (first switch), a diode D31, and a capacitor C31 (first DC power supply), a switching element Q41 (second switch) including a boost reactor L41 and a MOSFET
  • the second PFC circuit 24 (second power factor correction circuit) including the diode D41 and the capacitor C41 (second DC power supply) and the control circuit 15 are provided.
  • the first PFC circuit 23 is connected to both ends of a series circuit of the switching element Q11 and the switching element Q12.
  • the first PFC circuit 23 uses a rectified voltage obtained by rectifying the AC voltage of the AC power supply AC by the full-wave rectifier circuit DB. It is turned on / off by control to improve the power factor and convert it to a predetermined DC voltage.
  • the second PFC circuit 24 is connected to both ends of the series circuit of the switching element Q21 and the switching element Q22, and the rectified voltage obtained by rectifying the AC voltage of the AC power supply AC by the full-wave rectifier circuit DB is used. It is turned on / off by control to improve the power factor, and is converted to a DC voltage with the same ON width as the ON width of the first PFC circuit 23.
  • the two PFC circuits 23 and 24 are controlled by one control circuit 15. That is, only the output voltage of the first PFC circuit 23 connected to the first converter 3b is controlled by the control circuit 15, the output voltage of the second PFC circuit 24 is not monitored, and the ON width of the first PFC circuit 23 that is voltage controlled. It is operated with the same ON width (ON width of switching element Q41) as (ON width of switching element Q31).
  • the output voltage of the second PFC circuit 24 is lower than the output voltage of the first PFC circuit 23.
  • the output voltage of the second PFC circuit 24 becomes higher than the output voltage of the first PFC circuit 23.
  • the voltage of the current resonance capacitor Ci2 changes, and the voltage generated in the secondary windings Ns21 and Ns22 of the transformer T2 changes.
  • the output voltage of the second PFC circuit 24 decreases, and the voltages generated in the secondary windings Ns21 and Ns22 of the transformer T2 together. Decreases, and the power output from the second converter 4 decreases. For this reason, it becomes a stable operation when the power output from the first converter 3b and the second converter 4 is balanced. That is, the current balance of the two converters 3b and 4 can be realized by adding only the PFC circuits 23 and 24 without performing complicated control.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
  • a voltage dividing capacitor C33 first voltage dividing capacitor, first DC power supply
  • a voltage dividing capacitor C43 second voltage dividing capacitor, second DC power supply
  • the series circuit of the switching element Q11 and the switching element Q12 is connected to both ends of the voltage dividing capacitor C33, and the series circuit of the switching element Q21 and the switching element Q22 is connected to both ends of the voltage dividing capacitor C43.
  • the voltage across the voltage dividing capacitors C33 and C43 is a voltage obtained by dividing the DC voltage of the DC power supply Vin in half.
  • the input voltage of the second converter 4 decreases, the voltage generated in the secondary windings Ns21 and Ns22 of the transformer T2 decreases, and the power output from the second converter 4 decreases. For this reason, it becomes a stable operation when the power output from the first converter 3b and the second converter 4 is balanced.
  • the voltage across the voltage dividing capacitor C43 rises compared to the voltage across the voltage dividing capacitor C33. That is, the input voltage of the second converter 4 rises, the voltage generated in the secondary windings Ns21 and Ns22 of the transformer T2 rises, and the power output from the second converter 4 increases. For this reason, it becomes a stable operation when the power output from the first converter 3b and the second converter 4 is balanced. That is, the current balance between the two converters 3b and 4 can be realized with a simple configuration.
  • this invention is not limited to the Example mentioned above.
  • the current resonance type switching power supply device is illustrated, but the present invention can also be applied to a push-pull type switching power supply device.
  • first PFC circuit 23 and the second PFC circuit 24 of the switching power supply device of the fifth embodiment shown in FIG. 12 may be applied to any of the switching power supply devices of the first to third embodiments.
  • the voltage dividing capacitor C33 and the voltage dividing capacitor C43 of the switching power supply device of the sixth embodiment shown in FIG. 13 may be applied to any one of the switching power supply devices of the first to third embodiments.

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Abstract

　スイッチング電源装置の第１コンバータ３は、直流電源Ｖｉｎの両端にスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が直列に接続され、スイッチング素子Ｑ１２の両端に補助巻線Ｎａ１を有するトランスＴ１の一次巻線Ｎｐ１とコンデンサＣｉ１とが直列に接続され、トランスＴ１の二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２に発生した電圧を整流するダイオードＤ１１，Ｄ１２を備える。第２コンバータ４は、直流電源Ｖｉｎの両端にスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２が直列に接続され、スイッチング素子Ｑ２２の両端にトランスＴ２の一次巻線Ｎｐ２とコンデンサＣｉ２とが直列に接続され、トランスＴ２の二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生した電圧を整流するダイオードＤ２１，Ｄ２２を備える。直列共振回路１は、補助巻線Ｎａ１に直列に接続された共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１とからなり、制御回路１１は、直列共振回路１に流れる電流に応じてスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２をオン／オフさせる。

Description

スイッチング電源装置
　本発明は、簡単で安価なスイッチング電源装置に関する。
　図１は従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１に示すスイッチング電源装置は、電流共振型スイッチング電源装置と呼ばれる方式で、例えば商用電源からの交流電圧を整流平滑した直流電圧を直流入力電圧Ｖｉｎとして入力する。直流入力電圧Ｖｉｎを供給する直流電源Ｖｉｎの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１１(第１スイッチング素子)とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１２(第２スイッチング素子)とが直列に接続されている。
　スイッチング素子Ｑ１２のドレイン－ソース間（又はスイッチング素子Ｑ１１のドレイン－ソース間でも良い）には電圧共振コンデンサＣｖ１が接続されるとともに、共振リアクトルＬｒ１とトランスＴ１の一次巻線Ｎｐ１と電流共振コンデンサＣｉ１とからなる第１共振回路が接続されている。共振リアクトルＬｒ１は例えばトランスＴ１のリーケージインダクタンスによって代用される。
　スイッチング素子Ｑ１２のドレイン－ソース間にはダイオードＤ１が接続され、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン－ソース間にはダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の寄生ダイオードであってもよい。
　また、トランスＴ１の二次側には、それぞれが逆相となるように巻回された二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２が直列に接続されている。二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２に発生する電圧はダイオードＤ１１，Ｄ１２により整流され、出力平滑コンデンサＣｏ１により平滑されて出力電圧Ｖｏ１として出力される。
　スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が同時にオンとなるのを防止するデッドタイムを設けたゲート信号が、制御回路１０からスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のゲートに交互に同じオン幅で入力される。
　スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が交互にオン／オフすると、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２には図２に示すような共振電流Ｑ１１ｉ，Ｑ１２ｉが流れ、トランスＴ１の二次側にはダイオードＤ１１，Ｄ１２を通して正弦波状の共振電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉが放出される。
　出力電圧Ｖｏ１は、図示しないフォトカプラなどの絶縁手段を介して一次側の制御回路１０に帰還され、制御回路１０により出力電圧Ｖｏ１が所定値となるようにスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数が制御される。
　この電流共振型スイッチング電源装置では、図２に示すようにそれぞれのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン時には、電流がマイナス方向（ダイオードＤ２，Ｄ１に流れる電流）に流れているため、スイッチング損失が発生しない。また、共振動作を行っているため、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオフ時のサージ電圧も発生しない。このため、低耐圧のスイッチング素子を使用でき、高効率の電源を構成するのに極めて有効な方式である。
　しかしながら、図１に示す電流共振型スイッチング電源装置では、二次側には正弦波状の電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉが交互に流れるため、電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉは不連続動作となる。このため、出力平滑コンデンサＣｏ１に流れるリップル電流Ｃｏ１ｉは、出力電流のおよそ５～７割程度となり、電流が連続的に流れるフォワードコンバータなどと比較すると大きい。出力平滑コンデンサＣｏ１に一般的に使用される電解コンデンサは、許容リップル電流の規定があり、この規定を満足するためには電解コンデンサを何本か並列接続しなければならない。このため、コスト及び実装面積が増加するという課題を有していた。
　この課題を解決するものとして、特許文献１は、複数の回路を並列に接続し、それぞれの回路の位相をずらして動作させることにより電解コンデンサのリップル電流を軽減する方法を開示している。
特開平４－１０５５５２号公報
　しかしながら、特許文献１の方式では、制御回路内の高周波発振回路の出力するパルス信号を分周する回路などが必要になり、制御回路が複雑化するとともに高価になるという課題を有していた。
　本発明は、簡単で且つ安価な回路により位相をずらした並列動作を実現することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
　前記課題を解決するために、第１の発明は、直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に補助巻線を有する第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、前記補助巻線に直列に接続された共振リアクトルと共振コンデンサとからなる直列共振回路と、前記直列共振回路に流れる電流に応じて前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる制御回路とを備えることを特徴とする。
　第２の発明は、直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に互いに逆極性に巻回された第１補助巻線と第２補助巻線とを有する第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、前記第１補助巻線に直列に接続された第１共振リアクトルと第１共振コンデンサとからなる第１直列共振回路と、前記第１直列共振回路の電流に応じて前記第３スイッチング素子をオン／オフさせる第１制御回路と、前記第２補助巻線に直列に接続された第２共振リアクトルと第２共振コンデンサとからなる第２直列共振回路と、前記第２直列共振回路の電流に応じて前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる第２制御回路とを備えることを特徴とする。
　第３の発明は、直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に接続された共振リアクトルと共振コンデンサとからなる直列共振回路と、前記直列共振回路に流れる電流に応じて前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる制御回路とを備えることを特徴とする。
　第４の発明は、直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に互いに逆極性に巻回された第１の二次巻線及び第２の二次巻線を有する第３トランスの一次巻線と第３コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、前記第３トランスの第１の二次巻線に直列に接続された第１共振リアクトルと第１共振コンデンサとからなる第１直列共振回路と、前記第１直列共振回路の電流に応じて前記第３スイッチング素子をオン／オフさせる第１制御回路と、前記第３トランスの第２の二次巻線に直列に接続された第２共振リアクトルと第２共振コンデンサとからなる第２直列共振回路と、前記第２直列共振回路の電流に応じて前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる第２制御回路とを備えることを特徴とする。
　第５の発明は、請求項１乃至請求項８のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記直流電源に代えて、第１力率改善回路と第２力率改善回路とを設け、前記第１力率改善回路は、交流電源の交流電圧を整流した整流電圧を第１スイッチによりオン／オフして力率を改善するとともに所定の直流電圧に変換して前記第１コンバータに供給し、前記第２力率改善回路は、前記交流電圧を整流した整流電圧を第２スイッチによりオン／オフして力率を改善するとともに前記第１力率改善回路の第１スイッチのオン幅と同じオン幅で直流電圧に変換して前記第２コンバータに供給することを特徴とする。
　第６の発明は、請求項１乃至請求項８のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記直流電源に代えて、分圧用直流電源を設けるとともに、前記分圧用直流電源の両端に第１分圧コンデンサと第２分圧コンデンサとが直列に接続され、前記第１分圧コンデンサの直流電圧が前記第１コンバータに供給され、前記第２分圧コンデンサの直流電圧が前記第２コンバータに供給されることを特徴とする。
　第７の発明は、共振リアクトルと共振コンデンサとからなる直列共振回路と、前記直列共振回路に直列に接続される巻線を有する第１トランスを少なくとも１つ備え、第１スイッチ回路のオン／オフ動作により第１直流電源から入力電力を入力し、前記第１トランスの二次側から、又は他のトランスの二次側から出力電力を出力する第１コンバータと、第２トランスを備え、第２スイッチ回路のオン／オフ動作により前記第１直流電源又は第２直流電源から入力電力を入力し、前記第２トランスの二次側から出力電力を出力する第２コンバータと、前記第１コンバータと前記第２コンバータとから出力される出力電力を整流平滑して直流出力を取り出す整流平滑回路と、前記直列共振回路の電流に応じて前記第２スイッチ回路のオン／オフ動作を制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
　本発明によれば、制御回路は、共振リアクトルと共振コンデンサとからなる直列共振回路の電流に応じて第２コンバータのスイッチング素子をオン／オフさせる。このため、第２コンバータから出力に放出される電流は、第１コンバータから出力される電流に対して位相がずれた電流となる。このため、簡単な回路を追加するのみで、位相をシフトさせた並列動作を実現でき、出力平滑コンデンサのリップル電流を大幅に軽減できる。
従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 実施例１に係るスイッチング電源装置の制御回路１１の内部回路図である。 実施例１に係るスイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 実施例２に係るスイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 実施例３に係るスイッチング電源装置の第１変形例の回路図である。 実施例３に係るスイッチング電源装置の第２変形例の回路図である。 本発明の実施例４に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例５に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例６に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
　以下、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
　図３は本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図３に示すスイッチング電源装置は、直流電源Ｖｉｎ（第１直流電源）、第１コンバータ３、第２コンバータ４、出力平滑コンデンサＣｏ１を有している。
　第１コンバータ３は、図１に示す従来のスイッチング電源装置に対して、一次巻線Ｎｐ１と二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２と補助巻線Ｎａ１とを有するトランスＴ１ａ(第１トランス)を設けた点が異なるのみであり、その他の構成は同じであるので、その説明は省略する。
　第２コンバータ４は、第１コンバータ３と同様に、直流電源Ｖｉｎの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２１(第３スイッチング素子)とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２２(第４スイッチング素子)とが直列に接続されている。
　なお、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とは、第１スイッチ回路を構成し、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２とは、第２スイッチ回路を構成する。
　スイッチング素子Ｑ２２のドレイン－ソース間（又はスイッチング素子Ｑ２１のドレイン－ソース間でもよい）には電圧共振コンデンサＣｖ２が接続されるとともに、共振リアクトルＬｒ２とトランスＴ２(第２トランス)の一次巻線Ｎｐ２と電流共振コンデンサＣｉ２とからなる第２共振回路が接続されている。共振リアクトルＬｒ２は例えばトランスＴ２のリーケージインダクタンスによって代用される。
　スイッチング素子Ｑ２２のドレイン－ソース間にはダイオードＤ３が接続され、スイッチング素子Ｑ２１のドレイン－ソース間にはダイオードＤ４が接続されている。ダイオードＤ３，Ｄ４は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の寄生ダイオードであってもよい。
　また、トランスＴ２の二次側には、それぞれが逆相（逆極性）となるように巻回された二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２が直列に接続されている。二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生する電圧はダイオードＤ２１，Ｄ２２により整流され、出力平滑コンデンサＣｏ１により平滑されて出力電圧Ｖｏ１として出力される。
　なお、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２と出力平滑コンデンサＣｏ１とは、整流平滑回路を構成する。
　スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲートには制御回路１１が接続され、制御回路１１には、トランスＴ１ａの補助巻線Ｎａ１に接続された共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１とからなる直列共振回路１（直列共振回路）が接続されている。
　図４は実施例１に係るスイッチング電源装置の制御回路１１の内部回路図である。図４に示す制御回路１１において、トランジスタＱ１のベース－エミッタ間には、転流用のダイオードＤ５が接続されるとともに、直列共振回路１とトランスＴ１ａの補助巻線Ｎａ１との直列回路が接続されている。
　トランジスタＱ１のコレクタは、例えば制御回路１１の動作電源Ｖｃｃ１に抵抗Ｒ１を介して接続されている。トランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ１との接続点にはドライバ１４が接続され、ドライバ１４の出力はスイッチング素子Ｑ２２のゲートに接続されている。
　また、トランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ１との接続点にはインバータ回路１２が接続され、インバータ回路１２の出力はドライバ１３を介してスイッチング素子Ｑ２１のゲートに接続されている。ドライバ１３は、図示していないが、内部でレベルシフト回路が構成され、グランド電位を基準とした信号をスイッチングＱ２１とスイッチングＱ２２との接続点を基準にした信号に変換している。
　次にこのように構成された実施例１のスイッチング電源装置の動作について、図５に示す動作波形図を参照しながら説明する。
　まず、第１コンバータ３は、図１に示す従来例と同様にスイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とが交互に同じオン幅でオン／オフを繰り返して、トランスＴ１ａの二次側には正弦波状の共振電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉが放出される。
　スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とが交互にオン／オフすることにより、トランスＴ１ａの補助巻線Ｎａ１には正負対称の方形波状の交流電圧Ｎａ１ｖが発生する。この交流電圧Ｎａ１ｖが共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１との直列共振回路１に印加されることにより、直列共振回路１にはトランジスタＱ１のベース－エミッタ間、又はダイオードＤ５を通して三角波状の電流Ｌ１ｉが流れる。
　このような共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１との直列共振回路１に交流電圧Ｎａ１ｖを印加した場合、電流は電圧に対して９０°位相が遅れる。このため、直列共振回路１に流れる電流Ｌ１ｉは、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン期間の中間点（例えば時刻ｔ２）で正負が切り替わる。
　この電流Ｌ１ｉはトランジスタＱ１のベース電流として流れるため、トランジスタＱ１のコレクタ電圧Ｑ１ｖｃｅは、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン期間の中間点（例えば時刻ｔ２）で電圧レベルが切り替わる。
　トランジスタＱ１のコレクタ電圧は、ドライバ１４を通してスイッチング素子Ｑ２２のゲート信号Ｑ２２ｖｇｓとして出力される。また、インバータ回路１２によって反転されたトランジスタＱ１のコレクタ電圧は、ドライバ１３を介してスイッチング素子Ｑ２１のゲート信号Ｑ２１ｖｇｓとして出力される。
　なお、ドライバ１３，１４は、図示していないが、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の同時オンを防止するための遅延回路を内部に有している。
　このようなゲート信号Ｑ２１ｖｇｓ，Ｑ２２ｖｇｓがスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲートに入力されることにより、第２コンバータ４は、第１コンバータ３に対して周波数が等しく、位相が９０°ずれた動作となる。
　第２共振回路を構成する共振リアクトルＬｒ２とトランスＴ２の一次巻線Ｎｐ２と電流共振コンデンサＣｉ２との共振時定数を、第１共振回路を構成する共振リアクトルＬｒ１とトランスＴ１ａの一次巻線Ｎｐ１と電流共振コンデンサＣｉ１との共振時定数と同様の値とした場合には、第２コンバータ４から出力に放出される電流Ｄ２１ｉ，Ｄ２２ｉは、第１コンバータ３から出力される電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉに対して位相が９０°ずれた電流となる。このため、出力平滑コンデンサＣｏ１に流れるリップル電流Ｃｏ１ｉは、図１に示すような従来の１つのコンバータで構成した場合に比べて、およそ５分の１程度に軽減される。
　このように実施例１のスイッチング電源装置によれば、制御回路１１は、共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１とからなる直列共振回路１の電流Ｌ１ｉに応じて第２コンバータ４のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２をオン／オフさせる。即ち、簡単な回路を追加するのみで、位相をシフトさせた並列動作を実現でき、出力平滑コンデンサＣｏ１のリップル電流Ｃｏ１ｉを大幅に軽減できる。
　図６は本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図６に示す実施例２のスイッチング電源装置は、図３に示す実施例１のスイッチング電源装置に対して、トランスＴ１ｂ、トランジスタＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ５，Ｄ６のみが異なるので、この部分のみを説明する。
　トランスＴ１ｂ(第１トランス)は、一次巻線Ｎｐ１と二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２と補助巻線Ｎｂ１，Ｎｂ２とを有している。補助巻線Ｎｂ１(第１補助巻線)と補助巻線Ｎｂ２(第２補助巻線)とは、互いに逆相（逆極性）となるように巻回されている。
　トランジスタＱ１(第１制御回路)のベース－エミッタ間には、転流用のダイオードＤ５が接続されるとともに、共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１とからなる直列共振回路１(第１直列共振回路)と、トランスＴ１ｂの補助巻線Ｎｂ１との直列回路が接続されている。トランジスタＱ１のエミッタは、スイッチング素子Ｑ２１のソースに接続され、トランジスタＱ１のコレクタは、スイッチング素子Ｑ２１のゲートに接続されている。トランジスタＱ１のコレクタは、抵抗Ｒ１を介して、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２との接続点を基準とした動作電源Ｖｃｃ２に接続されている。
　トランジスタＱ２(第２制御回路)のベース－エミッタ間には、転流用のダイオードＤ６が接続されるとともに、共振リアクトルＬ２と共振コンデンサＣ２とからなる直列共振回路２(第２直列共振回路)と、トランスＴ１ｂの補助巻線Ｎｂ２との直列回路が接続されている。トランジスタＱ２のエミッタは、スイッチング素子Ｑ２２のソースに接続され、トランジスタＱ２のコレクタは、スイッチング素子Ｑ２２のゲートに接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒ２を介して、グランドを基準とした動作電源Ｖｃｃ３に接続されている。
　次にこのように構成された実施例２のスイッチング電源装置の動作について、図７に示す動作波形図を参照しながら説明する。
　まず、第１コンバータ３ａは、図１に示す従来例と同様にスイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とが交互に同じオン幅でオン／オフを繰り返して、トランスＴ１ｂの二次側には正弦波状の共振電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉが放出される。
　スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とが交互にオン／オフすることにより、トランスＴ１ｂの補助巻線Ｎｂ１，Ｎｂ２には正負対称の方形波状の交流電圧Ｎｂ１ｖ，Ｎｂ２ｖがそれぞれ正負反転した波形として発生する。この交流電圧Ｎｂ１ｖ，Ｎｂ２ｖが共振リアクトルＬ１，Ｌ２と共振コンデンサＣ１，Ｃ２の直列共振回路１，２に印加されることにより、直列共振回路１，２にはトランジスタＱ１，Ｑ２のベース－エミッタ間、又はダイオードＤ５，Ｄ６を通して三角波状の電流Ｌ１ｉ，Ｌ２ｉが流れる。
　このような共振リアクトルＬ１，Ｌ２と共振コンデンサＣ１，Ｃ２との直列共振回路１，２に交流電圧Ｎｂ１ｖ，Ｎｂ２ｖを印加した場合、電流は電圧に対して９０°位相が遅れる。このため、直列共振回路１，２に流れる電流Ｌ１ｉ，Ｌ２ｉは、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン期間の中間点（例えば時刻ｔ２）で正負が切り替わる。
　この電流Ｌ１ｉ，Ｌ２ｉはトランジスタＱ１，Ｑ２のベース電流として流れるため、トランジスタＱ１，Ｑ２は、直列共振回路１，２に正の電流が流れている期間のみオンとなる。トランジスタＱ１，Ｑ２がオフの期間には抵抗Ｒ１，Ｒ２によりスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２にゲート信号が入力される。
　即ち、図６に示す構成を採用することにより、直列共振回路１，２の電流Ｌ１ｉ，Ｌ２ｉは正負反転した電流であるので、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２には第１コンバータ３ａに対して周波数が等しく、位相が９０°ずれたゲート信号Ｑ２１ｖｇｓ，Ｑ２２ｖｇｓが交互に入力される。
　これにより、実施例１と同様に出力平滑コンデンサＣｏ１のリップル電流Ｃｏ１ｉを軽減することができる。また、デッドタイムは、抵抗Ｒ１，Ｒ２とスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲート容量との時定数により、オン時刻を遅らせることにより生成でき、実施例１に比べて、遅延回路やレベルシフト回路を削除できる。
　図８は本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図８に示す実施例３のスイッチング電源装置は、図６に示す実施例２のスイッチング電源装置に対して、トーテムポール型接続されたトランジスタＱ１，Ｑ３(第１ドライブ回路)と、トーテムポール型接続されたトランジスタＱ２，Ｑ４(第２ドライブ回路)とを設けた点が異なる。
　共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１との直列共振回路１の一端は、トランジスタＱ１，Ｑ３のベースに接続され、トランジスタＱ１，Ｑ３のエミッタは、スイッチング素子Ｑ２１のゲートに接続されている。トランジスタＱ３のコレクタは、スイッチング素子Ｑ２１のソースに接続され、トランジスタＱ１のコレクタは、抵抗Ｒ１を介して動作電源Ｖｃｃ２に接続されている。
　共振リアクトルＬ２と共振コンデンサＣ２との直列共振回路２の一端は、トランジスタＱ２，Ｑ４のベースに接続され、トランジスタＱ２，Ｑ４のエミッタは、スイッチング素子Ｑ２２のゲートに接続されている。トランジスタＱ４のコレクタは、スイッチング素子Ｑ２２のソースに接続され、トランジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒ２を介して動作電源Ｖｃｃ３に接続されている。
　このような構成において、直列共振回路１，２には実施例２と同様に第１コンバータ３ａに対して９０°位相のずれた正負対称の三角波状の電流が、トランジスタＱ１，Ｑ３及びトランジスタＱ２，Ｑ４のベース－エミッタ間に流れる。
　直列共振回路１，２の電流が正の期間にはトランジスタＱ１，Ｑ２にベース電流が流れ、トランジスタＱ１，Ｑ２の増幅作用によって動作電源Ｖｃｃ２，Ｖｃｃ３からスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲートに電圧が印加される。
　一方、直列共振回路１，２の電流が負の期間にはトランジスタＱ３，Ｑ４にベース電流が流れ、トランジスタＱ３，Ｑ４の増幅作用によってスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲート電圧が引き抜かれる。
　即ち、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２には第１コンバータ３ａに対して周波数が等しく、位相が９０°ずれたゲート信号が交互に入力される。これにより、実施例１と同様に出力平滑コンデンサＣｏ１のリップル電流を軽減することができる。
　次に、実施例３のトーテムポール型接続したトランジスタによるドライブ回路の変形例について説明する。飽和状態のトランジスタがオフに切り替わるとき、少数キャリアの影響でトランジスタのオフに遅延時間が生じる。トーテムポール型接続されたトランジスタに矩形波状の電圧を入力した場合、入力電圧の切り替わり時にトランジスタのベース－エミッタ間が逆バイアスされる。このため、少数キャリアが急速に引き抜かれ、出力の遅延時間を短くでき、スイッチング電源のドライブ回路として広く用いられている。
　しかし、本発明の実施例３では、トーテムポール型のドライブ回路への入力信号は、電圧源ではなく、直列共振回路１，２からの電流源であるので、直列共振回路１，２の電流が反転しても、その電流値がトランジスタのベースに蓄積された少数キャリアの電荷量に達するまではトランジスタがオフできず、電流の向きの切り替わりに対して遅延時間が生じる。
　図９は実施例３に係るスイッチング電源装置の第１変形例の回路図である。この第１変形例は、ドライブ回路の遅延時間を解消したものである。図９の第１変形例は、図８に示す実施例３に対してドライブ回路のみが異なるため、その他の共通部分については説明を省略する。
　図９において、トランジスタＱ１，Ｑ３のコレクタ－ベース間に、例えばショットキバリアダイオードなどの順方向電圧降下の低いダイオードＤ７，Ｄ８を追加している。なお、図示していないが、トランジスタＱ２，Ｑ４についても同様にダイオードを追加する。
　このように構成することで、トランジスタＱ１，Ｑ３がオンに切り替わったときにベースに流れている直列共振回路１，２の電流は、追加したダイオードＤ７，Ｄ８(第１ダイオード)を通り、コレクタ－エミッタ間を流れることになる。このため、トランジスタＱ１，Ｑ３のベースには余分な電荷が蓄積されず、直列共振回路１，２の電流が反転してからの遅延時間を短くすることができる。
　図１０は実施例３に係るスイッチング電源装置の第２変形例の回路図である。図１０に示す第２変形例は、図９に示す第１変形例に対して、直列共振回路１とトランジスタＱ１，Ｑ３のベースとの間にダイオードＤ９，Ｄ１０(第２ダイオード)を追加し、トランジスタＱ１のベース－エミッタ間に抵抗Ｒ３を追加している。なお、図示していないが、トランジスタＱ２，Ｑ４にも同様にダイオードと抵抗を追加している。
　このような構成することで、トランジスタＱ１，Ｑ３のオフについては図９に示すドライブ回路と同様に遅延時間を短くできる。また、直列共振回路１，２の電流が負から正に切り替わるとき、始めは抵抗Ｒ３に電流が流れるため、トランジスタＱ１は直ちにオンしない。抵抗Ｒ３の電圧降下がトランジスタＱ１のベース－エミッタ間電圧に達した後にベース電流が流れ込み、トランジスタＱ１がオンとなる。従って、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値によりスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２がオフからオンに切り替わるタイミング、即ち、デッドタイムを調整することができる。
　図１１は本発明の実施例４に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図８に示す実施例３では、直列共振回路１，２をトランスＴ１ｂの補助巻線Ｎｂ１、Ｎｂ２に接続していた。
　これに対して、図１１に示す実施例４では、一次巻線Ｎｐ３と二次巻線Ｎｓ３１，Ｎｓ３２とを有するトランスＴ３(第１トランス)を設け、トランスＴ３の二次巻線Ｎｓ３１の一端に直列共振回路１の一端を接続し、トランスＴ３の二次巻線Ｎｓ３２の一端に直列共振回路２の一端を接続している。スイッチング素子Ｑ１２の両端に、コンデンサＣ３とトランスＴ３の一次巻線Ｎｐ３との直列回路を接続している。なお、トランスＴ１は、他のトランスを構成する。
　このような構成においても、トランスＴ３の二次巻線Ｎｓ３１，Ｎｓ３２に発生する電圧は、正負対称の交流電圧であるので、実施例３の効果と同様の効果が得られる。
　実施例１乃至実施例４では、第１コンバータと第２コンバータとを位相をずらして並列運転する方法について説明した。第１，第２コンバータは、共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２、トランスＴ１ａ，Ｔ２の一次巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２、電流共振コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２による第１共振回路及び第２共振回路の共振動作により、電流共振コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を振幅させ、その電圧を二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２，Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生させてエネルギーを伝達している。
　このため、共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２、一次巻線のインダクタンス、電流共振コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の容量等のばらつきにより、トランスＴ１ａ，Ｔ２の二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２，Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生する電圧が大きく異なる場合がある。トランスＴ１ａ，Ｔ２の二次側は整流ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２と出力平滑コンデンサＣｏ１との間に電流を制御するものがないため、二次巻線電圧が低い側は二次巻線電圧が出力平滑コンデンサＣｏ１の電圧より低い電圧となる。このため、整流ダイオードＤ１１，Ｄ１２又はＤ２１，Ｄ２２が導通せずに、２つのコンバータ３，４の内の一方のコンバータのみで電力を供給することになる。即ち、本来、２つのコンバータ３，４で供給する電力を１つのコンバータが背負うことになり、各スイッチング素子の発熱等の虞れがある。
　そこで、実施例５のスイッチング電源装置は、この課題を解決したものである。図１２は本発明の実施例５に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１２に示す実施例５のスイッチング電源装置は、図１１に示す実施例４のスイッチング電源装置の直流電源Ｖｉｎに代えて、交流電源ＡＣ、全波整流回路ＤＢ、昇圧リアクトルＬ３１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３１（第１スイッチ）とダイオードＤ３１とコンデンサＣ３１（第１直流電源）とからなる第１ＰＦＣ回路２３（第１力率改善回路）、昇圧リアクトルＬ４１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ４１（第２スイッチ）とダイオードＤ４１とコンデンサＣ４１（第２直流電源）とからなる第２ＰＦＣ回路２４（第２力率改善回路）、制御回路１５を設けた点が異なる。
　第１ＰＦＣ回路２３は、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２との直列回路の両端に接続され、交流電源ＡＣの交流電圧を全波整流回路ＤＢで整流した整流電圧を、スイッチング素子Ｑ３１を制御回路１５の制御によりオン／オフして力率を改善するとともに所定の直流電圧に変換する。
　第２ＰＦＣ回路２４は、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２との直列回路の両端に接続され、交流電源ＡＣの交流電圧を全波整流回路ＤＢで整流した整流電圧を、スイッチング素子Ｑ４１を制御回路１５の制御によりオン／オフして力率を改善するとともに第１ＰＦＣ回路２３のオン幅と同じオン幅で直流電圧に変換する。
　２つのＰＦＣ回路２３，２４は、１つの制御回路１５により制御される。即ち、第１コンバータ３ｂに接続される側の第１ＰＦＣ回路２３の出力電圧のみ制御回路１５により制御され、第２ＰＦＣ回路２４の出力電圧は監視されず、電圧制御される第１ＰＦＣ回路２３のオン幅（スイッチング素子Ｑ３１のオン幅）と同じオン幅（スイッチング素子Ｑ４１のオン幅）で動作させている。
　以上の構成において、第１共振回路と第２共振回路にばらつきがない場合、２つのＰＦＣ回路２３，２４の出力電圧はおよそ同じ電圧となる。しかし、第１共振回路と第２共振回路にばらつきが生じた場合、トランスＴ１，Ｔ２の二次側に放出される電力が第１コンバータ３ｂと第２コンバータ４とで異なってくる。
　第１コンバータ３ｂに比較して、第２コンバータ４が出力する電力が大きい場合、第２ＰＦＣ回路２４の出力電圧は第１ＰＦＣ回路２３の出力電圧よりも低くなる。これに対して、第１コンバータ３ｂに比較して、第２コンバータ４が出力する電力が小さい場合、第２ＰＦＣ回路２４の出力電圧は第１ＰＦＣ回路２３の出力電圧よりも高くなる。
　このように第１コンバータ３ｂと第２コンバータ４とに入力される電圧が変化すると、電流共振コンデンサＣｉ２の電圧が変化し、トランスＴ２の二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生する電圧に変化が生ずる。例えば、第１コンバータ３ｂに比較して、第２コンバータ４が出力する電力が大きい場合、第２ＰＦＣ回路２４の出力電圧が低下し、併せてトランスＴ２の二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生する電圧が低下して、第２コンバータ４から出力される電力が低下する。このため、第１コンバータ３ｂと第２コンバータ４との出力する電力が釣り合ったところで安定した動作となる。即ち、複雑な制御を行うことなく、ＰＦＣ回路２３，２４を追加するのみで、２つのコンバータ３ｂ，４の電流バランスを実現することができる。
　図１３は本発明の実施例６に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。実施例６では、直流電源Ｖｉｎの両端には、分圧コンデンサＣ３３（第１分圧コンデンサ、第１直流電源）と分圧コンデンサＣ４３（第２分圧コンデンサ、第２直流電源）とが直列に接続されている。
　スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２との直列回路は、分圧コンデンサＣ３３の両端に接続され、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２との直列回路は、分圧コンデンサＣ４３の両端に接続されている。
　第１コンバータ３ｂと第２コンバータ４とが出力に供給する電力が等しい場合、分圧コンデンサＣ３３，Ｃ４３の両端電圧は、直流電源Ｖｉｎの直流電圧を半分に分圧した電圧となる。
　しかし、第１共振回路と第２共振回路にばらつきが生じ、それぞれのコンバータ３ｂ，４から出力に供給される電力が異なった場合、分圧コンデンサＣ３３と分圧コンデンサＣ４３との分圧比に差が生ずる。例えば、第１コンバータ３ｂに比較して、第２コンバータ４が出力する電力が大きい場合、分圧コンデンサＣ３３の両端電圧に比較して分圧コンデンサＣ４３の両端電圧が低下する。
　即ち、第２コンバータ４の入力電圧が低下することになり、トランスＴ２の二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生する電圧が低下して、第２コンバータ４から出力される電力が低下する。このため、第１コンバータ３ｂと第２コンバータ４との出力する電力が釣り合ったところで安定した動作となる。
　これに対して、第１コンバータ３ｂに比較して、第２コンバータ４が出力する電力が小さい場合、分圧コンデンサＣ３３の両端電圧に比較して分圧コンデンサＣ４３の両端電圧が上昇する。即ち、第２コンバータ４の入力電圧が上昇することになり、トランスＴ２の二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生する電圧が上昇して、第２コンバータ４から出力される電力が増加する。このため、第１コンバータ３ｂと第２コンバータ４との出力する電力が釣り合ったところで安定した動作となる。即ち、簡単な構成で、２つのコンバータ３ｂ，４の電流バランスを実現することができる。
　なお、本発明は上述した実施例に限定されるものではない。実施例１乃至実施例６では電流共振型スイッチング電源装置を例示したが、プッシュプル型のスイッチング電源装置などにも適用できる。
　また、図１２に示す実施例５のスイッチング電源装置の第１ＰＦＣ回路２３及び第２ＰＦＣ回路２４は、実施例１乃至実施例３のいずれかのスイッチング電源装置に適用しても良い。
　また、図１３に示す実施例６のスイッチング電源装置の分圧コンデンサＣ３３及び分圧コンデンサＣ４３は、実施例１乃至実施例３のいずれかのスイッチング電源装置に適用しても良い。
１，２　直列共振回路
３，３ａ，３ｂ　第１コンバータ
４　第２コンバータ
１０，１１，１５　制御回路
１２　インバータ回路
１３，１４　ドライバ
２３　第１ＰＦＣ回路
２４　第２ＰＦＣ回路
Ｖｉｎ　直流電源
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ４１　スイッチング素子
Ｑ１～Ｑ４　トランジスタ
Ｄ１～Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ３１，Ｄ４１　ダイオード
Ｔ１，Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ２，Ｔ３　トランス
Ｎｐ１，Ｎｐ２，Ｎｐ３　一次巻線
Ｎｓ１１，Ｎｓ１２，Ｎｓ２１，Ｎｓ２２，Ｎｓ３１，Ｎｓ３２　二次巻線
Ｎａ１，Ｎｂ１，Ｎｂ２　補助巻線
Ｃ３３，Ｃ４３　分圧コンデンサ
Ｃｏ１　出力平滑コンデンサ
Ｌ３１，Ｌ４１　昇圧リアクトル
Ｌｒ１，Ｌｒ２，Ｌ１，Ｌ２　共振リアクトル
Ｃ１，Ｃ２　共振コンデンサ
Ｃｉ１，Ｃｉ２　電流共振コンデンサ
Ｃｖ１，Ｃｖ２　電圧共振コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２　抵抗
ＡＣ　交流電源
ＤＢ　全波整流回路

Claims (17)

  1. 　直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に補助巻線を有する第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、
    　前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、
    　前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、
    　前記補助巻線に直列に接続された共振リアクトルと共振コンデンサとからなる直列共振回路と、
    　前記直列共振回路に流れる電流に応じて前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる制御回路と、
    　を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 　前記制御回路は、前記直列共振回路に流れる電流が正のときに前記第３スイッチング素子をオンさせ、前記直列共振回路に流れる電流が負のときに前記第４スイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
  3. 　直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に互いに逆極性に巻回された第１補助巻線と第２補助巻線とを有する第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、
    　前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、
    　前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、
    　前記第１補助巻線に直列に接続された第１共振リアクトルと第１共振コンデンサとからなる第１直列共振回路と、
    　前記第１直列共振回路の電流に応じて前記第３スイッチング素子をオン／オフさせる第１制御回路と、
    　前記第２補助巻線に直列に接続された第２共振リアクトルと第２共振コンデンサとからなる第２直列共振回路と、
    　前記第２直列共振回路の電流に応じて前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる第２制御回路と、
    　を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
  4. 　前記第１制御回路は、トーテムポール接続された第１及び第２トランジスタを有し、前記第１及び第２トランジスタの各ベース端子が前記第１直列共振回路と前記第１補助巻線とからなる直列回路の一端に接続され、各エミッタ端子が前記第１直列共振回路と前記第１補助巻線とからなる直列回路の他端と前記第３スイッチング素子の制御端子とに接続された第１ドライブ回路を備え、
    　前記第２制御回路は、トーテムポール接続された第３及び第４トランジスタを有し、前記第３及び第４トランジスタの各ベース端子が前記第２直列共振回路と前記第２補助巻線とからなる直列回路の一端に接続され、各エミッタ端子が前記第２直列共振回路と前記第２補助巻線とからなる直列回路の他端と前記第４スイッチング素子の制御端子とに接続された第２ドライブ回路を備えることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
  5. 　前記第１ドライブ回路及び前記第２ドライブ回路の各々は、各トランジスタについてベース端子とコレクタ端子との間に接続されたダイオードを備えることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
  6. 　前記第１制御回路は、トーテムポール接続された第１及び第２トランジスタを有し、前記第１及び第２トランジスタの各ベース端子及び各コレクタ端子がそれぞれにダイオードを介して前記第１直列共振回路と前記第１補助巻線とからなる直列回路の一端に接続され、各エミッタ端子が前記第１直列共振回路と前記第１補助巻線とからなる直列回路の他端と前記第３スイッチング素子の制御端子とに接続され、前記第１トランジスタのベース端子及びエミッタ端子間に抵抗が接続された第１ドライブ回路を備え、
    　前記第２制御回路は、トーテムポール接続された第３及び第４トランジスタを有し、前記第３及び第４トランジスタの各ベース端子及び各コレクタ端子がそれぞれにダイオードを介して前記第２直列共振回路と前記第２補助巻線とからなる直列回路の一端に接続され、各エミッタ端子が前記第２直列共振回路と前記第２補助巻線とからなる直列回路の他端と前記第４スイッチング素子の制御端子とに接続され、前記第３トランジスタのベース端子及びエミッタ端子間に抵抗が接続された第２ドライブ回路を備えることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
  7. 　直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、
    　前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、
    　前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、
    　前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に接続された共振リアクトルと共振コンデンサとからなる直列共振回路と、
    　前記直列共振回路に流れる電流に応じて前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる制御回路と、
    　を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
  8. 　直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に互いに逆極性に巻回された第１の二次巻線及び第２の二次巻線を有する第３トランスの一次巻線と第３コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、
    　前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、
    　前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、
    　前記第３トランスの第１の二次巻線に直列に接続された第１共振リアクトルと第１共振コンデンサとからなる第１直列共振回路と、
    　前記第１直列共振回路の電流に応じて前記第３スイッチング素子をオン／オフさせる第１制御回路と、
    　前記第３トランスの第２の二次巻線に直列に接続された第２共振リアクトルと第２共振コンデンサとからなる第２直列共振回路と、
    　前記第２直列共振回路の電流に応じて前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる第２制御回路と、
    　を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
  9. 　前記直流電源に代えて、第１力率改善回路と第２力率改善回路とを設け、
    　前記第１力率改善回路は、交流電源の交流電圧を整流した整流電圧を第１スイッチによりオン／オフして力率を改善するとともに所定の直流電圧に変換して前記第１コンバータに供給し、
    　前記第２力率改善回路は、前記交流電圧を整流した整流電圧を第２スイッチによりオン／オフして力率を改善するとともに前記第１力率改善回路の第１スイッチのオン幅と同じオン幅で直流電圧に変換して前記第２コンバータに供給することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
  10. 　前記直流電源に代えて、第１力率改善回路と第２力率改善回路とを設け、
    　前記第１力率改善回路は、交流電源の交流電圧を整流した整流電圧を第１スイッチによりオン／オフして力率を改善するとともに所定の直流電圧に変換して前記第１コンバータに供給し、
    　前記第２力率改善回路は、前記交流電圧を整流した整流電圧を第２スイッチによりオン／オフして力率を改善するとともに前記第１力率改善回路の第１スイッチのオン幅と同じオン幅で直流電圧に変換して前記第２コンバータに供給することを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
  11. 　前記直流電源に代えて、第１力率改善回路と第２力率改善回路とを設け、
    　前記第１力率改善回路は、交流電源の交流電圧を整流した整流電圧を第１スイッチによりオン／オフして力率を改善するとともに所定の直流電圧に変換して前記第１コンバータに供給し、
    　前記第２力率改善回路は、前記交流電圧を整流した整流電圧を第２スイッチによりオン／オフして力率を改善するとともに前記第１力率改善回路の第１スイッチのオン幅と同じオン幅で直流電圧に変換して前記第２コンバータに供給することを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置。
  12. 　前記直流電源に代えて、第１力率改善回路と第２力率改善回路とを設け、
    　前記第１力率改善回路は、交流電源の交流電圧を整流した整流電圧を第１スイッチによりオン／オフして力率を改善するとともに所定の直流電圧に変換して前記第１コンバータに供給し、
    　前記第２力率改善回路は、前記交流電圧を整流した整流電圧を第２スイッチによりオン／オフして力率を改善するとともに前記第１力率改善回路の第１スイッチのオン幅と同じオン幅で直流電圧に変換して前記第２コンバータに供給することを特徴とする請求項８記載のスイッチング電源装置。
  13. 　前記直流電源に代えて、分圧用直流電源を設けるとともに、前記分圧用直流電源の両端に第１分圧コンデンサと第２分圧コンデンサとが直列に接続され、前記第１分圧コンデンサの直流電圧が前記第１コンバータに供給され、前記第２分圧コンデンサの直流電圧が前記第２コンバータに供給されることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
  14. 　前記直流電源に代えて、分圧用直流電源を設けるとともに、前記分圧用直流電源の両端に第１分圧コンデンサと第２分圧コンデンサとが直列に接続され、前記第１分圧コンデンサの直流電圧が前記第１コンバータに供給され、前記第２分圧コンデンサの直流電圧が前記第２コンバータに供給されることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
  15. 　前記直流電源に代えて、分圧用直流電源を設けるとともに、前記分圧用直流電源の両端に第１分圧コンデンサと第２分圧コンデンサとが直列に接続され、前記第１分圧コンデンサの直流電圧が前記第１コンバータに供給され、前記第２分圧コンデンサの直流電圧が前記第２コンバータに供給されることを特徴とする請求項７記載のスイッチング電源装置。
  16. 　前記直流電源に代えて、分圧用直流電源を設けるとともに、前記分圧用直流電源の両端に第１分圧コンデンサと第２分圧コンデンサとが直列に接続され、前記第１分圧コンデンサの直流電圧が前記第１コンバータに供給され、前記第２分圧コンデンサの直流電圧が前記第２コンバータに供給されることを特徴とする請求項８記載のスイッチング電源装置。
  17. 　共振リアクトルと共振コンデンサとからなる直列共振回路と、
    　前記直列共振回路に直列に接続される巻線を有する第１トランスを少なくとも１つ備え、第１スイッチ回路のオン／オフ動作により第１直流電源から入力電力を入力し、前記第１トランスの二次側から、又は他のトランスの二次側から出力電力を出力する第１コンバータと、
    　第２トランスを備え、第２スイッチ回路のオン／オフ動作により前記第１直流電源又は第２直流電源から入力電力を入力し、前記第２トランスの二次側から出力電力を出力する第２コンバータと、
    　前記第１コンバータと前記第２コンバータとから出力される出力電力を整流平滑して直流出力を取り出す整流平滑回路と、
    　前記直列共振回路の電流に応じて前記第２スイッチ回路のオン／オフ動作を制御する制御回路と、
    　を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012000432A1 (zh) * 2010-07-01 2012-01-05 浙江昱能光伏科技集成有限公司 轮替主从分路的交错并联反激变换器
WO2020010609A1 (en) * 2018-07-13 2020-01-16 Tridonic Gmbh & Co Kg Power supply circuit, controlling method and electric equipment

Families Citing this family (55)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5282424B2 (ja) * 2008-03-14 2013-09-04 ダイキン工業株式会社 整流回路
US10172669B2 (en) 2009-10-09 2019-01-08 Ethicon Llc Surgical instrument comprising an energy trigger lockout
CN102792576B (zh) * 2010-03-16 2015-06-24 株式会社村田制作所 开关电源装置
GB2480498A (en) 2010-05-21 2011-11-23 Ethicon Endo Surgery Inc Medical device comprising RF circuitry
JP5659575B2 (ja) * 2010-06-22 2015-01-28 株式会社リコー マルチフェーズ型コンバータ
CN102545607A (zh) * 2010-12-21 2012-07-04 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 电压调节系统
GB2486509B (en) 2011-03-22 2013-01-09 Enecsys Ltd Solar photovoltaic power conditioning units
JP2013005547A (ja) 2011-06-15 2013-01-07 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
JP5768886B2 (ja) * 2011-08-04 2015-08-26 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US8760893B2 (en) * 2011-10-07 2014-06-24 Rohm Co., Ltd. Full bridge switching circuit
US9421060B2 (en) 2011-10-24 2016-08-23 Ethicon Endo-Surgery, Llc Litz wire battery powered device
JP5873293B2 (ja) * 2011-10-31 2016-03-01 キヤノン株式会社 電源装置および画像形成装置
CN102570862A (zh) * 2012-02-15 2012-07-11 杭州矽力杰半导体技术有限公司 一种具有多路输出的电流平衡电路
WO2013132727A1 (ja) * 2012-03-05 2013-09-12 富士電機株式会社 直流－直流変換装置
WO2013146338A1 (ja) * 2012-03-30 2013-10-03 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
KR101405789B1 (ko) * 2012-12-04 2014-06-12 주식회사 만도 전동 파워 스티어링 릴레이의 직류 링크 커패시터 충전-방전 제어장치 및 그 방법
JP2014241707A (ja) * 2013-06-12 2014-12-25 トヨタ自動車株式会社 電源装置及びその制御方法
US10020747B2 (en) 2014-04-15 2018-07-10 Danmarks Tekniske Universitet Resonant DC-DC power converter assembly
US10159524B2 (en) 2014-12-22 2018-12-25 Ethicon Llc High power battery powered RF amplifier topology
CN106160206A (zh) * 2015-03-31 2016-11-23 通用电气公司 电源系统及能量存储系统
US9847710B2 (en) * 2015-04-02 2017-12-19 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Universal system structure for low power adapters
US10314638B2 (en) 2015-04-07 2019-06-11 Ethicon Llc Articulating radio frequency (RF) tissue seal with articulating state sensing
JP6573502B2 (ja) * 2015-08-07 2019-09-11 新電元工業株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US10491123B2 (en) * 2015-09-18 2019-11-26 Murata Manufacturing Co., Ltd. Modular parallel technique for resonant converter
US10959771B2 (en) 2015-10-16 2021-03-30 Ethicon Llc Suction and irrigation sealing grasper
US9601904B1 (en) * 2015-12-07 2017-03-21 Raytheon Company Laser diode driver with variable input voltage and variable diode string voltage
US10959806B2 (en) 2015-12-30 2021-03-30 Ethicon Llc Energized medical device with reusable handle
US10856934B2 (en) 2016-04-29 2020-12-08 Ethicon Llc Electrosurgical instrument with electrically conductive gap setting and tissue engaging members
US10987156B2 (en) 2016-04-29 2021-04-27 Ethicon Llc Electrosurgical instrument with electrically conductive gap setting member and electrically insulative tissue engaging members
WO2018026133A1 (ko) * 2016-08-05 2018-02-08 삼성전자 주식회사 스위칭 장치 및 전력 변환 장치
RU2628211C1 (ru) 2016-08-05 2017-08-15 Самсунг Электроникс Ко., Лтд. Высокочастотный переключатель для компактного модуля преобразователя энергии
US10751117B2 (en) 2016-09-23 2020-08-25 Ethicon Llc Electrosurgical instrument with fluid diverter
EP3537587A4 (en) * 2016-11-01 2019-11-06 Mitsubishi Electric Corporation POWER CONVERSION DEVICE
US11309714B2 (en) 2016-11-02 2022-04-19 Tesla, Inc. Micro-batteries for energy generation systems
WO2018110787A1 (ko) * 2016-12-15 2018-06-21 서울과학기술대학교 산학협력단 단일단 인터리브드 소프트 스위칭 컨버터
US11033325B2 (en) 2017-02-16 2021-06-15 Cilag Gmbh International Electrosurgical instrument with telescoping suction port and debris cleaner
US10799284B2 (en) 2017-03-15 2020-10-13 Ethicon Llc Electrosurgical instrument with textured jaws
CN107070195A (zh) * 2017-03-22 2017-08-18 哈尔滨工业大学深圳研究生院 半工频周期谐振软开关结构的图腾柱功率因数校正电路
US11497546B2 (en) 2017-03-31 2022-11-15 Cilag Gmbh International Area ratios of patterned coatings on RF electrodes to reduce sticking
US10603117B2 (en) 2017-06-28 2020-03-31 Ethicon Llc Articulation state detection mechanisms
US11484358B2 (en) 2017-09-29 2022-11-01 Cilag Gmbh International Flexible electrosurgical instrument
US11490951B2 (en) 2017-09-29 2022-11-08 Cilag Gmbh International Saline contact with electrodes
US11033323B2 (en) 2017-09-29 2021-06-15 Cilag Gmbh International Systems and methods for managing fluid and suction in electrosurgical systems
DE102017222087A1 (de) * 2017-12-06 2019-06-06 Robert Bosch Gmbh Transformator für einen Dreiport-Spannungswandler, Dreiport-Spannungswandler und Verfahren zum Übertragen von elektrischer Energie
CN108347175B (zh) * 2018-04-23 2023-10-03 顺德职业技术学院 一种逆变电源的恒压输出电路
US11030450B2 (en) * 2018-05-31 2021-06-08 Vatbox, Ltd. System and method for determining originality of computer-generated images
US11411510B2 (en) * 2020-01-24 2022-08-09 Lear Corporation DC/AC inverter resonance topology
TWI745981B (zh) * 2020-05-26 2021-11-11 宏碁股份有限公司 具諧振能量回收自給驅動設計之電源供應器
US12471982B2 (en) 2020-12-02 2025-11-18 Cilag Gmbh International Method for tissue treatment by surgical instrument
JP7387663B2 (ja) * 2021-03-02 2023-11-28 株式会社東芝 電力変換回路及び電力変換装置
JP7694187B2 (ja) * 2021-06-21 2025-06-18 スミダコーポレーション株式会社 インバータ回路及び電界結合式非接触給電装置
US12508021B2 (en) 2021-11-01 2025-12-30 Cilag Gmbh International Devices, systems, and methods for detecting tissue and foreign objects during a surgical operation
US11957342B2 (en) 2021-11-01 2024-04-16 Cilag Gmbh International Devices, systems, and methods for detecting tissue and foreign objects during a surgical operation
CN114070120A (zh) * 2021-11-11 2022-02-18 四川泛华航空仪表电器有限公司 一种高可靠性防浪涌直流点火电路
AU2023378892A1 (en) * 2022-11-11 2025-05-15 ResonanceX Chile SpA Resonant circuit apparatus powered by a supercapacitor and toroidal inductor

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60244120A (ja) * 1984-05-18 1985-12-04 Tdk Corp 電界効果トランジスタ駆動回路
JP2001008452A (ja) * 1999-06-21 2001-01-12 Sony Corp 電源装置
JP2002218753A (ja) * 2001-01-16 2002-08-02 Ohira Denshi Kk スイッチング電源装置
JP2002325444A (ja) * 2001-02-20 2002-11-08 Sony Corp スイッチング電源回路
JP2004112926A (ja) * 2002-09-19 2004-04-08 Sony Corp スイッチング電源回路
JP2004260993A (ja) * 2003-02-06 2004-09-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチング電源装置

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04105552A (ja) 1990-08-24 1992-04-07 Toyota Autom Loom Works Ltd Ｄｃ―ｄｃコンバータ
JP3644615B2 (ja) * 1997-02-17 2005-05-11 Ｔｄｋ株式会社 スイッチング電源
NO314649B1 (no) 2001-04-25 2003-04-22 Ericsson Telefon Ab L M Fremgangsmåte for ikke-repudiering ved bruk av kryptografiske signaturer ismå enheter
US7046532B2 (en) * 2003-02-06 2006-05-16 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Switching power supply
JP4114537B2 (ja) 2003-05-16 2008-07-09 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP4371042B2 (ja) * 2004-11-11 2009-11-25 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP4735072B2 (ja) * 2005-06-23 2011-07-27 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US7777422B2 (en) * 2005-08-24 2010-08-17 Mitsubishi Electric Corporation DC/DC converter device and discharge lamp lighting device
US7944085B2 (en) * 2005-10-03 2011-05-17 Sanken Electric Co., Ltd. Multiple output switching power source apparatus including multiple series resonant circuits
JP2007174793A (ja) * 2005-12-21 2007-07-05 Sanken Electric Co Ltd 多出力スイッチング電源装置
JP4797637B2 (ja) * 2006-01-16 2011-10-19 サンケン電気株式会社 共振型スイッチング電源装置
JP4222421B2 (ja) * 2007-02-28 2009-02-12 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
US8259477B2 (en) * 2007-05-30 2012-09-04 The Regents Of The University Of California Multiphase resonant converter for DC-DC applications
JP4245066B2 (ja) * 2007-06-11 2009-03-25 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
JP4258560B2 (ja) * 2007-06-28 2009-04-30 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
JP4229202B1 (ja) * 2007-08-27 2009-02-25 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
EP2073366B1 (de) * 2007-12-18 2016-04-27 ABB Research Ltd. Gleichstromsteller mit Resonanzwandler

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60244120A (ja) * 1984-05-18 1985-12-04 Tdk Corp 電界効果トランジスタ駆動回路
JP2001008452A (ja) * 1999-06-21 2001-01-12 Sony Corp 電源装置
JP2002218753A (ja) * 2001-01-16 2002-08-02 Ohira Denshi Kk スイッチング電源装置
JP2002325444A (ja) * 2001-02-20 2002-11-08 Sony Corp スイッチング電源回路
JP2004112926A (ja) * 2002-09-19 2004-04-08 Sony Corp スイッチング電源回路
JP2004260993A (ja) * 2003-02-06 2004-09-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチング電源装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012000432A1 (zh) * 2010-07-01 2012-01-05 浙江昱能光伏科技集成有限公司 轮替主从分路的交错并联反激变换器
WO2020010609A1 (en) * 2018-07-13 2020-01-16 Tridonic Gmbh & Co Kg Power supply circuit, controlling method and electric equipment

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