JPH04105552A - Ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ―ｄｃコンバータInfo
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- JPH04105552A JPH04105552A JP22352190A JP22352190A JPH04105552A JP H04105552 A JPH04105552 A JP H04105552A JP 22352190 A JP22352190 A JP 22352190A JP 22352190 A JP22352190 A JP 22352190A JP H04105552 A JPH04105552 A JP H04105552A
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- Japan
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 26
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 3
- 230000005284 excitation Effects 0.000 abstract 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 5
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに係り、詳しくはインダ
クタとコンデンサとで共振を起こさせて、スイッチング
素子のスイッチングロスを低減させる共振型コンバータ
に関するものである。
クタとコンデンサとで共振を起こさせて、スイッチング
素子のスイッチングロスを低減させる共振型コンバータ
に関するものである。
［従来の技術］
この種のＤＣ−ＤＣコンバータとしては第５図に示すよ
うに、直流電源Ｅに対してスイッチング用トランジスタ
Ｑ１ダイオード３１、共振用インダクタＬ１及び共振用
コンデンサＣＩが直列に接続されるとともに、共振用イ
ンダクタＬ１と共振用コンデンサＣＩとの間の接続点に
ダイオード３２が接続された共振スイッチ部３３と、フ
ィルタ用インダクタＬ２、フィルタ用コンデンサｃ２及
びダイオード３４からなるフィルタ部３５とを備えてい
る。又、スイッチング用トランジスタＱのコレクタ端子
と直流電源Ｅのマイナス端子との間に、配線のインダク
タンスによるサージの発生を抑えるためのコンデンサＣ
Ｏが接続されている。
うに、直流電源Ｅに対してスイッチング用トランジスタ
Ｑ１ダイオード３１、共振用インダクタＬ１及び共振用
コンデンサＣＩが直列に接続されるとともに、共振用イ
ンダクタＬ１と共振用コンデンサＣＩとの間の接続点に
ダイオード３２が接続された共振スイッチ部３３と、フ
ィルタ用インダクタＬ２、フィルタ用コンデンサｃ２及
びダイオード３４からなるフィルタ部３５とを備えてい
る。又、スイッチング用トランジスタＱのコレクタ端子
と直流電源Ｅのマイナス端子との間に、配線のインダク
タンスによるサージの発生を抑えるためのコンデンサＣ
Ｏが接続されている。
そして、このＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッ
チング用トランジスタＱにベース電流ＩＢが流れる時に
スイッチング用トランジスタＱがオンし、それに伴って
負荷３６に電圧が印加される。
チング用トランジスタＱにベース電流ＩＢが流れる時に
スイッチング用トランジスタＱがオンし、それに伴って
負荷３６に電圧が印加される。
又、スイッチング用トランジスタＱのコレクタ電流Ｉ
Ｅ 、コレクタ・ＧＮＤ間電圧Ｖａ、コンデンサＣＩ両
端電圧ｖｂ１コンデンサ０２両端電圧Ｖｃは第６図に示
すように変化する。
Ｅ 、コレクタ・ＧＮＤ間電圧Ｖａ、コンデンサＣＩ両
端電圧ｖｂ１コンデンサ０２両端電圧Ｖｃは第６図に示
すように変化する。
又、第７図に示すように、容量を増大させる為にスイッ
チング用トランジスタＱ、共振用インダクタＬ１及び共
振用コンデンサＣＩからなる回路を複数並列に接続した
共振スイッチ部３７を設けるとともに、各スイッチング
用トランジスタＱを同期して駆動制御するようにしたも
のもある。
チング用トランジスタＱ、共振用インダクタＬ１及び共
振用コンデンサＣＩからなる回路を複数並列に接続した
共振スイッチ部３７を設けるとともに、各スイッチング
用トランジスタＱを同期して駆動制御するようにしたも
のもある。
［発明が解決しようとする課題］
ところが、前記従来のＤＣ−ＤＣコンバータではスイッ
チング用トランジスタＱのコレクタ電流ＩＥすなわち入
力電流のリップル分が大きいため、コンデンサＣＯの容
量を大きくする必要かあるだけでなく、フィルタ部３５
を構成するフィルタ用インダクタＬ２及びフィルタ用コ
ンデンサＣ２も大型化し、コンバータ全体が大型化する
という問題がある。
チング用トランジスタＱのコレクタ電流ＩＥすなわち入
力電流のリップル分が大きいため、コンデンサＣＯの容
量を大きくする必要かあるだけでなく、フィルタ部３５
を構成するフィルタ用インダクタＬ２及びフィルタ用コ
ンデンサＣ２も大型化し、コンバータ全体が大型化する
という問題がある。
本発明は前記の問題点に鑑みてなされたものであって、
その目的は共振スイッチ部を流れる入力電流のリップル
分を減少することができ、コンバータの小型化及び出力
ノイズの減少を図ることができるＤＣ−ＤＣコンバータ
を提供することにある。
その目的は共振スイッチ部を流れる入力電流のリップル
分を減少することができ、コンバータの小型化及び出力
ノイズの減少を図ることができるＤＣ−ＤＣコンバータ
を提供することにある。
［課題を解決するための手段］
前記の目的を達成するため本発明においては、スイッチ
ング素子に対してインダクタとコンデンサとからなる共
振回路が直列に接続された回路を直流電源に対して複数
並列に接続して共振スイッチ部を構成し、その合成電流
をフィルタ部に供給するＤｃ−ＤＣコンバータにおいて
、前記各スイッチング素子への駆動信号を所定周期で位
相をずらせて出力する駆動回路を設けた。
ング素子に対してインダクタとコンデンサとからなる共
振回路が直列に接続された回路を直流電源に対して複数
並列に接続して共振スイッチ部を構成し、その合成電流
をフィルタ部に供給するＤｃ−ＤＣコンバータにおいて
、前記各スイッチング素子への駆動信号を所定周期で位
相をずらせて出力する駆動回路を設けた。
［作用］
駆動回路からの駆動信号に基づき、共振スイッチ部の各
スイッチング素子が所定周期で位相をずらせた状態で駆
動され、各スイッチング素子を流れる電流が合成されて
フィルタ部へ供給される。
スイッチング素子が所定周期で位相をずらせた状態で駆
動され、各スイッチング素子を流れる電流が合成されて
フィルタ部へ供給される。
各共振回路が並列に接続され、しかも所定周期で位相が
ずれた状態で電流が流れるため、フィルタ部へ出力され
るその合成電流はリップル分が減少する。フィルタ部へ
供給された電流はフィルタ部で平滑化されて負荷に供給
される。
ずれた状態で電流が流れるため、フィルタ部へ出力され
るその合成電流はリップル分が減少する。フィルタ部へ
供給された電流はフィルタ部で平滑化されて負荷に供給
される。
［実施例１］
以下、本発明を具体化した第１実施例を第１゜２図に従
って説明する。
って説明する。
第１図に示すように、スイッチング素子としてのＰＮＰ
型トランジスタからなるスイッチング用トランジスタＱ
ｌ、Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４と、共振用インダクタ１，２，３
．４と、共振用コンデンサ５．６，７．８とがそれぞれ
直列に接続された各共振回路が、直流電源Ｅに対して入
力用インダクタＬｉｎを介して並列に接続されている。
型トランジスタからなるスイッチング用トランジスタＱ
ｌ、Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４と、共振用インダクタ１，２，３
．４と、共振用コンデンサ５．６，７．８とがそれぞれ
直列に接続された各共振回路が、直流電源Ｅに対して入
力用インダクタＬｉｎを介して並列に接続されている。
入力用インダクタＬｉｎは配線のインダクタンス分であ
ってもよい。各スイッチング用トランジスタＱｌ、Ｑ２
゜Ｑ３．Ｑ４のエミッタ端子はコンデンサＣｉｎを介し
て接地されている。又、各共振用コンデンサ５゜６．７
．８は一端が接地されている。各共振用インダクタｌ、
２，３．４と各共振用コンデンサ５゜６、 ７． ８と
の間の各接続点ｐ １． ｐ ２． ｐ ３． ｐ ４
はそれぞれダイオード９，１０，１１．１２を介してフ
ィルタ部Ｆのフィルタ用インダクタ１３に接続されてい
る。前記スイッチング用トランジスタＱｌ、Ｑ２．Ｑ３
．、Ｑ４と、共振用インダクタ１゜２．３．４と、共振
用コンデンサ５，６，７．８と、ダイオード９，１０，
１１．１２とにより共振スイッチ部Ｓが構成されている
。
ってもよい。各スイッチング用トランジスタＱｌ、Ｑ２
゜Ｑ３．Ｑ４のエミッタ端子はコンデンサＣｉｎを介し
て接地されている。又、各共振用コンデンサ５゜６．７
．８は一端が接地されている。各共振用インダクタｌ、
２，３．４と各共振用コンデンサ５゜６、 ７． ８と
の間の各接続点ｐ １． ｐ ２． ｐ ３． ｐ ４
はそれぞれダイオード９，１０，１１．１２を介してフ
ィルタ部Ｆのフィルタ用インダクタ１３に接続されてい
る。前記スイッチング用トランジスタＱｌ、Ｑ２．Ｑ３
．、Ｑ４と、共振用インダクタ１゜２．３．４と、共振
用コンデンサ５，６，７．８と、ダイオード９，１０，
１１．１２とにより共振スイッチ部Ｓが構成されている
。
フィルタ部Ｆを構成するフィルタ用インダクタ１３は負
荷１４を介して接地され、フィルタ用コンデンサ１５が
負荷１４に対して並列に接続されている。又、前記各ダ
イオード９． １０． １１゜１２とフィルタ用インダ
クタ１３との間の接続点はフライホイールダイオード１
６を介して接地されている。前記フィルタ用インダクタ
１３、フィルタ用コンデンサ１５及びフライホイールダ
イオード１６によりフィルタ部Ｆが構成されている。
荷１４を介して接地され、フィルタ用コンデンサ１５が
負荷１４に対して並列に接続されている。又、前記各ダ
イオード９． １０． １１゜１２とフィルタ用インダ
クタ１３との間の接続点はフライホイールダイオード１
６を介して接地されている。前記フィルタ用インダクタ
１３、フィルタ用コンデンサ１５及びフライホイールダ
イオード１６によりフィルタ部Ｆが構成されている。
前記共振スイッチ部Ｓの各スイッチング用トランジスタ
Ｑｌ、Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４へ駆動信号を出力する駆動回路
りを構成する高周波発信回路１７はカウンタ１８を介し
てデコーダ１９に接続され、デコーダ１９は８個の出力
端子のうちの４個の出力端子と接続されたＮＯＲゲート
２０〜２３を介して各スイッチング用トランジスタＱｌ
、Ｑ２゜Ｑ３．Ｑ４のベース端子に接続されている。
Ｑｌ、Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４へ駆動信号を出力する駆動回路
りを構成する高周波発信回路１７はカウンタ１８を介し
てデコーダ１９に接続され、デコーダ１９は８個の出力
端子のうちの４個の出力端子と接続されたＮＯＲゲート
２０〜２３を介して各スイッチング用トランジスタＱｌ
、Ｑ２゜Ｑ３．Ｑ４のベース端子に接続されている。
次に前記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの作
用について説明する。
用について説明する。
高周波発信回路１７からは第２図に示すようにパルス信
号ＶＤが所定周期で出力される。そして、デコーダ１９
の第１の出力端子からは、１発目のパルス信号ＶＯの立
ち上がりでＨｉとなって２発目のパルス信号■０の立ち
上がりでＬｏとなり、以下（１＋ ８ Ｎ）発註（Ｎは
自然数）のパルス信号ＶＯの立ち上がりでＨｉとなって
（２＋８Ｎ）発註のパルス信号ｖＯの立ち上がりでＬＯ
となるパルス信号Ｖｌが出力される。又、第２〜第８の
出力端子からは第１の出力端子から出力されるパルス信
号ｖ１と同じ周期でＨｉ及びＬｏとなり、その立ち上が
り時期の位相がずれた状態のパルス信号Ｖ２〜Ｖ８が出
力される。
号ＶＤが所定周期で出力される。そして、デコーダ１９
の第１の出力端子からは、１発目のパルス信号ＶＯの立
ち上がりでＨｉとなって２発目のパルス信号■０の立ち
上がりでＬｏとなり、以下（１＋ ８ Ｎ）発註（Ｎは
自然数）のパルス信号ＶＯの立ち上がりでＨｉとなって
（２＋８Ｎ）発註のパルス信号ｖＯの立ち上がりでＬＯ
となるパルス信号Ｖｌが出力される。又、第２〜第８の
出力端子からは第１の出力端子から出力されるパルス信
号ｖ１と同じ周期でＨｉ及びＬｏとなり、その立ち上が
り時期の位相がずれた状態のパルス信号Ｖ２〜Ｖ８が出
力される。
各スイッチング用トランジスタＱ１〜Ｑ４はそのベース
端子が接続された各ＮＯＲゲート２０〜２３からのＬｏ
倍信号入力された時オンとなり、直流電源Ｅから各スイ
ッチング用トランジスタＱ１〜Ｑ４を介して共振スイッ
チ部Ｓに流れる電流ＩＥＩ−ＩＥ４が発生する。各ＮＯ
Ｒゲート２０〜２３はデコーダ１９から当該ＮＯＲゲー
トの４個の入力端子に入力されるパルス信号の少なくと
も１個がＨｉの時にＬＯとなり、対応するスイッチング
用トランジスタＱ１〜Ｑ４にベース電流ＩＢＩ〜ＩＢ４
が流れて各トランジスタＱ１〜Ｑ４がオンとなる。従っ
て、各スイッチング用トランジスタＱ１〜Ｑ４には、高
周波発信回路１７のパルス信号ＶＯの４倍の周期でかっ
、それぞれ１／２周期ずつ位相がずれた状態でベース電
流ＩＢＩ〜ＩＢ４が流れ、それに対応して各共振回路に
電流ＩＥＩ〜ＩＥ４が脈動直流として流れる。そして、
各共振回路の電流ＩＥＩ〜ＩＥ４が合成された電流ＩＥ
がフィルタ部Ｆに流れる。
端子が接続された各ＮＯＲゲート２０〜２３からのＬｏ
倍信号入力された時オンとなり、直流電源Ｅから各スイ
ッチング用トランジスタＱ１〜Ｑ４を介して共振スイッ
チ部Ｓに流れる電流ＩＥＩ−ＩＥ４が発生する。各ＮＯ
Ｒゲート２０〜２３はデコーダ１９から当該ＮＯＲゲー
トの４個の入力端子に入力されるパルス信号の少なくと
も１個がＨｉの時にＬＯとなり、対応するスイッチング
用トランジスタＱ１〜Ｑ４にベース電流ＩＢＩ〜ＩＢ４
が流れて各トランジスタＱ１〜Ｑ４がオンとなる。従っ
て、各スイッチング用トランジスタＱ１〜Ｑ４には、高
周波発信回路１７のパルス信号ＶＯの４倍の周期でかっ
、それぞれ１／２周期ずつ位相がずれた状態でベース電
流ＩＢＩ〜ＩＢ４が流れ、それに対応して各共振回路に
電流ＩＥＩ〜ＩＥ４が脈動直流として流れる。そして、
各共振回路の電流ＩＥＩ〜ＩＥ４が合成された電流ＩＥ
がフィルタ部Ｆに流れる。
電流ＩＥＩ〜ＩＥ４が合成された電流ＩＥは第２図に示
すように合成前の個々の電流ＩＥＩ〜ＩＥ４に比較して
リップル分が小さくなる。そして、この電流ＩＥがフィ
ルタ部Ｆに供給され、従来装置と同様にフィルタ用イン
ダクタ１３、フィルタ用コンデンサ１５及びフライホイ
ールダイオード１６の作用により平滑化されて負荷１４
に供給される。
すように合成前の個々の電流ＩＥＩ〜ＩＥ４に比較して
リップル分が小さくなる。そして、この電流ＩＥがフィ
ルタ部Ｆに供給され、従来装置と同様にフィルタ用イン
ダクタ１３、フィルタ用コンデンサ１５及びフライホイ
ールダイオード１６の作用により平滑化されて負荷１４
に供給される。
従来装置ではスイッチング用トランジスタのオン・オフ
に対応してフィルタ部に電流ＩＥが断続的に供給される
のに対して、本発明では共振スイッチ部Ｓの各共振回路
の電流ＩＥＩ〜Ｉ Ｅ４はスイッチング用トランジスタ
のオン・オフに対応して断続するが共振スイッチ部Ｓか
らはフィルタ部Ｆに電流ＩＥが連続的に供給され、しか
もリップル分が小さいため、フィルタ部Ｆに使用される
フィルタ用インダクタ１３及びフィルタ用コンデンサ１
５に小型のものを使用できる。又、共振スイッチ部Ｓの
電流ＩＥのリップル分が小さいため、入力用インダクタ
Ｌｉｎ及びコンデンサＣｉｎも小型化できる。
に対応してフィルタ部に電流ＩＥが断続的に供給される
のに対して、本発明では共振スイッチ部Ｓの各共振回路
の電流ＩＥＩ〜Ｉ Ｅ４はスイッチング用トランジスタ
のオン・オフに対応して断続するが共振スイッチ部Ｓか
らはフィルタ部Ｆに電流ＩＥが連続的に供給され、しか
もリップル分が小さいため、フィルタ部Ｆに使用される
フィルタ用インダクタ１３及びフィルタ用コンデンサ１
５に小型のものを使用できる。又、共振スイッチ部Ｓの
電流ＩＥのリップル分が小さいため、入力用インダクタ
Ｌｉｎ及びコンデンサＣｉｎも小型化できる。
［実施例２］
次に第２実施例を第３，４図に従って説明する。
この実施例では駆動回路りの構成が前記実施例と異なっ
ており、共振スイッチ部Ｓ及びフィルタ部Ｆの構成は同
じである。第３図に示すようにデコーダ２４は４個の出
力端子を有し、各出力端子がワンショットマルチバイブ
レーク２５〜２８を介して共振スイッチ部Ｓの各スイッ
チング用トランジスタＱｌ、Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４のベース
端子にそれぞれ接続されている。第４図に示すようにデ
コーダ２４の第１の出力端子からは、高周波発信回路１
７の１発目のパルス信号ＶＯの立ち上がりでＨｉとなっ
て２発目のパルス信号ＶＯの立ち上がりでＬｏとなり、
以下（１＋４Ｎ）発註（Ｎは自然数）のパルス信号ＶＯ
の立ち上がりでＨｉとなって（２＋４Ｎ）発註のパルス
信号■０の立ち上がりでＬｏとなるパルス信号Ｖｌが出
力される。
ており、共振スイッチ部Ｓ及びフィルタ部Ｆの構成は同
じである。第３図に示すようにデコーダ２４は４個の出
力端子を有し、各出力端子がワンショットマルチバイブ
レーク２５〜２８を介して共振スイッチ部Ｓの各スイッ
チング用トランジスタＱｌ、Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４のベース
端子にそれぞれ接続されている。第４図に示すようにデ
コーダ２４の第１の出力端子からは、高周波発信回路１
７の１発目のパルス信号ＶＯの立ち上がりでＨｉとなっ
て２発目のパルス信号ＶＯの立ち上がりでＬｏとなり、
以下（１＋４Ｎ）発註（Ｎは自然数）のパルス信号ＶＯ
の立ち上がりでＨｉとなって（２＋４Ｎ）発註のパルス
信号■０の立ち上がりでＬｏとなるパルス信号Ｖｌが出
力される。
又、第２〜第４の出力端子からは第１の出力端子から出
力されるパルス信号Ｖ１と同じ周期でＨｉ及びＬｏとな
り、その立ち上がり時期の位相がずれた状態のパルス信
号Ｖ２〜Ｖ４が出力される。
力されるパルス信号Ｖ１と同じ周期でＨｉ及びＬｏとな
り、その立ち上がり時期の位相がずれた状態のパルス信
号Ｖ２〜Ｖ４が出力される。
各ワンショットマルチバイブレータ２５〜２８はその出
力信号がデコーダ２４からのパルス信号の立ち上りでＨ
ｉになるとともに、高周波発信回路１７のパルス信号ｖ
Ｏの周期の２倍の期間Ｈｉに保持された後、Ｌｏに復帰
するようになっている。
力信号がデコーダ２４からのパルス信号の立ち上りでＨ
ｉになるとともに、高周波発信回路１７のパルス信号ｖ
Ｏの周期の２倍の期間Ｈｉに保持された後、Ｌｏに復帰
するようになっている。
従って、この実施例では各スイッチング用トランジスタ
Ｑｌ、Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４のベース端子に第４図に示す周
期でベース電流ＩＢが流れる。そして、それに対応して
各スイッチング用トランジスタＱｌ、Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４
がオンとなって各共振回路に電流ＩＥＩ〜ＩＥ４４が流
れ、共振スイッチ部Ｓからはその合成電流ＩＥがフィル
タ部Ｆに供給される。電流ＩＥのピークの大きさは前記
実施例と同じであり、その周期が２倍となる。
Ｑｌ、Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４のベース端子に第４図に示す周
期でベース電流ＩＢが流れる。そして、それに対応して
各スイッチング用トランジスタＱｌ、Ｑ２．Ｑ３．Ｑ４
がオンとなって各共振回路に電流ＩＥＩ〜ＩＥ４４が流
れ、共振スイッチ部Ｓからはその合成電流ＩＥがフィル
タ部Ｆに供給される。電流ＩＥのピークの大きさは前記
実施例と同じであり、その周期が２倍となる。
なお、本発明は前記両実施例に限定されるものではなく
、例えば、駆動回路りの構成を変えたり、共振スイッチ
部Ｓに並列接続される共振回路の数を４個より多くした
り、スイッチング素子としてトランジスタの代わりにサ
イリスク等を使用してもよい。
、例えば、駆動回路りの構成を変えたり、共振スイッチ
部Ｓに並列接続される共振回路の数を４個より多くした
り、スイッチング素子としてトランジスタの代わりにサ
イリスク等を使用してもよい。
［発明の効果］
以上詳述したように本発明によれば、共振スイッチ部に
共振回路が複数並列に接続され、各共振回路に位相がず
れた状態で流れる電流が合成されたものが共振スイッチ
部の出力電流としてフィルタ部に供給されるため、共振
スイッチ部を流れる入力電流のリップル分が減少して入
力電流のローノイズ化及び共振スイッチ部の入力側に設
けるインダクタ及びコンデンサの小型化が可能となる。
共振回路が複数並列に接続され、各共振回路に位相がず
れた状態で流れる電流が合成されたものが共振スイッチ
部の出力電流としてフィルタ部に供給されるため、共振
スイッチ部を流れる入力電流のリップル分が減少して入
力電流のローノイズ化及び共振スイッチ部の入力側に設
けるインダクタ及びコンデンサの小型化が可能となる。
又、共振スイッチ部からの出力電流のリップル分も減少
して出力電圧のローノイズ化及びフィルタ部のインダク
タ及びコンデンサの小型化が可能となり、コンバータの
小型化及び出力ノイズの減少を図ることかできる。
して出力電圧のローノイズ化及びフィルタ部のインダク
タ及びコンデンサの小型化が可能となり、コンバータの
小型化及び出力ノイズの減少を図ることかできる。
第１，２図は本発明を具体化した第１実施例を示し、第
１図は回路図、第２図は出力波形図、第３．４図は第２
実施例を示し、第３図は回路図、第４図は出力波形図、
第５図は従来例を示す回路図、第６図はその出力波形図
、第７図は別の従来例を示す回路図である。 図中１〜４は共振用インダクタ、５〜８は共振用コンデ
ンサ、１３はフィルタ用インダクタ、１４は負荷、１５
はフィルタ用コンデンサ、Ｄは駆動回路、Ｅは直流電源
、Ｓは共振スイッチ部、Ｆはフィルタ部、Ｌｉｎは入力
用インダクタ、Ｃｉｎはコンデンサ、Ｑ１〜Ｑ４はスイ
ッチング用トランジスタである。
１図は回路図、第２図は出力波形図、第３．４図は第２
実施例を示し、第３図は回路図、第４図は出力波形図、
第５図は従来例を示す回路図、第６図はその出力波形図
、第７図は別の従来例を示す回路図である。 図中１〜４は共振用インダクタ、５〜８は共振用コンデ
ンサ、１３はフィルタ用インダクタ、１４は負荷、１５
はフィルタ用コンデンサ、Ｄは駆動回路、Ｅは直流電源
、Ｓは共振スイッチ部、Ｆはフィルタ部、Ｌｉｎは入力
用インダクタ、Ｃｉｎはコンデンサ、Ｑ１〜Ｑ４はスイ
ッチング用トランジスタである。
Claims (1)
- １、スイッチング素子に対してインダクタとコンデンサ
とからなる共振回路が直列に接続された回路を直流電源
に対して複数並列に接続して共振スイッチ部を構成し、
その合成電流をフィルタ部に供給するＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、前記各スイッチング素子への駆動信号を
所定周期で位相をずらせて出力する駆動回路を設けたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22352190A JPH04105552A (ja) | 1990-08-24 | 1990-08-24 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22352190A JPH04105552A (ja) | 1990-08-24 | 1990-08-24 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04105552A true JPH04105552A (ja) | 1992-04-07 |
Family
ID=16799446
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22352190A Pending JPH04105552A (ja) | 1990-08-24 | 1990-08-24 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04105552A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006340476A (ja) * | 2005-06-01 | 2006-12-14 | Mitsumi Electric Co Ltd | 電流共振型マルチフェーズｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御方法 |
| WO2008032362A1 (fr) * | 2006-09-12 | 2008-03-20 | Mitsubishi Electric Corporation | Convertisseur cc-cc |
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1990
- 1990-08-24 JP JP22352190A patent/JPH04105552A/ja active Pending
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