JP3488705B2 - 交流電圧調整装置 - Google Patents
交流電圧調整装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はチョッパ回路を用い
て交流電圧を調整する交流電圧調整装置に関し、詳しく
はその出力歪みの低減技術に関する。 【０００２】 【従来の技術】発明者等は特開平２００１−１００８５
０にて４個のスイッチング装置を用いて交流チョッパ回
路を形成した交流電圧調整装置を提案している。図１
（ａ）はこの交流電圧調整装置を示し、交流電圧調整装
置の入力端子１ａに単相交流電源２が接続され、出力端
子１ｂに負荷３が接続された回路図を示している。交流
チョッパ回路は、ダイオードとＩＧＢＴ等の半導体スイ
ッチ素子を逆並列接続して形成したスイッチング装置４
個で形成され、第１のスイッチング装置Ｓ１と第３のス
イッチング装置Ｓ３を入出力端子間に同一極性で接続さ
れ、第２のスイッチング装置Ｓ２と第４のスイッチング
装置Ｓ４は逆極性に直列接続されて第１及び第３のスイ
ッチング装置Ｓ１，Ｓ３の出力端子側に接続されてい
る。また、第２，第４スイッチング装置Ｓ２，Ｓ４の間
と第１、第３スイッチング装置Ｓ１，Ｓ３の電源端子側
にはコンデンサＣ１，Ｃ２が接続され、直流スナバを構
成している。 【０００３】図５は上記回路の従来の動作波形を示し、
図示するように第１と第２の半導体スイッチ素子Ｑ１，
Ｑ２を交互にオン動作させると共に第３と第４の半導体
スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４を常時オン動作させる状態と、
反対に第１と第２半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を常時
オン動作させると共に第３と第４の半導体スイッチ素子
Ｑ３，Ｑ４を交互にオン動作させる状態とを入力交流電
圧の極性が反転する度に交代させることで第１〜第４の
スイッチング装置Ｓ１〜Ｓ４をチョッパ動作させ、降圧
した所定の交流電圧を出力する。このように構成してチ
ョッパ動作させることで、それまでのチョッパ型電圧調
整装置に比べて素子数を少なく小型化を可能とした。
尚、Ｌ１，Ｌ２はフィルタ用のコイル、Ｃ３はフィルタ
用コンデンサである。 【０００４】 【発明が解決しようとする課題】しかし、上記４個のス
イッチング装置Ｓ１〜Ｓ４を２組に分けて交代動作させ
る形態は電源電圧の極性が反転する０点位置に合わせて
行なうことを前提にしているため、動作交代のタイミン
グが電圧の０点位置からズレた状態で行なわれた場合、
出力波形歪みが発生する問題を有していた。 【０００５】以下、この現象を電源２００Ｖ，５０Ｈ
ｚ、キャリア周波数１５．６ＫＨｚ、デューティ５０％
の場合を例に具体的に説明する。まず、スイッチング装
置の組の切換えタイミングがちょうど電圧０点に一致し
ている場合、０点直前では、第１，第２半導体スイッチ
素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン動作し、第３，第４半導体
スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４は常時オン動作している。この
ときコンデンサＣ１は電源電圧に充電、コンデンサＣ２
は非充電状態にある。そして、０点位置で、第１，第２
半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２はオン状態に、第３，第
４半導体スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４は交互オン動作に移行
する。このとき電源２からの大電流の流入やコンデンサ
Ｃ１，Ｃ２の急激な充放電はなく、入力電圧、出力電圧
波形に振動等の歪みは発生しない。このときの電圧波形
を図６，図１２に示している。図６において、（ａ）は
入力電圧（コンデンサＣ１，Ｃ２間の電圧Ｖｃ）波形、
（ｂ）は出力電圧Ｖｏ波形であり、図１２はコンデンサ
Ｃ１，Ｃ２の電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）波形である。 【０００６】しかし、切換えタイミングが０点より早い
（電圧の極性反転に対して切換えタイミングが早い）場
合は、切換え前は第１，第２半導体スイッチ素子Ｑ１，
Ｑ２が交互にオン動作、第３，第４半導体スイッチ素子
Ｑ３，Ｑ４が常時オン動作であり、コンデンサＣ１が電
源電圧に充電、コンデンサＣ２が非充電状態にあるが、
切換え時はまだ電圧が電圧０点に達しないため、コンデ
ンサＣ１は電源電圧に充電されＣ２＝０Ｖのまま第１，
第２半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２はオン動作に移行、
第３，第４半導体スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４は交互オン動
作に移行する。そのため、コンデンサＣ１の充電電荷は
第1，第2半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を介して一気に
放電されると共に、電源電圧が電圧０点に至るまでの
間、電源２よりコイルＬ１，第1，第2、第4，第3の半導
体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ３を介して大きな
電流が流れ、入力電圧、出力電圧の双方に振動が発生す
る。この時の電圧波形を図７，図１３に示している。図
７は電圧０点に対して５度早く交代動作した場合の波形
を示し、（ａ）は入力電圧（Ｖｃ）波形、（ｂ）は出力
電圧（Ｖｏ）波形であり、図１３はそのときのコンデン
サＣ１，Ｃ２の電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）波形である。 【０００７】また、切換えタイミングが０点より遅い場
合、切換え前は第１，第２半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ
２は交互にオン動作し、第３，第４半導体スイッチ素子
Ｑ３，Ｑ４は常時オン動作にある。このとき双方のコン
デンサＣ１，Ｃ２とも０Ｖであり電圧０点通過後もこの
スイッチング動作を続けるので、０点を通過した後、切
換え動作が行なわれるまでの間、電源２より第３，第４
半導体スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４、ダイオードＤ２，Ｄ
１，コイルＬ１を介して大きな電流が流れる。そして、
切換え動作後は、第１，第２半導体スイッチ素子Ｑ１，
Ｑ２オン動作、第３，第４半導体スイッチ素子Ｑ３，Ｑ
４は交互オン動作に移行して大きな回流電流は無くなる
が、直前まで非充電であったコンデンサＣ２に急に電源
電圧が印加されるため、電源２，コイルＬ１，コンデン
サＣ２が作る閉回路に大きな振動電流が流れ、入出力電
圧波形に振動が発生する。このときの電圧波形を図８，
図１４に示している。図８は電圧０点に対して５度遅く
交代動作した場合の波形を示し、（ａ）は入力電圧（Ｖ
ｃ）波形、（ｂ）は出力電圧（Ｖｏ）波形であり、図１
４はそのときのコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧（Ｖｃ１，
Ｖｃ２）波形である。尚、切換えタイミングのずれは、
電圧の位相変化、ゼロ点検出装置，伝送経路や信号変換
回路等が固有に持つ時間遅れ要素、ノイズの侵入等の原
因により発生することがあった。 【０００８】このように、切換えのタイミングが交流電
源波形の０点からずれた場合、電源から大電流が流入
し、スイッチング装置の信頼性が損なわれる場合がある
と共に、出力電圧が大きく振動し、負荷へ例えば高調波
発生による容量性負荷の発熱等の悪影響を与える場合が
あった。 【０００９】そこで、本発明は上記問題点に鑑み、交流
電源と交流チョッパ回路の切換え動作の同期がずれて
も、交流チョッパの出力電圧波形の乱れが少ない交流電
圧調整装置を提供することを課題とする。 【００１０】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１の発明は、一対の入力端子と該入力端子に
対応した一対の出力端子を有し、ダイオードと半導体ス
イッチ素子とを逆並列接続して成るスイッチング装置を
夫々の入出力端子間に直列に介在させ、更に前記スイッ
チング装置の別の２個を逆極性に直列接続した回路を出
力端子間に接続して交流チョッパ回路を形成し、前記４
個の半導体スイッチ素子を、対を成す所定の２組に分け
て、一方の組を交互オン動作させると同時に他方の組を
常時オン動作させ、更に入力交流電圧の極性反転に同期
させて双方の組の動作を交代させることで出力電圧を調
整する交流電圧調整装置において、入力交流電圧の極性
が反転する０点を中心に、前後の予め定めた短時間の
間、前記４個の半導体スイッチ素子が一斉に交互オン動
作することを特徴とする。 【００１１】 【発明の実施の形態】以下、本発明を具体化した実施の
形態を、図面に基づいて詳細に説明する。図１（ａ）は
本発明に係る交流電圧調整装置の回路図であり、上記従
来の構成と同一である。但し、各半導体スイッチ素子の
動作が異なっている。図１（ｂ）はその動作波形図を示
し、（イ）は電源電圧波形、（ロ）は半導体スイッチ素
子のオン／オフ信号波形、（ハ）はチョッパ回路出力波
形、（ニ）は本装置の出力電圧波形でる。 【００１２】本発明は、第１〜第４スイッチング装置Ｓ
１〜Ｓ４により交流チョッパ回路が形成されるが、その
うち第１，第２の半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の組
と、第３，第４の半導体スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４の組
を、図１（ｂ）に示すように、オン動作を交互に繰り返
す組と常時オン状態の組に分けて、電源電圧の極性が反
転する度に双方の組の動作を交代させると共に、電源電
圧が極性反転する０点（０度、１８０度）で切換えると
き、双方とも予め定めた短時間ｔの間（例えば６００μ
Ｓの間）、予め定めたタイミングで交互オン動作した
後、動作を切換えて交代動作させている。具体的には、
第１半導体スイッチ素子Ｑ１と第３半導体スイッチ素子
Ｑ３を同期させて交互オン動作と同一の周期でオン／オ
フ動作させ、第２半導体スイッチ素子Ｑ２と第４半導体
スイッチ素子Ｑ４を同期させて交互オン動作と同一の周
期でオン／オフ動作させる。尚、このような半導体スイ
ッチ素子のオン／オフ操作は別途設けられた制御手段に
より実施される。 【００１３】以下、半導体スイッチ素子をこのように動
作させた場合の、電圧０点付近の回路動作の様子を具体
的に説明する。尚、ここでは電源２００Ｖ、５０Ｈｚ、
キャリア周波数１５．６ｋＨｚ、デューティ５０％と
し、一斉相互オン動作時間ｔ＝６４０μｓ，コイルＬ１
＝４００μＨ，スナバコンデンサであるコンデンサＣ１
＝Ｃ２＝１０μＦとしている。 （１）一斉交互オン動作期間の中間点が電圧０点となる
場合 一斉交互オンの直前では第１，第２半導体スイッチ素子
Ｑ１，Ｑ２が交互オン動作、第３，第４半導体スイッチ
素子Ｑ３，Ｓ４が常時オン動作し、コンデンサＣ１は電
源電圧に充電され、コンデンサＣ２は非充電状態であ
り、一斉交互オン状態になったら双方のコンデンサＣ
１，Ｃ２の充放電回路が遮断されて、コンデンサＣ１の
電荷がコイルＬ１、電源、コンデンサＣ２の経路でコン
デンサＣ２に移動を開始する。尚、コンデンサＣ１の充
電電圧は約２８Ｖであり、この電荷がコンデンサＣ２に
移動する。 【００１４】そして、一斉交互オン終了時は、電源電圧
Ｖｓ＝−２８Ｖ、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１≒１Ｖ、
コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２≒−２９Ｖとなり、コンデ
ンサＣ１の電荷は第１，第２半導体スイッチ素子Ｑ１，
Ｑ２により急激に放電され、コンデンサＣ２の電荷はコ
イルＬ１を介して放電されて電源電圧に近づく。この時
の電流は大きくないため、入出力電圧波形の大きな乱れ
は発生しない。この時の電圧波形を図２，図９に示して
いる。図２において、（ａ）は入力電圧（Ｖｃ）波形、
（ｂ）は出力電圧（Ｖｏ）波形であり、図９はコンデン
サＣ１，Ｃ２の電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）波形である。 【００１５】（２）一斉交互オン動作期間の中間点が電
圧０点より５度早い場合 一斉交互オン直前と一斉交互オン開始時の動作は上記
（１）と同様である。但し、コンデンサＣ１の充電電圧
は約５３Ｖとなる。一斉交互オン終了時は電源電圧Ｖｓ
＝−３Ｖ、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１＝２５Ｖ、コン
デンサＣ２の電圧ＶＣ２＝−２８Ｖとなり、コンデンサ
Ｃ１の電荷は第１，第２半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２
により一気に放電され、コンデンサＣ２の電荷はコイル
Ｌ１を介して放電されて電源電圧に近づく。コンデンサ
Ｃ２の電圧ＶＣ２と電源電圧Ｖｓとの差は上記（１）の
状態より大きくなるため波形の振動は発生するが、
（１）の一斉交互オン動作期間の中間点が電圧０点とな
る場合より僅かに大きくなる程度である。この時の電圧
波形を図３，図１０に示している。図３において、
（ａ）は入力電圧（Ｖｃ）波形、（ｂ）は出力電圧（Ｖ
ｏ）波形であり、図１０はコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧
（Ｖｃ１，Ｖｃ２）波形である。 【００１６】（３）一斉交互オン動作期間中の中間点が
電圧０点より５度遅い場合 一斉交互オン直前と一斉交互オン開始時の動作は（１）
と同様である。但し、コンデンサＣ１の充電電圧は略３
Ｖと低い。そして、一斉交互オン終了時は電源電圧Ｖｓ
＝−５３Ｖ、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１≒０Ｖ、コン
デンサＣ２の電圧ＶＣ２≒−５０Ｖとなり、コンデンサ
Ｃ１の僅かな電荷は第１，第２半導体スイッチ素子Ｑ
１，Ｑ２により放電され、コンデンサＣ２はコイルＬ１
を介して充電されて電源電圧に近づくが、この時の電流
は大きくないため、入出力電圧波形の大きな乱れは発生
しない。この場合の電圧波形を図４，図１１に示してい
る。図４において、（ａ）は入力電圧（Ｖｃ）波形、
（ｂ）は出力電圧（Ｖｏ）波形であり、図１１はコンデ
ンサＣ１，Ｃ２の電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）波形である。 【００１７】このように、スイッチング装置の組の各半
導体スイッチ素子の動作を切換えるタイミングが電源電
圧の極性が反転する０点に同期しなくても、出力電圧波
形が大きく振動することが無くなるため、負荷に悪影響
を及ぼすことがない。また、電源からの大電流の流入が
無くなるので、コンデンサからの放電電流量も低減さ
れ、各素子のストレスも軽減される。 【００１８】 【発明の効果】以上詳述したように、請求項１の発明に
よれば、スイッチング装置の組の動作を切換えるタイミ
ングが電源電圧の極性が反転する０点に同期しなくて
も、出力電圧波形が大きく振動することが無くなり、負
荷に悪影響を及ぼすことがない。また、電源からの大電
流の流入が無くなるので、スイッチング素子のストレス
が軽減される。
て交流電圧を調整する交流電圧調整装置に関し、詳しく
はその出力歪みの低減技術に関する。 【０００２】 【従来の技術】発明者等は特開平２００１−１００８５
０にて４個のスイッチング装置を用いて交流チョッパ回
路を形成した交流電圧調整装置を提案している。図１
（ａ）はこの交流電圧調整装置を示し、交流電圧調整装
置の入力端子１ａに単相交流電源２が接続され、出力端
子１ｂに負荷３が接続された回路図を示している。交流
チョッパ回路は、ダイオードとＩＧＢＴ等の半導体スイ
ッチ素子を逆並列接続して形成したスイッチング装置４
個で形成され、第１のスイッチング装置Ｓ１と第３のス
イッチング装置Ｓ３を入出力端子間に同一極性で接続さ
れ、第２のスイッチング装置Ｓ２と第４のスイッチング
装置Ｓ４は逆極性に直列接続されて第１及び第３のスイ
ッチング装置Ｓ１，Ｓ３の出力端子側に接続されてい
る。また、第２，第４スイッチング装置Ｓ２，Ｓ４の間
と第１、第３スイッチング装置Ｓ１，Ｓ３の電源端子側
にはコンデンサＣ１，Ｃ２が接続され、直流スナバを構
成している。 【０００３】図５は上記回路の従来の動作波形を示し、
図示するように第１と第２の半導体スイッチ素子Ｑ１，
Ｑ２を交互にオン動作させると共に第３と第４の半導体
スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４を常時オン動作させる状態と、
反対に第１と第２半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を常時
オン動作させると共に第３と第４の半導体スイッチ素子
Ｑ３，Ｑ４を交互にオン動作させる状態とを入力交流電
圧の極性が反転する度に交代させることで第１〜第４の
スイッチング装置Ｓ１〜Ｓ４をチョッパ動作させ、降圧
した所定の交流電圧を出力する。このように構成してチ
ョッパ動作させることで、それまでのチョッパ型電圧調
整装置に比べて素子数を少なく小型化を可能とした。
尚、Ｌ１，Ｌ２はフィルタ用のコイル、Ｃ３はフィルタ
用コンデンサである。 【０００４】 【発明が解決しようとする課題】しかし、上記４個のス
イッチング装置Ｓ１〜Ｓ４を２組に分けて交代動作させ
る形態は電源電圧の極性が反転する０点位置に合わせて
行なうことを前提にしているため、動作交代のタイミン
グが電圧の０点位置からズレた状態で行なわれた場合、
出力波形歪みが発生する問題を有していた。 【０００５】以下、この現象を電源２００Ｖ，５０Ｈ
ｚ、キャリア周波数１５．６ＫＨｚ、デューティ５０％
の場合を例に具体的に説明する。まず、スイッチング装
置の組の切換えタイミングがちょうど電圧０点に一致し
ている場合、０点直前では、第１，第２半導体スイッチ
素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン動作し、第３，第４半導体
スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４は常時オン動作している。この
ときコンデンサＣ１は電源電圧に充電、コンデンサＣ２
は非充電状態にある。そして、０点位置で、第１，第２
半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２はオン状態に、第３，第
４半導体スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４は交互オン動作に移行
する。このとき電源２からの大電流の流入やコンデンサ
Ｃ１，Ｃ２の急激な充放電はなく、入力電圧、出力電圧
波形に振動等の歪みは発生しない。このときの電圧波形
を図６，図１２に示している。図６において、（ａ）は
入力電圧（コンデンサＣ１，Ｃ２間の電圧Ｖｃ）波形、
（ｂ）は出力電圧Ｖｏ波形であり、図１２はコンデンサ
Ｃ１，Ｃ２の電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）波形である。 【０００６】しかし、切換えタイミングが０点より早い
（電圧の極性反転に対して切換えタイミングが早い）場
合は、切換え前は第１，第２半導体スイッチ素子Ｑ１，
Ｑ２が交互にオン動作、第３，第４半導体スイッチ素子
Ｑ３，Ｑ４が常時オン動作であり、コンデンサＣ１が電
源電圧に充電、コンデンサＣ２が非充電状態にあるが、
切換え時はまだ電圧が電圧０点に達しないため、コンデ
ンサＣ１は電源電圧に充電されＣ２＝０Ｖのまま第１，
第２半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２はオン動作に移行、
第３，第４半導体スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４は交互オン動
作に移行する。そのため、コンデンサＣ１の充電電荷は
第1，第2半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を介して一気に
放電されると共に、電源電圧が電圧０点に至るまでの
間、電源２よりコイルＬ１，第1，第2、第4，第3の半導
体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ３を介して大きな
電流が流れ、入力電圧、出力電圧の双方に振動が発生す
る。この時の電圧波形を図７，図１３に示している。図
７は電圧０点に対して５度早く交代動作した場合の波形
を示し、（ａ）は入力電圧（Ｖｃ）波形、（ｂ）は出力
電圧（Ｖｏ）波形であり、図１３はそのときのコンデン
サＣ１，Ｃ２の電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）波形である。 【０００７】また、切換えタイミングが０点より遅い場
合、切換え前は第１，第２半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ
２は交互にオン動作し、第３，第４半導体スイッチ素子
Ｑ３，Ｑ４は常時オン動作にある。このとき双方のコン
デンサＣ１，Ｃ２とも０Ｖであり電圧０点通過後もこの
スイッチング動作を続けるので、０点を通過した後、切
換え動作が行なわれるまでの間、電源２より第３，第４
半導体スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４、ダイオードＤ２，Ｄ
１，コイルＬ１を介して大きな電流が流れる。そして、
切換え動作後は、第１，第２半導体スイッチ素子Ｑ１，
Ｑ２オン動作、第３，第４半導体スイッチ素子Ｑ３，Ｑ
４は交互オン動作に移行して大きな回流電流は無くなる
が、直前まで非充電であったコンデンサＣ２に急に電源
電圧が印加されるため、電源２，コイルＬ１，コンデン
サＣ２が作る閉回路に大きな振動電流が流れ、入出力電
圧波形に振動が発生する。このときの電圧波形を図８，
図１４に示している。図８は電圧０点に対して５度遅く
交代動作した場合の波形を示し、（ａ）は入力電圧（Ｖ
ｃ）波形、（ｂ）は出力電圧（Ｖｏ）波形であり、図１
４はそのときのコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧（Ｖｃ１，
Ｖｃ２）波形である。尚、切換えタイミングのずれは、
電圧の位相変化、ゼロ点検出装置，伝送経路や信号変換
回路等が固有に持つ時間遅れ要素、ノイズの侵入等の原
因により発生することがあった。 【０００８】このように、切換えのタイミングが交流電
源波形の０点からずれた場合、電源から大電流が流入
し、スイッチング装置の信頼性が損なわれる場合がある
と共に、出力電圧が大きく振動し、負荷へ例えば高調波
発生による容量性負荷の発熱等の悪影響を与える場合が
あった。 【０００９】そこで、本発明は上記問題点に鑑み、交流
電源と交流チョッパ回路の切換え動作の同期がずれて
も、交流チョッパの出力電圧波形の乱れが少ない交流電
圧調整装置を提供することを課題とする。 【００１０】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１の発明は、一対の入力端子と該入力端子に
対応した一対の出力端子を有し、ダイオードと半導体ス
イッチ素子とを逆並列接続して成るスイッチング装置を
夫々の入出力端子間に直列に介在させ、更に前記スイッ
チング装置の別の２個を逆極性に直列接続した回路を出
力端子間に接続して交流チョッパ回路を形成し、前記４
個の半導体スイッチ素子を、対を成す所定の２組に分け
て、一方の組を交互オン動作させると同時に他方の組を
常時オン動作させ、更に入力交流電圧の極性反転に同期
させて双方の組の動作を交代させることで出力電圧を調
整する交流電圧調整装置において、入力交流電圧の極性
が反転する０点を中心に、前後の予め定めた短時間の
間、前記４個の半導体スイッチ素子が一斉に交互オン動
作することを特徴とする。 【００１１】 【発明の実施の形態】以下、本発明を具体化した実施の
形態を、図面に基づいて詳細に説明する。図１（ａ）は
本発明に係る交流電圧調整装置の回路図であり、上記従
来の構成と同一である。但し、各半導体スイッチ素子の
動作が異なっている。図１（ｂ）はその動作波形図を示
し、（イ）は電源電圧波形、（ロ）は半導体スイッチ素
子のオン／オフ信号波形、（ハ）はチョッパ回路出力波
形、（ニ）は本装置の出力電圧波形でる。 【００１２】本発明は、第１〜第４スイッチング装置Ｓ
１〜Ｓ４により交流チョッパ回路が形成されるが、その
うち第１，第２の半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の組
と、第３，第４の半導体スイッチ素子Ｑ３，Ｑ４の組
を、図１（ｂ）に示すように、オン動作を交互に繰り返
す組と常時オン状態の組に分けて、電源電圧の極性が反
転する度に双方の組の動作を交代させると共に、電源電
圧が極性反転する０点（０度、１８０度）で切換えると
き、双方とも予め定めた短時間ｔの間（例えば６００μ
Ｓの間）、予め定めたタイミングで交互オン動作した
後、動作を切換えて交代動作させている。具体的には、
第１半導体スイッチ素子Ｑ１と第３半導体スイッチ素子
Ｑ３を同期させて交互オン動作と同一の周期でオン／オ
フ動作させ、第２半導体スイッチ素子Ｑ２と第４半導体
スイッチ素子Ｑ４を同期させて交互オン動作と同一の周
期でオン／オフ動作させる。尚、このような半導体スイ
ッチ素子のオン／オフ操作は別途設けられた制御手段に
より実施される。 【００１３】以下、半導体スイッチ素子をこのように動
作させた場合の、電圧０点付近の回路動作の様子を具体
的に説明する。尚、ここでは電源２００Ｖ、５０Ｈｚ、
キャリア周波数１５．６ｋＨｚ、デューティ５０％と
し、一斉相互オン動作時間ｔ＝６４０μｓ，コイルＬ１
＝４００μＨ，スナバコンデンサであるコンデンサＣ１
＝Ｃ２＝１０μＦとしている。 （１）一斉交互オン動作期間の中間点が電圧０点となる
場合 一斉交互オンの直前では第１，第２半導体スイッチ素子
Ｑ１，Ｑ２が交互オン動作、第３，第４半導体スイッチ
素子Ｑ３，Ｓ４が常時オン動作し、コンデンサＣ１は電
源電圧に充電され、コンデンサＣ２は非充電状態であ
り、一斉交互オン状態になったら双方のコンデンサＣ
１，Ｃ２の充放電回路が遮断されて、コンデンサＣ１の
電荷がコイルＬ１、電源、コンデンサＣ２の経路でコン
デンサＣ２に移動を開始する。尚、コンデンサＣ１の充
電電圧は約２８Ｖであり、この電荷がコンデンサＣ２に
移動する。 【００１４】そして、一斉交互オン終了時は、電源電圧
Ｖｓ＝−２８Ｖ、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１≒１Ｖ、
コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２≒−２９Ｖとなり、コンデ
ンサＣ１の電荷は第１，第２半導体スイッチ素子Ｑ１，
Ｑ２により急激に放電され、コンデンサＣ２の電荷はコ
イルＬ１を介して放電されて電源電圧に近づく。この時
の電流は大きくないため、入出力電圧波形の大きな乱れ
は発生しない。この時の電圧波形を図２，図９に示して
いる。図２において、（ａ）は入力電圧（Ｖｃ）波形、
（ｂ）は出力電圧（Ｖｏ）波形であり、図９はコンデン
サＣ１，Ｃ２の電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）波形である。 【００１５】（２）一斉交互オン動作期間の中間点が電
圧０点より５度早い場合 一斉交互オン直前と一斉交互オン開始時の動作は上記
（１）と同様である。但し、コンデンサＣ１の充電電圧
は約５３Ｖとなる。一斉交互オン終了時は電源電圧Ｖｓ
＝−３Ｖ、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１＝２５Ｖ、コン
デンサＣ２の電圧ＶＣ２＝−２８Ｖとなり、コンデンサ
Ｃ１の電荷は第１，第２半導体スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２
により一気に放電され、コンデンサＣ２の電荷はコイル
Ｌ１を介して放電されて電源電圧に近づく。コンデンサ
Ｃ２の電圧ＶＣ２と電源電圧Ｖｓとの差は上記（１）の
状態より大きくなるため波形の振動は発生するが、
（１）の一斉交互オン動作期間の中間点が電圧０点とな
る場合より僅かに大きくなる程度である。この時の電圧
波形を図３，図１０に示している。図３において、
（ａ）は入力電圧（Ｖｃ）波形、（ｂ）は出力電圧（Ｖ
ｏ）波形であり、図１０はコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧
（Ｖｃ１，Ｖｃ２）波形である。 【００１６】（３）一斉交互オン動作期間中の中間点が
電圧０点より５度遅い場合 一斉交互オン直前と一斉交互オン開始時の動作は（１）
と同様である。但し、コンデンサＣ１の充電電圧は略３
Ｖと低い。そして、一斉交互オン終了時は電源電圧Ｖｓ
＝−５３Ｖ、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１≒０Ｖ、コン
デンサＣ２の電圧ＶＣ２≒−５０Ｖとなり、コンデンサ
Ｃ１の僅かな電荷は第１，第２半導体スイッチ素子Ｑ
１，Ｑ２により放電され、コンデンサＣ２はコイルＬ１
を介して充電されて電源電圧に近づくが、この時の電流
は大きくないため、入出力電圧波形の大きな乱れは発生
しない。この場合の電圧波形を図４，図１１に示してい
る。図４において、（ａ）は入力電圧（Ｖｃ）波形、
（ｂ）は出力電圧（Ｖｏ）波形であり、図１１はコンデ
ンサＣ１，Ｃ２の電圧（Ｖｃ１，Ｖｃ２）波形である。 【００１７】このように、スイッチング装置の組の各半
導体スイッチ素子の動作を切換えるタイミングが電源電
圧の極性が反転する０点に同期しなくても、出力電圧波
形が大きく振動することが無くなるため、負荷に悪影響
を及ぼすことがない。また、電源からの大電流の流入が
無くなるので、コンデンサからの放電電流量も低減さ
れ、各素子のストレスも軽減される。 【００１８】 【発明の効果】以上詳述したように、請求項１の発明に
よれば、スイッチング装置の組の動作を切換えるタイミ
ングが電源電圧の極性が反転する０点に同期しなくて
も、出力電圧波形が大きく振動することが無くなり、負
荷に悪影響を及ぼすことがない。また、電源からの大電
流の流入が無くなるので、スイッチング素子のストレス
が軽減される。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は本発明の実施の形態の一例を示す交流
電圧調整装置の回路図である。（ｂ）は（ａ）に示す回
路各部の動作波形図であり、（イ）は電源電圧波形、
（ロ）は半導体スイッチ素子のオン／オフ信号波形、
（ハ）はチョッパ出力波形、（ニ）は出力電圧波形であ
る。 【図２】図１の装置の電圧０点に対して、チョッパ切換
動作が同期している場合の波形を示し、（ａ）は入力電
圧波形図、（ｂ）は出力電圧波形図である。 【図３】図１の装置の電圧０点に対してチョッパ切換動
作が５度進んだ場合の波形を示し、（ａ）は入力電圧波
形図、（ｂ）は出力電圧波形図である。 【図４】図１の装置の電圧０点に対してチョッパ切換動
作が５度遅れた場合の波形を示し、（ａ）は入力電圧波
形図、（ｂ）は出力電圧波形図である。 【図５】図１の装置の従来の動作波形図であり、（イ）
は電源電圧波形、（ロ）は半導体スイッチ素子のオン／
オフ信号波形、（ハ）はチョッパ出力波形、（ニ）は出
力電圧波形である。 【図６】電圧０点に対してチョッパ切換動作が同期して
いる場合の従来波形を示し、（ａ）は入力電圧波形図、
（ｂ）は出力電圧波形図である。 【図７】電圧０点に対してチョッパ切換動作が５度進ん
だ場合の従来の波形を示し、（ａ）は入力電圧波形図、
（ｂ）は出力電圧波形図である。 【図８】電圧０点に対してチョッパ切換動作が５度遅れ
た場合の従来の波形を示し、（ａ）は入力電圧波形図、
（ｂ）は出力電圧波形図である。 【図９】図２の入出力電圧特性発生時のスナバコンデン
サの充電電圧波形図である。 【図１０】図３の入出力電圧特性発生時のスナバコンデ
ンサの充電電圧波形図である。 【図１１】図４の入出力電圧特性発生時のスナバコンデ
ンサの充電電圧波形図である。 【図１２】図６の入出力電圧特性発生時のスナバコンデ
ンサの充電電圧波形図である。 【図１３】図７の入出力電圧特性発生時のスナバコンデ
ンサの充電電圧波形図である。 【図１４】図８の入出力電圧特性発生時のスナバコンデ
ンサの充電電圧波形図である。 【符号の説明】 １・・交流電圧調整装置、２・・電源、３・・負荷、Ｄ
１〜Ｄ４・・ダイオード、Ｑ１〜Ｑ４・・半導体スイッ
チ素子、Ｓ１〜Ｓ４・・スイッチング装置、Ｃ１，Ｃ２
・・コンデンサ（スナバコンデンサ）。
電圧調整装置の回路図である。（ｂ）は（ａ）に示す回
路各部の動作波形図であり、（イ）は電源電圧波形、
（ロ）は半導体スイッチ素子のオン／オフ信号波形、
（ハ）はチョッパ出力波形、（ニ）は出力電圧波形であ
る。 【図２】図１の装置の電圧０点に対して、チョッパ切換
動作が同期している場合の波形を示し、（ａ）は入力電
圧波形図、（ｂ）は出力電圧波形図である。 【図３】図１の装置の電圧０点に対してチョッパ切換動
作が５度進んだ場合の波形を示し、（ａ）は入力電圧波
形図、（ｂ）は出力電圧波形図である。 【図４】図１の装置の電圧０点に対してチョッパ切換動
作が５度遅れた場合の波形を示し、（ａ）は入力電圧波
形図、（ｂ）は出力電圧波形図である。 【図５】図１の装置の従来の動作波形図であり、（イ）
は電源電圧波形、（ロ）は半導体スイッチ素子のオン／
オフ信号波形、（ハ）はチョッパ出力波形、（ニ）は出
力電圧波形である。 【図６】電圧０点に対してチョッパ切換動作が同期して
いる場合の従来波形を示し、（ａ）は入力電圧波形図、
（ｂ）は出力電圧波形図である。 【図７】電圧０点に対してチョッパ切換動作が５度進ん
だ場合の従来の波形を示し、（ａ）は入力電圧波形図、
（ｂ）は出力電圧波形図である。 【図８】電圧０点に対してチョッパ切換動作が５度遅れ
た場合の従来の波形を示し、（ａ）は入力電圧波形図、
（ｂ）は出力電圧波形図である。 【図９】図２の入出力電圧特性発生時のスナバコンデン
サの充電電圧波形図である。 【図１０】図３の入出力電圧特性発生時のスナバコンデ
ンサの充電電圧波形図である。 【図１１】図４の入出力電圧特性発生時のスナバコンデ
ンサの充電電圧波形図である。 【図１２】図６の入出力電圧特性発生時のスナバコンデ
ンサの充電電圧波形図である。 【図１３】図７の入出力電圧特性発生時のスナバコンデ
ンサの充電電圧波形図である。 【図１４】図８の入出力電圧特性発生時のスナバコンデ
ンサの充電電圧波形図である。 【符号の説明】 １・・交流電圧調整装置、２・・電源、３・・負荷、Ｄ
１〜Ｄ４・・ダイオード、Ｑ１〜Ｑ４・・半導体スイッ
チ素子、Ｓ１〜Ｓ４・・スイッチング装置、Ｃ１，Ｃ２
・・コンデンサ（スナバコンデンサ）。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 一対の入力端子と該入力端子に対応した
一対の出力端子を有し、ダイオードと半導体スイッチ素
子とを逆並列接続して成るスイッチング装置を夫々の入
出力端子間に直列に介在させ、更に前記スイッチング装
置の別の２個を逆極性に直列接続した回路を出力端子間
に接続して交流チョッパ回路を形成し、前記４個の半導
体スイッチ素子を、対を成す所定の２組に分けて、一方
の組を交互オン動作させると同時に他方の組を常時オン
動作させ、更に入力交流電圧の極性反転に同期させて双
方の組の動作を交代させることで出力電圧を調整する交
流電圧調整装置において、 入力交流電圧の極性が反転する０点を中心に、前後の予
め定めた短時間の間、前記４個の半導体スイッチ素子が
一斉に交互オン動作することを特徴とする交流電圧調整
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001199431A JP3488705B2 (ja) | 2001-06-29 | 2001-06-29 | 交流電圧調整装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001199431A JP3488705B2 (ja) | 2001-06-29 | 2001-06-29 | 交流電圧調整装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003018843A JP2003018843A (ja) | 2003-01-17 |
| JP3488705B2 true JP3488705B2 (ja) | 2004-01-19 |
Family
ID=19036730
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001199431A Expired - Fee Related JP3488705B2 (ja) | 2001-06-29 | 2001-06-29 | 交流電圧調整装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3488705B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102291006A (zh) * | 2010-06-18 | 2011-12-21 | 上海威曼电气科技发展有限公司 | 一种交流斩波器 |
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|---|---|---|---|---|
| KR100713691B1 (ko) | 2003-11-28 | 2007-05-04 | 한빛이디에스(주) | 전압 강하 전용 전압제어장치 |
| JP4726202B2 (ja) * | 2005-05-25 | 2011-07-20 | 日本インター株式会社 | 交流電力調整器 |
| ES2302407B1 (es) * | 2005-09-30 | 2009-02-16 | Salicru, S.A | Estabilizador de tension de corriente alterna para instalaciones de alumbrado y procedimiento de control en lazo cerrado con modulacion por amplitud de pulsos. |
| CN103392290A (zh) * | 2010-11-22 | 2013-11-13 | 埃克威加拿大科技有限公司 | 具有精确控制的臭氧生成系统 |
| CN103078548A (zh) * | 2013-01-21 | 2013-05-01 | 南京航空航天大学 | 单级双向升降压逆变器 |
| KR102352141B1 (ko) * | 2019-12-24 | 2022-01-14 | 군산대학교산학협력단 | 스위칭 변압기 |
-
2001
- 2001-06-29 JP JP2001199431A patent/JP3488705B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2003018843A (ja) | 2003-01-17 |
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