JPH05199761A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
- Publication number
- JPH05199761A JPH05199761A JP4025740A JP2574092A JPH05199761A JP H05199761 A JPH05199761 A JP H05199761A JP 4025740 A JP4025740 A JP 4025740A JP 2574092 A JP2574092 A JP 2574092A JP H05199761 A JPH05199761 A JP H05199761A
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- Japan
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- voltage
- switching
- current
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Abstract
(57)【要約】
【目的】電圧共振スイッチを使用したハーフブリッジ形
インバータ装置の零電圧スイッチング領域を軽負荷域に
まで広げる。 【構成】インバータ部の交流出力電力をスイッチング素
子によるブリッジにて直流変換後、負荷に供給する構成
をなし、このスイッチング素子を選択開閉することによ
り特定動作モードを強制的に持続させ、軽負荷域も共振
コンデンサ電圧を零となるようにしたもの。
インバータ装置の零電圧スイッチング領域を軽負荷域に
まで広げる。 【構成】インバータ部の交流出力電力をスイッチング素
子によるブリッジにて直流変換後、負荷に供給する構成
をなし、このスイッチング素子を選択開閉することによ
り特定動作モードを強制的に持続させ、軽負荷域も共振
コンデンサ電圧を零となるようにしたもの。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電力変換を行うＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを構成するインバータ装置、特に電
圧共振ハーフブリッジ形の改良に関するものであり、通
信，家電，産業用制御機器などの分野の電源装置として
使用される。
Ｃ−ＤＣコンバータを構成するインバータ装置、特に電
圧共振ハーフブリッジ形の改良に関するものであり、通
信，家電，産業用制御機器などの分野の電源装置として
使用される。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来より使用されている電圧共振
ハーフブリッジ形インバータの回路構成を示すものであ
り、１は直流電源、２，３は直流電源１の電圧E1を２分
割するコンデンサ、４はコンデンサ９，10とともに直列
共振回路を構成するところのリアクトル、５，６はスイ
ッチング素子、７，８はスイッチング素子５，６に逆並
列接続されたダイオード、111 ，112 ，113 ，114 は単
相ブリッジ整流回路を構成するダイオード、12はフイル
タのリアクトル、13はフイルタのコンデンサ、14は負荷
である。ここでは、スイッチング素子５，６はバイポー
ラトランジスタの例で示してあるが、他にＦＥＴなどの
各種トランジスタやＧＴＯなどの各種サイリスタも使用
される。
ハーフブリッジ形インバータの回路構成を示すものであ
り、１は直流電源、２，３は直流電源１の電圧E1を２分
割するコンデンサ、４はコンデンサ９，10とともに直列
共振回路を構成するところのリアクトル、５，６はスイ
ッチング素子、７，８はスイッチング素子５，６に逆並
列接続されたダイオード、111 ，112 ，113 ，114 は単
相ブリッジ整流回路を構成するダイオード、12はフイル
タのリアクトル、13はフイルタのコンデンサ、14は負荷
である。ここでは、スイッチング素子５，６はバイポー
ラトランジスタの例で示してあるが、他にＦＥＴなどの
各種トランジスタやＧＴＯなどの各種サイリスタも使用
される。
【０００３】図３においては、一般にコンデンサ２，３
の容量はコンデンサ９，10に比べて大きく、リアクトル
12のインダクタンスはリアクトル４に比べて大きく選定
される。この回路はよく知られているように、スイッチ
ング素子５，６を交互にオンオフすることにより、コン
デンサ２，３からなる第１のアームの中点と、スイッチ
ング素子５と６，ダイオード７と８，コンデンサ９と10
より構成される第２のアームの中点間に、交流出力が得
られるものであり、この交流出力をダイオード111 〜11
4 にて直流変換のうえ、負荷14に供給する。
の容量はコンデンサ９，10に比べて大きく、リアクトル
12のインダクタンスはリアクトル４に比べて大きく選定
される。この回路はよく知られているように、スイッチ
ング素子５，６を交互にオンオフすることにより、コン
デンサ２，３からなる第１のアームの中点と、スイッチ
ング素子５と６，ダイオード７と８，コンデンサ９と10
より構成される第２のアームの中点間に、交流出力が得
られるものであり、この交流出力をダイオード111 〜11
4 にて直流変換のうえ、負荷14に供給する。
【０００４】図４は図３回路の各部波形を示すものであ
り、V9はコンデンサ９の電圧、I1はコンデンサ２，３の
第１のアームの電流、I0は負荷14の電流、I2はコンデン
サ２の電流である。
り、V9はコンデンサ９の電圧、I1はコンデンサ２，３の
第１のアームの電流、I0は負荷14の電流、I2はコンデン
サ２の電流である。
【０００５】図４において時刻T1以前ではスイッチング
素子５がオン，スイッチング素子６がオフであり、電流
I23 は、 コンデンサ２→スイッチング素子５→ダイオード111 →
リアクトル12→（負荷14とコンデンサ13）→ダイオード
112 →リアクトル４→コンデンサ２ のルートで流れ、リアクトル12に電流エネルギーを蓄積
するとともに、負荷14に電力を供給している。
素子５がオン，スイッチング素子６がオフであり、電流
I23 は、 コンデンサ２→スイッチング素子５→ダイオード111 →
リアクトル12→（負荷14とコンデンサ13）→ダイオード
112 →リアクトル４→コンデンサ２ のルートで流れ、リアクトル12に電流エネルギーを蓄積
するとともに、負荷14に電力を供給している。
【０００６】時刻T1において、電流I23 が予め定められ
たピーク値 IP に達すると、スイッチング素子５をオフ
にする。すると、これまでスイッチング素子５に流れて
いた電流はコンデンサ９に転流し、電圧V9は上昇を始め
る。時刻T2において電圧V9が電圧E1に達すると、コンデ
ンサ10の電圧をV10 とすると、（V9＋V10 ＝E1）ゆえ、
電圧V10 は零となる。よって、この時点でスイッチング
素子６をオンすれば零電圧スイッチングの動作となり、
オン時のスイッチング損失をなくすことができる。
たピーク値 IP に達すると、スイッチング素子５をオフ
にする。すると、これまでスイッチング素子５に流れて
いた電流はコンデンサ９に転流し、電圧V9は上昇を始め
る。時刻T2において電圧V9が電圧E1に達すると、コンデ
ンサ10の電圧をV10 とすると、（V9＋V10 ＝E1）ゆえ、
電圧V10 は零となる。よって、この時点でスイッチング
素子６をオンすれば零電圧スイッチングの動作となり、
オン時のスイッチング損失をなくすことができる。
【０００７】時刻T2以後、一般に電流I23 の値は電流I0
より小ゆえ、電流I0は、 リアクトル12→（負荷14とコンデンサ13）→ダイオード
112 （または114 ）→ダイオード113 （または111 ）→
リアクトル12 のルートで還流し、リアクトル12に蓄積されていたエネ
ルギーが負荷14に供給される。ダイオード112 ，113 ま
たはダイオード114 ，111 が導通しているため、ダイオ
ードブリッジの交流端子は短絡状態となっている。
より小ゆえ、電流I0は、 リアクトル12→（負荷14とコンデンサ13）→ダイオード
112 （または114 ）→ダイオード113 （または111 ）→
リアクトル12 のルートで還流し、リアクトル12に蓄積されていたエネ
ルギーが負荷14に供給される。ダイオード112 ，113 ま
たはダイオード114 ，111 が導通しているため、ダイオ
ードブリッジの交流端子は短絡状態となっている。
【０００８】電流I23 は（I23 ＞０）の期間では、 コンデンサ３→ダイオード８→ダイオード111 →ダイオ
ード113 →リアクトル４→コンデンサ３ のルートで流れ、（I23 ＜０）の期間では、 コンデンサ３→リアクトル４→ダイオード113 →ダイオ
ード111 →スイッチング素子６→コンデンサ３ のルートで流れる。
ード113 →リアクトル４→コンデンサ３ のルートで流れ、（I23 ＜０）の期間では、 コンデンサ３→リアクトル４→ダイオード113 →ダイオ
ード111 →スイッチング素子６→コンデンサ３ のルートで流れる。
【０００９】時刻T3において電流I23 の値が電流I0より
大となると、前述の２個のアームの正負極側動作が反対
となるものの、電流I23 は時刻T1に前のルートと類似の
ルートをとり、時刻T4において電流I23 の値がピーク値
IP より大となるとスイッチング素子６をオフさせ、以
下時刻T1以後と類似の動作を繰り返す。
大となると、前述の２個のアームの正負極側動作が反対
となるものの、電流I23 は時刻T1に前のルートと類似の
ルートをとり、時刻T4において電流I23 の値がピーク値
IP より大となるとスイッチング素子６をオフさせ、以
下時刻T1以後と類似の動作を繰り返す。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】前述の動作は負荷電流
I0が比較的大きくてコンデンサ10，９の電圧V10 ，V9が
零となった時点で、スイッチング素子６，５をオンさせ
る、いわゆる零電圧スイッチングを行っている場合であ
り、共振形スイッチの特徴であるスイッチング損失を低
減できる。しかし、図３回路で示した電圧共振スイッチ
においては、電流I0が小さくなるとこの零電圧スイッチ
ングが行えなくなり、スイッチング素子オン時にコンデ
ンサ電圧短絡による過大電流が生じ、時には素子破壊に
つながるため動作不能となる。図５はこのような場合の
波形を示したものである。図５においては図４と同一個
所の波形を示しているが、図４の負荷電流平均値（約38
Ａ）に対して図５ではこれがほぼ半分（19Ａ）となって
いる。
I0が比較的大きくてコンデンサ10，９の電圧V10 ，V9が
零となった時点で、スイッチング素子６，５をオンさせ
る、いわゆる零電圧スイッチングを行っている場合であ
り、共振形スイッチの特徴であるスイッチング損失を低
減できる。しかし、図３回路で示した電圧共振スイッチ
においては、電流I0が小さくなるとこの零電圧スイッチ
ングが行えなくなり、スイッチング素子オン時にコンデ
ンサ電圧短絡による過大電流が生じ、時には素子破壊に
つながるため動作不能となる。図５はこのような場合の
波形を示したものである。図５においては図４と同一個
所の波形を示しているが、図４の負荷電流平均値（約38
Ａ）に対して図５ではこれがほぼ半分（19Ａ）となって
いる。
【００１１】図５における時刻T1以前の動作は図４と同
様であるが、時刻T2においては電流I23 が、すなわち電
流I2のコンデンサ９電流が正から負に転じるにいたって
も、これまでのコンデンサ９電流が少なかったため電圧
V9が電圧E1に達していない。時刻T2以後では、コンデン
サ９電流が負となり電圧V9は下降し始めるため、電圧V9
は電圧E1に達することはなく、すなわち電圧V10 は零と
ならない。
様であるが、時刻T2においては電流I23 が、すなわち電
流I2のコンデンサ９電流が正から負に転じるにいたって
も、これまでのコンデンサ９電流が少なかったため電圧
V9が電圧E1に達していない。時刻T2以後では、コンデン
サ９電流が負となり電圧V9は下降し始めるため、電圧V9
は電圧E1に達することはなく、すなわち電圧V10 は零と
ならない。
【００１２】図５で示した波形図では、電圧V9が最大に
すなわち電圧V10 が最小となった時刻T2において、強制
的にスイッチング素子６をオンさせた例で示している
が、このときコンデンサ10に残っていた電圧を短絡する
ため、過大電流がスイッチング素子６とコンデンサ10，
９に流れ、電圧V10 は零に，電圧V9は電圧E1にまで急変
する。この過大電流は諸回路部品に悪影響を与えるた
め、一般にはこのような領域では動作させることができ
ず、従来回路では軽負荷での使用が不能となっていた。
すなわち電圧V10 が最小となった時刻T2において、強制
的にスイッチング素子６をオンさせた例で示している
が、このときコンデンサ10に残っていた電圧を短絡する
ため、過大電流がスイッチング素子６とコンデンサ10，
９に流れ、電圧V10 は零に，電圧V9は電圧E1にまで急変
する。この過大電流は諸回路部品に悪影響を与えるた
め、一般にはこのような領域では動作させることができ
ず、従来回路では軽負荷での使用が不能となっていた。
【００１３】
【課題を解決するための手段】図５の波形例で零電圧ス
イッチングが行えなくなる理由としては、時刻T1から時
刻T1′までは、電流I23 は前述したルートで流れ、この
ルート中には比較的大きなインダクタンスをもつリアク
トル12を含むため電流の減衰が遅く大きな値をもってい
るが、時刻T1′をすぎると（I23 ＜I0）となって、電流
I23 のルートは前述した時刻T2以後，（I23 ＞I0）の期
間におけるルートで示したものに切り換り、回路中のイ
ンダクタンスがリアクトル４のみの小さな値となるた
め、電流が急速に減衰して時刻T2において零となる。時
刻T1′から時刻T2間の電流I23 が、従ってコンデンサ９
の電流が小さいため電圧V9が電圧E1に達せずに、零電圧
スイッチングが行えなくなっている。
イッチングが行えなくなる理由としては、時刻T1から時
刻T1′までは、電流I23 は前述したルートで流れ、この
ルート中には比較的大きなインダクタンスをもつリアク
トル12を含むため電流の減衰が遅く大きな値をもってい
るが、時刻T1′をすぎると（I23 ＜I0）となって、電流
I23 のルートは前述した時刻T2以後，（I23 ＞I0）の期
間におけるルートで示したものに切り換り、回路中のイ
ンダクタンスがリアクトル４のみの小さな値となるた
め、電流が急速に減衰して時刻T2において零となる。時
刻T1′から時刻T2間の電流I23 が、従ってコンデンサ９
の電流が小さいため電圧V9が電圧E1に達せずに、零電圧
スイッチングが行えなくなっている。
【００１４】このような点に鑑みて、本発明では電圧V9
が電圧E1に達するまで電流I23 のルートを前述の時刻T1
から時刻T1′におけるルートを保ち、コンデンサ９電流
を減衰させずに大きな電流を保ち、零電圧スイッチング
を行わんとするものである。
が電圧E1に達するまで電流I23 のルートを前述の時刻T1
から時刻T1′におけるルートを保ち、コンデンサ９電流
を減衰させずに大きな電流を保ち、零電圧スイッチング
を行わんとするものである。
【００１５】
【作用】図５の時刻T1′以後で電流I23 のルートが切り
換わるのは、電流I0のルートにおいてダイオード111 と
114 あるいはダイオード112 と113 の双方が導通し、ダ
イオード111 〜114 からなる単相ブリッジの交流端子間
が短絡状態となるためである。このような短絡状態を避
けるべく、ダイオード111 〜114 をスイッチング素子ブ
リッドに代え、このスイッチング素子を適宜選択導通さ
せるようにしたものである。以下、本発明を図面に基づ
いて詳細説明する。
換わるのは、電流I0のルートにおいてダイオード111 と
114 あるいはダイオード112 と113 の双方が導通し、ダ
イオード111 〜114 からなる単相ブリッジの交流端子間
が短絡状態となるためである。このような短絡状態を避
けるべく、ダイオード111 〜114 をスイッチング素子ブ
リッドに代え、このスイッチング素子を適宜選択導通さ
せるようにしたものである。以下、本発明を図面に基づ
いて詳細説明する。
【００１６】
【実施例】図１は図３に類して表した本発明の一実施例
の要部構成を示すもので、151 〜154 は図３におけるダ
イオード111 〜114 に代わるスイッチング素子、16は負
荷電圧がスイッチング素子151 〜154 に逆電圧として印
加されるのを防止するためのダイオードである。図中、
図３と同符号のものは同じ機能を有する部分を示してい
る。図２は図１回路の各部波形を示したものであり、図
４，図５と同じ符号のものは同一個所の波形を示す。
の要部構成を示すもので、151 〜154 は図３におけるダ
イオード111 〜114 に代わるスイッチング素子、16は負
荷電圧がスイッチング素子151 〜154 に逆電圧として印
加されるのを防止するためのダイオードである。図中、
図３と同符号のものは同じ機能を有する部分を示してい
る。図２は図１回路の各部波形を示したものであり、図
４，図５と同じ符号のものは同一個所の波形を示す。
【００１７】時刻T1以前では図４，図５と同様の動作を
行っており、時刻T1においてやはりスイッチング素子５
をオフしている。時刻T1以後、電圧V9が電圧E1に達する
時刻T2までは、スイッチング素子151 ，152 はオンさせ
ているが、スイッチング素子153 ，154 はオフ状態を保
っておく。よって、時刻T1から時刻T2までは電流I23 の
ルートは切り換わることなく、電流I23 は比較的大きな
値を保っている。したがって、コンデンサ９の電流も大
きな値を保ち、図３回路では電圧V9が電圧E1に達しなか
った条件においても、本図１回路構成より電圧E1に達し
得るものとなり、零点圧スイッチングが可能となるもの
である。
行っており、時刻T1においてやはりスイッチング素子５
をオフしている。時刻T1以後、電圧V9が電圧E1に達する
時刻T2までは、スイッチング素子151 ，152 はオンさせ
ているが、スイッチング素子153 ，154 はオフ状態を保
っておく。よって、時刻T1から時刻T2までは電流I23 の
ルートは切り換わることなく、電流I23 は比較的大きな
値を保っている。したがって、コンデンサ９の電流も大
きな値を保ち、図３回路では電圧V9が電圧E1に達しなか
った条件においても、本図１回路構成より電圧E1に達し
得るものとなり、零点圧スイッチングが可能となるもの
である。
【００１８】図２では負荷電流平均値は図５よりさらに
やや低め（17Ａ）であるにもかかわらず、電圧V9が時刻
T2かおいて電圧E1に達し、零電圧ズイッチングが行われ
ていることがわかる。時刻T2から時刻T4まではスイッチ
ング素子151 〜154 の全てをオンさせて図３回路と同様
の動作を行うが、時刻T4から時刻T5までは、時刻T1から
時刻T2の動作と対称的にスイッチング素子151 ，152 を
オフ、スイッチング素子153 ，154 をオンさせて電圧V
10 を電圧E1に達するようにし、スイッチング素子５の
零電圧スイッチングを可能としている。
やや低め（17Ａ）であるにもかかわらず、電圧V9が時刻
T2かおいて電圧E1に達し、零電圧ズイッチングが行われ
ていることがわかる。時刻T2から時刻T4まではスイッチ
ング素子151 〜154 の全てをオンさせて図３回路と同様
の動作を行うが、時刻T4から時刻T5までは、時刻T1から
時刻T2の動作と対称的にスイッチング素子151 ，152 を
オフ、スイッチング素子153 ，154 をオンさせて電圧V
10 を電圧E1に達するようにし、スイッチング素子５の
零電圧スイッチングを可能としている。
【００１９】
【発明の効果】以上詳述した如く、従来の電圧共振ハー
フブリッジ形インバータを図１に示した如き構成とする
ことにより、より軽負荷領域まで零電圧スイッチが行え
るようになり、使用範囲を拡大することが可能となる。
ちなみに、図４，図５，図２に示した波形図において
は、その回路時定数を、リアクトル12を100 μH ，コン
デンサ９と10を0.5 μF ，リアクトル４を10μHとし、
直流電源１の電圧100V，負荷14への電圧50V とした場合
において、図３回路では負荷電流が約30Ａ以下では零電
圧スイッチングが行えず使用不可であったものが、図１
回路を用いることにより、負荷電流が10Ａまで使用でき
るようになることが、シミュレーションにより確認する
ことができた。
フブリッジ形インバータを図１に示した如き構成とする
ことにより、より軽負荷領域まで零電圧スイッチが行え
るようになり、使用範囲を拡大することが可能となる。
ちなみに、図４，図５，図２に示した波形図において
は、その回路時定数を、リアクトル12を100 μH ，コン
デンサ９と10を0.5 μF ，リアクトル４を10μHとし、
直流電源１の電圧100V，負荷14への電圧50V とした場合
において、図３回路では負荷電流が約30Ａ以下では零電
圧スイッチングが行えず使用不可であったものが、図１
回路を用いることにより、負荷電流が10Ａまで使用でき
るようになることが、シミュレーションにより確認する
ことができた。
【００２０】
【図１】図１は本発明の一実施例の要部構成を示した回
路図である。
路図である。
【図２】図２は図１回路の各部波形を示す図である。
【図３】図３は公知の電圧共振ハーフブリッジ形インバ
ータの回路図である。
ータの回路図である。
【図４】図４は図３回路の各部波形を示す図である。
【図５】図５は従来技術の課題を説明するため示した各
部波形図である。
部波形図である。
【００２１】
１ 直流電源 ２ コンデンサ ３ コンデンサ ４ リアクトル ５ スイッチング素子 ６ スイッチング素子 ９ コンデンサ 10 コンデンサ 111 ダイオード 112 ダイオード 113 ダイオード 114 ダイオード 12 リアクトル 13 コンデンサ 14 負荷 151 スイッチング素子 152 スイッチング素子 153 スイッチング素子 154 スイッチング素子
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源の両端に２個のコンデンサの直
列接続体から構成される第１のアームと、スイッチング
素子と逆並列ダイオードとコンデンサの並列接続体を直
列接続した第２のアームと、該第１のアームと第２のア
ームの中点間にはリアクトルと４個のスイッチング素子
により構成される単相ブリッジ整流回路の交流端子とを
直列接続するとともに、該整流回路の直流端子間に負荷
を接続し、前記第２アームを構成する２個のスイッチン
グ素子が双方ともオフ状態の期間には整流回路の直流端
子を短絡せぬように４個のスイッチング素子のうちの２
個を選択オン状態とすることを特徴としたインバータ装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4025740A JP2673996B2 (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4025740A JP2673996B2 (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05199761A true JPH05199761A (ja) | 1993-08-06 |
| JP2673996B2 JP2673996B2 (ja) | 1997-11-05 |
Family
ID=12174224
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4025740A Expired - Fee Related JP2673996B2 (ja) | 1992-01-16 | 1992-01-16 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2673996B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100601040B1 (ko) * | 2004-09-23 | 2006-07-18 | 학교법인 포항공과대학교 | 전원회로 장치 |
-
1992
- 1992-01-16 JP JP4025740A patent/JP2673996B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100601040B1 (ko) * | 2004-09-23 | 2006-07-18 | 학교법인 포항공과대학교 | 전원회로 장치 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2673996B2 (ja) | 1997-11-05 |
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