WO2010026894A1 - 光信号伝送システム、送信器、受信器、光信号伝送方法 - Google Patents

光信号伝送システム、送信器、受信器、光信号伝送方法 Download PDF

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WO2010026894A1
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chromatic dispersion
polarization
receiver
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俊治 伊東
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日本電気株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an optical signal transmission technique using a polarization multiplexing system.
  • wavelength division multiplexing optical transmission technology In the backbone optical fiber communication transmission system, wavelength division multiplexing optical transmission technology is used. This technique realizes a large capacity by independently allocating signals to a plurality of different wavelengths in one transmission line fiber.
  • the wavelength interval is determined by the signal speed that is mainstream at the start of system operation. For example, the current mainstream 50 GHz interval and 100 GHz interval are determined based on the spectrum width of 10 Gb / s (bit / second) signal light.
  • the polarization multiplexing / demultiplexing method is a promising technique for spectral width compression.
  • two independent signal lights having the same wavelength are arranged on the two polarization axes of the optical fiber at the transmitting end for polarization multiplexing, and two polarizations are transmitted at the receiving end after transmission. Separate again into wave components (polarization separation) and receive individually.
  • This polarization multiplexing / demultiplexing method has a long history and, as shown in Non-Patent Document 1, is also used in an experiment reported in 1996 as the world's first 1 terabit / fiber transmission experiment.
  • Non-Patent Document 1 the purpose of polarization multiplexing was to share one wavelength with two signal lights, that is, to improve frequency utilization efficiency.
  • the current interest in knitting wave multiplexing is to divide what is originally one data into two parts (for example, to divide a 100 Gb / s data string into two 50 Gb / s data strings).
  • the spectral width is compressed by assigning to the wave component.
  • the signal light allocated to the two polarization components is not independent such as the data rate being completely the same, and it is positive that these data rates are the same. Often used.
  • Non-Patent Document 2 two polarization components are converted into RZ (Return to Zero), and the peak position of the RZ pulse is shifted by a half bit between both polarization components.
  • RZ Return to Zero
  • both polarization components when generating polarization multiplexed signal light, both polarization components have used exactly the same modulation / demodulation method as well as the data rate. That is, both polarization components were symmetric.
  • this symmetry is actively used in polarization control in reception side polarization separation that requires the most advanced technology in the polarization demultiplexing method.
  • the polarization separation control rule is set to maximize the symbol rate component included in one output component after polarization separation. This is also a technique that can be used only when both polarization components are symmetrical.
  • Non-Patent Document 1 In the polarization multiplexing / demultiplexing system described in Non-Patent Document 1, Non-Patent Document 2, or Patent Document 1, large signal quality degradation easily occurs due to polarization dispersion in the transmission path, and the transmission distance is limited. There was a problem of being.
  • FIG. 1 shows how much signal quality degradation occurs when first-order polarization dispersion is added to 110 Gb / s (2 ⁇ 55 Gb / s) polarization multiplexed RZ-DQPSK signal light. It is the result of measurement. Each polarization component is converted to RZ with a pulse width of 50%, and pulse interleave polarization multiplexing is performed. *
  • black circles ( ⁇ ) are the measurement results of polarization multiplexed polarization multiplexed RZ-DQPSK signal light. Note that noise light is mixed in the signal light in advance so that the optical SNR is 21 dB / 0.1 nm. Q value deterioration: When 3 dB is taken as a guide, polarization dispersion tolerance is estimated to be about 6 ps. *
  • open circles ( ⁇ ) are measurement results for single-polarized 55 Gb / s RZ-DQPSK signal light that is not subjected to polarization multiplexing.
  • the optical SNR is set to 18 dB / 0.1 nm.
  • the DGD resistance is estimated to be about 24 ps. From this result, it is understood that the DGD tolerance of the 110 Gb / s RZ-DQPSK signal light having a single polarization is about 12 ps (half of 24 ps).
  • An object of the present invention is to provide a technique for improving signal quality in transmission of an optical signal using a polarization multiplexing / demultiplexing system.
  • the optical signal transmission system adds asymmetric chirp to two optical signals having the same frequency, thereby phase-modulating the two optical signals and phase-modulating the two optical signals.
  • a transmitter that transmits two optical signals as polarization components in polarization multiplexing, transmits the optical signal obtained by the combining, and receives the optical signal from the transmitter, and at least one polarization of the optical signal
  • a receiver that performs pulse compression on the component and separation of the two polarization components from the optical signal.
  • the transmitter of the present invention adds asymmetric chirp to two optical signals having the same frequency, thereby phase-modulating means for phase-modulating the optical signal, and the two lights phase-modulated by the phase-modulating means Transmitting means for combining signals as polarization components in polarization multiplexing and transmitting an optical signal obtained by the combining.
  • the receiver of the present invention comprises: a receiving unit that receives a polarization multiplexed optical signal; and a pulse compression unit that performs pulse compression on at least one polarization component of the optical signal received by the receiving unit. And polarization separation means for separating the optical signal received by the reception means into two polarization components.
  • an asymmetric chirp is added to two optical signals having the same frequency to phase-modulate the two optical signals, and the two optical signals that have been phase-modulated are polarization multiplexed.
  • the optical signal obtained by the synthesis is transmitted, and the receiver receives the optical signal from the transmitter, and performs pulse compression on at least one polarization component of the optical signal; and
  • two polarization components are separated from an optical signal.
  • the transmitter transmits two optical signals (polarized wave components) with phase modulation by adding asymmetric chirp
  • the receiver causes pulse compression on one of the polarized wave components. Since the separation into two polarization components is performed, even if chromatic dispersion occurs, the polarization component in which pulse compression has occurred can be taken out, and as a result, deterioration in signal quality can be suppressed.
  • FIG. 1 is an overall view showing a configuration of an optical signal transmission system according to a first embodiment. It is a block diagram which shows the structure of the transmitter of 1st Embodiment. It is a block diagram which shows the structure of the receiver of 1st Embodiment. It is a block diagram which shows the structure of the polarization beam splitter of 1st Embodiment. It is a flowchart which shows operation
  • FIG. 2 is an overall view showing the configuration of the optical signal transmission system 1 of the present embodiment.
  • the optical signal transmission system 1 is a system that transmits an optical signal by a polarization multiplexing / demultiplexing method.
  • an optical signal transmission system 1 includes a transmitter 10 and a receiver 20, which are connected by a transmission line optical fiber.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the transmitter 10.
  • the transmitter 10 includes a modulation unit 11 and a polarization beam combiner 15.
  • the modulation unit 11 includes light sources 111 and 113, a symbol frequency transmitter 115, intensity modulators 117 and 119, data modulators 121 and 123, phase modulators 125 and 127, and a variable optical delay adjuster 129. Have.
  • the light source 111 uses a laser diode or the like to generate CW (Continuous Wave) light, and outputs the generated CW light to the intensity modulator 117.
  • the light source 113 outputs CW light having the same wavelength as the CW light output from the light source 111 to the intensity modulator 119.
  • the symbol frequency transmitter 115 generates a clock signal (drive signal) having a predetermined symbol frequency, and outputs the generated clock signal to the intensity modulators 117 and 119. Further, the symbol frequency transmitter 115 outputs two clock signals having a phase difference of 180 degrees to the phase modulators 125 and 127, respectively. The reason why the symbol frequency oscillator 115 shifts the phase of the clock signal to the phase modulators 125 and 127 by 180 degrees is to realize the addition of the asymmetric chirp.
  • the addition of an asymmetric chirp is to add chirps in opposite directions (asymmetric) at the same chirp depth (signal strength).
  • the addition of asymmetric chirp means that, of two optical signals having the same frequency, up chirp is added in the first half of the symbol and down chirp is added in the second half of the symbol, and symbol is added to the other optical signal. Is to add down chirp in the first half and up chirp in the second half.
  • the intensity modulator 117 converts the CW light output from the light source 111 into RZ according to the input of the clock signal from the symbol frequency transmitter 115.
  • the intensity modulator 117 outputs an RZ signal (hereinafter referred to as “RZ signal”) to the data modulator 121.
  • RZ signal an RZ signal
  • the intensity modulator 119 converts the CW light from the light source 113 into RZ and outputs it to the data modulator 123. Since the intensity modulators 117 and 119 convert to RZ in synchronization with the same clock signal, the RZ signals output from these intensity modulators become synchronized signals.
  • the data modulator 121 uses, for example, a DQPSK (Differential Quadrature Phase Shift Keying) method to perform data modulation on the RZ signal from the intensity modulator 117, and a modulated signal (hereinafter referred to as “RZ-DQPSK signal”). Output to the phase modulator 125.
  • the data modulator 123 performs data modulation on the RZ signal from the intensity modulator 119 and outputs it to the phase modulator 127.
  • the phase modulator 125 performs sine wave phase modulation at the symbol synchronization speed on the RZ-DQPSK signal from the data modulator 121 in response to the input of the clock signal from the symbol frequency transmitter 115. For example, when the signal light is 55 Gb / s (Giga bit / second), the phase modulator 125 performs phase modulation at 27.5 GHz. Then, the phase modulator 125 outputs the phase-modulated RZ-DQPSK signal to the variable optical delay adjuster 129.
  • the phase modulator 127 performs phase modulation on the RZ-DQPSK signal from the data modulator 123 according to the input of the clock signal, and outputs it to the polarization beam combiner 15.
  • phase difference between the clock signals input to the phase modulators 125 and 127 is adjusted to 180 degrees. For this reason, the relative relationship of the amount of phase displacement with respect to the amount of change in signal intensity of the phase modulators 125 and 127 is inverted.
  • the variable optical delay adjuster 129 adjusts the relative time position of the RZ-DQPSK signals from the phase modulators 125 and 127 in order to perform polarization multiplexing. Specifically, the variable optical delay adjuster 129 shifts the signal light intensity change of the RZ-DQPSK signal from the phase modulator 125 by 50% of the symbol slot with respect to the RZ-DQPSK signal from the phase modulator 127. And output to the polarization beam combiner 15.
  • the polarization multiplexing combiner 15 combines (polarization multiplexing) the RZ-DQPSK signal from the variable optical delay adjuster 129 and the RZ-DQPSK signal from the phase modulator 127 as polarization components.
  • the transmitter 10 transmits the polarization multiplexed RZ-DQPSK signal to the receiver 20 through an optical fiber.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the receiver 20.
  • the receiver 20 includes a variable chromatic dispersion compensator 21, a polarization separator 23, and DQPSK receivers 25 and 27.
  • variable chromatic dispersion compensator 21 compensates (adjusts) the chromatic dispersion of the RZ-DQPSK signal received from the transmitter 10 so that the residual chromatic dispersion becomes 0 (ps / nm), and outputs it to the polarization separator 23. To do.
  • FIG. 5 is an overall view showing the configuration of the polarization separator 23 of the present embodiment.
  • the polarization separator 23 separates the RZ-DQPSK signal from the variable wavelength dispersion compensator 21 into two polarization components.
  • the polarization separator 23 includes a polarization controller 231, a polarization beam splitter 233, an optical coupler 235, and a polarization control signal extractor 237.
  • the polarization controller 231 outputs the signal light (RZ-DQPSK signal) from the variable wavelength dispersion compensator 21 to the polarization beam splitter 233.
  • the polarization beam splitter 233 separates the optical signal from the polarization controller 231 into two polarization components, and outputs one to the optical coupler 235 and the other to the DQPSK receiver (25 or 27).
  • the optical coupler 235 branches a part of the signal light from the polarization beam splitter 233 and outputs it to the polarization control signal extractor 237, and outputs the rest to the DQPSK receiver (25 or 27).
  • the polarization control signal extractor 237 includes a photoelectric converter 2371, a band pass filter 2373, and an RF intensity monitor 2375.
  • the photoelectric converter 2371 converts the optical signal from the optical coupler 235 into an electric signal and outputs it to the band pass filter 2373.
  • the band pass filter 2373 extracts a signal (clock frequency sine wave) in a predetermined frequency band from the electrical signal, and outputs it to the RF intensity monitor 2375.
  • the RF intensity monitor 2375 detects the intensity of the input signal from the bandpass filter 2373 and outputs an electrical signal corresponding to the detected intensity to the polarization controller 231.
  • the polarization controller 231 controls the polarization state so that the intensity of the input signal detected by the RF intensity monitor 2375 is maximized or minimized.
  • the DQPSK receivers 25 and 27 demodulate the RZ-DQPSK signal corresponding to the polarization component from the polarization separator 23 by the DQPSK method.
  • FIG. 6 is a flowchart showing the operation of the transmitter 10. This operation starts when the transmitter 10 is turned on or when a predetermined application is executed.
  • intensity modulators 117 and 119 convert the CW light output from light sources 111 and 113 into RZ according to the input of the same clock signal (step S1).
  • the data modulators 121 and 123 perform data modulation on the RZ signals from the intensity modulators 117 and 119 (step S3).
  • the phase modulators 125 and 127 add an asymmetric chirp to the RZ-DQPSK signals from the data modulators 121 and 123 and perform phase modulation in synchronization with clock signals whose phases are different by 180 degrees (step S5).
  • the polarization multiplexing unit 15 synthesizes the polarization components from the variable optical delay adjuster 129 and the phase modulator 127 (step S7).
  • FIG. 7 is a flowchart showing the operation of the transmitter 10. This operation starts when the RZ-DQPSK signal from the receiver 10 is input.
  • the variable chromatic dispersion compensator 21 compensates the chromatic dispersion of the RZ-DQPSK signal received from the transmitter 10 so that the residual chromatic dispersion becomes 0 (ps / nm) (step T1).
  • the polarization separator 23 separates the RZ-DQPSK signal from the variable wavelength dispersion compensator 21 into two polarization components (step T3).
  • the DQPSK receivers 25 and 27 demodulate the RZ-DQPSK signal corresponding to the polarization component from the polarization separator 23 by the DQPSK method (step T5).
  • FIG. 8 is a diagram showing a state of phase shift of each polarization component to which an asymmetric chirp is added.
  • the vertical axis represents signal intensity or phase displacement
  • the horizontal axis represents time.
  • the phase modulators 125 and 127 perform phase modulation in synchronization with the clock signals having opposite phases, so that the chirps in the opposite directions (asymmetric) are generated at the same chirp depth (signal strength). In addition, phase modulation is performed.
  • 9 to 11 are diagrams showing signal waveforms when chromatic dispersion occurs in the 55 Gb / s RZ-DQPSK signal before addition of chirp.
  • the chromatic dispersion values of the signals in FIGS. 9, 10, and 11 are ⁇ 0 (ps / nm), ⁇ 25 (ps / nm), and +25 (ps / nm), respectively.
  • the vertical axis represents intensity and the horizontal axis represents time.
  • signal degradation does not occur when the chromatic dispersion value is 0 (ps / nm), but when the dispersion value is not 0 (ps / nm) as shown in FIGS.
  • the signal deteriorates according to the absolute value of the variance value.
  • 12 to 14 are diagrams showing signal waveforms of a 55 Gb / s RZ-DQPSK signal to which a symbol synchronization chirp of 0.75 ⁇ (rad) is added.
  • the chirp depth is the difference between the amount of phase displacement at the time when the signal strength is maximum and the amount of phase displacement at the time when the signal strength is minimum.
  • the chromatic dispersion values of the signals in FIGS. 12, 13, and 14 are ⁇ 0 (ps / nm), ⁇ 25 (ps / nm), and +25 (ps / nm), respectively. 12 to 13, the vertical axis represents intensity, and the horizontal axis represents time.
  • FIGS. 15 to 17 show the signal waveforms of the 55 Gb / s RZ-DQPSK signal at the same depth (0.75 ⁇ ) and with a phase-synchronous chirp that is opposite to that of FIGS. 12 to 14.
  • FIG. The chromatic dispersion values of the signals in FIGS. 15, 16, and 17 are ⁇ 0 (ps / nm), ⁇ 25 (ps / nm), and +25 (ps / nm), respectively.
  • the vertical axis represents intensity and the horizontal axis represents time.
  • the dispersion value when the dispersion value is a negative value of ⁇ 25 (ps / nm), pulse compression occurs in one polarization component as shown in FIG. 13, and the other polarization as shown in FIG. Pulse broadening occurs in the component.
  • the dispersion value is a positive value, +25 (ps / nm), as shown in FIG. 14, a pulse spread occurs in one polarization component, and in the other polarization component, as shown in FIG. Pulse compression occurs.
  • pulse broadening occurs in one of the polarization components to which the asymmetric chirp is added, and pulse compression occurs in the other.
  • 18 to 20 are diagrams showing signal waveforms of a 110 Gb / s RZ-DQPSK signal obtained by multiplexing polarization components to which an asymmetric symbol synchronization chirp having a depth of 0.75 ⁇ (rad) is added.
  • the chromatic dispersion values in FIGS. 18, 19, and 20 are ⁇ 0 (ps / nm), ⁇ 25 (ps / nm), and +25 (ps / nm), respectively.
  • the vertical axis represents intensity
  • the horizontal axis represents time.
  • both polarization components have different waveforms as shown in FIGS. 13, 14, 16, and 17, but as a result of synthesis, as shown in FIGS. The same waveform is obtained.
  • the receiver 20 can stably extract one of the components even in a state where the polarization dispersion exists and the signal light is slightly distorted. As a result, the optical signal transmission system 1 can increase the resistance against polarization dispersion.
  • FIG. 21 is a graph illustrating a 110 Gb / s (2 ⁇ 55 Gb / s) polarization multiplexed RZ-DQPSK signal with an asymmetric symbol synchronization chirp with a depth of 0.75 ⁇ (rad). It is a figure which shows the result of having measured the clock component intensity
  • the vertical axis represents the clock component intensity (dB)
  • the horizontal axis represents the residual chromatic dispersion value (ps / nm).
  • a white circle is a measurement value of a polarization component to which up-chirp is added in the first half of the symbol
  • a black circle is a measurement value of a polarization component to which down-chirp is added in the first half of the symbol.
  • the other polarization component causes pulse spread and the clock component intensity increases. is decreasing.
  • the pulse compression is most advanced and the clock component intensity is maximum when the residual chromatic dispersion value is ⁇ 20 (ps / nm) as shown by the dotted line.
  • the ratio of the clock intensity of each polarization component (hereinafter referred to as “suppression ratio”) is 13.6 dB.
  • FIG. 22 is a diagram showing the results of measuring the clock component intensity of each polarization component for a polarization multiplexed RZ-DQPSK signal to which an asymmetric symbol synchronization chirp with a depth of 0.50 ⁇ (rad) is added.
  • the residual chromatic dispersion value is ⁇ 25 (ps / nm)
  • the suppression ratio is 9.6 dB.
  • FIG. 23 is a diagram showing the results of measuring the clock component intensity of each polarization component for a polarization multiplexed RZ-DQPSK signal to which an asymmetric symbol synchronization chirp with a depth of 1.0 ⁇ (rad) is added.
  • the residual chromatic dispersion value is ⁇ 18 (ps / nm)
  • the suppression ratio is 19.4 dB.
  • the maximum chirp amount is set within a range in which the influence of the filtering effect is slightly suppressed, and then the most advanced value of pulse compression is selected as the residual chromatic dispersion value. If the chirp can not be given too deeply due to the limitation due to the spectrum width and the prescribed residual additive dispersion value is given, the suppression ratio may not be sufficiently obtained. However, even in this case, the suppression ratio can be increased by slightly increasing the absolute value of the residual chromatic dispersion value.
  • the optimum chirp depth is estimated within the range of 0.50 ⁇ to 1.0 ⁇ (rad) from the measurement results shown in FIGS.
  • the transmitter 10 and the receiver 20 perform data modulation / demodulation using the DQPSK method.
  • DQPSK digital signal processor
  • Other modulation schemes may be used.
  • the transmitter 10 performs phase modulation on two optical signals (polarization components) by adding asymmetric chirps, and the receiver 20 transmits one polarization.
  • the component is subjected to pulse compression and separated into two polarization components.
  • the optical signal transmission system 1 can suppress the deterioration of signal quality as a result of more stably extracting the polarization component in which pulse compression has occurred even when polarization dispersion occurs.
  • the transmitter 10 phase-modulates the RZ signal in synchronization with two clock signals whose phases are different by 180 degrees, it is possible to generate an asymmetric chirp.
  • the transmitter 10 can obtain the best suppression ratio by adding a chirp of the same depth of 0.5 ⁇ to 1.0 ⁇ , and the reception quality is improved.
  • FIG. 1 is an overall view showing the configuration of the transmitter 10a of the present embodiment.
  • the transmitter 10a uses only two light sources (111 and 113) and intensity modulators (117 and 119), respectively (113 and 119), and demultiplexes the RZ signal.
  • the configuration is the same as that of the transmitter 10 of the first embodiment except that the optical coupler 120 is further included.
  • the optical coupler 120 demultiplexes the RZ signal from the intensity modulator 119 and outputs it to the data modulators 121 and 129.
  • the two light sources and the intensity modulator can be integrated into one each as compared with the first embodiment. For this reason, the optical signal transmission system can reduce the cost while improving the reception quality as a result of the reduced number of parts.
  • FIG. FIG. 25 is an overall view showing the configuration of the transmitter 10b of the present embodiment.
  • the transmitter 10b is provided with only one light source (111 and 113) (113), and instead of the intensity modulators 117 and 119 and the phase modulators 125 and 127,
  • the configuration is the same as that of the transmitter 10 of the first embodiment except that the amplitude adjusters 131 and 133 and the asymmetric chirped RZ intensity modulator 135 are provided.
  • This embodiment is different from the first embodiment in a method for realizing asymmetric chirp.
  • the light source 113 outputs the CW light to the asymmetric chirp added RZ intensity modulator 135.
  • the amplitude adjusters 131 and 133 adjust the voltage amplitude of the clock signal generated by the symbol frequency transmitter 115 so that the amplitude difference of the clock signal from each adjuster becomes V ⁇ , and the asymmetric chirp added RZ intensity modulator 135.
  • Output to. V ⁇ is a voltage required for the asymmetric chirped RZ intensity modulator 135 to cause a phase change of ⁇ (rad) with respect to the input light.
  • the absolute amount of amplitude is determined according to the depth of the chirp to be added.
  • the amplitude adjusters 131 and 133 output signals having amplitudes of 1.5 ⁇ V ⁇ and 0.5 ⁇ V ⁇ , respectively.
  • the phase displacement amount is 0.75 ⁇ (rad)
  • the amplitude adjusters 131 and 133 output signals having amplitudes of 1.25 ⁇ V ⁇ and 0.25 ⁇ V ⁇ , respectively.
  • the phase displacement amount is 0.5 ⁇ (rad)
  • the amplitude adjusters 131 and 133 output signals having amplitudes of ⁇ and 0, respectively.
  • the amplitude adjuster 131 or the like inverts the phase of one of the signals, thereby realizing a negative amplitude signal output.
  • the asymmetric chirp added RZ intensity modulator 135 is an MZ (Mach Zehnder) interferometer in which independent phase modulators 1351 and 1352 are arranged on both arms, and synthesizes an optical signal phase-modulated by a 3 dB coupler or the like (not shown). To the data modulators 121 and 123.
  • MZ Machine Zehnder
  • the asymmetric chirp-added RZ intensity modulator 135 performs bias control as an MZ interferometer so that the outputs to the data modulators 121 and 123 are RZ pulse trains having the same light intensity.
  • the phase modulators 1351 and 1352 phase-modulate the RZ signal from the light source 113 by adding an asymmetric chirp in synchronization with the clock signal whose amplitude is adjusted by the amplitude adjusters 131 and 133.
  • FIG. 26 is a diagram showing the intensity and phase transition of the two input signals (clock signals) and the two output signals for the asymmetric chirped RZ intensity modulator 135.
  • the two input signals are symbol frequency sine waves having the same phase and different amplitudes.
  • the amplitude difference satisfies a predetermined rule (the amplitude difference is V ⁇ ) and the asymmetric chirped RZ intensity modulator 135 performs bias control
  • the two output signals have a pulse width of 50%, the same shape, And it becomes a pulse train of reverse phase.
  • both outputs result in an RZ pulse train to which an asymmetric symbol synchronization chirp is added.
  • the amplitude adjusters 131 and 133 are configured to adjust the voltage amplitude.
  • the amplitude adjusters 131 and 133 are not provided in the transmitter 10b, and the phase modulators 1351 and 1352 are not provided.
  • a difference in amplitude of Vz can also be generated by a method such as providing a difference in electrode length.
  • the transmitter 10b can add an asymmetric chirp by performing phase modulation in synchronization with a clock signal whose voltage amplitude difference is different by V ⁇ .
  • FIG. 1 is an overall view showing the configuration of the polarization separator 23c of this embodiment.
  • the polarization separator 23 c is different from the polarization separator 23 of the first embodiment in that it further includes a fixed chromatic dispersion adder 236.
  • the optical coupler 235 branches a part of the signal light from the polarization beam splitter 233, outputs the branched signal light to the fixed wavelength dispersion adder 236, and outputs the rest to the DQPSK receiver (25 or 27).
  • the fixed chromatic dispersion adder 236 is, for example, a dispersion compensating optical fiber, and adds (adjusts) the chromatic dispersion by a predetermined chromatic dispersion value of the signal light (polarization component) from the optical coupler 235 to extract the polarization control signal. To the device 237.
  • the fixed chromatic dispersion adder 236 compensates for the chromatic dispersion of one of the two polarization components. Therefore, even if the residual chromatic dispersion value when output from the variable chromatic dispersion compensator is 0 and both polarization components do not cause pulse compression, either polarization component does not perform pulse compression. It will be in the state of waking. As a result, the quality of the received signal is improved.
  • FIG. 1 is an overall view showing the configuration of the receiver 20d of this embodiment.
  • the receiver 20 d is different from the receiver 20 in that it further includes fixed chromatic dispersion adders 29 and 31.
  • the polarization separator 23 outputs the polarization separated optical signal to the fixed wavelength dispersion adders 29 and 31.
  • the fixed chromatic dispersion adders 29 and 31 compensate for the chromatic dispersion having opposite polarities with respect to the polarization component from the polarization separator 23.
  • Fixed chromatic dispersion adders 29 and 31 output compensated optical signals to DQPSK receivers 25 and 27.
  • the chromatic dispersion is compensated for the polarization component in which the pulse compression has occurred, due to the passage delay of the dispersion compensator (29 or 31), to the receivers (25 and 27) of both polarization components. This is to reduce the difference in arrival time.
  • the fixed chromatic dispersion adder 29 compensates for chromatic dispersion with a positive polarity
  • the fixed chromatic dispersion adder 31 compensates for chromatic dispersion with a negative polarity.
  • the fixed chromatic dispersion adders 29 and 31 compensate for chromatic dispersions having opposite polarities for both polarization components, so that they pass through the dispersion compensator (29 or 31). A difference in arrival time of both polarization components at the receivers (25 and 27) due to delay can be reduced, and reception quality is further improved.
  • FIG. 1 is an overall view showing the configuration of the receiver 20e of this embodiment.
  • the receiver 20e further includes an optical coupler 33, and the two tunable dispersion adders (21) and polarization separators (23) that are provided as one unit (21, 22, 23), respectively. And 24) are different from the receiver 20 of the first embodiment.
  • the optical coupler 33 branches the optical signal (RZ-DQPSK signal) from the transmitter 10 into two and outputs it to the variable wavelength dispersion adders 21 and 22.
  • variable chromatic dispersion compensators 21 and 22 compensate the chromatic dispersion of the optical signal from the optical coupler 33 so that the residual chromatic dispersion values have opposite polarities, and output them to the polarization separators 23 and 24.
  • variable chromatic dispersion compensator 21 compensates the chromatic dispersion so that the residual chromatic dispersion value becomes a negative value “ ⁇ D”, and the variable chromatic dispersion compensator 22 has a positive value “ The chromatic dispersion is compensated so as to be “+ D”.
  • the polarization separators 23 and 24 separate the polarization components orthogonal to each other.
  • the polarization component on the pulse-compressed side has a strong clock component in the envelope of the signal light intensity, while the other polarization The signal light intensity of the component is suppressed. Therefore, even when polarization dispersion exists and the orthogonality of both polarization dispersions is disrupted, the influence of the polarization component generating the pulse spread on the extraction of the control signal for polarization control is not affected. Minor and stable control signal extraction is achieved.
  • the branched optical signal is subjected to polarization separation after compensating for chromatic dispersion having opposite polarities, so that the receiver 20 has a polarization component that is pulse-compressed.
  • the control signal can be stably separated, and the reception characteristics are improved.
  • FIG. 30 is an overall view showing the configuration of the receiver 20f of the present embodiment.
  • the receiver 20f further includes an optical coupler 33 and fixed chromatic dispersion adders 29 and 31, and the reception of the sixth embodiment is that the residual chromatic dispersion value is 0 before polarization separation. Different from the container 20e.
  • variable wavelength separators 21 and 22 compensate for chromatic dispersion so that the chromatic dispersion value becomes zero.
  • Polarization separators 23 and 24 output both polarization components to fixed chromatic dispersion adders 29 and 31, respectively.
  • the fixed chromatic dispersion adders 29 and 31 compensate the chromatic dispersion by a predetermined chromatic dispersion value whose polarities are opposite to each other, and output to the DQPSK receivers 25 and 27.
  • the fixed chromatic dispersion adder 29 adds chromatic dispersion by a positive chromatic dispersion value “+ D”, and the fixed chromatic dispersion adder 31 has a wavelength by a negative chromatic dispersion value “ ⁇ D”. Add variance.
  • the receiver 20f performs chromatic dispersion using the variable chromatic dispersion compensators 21 and 22, even when chromatic dispersion that cannot be adjusted by the fixed chromatic dispersion adder occurs. Can compensate.
  • FIG. 31 is an overall view showing the configuration of the receiver 20g of the present embodiment.
  • the receiver 20g differs from the receiver 20f of the seventh embodiment in that only one variable chromatic dispersion compensator (21) is provided.
  • the tunable chromatic dispersion compensator 21 compensates the chromatic dispersion for the optical signal received from the transmitter 10 so that the residual chromatic dispersion value becomes 0, and outputs it to the optical coupler 33.
  • the optical coupler 33 branches the optical signal from the variable wavelength dispersion compensator 21 into two optical signals and outputs them to the fixed wavelength dispersion adders 23 and 24.
  • the fixed chromatic dispersion adders 29 and 31 compensate the chromatic dispersion by a predetermined chromatic dispersion value whose polarities are opposite to each other, and output the chromatic dispersion to the polarization separators 23 and 24.
  • FIG. 32 is an overall view showing the configuration of the receiver 20h of the present embodiment. Referring to the figure, the receiver 20h is different from the receiver 20g of the eighth embodiment in that it further includes fixed wavelength dispersion adders 35 and 37.
  • the polarization separators 23 and 24 output the respective polarization components to the fixed wavelength dispersion adders 35 and 37.
  • Fixed wavelength dispersion adders 35 and 37 add wavelength dispersion having a polarity opposite to that of the wavelength dispersion added by the fixed wavelength dispersion adders 29 and 31, respectively.
  • the fixed chromatic dispersion adder 29 adds chromatic dispersion by a positive chromatic dispersion value
  • the fixed chromatic dispersion adder 35 adds chromatic dispersion by a negative chromatic dispersion value.
  • the fixed chromatic dispersion adder 31 adds chromatic dispersion by a negative chromatic dispersion value
  • the fixed chromatic dispersion adder 37 adds chromatic dispersion by a positive chromatic dispersion value.
  • the reception characteristics are further improved.
  • FIG. 33 is an overall view showing the configuration of the receiver 20i of this embodiment.
  • the receiver 20i is different from the receiver 20g of the eighth embodiment in that it further includes port circulators 41, 43, 45, and 47.
  • the optical coupler 33 outputs the branched optical signal to the port circulators 41 and 47.
  • the optical signal output from the optical coupler 33 to the port circulator 41 is in the order of the fixed wavelength dispersion adder 29, the port circulator 43, the polarization separator 24, the port circulator 45, the fixed wavelength dispersion adder 31, and the port circulator 47. It passes through each part and is input to the DQPSK receiver 27.
  • the optical signal output from the optical coupler 33 to the port circulator 47 is in the order of the fixed wavelength dispersion adder 31, the port circulator 45, the polarization separator 23, the port circulator 43, the fixed wavelength dispersion adder 29, and the port circulator 41. Then, the signal passes through each part and is input to the DQPSK receiver 25.
  • the fixed wavelength dispersion adders (29 and 31) having opposite polarities to each other although the number of fixed wavelength dispersion adders is smaller than that of the receiver of the ninth embodiment.
  • the reception characteristic is improved while the cost is reduced.
  • FIG. 34 is an overall view showing the configuration of the polarization beam splitter 23j of this embodiment.
  • the polarization separator 23j has a polarizer 241 and an intensity modulator 245 instead of the polarization beam splitter 233, and performs the time gating, so that the polarization separator according to the first embodiment is used. Different from 23.
  • Time gating is a technique for suppressing crosstalk components by intensity-modulating signal light with a sine wave at a symbol speed and selectively suppressing only the energy in the vicinity of symbol breaks.
  • the center of energy of each symbol is shifted by a half symbol period between both polarization components due to the addition of asymmetric chirp at the transmitter 10. For this reason, even if crosstalk due to polarization dispersion occurs, the energy of the leaked crosstalk component is concentrated in the vicinity of symbol breaks. By performing time gating to remove this portion, the polarization separator 23j can efficiently suppress the crosstalk component.
  • the transmitter 10 outputs a polarization component in which pulse compression has occurred or a polarization component in which pulse spread has occurred at symbol slot breaks. Therefore, time gating suppresses only the pulse-compressed polarization component and extracts the polarization component causing the pulse spread, or conversely suppresses only the polarization component that caused the pulse spread. It can be used to extract the polarization component causing pulse compression.
  • the polarization controller 231 outputs an optical signal to the polarizer 241.
  • the polarizer 241 selectively passes only a predetermined linearly polarized wave component and outputs it to the optical coupler 235.
  • the optical coupler 235 branches the optical signal from the polarizer 241 into two optical signals, outputs one to the control signal extractor 237, and outputs the other to the intensity modulator 245.
  • the control signal extractor 237 inputs a part of the output of the band pass filter 2373 to the electric phase adjuster 243.
  • the electric phase adjuster 243 controls the control signal extractor 231 so that the intensity modulator 245 is driven at a timing at which the loss when the pulse-compressed signal or the signal having the pulse spread passes through the intensity modulator 245 is minimized.
  • the phase of the clock signal (driving signal) from is adjusted.
  • the electrical phase adjuster 243 adjusts the phase so that the pulse passes at a timing at which the passage loss of the intensity modulator 245 is minimized, and the passage loss is maximized at a symbol break.
  • the intensity modulator 245 intensity-modulates the optical signal from the optical coupler 235 in synchronization with the clock signal adjusted by the electric phase adjuster 243, and outputs it to the DQPSK receiver (25 or 27).
  • FIG. 35 is a diagram for explaining the operation of the polarization separator 23j. As shown in the figure, the crosstalk component (shaded portion) is efficiently suppressed by performing time gating.
  • FIG. 36 is a diagram showing a waveform when the polarization component causing the pulse broadening by time gating is selectively suppressed.
  • the solid line is the signal light waveform before time gating
  • the dotted line is the waveform of the intensity modulator drive signal for performing time gating.
  • the vertical axis represents the signal intensity
  • the horizontal axis represents the time axis.
  • the component causing the pulse broadening is selectively suppressed at the breaks of the symbol slots indicated by the arrows.
  • FIG. 37 is a diagram showing a waveform when the polarization component causing pulse compression is selectively suppressed by time gating.
  • the solid line is the signal light waveform before time gating
  • the dotted line is the waveform of the intensity modulator drive signal for performing time gating.
  • the vertical axis represents the signal intensity
  • the horizontal axis represents the time axis.
  • the component in which pulse compression has occurred is selectively suppressed at the breaks between the symbol slots indicated by the arrows.
  • a polarization beam splitter 233 is provided instead of the polarizer 241 and the optical coupler 235, and the polarization beam splitter 233 sends an optical signal to the polarization control signal extractor 237 and the intensity modulator 245. It can also be set as the structure which outputs.
  • the polarization separator 23j extracts the polarization component causing the pulse compression by suppressing the polarization component causing the pulse spread by the time gating. can do. For this reason, the polarization separator 23j can efficiently remove crosstalk and realize a high suppression ratio.
  • the polarization separator 23j can extract the polarization component causing the pulse spread by suppressing the polarization component causing the pulse compression by the time gating. Therefore, the polarization separator 23j can efficiently remove crosstalk and reduce the passage loss of the polarization separator.

Abstract

　光信号伝送システムは、周波数が同一の２つの光信号に非対称なチャープを付加することにより、該２つの光信号を位相変調し、位相変調した該２つの光信号を偏波多重化における偏波成分として合成し、合成により得られた光信号を送信する送信器、及び前記送信器から前記光信号を受信し、該光信号の少なくとも一方の偏波成分に対するパルス圧縮と、該光信号からの２つの偏波成分の分離とを行う受信器、を有する。

Description

光信号伝送システム、送信器、受信器、光信号伝送方法
　本発明は、偏波多重方式を使用する光信号伝送技術に関する。
　基幹系の光ファイバ通信伝送システムでは、波長多重光伝送技術が使用されている。この技術は、一本の伝送路ファイバにおいて複数の異なる波長に独立に信号を割り当てることにより、大容量化を実現するものである。
　この波長多重伝送技術において、大容量化を目的として波長間隔をどれだけ狭く出来るのかは、それぞれの波長に割り当てられる信号光の伝送速度に依存する。従って波長間隔は、システム運用開始時に主流である信号速度により決定される。例えば現状の主流である５０ＧＨｚ間隔や１００ＧＨｚ間隔は、１０Ｇｂ／ｓ（bit/second）信号光のスペクトル幅を基準に定められている。
　このようにして波長間隔が決定されているシステムに、システム導入後に開発された更なる高速の信号光、例えば４０Ｇｂ／ｓや１００Ｇｂ／ｓ信号を導入しようとすると、様々な問題が発生する。例えば、高速化により拡大された信号光スペクトルが波長間隔内に収まらず、隣接のチャネルへのクロストークが発生する。
　そこで、システム運用開始時に想定した速度より高速（例えば、４０Ｇｂ／ｓ以上）の信号光を導入する際には、既存の波長多重伝送システムの波長間隔に収まるようにスペクトル幅を圧縮する変調方式やデータ重畳方式を、システムに適用することが必要となる。
　変調方式のうち、特に偏波多重分離方式は、スペクトル幅圧縮のための有望な技術である。偏波多重分離方式では、送信端において、同一の波長を有する２つの独立な信号光を光ファイバの２つの偏波軸に配置して偏波多重を行い、伝送後の受信端において２つの偏波成分へ再度分離（偏波分離）し、個別に受信を行う。
　この偏波多重分離方式は歴史が古く、非特許文献１に示すように、世界初の１テラビット／ファイバ伝送実験として１９９６年に報告された実験においても使用されている。
　この非特許文献１に記載の実験において、偏波多重の目的は、２つの信号光で１つの波長を共有すること、つまり周波数利用効率の向上であった。これに対し、現在の編波多重に対する関心は、もともと１つデータであるものを２分割し（例えば１００Ｇｂ／ｓのデータ列を２つの５０Ｇｂ／ｓのデータ列へと分割）、それを各偏波成分へ割り当てることによりスペクトル幅を圧縮する、ということにある。
　もともと１つデータであるものを２分割する場合、２つの偏波成分に割り当てられる信号光はデータ速度が完全に同じであるなど独立ではなく、これらのデータ速度が同じであることを積極的に利用することが多い。
　例えば、非特許文献２に記載のように、２つの偏波成分をそれぞれＲＺ（Return　to　Zero）化し、ＲＺパルスのピーク位置を両偏波成分間で半ビットずらして配置するパルスインターリーブ偏波多重では、両偏波成分のデータ速度が同じであることを利用して、両偏波成分間の線形／非線形なクロストークの低減を可能としている。
　こうした事情があって、これまで偏波多重信号光の生成の際には、両偏波成分は、データ速度のみならず変復調方式も全く同じものを使用してきた。つまり、両偏波成分は対称であった。
　また、偏波多重分離方式でもっとも高度な技術を必要とする受信側偏波分離における偏波制御においても、この対称性は積極的に利用されている。
　例えば、特許文献１では、偏波分離の制御規則を、偏波分離後の一方の出力成分に含まれるシンボル速度成分の最大化としている。これも両偏波成分は対称であってはじめて使用可能な技術である。
特開２００２－３４４４２６号公報
Ａ．Ｈ．Ａｎａｕｃｋ　ｅｔ．ａｌ．，"Ｏｎｅ　Ｔｅｒａｂｉｔ／ｓ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ"，　ＯＦＣ１９９６、　ｐａｐｅｒ　ＰＤ２０ Ｓ．Ｃｈａｎｄｒａｓｅｋｈａｒ　ｅｔ．ａｌ．，"Ｈｙｂｒｉｄ　１０７－Ｇｂ／ｓ　Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ―Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ　ＤＱＰＳＫ　ａｎｄ　４２．７－Ｇｂ／ｓ　ＤＱＰＳＫ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　ａｔ　１．４－ｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ　Ｓｐｅｃｔｒａｌ　Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ　ｏｖｅｒ　１２８０ｋｍ　ｏｆ　ＳＳＭＦ　ａｎｄ　４　Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ－Ｍａｎａｇｅｄ　ＲＯＡＤＭｓ"，ＥＣＯＣ２００７，ｐａｐｅｒ－ＰＤ１．９
　ただし、非特許文献１、非特許文献２、または特許文献１に記載の偏波多重分離方式では、伝送路中の偏波分散により容易に大きな信号品質劣化が生じてしまい、伝送可能距離が制限されてしまうという問題があった。
　偏波多重分離方式において、送信端において多重された２つの偏波成分が、受信端において完全に分離可能であるためには、伝送路中で両者の直交性が保たれていなければならない。伝送路中には、ある程度の偏波分散が存在するが、この偏波分散は、偏波成分の直交性を崩してしまう。直交性が崩れると、受信端での偏波分離で完全な分離が不可能となり、一方の成分の一部が他方の成分の中へクロストークとして漏れ込んでしまう。この結果、信号品質が劣化してしまうという問題があった。
　例えば、図１は、１１０Ｇｂ／ｓ（２ｘ５５Ｇｂ／ｓ）偏波多重ＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号光に対して一次の偏波分散（Ｄｉｆｆｅｒｎｔｉａｌ　Ｇｒｏｕｐ　Ｄｅｌａｙ）を付加した場合にどの程度の信号品質劣化を生じるのかを測定した結果である。各偏波成分はパルス幅：５０％のＲＺ化がされており、パルスインターリーブ偏波多重が行われている。　
　図１において、黒丸（●）が、偏波多重偏波多重ＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号光の測定結果である。なお、予め信号光には光ＳＮＲが２１ｄＢ／０．１ｎｍとなるように雑音光を混入している。Ｑ値劣化：３ｄＢを目安とすると、偏波分散耐力は６ｐｓ程度と見積もられる。　
　図１において白丸（○）は、偏波多重を行っていない単一偏波５５Ｇｂ／ｓ　ＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号光における測定結果である。ビットあたりの信号対雑音比を一致させるため、光ＳＮＲは１８ｄＢ／０．１ｎｍとしている。この場合、ＤＧＤ耐力は２４ｐｓ程度と見積もられる。この結果から、単一偏波の１１０Ｇｂ／ｓ　ＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号光のＤＧＤ耐力は１２ｐｓ程度（２４ｐｓの半分）であることが分かる。
　本発明は、偏波多重分離方式を使用する光信号の伝送において、信号品質を改善する技術を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の光信号伝送システムは、周波数が同一の２つの光信号に非対称なチャープを付加することにより、該２つの光信号を位相変調し、位相変調した該２つの光信号を偏波多重化における偏波成分として合成し、合成により得られた光信号を送信する送信器、及び前記送信器から前記光信号を受信し、該光信号の少なくとも一方の偏波成分に対するパルス圧縮と、該光信号からの２つの偏波成分の分離とを行う受信器、を有する。
　本発明の送信器は、周波数が同一の２つの光信号に非対称なチャープを付加することにより、該光信号を位相変調する位相変調手段と、前記位相変調手段により位相変調された前記２つの光信号を偏波多重化における偏波成分として合成し、合成により得られた光信号を送信する送信手段と、を有する。
　本発明の受信器は、偏波多重化された光信号を受信する受信手段と、前記受信手段により受信された前記光信号の少なくとも一方の偏波成分に対してパルス圧縮を行うパルス圧縮手段と、前記受信手段により受信された前記光信号を２つの偏波成分に分離する偏波分離手段と、を有する。
　本発明の光信号伝送方法は、周波数が同一の２つの光信号に非対称なチャープを付加することにより、該２つの光信号を位相変調し、位相変調した該２つの光信号を偏波多重化における偏波成分として合成し、合成により得られた光信号を送信し、受信器が、前記送信器から前記光信号を受信し、該光信号の少なくとも一方の偏波成分に対するパルス圧縮と、該光信号からの２つの偏波成分の分離とを行う、光信号伝送方法である。
　本発明によれば、送信器が、２つの光信号（偏波成分）を非対称なチャープの付加により位相変調して送信し、受信器が、一方の偏波成分にパルス圧縮を生じさせ、２つの偏波成分への分離を行うので、波長分散が生じている場合であっても、パルス圧縮の生じた偏波成分を取り出せる結果、信号品質の劣化を抑えることができる。
偏波多重ＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号の偏波分散耐力を示す図である。 第１の実施形態の光信号伝送システムの構成を示す全体図である。 第１の実施形態の送信器の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態の受信器の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態の偏波分離器の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態の送信器の動作を示すフローチャートである。 第１の実施形態の受信器の動作を示すフローチャートである。 第１の実施形態の非対称チャープを付加した信号の信号強度と位相変移の変化を示す図である。 第１の実施形態のＲＺ－ＤＱＳＫ信号の波形を示す図である。 第１の実施形態のＲＺ－ＤＱＳＫ信号の波形を示す図である。 第１の実施形態のＲＺ－ＤＱＳＫ信号の波形を示す図である。 第１の実施形態のアップチャープを付加したＲＺ－ＤＱＳＫ信号の波形を示す図である。 第１の実施形態のアップチャープを付加したＲＺ－ＤＱＳＫ信号の波形を示す図である。 第１の実施形態のアップチャープを付加したＲＺ－ＤＱＳＫ信号の波形を示す図である。 第１の実施形態のダウンチャープを付加したＲＺ－ＤＱＳＫ信号の波形を示す図である。 第１の実施形態のダウンチャープを付加したＲＺ－ＤＱＳＫ信号の波形を示す図である。 第１の実施形態のダウンチャープを付加したＲＺ－ＤＱＳＫ信号の波形を示す図である。 第１の実施形態の偏波多重化したＲＺ－ＤＱＳＫ信号の波形を示す図である。 第１の実施形態の偏波多重化したＲＺ－ＤＱＳＫ信号の波形を示す図である。 第１の実施形態の偏波多重化したＲＺ－ＤＱＳＫ信号の波形を示す図である。 第１の実施形態の非対称チャープを付加したＲＺ－ＤＱＳＫ信号の残留波長分散値依存特性を示す図である。 第１の実施形態の非対称チャープを付加したＲＺ－ＤＱＳＫ信号の残留波長分散値依存特性を示す図である。 第１の実施形態の非対称チャープを付加したＲＺ－ＤＱＳＫ信号の残留波長分散値依存特性を示す図である。 第２の実施形態の送信器の構成を示すブロック図である。 第３の実施形態の送信器の構成を示すブロック図である。 第３の実施形態の送信機における、入力信号と出力信号の波形を示す図である。 第４の実施形態の偏波分離器の構成を示すブロック図である。 第５の実施形態の受信器の構成を示すブロック図である。 第６の実施形態の受信器の構成を示すブロック図である。 第７の実施形態の受信器の構成を示すブロック図である。 第８の実施形態の受信器の構成を示すブロック図である。 第９の実施形態の受信器の構成を示すブロック図である。 第１０の実施形態の受信器の構成を示すブロック図である。 第１１の実施形態の偏波分離器の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態の偏波分離器の動作を説明するための図である。 第１１の実施形態の時間ゲーティング前後の光信号の波形を示す図である。 第１１の実施形態の時間ゲーティング前後の光信号の波形を示す図である。 変形例の偏波分離器の構成を示すブロック図である。
　（第１の実施形態）
　本発明を実施するための第１の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
　図２は、本実施形態の光信号伝送システム１の構成を示す全体図である。光信号伝送システム１は、偏波多重分離方式により光信号を伝送するシステムである。同図を参照すると、光信号伝送システム１は、送信器１０および受信器２０からなり、両者は伝送路光ファイバで接続される。
　図３は、送信器１０の構成を示すブロック図である。同図を参照すると、送信器１０は、変調部１１および偏波合成器１５を有する。
　変調部１１は、光源１１１および１１３と、シンボル周波数発信器１１５と、強度変調器１１７および１１９と、データ変調器１２１および１２３と、位相変調器１２５および１２７と、可変光遅延調整器１２９とを有する。
　光源１１１は、レーザダイオードなどを使用して、ＣＷ（Continuous　Wave）光を生成し、生成したＣＷ光を強度変調器１１７に出力する。光源１１３は、光源１１１の出力するＣＷ光と同一波長のＣＷ光を強度変調器１１９に出力する。
　シンボル周波数発信器１１５は、所定のシンボル周波数のクロック信号（駆動信号）を生成し、生成したクロック信号を強度変調器１１７および１１９に出力する。また、シンボル周波数発信器１１５は、位相差が１８０度の２つのクロック信号を、それぞれ位相変調器１２５および１２７に出力する。シンボル周波数発信器１１５がシンボル周波数発信器１１５が位相変調器１２５および１２７へのクロック信号の位相を１８０度ずらすのは、非対称チャープの付加を実現するためである。
　ここで、非対称チャープの付加とは、同じチャープ深さ（信号強度）において、互いに逆方向（非対称）のチャープを付加することである。言い換えれば、非対称チャープの付加とは、同一周波数の２つの光信号のうち、一方の光信号に対し、シンボルの前半においてアップチャープを後半においてダウンチャープを付加し、他方の光信号に対し、シンボルの前半においてダウンチャープを後半においてアップチャープを付加することである。
　強度変調器１１７は、光源１１１から出力されたＣＷ光を、シンボル周波数発信器１１５からのクロック信号の入力に応じて、ＲＺ化する。強度変調器１１７は、ＲＺかした信号（以下、「ＲＺ信号」という）を、データ変調器１２１に出力する。強度変調器１１９は、光源１１３からのＣＷ光を、ＲＺ化し、データ変調器１２３に出力する。強度変調器１１７および１１９は、同一のクロック信号に同期してＲＺ化するので、これらの強度変調器から出力されるＲＺ信号は同期した信号となる。
　データ変調器１２１は、例えば、ＤＱＰＳＫ（Differential　Quadrature　Phase　Shift　Keying）方式を使用して、強度変調器１１７からのＲＺ信号をデータ変調し、変調した信号（以下、「ＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号」という）を位相変調器１２５に出力する。データ変調器１２３は、強度変調器１１９からのＲＺ信号をデータ変調し、位相変調器１２７に出力する。
　位相変調器１２５は、シンボル周波数発信器１１５からのクロック信号の入力に応じて、データ変調器１２１からのＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号に対し、シンボル同期速度の正弦波位相変調を行う。例えば、信号光が５５Ｇｂ／ｓ（Giga　bit/second）であるとき、位相変調器１２５は、２７．５ＧＨｚの位相変調を行う。そして、位相変調器１２５は、位相変調したＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号を可変光遅延調整器１２９に出力する。位相変調器１２７は、クロック信号の入力に応じて、データ変調器１２３からのＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号に対し、位相変調を行い、偏波合成器１５に出力する。
　ここで、位相変調器１２５および１２７に入力される、それぞれのクロック信号の位相差は１８０度に調整されている。このため、位相変調器１２５および１２７の、信号強度の変化量に対する位相変位量の相対関係は、反転したものとなる。
　この結果、位相変調器１２５および１２７のうち、いずれかが、シンボルの前半においてアップチャープを、後半においてダウンチャープを付加する場合、他方は、シンボルの前半においてダウンチャープを、後半においてアップチャープを付加する。
　可変光遅延調整器１２９は、偏波多重を行うために、位相変調器１２５および１２７からのＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号の時間的相対位置の調整を行う。具体的には、可変光遅延調整器１２９は、位相変調器１２５からのＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号の信号光強度変化を、位相変調器１２７からのＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号に対し、シンボルスロットの５０％分ずらして、偏波合成器１５に出力する。
　偏波多重合成器１５は、可変光遅延調整器１２９からのＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号と、位相変調器１２７からのＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号とを偏波成分として合成（偏波多重）する。
　送信器１０は、偏波多重化したＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号を、光ファイバを通じて受信器２０に送信する。
　図４は、受信器２０の構成を示すブロック図である。同図を参照すると、受信器２０は、可変波長分散補償器２１と、偏波分離器２３と、ＤＱＰＳＫ受信器２５および２７とを有する。
　可変波長分散補償器２１は、送信器１０から受信したＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号の波長分散を、残留波長分散が０（ｐｓ／ｎｍ）となるように補償（調整）し、偏波分離器２３へ出力する。
　図５は、本実施形態の偏波分離器２３の構成を示す全体図である。偏波分離器２３は、可変波長分散補償器２１からのＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号を２つの偏波成分に分離する。同図を参照すると、偏波分離器２３は、偏波制御器２３１、偏波ビームスプリッタ２３３、光カプラ２３５、および偏波制御信号抽出器２３７を有する。
　偏波制御器２３１は、可変波長分散補償器２１からの信号光（ＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号）を、偏波ビームスプリッタ２３３に出力する。
　偏波ビームスプリッタ２３３は、偏波制御器２３１からの光信号を、２つの偏波成分に分離し、一方を光カプラ２３５へ、他方をＤＱＰＳＫ受信器（２５または２７）へ出力する。
　光カプラ２３５は、偏波ビームスプリッタ２３３からの信号光の一部を分岐して偏波制御信号抽出器２３７へ出力し、残りをＤＱＰＳＫ受信器（２５または２７）へ出力する。
　偏波制御信号抽出器２３７は、光電変換器２３７１、バンドパスフィルタ２３７３、およびＲＦ強度モニタ２３７５を有する。
　光電変換器２３７１は、光カプラ２３５からの光信号を電気信号に変換し、バンドパスフィルタ２３７３へ出力する。バンドパスフィルタ２３７３は、その電気信号から所定の周波数帯の信号（クロック周波数正弦波）を抽出し、ＲＦ強度モニタ２３７５へ出力する。ＲＦ強度モニタ２３７５は、バンドパスフィルタ２３７３からの入力信号の強度を検出し、検出した強度に応じた電気信号を偏波制御器２３１に出力する。
　偏波制御器２３１は、ＲＦ強度モニタ２３７５が検出した入力信号の強度が最大化または最小化するように、偏波状態を制御する。
　図４に戻り、ＤＱＰＳＫ受信器２５および２７は、偏波分離器２３からの偏波成分に対応するＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号を、ＤＱＰＳＫ方式で復調する。
　次に、光信号伝送システム１の動作について図６および７を参照して説明する。図６は、送信器１０の動作を示すフローチャートである。この動作は、送信器１０の電源が投入されたとき、または所定のアプリケーションが実行されたときに開始する。同図を参照すると、強度変調器１１７および１１９は、光源１１１および１１３から出力されたＣＷ光を、同一のクロック信号の入力に応じて、ＲＺ化する（ステップＳ１）。データ変調器１２１および１２３は、強度変調器１１７および１１９からのＲＺ信号をデータ変調する（ステップＳ３）。位相変調器１２５および１２７は、位相が１８０度異なるクロック信号に同期して、データ変調器１２１および１２３からのＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号に対し、非対称チャープを付加して位相変調する（ステップＳ５）。
　偏波多重部１５は、偏波多重合成器１５は、可変光遅延調整器１２９および位相変調器１２７からの偏波成分を合成する（ステップＳ７）。
　図７は、送信器１０の動作を示すフローチャートである。この動作は、受信器１０からのＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号が入力されたときに開始する。可変波長分散補償器２１は、送信器１０から受信したＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号の波長分散を、残留波長分散が０（ｐｓ／ｎｍ）となるように補償する（ステップＴ１）。偏波分離器２３は、可変波長分散補償器２１からのＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号を、２つの偏波成分に分離する（ステップＴ３）。ＤＱＰＳＫ受信器２５および２７は、偏波分離器２３からの偏波成分に対応するＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号を、ＤＱＰＳＫ方式で復調する（ステップＴ５）。
　次に、図８を参照して、光信号伝送システム１の動作結果について説明する。
　図８は、非対称チャープが付加された、それぞれの偏波成分の位相変位の様子を示した図である。同図において、縦軸は信号強度または位相変位量、横軸は時間である。同図を参照すると、位相変調器１２５および１２７が、互いに逆相のクロック信号に同期して位相変調を行うことにより、同じチャープ深さ（信号強度）において、互いに逆方向（非対称）のチャープが付加されて位相変調が行われている。
　続いて、図９～図２０を参照して、非対称チャープ付加の効果について説明する。
　図９～図１１は、チャープ付加前の５５Ｇｂ／ｓのＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号において、波長分散が発生したときの信号波形を示した図である。図９、図１０、および図１１における信号の波長分散値は、それぞれ±０（ｐｓ／ｎｍ）、－２５（ｐｓ／ｎｍ）、および＋２５（ｐｓ／ｎｍ）である。図９～図１１において、縦軸は強度、横軸は時間である。
　図９に示すように、波長分散値が０（ｐｓ／ｎｍ）のときは、信号劣化は発生しないが、図１０および図１１に示すように、分散値が０（ｐｓ／ｎｍ）でないときは、その分散値の絶対値の大きさに応じて、信号が劣化する。
　図１２～図１４は、０．７５π（rad）のシンボル同期チャープを加えた、５５Ｇｂ／ｓのＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号の信号波形を示した図である。
　ここで、チャープの深さとは、チャープの付加において、信号強度が最大となる時点の位相変位量と、信号強度が最小となる時点の位相変位量との差である。
　図１２、図１３、および図１４における信号の波長分散値は、それぞれ±０（ｐｓ／ｎｍ）、－２５（ｐｓ／ｎｍ）、および＋２５（ｐｓ／ｎｍ）である。図１２～図１３において、縦軸は強度、横軸は時間である。
　一方、図１５～図１７は、同じ深さ（０．７５π）で、図１２～図１４の場合とは逆相のシンボル同期チャープを加えた、５５Ｇｂ／ｓのＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号の信号波形を示した図である。図１５、図１６、および図１７における信号の波長分散値は、それぞれ±０（ｐｓ／ｎｍ）、－２５（ｐｓ／ｎｍ）、および＋２５（ｐｓ／ｎｍ）である。図１５～図１７において、縦軸は強度、横軸は時間である。
　図１２および図１５に示すように、分散値が０（ｐｓ／ｎｍ）のときは、信号劣化は生じない。しかし、図１３、図１４、図１６、および図１７を参照すると、分散値の正負の違いに依存して、パルスの圧縮またはパルスの広がりが発生する。このため、信号光強度の包絡線に含まれるシンボル同期周波数成分が２つの偏波成分間で異なる結果となる。
　例えば、分散値が負の値、―２５（ｐｓ／ｎｍ）であるとき、図１３に示すように、一方の偏波成分においてパルス圧縮が発生し、図１６に示すように、他方の偏波成分においてパルス広がりが発生する。そして分散値が正の値、＋２５（ｐｓ／ｎｍ）であるとき、図１４に示すように、一方の偏波成分においてパルス広がりが発生し、図１７に示すように、他方の偏波成分においてパルス圧縮が発生する。
　つまり、波長分散が発生したとき、非対称チャープを付加した偏波成分の一方にはパルス広がりが、他方にはパルス圧縮が生じる。
　図１８～２０は、深さ０．７５π（rad）の非対称シンボル同期チャープを付加した偏波成分を多重化した、１１０Ｇｂ／ｓのＲＺ―ＤＱＰＳＫ信号の信号波形を示した図である。図１８、図１９、および図２０における波長分散値は、それぞれ±０（ｐｓ／ｎｍ）、－２５（ｐｓ／ｎｍ）、および＋２５（ｐｓ／ｎｍ）である。図１８～図２０において、縦軸は強度、横軸は時間である。
　図１８に示すように、波長分散値が０（ｐｓ／ｎｍ）のときは、両偏波成分の位相差が１８０度であるため、合成後の信号強度は、時間によらず、一定の値となる。分散値の絶対値が同じときは、図１３、図１４、図１６、および図１７で示したように両偏波成分は異なる波形となるものの、合成の結果、図１９および図２０に示すように、同じ波形となる。
　この偏波多重化されたＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号のうち、一方の偏波成分は図１３または図１７で示したようにパルス圧縮が発生（クロック周波数成分が強調される）、他方の偏波成分が図１４または図１６で示したようにパルス広がりが発生（クロック周波数成分が抑圧される）している。このため、偏波分散が存在して多少信号光に歪みが生じている状態であっても、受信器２０は安定して一方の成分を抽出することが出来る。結果として光信号伝送システム１は、偏波分散に対する耐力を高めることができる。
　図２１～図２３を参照して、非対称チャープを加えた偏波多重ＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号について、信号光強度包絡線に含まれるクロック成分強度の残留波長分散値依存特性について説明する。
　図２１は、深さ０．７５π（rad）の非対称シンボル同期チャープを付加した、１１０Ｇｂ／ｓ（２×５５Ｇｂ／ｓ）の偏波多重ＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号について、残留波長分散値を変化させて、各偏波成分中のクロック成分強度を測定した結果を示す図である。同図において、縦軸はクロック成分強度（ｄＢ）であり、横軸は残留波長分散値（ｐｓ／ｎｍ）である。白丸は、シンボル前半でアップチャープが加えられた偏波成分の測定値、黒丸は、シンボル前半でダウンチャープが加えられた偏波成分の測定値である。
　図２１を参照すると、ある残留波長分散値において、一方の偏波成分がパルス圧縮を起こしてクロック成分強度が増大しているとき、他方の偏波成分は、パルス広がりを起こしてクロック成分強度が減少している。パルス圧縮が最も進み、クロック成分強度が最大となるのは、点線に示すように、残留波長分散値が±２０（ｐｓ／ｎｍ）のときである。この値のときに波長分離を行うと、それぞれの偏波成分のクロック強度の比率（以下、「抑圧比」という）は、１３．６ｄＢとなる。
　この抑圧比が大きいほど、一方の偏波成分においてパルス圧縮がすすむため、受信側での受信特性が良好となる。
　図２２は、深さ０．５０π（rad）の非対称シンボル同期チャープを付加した、偏波多重ＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号について、各偏波成分のクロック成分強度を測定した結果を示す図である。同図を参照すると、残留波長分散値が±２５（ｐｓ／ｎｍ）のとき、抑圧比が９．６ｄＢとなる。
　図２３は、深さ１．０π（rad）の非対称シンボル同期チャープを付加した、偏波多重ＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号について、各偏波成分のクロック成分強度を測定した結果を示す図である。同図を参照すると、残留波長分散値が±１８（ｐｓ／ｎｍ）のとき、抑圧比が１９．４ｄＢとなる。
　図２１～図２３に示したように、チャープ深さが大きいほど、両偏波成分間の抑圧比が大きくなり、抑圧比を与える残留波長分散値が小さくなるという傾向が明らかである。
　特に、図２２を参照すると、チャープ深さを０．５０π（rad）以下にすると、抑圧比が比較的小さくなり、わざわざ多数のデバイスを用意して非対称チャープを付加するというメリットがなくなることが明らかである。一方、深いチャープは、それだけ信号光のスペクトル幅の増大を生じさせ、波長合分波器フィルタによる影響を受けやすくなるため、闇雲にチャープを深くすればよいわけではない。
　チャープの深さ、および与える残留波長分散値の設定方法について説明する。この方法では、まず、フィルタリングの効果の影響が軽微に収まる範囲内で最大のチャープ量が設定され、続いて残留波長分散値としてパルス圧縮の最も進む値が選択される。スペクトル幅による制限で、あまり深いチャープを与えることができなくて規定の残留付加分散値を与えた場合、抑圧比を十分に得られないことがある。しかし、この場合であっても残留波長分散値の絶対値を多少大きくすることで抑圧比を高めることができる。
　現実的には、最適なチャープの深さは、図２１～図２３に示した測定結果から、０．５０π～１．０π（rad）の範囲内と見積もられる。
　なお、本実施形態では、送信器１０および受信器２０は、ＤＱＰＳＫ方式でデータ変復調を行っているが、各偏波成分においてシンボルの時間的中心で常に等しい強度となる位相変調方式であれば、他の変調方式を使用してもよい。
　以上説明したように、本実施形態によれば、送信器１０が、２つの光信号（偏波成分）を非対称なチャープの付加により位相変調して送信し、受信器２０が、一方の偏波成分にパルス圧縮を生じさせ、２つの偏波成分への分離を行う。このため、光信号伝送システム１は、偏波分散が生じている場合であっても、パルス圧縮の生じた偏波成分を、より安定して取り出せる結果、信号品質の劣化を抑えることができる。
　また、送信器１０は、位相が１８０度異なる２つのクロック信号に同期してＲＺ信号を位相変調するので、非対称なチャープを生成することができる。
　送信器１０は、０．５π乃至１．０πの同じ深さのチャープを付加することで、最良の抑圧比を得ることができ、受信品質が向上する。
　（第２の実施形態）
　本発明を実施するための第２の実施形態について図２４を参照して説明する。同図は、本実施形態の送信器１０ａの構成を示す全体図である。同図を参照すると、送信器１０ａは、２台設けていた光源（１１１および１１３）と強度変調器（１１７および１１９）とをそれぞれ１台（１１３、１１９）のみとし、ＲＺ信号を分波する光カプラ１２０を更に有する以外は、第１の実施形態の送信器１０と同様の構成である。
　光カプラ１２０は、強度変調器１１９からのＲＺ信号を、分波してデータ変調器１２１および１２９に出力する。
　以上説明したように、本実施形態によれば、第１の実施形態と比較して、２台の光源および強度変調器をそれぞれ１台に集約できる。このため、光信号伝送システムは、部品点数が少なくなる結果、受信品質を向上しつつ、コストを低減できる。
　（第３の実施形態）
　本発明を実施するための第３の実施形態について図２５および図２６を参照して説明する。図２５は、本実施形態の送信器１０ｂの構成を示す全体図である。同図を参照すると、送信器１０ｂは、２台設けていた光源（１１１および１１３）を１台のみ（１１３）設け、強度変調器１１７および１１９と、位相変調器１２５および１２７との代わりに、振幅調整器１３１および１３３と、非対称チャープ付加ＲＺ強度変調器１３５と、を有する他は、第１の実施形態の送信器１０と同様の構成である。本実施形態は、非対称チャープを実現する方式において、第１の実施形態と異なる。
　光源１１３は、ＣＷ光を非対称チャープ付加ＲＺ強度変調器１３５へ出力する。
　振幅調整器１３１および１３３は、シンボル周波数発信器１１５が生成するクロック信号の電圧振幅を、各調整器からのクロック信号の振幅差がＶπとなるように調整し、非対称チャープ付加ＲＺ強度変調器１３５に出力する。Ｖπとは、非対称チャープ付加ＲＺ強度変調器１３５が、入力光に対してπ（rad）の位相変化を起こさせるのに要する電圧である。
　また、振幅の絶対量は、付加すべきチャープの深さに応じて決定される。非対称チャープ付加による位相変位量をπ（rad）とする場合は、振幅調整器１３１および１３３は、それぞれ１．５×Ｖπおよび０．５×Ｖπの振幅の信号を出力する。位相変位量を０．７５π（rad）とする場合、振幅調整器１３１および１３３は、それぞれ１．２５×Ｖπおよび０．２５×Ｖπの振幅の信号を出力する。位相変位量を０．５π（rad）とする場合、振幅調整器１３１および１３３は、それぞれπおよび０の振幅の信号を出力する。
　位相変位量を０．５π（rad）以下とする場合は、振幅調整器１３１および１３３の一方はマイナスの振幅の信号を出力する必要がある。この場合、振幅調整器１３１等が一方の信号の位相を反転させることにより、マイナスの振幅の信号の出力が実現される。
　非対称チャープ付加ＲＺ強度変調器１３５は、両アームに独立な位相変調部１３５１および１３５２を配置したＭＺ（Mach　Zehnder）干渉計であり、３ｄＢカプラ等（不図示）により位相変調した光信号を合成してデータ変調器１２１および１２３に出力する。
　また、非対称チャープ付加ＲＺ強度変調器１３５は、データ変調器１２１および１２３への出力を、同じ光強度を持つＲＺパルス列とするため、ＭＺ干渉計としてのバイアス制御を行う。
　位相変調部１３５１および１３５２は、振幅調整器１３１および１３３により振幅調整されたクロック信号に同期して、光源１１３からのＲＺ信号を、非対称チャープの付加により位相変調する。
　図２６は、非対称チャープ付加ＲＺ強度変調器１３５について、２つの入力信号（クロック信号）と、２つの出力信号との強度および位相変移の様子を示した図である。
　図２６を参照すると、２つの入力信号は、同相で振幅の異なるシンボル周波数正弦波である。この振幅差が所定の規則（振幅差がＶπであること）を満たし、かつ非対称チャープ付加ＲＺ強度変調器１３５がバイアス制御を行うことで、２つの出力信号は、パルス幅５０％、同形状、かつ逆相のパルス列となる。また、位相変移の発生は、両出力間で等しいため、結果として両出力は、非対称シンボル同期チャープが付加されたＲＺパルス列となる。
　なお、本実施形態では、振幅調整器１３１および１３３が、電圧振幅の調整を行う構成としているが、送信器１０ｂに振幅調整器１３１および１３３を設けず、位相変調部１３５１と１３５２との間で電極長に差を設けるなどの方法でＶｚの振幅差を生じさせることもできる。
　以上説明したように、本実施形態によれば、送信器１０ｂは、電圧振幅の差がＶπだけ異なるクロック信号に同期して位相変調することにより、非対称チャープを付加することができる。
　（第４の実施形態）
　本発明を実施するための第４の実施形態について図２７を参照して説明する。同図は、本実施形態の偏波分離器２３ｃの構成を示す全体図である。同図を参照すると、偏波分離器２３ｃは、固定波長分散付加器２３６を更に有する点で、第１の実施形態の偏波分離器２３と異なる。
　光カプラ２３５は、偏波ビームスプリッタ２３３からの信号光の一部を分岐して固定波長分散付加器２３６へ出力し、残りをＤＱＰＳＫ受信器（２５または２７）へ出力する。
　固定波長分散付加器２３６は、例えば、分散補償光ファイバであり、光カプラ２３５からの信号光（偏波成分）の所定の波長分散値だけ波長分散を付加（調整）し、偏波制御信号抽出器２３７へ出力する。
　以上説明したように本実施形態によれば、固定波長分散付加器２３６は、２つの偏波成分のうち、いずれか一方の偏波成分の波長分散を補償する。このため、可変波長分散補償器から出力されたときの残留波長分散値が０で、両偏波成分ともパルス圧縮を起こしていない場合であっても、いずれか一方の偏波成分はパルス圧縮を起こしている状態となる。この結果、受信信号の品質が改善される。
　（第５の実施形態）
　本発明を実施するための第５の実施形態について図２８を参照して説明する。同図は、本実施形態の受信器２０ｄの構成を示す全体図である。同図を参照すると、受信器２０ｄは、固定波長分散付加器２９および３１を更に有する点で、受信器２０と異なる。
　偏波分離器２３は、偏波分離した光信号を固定波長分散付加器２９および３１へ出力する。
　固定波長分散付加器２９および３１は、偏波分離器２３からの偏波成分について、互いに逆極性の波長分散を補償する。固定波長分散付加器２９および３１は、補償した光信号をＤＱＰＳＫ受信器２５および２７へ出力する。
　パルス圧縮が発生している方の偏波成分に対しても波長分散を補償するのは、分散補償器（２９または３１）の通過遅延により、両偏波成分の受信器（２５および２７）への到着時間の違いを低減するためである。
　例えば、固定波長分散付加器２９は、正の極性の波長分散を補償し、固定波長分散付加器３１は、負の極性の波長分散を補償する。
　以上説明したように、本実施形態によれば、固定波長分散付加器２９および３１は、両偏波成分について、互いに逆極性の波長分散を補償するので、分散補償器（２９または３１）の通過遅延による、両偏波成分の受信器（２５および２７）への到着時間の相違を低減でき、更に受信品質が向上する。
　（第６の実施形態）
　本発明を実施するための第６の実施形態について図２９を参照して説明する。同図は、本実施形態の受信器２０ｅの構成を示す全体図である。同図を参照すると、受信器２０ｅは、光カプラ３３を更に有し、１台設けていた可変波長分散付加器（２１）および偏波分離器（２３）をそれぞれ２台（２１、２２、２３、および２４）とした点で、第１の実施形態の受信器２０と異なる。
　光カプラ３３は、送信器１０からの光信号（ＲＺ－ＤＱＰＳＫ信号）を２つに分岐し、可変波長分散付加器２１および２２に出力する。
　可変波長分散補償器２１および２２は、光カプラ３３からの光信号の波長分散を、残留波長分散値が互いに逆極性となるように補償し、偏波分離器２３および２４に出力する。
　例えば、可変波長分散補償器２１は、残留波長分散値が負の値「―Ｄ」となるように、波長分散を補償し、可変波長分散補償器２２は、残留波長分散値が正の値「＋Ｄ」となるように、波長分散を補償する。
　偏波分離器２３および２４は、それぞれ互いに直交する偏波成分を分離する。
　「＋Ｄ」、「―Ｄ」の各残留波長分散値においては、パルス圧縮されている側の偏波成分は、信号光強度の包絡線内に強くクロック成分を持つ一方で、もう一方の偏波成分の信号光強度については、それが抑圧されている。従って、偏波分散が存在して両偏波分散の直行性が崩れてしまった場合においても、パルス広がりを発生している偏波成分の、偏波制御用の制御用信号の抽出に対する影響は軽微であり、安定した制御信号の抽出が達成される。
　以上説明したように本実施形態によれば、分岐した光信号に対し、互いに逆極性の波長分散を補償してから偏波分離するので、受信器２０は、パルス圧縮されている偏波成分が優先して抽出され、パルス広がりを生じている偏波成分は抑圧される結果、安定して制御信号を分離することができ、受信特性が改善する。
　（第７の実施形態）
　本発明を実施するための第７の実施形態について図３０を参照して説明する。図３０は、本実施形態の受信器２０ｆの構成を示す全体図である。同図を参照すると、受信器２０ｆは、光カプラ３３、固定波長分散付加器２９および３１を更に有し、偏波分離前に残留波長分散値を０とする点で第６の実施形態の受信器２０ｅと異なる。
　可変波長分離器２１および２２は、波長分散値が０となるように、波長分散を補償する。
　偏波分離器２３および２４は、両偏波成分をそれぞれ固定波長分散付加器２９および３１に出力する。固定波長分散付加器２９および３１は互いに極性が逆となる、所定の波長分散値の分だけ、波長分散を補償し、ＤＱＰＳＫ受信器２５および２７へ出力する。
　例えば、固定波長分散付加器２９は、正の波長分散値「＋Ｄ」の分だけ、波長分散を付加し、固定波長分散付加器３１は、負の波長分散値「―Ｄ」の分だけ、波長分散を付加する。
　以上説明したように本実施形態によれば、受信器２０ｆは、固定波長分散付加器で調整しきれない波長分散が生じた場合であっても、可変波長分散補償器２１および２２により波長分散を補償できる。
　（第８の実施形態）
　本発明を実施するための第８の実施形態について図３１を参照して説明する。図３１は、本実施形態の受信器２０ｇの構成を示す全体図である。同図を参照すると、受信器２０ｇは、可変波長分散補償器（２１）を１台のみとする点で、第７の実施形態の受信器２０ｆと異なる。
　可変波長分散補償器２１は、送信器１０から受信した光信号に対し、残留波長分散値が０となるように、波長分散を補償し、光カプラ３３へ出力する。
　光カプラ３３は、可変波長分散補償器２１からの光信号を２つの光信号に分岐し、固定波長分散付加器２３および２４に出力する。
　固定波長分散付加器２９および３１は互いに極性が逆となる、所定の波長分散値の分だけ、波長分散を補償し、偏波分離器２３および２４へ出力する。
　以上説明したように本実施形態によれば、互いに逆極性の固定波長分散付加器（２９および３１）を通過することで、可変波長分散補償器（２１）が１台で済むので、受信特性が改善しつつ、コストは低減する。
　（第９の実施形態）
　本発明を実施するための第９の実施形態について図３２を参照して説明する。図３２は、本実施形態の受信器２０ｈの構成を示す全体図である。同図を参照すると、受信器２０ｈは、固定波長分散付加器３５および３７を更に有する点で、第８の実施形態の受信器２０ｇと異なる。
　偏波分離器２３および２４は、固定波長分散付加器３５および３７へ各偏波成分を出力する。
　固定波長分散付加器３５および３７は、それぞれ固定波長分散付加器２９および３１が付加した波長分散と逆極性の波長分散を付加する。
　例えば、固定波長分散付加器２９が正の波長分散値だけ波長分散を付加したとき、固定波長分散付加器３５は負の波長分散値だけ波長分散を付加する。一方、固定波長分散付加器３１が負の波長分散値だけ波長分散を付加したとき、固定波長分散付加器３７は正の波長分散値だけ波長分散を付加する。
　以上説明したように本実施形態によれば、ＤＱＰＳＫ受信器２５および２７へ入力される光信号の残留波長分散値が低減するので、受信特性が更に改善する。
　（第１０の実施形態）
　本発明を実施するための第１０の実施形態について図３３を参照して説明する。図３３は、本実施形態の受信器２０ｉの構成を示す全体図である。同図を参照すると、受信器２０ｉは、ポートサーキュレータ４１、４３、４５、および４７を更に有する点で、第８の実施形態の受信器２０ｇと異なる。
　光カプラ３３は、ポートサーキュレータ４１および４７へ分岐した光信号を出力する。
　光カプラ３３からポートサーキュレータ４１へ出力された光信号は、固定波長分散付加器２９、ポートサーキュレータ４３、偏波分離器２４、ポートサーキュレータ４５、固定波長分散付加器３１、ポートサーキュレータ４７の順で、各部を通過し、ＤＱＰＳＫ受信器２７へ入力される。
　一方、光カプラ３３からポートサーキュレータ４７へ出力された光信号は、固定波長分散付加器３１、ポートサーキュレータ４５、偏波分離器２３、ポートサーキュレータ４３、固定波長分散付加器２９、ポートサーキュレータ４１の順で、各部を通過し、ＤＱＰＳＫ受信器２５へ入力される。
　以上説明したように本実施形態によれば、固定波長分散付加器を第９の実施形態の受信器に比べて少なくしたにも関わらず、互いに逆極性の固定波長分散付加器（２９および３１）を通過することで、コストが低減しつつ、受信特性は向上する。
　（第１１の実施形態）
　本発明を実施するための第１１の実施形態について図３４～３６を参照して説明する。図３４は、本実施形態の偏波分離器２３ｊの構成を示す全体図である。同図を参照すると、偏波分離器２３ｊは、偏波ビームスプリッタ２３３の代わりにポラライザ２４１および強度変調器２４５を有し、時間ゲーティングを行う点で、第１の実施形態の偏波分離器２３と異なる。
　時間ゲーティングとは、シンボル速度の正弦波で信号光に対して強度変調を施し、シンボルの切れ目付近のエネルギーのみ選択的に抑圧することにより、クロストーク成分を抑える手法である。本実施形態では、送信器１０での非対称チャープ付加により、各シンボルのエネルギーの中心が両偏波成分間で半シンボル周期分ずれている。このため、仮に偏波分散によるクロストークが生じても、漏れこんでくるクロストーク成分のエネルギーはシンボルの切れ目付近に集中する。この部分を除去する時間ゲーティングを行うことで、偏波分離器２３ｊは、クロストーク成分を効率的に抑圧することができる。
　本実施形態では、非対称チャープを付加により、送信器１０から、シンボルスロットの切れ目において、パルス圧縮が生じている偏波成分、またはパルス広がりを生じている偏波成分が出力される。このため、時間ゲーティングは、パルス圧縮された偏波成分のみを抑圧し、パルス広がりを生じている偏波成分を抽出するか、あるいは、逆にパルス広がりが生じた偏波成分のみを抑圧し、パルス圧縮を生じている偏波成分を抽出するために利用することができる。
　パルス圧縮された偏波成分のみを抑圧する方式では、抑圧に限度があるものの、挿入損失が小さくなる。一方、パルス広がりが生じた偏波成分のみを抑圧する方式では、挿入損失が大きくなるが高い抑圧比を実現できる。
　偏波制御機２３１は、光信号をポラライザ２４１に出力する。ポラライザ２４１は、所定の直線偏波成分だけを選択的に通過させ、光カプラ２３５へ出力する。
　光カプラ２３５は、ポラライザ２４１からの光信号を２つの光信号に分岐し、一方を制御信号抽出器２３７へ出力し、他方を強度変調器２４５へ出力する。
　制御信号抽出器２３７は、バンドパスフィルタ２３７３の出力の一部を電気位相調整器２４３に入力する。
　電気位相調整器２４３は、パルス圧縮された信号またはパルス広がり生じた信号が強度変調器２４５を通過する際の損失が最小となるタイミングで強度変調器２４５が駆動するように、制御信号抽出器２３１からのクロック信号（駆動信号）の位相を調整する。具体的には、電気位相調整器２４３は、強度変調器２４５の通過損失が最小となるタイミングでパルスが通過し、シンボルの切れ目で通過損失が最大となるように、位相を調整する。
　強度変調器２４５は、電気位相調整器２４３により調整されたクロック信号に同期して、光カプラ２３５からの光信号を強度変調し、ＤＱＰＳＫ受信器（２５または２７）へ出力する。
　図３５は、偏波分離器２３ｊの動作を説明するための図である。同図に示すように、時間ゲーティングを行うことにより、クロストーク成分（斜線部）は、効率的に抑圧される。
　図３６は、時間ゲーティングによりパルス広がりを起こしている偏波成分を選択的に抑圧した場合の波形を示す図である。同図において、実線は時間ゲーティング前の信号光波形で、点線は時間ゲーティングを行うための強度変調器駆動信号の波形である。同図において、縦軸は信号強度、横軸は時間軸である。同図に示すように、矢印で示したシンボルスロットの切れ目において、パルス広がりを生じた成分が選択的に抑圧されている。
　図３７は、時間ゲーティングによりパルス圧縮を起こしている偏波成分を選択的に抑圧した場合の波形を示す図である。同図において、実線は時間ゲーティング前の信号光波形で、点線は時間ゲーティングを行うための強度変調器駆動信号の波形である。同図において、縦軸は信号強度、横軸は時間軸である。同図に示すように、矢印で示したシンボルスロットの切れ目において、パルス圧縮が生じた成分が選択的に抑圧されている。
　なお、図３８に示すように、ポラライザ２４１および光カプラ２３５の代わりに偏波ビームスプリッタ２３３を設けて、偏波ビームスプリッタ２３３が、偏波制御信号抽出器２３７および強度変調器２４５に光信号を出力する構成とすることもできる。
　以上説明したように、本実施形態によれば、偏波分離器２３ｊは、時間ゲーティングによりパルス広がりを生じている偏波成分を抑圧することにより、パルス圧縮を生じている偏波成分を抽出することができる。このため、偏波分離器２３ｊは、クロストークを効率よく除去し、高い抑圧比を実現できる。
　また、偏波分離器２３ｊは、時間ゲーティングによりパルス圧縮を生じている偏波成分を抑圧することにより、パルス広がりを生じている偏波成分を抽出することができる。このため、偏波分離器２３ｊは、クロストークを効率よく除去し、偏波分離器の通過損失を低減できる。
　以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は実施形態に限定されるものではない。クレームに定義された本発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２００８年９月３日に出願された日本出願特願２００８－２２６００８を基礎として優先権の利益を主張するものであり、その開示の全てを引用によってここに取り込む。
　１　　光信号伝送システム
　１０　　送信器
　２０　　受信器
　１１　　変調部
　１５　　偏波合成器
　２１、２２　　可変波長分散補償器
　２３、２４　　偏波分離器
　２５、２７　　ＤＱＰＳＫ受信器
　２９、３１、３５、３７　　固定波長分散付加器
　４１、４３、４５、４７　　ポートサーキュレータ
　１１１、１１３　　光源
　１１５　　シンボル周波数発信器
　１１７、１１９　　強度変調器
　１２０　　光カプラ
　１２１、１２３　　データ変調器
　１２５、１２７、１３５１、１３５３　　位相変調器
　１２９　　可変光遅延調整器
　１３１、１３３　　振幅変調器
　１３５　　非対称チャープ付加ＲＺ変調器
　２３１　　偏波制御器
　２３３　　偏波ビームスプリッタ
　２３５　　光カプラ
　２３６　　固定波長分散付加器
　２３７　　偏波制御信号抽出器
　２３７１　　光電変換器
　２３７３　　バンドパスフィルタ
　２３７５　　ＲＦ強度モニタ
　２４１　　ポラライザ
　２４３　　電気位相変調器
　２４５　　強度変調器
　Ｓ１～Ｓ７、Ｔ１～Ｔ５　　ステップ
 

Claims (36)

  1. 　周波数が同一の２つの光信号に非対称なチャープを付加することにより、該２つの光信号を位相変調し、位相変調した該２つの光信号を偏波多重化における偏波成分として合成し、合成により得られた光信号を送信する送信器、及び
    　前記送信器から前記光信号を受信し、該光信号の少なくとも一方の偏波成分に対するパルス圧縮と、該光信号からの２つの偏波成分の分離とを行う受信器、
    　を有する光信号伝送システム。
  2. 　前記送信器は、位相が１８０度異なる２つのクロック信号を生成し、それぞれの該クロック信号に同期して前記２つの光信号にチャープを付加する、請求項１に記載の光信号伝送システム。
  3. 　前記送信器は、前記２つの光信号に１８０度の位相差が生じるように、電圧振幅が異なる２つのクロック信号を生成し、それぞれの該クロック信号に同期して前記２つの光信号にチャープを付加する、請求項１に記載の光信号伝送システム。
  4. 　前記送信器は、前記２つの光信号に０．５π乃至１．０πの同じ深さのチャープを付加する、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の光信号伝送システム。
  5. 　前記送信器は、前記光信号をデータ変調する、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の光信号伝送システム。
  6. 　前記受信器は、前記光信号を２つの偏波成分に分離し、分離した該２つの偏波成分のうち、いずれか一方の偏波成分に対し、パルス圧縮が生じるように第１の極性の波長分散を付加する、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の光信号伝送システム。
  7. 　前記受信器は、前記２つの偏波成分のうち、他方の偏波成分に対し、前記第１の極性と逆極性の波長分散を更に付加する、請求項６に記載の光信号伝送システム。
  8. 　前記受信器は、波長分散値が実質的に０となるように前記光信号の波長を可変波長分散補償器により付加し、波長分散を付加した該光信号を前記２つの偏波成分に分離する、請求項６又は７に記載の光信号伝送システム。
  9. 　前記受信器は、所定の波長分散値の波長分散を付加する固定波長分散付加器により前記偏波成分を付加する、請求項８に記載の光信号伝送システム。
  10. 　前記受信器は、前記送信器から受信した前記光信号を２つの光信号に分岐し、分岐した該２つの光信号のうち、一方の光信号に対してパルス圧縮が生じるように第１の極性の波長分散を付加し、該第１の極性の波長分散を付加した該一方の光信号から、パルス圧縮の生じた一方の偏波成分を抽出する、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の光信号伝送システム。
  11. 　前記受信器は、抽出した前記一方の偏波成分に対し、前記第１の極性と逆極性の波長分散を付加する、請求項１０に記載の光信号伝送システム。
  12. 　前記受信器は、前記２つの光信号のうち、他方の光信号に対して前記第１の極性と逆極性の波長分散を付加し、該逆極性の波長分散を付加した該他方の光信号から、他方の偏波成分を抽出する、請求項１０又は１１に記載の光信号伝送システム。
  13. 　前記受信器は、抽出した前記他方の偏波成分に対し、前記第１の極性の偏波分散を付加する、請求項１２に記載の光信号伝送システム。
  14. 　前記受信器は、所定の波長分散値の波長分散を付加する固定波長分散器により前記偏波成分の波長分散を付加する、請求項１１又は１３に記載の光信号伝送システム。
  15. 　前記受信器は、波長分散値が０となるように可変波長分散補償器により、前記送信器から受信した前記光信号の波長分散を付加し、波長分散を付加した該光信号を前記２つの光信号に分岐する、請求項１０乃至１４のいずれか１項に記載の光信号伝送システム。
  16. 　前記受信器は、所定の波長分散値の波長分散を付加する固定波長分散器により前記光信号の波長分散を付加する、請求項１５に記載の光信号伝送システム。
  17. 　前記受信器は、分離した２つの偏波成分のうち、ストロークが生じた偏波成分を、時間ゲーティングを行うことにより抑圧する、請求項１乃至１６のいずれか１項に記載の光信号伝送システム。
  18. 　周波数が同一の２つの光信号に非対称なチャープを付加することにより、該光信号を位相変調する位相変調手段と、
    　前記位相変調手段により位相変調された前記２つの光信号を偏波多重化における偏波成分として合成し、合成により得られた光信号を送信する送信手段と、
    　を有する送信器。
  19. 　前記位相変調手段は、
    　位相が１８０度異なる２つのクロック信号を生成するクロック信号生成手段と、
    　前記クロック信号生成手段により生成された、それぞれの前記クロック信号に同期して前記２つの光信号にチャープを付加するチャープ付加手段と、
    　を有する請求項１８に記載の送信器。
  20. 　前記位相変調手段は、
    　前記２つの光信号に１８０度の位相差が生じるように、電圧振幅が異なる２つのクロック信号を生成するクロック信号生成手段と、
    　前記クロック信号生成手段により生成された、それぞれの前記クロック信号に同期して前記２つの光信号にチャープを付加するチャープ付加手段と、
    　を有する請求項１８に記載の送信器。
  21. 　前記チャープ付加手段は、前記２つの光信号に０．５π乃至１．０πの同じ深さのチャープを付加する、請求項１８乃至２０のいずれか１項に記載の送信器。
  22. 　前記光信号をデータ変調するデータ変調手段を更に有する、請求項１８乃至２１のいずれか１項に記載の送信器。
  23. 　偏波多重化された光信号を受信する受信手段と、
    　前記受信手段により受信された前記光信号の少なくとも一方の偏波成分に対してパルス圧縮を行うパルス圧縮手段と、
    　前記受信手段により受信された前記光信号を２つの偏波成分に分離する偏波分離手段と、
    　を有する受信器。
  24. 　前記パルス圧縮手段は、前記偏波分離手段により分離された前記２つの偏波成分のうち、少なくとも一方にパルス圧縮が生じるように第１の極性の波長分散を付加する、請求項２３に記載の受信器。
  25. 　前記パルス圧縮手段は、前記２つの偏波成分のうち、他方の偏波成分に対し、前記第１の極性と逆極性の波長分散を更に付加する、請求項２４に記載の受信器。
  26. 　前記パルス圧縮手段は、波長分散値が実質的に０となるように前記受信手段により受信された前記光信号の波長を可変波長分散補償器により更に付加し、
    　前記偏波分離手段は、前記パルス圧縮手段により波長分散が付加された前記光信号を前記２つの偏波成分に分離する、請求項２４又は２５に記載の受信器。
  27. 　前記パルス圧縮手段は、所定の波長分散値の波長分散を付加する固定波長分散付加器により前記偏波成分を付加する、請求項２６に記載の受信器。
  28. 　前記受信手段により受信された前記光信号を２つの光信号に分岐する分岐手段を更に有し、
    　前記パルス圧縮手段は、前記分岐手段により分岐された前記２つの光信号のうち、一方の光信号に対してパルス圧縮が生じるように第１の極性の波長分散を付加し、
    　前記偏波分離手段は、前記パルス圧縮手段により前記第１の極性の波長分散が付加された前記一方の光信号から、パルス圧縮の生じた一方の偏波成分を抽出する、請求項２３に記載の受信器。
  29. 　前記パルス圧縮手段は、前記偏波分離手段により抽出された前記一方の偏波成分に対し、前記第１の極性と逆極性の波長分散を付加する、請求項２８に記載受信器。
  30. 　前記パルス圧縮手段は、前記２つの光信号のうち、他方の光信号に対して前記第１の極性と逆極性の波長分散を付加し、
    　前記偏波分離手段は、前記パルス圧縮手段により前記逆極性の波長分散が付加された該他方の光信号から、他方の偏波成分を抽出する、請求項２８又は２９に記載の受信器。
  31. 　前記パルス圧縮手段は、前記偏波分離手段により抽出された前記他方の偏波成分に対し、前記第１の極性の偏波分散を付加する、請求項３０に記載の受信器。
  32. 　前記パルス圧縮手段は、所定の波長分散値の波長分散を付加する固定波長分散器により前記偏波成分の波長分散を付加する、請求項２９又は３１に記載の受信器。
  33. 　前記パルス圧縮手段は、波長分散値が０となるように可変波長分散補償器により、前記受信手段により受信された前記光信号の波長分散を付加し、
    　前記分岐手段は、前記パルス圧縮手段により波長分散が付加された前記光信号を前記２つの光信号に分岐する、請求項２８乃至３２のいずれか１項に記載の受信器。
  34. 　前記パルス圧縮手段は、所定の波長分散値の波長分散を付加する固定波長分散器により前記光信号の波長分散を付加する、請求項３３に記載の受信器。
  35. 　前記偏波分離手段は、分離した２つの偏波成分のうち、ストロークが生じた偏波成分を時間ゲーティングを行うことにより抑圧する、請求項２３請求項３４のいずれか１項に記載の受信器。
  36. 　周波数が同一の２つの光信号に非対称なチャープを付加することにより、該２つの光信号を位相変調し、
    　位相変調した該２つの光信号を偏波多重化における偏波成分として合成し、合成により得られた光信号を送信し、
    　受信器が、前記送信器から前記光信号を受信し、
    　該光信号の少なくとも一方の偏波成分に対するパルス圧縮と、該光信号からの２つの偏波成分の分離とを行う、光信号伝送方法。
     
     
     
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