WO2009157283A1 - 高周波モジュール - Google Patents

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WO2009157283A1
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目黒徹
渡辺邦広
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株式会社村田製作所
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    • H03H2001/0021—Constructional details
    • H03H2001/0085—Multilayer, e.g. LTCC, HTCC, green sheets

Definitions

  • the present invention relates to a high frequency module, and more particularly to a high frequency switch module that switches a communication signal of a specific frequency using an FET switch.
  • the multiband GSM system is adopted in Europe.
  • GSM system there are a plurality of communication signals (transmission / reception signals) used in different frequency bands, and each frequency band includes an 850 MHz band and a 900 MHz band. Furthermore, there are 1800 MHz band and 1900 MHz band.
  • Patent Document 1 includes a high-frequency switch module as shown in FIG.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a conventional high-frequency switch module.
  • the conventional high-frequency switch module includes a transmission port RF101 to which a transmission signal of the first communication signal (first transmission signal) and a transmission signal of the second communication signal (second transmission signal) are input, and a reception signal of the first communication signal.
  • a first reception port RF102 that outputs (first reception signal)
  • a second reception port RF103 that outputs a reception signal (second reception signal) of the second communication signal, first and second transmission signals to the antenna
  • An FET switch SW100 having an antenna port ANT0 that inputs and outputs one received signal and a second received signal is provided.
  • the FET switch SW100 a switch made of a semiconductor, particularly an FET, is used, and at present, a GaAs switch is often used.
  • a low pass filter LPF 201 that attenuates harmonics of the first and second transmission signals is connected to the transmission port RF101, and a band pal filter BPF 301 that passes the fundamental wave of the first reception signal is connected to the first.
  • a band pal filter BPF 302 that is connected to the reception port RF102 and passes the fundamental wave of the second reception signal is connected to the second reception port RF103.
  • the transmission signal is input to the transmission signal input terminal Tx1 connected to the transmission port RF101 of the FET switch SW100 via the low pass filter LPF201.
  • This transmission signal is normally input after being amplified by a power amplifier connected to the preceding stage.
  • higher harmonics with respect to the fundamental frequency fo of the transmission signal are generated and input together with the transmission signal of the fundamental frequency fo. Is done.
  • the low-pass filter LPF 201 of the high-frequency switch module shown in FIG. 9 is set to attenuate the high-order harmonics, the high-order harmonics of the transmission signal input to the FET switch SW100 can be suppressed. .
  • the low-pass filter LPF 201 includes a low-pass filter that attenuates the second harmonic (2 ⁇ fo) of the fundamental frequency fo and a low-pass filter that attenuates the third harmonic (3 ⁇ fo) of the fundamental frequency fo.
  • these second and third harmonics are suppressed.
  • the FET switch SW100 is formed of a GaAs switch
  • harmonic distortion occurs in the FET switch SW100 when a high-frequency transmission signal is input, and the second harmonic and the third harmonic are evenly distributed to each port. Harmonics such as waves are output.
  • the low-pass filter LPF 201 is viewed from the transmission port RF101 at the harmonic frequency, the impedance is close to infinity, and the harmonic generated by the FET switch SW100 is totally reflected at the transmission port RF101 side end of the low-pass filter LPF201. And input to the FET switch SW100.
  • the antenna port ANT0 outputs a harmonic of “X + ⁇ ”.
  • a GaAs switch that does not easily generate harmonics may be used.
  • a switch circuit using a diode switch is used, harmonics are unlikely to be generated, but at least two diodes are required for switching between transmission and reception of each communication signal, and a circuit added to these diodes is required. Therefore, the high frequency switch module cannot be reduced in size.
  • the use of a plurality of diode switches increases the power consumption and further decreases the response speed. In particular, when the number of FET switch ports increases, it is susceptible to this effect.
  • an object of the present invention is to provide a miniaturized high-frequency switch module that suppresses harmonic distortion while using an FET switch such as a GaAs switch.
  • a high-frequency switch module is mounted on a multilayer substrate formed by laminating a plurality of dielectric layers and wiring electrodes, and on one main surface of the multilayer substrate.
  • An FET switch that is switched to and connected to a reception output port, formed on the main surface and / or inside of the multilayer substrate, a first input / output terminal is connected to the transmission input port, and a second input / output terminal is a transmission signal
  • a high-frequency switch module comprising: a filter connected to an input terminal and configured to attenuate high-order harmonics of the transmission signal;
  • a transmission input port electrode, a reception output port electrode, and an antenna port electrode to which the transmission input port, the reception output port, and the antenna port are connected via a connection element are formed on one main surface of the layer
  • a phase adjustment circuit that uses a bonding wire as a connection element and changes the phase of the higher-order harmonic by the inductance of the wire and the capacitance value of the first capacitor. It is characterized by the formation.
  • the inductor is disposed on one main surface side in the stacking direction of the multilayer substrate, and the capacitor electrode is disposed on the other main surface side in the stacking direction of the multilayer substrate. It is characterized by being.
  • the filter is a low-pass filter including a second-order or third-order harmonic frequency in the stop band among the high-order harmonics.
  • a plurality of communication signals that use a specific frequency band as a transmission signal and a reception signal are input / output, and the FET switch has a reception output port at least for each communication signal. It is characterized by that.
  • the amount of high-order harmonics radiated from the antenna can be reduced without increasing the number of elements, and a small-sized high-frequency switch module with few harmonics can be provided.
  • 1 is a block diagram showing a high frequency switch module according to a first embodiment of the present invention. It is a circuit diagram which shows a low-pass filter.
  • 1 is a schematic perspective view showing a high frequency switch module according to a first embodiment of the present invention. It is a lamination figure of the high frequency switch module which is a 1st embodiment concerning the present invention. It is a characteristic view which shows the harmonic distortion characteristic of the high frequency switch module which is 1st Embodiment which concerns on this invention. It is a characteristic view which shows the harmonic distortion characteristic of the high frequency switch module which is 1st Embodiment which concerns on this invention. It is a block diagram which shows the high frequency switch module which is 2nd Embodiment concerning this invention. It is a characteristic view of the low-pass filter in the present invention. It is a block diagram which shows the conventional high frequency switch module.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a high-frequency switch module according to the present invention.
  • a GSM850 MHz transmission signal or a GSM900 MHz transmission signal is input from the transmission signal input terminal Tx1
  • a GSM850 MHz reception signal is output from the reception signal output terminal Rx1
  • a GSM900 MHz reception signal is output from the reception signal output terminal Rx2.
  • the high frequency switch module will be described.
  • the FET switch SW10 formed of a GaAs switch includes input / output ports RF11, RF12, and RF13 (hereinafter simply referred to as “RF11 port”, “RF12 port”, and “RF13 port”) connected to the antenna ANT.
  • the FET switch SW10 includes a drive voltage input terminal to which a drive voltage is input and a control signal input terminal to which a control signal used for switch switching control is input, and is input to the control signal input terminal.
  • the antenna port ANT0 is conducted to any one of the RF11, RF12, and RF13 ports.
  • the transmission signal input terminal Tx1 is connected to the RF11 port
  • the reception signal output terminals Rx1 and Rx2 are connected to the RF12 port and the RF13 port, respectively.
  • the “input port” corresponds to the “RF12 port” and the “RF13 port” corresponds to the “reception signal output port”.
  • the low pass filter LPF 20 includes two low pass filters LPF 21a and low pass filters LPF 21b each having different frequency characteristics (attenuation characteristics), and the low pass filter LPF 21a and the low pass filter LPF 21b are connected in this order from the FET switch SW10 side.
  • the low-pass filter LPF 21a has a fundamental frequency of the GSM850 MHz transmission signal in the passband, a frequency twice this fundamental frequency in the stopband, and a fundamental frequency of the GSM900MHz transmission signal in the passband. It has a frequency characteristic in which twice the frequency exists in the stop band.
  • the low-pass filter LPF 21b has at least the fundamental frequency of the GSM850 MHz transmission signal in the passband, has a frequency three times the fundamental frequency in the stopband, and has at least the fundamental frequency of the GSM900 MHz transmission signal in the passband. A frequency characteristic that is three times the fundamental frequency exists in the stop band.
  • the transmission signal input terminal Tx1 connected to the power amplifier (not shown) in the previous stage is connected to the end of the low pass filter LPF20 on the FET switch SW10 side.
  • Fig. 2 shows the circuit configuration of LPF20.
  • the LPF 21a is connected to the LPF 21b, and this LPF 21b is connected to the transmission signal input terminal Tx1.
  • the connection point between the LPF 21a and the LPF 21b is connected (grounded) to the ground via the capacitor GCu3.
  • the LPF 21a has one end connected to the RF11 port of the FET switch and the other end connected to the LPF 21b.
  • the inductor GLt1 is a transmission line, the capacitor GCc1 connected in parallel to the inductor GLt1, and the FET switch SW10 side of the inductor GLt1. And a capacitor GCu1 inserted between the ground.
  • the LPF 21a has an attenuation characteristic set by the inductor GLt1 and the capacitors GCc1 and GCu1 so that the second harmonic frequency of the GSM850 MHz transmission signal and the GSM900 MHz transmission signal exists in the stop band and the fundamental frequency exists in the pass band. Has been.
  • the LPF 21b has one end connected to the LPF 21a and the other end connected to the transmission signal input terminal Tx1, an inductor GLt2 composed of a transmission line, a capacitor GCc2 connected in parallel to the inductor GLt2, and a transmission signal input terminal Tx1 of the inductor GLt2. And a capacitor GCu2 inserted between the ground and the ground.
  • the LPF 21b has an attenuation characteristic set by the inductor GLt2 and the capacitors GCc2 and GCu2 so that the third harmonic frequency of the GSM850 MHz transmission signal and the GSM900 MHz transmission signal exists in the stop band and the fundamental frequency exists in the pass band. Has been.
  • the RF12 port of the FET switch SW10 is connected to the reception signal output terminal Rx1 and the RF13 port is connected to the reception signal output terminal Rx2.
  • the frequency of the GSM850 MHz reception signal passes between the RF12 port and the reception signal output terminal Rx1.
  • a band-pass filter existing in the band or a band-pass filter having a frequency of the GSM 900 MHz reception signal in the pass band may be connected between the RF 13 port and the reception signal output terminal Rx2.
  • FIG. 3 shows a schematic diagram of the high-frequency switch module of the present embodiment.
  • FIG. 3A is a schematic perspective view of the present embodiment
  • FIG. 3B is a perspective view showing the mounting state and electrode arrangement of the FET switch.
  • the high-frequency switch module of the present invention is configured by forming a protective film 5 made of resin or the like on one main surface of a multilayer substrate 1 in which a plurality of dielectric layers and wiring electrodes are laminated. Yes.
  • an FET switch formed by printing and sintering on one main surface 2 of the multilayer substrate 1 using a conductive material such as Ag or Cu by screen printing or the like.
  • Mounting electrodes 17 and terminal electrodes 15 are arranged.
  • the back surface of the FET switch 10 is bonded and fixed on the FET switch mounting electrode 17 with a conductive adhesive or the like.
  • An Au electrode is formed on the surface of the terminal electrode 15 by plating or the like.
  • the connection electrode 12 disposed on the surface of the FET switch 10 and the terminal electrode 15 on the multilayer substrate 1 are electrically connected by a bonding wire 20 such as Au.
  • the ground electrode formed on the FET switch 10 is electrically connected to the connection electrode 12 corresponding to the ground electrode and the FET switch mounting electrode 17 by a bonding wire.
  • inductor electrodes and capacitor electrodes constituting the LPF 20 are formed.
  • a predetermined electrode is connected to the terminal electrode 15 by a conductive via hole formed in the multilayer substrate 1.
  • the terminal electrode 15 is substantially D-shaped in plan view, but a conductive via hole is formed in the vicinity of the arc-shaped portion of the terminal electrode 15, and a bonding wire is connected to the portion facing the arc-shaped portion. Yes. With such a configuration, a bonding wire is not connected to a conductive via hole formed by filling with a conductive paste or the like.
  • FIG. 4 is a lamination diagram of the multilayer substrate 1 in the present embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram of the dielectric layers 1 to 12 of the multilayer substrate 1 as viewed from the top.
  • the diagram shown as the dielectric layer 13 is the back surface of the dielectric layer 12, that is, the bottom surface of the high-frequency switch module. is there.
  • the symbols shown in FIG. 4 correspond to the symbols of the respective elements shown in FIG.
  • a circle indicates a conductive via hole, and a closed figure other than the circle indicates a wiring electrode.
  • the multilayer substrate 1 is formed by laminating the dielectric layers 1 to 12 from the top in the numerical order, with the dielectric layer 1 as the uppermost layer.
  • An FET switch mounting electrode 17 and a terminal electrode 15 for mounting the FET switch 10 are formed on the surface of the uppermost dielectric layer 1.
  • the ground electrode 18 is formed near the center of the dielectric layer 12 and the external connection electrode 19 is formed on the peripheral portion of the dielectric layer 12.
  • the external connection electrode 19 is a so-called LGA (Land Grid Array) electrode formed in the vicinity of the edge of the dielectric layer 12, but not only the bottom surface of the dielectric layer 12 but also a multilayer substrate.
  • the electrode formed on the side surface of 1 may be electrically connected.
  • the FET switch mounting electrode 17 is electrically connected to the ground electrode 18 through conductive via holes, and the electrodes 31, 32, 33, and 33 are formed below the FET switch mounting electrode 17 so as to be electrically connected to the conductive via holes. 34 is arranged. These electrodes 31, 32, 33, and 34 are for sufficient ground connection of the FET switch 10, and can reduce the inductance value due to the parasitic inductor generated in the conductive via hole portion.
  • an electrode of the capacitor GCu1 constituting the LPF 21a is formed on the dielectric layer 9, and a capacitor is constituted between the electrodes 33 arranged above and below the electrode.
  • an electrode of the capacitor GCu2 constituting the LPF 21b is formed on the dielectric layer 11, and a capacitor is constituted between the electrodes 34 arranged above and below the electrode.
  • the electrodes constituting GCu1 and GCu2 have different sizes, and the capacitance values generated by the electrodes are also different.
  • the capacitance values of both can be made different by changing the thickness of the dielectric layer between GCu1 and electrode 33 and between GCu2 and electrode.
  • the capacitor electrode is disposed below the multilayer substrate as shown in the dielectric layers 9 to 11 in FIG. 4, and the inductor electrode is provided as shown in the dielectric layers 2 to 5. It is arranged on the upper layer of the multilayer substrate.
  • GSM transmission signal the GSM850 MHz transmission signal and the GSM900 MHz transmission signal (hereinafter collectively referred to as “GSM transmission signal”) in the high-frequency switch module of the present embodiment. Note that these two transmission signals are not input at the same time, and only one of the transmission signals is input.
  • each port (RF11 port, RF12 port, RF13 port, and antenna port ANT0) is equally large in size.
  • the higher harmonics are output.
  • the harmonics output from the RF11 port are transmitted to the low pass filter LPF20.
  • the high-order harmonics transmitted to the LPF 20 are further reflected at the end of the LPF 20 on the SW10 side, and high-order harmonics of a predetermined size are again input to the SW10.
  • the high-order harmonics input to the SW 10 again are radiated from the antenna.
  • Higher order harmonics combined with are output.
  • the capacitance value of the capacitor GCu1 on the FET switch SW10 side of the low-pass filter LPF21a is set to a value different from the capacitance value of the capacitor GCu2 on the side opposite to the FET switch SW10 side, thereby reflecting at the SW10 side end of the LPF20.
  • the phase of higher harmonics can be changed. That is, by adjusting the value of the capacitor GCu1 so that the phase of the higher harmonics generated by the FET switch SW10, reflected by the LPF 20, and input to the SW 10 again is close to 0 degrees, the SW 10 side end of the LPF 20 High-order harmonics can be totally reflected. The totally reflected high-order harmonic returns to the FET switch SW10.
  • the FET switch SW10 conducts between the ANT0 port and the RF11 port, and further, between the ANT0 port and the RF11 port formed on the FET switch SW10.
  • the transmission line is extremely short, the line impedance is zero, and the phase hardly changes.
  • the second harmonic and the third harmonic returned from the LPF 20 to the RF11 port are totally reflected by the ANT0 port and guided to, for example, the RF12 port and the RF13 port which are RF input / output ports other than the RF11 port. Distributed to an external circuit connected to the RF input / output port. Thereby, the amount of high-order harmonics output from the ANT0 port can be reduced.
  • FIGS. 5 (a) and 5 (b) show the amounts radiated from the second harmonic and third harmonic antennas of the GSM850 MHz and GSM 900 MHz transmission signals, and the phase of the signal reflected at the SW10 side end of the LPF 20. Shows the relationship.
  • FIG. 5 (a) and 5 (b) show the amounts radiated from the second harmonic and third harmonic antennas of the GSM850 MHz and GSM 900 MHz transmission signals, and the phase of the signal reflected at the SW10 side end of the LPF 20. Shows the relationship.
  • the amount of second harmonic radiation from the antenna becomes about ⁇ 82 dBc by setting the phase of the second harmonic reflected at the SW10 side end of the LPF 20 to around 30 degrees, and the phase is 180 degrees. It can be seen that the amount of radiation can be reduced by about 7 dBc compared to the amount of radiation at the vicinity.
  • the amount of third-harmonic radiation from the antenna becomes approximately -76.5 dBc by setting the phase of the third-harmonic reflected at the SW10 side end of the LPF 20 to around -160 degrees. It can be seen that the amount of radiation can be reduced by about 3 dBc from the amount of radiation when the phase is around 40 degrees.
  • the attenuation of the second and third harmonics of the GSM850 MHz band and GSM900 MHz band differed depending on the phase of the signal reflected at the SW10 side end of the LPF 20. This is because in the LPF 21b, the phase of the third harmonic from the SW 10 changes when passing through the LPF 21a. As can be seen from FIGS. 5A and 5B, the absolute values of the second harmonic and the third harmonic are different, and the amount of the third harmonic is larger in this embodiment. ing. For this reason, in order to actively attenuate the third-order harmonic, the capacitance value of the capacitor GCu1 may be adjusted to make the phase around ⁇ 160 degrees. Thus, in order to set a predetermined high-order harmonic to a desired radiation amount, the capacitance value of the capacitor GCu1 may be set as appropriate.
  • the high-frequency switch module that switches between signals of GSM850 MHz and GSM900 MHz has been described. However, it can be used as a high-frequency switch module that switches between signals of GSM1800 MHz and GSM1900 MHz instead of those signals.
  • FIG. 6A and FIG. 6B show the relationship between the phase of the higher-order harmonic reflected at the SW10 side end of the LPF 20 and the higher-order harmonic radiated from the antenna. As can be seen from these figures, the amount of radiation from the antenna can be minimized by setting the phases of both the second and third harmonics of the GSM 1800 MHz band and GSM 1900 MHz band to around ⁇ 40 degrees. Thus, by setting the capacitors GCu1 and GCu2 to predetermined values, both the second harmonic and the third harmonic can be attenuated.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a high-frequency switch module according to the second embodiment of the present invention.
  • an Lw that is an inductor made of a bonding wire is provided between the low-pass filter LPF 20 and the FET switch SW10, and the phase of the higher harmonics is adjusted using the Lw.
  • This bonding wire corresponds to the bonding wire 20 of FIG. 3B, which is a schematic perspective view showing the first embodiment.
  • the phase of the higher-order harmonic generated by the FET switch SW10 is adjusted using the capacitors GCu1 and GCu2 constituting the LPF 20, and the higher-order harmonic output from the FET switch SW10 to the LPF 20 side.
  • the high-order harmonics output from the antenna were reduced by adjusting the phase of the high-order harmonics reflected at the side of the FET switch SW10 side of the LPF 20 and making the phase close to 0 degrees. .
  • the phase adjustment is performed only with the capacitor. However, since the amount of phase change and the increase / decrease direction of the change are limited only with the capacitor, the capacitor has characteristics different from those of the capacitor in order to compensate for it.
  • the phase adjustment range can be expanded and the degree of design freedom can be improved for both the second harmonic and the third harmonic.
  • the LPF 20 is designed by including characteristics such as the S parameter of the FET switch SW10 used and the inductance value of the bonding wire connecting the FET switch SW10 and the mounting terminal electrode on the multilayer substrate. Can be optimized.
  • FIGS. 8A and 8B show attenuation characteristics in the vicinity of the high-frequency side of the pass band of the LPF 20 when the LPF 20 design includes an inductor made of a bonding wire. As shown in FIG. 8A, when the LPF 20 is designed without including an inductor by a bonding wire, a desired attenuation is not obtained in the vicinity of 1.9 GHz, which is the high frequency side of the pass band of the LPF 20.
  • the LPF 20 when the LPF 20 was designed including an inductor using a bonding wire, the attenuation amount near 1.9 GHz increased as shown in FIG. 8B, and the attenuation characteristic on the high frequency side of the pass band of the LPF 20 was increased. It was possible to improve. As described above, by using the inductor by the bonding wire for connecting the SW10 and the LPF 20 for the attenuation of the higher harmonics and the improvement of the attenuation characteristic on the high frequency side of the pass band of the LPF, unnecessary elements can be obtained. The characteristics of the high frequency switch module can be improved without increasing the number.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transceivers (AREA)

Abstract

　小型で高次高調波の減衰特性を改善した高周波スイッチモジュールを提供する。 多層基板（１）上にＦＥＴスイッチ（１０）を搭載し、ＦＥＴスイッチと送信信号入力端子（Ｔｘ１）との間にローパスフィルタ（２０）を配置して高周波スイッチモジュール（２５）を構成する。ローパスフィルタは、送信入力ポート（ＲＦ１１）と送信信号入力端子との間に直列に接続される少なくとも一つのインダクタ（ＧＬｔ１，ＧＬｔ２）と、一端が送信入力ポートに接続され他端が接地される第１のキャパシタ（ＧＣｕ１）と、一端が送信信号入力端子に接続され他端が接地される第２のキャパシタ（ＧＣｕ２）と、を備え、第１のキャパシタの容量値と第２のキャパシタの容量値とを異なる値にする。

Description

高周波モジュール
　本発明は、高周波モジュール、特にＦＥＴスイッチを用いて特定周波数の通信信号を切り替える高周波スイッチモジュールに関する。
　現在、携帯電話等の無線通信方式には複数の仕様が存在し、例えばヨーロッパではマルチバンドのＧＳＭ方式が採用されている。ＧＳＭ方式では使用する周波数帯が異なる複数の通信信号（送受信信号）が存在し、各周波数帯としては８５０ＭＨｚ帯、および９００ＭＨｚ帯が存在する。さらには、１８００ＭＨｚ帯や１９００ＭＨｚ帯も存在する。このようなそれぞれに異なる周波数帯を利用する複数の通信信号を１つのアンテナで送受信する場合、目的とする周波数帯の通信信号以外は不要となり、さらには、１つの通信信号であっても送信時には受信信号は不要となり、受信時には送信信号が不要となる。このため、１つのアンテナで送受信を行う場合には、目的とする通信信号の送信信号を伝送する経路や目的とする通信信号の受信信号を伝送する経路を切り替える必要があり、この切り替えにＦＥＴスイッチを用いた高周波スイッチモジュールが各種考案されている（例えば、特許文献１参照。）。
　特許文献１には、図９に示すような高周波スイッチモジュールが備えられている。図９は従来の高周波スイッチモジュールの構成を示すブロック図である。従来の高周波スイッチモジュールは、第１通信信号の送信信号（第１送信信号）と第２通信信号の送信信号（第２送信信号）とが入力される送信ポートＲＦ１０１、第１通信信号の受信信号（第１受信信号）を出力する第１受信ポートＲＦ１０２、第２通信信号の受信信号（第２受信信号）を出力する第２受信ポートＲＦ１０３、アンテナに対して第１、第２送信信号、第１受信信号、および第２受信信号の入出力を行うアンテナポートＡＮＴ０、を有するＦＥＴスイッチＳＷ１００を備えている。このＦＥＴスイッチＳＷ１００としては、半導体、特にＦＥＴからなるスイッチが用いられ、現状では多く、ＧａＡｓスイッチが用いられている。そして、従来の高周波スイッチモジュールは、第１、第２送信信号の高調波を減衰するローパスフィルタＬＰＦ２０１を送信ポートＲＦ１０１に接続し、第１受信信号の基本波を通過するバンドパルフィルタＢＰＦ３０１を第１受信ポートＲＦ１０２に接続し、第２受信信号の基本波を通過するバンドパルフィルタＢＰＦ３０２を第２受信ポートＲＦ１０３に接続している。
特開２００２－１８５３５６号公報
　前述のような高周波スイッチモジュールでは、ＦＥＴスイッチＳＷ１００の送信ポートＲＦ１０１にローパスフィルタＬＰＦ２０１を介して接続された送信信号入力端子Ｔｘ１へ送信信号が入力される。この送信信号は通常前段に接続されたパワーアンプにより増幅されてから入力されるが、この増幅の際に送信信号の基本周波数ｆｏに対する高次高調波が発生して基本周波数ｆｏの送信信号とともに入力される。ここで、図９に示す高周波スイッチモジュールのローパスフィルタＬＰＦ２０１を、前記高次高調波を減衰させる設定にしておけば、ＦＥＴスイッチＳＷ１００に入力される送信信号の高次高調波を抑制することができる。例えば、ローパスフィルタＬＰＦ２０１を、基本周波数ｆｏの２次高調波（２・ｆｏ）を減衰させるローパスフィルタと、基本周波数ｆｏの３次高調波（３・ｆｏ）を減衰させるローパスフィルタとから構成することで、これら２次高調波および３次高調波が抑制される。
　しかしながら、ＦＥＴスイッチＳＷ１００がＧａＡｓスイッチで形成されている場合、高周波の送信信号が入力されるとＦＥＴスイッチＳＷ１００で高調波歪みが発生して各ポートに対して均等に２倍高調波や３倍高調波等の高調波が出力される。この時、前記高調波の周波数において送信ポートＲＦ１０１からローパスフィルタＬＰＦ２０１を見るとインピーダンスが無限大に近いオープン状態となり、ＦＥＴスイッチＳＷ１００で発生した高調波がローパスフィルタＬＰＦ２０１の送信ポートＲＦ１０１側端で全反射してＦＥＴスイッチＳＷ１００に入力される。この結果、最初の高調波を「Ｘ」、全反射による高調波の増加分を「α」とすると、アンテナポートＡＮＴ０からは「Ｘ＋α」の高調波が出力されてしまう。
　このような高調波を抑制するには、高調波の発生しにくいＧａＡｓスイッチを用いればよいが、現実には高調波の発生しにくいＧａＡｓスイッチは存在しない。また、ダイオードスイッチによるスイッチ回路を用いれば、高調波は発生し難いが、それぞれの通信信号の送受信の切り替えに対して少なくとも各２個のダイオードが必要であり、さらにこれらダイオードに付加する回路が必要であるので、高周波スイッチモジュールを小型化することができない。また、ダイオードスイッチを複数利用することで消費電力が増加し、さらには応答速度が低下してしまう。特にＦＥＴスイッチのポート数が増加するとこの影響を受けやすい。
　したがって、この発明の目的は、ＧａＡｓスイッチ等のＦＥＴスイッチを用いながらも高調波歪みを抑制して、小型化された高周波スイッチモジュールを提供することにある。
　前記課題を解決するために、本発明に係る高周波スイッチモジュールは、複数の誘電体層と配線電極とを積層することにより形成した多層基板と、前記多層基板の一方主面に実装され、送信信号が入力される送信入力ポート、受信信号を出力する受信出力ポート、および、アンテナへ前記送信信号を出力するまたは前記アンテナから前記受信信号を入力するアンテナポートを備え、該アンテナポートを送信入力ポートまたは受信出力ポートに切り替えて接続するＦＥＴスイッチと、前記多層基板の主面及び／又は内部に形成され、第１の入出力端子が前記送信入力ポートに接続され、第２の入出力端子が送信信号入力端子に接続され、前記送信信号の高次高調波を減衰させるフィルタと、を備えた高周波スイッチモジュールにおいて、前記多層基板の一方主面上には前記送信入力ポート、受信出力ポートおよびアンテナポートが接続素子を介してそれぞれ接続される送信入力ポート用電極、受信出力ポート用電極およびアンテナポート用電極が形成され、前記多層基板の他方主面上には前記送信信号入力端子に接続素子を介して接続される送信信号入力端子用実装電極が形成され、前記フィルタは、前記送信入力ポートと前記送信信号入力端子との間に直列に接続される少なくとも一つのインダクタと、一端が前記送信入力ポートに接続され他端が接地される第１のキャパシタと、一端が前記送信信号入力端子に接続され他端が接地される第２のキャパシタと、を備え、前記第１のキャパシタの容量値と前記第２のキャパシタの容量値とを異なる値とし、前記第１のキャパシタを構成する少なくとも一つのキャパシタ用電極は前記多層基板内に形成した導通ビアホールを介して前記送信入力ポート用電極に直接接続され、前記第２のキャパシタを構成する少なくとも一つのキャパシタ用電極は前記多層基板内に形成した導通ビアホールを介して前記送信信号入力端子用実装電極に直接接続されたことを特徴としている。
　この構成にすることにより、素子を追加することなくＦＥＴスイッチの送信入力ポート側のフィルタの端部においてＦＥＴスイッチで発生する高次高調波の位相を変化させることができ、アンテナから放射される高次高調波の量を低減することができる。
　また、本発明に係る高周波スイッチモジュールにおいては、接続素子としてボンディング用ワイヤを用い、前記ワイヤのインダクタンスと前記第１のキャパシタの容量値とで前記高次高調波の位相を変化させる位相調整回路を形成したことを特徴としている。このような構造にすることにより、位相調整の設計自由度を向上することができ、より確実に高次高調波を低減することができる。
　また、本発明に係る高周波スイッチモジュールにおいては、前記インダクタは前記多層基板の積層方向において一方主面側に配置され、前記キャパシタ用電極は前記多層基板の積層方向において他方主面側に配置されていることを特徴としている。このような構造にすることにより、インダクタで発生した磁界と高周波スイッチモジュールを実装する実装基板上に形成した配線電極との結合を低減することができ、インダクタンス値の変化を抑えられるため高周波スイッチモジュールの特性変化を抑制することができる。
　また、本発明に係る高周波スイッチモジュールにおいては、前記フィルタは前記高次高調波のうち、２次または３次高調波の周波数を阻止域に含むローパスフィルタであることを特徴としている。このような構成にすることにより、前段のパワーアンプから２次または３次の高調波が伝送されても、ローパスフィルタにおいて高次高調波を抑制することができる。
　また、本発明に係る高周波スイッチモジュールにおいては、それぞれに特定の周波数帯を送信信号および受信信号で利用する通信信号を複数入出力し、前記ＦＥＴスイッチは少なくとも前記通信信号ごとに受信出力ポートを備えることを特徴としている。このような構成にすることにより、複数の通信信号を入出力する高周波スイッチモジュールであっても、送信入力ポートにローパスフィルタを備えることで高調波が抑制される。
　本発明によれば、素子を増やすことなくアンテナから放射される高次高調波の量を低減することができ、小型で高調波の少ない高周波スイッチモジュールを提供することができる。
本発明に係る第１実施形態である高周波スイッチモジュールを示すブロック図である。 ローパスフィルタを示す回路図である。 本発明に係る第１実施形態である高周波スイッチモジュールを示す概略斜視図である。 本発明に係る第１実施形態である高周波スイッチモジュールの積層図である。 本発明に係る第１実施形態である高周波スイッチモジュールの高調波歪み特性を示す特性図である。 本発明に係る第１実施形態である高周波スイッチモジュールの高調波歪み特性を示す特性図である。 本発明に係る第２実施形態である高周波スイッチモジュールを示すブロック図である。 本発明におけるローパスフィルタの特性図である。 従来の高周波スイッチモジュールを示すブロック図である。
　以下、本発明に係る高周波スイッチモジュールの実施例について添付図面を参照して説明する。なお、各図において、共通する部品、部分には同じ符号を付し、重複する説明は省略する。
（第１実施形態、図１から図６参照）
　図１は本発明に係る高周波スイッチモジュールの構成を示すブロック図である。なお、本実施形態の説明では送信信号入力端子Ｔｘ１からＧＳＭ８５０ＭＨｚ送信信号またはＧＳＭ９００ＭＨｚ送信信号を入力し、受信信号出力端子Ｒｘ１からＧＳＭ８５０ＭＨｚ受信信号を出力し、受信信号出力端子Ｒｘ２からＧＳＭ９００ＭＨｚ受信信号を出力する高周波スイッチモジュールについて説明する。ＧａＡｓスイッチからなるＦＥＴスイッチＳＷ１０は、アンテナＡＮＴに接続する入出力ポートＲＦ１１、ＲＦ１２、ＲＦ１３（以下、単に「ＲＦ１１ポート」、「ＲＦ１２ポート」、「ＲＦ１３ポート」と称す。）と、を備える。また、ＦＥＴスイッチＳＷ１０は、図示しないが、駆動電圧が入力される駆動電圧入力端子と、スイッチ切り替え制御に用いる制御信号が入力される制御信号入力端子とを備え、制御信号入力端子に入力される制御信号により、アンテナポートＡＮＴ０をＲＦ１１、ＲＦ１２、ＲＦ１３の各ポートのいずれかに導通する。なお、本実施形態では、ＲＦ１１ポートに送信信号入力端子Ｔｘ１が接続され、ＲＦ１２ポート、ＲＦ１３ポートのそれぞれに受信信号出力端子Ｒｘ１，Ｒｘ２が接続されているので、ＲＦ１１ポートが本発明の「送信信号入力ポート」に相当し、ＲＦ１２ポート、ＲＦ１３ポートがそれぞれ「受信信号出力ポート」に相当する。
　ローパスフィルタＬＰＦ２０は、それぞれに異なる周波数特性（減衰特性）を有する２つのローパスフィルタＬＰＦ２１ａとローパスフィルタＬＰＦ２１ｂとを備え、ＦＥＴスイッチＳＷ１０側からローパスフィルタＬＰＦ２１ａ、ローパスフィルタＬＰＦ２１ｂの順に接続されている。ローパスフィルタＬＰＦ２１ａはＧＳＭ８５０ＭＨｚ送信信号の基本周波数が通過域に存在してこの基本周波数の２倍の周波数が阻止域に存在し、且つＧＳＭ９００ＭＨｚ送信信号の基本周波数が通過域に存在してこの基本周波数の２倍の周波数が阻止域に存在する周波数特性を有する。また、ローパスフィルタＬＰＦ２１ｂはＧＳＭ８５０ＭＨｚ送信信号の少なくとも基本周波数が通過域に存在してこの基本周波数の３倍の周波数が阻止域に存在し、且つＧＳＭ９００ＭＨｚ送信信号の少なくとも基本周波数が通過域に存在してこの基本周波数の３倍の周波数が阻止域に存在する周波数特性を有する。
　ローパスフィルタＬＰＦ２０のＦＥＴスイッチＳＷ１０側の端部は、前段のパワーアンプ（図示せず）に接続する送信信号入力端子Ｔｘ１が接続されている。
　図２にＬＰＦ２０の回路構成を示す。ＬＰＦ２１ａはＬＰＦ２１ｂに接続し、このＬＰＦ２１ｂが送信信号入力端子Ｔｘ１に接続している。また、ＬＰＦ２１ａとＬＰＦ２１ｂとの接続点はキャパシタＧＣｕ３を介してグランドに接続（接地）されている。ＬＰＦ２１ａは、一方端がＦＥＴスイッチのＲＦ１１ポートに接続され、他方端がＬＰＦ２１ｂに接続する伝送線路からなるインダクタＧＬｔ１と、このインダクタＧＬｔ１に並列接続されたキャパシタＧＣｃ１と、インダクタＧＬｔ１のＦＥＴスイッチＳＷ１０側とグランドとの間に挿入されたキャパシタＧＣｕ１とを備える。このＬＰＦ２１ａは、これらインダクタＧＬｔ１、キャパシタＧＣｃ１、ＧＣｕ１によりＧＳＭ８５０ＭＨｚ送信信号およびＧＳＭ９００ＭＨｚ送信信号の２次高調波の周波数が阻止域に存在し、基本波の周波数が通過域に存在するように減衰特性が設定されている。
　ＬＰＦ２１ｂは、一方端がＬＰＦ２１ａに接続し、他方端が送信信号入力端子Ｔｘ１に接続する伝送線路からなるインダクタＧＬｔ２と、このインダクタＧＬｔ２に並列接続されたキャパシタＧＣｃ２と、インダクタＧＬｔ２の送信信号入力端子Ｔｘ１側とグランドとの間に挿入されたキャパシタＧＣｕ２とを備える。このＬＰＦ２１ｂは、これらインダクタＧＬｔ２、キャパシタＧＣｃ２、ＧＣｕ２によりＧＳＭ８５０ＭＨｚ送信信号およびＧＳＭ９００ＭＨｚ送信信号の３次高調波の周波数が阻止域に存在し、基本波の周波数が通過域に存在するように減衰特性が設定されている。
　なお、ＦＥＴスイッチＳＷ１０のＲＦ１２ポートは受信信号出力端子Ｒｘ１、ＲＦ１３ポートは受信信号出力端子Ｒｘ２がそれぞれ接続されているが、ＲＦ１２ポートと受信信号出力端子Ｒｘ１との間にＧＳＭ８５０ＭＨｚ受信信号の周波数が通過域内に存在するバンドパスフィルタを、またＲＦ１３ポートと受信信号出力端子Ｒｘ２との間にＧＳＭ９００ＭＨｚ受信信号の周波数が通過域内に存在するバンドパスフィルタを接続しても構わない。
　次に、本実施形態の高周波スイッチモジュールの概略図を図３に示す。図３（ａ）は本実施形態の概略斜視図であり、図３（ｂ）は、ＦＥＴスイッチの実装状態および電極配置を示す斜視図である。図３（ａ）に示すように本発明の高周波スイッチモジュールは、複数の誘電体層と配線電極とを積層した多層基板１の一方主面に樹脂等による保護膜５を形成して構成している。そして、図３（ｂ）に示すように、多層基板１の一方主面２上には、ＡｇやＣｕなどの導電性材料を用い、スクリーン印刷等により印刷、焼結することにより形成したＦＥＴスイッチ実装用電極１７や端子電極１５が配置されている。そして、ＦＥＴスイッチ実装用電極１７上には、ＦＥＴスイッチ１０の裏面が導電性接着剤等により接着、固定される。また、端子電極１５の表面には、めっき等によりＡｕ電極が形成されている。そして、ＦＥＴスイッチ１０の表面に配置されている接続用電極１２と、多層基板１上の端子電極１５とが、Auなどのボンディングワイヤ２０により電気的に接続されている。また、ＦＥＴスイッチ１０に形成されるグランド電極は、そのグランド電極に対応した接続用電極１２とＦＥＴスイッチ実装用電極１７とがボンディングワイヤにより電気的に接続されている。
　多層基板１の内部には、ＬＰＦ２０を構成するインダクタ電極およびキャパシタ電極が形成されている。それら電極のうち所定の電極は、多層基板１内に形成した導通ビアホールにより端子電極１５と接続されている。端子電極１５は、平面視で略Ｄ字型をしているが、その端子電極１５の円弧状部分の近傍に導通ビアホールが形成され、その円弧状部分と対向する部分にボンディングワイヤを接続している。このような構成にすることにより、導電性ペーストなどを充填して形成した導通ビアホール上にボンディングワイヤを接続することがなくなる。
　次に図３に示した高周波スイッチモジュールを構成する多層基板１の構造について図４を参照して説明する。
　図４は、本実施形態における多層基板１の積層図である。図４は、多層基板１の各誘電体層１～１２を順に上から見た図であり、誘電体層１３として示している図は誘電体層１２の裏面、すなわち、高周波スイッチモジュールの底面である。この図４に示す記号は図２に示した各素子の記号に対応する。また、図４において円形は導通ビアホールを示し、円形以外の閉図形は配線電極を示している。
　多層基板１は、誘電体層１を最上層として、番号順に上から誘電体層１～誘電体層１２を積層することにより形成される。最上層の誘電体層１の表面には、ＦＥＴスイッチ１０を実装するためのＦＥＴスイッチ実装用電極１７と端子電極１５が形成される。また、最下層の誘電体層１２の裏面（図４における誘電体層１３）には、グランド電極１８が誘電体層１２の中央付近、外部接続用電極１９が誘電体層１２の周縁部に形成されており、これらの電極によりこの高周波スイッチモジュールは外部の回路基板に実装される。なお、本実施形態において外部接続用電極１９は、誘電体層１２の縁端部近傍に形成されたいわゆるＬＧＡ（Ｌａｎｄ　Ｇｒｉｄ　Ａｒｒａｙ）電極であるが、誘電体層１２の底面だけでなく、多層基板１の側面に形成した電極と導通させても構わない。
　また、ＦＥＴスイッチ実装用電極１７は、グランド電極１８と導通ビアホールで電気的に接続されており、それらの導通ビアホールと導通するようにＦＥＴスイッチ実装用電極１７の下部に電極３１，３２，３３，３４を配置している。これらの電極３１，３２，３３，３４は、ＦＥＴスイッチ１０のグランド接続を十分に行うためのものであり、導通ビアホール部で発生する寄生インダクタによるインダクタンス値を低減することができる。
　さらに、ＬＰＦ２１ａを構成するキャパシタＧＣｕ１の電極が誘電体層９に形成され、その電極の上下に配置された電極３３との間でキャパシタを構成している。また、ＬＰＦ２１ｂを構成するキャパシタＧＣｕ２の電極が誘電体層１１に形成され、その電極の上下に配置された電極３４との間でキャパシタを構成している。これらの図からもわかるように、ＧＣｕ１とＧＣｕ２とを構成する電極はその大きさが異なっており、その電極により発生する容量値も異なっている。このように、キャパシタの電極サイズを変更する以外に、ＧＣｕ１と電極３３およびＧＣｕ２と電極３４との間の誘電体層の厚みを変更することでも両者の容量値を異ならせることができる。
　さらに、本実施形態における多層基板においては、図４の誘電体層９～１１に示すようにキャパシタ用電極を多層基板の下層に配置し、誘電体層２～５に示すようにインダクタ用電極を多層基板の上層に配置している。このような構造にすることにより、多層基板１を備える高周波スイッチモジュール２５を実装用回路基板等に実装した場合、多層基板１内のインダクタ用電極で発生する磁界と実装用回路基板上の電極との磁界による結合を低減することができ、多層基板内のインダクタンス値の変動や、外部回路への影響を低減することができる。なお、本実施形態における誘電体層の材料としては、配線電極と同時焼結可能なセラミック基板の他に、液晶ポリマやポリイミドのような樹脂を使用しても構わない。
　次に、本実施形態の高周波スイッチモジュールでのＧＳＭ８５０ＭＨｚ送信信号およびＧＳＭ９００ＭＨｚ送信信号（以下、総称して「ＧＳＭ送信信号」と称す。）の伝送時の動作について説明する。なお、これら２つの送信信号は同時には入力されず、一方の送信信号のみが入力される。
　ＦＥＴスイッチＳＷ１０にＧＳＭ送信信号が入力されると、ＧａＡｓスイッチの非線形性によって高調波歪みが発生して、各ポート（ＲＦ１１ポート、ＲＦ１２ポート、ＲＦ１３ポート、およびアンテナポートＡＮＴ０）へ均等に所定の大きさの高調波が出力される。そして、ＲＦ１１ポートから出力された高調波はローパスフィルタＬＰＦ２０に伝送される。さらに、ＬＰＦ２０に伝送された高次高調波は、ＬＰＦ２０のＳＷ１０側の端部においてさらに反射され、再びＳＷ１０へ所定の大きさの高次高調波が入力される。再度ＳＷ１０へ入力された高次高調波はアンテナから放射され、結果的にアンテナからはＦＥＴスイッチＳＷ１０で発生した高次高調波と、ＬＰＦ２０のＳＷ１０側端で反射してＳＷ１０へ戻る高次高調波とをあわせた高次高調波が出力されることになる。
　このとき、ローパスフィルタＬＰＦ２１ａのＦＥＴスイッチＳＷ１０側におけるキャパシタＧＣｕ１の容量値を、ＦＥＴスイッチＳＷ１０側とは反対側におけるキャパシタＧＣｕ２の容量値とは異なる値にすることにより、ＬＰＦ２０のＳＷ１０側端で反射する高次高調波の位相を変化させることができる。つまり、ＦＥＴスイッチＳＷ１０で発生し、ＬＰＦ２０で反射され再びＳＷ１０へ入力される高次高調波の位相が０度近傍になるようにキャパシタＧＣｕ１の値を調整することにより、ＬＰＦ２０のＳＷ１０側端での高次高調波を全反射することができる。全反射された高次高調波は、ＦＥＴスイッチＳＷ１０に戻るが、そのときＦＥＴスイッチＳＷ１０はＡＮＴ０ポートとＲＦ１１ポートが導通し、さらにＦＥＴスイッチＳＷ１０上に形成されたＡＮＴ０ポートとＲＦ１１ポートとの間の伝送ラインは極短く、線路インピーダンスも０で、かつ位相もほとんど変化しない。このため、ＬＰＦ２０からＲＦ１１ポートに戻ってきた２次高調波及び３次高調波はＡＮＴ０ポートで全反射され、例えばＲＦ１１ポート以外のＲＦ入出力ポートであるＲＦ１２ポートやＲＦ１３ポートなどへ導かれ、これらのＲＦ入出力ポートに接続される外部回路へ分散される。これにより、ＡＮＴ０ポートから出力される高次高調波の量を低減することができる。
　前記キャパシタＧＣｕ１の容量値を変化させることにより、ＬＰＦ２０のＳＷ１０側端において反射してＳＷ１０へ入力される高次高調波の位相を変化させたときのアンテナから放射される２次高調波量と３次高調波量の変化を図５と図６に示す。図５（ａ）、図５（ｂ）はＧＳＭ８５０ＭＨｚ及びＧＳＭ９００ＭＨｚ帯の送信信号の２次高調波と３次高調波のアンテナから放射される量と、ＬＰＦ２０のＳＷ１０側端で反射する信号の位相との関係を示している。図５（ａ）では、ＬＰＦ２０のＳＷ１０側端で反射する２次高調波の位相を３０度近傍にすることによりアンテナからの２次高調波の放射量が－８２ｄＢｃ程度になり、位相を１８０度付近にしたときの放射量と比べると７ｄＢｃ程度減少できていることがわかる。また、図５（ｂ）では、ＬＰＦ２０のＳＷ１０側端で反射する３次高調波の位相を－１６０度近傍にすることによりアンテナからの３次高調波の放射量が－７６.５ｄＢｃ程度になり、位相を４０度付近にしたときの放射量よりも３ｄＢｃ程度減少できていることがわかる。
　ＧＳＭ８５０ＭＨｚ帯及びＧＳＭ９００ＭＨｚ帯の２次高調波と３次高調波の減衰量はＬＰＦ２０のＳＷ１０側端で反射する信号の位相によって異なる結果となった。これは、ＬＰＦ２１ｂにおいては、ＳＷ１０からの３次高調波が、ＬＰＦ２１ａを通過する際に位相が変化するためである。図５（ａ）と図５（ｂ）からも分かるように、２次高調波と３次高調波の絶対値は異なっており、本実施例においては３次高調波の量の方が大きくなっている。このため、３次高調波を積極的に減衰させたい場合は、キャパシタＧＣｕ１の容量値を調整して位相を－１６０度付近にすればよい。このように、所定の高次高調波を所望の放射量にする場合は、キャパシタＧＣｕ１の容量値を適宜設定すればよい。
　また、前記実施形態においては、ＧＳＭ８５０ＭＨｚとＧＳＭ９００ＭＨｚの信号を切り換える高周波スイッチモジュールについて説明をしたが、それらの信号に替えてＧＳＭ１８００ＭＨｚとＧＳＭ１９００ＭＨｚの信号を切り換える高周波スイッチモジュールとしても使用することができる。そのときのＬＰＦ２０のＳＷ１０側端で反射される高次高調波の位相と、アンテナから放射される高次高調波との関係を図６（ａ）、図６（ｂ）に示す。これらの図から分かるように、ＧＳＭ１８００ＭＨｚ帯とＧＳＭ１９００ＭＨｚ帯の２次高調波と３次高調波については、ともに位相を－４０度近傍にすることでアンテナからの放射量を最も小さくすることができる。このように、キャパシタＧＣｕ１とＧＣｕ２を所定の値にすることにより、２次高調波と３次高調波をともに減衰させることもできる。
　（第２実施形態、図７参照）
　図７は本発明の第２実施形態に係る高周波スイッチモジュールの構成を示すブロック図である。第１実施形態と異なる点は、ローパスフィルタＬＰＦ２０とＦＥＴスイッチＳＷ１０との間に、ボンディングワイヤによるインダクタであるＬｗを備え、そのＬｗを用いて高次高調波の位相調整を行う点である。なお、このボンディングワイヤは第１実施形態を示す概略斜視図である図３（ｂ）のボンディングワイヤ２０に相当するものである。
　第１実施形態においては、ＦＥＴスイッチＳＷ１０で発生する高次高調波の位相を、ＬＰＦ２０を構成するキャパシタＧＣｕ１とＧＣｕ２とを使って位相調整し、ＦＥＴスイッチＳＷ１０からＬＰＦ２０側へ出力される高次高調波と、ＬＰＦ２０のＦＥＴスイッチＳＷ１０側端で反射される高次高調波の位相を調整し、その位相が０度近傍になるようにすることにより、アンテナから出力される高次高調波を低減した。このように第１実施形態では、キャパシタのみで位相調整を行っているが、キャパシタのみでは位相の変化量や変化の増減方向に制約があるため、それを補うためにキャパシタとは異なる特性を持つインダクタを利用することにより、位相調整範囲を広げられ、２次高調波および３次高調波の両方に対して設計自由度を向上させることができる。
　なお、ＬＰＦ２０は使用するＦＥＴスイッチＳＷ１０のＳパラメータ等の特性や、ＦＥＴスイッチＳＷ１０と多層基板上の実装用端子電極とを接続するボンディングワイヤのインダクタンス値も含めて設計を行うことにより、ＬＰＦ２０の特性を最適化することができる。
　また、ボンディングワイヤのインダクタは、ローパスフィルタＬＰＦ２０を構成する素子としても機能するため、ＬＰＦ２０の次数を増やすことができ、設計自由度を向上することができる。図８（ａ）、（ｂ）は、ＬＰＦ２０の設計にボンディングワイヤによるインダクタを含めたときのＬＰＦ２０の通過帯域の高周波側近傍における減衰特性を示している。図８（ａ）に示すように、ボンディングワイヤによるインダクタを含めずにＬＰＦ２０を設計した場合、ＬＰＦ２０の通過帯域の高周波側である１．９ＧＨｚ付近において所望の減衰量が得られていなかった。そこで、ＬＰＦ２０にボンディングワイヤによるインダクタを含めて設計を行ったところ、図８（ｂ）に示すように、１．９ＧＨｚ付近での減衰量が増加し、ＬＰＦ２０の通過帯域の高周波側における減衰特性を改善することができた。以上のように、ＳＷ１０とＬＰＦ２０とを接続するためのボンディングワイヤによるインダクタを高次高調波の減衰と、ＬＰＦの通過帯域の高周波側での減衰特性の改善に使用することにより、不要な素子を増やすことなく高周波スイッチモジュールの特性を向上することができる。
ＡＮＴ…アンテナ
ＡＮＴ０…アンテナポート
ＧＣｃ１，ＧＣｃ２…キャパシタ
ＧＣｕ１，ＧＣｕ２，ＧＣｕ３…キャパシタ
ＧＬｔ１，ＧＬｔ２…インダクタ
ＬＰＦ２０…ローパスフィルタ
ＬＰＦ２１ａ…ローパスフィルタ
ＬＰＦ２１ｂ…ローパスフィルタ
ＲＦ１１，ＲＦ１２，ＲＦ１３…入出力ポート
Ｒｘ１，Ｒｘ２…受信信号出力端子
ＳＷ１０…ＦＥＴスイッチ
Ｔｘ１…送信信号入力端子
１…多層基板
５…保護膜
１０…ＦＥＴスイッチ
１２…接続用電極
１５…端子電極
１７…ＦＥＴスイッチ実装用電極
１８…グランド電極
１９…外部接続用電極
２０…ボンディングワイヤ
２１ａ…ＬＰＦ
２１ｂ…ＬＰＦ
２５…高周波スイッチモジュール
３１～３４…電極

Claims (5)

  1. 　複数の誘電体層と配線電極とを積層することにより形成した多層基板と、
    　前記多層基板の一方主面に実装され、送信信号が入力される送信入力ポート、受信信号を出力する受信出力ポート、および、アンテナへ前記送信信号を出力するまたは前記アンテナから前記受信信号を入力するアンテナポートを備え、該アンテナポートを送信入力ポートまたは受信出力ポートに切り替えて接続するＦＥＴスイッチと、
    　前記多層基板の主面及び／又は内部に形成され、第１の入出力端子が前記送信入力ポートに接続され、第２の入出力端子が送信信号入力端子に接続され、前記送信信号の高次高調波を減衰させるフィルタと、
    　を備えた高周波スイッチモジュールにおいて、
    　前記多層基板の一方主面上には前記送信入力ポート、受信出力ポートおよびアンテナポートが接続素子を介してそれぞれ接続される送信入力ポート用電極、受信出力ポート用電極およびアンテナポート用電極が形成され、
    　前記多層基板の他方主面上には前記送信信号入力端子に接続素子を介して接続される送信信号入力端子用実装電極が形成され、
    　前記フィルタは、前記送信入力ポートと前記送信信号入力端子との間に直列に接続される少なくとも一つのインダクタと、一端が前記送信入力ポートに接続され他端が接地される第１のキャパシタと、一端が前記送信信号入力端子に接続され他端が接地される第２のキャパシタと、を備え、
    　前記第１のキャパシタの容量値と前記第２のキャパシタの容量値とを異なる値とし、前記第１のキャパシタを構成する少なくとも一つのキャパシタ用電極は前記多層基板内に形成した導通ビアホールを介して前記送信入力ポート用電極に直接接続され、前記第２のキャパシタを構成する少なくとも一つのキャパシタ用電極は前記多層基板内に形成した導通ビアホールを介して前記送信信号入力端子用実装電極に直接接続された、高周波スイッチモジュール。
  2. 　前記接続素子としてボンディング用ワイヤを用い、前記ボンディング用ワイヤのインダクタンスと前記第１のキャパシタの容量値とで前記高次高調波の位相を変化させる位相調整回路を形成した、請求項１に記載の高周波スイッチモジュール。
  3. 　前記インダクタは前記多層基板の積層方向において一方主面側に配置され、前記キャパシタ用電極は前記多層基板の積層方向において他方主面側に配置されている、請求項１または請求項２に記載の高周波スイッチモジュール。
  4. 　前記フィルタは、前記高次高調波のうち２次または３次高調波の周波数を阻止域に含むローパスフィルタである請求項１ないし３に記載の高周波スイッチモジュール。
  5. 　それぞれに特定の周波数帯を送信信号および受信信号で利用する通信信号を複数入出力し、前記ＦＥＴスイッチは少なくとも前記通信信号ごとに受信出力ポートを備える、請求項１ないし請求項４に記載の高周波スイッチモジュール。
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