WO2009131155A1

WO2009131155A1 - 無線通信システム及びにそれに用いる送信装置

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Publication number: WO2009131155A1
Application number: PCT/JP2009/058009
Authority: WO
Inventors: 藤　晋平; 窪田　稔; 泰弘浜口; 中村　理; 一成横枕; 政一三瓶; 伸一宮本; 信介衣斐
Original assignee: シャープ株式会社
Priority date: 2008-04-22
Filing date: 2009-04-22
Publication date: 2009-10-29
Also published as: EP2271011A1; US8995540B2; JP2009267508A; CN102017485A; US20110032973A1; JP5086880B2

Abstract

　限られた帯域の中により多くの端末を収容可能とし、より高い伝送レートを得ることができるようにする。　各端末のＤＦＴ部から周波数拡散されて並列に出力される周波数信号（スペクトル）数が１２であるのに対し、１サブチャネルを構成するサブキャリア数を１０または１１とする。この場合、帯域の両端のサブチャネルに割り当てられたユーザ（ユーザＡ、Ｇ）は、ＤＦＴ部から出力される周波数信号のうち端の１つ（１サブキャリア分）の伝送を行わず、その他のサブチャネルに割り当てられたユーザ（ユーザＢ～Ｆ）は両端の周波数信号（２サブキャリア分）の伝送を行わない。このような伝送は、各端末のＤＦＴ部から出力される周波数信号の両端または片側の端から、それぞれ適切な数の信号を削除（クリッピング）し、クリッピング後の周波数信号を各サブチャネルに割り当てることで実現できる。

Description

無線通信システム及びにそれに用いる送信装置

　本発明は、各端末のＤＦＴ部から並列に出力される信号の数に比べ、１サブチャネルを構成するサブキャリア数を少なく設定することにより、限られた帯域の中により多くの端末を収容可能とし、より高い伝送レートを得ることができる無線通信システム及びそれに用いる送信装置に関するものである。

　近年のデータ通信量の増加に伴い、より高い周波数利用効率を有する移動体通信システムの必要性が高まっており、全てのセルで同じ周波数帯域を使用する１セルリユースセルラシステムに関する様々な検討が進められている。１セルリユースセルラシステムの１つであり、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）を中心に標準化が進められているＥ－ＵＴＲＡ（Evolved Universal Terrestrial Radio Access）システムでは、ダウンリンクの伝送方式としてＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）方式が、アップリンクの伝送方式としてはＳＣ－ＦＤＭＡ（Single Carrier‐Frequency Division Multiple Access）方式が最も有力な候補として検討されている。

　このうちＯＦＤＭＡ方式は、マルチパスフェージングに対する耐性に優れたＯＦＤＭ信号を用いて、時間及び周波数で分割されたリソースブロック単位でユーザがアクセスする方式であるが、高いＰＡＰＲ（Peak‐to‐Average Power Ratio）特性を有するため、送信電力制限の厳しいアップリンクの伝送方式としては適さない。これに対し、ＳＣ－ＦＤＭＡ方式はＯＦＤＭ等のマルチキャリア方式に対してＰＡＰＲ特性を低く抑え、広いカバレッジを確保できることから、アップリンクの伝送に適した方式である（非特許文献１）。

　このＳＣ－ＦＤＭＡ方式をアップリンクの伝送に用いた場合の端末装置の構成を図１０に示す。図１０に示すように、ＳＣ－ＦＤＭＡ方式を用いる端末装置では、まず符号部１０００において送信データの誤り訂正符号化が行われ、変調部１００１において変調が施される。次に、変調された送信信号はＳ／Ｐ（Serial to Parallel）変換部１００２においてシリアル・パラレル変換された後、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）部１００３において周波数領域の信号に変換される。このように周波数領域の信号に変換された送信信号は、サブキャリア・マッピング部１００４において、伝送に用いるサブキャリアに割り当てられる。この時の割り当ては、基地局装置から送信され、受信アンテナ部１０１１で受信され無線部１０１２、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換部１０１３を経て受信部１０１４において復調されたマッピング情報に基づいて行われ、伝送に用いられないサブキャリアにはゼロが挿入される。ＤＦＴ部１００３では、システムで定められた１サブチャネルを構成するサブキャリア数と同じサイズの時間－周波数変換が行われ、時間－周波数変換後の全信号が、与えられたサブキャリア（サブチャネル）に割り当てられ伝送される。これは、例えば、１サブチャネルを構成するサブキャリア数が１２である場合に、ＤＦＴ部１００３で行われる時間－周波数変換のサイズも１２であり、ＤＦＴ部１００３の出力が全てサブキャリア・マッピング部１００４へ入力されることを示している。

　この時の割り当て方法として、Ｅ－ＵＴＲＡシステムでは、連続するサブキャリアを用いるＬｏｃａｌｉｚｅｄと呼ばれる割り当てや、一定間隔だけ離れたサブキャリアを用いるＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄと呼ばれる割り当てが検討されている。これら２つの割り当て例を図１１に示す。図１１（ａ）はＬｏｃａｌｉｚｅｄ配置を、（ｂ）はＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ配置をそれぞれ示しており、ここでは１サブチャネルを構成するサブキャリア数が１２で、６ユーザが周波数分割多重されている場合を示している。これらの割り当てのうち、Ｌｏｃａｌｉｚｅｄ配置はマルチユーザダイバーシチ利得を得るのに適しており、Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ配置は周波数ダイバーシチ利得を得るのに適している。

　図１０の端末装置のサブキャリア・マッピング部１００４において伝送に用いられるサブキャリア（サブチャネル）上に割り当てられた送信信号は、次に、ＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）部１００５に入力され、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換される。そして、Ｐ／Ｓ（Parallel to Serial）変換部１００６を経由して、ＣＰ（Cyclic Prefix）挿入部１００７においてＣＰ（ＩＤＦＴ後のシンボル後方をコピーした信号）が挿入され、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換部１００８においてアナログ信号に変換された後、無線部１００９において無線周波数帯域信号にアップコンバートされ、送信アンテナ部１０１０から送信される。このように生成された送信信号は、マルチキャリア信号と比較してＰＡＰＲが低いという特長を有する。

　また、図１０の端末装置から送信される信号を受信する基地局装置の構成を図１２に示す。図１２に示すように、ＳＣ－ＦＤＭＡ方式の信号を受信する基地局装置では、まずアンテナ部２０００で受信された信号が無線部２００１にてＡ／Ｄ変換可能な周波数に変換された後、Ａ／Ｄ変換部２００２においてディジタル信号に変換される。次いで、同期部２００３にてシンボル同期が確立され、ＣＰ除去部２００４においてシンボル毎にＣＰが除去された後、Ｓ／Ｐ変換部２００５を経由してＤＦＴ部２００６において時間領域の信号が周波数領域の信号に変換される。周波数領域の信号に変換された伝搬路推定用のパイロット信号（端末装置でデータ信号と共に送信された既知の信号）は伝搬路推定部２００７へ送られ、伝搬路の推定が行われる。

　基地局装置が受信する信号は、図１１に示すように複数の端末から送信された信号が周波数分割多重されたものであり、スケジューリング部２０１２で事前に決められたマッピング情報（どの端末装置がどのサブキャリアを使用しているかを示す情報）を基に、サブキャリア・デマッピング部２００８において端末装置毎の使用サブキャリア（１サブチャネルを構成するサブキャリア）がまとめられる。そして、等化部２００９において、端末装置毎にまとめられた受信サブキャリアに対する等化処理が伝搬路推定値を用いて行われ、ＩＤＦＴ部２０１０において周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換された後、復調・誤り訂正復号部２０１１において端末装置毎の送信データの再生が行われる。

　また、受信レベル測定用のパイロット信号は、ＤＦＴ部２００６からスケジューリング部２０１２へ送られる。この信号を用いた受信レベルの測定結果に基づいて、スケジューリング部２０１２では各端末の伝搬状況を考慮したスケジューリングが行われる。スケジューリング部２０１２において決定されたマッピング情報は、送信部２０１３において変調等が施され、Ｄ／Ａ部２０１４、無線部２０１５等を経由した後、アンテナ部２０１６から各端末へ送信される。そして、このマッピング情報は、次フレーム以降の端末側の送信に利用される。

3GPP, TSG RAN WG1 on LTE, R1‐050702, "DFT-spread OFDM with Pulse Shaping Filter in Frequency Domain in Evolved UTRA Uplink"

　先に述べたように、Ｅ－ＵＴＲＡシステムのアップリンクの伝送方式として上述のＳＣ－ＦＤＭＡ方式が最も有力な候補である。ＳＣ－ＦＤＭＡ方式もＯＦＤＭＡ方式と同じく、時間及び周波数で完全に分割されたリソースブロック単位でユーザがアクセスする方式であり、ＳＣ－ＦＤＭＡ方式を用いることによりＰＡＰＲ特性を低く抑え、広いカバレッジを確保した１セルリユースシステムが実現できる。しかし、ユーザ数増大に伴い周波数資源の逼迫がさらに加速している現在の環境では、ＳＣ－ＦＤＭＡ方式においても収容可能なユーザ数に限界があり、このユーザ数を増加させ更なる周波数有効利用を実現したシステムの構築が必要である。

　本発明は、かかる実情に鑑み、限られた帯域の中により多くの端末を収容可能とし、システム全体として、より高い伝送レートを得ることができる無線通信システム及びそれに用いる送信装置を提供しようとするものである。

　本発明は、周波数拡散した送信信号を、複数のサブキャリアから構成される一定の周波数帯域で定められる複数の周波数チャネルのいずれかと、且つ一定の時間長で定められる複数の時間チャネルのいずれかに割り当てて送信する送信装置と、前記送信信号を受信する受信装置と、を具備する無線通信システムであって、
　前記送信装置は、前記周波数チャネルに割り当てられる周波数拡散信号のうちの一部を削除し、前記周波数チャネル当たりのサブキャリア数を少なくして時間領域の信号に変換して送信し、
　前記受信装置は、受信した信号に対して周波数領域の信号に変換して周波数チャネル毎の信号に分離して、非線形繰り返し等化を行って送信信号を再生することを特徴とする。

　ここで、前記送信装置は、前記周波数チャネルに割り当てられる周波数拡散信号のうち、片側又は両側の端から１つ以上のサブキャリア分の信号を削除して、前記周波数チャネルに割り当てることを特徴とする。

　また前記送信装置は、周波数拡散信号が割り当てられる周波数チャネルに応じて、削除する信号数を変更することを特徴とする。

　また、前記送信装置は、周波数拡散信号が割り当てられる時間チャネルに応じて、削除する信号数を変更することを特徴とする。

　また、前記送信装置は、前記周波数チャネルに割り当てられ、実際に伝送される周波数拡散信号数を、複数の送信装置において同一とすることを特徴とする。

　また、前記受信装置は、前記送信装置において削除された片側又は両側の端から１つ以上のサブキャリアの位置にゼロを挿入し、非線形繰り返し等化処理を行うことを特徴とする。

　本発明は、周波数拡散した送信信号を、複数のサブキャリアから構成される一定の周波数帯域で定められる複数の周波数チャネルのいずれかと、一定の時間長で定められる複数の時間チャネルのいずれかに割り当てて送信する送信装置であって、
　送信信号を変調する変調手段と、変調された信号を周波数拡散して周波数領域の信号に変換する周波数変換手段と、前記周波数チャネルに割り当てられる周波数拡散信号のうちの一部を削除し、前記周波数チャネル当たりのサブキャリア数を少なくするクリッピング手段と、クリッピング後の周波数信号を周波数チャネルに割り当てるマッピング手段と、
　周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換して時間チャネルに割り当てる時間変換手段と、を具備することを特徴とする。

　ここで、前記クリッピング手段は、周波数拡散信号が割り当てられる周波数チャネルに応じて、削除する信号数を変更することを特徴とする。

　また、前記クリッピング手段は、周波数拡散信号が割り当てられる時間チャネルに応じて、削除する信号数を変更することを特徴とする。

　また、前記マッピング手段は、前記周波数チャネルに割り当てられ、実際に伝送される周波数拡散信号数を、複数の送信装置において同一とすることを特徴とする。

　本発明によれば、前記周波数チャネルに割り当てられる周波数拡散信号のうちの一部を削除し、前記周波数チャネル当たりのサブキャリア数を少なくするので、より多くの周波数チャネルを設けることができ、周波数効率を向上させて、システム全体としてより高い伝送レートを得ることができる。また、受信した信号に対して周波数領域の信号に変換して周波数チャネル毎の信号に分離して、非線形繰り返し等化を行って送信信号を再生するので、伝送に用いることができるサブキャリア数が伝送すべき信号数（ＤＦＴ部から出力される信号の数）に比べて少ないにも関わらず、特性をさほど劣化させることなく伝送することができる。

　また、周波数拡散信号が割り当てられる周波数チャネルに応じて、削除する信号数を変更することにより、各ユーザの伝搬路状況に合わせて周波数チャネルの割り当てを行うことができ、大きく特性を劣化することなく送信データの再生を行うことができる。

　また、周波数拡散信号が割り当てられる時間チャネルに応じて、削除する信号数を変更することにより、時間チャネルごとに異なる周波数チャネルを設けるけることができ、各ユーザの伝搬路状況に合わせて時間チャネルの割り当てを行うことができ、大きく特性を劣化することなく送信データの再生を行うことができる。

本発明に係るＳＣ－ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおいて、サブキャリアをＬｏｃａｌｉｚｅｄ配置に適用した場合の例を示す図である。本発明に係るＳＣ－ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおいて、全てのユーザでクリッピングする周波数信号数が同一とするＬｏｃａｌｉｚｅｄ配置を示す図である。本発明に係るＳＣ－ＦＤＭＡ方式の無線通信システムにおいて、サブキャリアをＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ配置に適用した場合の例を示す図である。本発明に係る無線通信システムの第一の実施形態におけるアップリンク伝送を行う端末装置の構成を示すブロック図である。本発明に係る無線通信システムの第二の実施形態における基地局装置を示すブロック図である。本発明に係る無線通信システムの第三の実施形態におけるフレームとサブチャネルの関係を示す図である。本発明に係る無線通信システムの第四の実施形態におけるターボ原理のような繰り返しの内部を解析するための外部情報交換チャートの例を示す図である。クリッピングする周波数信号の数を変化させた場合の統計的なＥＸＩＴ軌跡を示す図である。サブチャネルあたりのクリッピング数が予め決まっている場合に等化部のラインとクロスしないような符号化率に設定した統計的なＥＸＩＴ軌跡を示す図である。従来のＳＣ－ＦＤＭＡ方式をアップリンクの伝送に用いた場合の端末装置を示す構成図である。従来のＥ－ＵＴＲＡシステムにおけるサブキャリアのＬｏｃａｌｉｚｅｄ配置と、Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ配置を示す図である。図１０の端末装置から送信される信号を受信する基地局装置を示す構成図である。

　以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。

　本発明は、各端末のＤＦＴ部から並列に出力される信号の数に比べ、１サブチャネルを構成するサブキャリア数を少なく設定することにより、限られた帯域の中により多くの端末を収容可能とし、より高い伝送レートを得ることができるＳＣ－ＦＤＭＡシステムに関するものであり、Ｅ－ＵＴＲＡシステムに比べ周波数利用効率を大きく向上することができる。

　（第一の実施形態）
　本実施の形態では、まず、各端末のＤＦＴ部から並列に出力される信号の数に比べ、１サブチャネルを構成するサブキャリア数を少なく設定したＳＣ－ＦＤＭＡシステムにおけるサブキャリアの割り当て方法について示す。

　図１に、本発明をＬｏｃａｌｉｚｅｄ配置に適用した場合の例を示す。この図１は、各端末のＤＦＴ部から周波数拡散されて並列に出力される周波数信号（スペクトル）数が１２である（つまりＤＦＴのサイズが１２である）のに対し、１サブチャネル（１周波数チャネル）を構成するサブキャリア数を１０または１１とした場合の例を示している。この場合、帯域の両端のサブチャネル（周波数チャネル）に割り当てられたユーザ（ユーザＡ、Ｇ）は、ＤＦＴ部から出力される周波数信号のうち端の１つ（１サブキャリア分）の伝送を行わず、その他のサブチャネルに割り当てられたユーザ（ユーザＢ～Ｆ）は両端の周波数信号（２サブキャリア分）の伝送を行わないことになる。このような伝送は、各端末のＤＦＴ部から出力される周波数信号の両端または片側の端から、それぞれ適切な数の信号を削除（クリッピング）し、クリッピング後の周波数信号を各サブチャネルに割り当てることで実現できる。これにより従来のＳＣ－ＦＤＭＡシステム（図１１）の場合と同じサブキャリア数（この場合は７２サブキャリア）で、より多くのサブチャネルを設ける（より多くのユーザを収容する）ことができることがわかり（図１１では６サブチャネルであるのに対し図１では７サブチャネル）、システム全体としてみた場合にはより高い伝送レートを得ることが可能となる。

　通常、シングルキャリア伝送におけるクリッピング処理は、クリッピングにより欠落したサブキャリアにおける伝搬路の周波数特性の利得がゼロであるとみなすことになるため、線形等化処理では再生不可能となるだけでなく、時間信号で観測すると伝搬路のインパルス応答が長くなり、時間信号が次の信号に干渉として影響を及ぼす符号間干渉の影響が強くなってしまう。このことは、時間軸上に拡散してしまった信号を検出するためには、誤り訂正符号の符号化率を低くするという手法しかなく、クリッピングを行った分だけ結果的に伝送レートを下げてしまうことになる。

　しかしながら、本発明では時間軸上に拡散した送信信号を誤り訂正符号による符号化利得により欠落したサブキャリアを再生しつつ、キャンセリングを含む非線形繰り返し等化により符号間干渉を抑圧することでエネルギーを合成してクリッピングされたサブキャリアを再生している。つまり、本発明により、各ユーザ（各サブチャネル）の伝送レートを維持しつつ、より多くのユーザを収容することが可能となるため、従来のＳＣ－ＦＤＭＡシステムに比べ周波数利用効率を向上させることができる。

　図１に示すサブチャネルの配置では、帯域の両端のサブチャネルとそれ以外のサブチャネルに割り当てられるユーザでクリッピングを行う周波数信号数が異なっている例を示したが、これとは別に、全てのユーザでクリッピングする周波数信号数が同一となる構成としてもよく、このような例を図２に示す。図２に示す構成では、帯域の両端のサブチャネルに割り当てられたユーザもＤＦＴ部から出力される周波数信号の両端をクリッピングしており、図１の場合に比べ少ないサブキャリア数（図１では全７２サブキャリアのところを図２では全７０サブキャリア）で、各ユーザの伝送レートを維持しつつ、より多くのユーザを収容できることがわかる。

　また、本発明をＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ配置に適用した場合の例を図３に示す。図３は、図２に示した場合と同じく各ユーザがそれぞれのＤＦＴ部から出力される周波数信号の両端（２サブキャリア分）をクリッピングした結果をＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ配置にしたものを表している（図３の１５０は、クリッピングされたサブキャリアを示す）。つまり、各ユーザのＤＦＴ部から並列に出力される周波数信号（スペクトル）数は１２であるのに対し、実際に伝送するサブキャリア数は１ユーザあたり１０サブキャリアとなっている。このように、一部の周波数信号をクリッピングした信号をＤｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ配置に並べて伝送することによっても、従来のＳＣ－ＦＤＭＡシステムに比べて少ないサブキャリア数で、各ユーザの伝送レートを維持しつつ、より多くのユーザを収容できる。

　これら図１～図３では、各ユーザは少なくとも片側の端の１スペクトルをクリッピングする（両端をクリッピングする場合には２つクリッピング）例を示したが、周波数利用効率をより高めたシステムを構築する場合には、端から数スペクトルをクリッピングする構成としてもよい。但し、クリッピングするスペクトル数とその位置（両端か片側の端のみか）は、システムで予め決めておくことが好ましい。このように、クリッピングするスペクトル数とその位置を予め決めておくことにより、余分な制御情報を追加する必要がなくなる。

　さらに、通常の無線通信システムでは、アナログフィルタの性能の問題により、ガードバンドと呼ばれる、信号（サブキャリア）の伝送を行わない帯域を設ける必要がある。このガードバンドでは信号の伝送が全く行われないため、ガードバンドを設けることは周波数利用効率の観点から好ましくないが、本発明のようなクリッピングを適用することにより、周波数利用効率の低下を防ぐこともできる。これは、ＤＦＴ後にクリッピングするスペクトルの総数をガードバンドとなるサブキャリア数と等しく設定しておくことにより実現できる。例えば、１ユーザがガードバンド以外の全サブキャリアを使用するような状況において、ガードバンドも含めた全帯域幅のサイズのＤＦＴ部を有する場合には、そのＤＦＴ部の出力周波数信号をガードバンドとなるサブキャリア数分だけ端からクリッピングした信号を伝送することとなる。このようなクリッピングを行うことにより、ガードバンドが設けられているにも関わらず、ガードバンドを設けない場合と同じだけ信号を伝送することが可能となり、ガードバンドによる周波数利用効率の低下を防止することができる。

　ここで、以上のようなアップリンク伝送を行う端末装置の構成を図４に示す。図４に示すように、本実施の形態における端末装置では、まず符号部１００において送信データの誤り訂正符号化が行われ、変調部１０１において変調が施される。次に、変調された送信信号はＳ／Ｐ変換部１０２においてシリアル・パラレル変換された後、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）部１０３において周波数領域の信号に変換される。そして、このように時間－周波数変換された周波数信号（スペクトル）に対して、スペクトル・クリッピング部１０４においてクリッピングが行われる。このクリッピングは、ＤＦＴ部１０３の出力の両端または片側の端から幾つかの信号（スペクトル）を削除する動作であり、スペクトル・クリッピング部１０４の入出力信号数をそれぞれＭ、Ｎとすると、Ｍ＞Ｎが成り立つ。図１に示した例のように、割り当てられるサブチャネルによってクリッピングされる信号数が変わることがあるが、スペクトル・クリッピング部１０４ではそのことも考慮したクリッピングが行われる。

　スペクトル・クリッピング部１０４において端の幾つかの信号がクリッピングされた信号は、サブキャリア・マッピング部１０５に入力され、伝送に用いるサブキャリアに割り当てられる。この時の割り当ては、基地局装置から送信され、受信アンテナ部１１２で受信され無線部１１３、Ａ／Ｄ変換部１１４を経て受信部１１５において復調されたマッピング情報に基づいて行われ、伝送に用いられないサブキャリア（他のサブチャネル）にはゼロが挿入される。但し、１サブチャネルを構成するサブキャリア数は、スペクトル・クリッピング部１０４の出力信号数と同じＮである。ここで、実際の伝送に用いられる信号（マッピングされた信号）に、先にクリッピングされた信号分の電力を加算することにより、全体の送信電力を保つようにする。

　このように、サブキャリア・マッピング部１０５において伝送に用いられるサブキャリア（サブチャネル）上に割り当てられた送信信号は、次に、ＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）部１０６に入力され、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換される。この時、周波数領域で多重されている各ユーザの信号は、同じ時間チャネルを利用することになる。そして、Ｐ／Ｓ変換部１０７を経由して、ＣＰ（Cyclic Prefix）挿入部１０８においてＣＰ（ＩＤＦＴ後のシンボル後方をコピーした信号）が挿入され、Ｄ／Ａ変換部１０９においてアナログ信号に変換された後、無線部１１０において無線周波数帯域信号にアップコンバートされ、送信アンテナ部１１１から送信される。

　以上のような端末装置の構成とすることにより、ＤＦＴ部から並列に出力される信号の数に比べ１サブチャネルを構成するサブキャリア数が少なく設定されたＳＣ－ＦＤＭＡシステムにおいて、同一セル内の他のユーザに干渉を与える（重複したサブキャリアを用いてしまう）ことなく信号を伝送することができる。また、伝送に用いることができるサブキャリア数が伝送すべき信号数（ＤＦＴ部から出力される信号の数）に比べて少ないにも関わらず、特性をさほど劣化させることなく伝送することができる。

　（第二の実施形態）
　本実施の形態では、一部のスペクトルがクリッピングされた信号を受信する場合でも、優れた干渉抑圧機能を有した非線形繰り返し等化（例えば、周波数領域ＳＣ／ＭＭＳＥ（Soft Canceller followed by Minimum Mean Square Error）ターボ等化）を用いることにより特性をさほど劣化させることなく送信データの再生を可能とする受信装置（基地局装置）の構成について示す。

　本実施の形態における基地局装置を図５に示す。図５に示すように、本実施の形態における基地局装置は、受信アンテナ部２００、無線部２０１、Ａ／Ｄ変換部２０２、同期部２０３、ＣＰ除去部２０４、Ｓ／Ｐ変換部２０５、ＤＦＴ部２０６、サブキャリア・デマッピング部２０７、ゼロ挿入部２０８、キャンセル部２０９、等化部２１０、ＩＤＦＴ部２１１、復調・誤り訂正復号部２１２、繰り返し制御部２１３、判定部２１４、伝搬路推定部２１５、ゼロ挿入部２１６、伝搬路乗算部２１７、ＤＦＴ部２１８、レプリカ生成部２１９、スケジューリング部２２０、送信部２２１、Ｄ／Ａ変換部２２２、無線部２２３、送信アンテナ部２２４から構成される。

　図５に示すように、本実施の形態における基地局装置では、まず受信アンテナ部２００で受信された信号がそれぞれ無線部２０１にてＡ／Ｄ変換可能な周波数に変換された後、Ａ／Ｄ変換部２０２においてディジタル信号に変換される。次いで、同期部２０３にてシンボル同期が確立され、ＣＰ除去部２０４においてシンボル毎にＣＰが除去された後、Ｓ／Ｐ変換部２０５を経由してＤＦＴ部２０６において時間領域の信号から周波数領域の信号にそれぞれ変換される。周波数領域の信号に変換された信号は、サブキャリア・デマッピング部２０７においてサブチャネル（ユーザ）毎の信号に分離され、これ以降の処理は各ユーザの受信信号毎に行われることとなる。

　サブキャリア・デマッピング部２０７において分離された１サブチャネル（１ユーザ）分の信号は、送信側で用いられたＤＦＴの出力よりも少ないため、ゼロ挿入部２０８にて、送信側でクリッピングされた信号と同じ周波数成分にゼロを挿入する。これは、サブキャリア・デマッピング部２０７の出力信号の両端または片側の端にゼロを追加する動作であり、これにより送信側で用いられたＤＦＴの出力と同じ数の周波数信号がゼロ挿入部２０８から出力されることになる。このゼロ挿入は、伝搬路推定用のパイロット信号を用いて伝搬路推定部２１５において算出された伝搬路推定値に対してもゼロ挿入部２１６において行われる。このように、本実施の形態における受信装置では、送信側でクリッピングされたスペクトルを、あたかも伝搬路の落ち込みによって欠けてしまったかのように扱って等化を行う。但し、ここでは、説明を分かり易くするために、サブキャリア・デマッピング部２０７の後にもゼロ挿入部２０８を設けているが、これは必須ではない。これは、ゼロ挿入部２１６において伝搬路推定用のパイロット信号にゼロ挿入がなされているため、ゼロ挿入部２０８がなくてもクリッピングされたスペクトルは０として扱われ、等化部２１０において合成されることはないためである。

　次に、ゼロ挿入部２０８の出力信号はキャンセル部２０９に入力され、自信号の信頼性に基づいてレプリカ生成部２１９で生成される送信信号のソフトレプリカと、クリッピングされたスペクトルの位置にゼロを挿入した伝搬路推定値の乗算（伝搬路乗算部２１７にて算出）により算出される受信信号のソフトレプリカが減算される。このように、本実施の形態で対象とする周波数領域ＳＣ／ＭＭＳＥターボ等化では、一旦、受信信号のソフトレプリカが受信信号からキャンセルされ、残留信号成分が計算される。これは、後述する等化部２１０では逆行列演算を行うため、希望信号だけ残してキャンセル、等化を繰り返すと、ブロック内に含まれる希望信号と少なくとも同じ数の回数分の逆行列演算をする必要があるのに対し、全てキャンセルした残留成分を入力とすることで、残留信号はブロック内で共通に扱え、ブロック内で逆行列演算を１回すれば全ての重みを計算できる。そのため、等化部２１０に送信信号のソフトレプリカを別に入力して再構成する形にすることで、逆行列演算に伴う演算量を削減している。但し、１回目の処理では信号レプリカが生成されていないため、キャンセル処理は行われず、受信信号がそのまま等化部２１０へ送られる。

　等化部２１０では、キャンセル部２０９の出力である残留成分と、希望信号の伝搬路推定値、及び希望信号のソフトレプリカを用いて信号の等化が行われる。具体的には、等化部２１０では最適な重みを残留成分や伝搬路推定値、信号のソフトレプリカから算出し、その最適重みを乗積した最終的な等化後の時間軸の信号を出力している。但し、１回目の処理の場合はソフトレプリカが入力されないので、キャンセルを行わない従来のＭＭＳＥ等化と等しいものとなる。

　等化された信号はＩＤＦＴ部２１１において時間領域の信号に変換された後、復調・誤り訂正復号部２１２で復調され、誤り訂正される。そして、復調・誤り訂正復号部２１２からは信頼性の高まった符号ビットの外部対数尤度比（ＬＬＲ：Log Likelihood Ratio）が出力される。ここで、外部ＬＬＲとは、誤り訂正処理のみで改善した信頼性を表している。これは、等化部２１０から入力されたＬＬＲ（事前ＬＬＲという）から誤り訂正処理により最終的に出力されるのは等化部２１０から得られた信頼性まで加味した事後ＬＬＲであり、ターボ等化においては、再び等化部２１０にフィードバックすることから入力された事前ＬＬＲを減算している。復調・誤り訂正復号部２１２から出力された外部ＬＬＲは、繰り返し制御部２１２により処理を繰り返すかどうかが制御され、処理を繰り返す場合には、信号のソフトレプリカを生成するためにレプリカ生成部２１９に入力される。先に述べたように、レプリカ生成部２１９では、符号ビットのＬＬＲに応じてその信頼性に比例したソフトレプリカが生成される。このように生成されたソフトレプリカは、キャンセル部２０９において希望周波数信号が寄与する受信信号成分を一旦キャンセルするためにＤＦＴ部２１８に、また、等化の際に希望信号を再構成するために等化部２１０に入力される。

　このように、キャンセル部２０９以降の処理を繰り返して行うことにより、徐々に信頼性の高まった符号ビットを得ることができ、繰り返し制御部２１３で制御される所定の回数だけ繰り返した後、情報ビットのＬＬＲを判定部２１４で硬判定し、復号データを得る。

　本実施の形態では、各ユーザ（サブチャネル）の受信信号を順次選択し、選択された信号に対する処理をシリアルに行う基地局構成の例を示したが、ゼロ挿入部２０８、キャンセル部２０９、等化部２１０、ＩＤＦＴ部２１１、復調・誤り訂正復号部２１２、レプリカ生成部２１９、ＤＦＴ部２１８、伝搬路乗算部２１７等をサブチャネル数と同じだけ設けた構成とすることにより、全てのユーザに対して同時に処理を行うこともできる。さらに、所定の繰り返し回数は固定でもよいし，復調・誤り訂正復号部２１２の結果に誤りがなくなるまで繰り返すといった適応的な制御も可能である。さらに、図１に示す配置のように、クリッピングする周波数信号数が異なるサブチャネルがあるシステムにおいては、受信装置における繰り返し数をサブチャネル毎に異なるように設定してもよい。

　また、受信レベル測定用のパイロット信号は、ＤＦＴ部２０６からスケジューリング部２２０へ送られる。この信号を用いた受信レベルの測定結果に基づいて、スケジューリング部２２０では各ユーザの伝搬状況を考慮したスケジューリング（どのサブチャネルにどのユーザを割り当てるかの決定）が行われる。このスケジューリングにおいては、各ユーザをそれぞれの伝搬路状況のより良いサブチャネルへ割り当て、マルチユーザダイバーシチによる利得を得ることで、端の一部のスペクトルをクリッピングした場合にもより良い受信特性を得ることができる。スケジューリング部２２０において決定されたマッピング情報は、送信部２２１において変調等が施され、Ｄ／Ａ変換部２２２、無線部２２３等を経由した後、送信アンテナ部２２４から各ユーザへ送信される。そして、このマッピング情報は、次フレーム以降の各ユーザからの送信に利用される。また、該当するフレームを受信する際の、サブキャリア・デマッピング部２０７におけるサブチャネル毎のサブキャリアをまとめる処理にも用いられる。

　このような基地局構成とすることにより、各端末のＤＦＴ部から並列に出力される信号の端を一部だけクリッピングしてサブチャネルに割り当てるＦＤＭＡシステムにおいても、クリッピングによる処理を無線伝搬路による歪ととらえて非線形繰り返し等化を行えば各ユーザから送信された信号をそれぞれ正しく復調することができる。

　（第三の実施形態）
　本実施の形態では、時間チャネル（フレーム）毎にクリッピングする周波数信号数が異なる場合の例について示す。本実施の形態におけるフレームとサブチャネルの関係を図６に示す。但し、図６では図示していないが、各フレームは複数のシンボルから構成されている。図６に示すように、本実施の形態では、フレーム毎に異なる数の周波数信号をクリッピングすることにより、フレーム毎に異なるサブチャネル数（最大収容ユーザ数）を設ける。例えば、図６のフレーム１に割り当てられた各ユーザがそれぞれクリッピングする周波数信号数は２であり、７サブチャネルを設けることができるのに対し、フレーム２では各ユーザはクリッピングを行わず、サブチャネル数は６となっている。また、フレーム３のサブチャネル数は８であり、このフレームに割り当てられた各ユーザは３つの周波数信号をクリッピングすることとなる。このように、フレーム毎にクリッピングする周波数信号数を異なるように設定することで、フレーム毎に異なる数のサブチャネルを設けることができ、限られたリソースを柔軟に利用することができるシステムの構築が可能となる。

　ここで、通常、クリッピングする周波数信号数が多くなるにしたがって受信特性は劣化してしまうが、本実施の形態のようにフレーム毎にクリッピングする周波数信号数が異なるシステムにおいては、各フレームに割り当てるユーザを適応的に選択することにより受信特性の劣化を防ぐことができる。これは、例えば、割り当て対象となるユーザのうち、伝搬路状況のより良いユーザをクリッピング数の多いフレームに割り当て、伝搬路状況がさほど良くないユーザはクリッピング数の少ない（またはクリッピングしない）フレームに割り当てるというものである。この時に、受信ＳＮＲに関する閾値を予め幾つか設定し、さらに、それらの閾値とクリッピング数を関連付けておいてもよい。但し、より高い閾値には、クリッピング数をより多く設定しておく。

　さらに、受信特性は受信ＳＮＲの値だけでなく伝搬路の周波数軸上の変動状態にも大きく依存する。これは、割り当てられた伝搬路の周波数応答が比較的平坦な場合にはシンボル間干渉の影響が少ないのに対し、周波数応答が大きく変動しているような場合にはシンボル間干渉の影響を大きく受けてしまうことによるものである。したがって、受信ＳＮＲだけでなく、伝搬路の周波数応答も考慮し、割り当てられた伝搬路の周波数応答が比較的平坦な場合にはクリッピング数が多いサブチャネルで構成されるフレームへ割り当て、割り当てられた伝搬路の周波数応答が平坦ではない場合にはクリッピング数が少ないサブチャネルで構成されるフレームへ割り当てることにより、さらに受信特性を向上させることが可能となる。

　ここで、伝搬路の周波数応答の変動状態を表す指標としては、例えば遅延波の遅延時間や電力等があり、電力が高く遅延時間の長い遅延波を有する伝搬路を用いるユーザはクリッピング数が少ないサブチャネルで構成されるフレームサブチャネルへ割り当て、電力の高い遅延波があまりない伝搬路を用いるユーザはクリッピング数が多いサブチャネルで構成されるフレームへ割り当てるようにする。また、割り当てられたサブチャネルにおいて、そのサブチャネルの平均電力レベルを下回るサブキャリアの数を算出するといった簡易な制御でも、伝搬路の変動状態をある程度把握することができる。この場合は、平均電力レベルを下回るサブキャリアの数が多い場合には、サブチャネル内で伝搬路が大きく変動しているものとみなし、クリッピング数が少ないサブチャネルで構成されるフレームへ割り当て、平均電力レベルを下回るサブキャリアの数が少ない場合には、サブチャネルの伝搬路が比較的平坦であるものとみなし、クリッピング数が多いサブチャネルで構成されるフレームへ割り当てることとなる。

　このような割り当てを行うことにより、図６のフレーム３のようなクリッピング数が多いフレームに割り当てられたユーザも、それぞれの伝搬路状況が良いため、大きく特性を劣化することなく送信データの再生を行うことができる。また、セル内の各ユーザの位置に応じて、割り当てを行うフレームを選択するようにしてもよい。これは、基地局に近いユーザにおける送信電力制御の目標値が、基地局から遠いユーザにおける目標値と比較して高いようなシステムにおいて有効であり、基地局に近いユーザはクリッピング数の多いフレームへ、基地局から遠いユーザはクリッピング数の少ないフレームへ割り当てられることとなる。

　（第四の実施形態）
　本実施の形態では、等化部の相互情報量の入出力関係と復号部の相互情報量の入出力関係を用いて、クリッピングを行う周波数信号数を設計する例について示す。また、クリッピング数が決められている場合に、伝送に用いる符号化率を最適に設計する例についても示す。

　まず初めに、ターボ原理のような繰り返しの内部を解析するための外部情報交換チャート（ＥＸＩＴチャート：EXtrinsic Information Transfer　チャート）を用いる手法について述べる。図７に、ＥＸＩＴチャートの例を示す。

　図７において、横軸は等化部入力相互情報量、縦軸は等化部出力相互情報量を表す。また、繰り返し処理においては、等化部で出力された相互情報量が復号部に入力されるので、縦軸が復号部入力相互情報量に一致する。さらに、復号部の出力は等化部の入力相互情報量になるので、横軸は復号部の相互情報量に一致する。ここで、相互情報量は、ある信号Ｘを送り、受信信号Ｙを得たときに、ＹからＸに関して得ることができる情報量である。但し、ＥＸＩＴ解析では、受信信号Ｙを得たときに、Ｙから得られるＸに関する情報量と定義する場合には、その最大値は１に拘束される。

　図７において、ライン３００が縦軸を入力、横軸を出力とする復号部における相互情報量の入出力関係であり、符号化率が高くなると復号するために多くの電力が必要になるので、そのラインは図の上の方に平行移動する。一方、ライン３０１は横軸を入力、横軸を出力とする等化部における相互情報量の入出力関係を表す。復号部特性は一意に決まるが、等化部特性は伝搬路変動によって上下するので、通常１％値のような統計的なものが利用されるが、始点と終点の値だけは伝搬路特性と受信品質のみで決定されるので、瞬時の伝搬路変動のスナップショットに対する特性として近似的に描くことも可能である。

　ここで、復号部の入出力特性を示すライン３００は使用する誤り訂正符号の構造に対して一意に決定されることから、繰り返し処理の前にその特性を知ることが可能であるのに対し、等化部の入出力特性を示すライン３０１は伝搬路特性とＳＮＲで決定されるため、予め詳細を描くことができない。しかしながら、等化部の入力外部相互情報量０の値（図７のＡ点のことであり、この位置を始点と称する）と、入力外部相互情報量１の値（図７のＦ点のことであり、この位置を終点と称する）だけは、ソフトレプリカに関する情報が全く得られていないか、ソフトレプリカの精度が完全で送信信号と一致するかということを表すことから、予め容易に計算することができる。したがって、始点と終点を直線で近似することで等化器の近似特性３０１を算出することができる。

　次に図７の見方について説明する。まず、１回目の処理では入力の相互情報量は０であることから、等化部の出力としてＡ点の相互情報量が得られる。次に、この等化部の出力相互情報量が復号部への入力相互情報量となるため、点線のように移動し、復号部の出力相互情報量はＢ点にくる。同様の処理を繰り返すことで相互情報量がＣ点、Ｄ点、Ｅ点、Ｆ点と移動することが確認でき、繰り返しによる内部の様子を図示することが可能となる。等化部特性の終点は、干渉成分が全て除去できたことを意味し、希望信号のみの受信電力と雑音電力のみで特性が決まる。即ち、クリッピングにより強められた符号間干渉を完全に除去できる状況ということになる。この動きを表す点線をＥＸＩＴ軌跡といい、これを用いることにより、繰り返し処理で送信データを検出できるかを設計することができる。このとき、復号部のラインと等化部のラインが交差することなく、等化部の線の下に復号部の線があることが望ましい設計となる。

　図８に、クリッピングする周波数信号の数を変化させた場合の統計的なＥＸＩＴ軌跡を示す。図８のライン３０３はクリッピング数をＭとした場合、ライン３０４はクリッピング数をＮとした場合（Ｍ＞Ｎ）の等化部特性を、ライン３０２は復号部特性を示している。図８に示すように、クリッピングする周波数信号数が多い場合に等化部特性の始点が下がっているが、これは、クリッピングする数が多いことによってより強い符号間干渉の影響が表れており、繰り返し処理の最初の段階ではその干渉を除去できないことを示している。また、終点はクリッピングによる符号間干渉の影響を繰り返し処理により取り除いた場合の特性であるため、クリッピングする数に依らず（ライン３０４と３０２で）平均的に一致する。

　この図８では、クリッピング数がＮの場合には、等化部のライン３０４が復号部のライン３０２より上にあるので、繰り返しによって分離することができる。一方、クリッピング数をＭとすると、等化部のライン３０３が復号部のライン３０２とクロスし、クロスした点以上の相互情報量は得られない。即ち、繰り返し処理を行なっても除去できないぐらい符号間干渉が強いということになる。したがって、この場合は、各ユーザがクリッピングする周波数信号数をＮとする設計を行うことができ、それに応じてサブチャネル数も調整することができる。

　また、ＥＸＩＴ軌跡を１％値のような統計的なものではなく、フレーム毎といった単位の瞬時の伝搬路変動に対する軌跡として描くことにより、クリッピングする周波数信号数を適応的に設定することもできる。この場合、フレーム毎に各ユーザが割り当てられたサブチャネルの伝搬路変動において、クリッピング数を変化させた際の等化部のＥＸＩＴ軌跡を先に述べた近似の要領で描き、復号部のラインとクロスしないようなクリッピング数を選択することとなる。例えば、伝搬路状況の良好なサブチャネルに割り当てられたユーザはクリッピング数を多めに設定し、伝搬路状況のあまり良くないサブチャネルに割り当てられたユーザはクリッピング数を少なく設定するといった制御となる。この時、クリッピング数に応じて各ユーザのＤＦＴのサイズを変更（クリッピング数が多い場合にはＤＦＴサイズを大きく、クリッピング数が少ない場合はＤＦＴサイズを小さく）することが可能な端末の構成となる。このように、クリッピング数を適応的に制御することにより、各サブチャネルを構成するサブキャリア数が全て同じでも、サブチャネル毎（ユーザ毎）に異なる伝送レートを実現可能なシステムを構築することができる。

　一方、サブチャネルあたりのクリッピング数が予め決まっている場合は、ＥＸＩＴ軌跡を考慮して符号化率を調整することにより受信特性の劣化を防ぐこともできる。これは、図９に示すように、等化部のライン３０７とクロスしないような符号化率（この場合は符号化率Ｌのライン３０６の方はクロスしない。符号化率Ｋのライン３０５はクロスする。但し、Ｋ＞Ｌ）に設定し、繰り返しの最初の段階では除去できない干渉に対する耐性を高めることにより可能となる。ここでは、符号化率について示したが、符号化の方法（ターボ符号や畳み込み符号、低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ：Low Density Parity Check）符号など）を変更して設計することも可能であり、システムを設計する際の柔軟性を高めることができる。このような符号化率や符号化方法の選択は、フレーム毎といった単位で基地局側においてＥＸＩＴ軌跡を描くことにより適応的に行うこともできる。
　以上の実施形態では、ＤＦＴを用いて周波数拡散信号を生成するＳＣ－ＦＤＭＡ方式を対象としたが、これとは異なり、拡散符号を乗算することにより周波数拡散信号を生成する方式（例えば、ＭＣ－ＣＤＭＡ方式）においても、送信側で周波数拡散後の信号の端の一部を削除し、送信側で削除された信号の位置に受信側でゼロを挿入して繰り返し等化処理を行えばよく、本発明は対応可能である。

　尚、本発明は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。

１００　符号部
１０１　変調部
１０２　Ｓ／Ｐ変換部
１０３　ＤＦＴ部
１０４　スペクトル・クリッピング部
１０５　サブキャリア・マッピング部
１０６　ＩＤＦＴ部
１０７　Ｐ／Ｓ変換部
１０８　ＣＰ挿入部
１０９　Ｄ／Ａ変換部
１１０　無線部
１１１　送信アンテナ部
１１２　受信アンテナ部
１１３　無線部
１１４　Ａ／Ｄ変換部
１１５　受信部
２００　受信アンテナ部
２０１　無線部
２０２　Ａ／Ｄ変換部
２０３　同期部
２０４　ＣＰ除去部
２０５　Ｓ／Ｐ変換部
２０６　ＤＦＴ部
２０７　サブキャリア・デマッピング部
２０８　ゼロ挿入部
２０９　キャンセル部
２１０　等化部
２１１　ＩＤＦＴ部
２１２　復調・誤り訂正復号部
２１３　繰り返し制御部
２１４　判定部
２１５　伝搬路推定部
２１６　ゼロ挿入部
２１７　伝搬路乗算部
２１８　ＤＦＴ部
２１９　レプリカ生成部
２２０　スケジューリング部
２２１　送信部
２２２　Ｄ／Ａ　　変換部
２２３　無線部
２２４　送信アンテナ部

Claims

　周波数拡散した送信信号を、複数のサブキャリアから構成される一定の周波数帯域で定められる複数の周波数チャネルのいずれかと、且つ一定の時間長で定められる複数の時間チャネルのいずれかに割り当てて送信する送信装置と、
　前記送信信号を受信する受信装置と、
を具備する無線通信システムであって、
　前記送信装置は、
　前記周波数チャネルに割り当てられる周波数拡散信号のうちの一部を削除し、前記周波数チャネル当たりのサブキャリア数を少なくして時間領域の信号に変換して送信し、
　前記受信装置は、
　受信した信号に対して周波数領域の信号に変換して周波数チャネル毎の信号に分離して、非線形繰り返し等化を行って送信信号を再生することを特徴とする無線通信システム。
　前記送信装置は、前記周波数チャネルに割り当てられる周波数拡散信号のうち、片側又は両側の端から１つ以上のサブキャリア分の信号を削除して、前記周波数チャネルに割り当てることを特徴とする請求項１に記載の無線通信システム。
　前記送信装置は、周波数拡散信号が割り当てられる周波数チャネルに応じて、削除する信号数を変更することを特徴とする請求項２に記載の無線通信システム。
　前記送信装置は、周波数拡散信号が割り当てられる時間チャネルに応じて、削除する信号数を変更することを特徴とする請求項２又は３に記載の無線通信システム。
　前記送信装置は、前記周波数チャネルに割り当てられ、実際に伝送される周波数拡散信号数を、複数の送信装置において同一とすることを特徴とする請求項２乃至４のいずれかに記載の無線通信システム。
　周波数拡散した送信信号を、複数のサブキャリアから構成される一定の周波数帯域で定められる複数の周波数チャネルのいずれかと、一定の時間長で定められる複数の時間チャネルのいずれかに割り当てて送信する送信装置であって、
　送信信号を変調する変調手段と、
　変調された信号を周波数拡散して周波数領域の信号に変換する周波数変換手段と、
　前記周波数チャネルに割り当てられる周波数拡散信号のうちの片側又は両側の端から１つ以上のサブキャリア分の信号を削除するクリッピング手段と、
　クリッピング後の周波数信号を周波数チャネルに割り当てるマッピング手段と、
　周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換して時間チャネルに割り当てる時間変換手段と、
を具備することを特徴とする送信装置。
　前記クリッピング手段は、周波数拡散信号が割り当てられる周波数チャネルに応じて、削除する信号数を変更することを特徴とする請求項６に記載の送信装置。
　前記クリッピング手段は、周波数拡散信号が割り当てられる時間チャネルに応じて、削除する信号数を変更することを特徴とする請求項６又は７に記載の送信装置。
　前記マッピング手段は、前記周波数チャネルに割り当てられ、実際に伝送される周波数拡散信号数を、複数の送信装置において同一とすることを特徴とする請求項６乃至８のいずれかに記載の送信装置。