WO2007125828A1 - マトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法 - Google Patents

マトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法 Download PDF

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Kenichi Sakakibara
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Daikin Industries, Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to a matrix converter and a matrix converter control method, and more particularly to a matrix converter that converts a three-phase AC input voltage into a predetermined three-phase AC output voltage, and a matrix converter control method.
  • an indirect AC power conversion circuit that converts commercial AC to DC via a rectifier circuit and a smoothing circuit and obtains AC output by a voltage source converter is generally used.
  • direct AC power converters such as matrix converters are known as methods for obtaining AC output directly from AC voltage, which eliminates the need for large capacitors and rear tuttles that smooth voltage pulsations due to commercial frequencies. Therefore, downsizing of the converter can be expected, and it has been attracting attention as a next-generation power converter in recent years.
  • a three-phase one-three-phase matrix converter obtains a variable voltage and a variable frequency AC output voltage by directly switching a three-phase AC input voltage.
  • a typical modulation method an analog-based modulation method that performs sinusoidal modulation by carrier comparison after forming a virtual DC link is described in Reference 1 (Jun Koyama, five others, "PWM cycloconverter WVF Online control ", IEEJ Transactions D, IEEJ, 1996, 116-6, pp.644-651). Further, a control method for solving current distortion, which is a problem in asynchronous output voltage command signal and carrier signal, is disclosed in Document 2 (Japanese Patent Laid-Open No. 11-341807).
  • an object of the present invention is to provide a matrix converter and a matrix converter control method capable of simplifying the circuit configuration of a control system that does not perform calculations such as ripple calculation and carrier amplitude modulation.
  • a matrix converter of the present invention provides:
  • a matrix converter for converting a three-phase AC input voltage into a predetermined three-phase AC output voltage
  • An output voltage command signal generator for generating an output voltage command signal for outputting the predetermined three-phase AC output voltage
  • a current conduction ratio generator for generating a signal representing a current conduction ratio based on a predetermined input current command signal
  • a PWM conversion signal generation unit that generates a PWM conversion signal based on the output voltage command signal and the carrier signal corrected by the signal correction unit;
  • a conversion unit that converts the three-phase AC input voltage into the predetermined three-phase AC output voltage based on the PWM conversion signal generated by the PWM conversion signal generation unit.
  • the signal correction is performed based on the output voltage command signal generated by the output voltage command signal generation unit and the signal representing the current flow ratio generated by the current flow ratio generation unit.
  • the output voltage command signal is corrected by the unit, and the PWM conversion signal generation unit generates the PWM conversion signal based on the corrected output voltage command signal and carrier signal.
  • the current conduction ratio generator is the input current command signal, and the output voltage
  • V * - ⁇ max (
  • the current flow ratio generation unit based on the input current command signal, causes the maximum phase current flow ratio, the maximum phase current flow ratio, and the intermediate phase current flow.
  • the virtual DC link voltage can be made a constant DC voltage by generating the sum with the ratio and correcting the output voltage command signal using the current conduction ratio.
  • ⁇ mid (,,) sin ( ⁇ / 6- ⁇ ) (when ⁇ / 6> ⁇ 0)
  • the current flow ratio generation unit when the current flow ratio generation unit generates the current flow ratio based on the input current command signal, it is further simplified by referring to the single sign table. Can be achieved.
  • the carrier signal is a triangular wave signal having a substantially constant amplitude.
  • the digital counter is controlled. Since it can be easily applied to a parator and the resolution of PWM modulation can be kept constant, it is suitable for digital control systems. In addition, by using a triangular wave signal suitable for PWM modulation as a carrier signal, a circuit for pulse width modulation can be simplified.
  • the carrier signal is a sawtooth signal having a substantially constant amplitude.
  • the digital counter can be easily applied to a comparator, and the resolution of PWM modulation can be made constant.
  • Suitable for digital control system Suitable for digital control system. Further, by using a sawtooth signal as a carrier signal, carrier generation and modulation processing can be simplified.
  • a holding unit for holding the output voltage command signal and power supply voltage information corrected by the signal correction unit
  • the holding unit updates the output voltage command signal and the power supply voltage information at the timing of the top of the carrier signal
  • the PWM conversion signal generation unit is based on the output voltage command signal and the power supply voltage information held by the holding unit! / Turn to generate the PWM conversion signal.
  • the timing at which the output voltage command signal and the power supply voltage information are updated is synchronized with the timing of the peak of the carrier signal, thereby avoiding the occurrence of current distortion and the control system configuration. Simplification is possible.
  • a control method of a matrix converter of the present invention includes:
  • the output Correcting the force voltage command signal by the signal correction unit Based on the output voltage command signal generated by the output voltage command signal generation unit and the signal indicating the current flow ratio generated by the current flow ratio generation unit, the output Correcting the force voltage command signal by the signal correction unit;
  • a step of generating a PWM conversion signal by a PWM conversion signal generation unit, and the PWM conversion generated by the PWM conversion signal generation unit A step of converting the three-phase alternating current input voltage into the predetermined three-phase alternating current output voltage by the converter based on the signal;
  • the signal correction unit performs the output voltage command signal generated by the output voltage command signal generation unit and the signal indicating the current flow ratio generated by the current flow ratio generation unit.
  • the output voltage command signal is corrected, and a PWM conversion signal is generated by the PWM conversion signal generator based on the corrected output voltage command signal and carrier signal.
  • the circuit configuration of the control system can be simplified without performing calculations such as ripple calculation and carrier amplitude modulation.
  • a possible matrix converter can be realized.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a conversion unit of a matrix converter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram of a control unit of the matrix converter.
  • FIG. 3 is a diagram showing waveforms at various parts of the matrix converter.
  • FIG. 4 is a diagram showing energization timing of the matrix converter.
  • FIG. 5 is a diagram showing timing at the time of signal update of the matrix converter.
  • Fig. 6 is a diagram showing timing at the time of signal update when distortion occurs.
  • FIG. 7 is a diagram showing a logic circuit of a pulse pattern circuit.
  • FIG. 8 is a block diagram of a control unit of a matrix converter of a comparative example.
  • FIG. 9 is a diagram showing waveforms at various parts of the matrix converter.
  • FIG. 10 is a diagram showing energization timing of the matrix converter.
  • FIG. 11 is a diagram showing a logic circuit of a pulse pattern circuit of the matrix converter.
  • FIG. 12 is a diagram showing timing at the time of signal update when distortion occurs.
  • FIG. 13 is a diagram showing the influence of each carrier state in each switching state.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a matrix converter according to an embodiment of the present invention. As shown in Fig. 1, the three-phase to three-phase matrix converter is connected to each phase of the three-phase power supply with three AC switches for each output phase, and can be changed by appropriately controlling the connection phase and time. Obtains voltage and variable frequency.
  • this matrix converter has switches S 1, S 2, S 3, S 5, S 5, S 5, S 5, S 5, S 5 and S 5 5
  • S and the switch S, S, S, S, S, S, S, S, S of the above converter 1 are signals for turning on and off ws wt ur us ut vr vs vt wr ws wt And a control unit 2 (shown in FIG. 2) for outputting.
  • the conversion unit 1 inputs the phase voltage V of the three-phase AC input voltage from the three-phase AC power supply 3 to one end of each of the switches S 1, S 2 and S, and outputs the phase voltage V of the three-phase AC input voltage.
  • phase voltage v of the three-phase AC input voltage is input to the ws t ut vt wt end of each of S 1, S 2 and S 3. Connect the other ends of the switches S 1, S 2 and S to the output terminals of the phase voltage v.
  • FIG. 2 is a block diagram of the control unit 2.
  • control unit 2 outputs the output voltage command signals V *, V *, V * and the input voltage V
  • a line voltage control command signal generation unit 11 as an example of an output voltage command signal generation unit that generates a line voltage control command signal based on u V w mid, and a current flow based on the input current command signal rst.
  • Current flow ratio generator 12 for calculating the current ratio, and the above line voltage control command signal generation Calculates the maximum phase + intermediate phase command signal and intermediate phase command signal based on the line voltage control command signal generated by unit 11 and the current flow ratio calculated by current flow ratio generation unit 12.
  • the command signal calculation unit 13 as an example of the signal correction unit to be updated, and the maximum phase + intermediate phase command signal and the intermediate phase command signal from the command signal calculation unit 13 are updated and held at the vertex timing of the carrier signal.
  • the SZH (sample hold) unit 14 and the carrier signal generation circuit 20 for generating the carrier signal are compared, and the maximum phase + intermediate phase command signal held by the SZH unit 14 is compared with the carrier signal, and
  • the carrier comparison unit 15 that compares the phase command signal and the carrier signal, and the power supply voltage phase information V, V, V and the reference voltage ⁇ at the timing of the carrier signal vertex from the carrier signal generation circuit 20
  • SZH (sample hold) unit 16 that updates and holds the comparison results from the carrier comparison unit 15 and the power supply voltage phase information V, V, V and reference voltage stored in the SZH unit 16
  • a pulse pattern generation unit 17 for generating a pulse pattern (PWM conversion signal).
  • the command signal calculation unit 13 is a maximum + intermediate phase command signal calculation unit that multiplies the line voltage control command signal from the line voltage control command signal generation unit 11 by a maximum + intermediate phase command signal. 13a and an intermediate phase command signal calculation unit 13b for multiplying the line voltage control command signal by an intermediate phase command signal.
  • the carrier comparison unit 15 and the pulse pattern generation unit 17 constitute a PWM conversion signal generation unit. Further, the SZH part 14 and the SZH part 16 constitute a holding part.
  • FIG. 8 shows a block diagram of the control unit of the matrix converter of the comparative example. Note that the matrix converter shown in FIG. 8 is described in order to facilitate understanding of the present invention, and is not a matrix converter of the present invention as well as known techniques and conventional techniques.
  • the control unit of the matrix converter of this comparative example generates a line voltage control command signal based on the output voltage command signals V *, V *, V * and the current distribution ratio a as shown in FIG.
  • the line voltage control command signal generator 101 to be operated and the voltage lip based on the input voltages V 1, V 2 Based on the voltage ripple calculation unit 102 that calculates the noise and the input current command signals i *, i *, i *
  • the current distribution ratio calculation unit 103 for calculating the current distribution ratio a, the line voltage control command signal generated by the line voltage control command signal generation unit 11 and the current distribution calculated by the current distribution ratio calculation unit 103
  • a command signal calculation unit 104 for calculating a maximum phase + intermediate phase command signal and a maximum phase command signal based on the rate a, and a carrier signal generation circuit 120 for generating the carrier signal.
  • the comparison result from the carrier comparison unit 105 that compares the maximum phase + intermediate phase command signal from the unit 104 with the carrier signal and the maximum phase command signal and the carrier signal, and the comparison result from the carrier comparison unit 15 above.
  • the switching unit 106 On the basis of the switching unit 106 that outputs the switching signal, and based on the Bas level switching signal from the switching unit 106, the voltage command phase information ⁇ r and the power supply voltage phase information from the line voltage control command signal generating unit 101 Report V, V, V updated And SZH 107 for holding Te, Top leveled max mid min from said switching unit 106
  • SZH unit 108 that updates and holds the reference voltage XZY based on the switching signal of the signal, the comparison result from the carrier comparison unit 15 and the voltage command phase information 0 r held in the SZH units 107 and 108, Based on power supply voltage phase information V, V, V voltage XZY
  • a pulse pattern generation unit 109 for generating a PWM conversion signal.
  • the carrier signal generation circuit 120 of the carrier comparison unit 105 performs amplitude modulation of the carrier signal based on the voltage ripple signal from the voltage ripple calculation unit 102.
  • Fig. 9 shows the waveforms of the respective parts according to the control method of the matrix converter of the comparative example.
  • the input power factor is 1 and the output frequency is the same as that of the power supply.
  • the polarity of the intermediate phase potential is reversed every phase angle of 60 degrees. Therefore, based on the polarity of the intermediate phase voltage (positive: region X, negative: region Y), the reference waveform (minimum phase in region X and maximum phase in region Y) should be changed. Considering the potential with respect to the waveform,
  • the method of allocating the command signal to the two signals is defined by the current distribution ratio, which is the ratio of the intermediate phase current to the maximum phase current.
  • the half cycle of the carrier signal is T, and the carrier signal The time from switching the top to the intermediate phase is
  • the time ratio connected to the maximum phase voltage and the intermediate phase voltage is obtained by the following equation.
  • the voltage command value for the maximum phase is multiplied by the current distribution ratio for the intermediate phase. Therefore, the average virtual DC link voltage is added to the maximum voltage by the intermediate voltage as the current distribution ratio. Defined.
  • the lowest voltage phase of the output voltage command signals v u *, v v *, v w * is the reference voltage V *
  • the voltage command that uses the phase as the reference voltage is V *.
  • the carrier signal is subjected to amplitude modulation with the average virtual DC link voltage to compensate for the pulsation, and then the two command signals are used to perform PWM modulation by carrier comparison at the energization timing shown in FIG. ing.
  • the gate pattern for the maximum, middle and minimum phases of one phase Are separated using the following logical expression:
  • a gate signal to each switch is assigned by the logic circuit based on the logic signal indicating the magnitude relationship of each phase.
  • modulation is performed by multiplying both the command signal and the carrier signal by a coefficient using the current distribution ratio a, so that there is a problem in that the control configuration and calculation are complicated. there were.
  • the ratio of the intermediate phase to the maximum phase is defined as the current distribution ratio.
  • the current is shunted at the normalized current value.
  • Fig. 3 shows that the maximum force phase showing the normal current waveform of the matrix converter of the present invention is shunted at C1, and the intermediate phase is shunted at C2. Since the maximum phase is 1 in the method of the above comparative example, multiplying by the coefficient 2Z3 so that it becomes 1 at the boundary between the region X and region Y, the flow ratio of each phase is expressed by the relationship of the following equation: It will be.
  • Maximum phase: ( ⁇ - ⁇ ) / ⁇
  • )... (4) Intermediate phase: n ;
  • )... (5) Maximum phase + 10 intermediate phases: ( ⁇ — ⁇ . / ') (6)
  • the lowest voltage phase of the output voltage command signals v u *, v v *, v * is the reference voltage V *
  • the output voltage command signal The voltage command using the phase with the highest voltage among the signals V *, v *, v * as the reference voltage is V *.
  • the maximum value of the flow ratio is 1.
  • the force that results from multiplying the above current ratio by the two potentials of the virtual DC link is the average virtual DC link voltage. As shown in Fig. 3 (1), a constant DC voltage is obtained. As in the comparative example, the carrier signal does not require amplitude modulation.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the above-described energization timing, and PWM modulation by carrier comparison is performed by the energization timing shown in FIG.
  • the power factor is assumed to be 1, and the phase voltage will be described.
  • phase angle range of 30 ° to 60 ° In the phase angle range of 30 ° to 60 °,
  • the matrix converter of the present invention shown in FIG. 2 has blocks relating to voltage ripple calculation and carrier amplitude modulation because the average virtual DC link voltage is constant compared to the matrix comparator of the comparative example of FIG. This is unnecessary and the configuration can be simplified.
  • Equations (4) and (6) are shown as blocks for obtaining the current flow ratio.
  • the phase angle ⁇ in the X region and Y region Using,
  • the voltage command is a two-phase modulation waveform, so the maximum phase and the intermediate phase of the voltage command are PWM-modulated, and the allocation to each phase is as follows.
  • the phase information ⁇ r is used.
  • the update timing is limited for the reference voltage XZY, the voltage command phase information ⁇ r, and the power supply voltage phase information V 1, V 2, and V as a countermeasure when the synchronization between the power supply frequency and the carrier frequency is not ensured.
  • FIG. 12 shows the timing at which distortion occurs when the matrix converter of the comparative example is asynchronous.
  • phase shift of the two-phase modulation waveform, and power supply voltage (current) Phase shift distortion occurs at the above three change points.
  • FIGS. 13 (a) to 13 (d) show the influence on the above change in each switching state (maximum, middle, minimum) of the carrier cycle.
  • a single-phase output is shown, and a phase in which only one phase is short-circuited with a thick line corresponds to a 120-degree conduction phase of a two-phase modulation waveform, and the other corresponds to any two phases.
  • the maximum, intermediate, and minimum voltages are the r-phase, s-phase, and t-phase.
  • the switching state does not change because both are the minimum phase.
  • the switching state does not change because both are the minimum phase.
  • the reference voltage XZY is turned on during the period when the mode is conducted to the maximum phase (Top). Is allowed to update the voltage command phase information ⁇ r and power supply voltage phase information V 1, V 2, and V during the period when switching to the minimum phase (Bas).
  • the update control uses two signal levels, an intermediate phase signal and a maximum phase signal, which complicates the configuration of the control system.
  • the signal input / output is controlled in synchronization with the timing of one PWM carrier cycle in order to match the signal delay time.
  • the signal wave S to be modulated is updated and held in synchronization with the timing of the peak of the carrier signal, the conduction to the minimum phase is achieved. In this state, the signal is switched.
  • the voltage command phase information ⁇ r and the power supply voltage phase information V 1, V 2, V correspond to the updatable timing.
  • the phase is included because the three-phase voltage command is used, and the update control of the phase information 0 r becomes unnecessary.
  • the peak type of the carrier signal V 1, V 2, V, the peak type of the carrier signal
  • the reference voltage XZY is also updated at the timing of the peak of the carrier signal. This corresponds to the minimum phase of the carrier signal at the apex timing, and in the conventional case, update control is performed using the level signal, so as shown in Figs. 6 (a) and (b), the input current distribution within the carrier period Is unbalanced. On the other hand, for the update in the maximum phase, as shown in Figs. Does not occur.
  • FIGS. 5 (a) and 5 (b) show changes in the switching state according to the update timing of the present invention.
  • the waveform update is performed at the peak timing of the carrier signal with respect to the minimum phase level signal, the switching state of the maximum phase and the minimum phase changes, but the symmetry of the waveform is ensured.
  • the current distribution in the carrier half cycle is equal.
  • update of the control information of the pulse pattern generation unit 17 in FIG. 2 can be configured using a circuit as shown in FIG. 7, for example.
  • the calculation required for the ripple calculation and the carrier amplitude modulation is made unnecessary by making the average virtual DC link voltage constant by the modulation method based on the input current conduction ratio.
  • the control system configuration can be simplified.
  • the matrix converter can be easily applied to a digital counter and a comparator, and the resolution of PWM modulation can be made constant, so that it is suitable for a digital control system.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

　所定の三相交流出力電圧を出力するための出力電圧指令信号を線間電圧制御指令信号生成部１１により生成すると共に、所定の入力電流指令信号に基づいて電流通流比を表す信号を電流通流比生成部１２により生成する。線間電圧制御指令信号生成部１１により生成された出力電圧指令信号および電流通流比生成部１２により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、出力電圧指令信号を指令信号演算部１３により補正して、補正された出力電圧指令信号およびキャリヤ信号に基づいて、ＰＷＭ変換信号をＰＷＭ変換信号生成部(１５,１７)により生成して、生成されたＰＷＭ変換信号に基づいて、変換部により三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換する。

Description

明 細 書
マトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法
技術分野
[0001] この発明は、マトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法に関し、 詳しくは、三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコン バータおよびマトリックスコンバータの制御方法に関する。
背景技術
[0002] インバータの代表的な主回路構成としては、整流回路と平滑回路を介して商用交 流を直流に変換し、電圧形変換器により交流出力を得る間接形交流電力変換回路 が一般に用いられている。一方、交流電圧から直接交流出力を得る方式としては、マ トリックスコンバータを代表とする直接形交流電力変換装置が知られており、商用周 波数による電圧脈動を平滑する大型のコンデンサやリアタトルが不要となることから、 変換器の小型化が期待でき、次世代の電力変換器として近年注目されつつある。
[0003] 三相一三相マトリックスコンバータは、三相交流入力電圧を直接スイッチングするこ とにより、可変電圧、可変周波数の交流出力電圧を得るものである。代表的な変調方 式としては、仮想的な直流リンクを形成した上でキヤリャ比較により正弦波変調を行う アナログベースの変調方式が文献 1 (小山純著、他 5名、「PWMサイクロコンバータ の WVFオンライン制御」、電気学会論文誌 D、電気学会、 1996年、 116卷 6号、 pp .644-651)に提案されている。また、出力電圧指令信号とキヤリャ信号の非同期にお ける問題である電流歪を解決する制御方式が文献 2 (特開平 11 - 341807号公報） に開示されている。
[0004] 文献 1,文献 2の制御方式は何れも、最大相電流に対する中間相電流の比率である 電流分配率なる変数を導入し、出力電圧指令信号とキヤリャ信号の双方に係数を乗 じる振幅変調を基本としており、さらに、文献 2の制御方式は、キヤリャ非同期時の電 流歪を回避するために、情報更新部なるスイッチングパターンの切り替えを抑制する 制御を 2段階で行っている。このため、上記文献 1,文献 2のマトリックスコンバータで は、制御構成や演算が複雑ィ匕するという問題がある。 発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] そこで、この発明の課題は、リップル演算やキヤリャ振幅変調などの演算を行うこと なぐ制御系の回路構成を簡略ィ匕できるマトリックスコンバータおよびマトリックスコン バータの制御方法を提供することにある。
課題を解決するための手段
[0006] 上記課題を解決するため、この発明のマトリックスコンバータは、
三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコンバータ であって、
上記所定の三相交流出力電圧を出力するための出力電圧指令信号を生成する出 力電圧指令信号生成部と、
所定の入力電流指令信号に基づいて電流通流比を表す信号を生成する電流通流 比生成部と、
上記出力電圧指令信号生成部により生成された上記出力電圧指令信号および上 記電流通流比生成部により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、上記出 力電圧指令信号を補正する信号補正部と、
上記信号補正部により補正された上記出力電圧指令信号およびキヤリャ信号に基 づ!ヽて、 PWM変換信号を生成する PWM変換信号生成部と、
上記 PWM変換信号生成部により生成された上記 PWM変換信号に基づ ヽて、上 記三相交流入力電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換する変換部と を備えたことを特徴とする。
[0007] 上記構成によれば、上記出力電圧指令信号生成部により生成された出力電圧指 令信号および電流通流比生成部により生成された電流通流比を表す信号に基づい て、上記信号補正部により出力電圧指令信号を補正し、その補正された出力電圧指 令信号およびキヤリャ信号に基づ 、て、 PWM変換信号生成部により PWM変換信 号を生成する。このような入力電流通流比による変調方式により、平均仮想直流リン ク電圧を一定にすることによって、リップル演算やキヤリャ振幅変調などの演算を行う ことなぐ制御系の回路構成を簡略ィ匕できる。 [0008] また、一実施形態のマトリックスコンバータでは、
上記電流通流比生成部は、上記入力電流指令信号を とし、上記出力電圧
r s t
指令信号のうちの最も電圧が低い相または最も電圧が高い相を基準電圧とする電圧 指令を V *としたとき、最大相の上記電流通流比を、
s
, 2 | I * ι I * ι
V„ mid( L L /' )
V3
により生成し、最大相の上記電流通流比と中間相の上記電流通流比との和を、 V* -η= max( |/"* |, |/'* |, |/'* I ) により生成する。
[0009] 上記実施形態によれば、上記入力電流指令信号に基づいて、電流通流比生成部 により上記最大相の電流通流比および上記最大相の電流通流比と中間相の電流通 流比との和を生成し、その電流通流比を用いて、出力電圧指令信号を補正すること によって、仮想直流リンク電圧を一定の直流電圧にすることが可能となる。
[0010] また、一実施形態のマトリックスコンバータでは、
上記電流通流比生成部は、上記入力電流指令信号を r s tとし、上記出力電圧 指令信号に対する上記入力電流指令信号を i *,i *,i *の位相角を Φとしたとき、
2 2
厂 mid ( ， ， ） = sin( ^/6 - ^) ( τ/6 > ≥ 0のとき）
V3 3
(π/3 > ≥ π/6のとさ)
Figure imgf000005_0001
2 :( /'* /'* I 2
， / * I) = 1— (sin φ + sin( π/ 6 - ))
3
により上記電流通流比を生成する。
[0011] 上記実施形態によれば、上記入力電流指令信号に基づいて、電流通流比生成部 が電流通流比を生成するとき、単一のサインテーブルを参照することで、さらに簡易 ィ匕を図ることができる。
[0012] また、一実施形態のマトリックスコンバータでは、上記キヤリャ信号は、振幅が略一 定の三角波状の信号である。
[0013] 上記実施形態によれば、キヤリャ振幅が一定であるため、ディジタルカウンタゃコン パレータへの適用が容易にでき、 PWM変調の分解能を一定とすることができるため 、ディジタル制御系に適する。また、 PWM変調に適した三角波状の信号をキヤリャ 信号に用いることによって、パルス幅変調のための回路を簡略ィ匕できる。
[0014] また、一実施形態のマトリックスコンバータでは、上記キヤリャ信号は、振幅が略一 定の鋸波状の信号である。
[0015] 上記実施形態によれば、キヤリャ振幅が一定であるため、ディジタルカウンタゃコン パレータへの適用が容易にでき、 PWM変調の分解能を一定とすることができるため
、ディジタル制御系に適する。また、鋸波状の信号をキヤリャ信号に用いることによつ て、キヤリャ生成や変調処理が簡素化できる。
[0016] また、一実施形態のマトリックスコンバータでは、
上記信号補正部により補正された上記出力電圧指令信号および電源電圧情報を 保持する保持部を備え、
上記保持部は、上記キヤリャ信号の頂点のタイミングで上記出力電圧指令信号お よび上記電源電圧情報を更新し、
上記 PWM変換信号生成部は、上記保持部により保持された上記出力電圧指令 信号および上記電源電圧情報に基づ！/ヽて、上記 PWM変換信号を生成する。
[0017] 上記実施形態によれば、出力電圧指令信号や電源電圧情報が更新されるタイミン グがキヤリャ信号の頂点のタイミングに同期することによって、電流歪の発生を回避 すると共に、制御系構成の簡易化が可能となる。
[0018] この発明のマトリックスコンバータの制御方法は、
三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコンバータ の制御方法であって、
上記所定の三相交流出力電圧を出力するための出力電圧指令信号を出力電圧指 令信号生成部により生成するステップと、
所定の入力電流指令信号に基づいて電流通流比を表す信号を電流通流比生成 部により生成するステップと、
上記出力電圧指令信号生成部により生成された上記出力電圧指令信号および上 記電流通流比生成部により生成された電流通流比を表す信号に基づいて、上記出 力電圧指令信号を信号補正部により補正するステップと、
上記信号補正部により補正された上記出力電圧指令信号およびキヤリャ信号に基 づ 、て、 PWM変換信号を PWM変換信号生成部により生成するステップと、 上記 PWM変換信号生成部により生成された上記 PWM変換信号に基づいて、変 換部により上記三相交流入力電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換するステ ップと
を有することを特徴とする。
[0019] 上記構成よれば、上記出力電圧指令信号生成部により生成された出力電圧指令 信号および電流通流比生成部により生成された電流通流比を表す信号に基づいて 、上記信号補正部により出力電圧指令信号を補正し、その補正された出力電圧指令 信号およびキヤリャ信号に基づ 、て、 PWM変換信号生成部により PWM変換信号 を生成する。このような入力電流通流比による変調方式により、平均仮想直流リンク 電圧を一定にすることによって、リップル演算やキヤリャ振幅変調などの演算を行うこ となぐ制御系の回路構成を簡略ィ匕できる。
発明の効果
[0020] 以上より明らかなように、この発明のマトリックスコンバータおよびマトリックスコンパ ータの制御方法によれば、リップル演算やキヤリャ振幅変調などの演算を行うことなく 、制御系の回路構成を簡略ィ匕できるマトリックスコンバータを実現することができる。 図面の簡単な説明
[0021] [図 1]図 1はこの発明の実施の一形態のマトリックスコンバータの変換部の構成図であ る。
[図 2]図 2は上記マトリックスコンバータの制御部のブロック図である。
[図 3]図 3は上記マトリックスコンバータの各部の波形を示す図である。
[図 4]図 4は上記マトリックスコンバータの通電タイミングを示す図である。
[図 5]図 5は上記マトリックスコンバータの信号更新時のタイミングを示す図である。
[図 6]図 6は歪が発生する信号更新時のタイミングを示す図である。
[図 7]図 7はパルスパターン回路の論理回路を示す図である。
[図 8]図 8は比較例のマトリックスコンバータの制御部のブロック図である。 [図 9]図 9は上記マトリックスコンバータの各部の波形を示す図である。
[図 10]図 10は上記マトリックスコンバータの通電タイミングを示す図である。
[図 11]図 11は上記マトリックスコンバータのパルスパターン回路の論理回路を示す図 である。
[図 12]図 12は歪が発生する信号更新時のタイミングを示す図である。
[図 13]図 13はキヤリャ周期の各スイッチング状態における影響について示す図であ る。
発明を実施するための最良の形態
[0022] 以下、この発明のマトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法を 図示の実施の形態により詳細に説明する。
[0023] 図 1はこの発明の一実施の形態のマトリックスコンバータの構成図である。図 1に示 すように、三相一三相マトリックスコンバータは出力相毎に三個の交流スィッチで三相 電源の各相に接続されており、接続相、時間を適宜制御することにより、可変電圧、 可変周波数を得るものである。
[0024] このマトリックスコンバータは、図 1に示すように、スィッチ S ,S ,S ,S ,S ,S ,S ,S
ur us ut vr vs vt wr
,S からなる変換部 1と、上記変換部 1のスィッチ S ,S ,S ,S ,S ,S ,S ,S ,S を ws wt ur us ut vr vs vt wr ws wt オンオフするための信号を出力する制御部 2(図 2に示す)とを備えている。
[0025] 上記変換部 1は、三相交流電源 3からの三相交流入力電圧のうちの相電圧 Vをスィ ツチ S ,S ,S 夫々の一端に入力し、三相交流入力電圧のうちの相電圧 vを S ,S , ur vr wr s us vs
S 夫々の一端に入力し、三相交流入力電圧のうちの相電圧 vを S ,S ,S 夫々の一 ws t ut vt wt 端に入力している。上記スィッチ S ,S ,S の他端を相電圧 vの出力端子に夫々接
ur us ut u
続する一方、スィッチ S ,S ,S の他端を相電圧 vの出力端子に夫々接続し、スイツ
vr vs vt r
チ S ,S ,S の他端を相電圧 vの出力端子に夫々接続している。
wr ws wt w
[0026] また、図 2は上記制御部 2のブロック図を示している。
[0027] 上記制御部 2は、図 2に示すように、出力電圧指令信号 V *,V *,V *と入力電圧 V
u V w mid に基づいて、線間電圧制御指令信号を生成する出力電圧指令信号生成部の一例と しての線間電圧制御指令信号生成部 11と、入力電流指令信号 r s tに基づいて 電流通流比を演算する電流通流比生成部 12と、上記線間電圧制御指令信号生成 部 11により生成された線間電圧制御指令信号と電流通流比生成部 12により演算さ れた電流通流比に基づいて、最大相 +中間相の指令信号および中間相の指令信 号を演算する信号補正部の一例としての指令信号演算部 13と、上記指令信号演算 部 13からの最大相 +中間相の指令信号および中間相の指令信号をキヤリャ信号の 頂点のタイミングで更新して保持する SZH (サンプルホールド)部 14と、上記キヤリャ 信号を生成するキヤリャ信号生成回路 20を有し、上記 SZH部 14により保持された 最大相 +中間相の指令信号とキヤリャ信号とを比較すると共に、中間相の指令信号 とキヤリャ信号とを比較するキヤリャ比較部 15と、上記キヤリャ信号生成回路 20から のキヤリャ信号の頂点のタイミングで電源電圧相情報 V ,V ,V と基準電圧 ΧΖΥ
max mid min
を更新して保持する SZH (サンプルホールド)部 16と、上記キヤリャ比較部 15からの 比較結果および SZH部 16に保持された電源電圧相情報 V ,V ,V と基準電圧
max mid min
X/Yに基づいて、変換部 1の S ,S ,S ,S ,S ,S ,S ,S ,S をオンオフするための
ur us ut vr vs vt wr ws wt
パルスパターン (PWM変換信号)を生成するパルスパターン生成部 17とを備えて ヽ る。
[0028] 上記指令信号演算部 13は、上記線間電圧制御指令信号生成部 11からの線間電 圧制御指令信号に最大 +中間相の指令信号を乗算する最大 +中間相指令信号演 算部 13aと、上記線間電圧制御指令信号に中間相の指令信号を乗算する中間相指 令信号演算部 13bとを有して 、る。
[0029] 上記キヤリャ比較部 15とパルスパターン生成部 17で PWM変換信号生成部を構成 している。また、上記 SZH部 14と SZH部 16で保持部を構成している。
[0030] 〔比較例〕
図 8は比較例のマトリックスコンバータの制御部のブロック図を示している。なお、図 8に示すマトリックスコンバータは、この発明を理解しやすくするために説明するもの であって、公知技術や従来技術ではなぐまた、この発明のマトリックスコンバータで はない。
[0031] この比較例のマトリックスコンバータの制御部は、図 8に示すように、出力電圧指令 信号 V *,V *,V *と電流分配率 aに基づいて、線間電圧制御指令信号を生成する線 間電圧制御指令信号生成部 101と、入力電圧 V ,V ,V に基づいて、電圧リップ ルを演算する電圧リップル演算部 102と、入力電流指令信号 i *,i *,i *に基づいて
max mm min
電流分配率 aを演算する電流分配率演算部 103と、上記線間電圧制御指令信号生 成部 11により生成された線間電圧制御指令信号と電流分配率演算部 103により演 算された電流分配率 aに基づいて、最大相 +中間相の指令信号および最大相の指 令信号を演算する指令信号演算部 104と、上記キヤリャ信号を生成するキヤリャ信号 生成回路 120を有し、上記指令信号演算部 104からの最大相 +中間相の指令信号 とキヤリャ信号とを比較すると共に、最大相の指令信号とキヤリャ信号とを比較するキ ャリャ比較部 105と、上記キヤリャ比較部 15からの比較結果に基づいて、切換信号 を出力する切換部 106と、上記切換部 106からの Basレベルの切換信号に基づいて 、線間電圧制御指令信号生成部 101からの電圧指令位相情報 Θ rと電源電圧相情 報 V ,V ,V を更新して保持する SZH部 107と、上記切換部 106からの Topレべ max mid min
ルの切換信号に基づいて、基準電圧 XZYを更新して保持する SZH部 108と、上 記キヤリャ比較部 15からの比較結果および SZH部 107, 108に保持された電圧指 令位相情報 0 rと電源電圧相情報 V ,V ,V 電圧 XZYに基づいて、
max mia minと基準 変換 部のスィッチ S ,S ,S ,S ,S ,S ,S ,S ,S をオンオフするためのパルスパターン（
ur us ut vr vs vt wr ws wt
PWM変換信号)を生成するパルスパターン生成部 109とを備えている。
[0032] 上記キヤリャ比較部 105のキヤリャ信号生成回路 120は、電圧リップル演算部 102 からの電圧リップル信号に基づ!/、て、キヤリャ信号の振幅変調を行う。
[0033] 図 9は上記比較例のマトリックスコンバータの制御方式による各部波形を示したもの であり、ここでは簡単のために入力力率は 1、出力周波数は電源と同一のものとして いる。ここで、三相交流電位の大小関係についてみると、中間相電位は位相角 60度 毎に極性が反転している。そこで、中間相電圧の極性 (正:領域 X、負：領域 Y)に基づ き、基準波形 (領域 Xのときは最小相、領域 Yのときは最大相)を変更するものとし、基 準波形に対する電位を考えると、
X ： E max = V max - V mi .n ,， E rai Ad = V rai Ad - V mi .n
Y ： E max = V mi■n - V max , , E mi„d = V mi Ad - V max
2つの電位が得られることが分かる。
[0034] 一方、指令信号につ 、ては、最小相で三相電圧指令を除した二相変調波形が用 いられており、領域 Yにおいては電位が負となるため、極性を反転し、最大相で除し た波形に切り替えている。このようにして、出力電圧極性の整合を図ることから、結果 として仮想直流リンク電圧を次式の関係とし、図 9(b)に示す 2つの電位による脈流を 変調することとなる。
Figure imgf000011_0001
maxノ
[0035] 次に、指令信号を 2つの信号に割り振る方法については、最大相電流に対する中 間相電流の比率である電流分配率にて定義されており、キヤリャ信号の半周期を T、 キヤリャ信号の頂点から中間相にスイッチングするまでの時間を Τ、キヤリャ信号の
0
頂点から最大相にスイッチングするまでの時間を Τとしたとき、電流分配率 aは、
1
a = C2/C1
ci = τ -τλ
C2 = T「T0 で表される。なお、ここでは力率 1で表しているため、図 9(a)では相電圧の比率として いる。
[0036] 最大相電圧、中間相電圧に接続される時比率が次式により求められる。ここで、最 大相に対しては電圧指令値、中間相に対しては電流分配率を乗じた値として 、るた め、平均仮想直流リンク電圧を最大電圧に中間電圧が電流分配率で加えられたもの と定義している。
最大相 { Τ - Τγ = vs (1) 中間相 = a V* (2) 最大相十中間相 (τ -τα = ( l + a (3) キヤリャ振幅 Κ„, = Ε. + αΕ m, id
[0037] ここで、領域 χのときは、出力電圧指令信号 vu*,vv*,vw*のうちの最も電圧が低い相 を基準電圧 V *とし、領域 Yのときは、出力電圧指令信号 V *,V *,V *のうちの最も電 圧が高！ヽ相を基準電圧とする電圧指令を V *とする。
[0038] このため、キヤリャ信号を平均仮想直流リンク電圧で振幅変調を行うことで脈動を補 償した上で、 2つの指令信号により、図 10に示す通電タイミングによりキヤリャ比較に よる PWM変調を行っている。ここで、一相分の最大、中間、最小相へのゲートパター ンは次の論理式を用いて分離される。
最大相 ： X = (Vtn < V* )
最小相 ： 1 = (Vtn > {\ + a)V* )
中間相 ： ； Γ = ( u Z)
[0039] このとき、接続すべき入力相については、図 11に示すように、各相の大小関係を示 すロジック信号に基づいて論理回路により各スィッチへのゲート信号が割り振られる。
[0040] 上記比較例のマトリックスコンバータでは、電流分配率 aを用いて、指令信号とキヤリ ャ信号の双方に係数を乗じることにより変調を行うため、制御構成や演算が複雑ィ匕 するという問題があった。
[0041] 上記比較例のマトリックスコンバータにおいては、最大相に対する中間相の比率を 電流分配率として定義して 、たが、この発明では正規化した電流値にて分流するも のとする。
[0042] 図 3にこの発明のマトリックスコンバータの正規ィ匕電流波形を示す力 最大相につ いては C1にて、中間相については C2にて分流するものと考える。上記比較例の方 式が最大相を 1としているため、領域 X,領域 Yの境界において 1となるように係数 2Z 3を乗じると、各相の通流比は次式の関係で表されることとなる。 最大相 ： （Γ - Τ )/ Γ = | ) … (4) 中間相 ： n = ；|) … (5) 最大相十中間相 ： (τ—Τ。 = /' ) · · · (6)
Figure imgf000012_0001
[0043] ここで、領域 xのときは、出力電圧指令信号 vu*,vv*,v *のうちの最も電圧が低い相 を基準電圧 V *とし、領域 Yのときは、出力電圧指令信号 V *,v *,v *のうちの最も電 圧が高い相を基準電圧とする電圧指令を V *とする。また、最大相と中間相の通流比 の和力 を超えるが、仮想直流リンク電圧波形より、最大電圧指令の電圧制御率は、 cos 30° = - ^
2
であるため、結果的には通流比の最大値は 1となる。 [0044] 以上の通流比を仮想直流リンクの 2つ電位に乗じた結果が平均仮想直流リンク電 圧となる力 図 3(1)に示すように、一定の直流電圧が得られるため、上記比較例のよう に、キヤリャ信号の振幅変調が不要であることが分力る。
[0045] 図 4は上記の通電タイミングを説明するための図を示しており、図 4に示す通電タイ ミングによりキヤリャ比較による PWM変調を行っている。
[0046] 次に、この発明の方式により変調波形が比較例と同じ結果が得られることを示す。
なお、ここでは力率 1であるものとし、相電圧にて説明する。
[0047] 位相角 30° 〜60° の区間においては、
1
= V -V . = V - = (cos ΘΓ - cos 0t ) = COS φ
E = V -V . = V -V, = cos θ3 - cos 0t ) = cos - π/ 3)
Figure imgf000013_0001
となる。ここで、
cos (
a ―
cosi r
φ = θ-π/6
Vr = -^cos 0r = -^cos Θ
Figure imgf000013_0002
丁， 1 1 2π
= cos ft =^cos(( +—— )
f 3 3
であるから、（1)式について変形すると、
1
, cos θν f f / 、
cos φ + ― cos( ψ - π/ 3)
cos
cos θ"
cos ΘΓ cos φ + cos θ cos — π/ 3)
cos ΘΓ
sin( π/ 3— cos φ + ηφ cos( φ - π/ 3)
2 cos
sin^/3 + sin( π/ - 29) + sin( 29 - π/3) + sin π/3 2
cos θ^. [0048] 従って、中間相通流比は、
a 1
cos θ. となり、最大相と中間相の通流比の和は、 cos υ. となり、（4)式、（5)式、（6)式と一致する。
[0049] 図 2に示すこの発明のマトリックスコンバータは、図 8の比較例のマトリックスコンパ一 タと比較して、平均仮想直流リンク電圧が一定となるために電圧リプル演算、キヤリャ 振幅変調に関するブロックが不要であり、構成が簡素化できる。
[0050] ここで、電流通流比を求めるブロックとして (4)式、（6)式を示しているが、中間値、最 大値の算出において、 X領域内、 Y領域内の位相角 φを用いて、
-^ mid( |；|, | |, |；|) = sin( /6— （ r/6 > ≥ 0のとき）
(7)
= -^ sin ^ ( r/3 > > τ/6のとき）
V3
2 2
max(； , , \if ) = 1 - -η= { &ιη + sin( π/ 6 - )) · ·■ (8、 V3 V3
として、単一のサインテーブルを参照することで、さらに、簡易化を図ることができる。
[0051] また、ここでは力率 1の場合についてのみ示しており、領域 ΧΥの切換えを電源電 圧 (三相交流入力電圧)の中間相の極性を基準に行っているが、入力力率を可変す る場合、位相差を加えた中間相の位相で切替えることで力率制御も可能である。
[0052] 図 8の比較例のマトリックスコンバータにおいては、電圧指令が二相変調波形であ るため、電圧指令のうちの最大相と中間相を PWM変調しており、各相への割り振り について、位相情報 Θ rを用いて行っている。また、電源周波数とキヤリャ周波数の 同期が確保されない場合の対応として、基準電圧 XZY、電圧指令位相情報 Θ r、電 源電圧相情報 V ,V ,V に対して、更新タイミングを制限している。
max mid min
[0053] 図 12は上記比較例のマトリックスコンバータが非同期の場合において、歪が発生 するタイミングを示したものであり、基準電圧の変化、二相変調波形の移相、電源電 圧 (電流)における移相、以上 3つの変化点に対して歪が発生する。 [0054] 図 13(a)〜(d)はキヤリャ周期の各スイッチング状態 (最大、中間、最小)における、上 記変化への影響について示している。ここでは、簡単のために単相出力で示しており 、一相のみが太線で短絡される相は二相変調波形の 120度通電相、他方が何れか の二相に相当する。また、初期状態として、最大、中間、最小電圧は r相、 s相、 t相で あるちのとする。
[0055] (1) 最大相に導通している状態 (図 13(b)に示す）
基準電圧 XZYが変化すると U相、 V相の電圧指令値を反転させるとともに、 r相、 t 相のスイッチング信号を入れ替えるため、 X(+_)から Y(-+)へ状態は変化するが、 U相 、 V相ともに最大、最小相へのスイッチング状態は変化しない。
[0056] 電圧指令位相情報 Θ rが移相することにより、導通相とスイッチング相が変化した場 合についてみると、 U相、 V相が入れ替わることにより、 X(+_)から X(-+)へ状態は変化 し、 r相から、 t相へ出力が変化する。
[0057] 電源電圧相情報 V ,V ,V については、入力電圧の最大相と、中間相が入れ替
max mm min
わった場合 (r相 相)、 U相の導通するスィッチが S力 S へ変化する。
ur us
[0058] (2) 中間相に導通している状態 (図 13(c)に示す）
基準電圧 XZYが変化すると X(+_)から Y(-+)へ状態が変化し、 U相、 V相ともにスィ ツチング状態が変化する。
[0059] 電圧指令位相情報 Θ rが移相することにより、 X(+_)から X(-+)へ状態は変化し、 U 相、 V相ともにスイッチング状態が変化する。
[0060] 電源電圧相情報 V ,V ,V については、入力電圧の最大相と、中間相が入れ替
max mm min
わった場合、 U相の導通するスィッチが S 力 S へ変化する。
us ur
[0061] (3) 最小相に導通している状態 (図 13(d)に示す）
基準電圧 XZYが変化すると X(+_)から Y(-+)へ状態は変化し、 U相、 V相ともにスィ ツチング状態が変化する。
[0062] 電圧指令位相情報 Θ rが移相することにより、 X(+_)から X(-+)へ状態は変化するが
、ともに最小相であるためにスイッチング状態は変化しな 、。
[0063] 電源電圧相情報 V ,V ,V については、入力電圧の最大相と、中間相が入れ替
max mm min
わった場合、ともに最小相であるためにスイッチング状態は変化しな 、。 [0064] 以上のように、上記比較例のマトリックスコンバータでは、各信号の変化によりスイツ チングが変化しな 、モードが存在するため、最大相 (Top)に導通して 、る期間に基準 電圧 XZYを、最小相 (Bas)にスイッチングしている期間では電圧指令位相情報 Θ r、 電源電圧相情報 V ,V ,V の更新を許可し、キヤリャ周期内での電流分配のバラ
max mid min
ンスを確保している。また、上記の更新期間は電源最大相 (Top)への通電期間が最 短となる電圧指令中間相信号と、電源最小相 (Bas)への通電期間が最短となる電圧 指令最大相信号を用いて!/、る。
[0065] 上記比較例のマトリックスコンバータにおいては、電圧指令が二相変調波形である ために、三相電圧指令を用いず、最大相と中間相のみを PWM変調し、各相への割 り振りについて位相情報 Θ rを用いて行っている。このため、非同期による歪回避の ために更新制限される、基準電圧 XZYや電源電圧相情報 (V ,V ,V )に加えて
max mia min
、位相情報についても更新制限を行う必要がある。また、更新の制御には中間相信 号、最大相信号の 2つの信号レベルを用いるため、制御系の構成が複雑となる問題 がある。
[0066] インバータのディジタル制御にぉ 、ては、信号の遅れ時間の整合を取るため、信号 の入出力は PWMキヤリャ一周期のタイミングに同期して制御される。
[0067] ここで、この発明のマトリックスコンバータでは、図 5に示すように、変調される信号波 力 Sキヤリャ信号の頂点のタイミングで同期して更新、保持されるものとすると、最小相 に導通している状態で信号が切り替わることとなる。ここでは、電圧指令位相情報 Θ r 、電源電圧相情報 V ,V ,V が更新可能なタイミングに相当するが、この発明の
max mia min
場合、三相電圧指令を用いることから位相が含まれており、位相情報 0 rの更新制御 が不要となる。電源電圧相情報 V ,V ,V については、キヤリャ信号の頂点のタイ
max mid min
ミングで同期して更新する。
[0068] また、この発明の場合、基準電圧 XZYにつ ヽてもキヤリャ信号の頂点のタイミング にて更新する。キヤリャ信号の頂点のタイミングにおいては最小相に相当し、従来の 場合、レベル信号にて更新制御が行われるため、図 6(a),(b)に示すようにキヤリャ周 期内の入力電流分配にアンバランスが生じる。一方、最大相での更新については図 6(c),(d)に示すように、基準電圧 XZYの切換えに対するスイッチング状態の変化が 発生しない。
[0069] この発明の更新タイミングによるスイッチング状態の変化を図 5(a),(b)に示す。ここで は、最小相レベル信号に対して、キヤリャ信号の頂点のタイミングにて波形更新を行 うために、最大相、最小相のスイッチング状態は変化するが、波形の対称性は確保さ れており、最大相での更新波形と比較して、キヤリャ半周期の電流分配は等しいこと が分かる。
[0070] 以上のように、基準電圧 XZYおよび電源電圧相情報 V ,V ,V の更新を、電圧
max mid min
指令が更新、保持されるキヤリャ信号の頂点のタイミングで同期することで電流歪の 発生を回避すると共に、制御系構成の簡易化が可能となる。
[0071] なお、図 2のパルスパターン発生部 17の制御情報の更新は、例えば図 7に示すよう な回路を用いて構成できる。
[0072] 上記実施の形態のマトリックスコンバータによれば、入力電流通流比による変調方 式により、平均仮想直流リンク電圧を一定とすることによって、リプル演算、キヤリャ振 幅変調に要する演算を不要とし、制御系構成の簡素化を可能とする。
[0073] また、上記マトリックスコンバータでは、キヤリャ振幅が一定であるため、ディジタル カウンタ、コンパレータへの適用が容易であり、 PWM変調の分解能を一定とすること ができるため、ディジタル制御系に適する。
[0074] また、上記マトリックスコンバータでは、キヤリャ山のタイミングで、出力電圧指令、電 源電圧 (電流)情報を更新、保持する簡易構成にて三相交流入力電圧とキヤリャ周期 が非同期の場合においても、入力電流歪が低減できる。

Claims

請求の範囲
[1] 三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコンバータ であって、
上記所定の三相交流出力電圧を出力するための出力電圧指令信号を生成する出 力電圧指令信号生成部 (11)と、
所定の入力電流指令信号に基づいて電流通流比を表す信号を生成する電流通流 比生成部 (12)と、
上記出力電圧指令信号生成部 (11)により生成された上記出力電圧指令信号およ び上記電流通流比生成部 ( 12)により生成された電流通流比を表す信号に基づ!/、て 、上記出力電圧指令信号を補正する信号補正部 (13)と、
上記信号補正部 (13)により補正された上記出力電圧指令信号およびキヤリャ信号 に基づ!/ヽて、 PWM変換信号を生成する PWM変換信号生成部 (15, 17)と、 上記 PWM変換信号生成部 (15,17)により生成された上記 PWM変換信号に基づ いて、上記三相交流入力電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変換する変換部（ 1)と
を備えたことを特徴とするマトリックスコンバータ。
[2] 請求項 1に記載のマトリックスコンバータにおいて、
上記電流通流比生成部 (12)は、上記入力電流指令信号を とし、上記出力
r s t
電圧指令信号のうちの最も電圧が低い相または最も電圧が高い相を基準電圧とする 電圧指令を V *としたとき、最大相の上記電流通流比を、
Figure imgf000018_0001
により生成し、最大相の上記電流通流比と中間相の上記電流通流比との和を、
V* )
Figure imgf000018_0002
により生成することを特徴とするマトリックスコンバータ。
[3] 請求項 1に記載のマトリックスコンバータにおいて、
上記電流通流比生成部 (12)は、上記入力電流指令信号を とし、上記出力
r s t 電圧指令信号に対する上記入力電流指令信号を i *,i *,i *の位相角を φとしたとき、
2 2
mid ( ， ， ） = —ύη(π/6 - ) /6 > ø≥ 0のとき）
V3 3
= -^sin φ (π/3 > ≥ π/6のとき）
V3
(sin φ + sin( π/ t - ))
Figure imgf000019_0001
により上記電流通流比を生成することを特徴とするマトリックスコンバータ。
[4] 請求項 1に記載のマトリックスコンバータにおいて、
上記キヤリャ信号は、振幅が略一定の三角波状の信号であることを特徴とするマトリ ックスコンバータ。
[5] 請求項 1に記載のマトリックスコンバータにおいて、
上記キヤリャ信号は、振幅が略一定の鋸波状の信号であることを特徴とするマトリツ タスコンバータ。
[6] 請求項 4に記載のマトリックスコンバータにおいて、
上記信号補正部 (13)により補正された上記出力電圧指令信号および電源電圧情 報を保持する保持部 (14, 16)を備え、
上記保持部 (14, 16)は、上記キヤリャ信号の頂点のタイミングで上記出力電圧指令 信号および上記電源電圧情報を更新し、
上記 PWM変換信号生成部 (15, 17)は、上記保持部 (14, 16)により保持された上記 出力電圧指令信号および上記電源電圧情報に基づ 、て、上記 PWM変換信号を生 成することを特徴とするマトリックスコンバータ。
[7] 三相交流入力電圧を所定の三相交流出力電圧に変換するマトリックスコンバータ の制御方法であって、
上記所定の三相交流出力電圧を出力するための出力電圧指令信号を出力電圧指 令信号生成部 (11)により生成するステップと、
所定の入力電流指令信号に基づいて電流通流比を表す信号を電流通流比生成 部 (12)により生成するステップと、
上記出力電圧指令信号生成部 (11)により生成された上記出力電圧指令信号およ び上記電流通流比生成部 ( 12)により生成された電流通流比を表す信号に基づ!/、て 、上記出力電圧指令信号を信号補正部 (13)により補正するステップと、
上記信号補正部 (13)により補正された上記出力電圧指令信号およびキヤリャ信号 に基づいて、 PWM変換信号を PWM変換信号生成部 (15,17)により生成するステツ プと、
上記 PWM変換信号生成部 (15,17)により生成された上記 PWM変換信号に基づ いて、変換部 (1)により上記三相交流入力電圧を上記所定の三相交流出力電圧に変 換するステップと
を有することを特徴とするマトリックスコンバータの制御方法。
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