WO2006028136A1 - アンテナ装置、該アンテナ装置を用いたアレーアンテナ装置、モジュール、モジュールアレー、およびパッケージモジュール - Google Patents

アンテナ装置、該アンテナ装置を用いたアレーアンテナ装置、モジュール、モジュールアレー、およびパッケージモジュール Download PDF

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Tomohiro Seki
Kenjiro Nishikawa
Naoki Honma
Kouichi Tsunekawa
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    • H01L2924/15321—Connection portion the connection portion being formed on the die mounting surface of the substrate being a ball array, e.g. BGA

Definitions

  • the present invention is used to realize a higher gain antenna such as a chip antenna. Particularly, when realizing a system-on-package in which an active device and an antenna are integrated, a high gain gain is effectively obtained.
  • the present invention relates to an antenna device that can be realized.
  • 30A and 30B show a configuration example of a microstrip antenna with a metal wall as a configuration studied as a method for increasing the gain of a single element antenna (see Patent Document 1).
  • 30A and 30B are a perspective view and a cross-sectional view showing the configuration of a conventional antenna device, respectively.
  • 15 is a cylinder
  • 16 is a microstrip patch
  • 17 is a feeding point
  • 18 is a board
  • 19 is a ground plate
  • 20 is a board for a feeding circuit
  • 21 is a feeding circuit.
  • Patent Document 1 Japanese Patent No. 3026171
  • Patent Document 1 the value of the high gain ⁇ is shown only up to about lOdBi, and no further high gain ⁇ with a single element of the microstrip antenna is shown. .
  • the present invention cannot ignore the loss caused by the connection interface between the antenna and the other high-frequency circuit.
  • the high-frequency circuit and the antenna are integrated together. It is focused on the fact that it is effective to configure.
  • the present invention has been made in view of such circumstances.
  • the substrate and the antenna substrate for forming the high-frequency circuit are integrated, and further, the reflector antenna is formed in a chip shape, thereby reducing the size.
  • Another object of the present invention is to provide an array antenna device, a module, a module array, and a package module using such a high gain antenna device.
  • an antenna device of the present invention includes a multilayer dielectric substrate in which a plurality of dielectric layers are combined, and a feeding antenna provided in a lower layer of the multilayer dielectric substrate.
  • a metal plate provided above the power feeding antenna and the plurality of dielectric layers.
  • V and a circular or square loop-shaped metal arranged so that its diameter increases as it is directed from the lower layer to the upper layer.
  • the metal plate may function as a primary reflector, and the loop metal may function as a secondary reflector.
  • a circular or square slot may be formed in the metal plate.
  • a planar antenna may be provided on the lower surface of the metal plate, and a stub may be provided on the surface of the planar antenna.
  • the element element of the planar antenna may be provided with a variable capacitance element.
  • the antenna device of the present invention a plurality of sets of loop-shaped metals that function as secondary reflectors corresponding to a plurality of frequencies may be arranged in the plurality of dielectric layers.
  • the antenna device of the present invention may have a MEMS device functioning as a reflector on the back surface of the metal plate.
  • the feeding antenna has a configuration that also has a single feeding element force, a configuration that has a single feeding element and one or more parasitic elements, or a plurality of It is also possible to adopt a configuration in which a single feed element and a plurality of element groups each having one or more passive elements are arranged.
  • the metal plate may function as a parasitic element, and the loop metal may function as a reflector.
  • the shape of the metal plate is a circle or a rectangle, and the length of one side of either the diameter of the circle or the rectangle is within the dielectric of the multilayer dielectric substrate. It may be in the range of 1.48 times to 2.16 times the wavelength at.
  • the shape of the metal plate is a circle or a rectangle, and the length of one side of either the diameter of the circle or the rectangle is within the dielectric of the multilayer dielectric substrate.
  • the wavelength may be in the range of 1.62 to 1.86 times the wavelength at.
  • the metal plate may be made of a metal that excites an odd-order mode of the fifth order or higher.
  • the height force of the metal plate from the lowermost layer of the dielectric layer is in the range of 0.12 to 0.28 times the wavelength in the dielectric of the multilayer dielectric substrate. It may be made to be.
  • the height force of the metal plate from the lowermost layer of the dielectric layer seems to be in the range of 0.16 to 0.22 times the wavelength in the dielectric of the multilayer dielectric substrate.
  • the loop metal may be cut from the entire circumference at an arbitrary angle.
  • the loop-shaped metals arranged in each of the plurality of dielectric layers may be connected using a through hole or a via hole.
  • the metal plate is a microstrip antenna that resonates at a second frequency, and the feeding antenna that is excited at the first frequency The excitation at the second frequency may be performed independently.
  • the module of the present invention is obtained by mounting an active device on the surface of the antenna device of the present invention.
  • the module array of the present invention is configured by using a plurality of the above modules.
  • an active device is mounted on the surface of the antenna device, and a substrate having a gap structure is connected to the antenna device on the surface side.
  • the array antenna apparatus of the present invention is configured by using a plurality of the antenna apparatuses.
  • the antenna device of the present invention is provided with a multilayer dielectric substrate in which a plurality of dielectric layers are combined, a power feeding antenna provided in a lower layer of the multilayer dielectric substrate, and a power supply antenna.
  • a plurality of dielectric layers, and a circular or square loop-shaped metal disposed so as to increase in diameter from the lower layer toward the upper layer.
  • a circular or rectangular slot is formed in the metal plate. Therefore, a part of the electric power of the electromagnetic wave radiated from the power feeding antenna can be radiated as it is. As a result, it is possible to realize a directivity characteristic that does not fall into the main lobe. Therefore, a relatively small high-gain antenna can be realized.
  • a planar antenna is provided on the lower surface of the metal plate, and a stub is provided on the surface of the planar antenna.
  • the excitation phase can be adjusted by the planar antenna installed on the lower surface.
  • the directivity characteristic of the reflected wave from the primary radiator can be controlled. Yotsu
  • the target directivity can be realized even with the antenna of this configuration.
  • the element element of the planar antenna includes a variable capacitance element.
  • the excitation phase of the planar antenna installed on the lower surface can be variably controlled. This makes it possible to variably control the directivity characteristics of the reflected wave with the primary radiator force. Therefore, according to the antenna of this configuration, variable directivity control can be made possible.
  • a plurality of sets of loop-shaped metals functioning as secondary reflectors corresponding to a plurality of frequencies are arranged in the plurality of dielectric layers.
  • the reflecting mirror can be operated for each frequency.
  • different directivities can be realized at a plurality of frequencies. Therefore, an antenna that can support multiple systems can be realized.
  • the antenna device of the present invention has a M EMS device functioning as a reflector on the back surface of the metal plate.
  • the direction of the reflected wave can be adjusted by changing the angle of the MEMS device installed on the lower surface of the metal plate. This makes it possible to variably control the directivity characteristics of the reflected wave from the primary reflector. Therefore, it becomes possible to control the directivity of the antenna with this configuration.
  • the metal plate functions as a parasitic element
  • the loop-shaped metal functions as a reflector.
  • the electromagnetic wave radiated from the power feeding antenna is re-radiated by the parasitic element and further reflected by the conductive member such as an annular shape, so that a high gain antenna device can be realized.
  • the length force of one side of either the circle or the square of the circular or rectangular metal plate is 1.48 of the wavelength in the dielectric of the multilayer dielectric substrate.
  • the range is from 2 to 2.16 times. This makes it possible to achieve a high gain of 10 (dBi) or more.
  • the length force of one side of either a circular or square metal plate circle or square is 1.62 times to 1 times the dielectric wavelength of the multilayer dielectric substrate.
  • the range is 86 times. This achieves a high gain of 15 (dBi) or higher. It can be done.
  • the metal plate is made of a metal that excites an odd-order mode of the fifth or higher order.
  • a parasitic element that excites the fifth or higher odd-order mode can be used in the same manner as the parasitic element that excites the third-order mode. Gain can be realized.
  • the height of the metal plate is set within the range of 0.12 to 0.28 times the in-dielectric wavelength of the multilayer dielectric substrate. As a result, a high gain of 10 (dBi) or more can be realized.
  • the height of the metal plate is set in the range of 0.16 to 0.22 times the in-dielectric wavelength of the multilayer dielectric substrate. As a result, a high gain of 15 (dBi) or more can be realized.
  • the loop metal is cut off from the entire circumference at an arbitrary angle. Therefore, this antenna is an antenna with an opening at only one location. Thereby, an opening can be made at a location where the power feeding location force is also separated. Therefore, the power supply location and the opening position can be shifted.
  • the loop-shaped metals arranged in each of the plurality of dielectric layers are connected using a through hole or a via hole.
  • each loop metal can be made uniform.
  • the operation as a reflector surface can be stabilized. Therefore, disturbance of directivity can be suppressed.
  • the metal plate is a microstrip antenna that resonates at a second frequency, and is excited at the second frequency independently of the feeding antenna that is excited at the first frequency. To do.
  • the module of the present invention is configured by mounting an active device on the surface of the antenna device. This makes it possible to provide a module in which an antenna device and an active device are integrated. In addition, since the module can be mounted directly on the mother board or the like, it is not necessary to use a large loss via hole, and the connection loss can be greatly reduced.
  • a module array is configured by using a plurality of the modules as described above. This makes it applicable to applications that require high gains that cannot be realized with a single module.
  • an active device is mounted on the surface of the antenna device, and a substrate having a gap structure is connected to the antenna device on the surface side to constitute a package module.
  • a package module in which the antenna device and the active device are integrated.
  • the array antenna device of the present invention is configured by using a plurality of antenna devices. This makes it applicable to applications that require high gain that cannot be achieved with a single antenna device.
  • FIG. 1A is a perspective view showing a configuration of an antenna device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1B is a cross-sectional view showing the configuration of the antenna device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2A is a top view showing a configuration of an antenna device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 2B is a cross-sectional view showing the configuration of the antenna device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 3A is a perspective view showing a configuration of an antenna device according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 3B is a cross-sectional view showing the configuration of the antenna device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 3C is a view showing the definition of the arrangement of the annular ring.
  • FIG. 4A is a perspective view showing a configuration when the parasitic element 7 is omitted in the antenna apparatus shown in FIG. 3A.
  • 4B is a cross-sectional view showing the configuration when the parasitic element 7 is omitted from the antenna device shown in FIG. 3B.
  • FIG. 5 is a characteristic diagram showing changes in antenna characteristics depending on the slot shape.
  • [6] A characteristic diagram showing the change in antenna characteristics depending on the mirror arrangement angle of the secondary reflector.
  • FIG. 7 is a diagram showing an analysis model used for obtaining the antenna characteristics shown in FIGS. ⁇ 8] A graph showing the relationship between the slot radius and antenna characteristics (gain).
  • FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the arrangement angle of the secondary reflector and the antenna characteristics (gain).
  • [11] A graph showing the relationship between the number of layers and antenna characteristics (gain and radiation efficiency).
  • FIG. 12A A perspective view showing the configuration of the antenna device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • ⁇ 12B A sectional view showing the configuration of the antenna device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG 13A A perspective view showing the configuration of the antenna device according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG 13B A sectional view showing the configuration of the antenna device according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG 14A A perspective view showing the configuration of the antenna device according to the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 18A A perspective view showing an antenna apparatus according to a tenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a diagram showing antenna characteristics with respect to the shape of the parasitic element of the antenna device of FIGS. 18A and 18B.
  • FIG. 20 is a diagram showing the antenna characteristics with respect to the height of the parasitic element of the antenna device of FIGS. 18A and 18B.
  • FIG. 21 is a diagram showing directivity characteristics of the antenna device of FIGS. 18A and 18B.
  • FIG. 22A A top view showing the configuration of the antenna device according to the eleventh embodiment of the present invention.
  • ⁇ 23A A perspective view showing the antenna device of the twelfth embodiment of the present invention.
  • ⁇ 23B A sectional view showing the configuration of the antenna device of the twelfth embodiment of the present invention.
  • FIG. 24 is a diagram showing an example in which an antenna device is realized in a system-on-package according to a thirteenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 25 is a diagram showing a configuration of a system-on-package according to a fourteenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 26 is a diagram showing a configuration of a module according to a fifteenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 27 is a diagram showing a configuration of a module array according to a sixteenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 28 is a plan view showing a single element antenna.
  • FIG. 29 is a plan view showing a configuration of a four-element array antenna according to a seventeenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 30A is a perspective view showing a configuration example of a conventional antenna device.
  • FIG. 30B is a cross-sectional view showing a configuration example of a conventional antenna device.
  • Secondary reflector 104a ... Secondary reflector, 105 ... Ground plate, 106 ... Conductor plate, 107 ... Through hole (or via hole), 108 ... ⁇ Conductor, 130... Package for high frequency, 131 ⁇ Antenna device, 131b ... Multi-layer dielectric, 131B ... Multi-layer dielectric Electrical substrate, 131a ... secondary reflector, 131c ... feed element, 13 Id ... parasitic element, 132 'MMIC chip, 13 3 ⁇ Holding member, 134 to 136 ⁇ Bump, 137 ⁇ ⁇ Via hole, 138 ⁇ ground, 1 40 ⁇ module, 150 ...
  • mother board 200 ⁇ local oscillator, 201 to IF signal input terminal, 202 ⁇ “antenna, 203... high frequency circuit, 204 ⁇ ⁇ Phase shifter, 205 ⁇ Frequency mixer, 20 6 "Amplifier, 220 ⁇ Single element antenna, 221 ⁇ " 4 element array antenna, 222 ⁇ "Feed line Best mode for carrying out the invention
  • FIG. 1A is a dielectric substrate
  • 2 is a microstrip antenna
  • 3 is a primary reflector
  • 4 is a secondary reflector
  • 5 is a ground plane (ground plane).
  • the antenna device of FIGS. 1A and 1B includes 10 layers of a dielectric substrate 1 having a thickness of 0.1 mm per layer, and electromagnetic waves radiated from a microstrip antenna 2 disposed in the lowermost layer. Shows an antenna that operates by being reflected by the primary reflector 3 having a metal plate force and further reflected by the secondary reflector 4 having a circular loop metal force.
  • a high-temperature fired ceramic (HTCC) substrate can be used to reduce the thickness and size, and in the 60 GHz band, it can be realized with a thickness of about 1 mm.
  • the gain can satisfy lOdBi or more.
  • the secondary reflector 4 has a circular shape
  • the circular shape includes an ellipse in the present invention.
  • the shape of the secondary reflector 4 may be a square shape such as a square or a rectangle in addition to the circular shape.
  • FIG. 2A top view
  • FIG. 2B sectional view
  • 1 is a dielectric substrate
  • 2 is a microstrip antenna
  • 3 is a primary reflector
  • 4 is a secondary reflector
  • 5 is a ground plane
  • 6 is a slot.
  • the antenna device according to the second embodiment shown in FIGS. 2A and 2B has a configuration in which the antenna configuration of the antenna device according to the first embodiment is cut in half, and a conductor 30 is arranged at the boundary. It is.
  • the secondary reflector 4 can be configured by cutting a circular (including an ellipse as described above) or rectangular loop metal at an arbitrary angle from the entire circumference.
  • FIGS. 2A and 2B the force shown in the example when the slot 6 is provided is the same as that shown in FIGS. 1A and 1B without the slot 6, as in the third embodiment described below.
  • a primary reflector 3 of the shape may be used. Therefore, slot 6 will be described in detail in the third embodiment.
  • FIGS. 3A to 3C The configuration of the antenna device according to the third embodiment of the present invention is shown in FIGS. 3A to 3C.
  • 3A is a perspective view showing the overall configuration of the antenna device
  • FIG. 3B is a cross-sectional view of FIG. 3A
  • FIG. 3C is a diagram showing the definition of the arrangement of the ring rings.
  • 1 is a dielectric substrate
  • 2 is a microstrip antenna
  • 3 is a primary reflector
  • 4 is a secondary reflector
  • 5 is a ground plane
  • 6 is a slot
  • 7 is a slot.
  • a parasitic element that re-radiates the electromagnetic waves radiated from the microstrip antenna 2 is shown.
  • the antenna configurations of FIGS. 3A to 3C are the same as the antenna configuration shown in the first embodiment (FIGS. 1A and 1B).
  • the primary reflector 3 has a circular shape (including an ellipse) or a rectangular shape (including an ellipse).
  • a slot 6 including a square or a rectangular shape
  • a part of the electromagnetic wave radiated from the microstrip antenna 2 is emitted directly into the space without being reflected.
  • it is possible to suppress the disturbance of directivity in the main beam which can be achieved only by reducing the influence of the electromagnetic wave reflected directly from the primary reflector 3 to the microstrip antenna 2.
  • a dead zone due to the null pattern is generated near the center of the primary reflector 3, but by providing a slot 6 and resonating as an antenna as in this embodiment, such a dead zone is generated.
  • the occurrence of zones can be prevented.
  • the arrangement form of the parasitic element 7 will be explained. As shown in FIG. 3B, the force of the form arranged above the microstrip antenna 2 is arranged beside the microstrip antenna 2. The form to do is also considered.
  • a standing wave is generated in the vertical direction (ie, perpendicular to the paper surface) when the microstrip antenna 2 is viewed from above the antenna device, a parasitic element having the same shape is replaced with the microstrip antenna.
  • a configuration in which the two are arranged above and below 2 is conceivable.
  • parasitic elements are arranged on the left and right sides of the microstrip antenna 2, respectively, for example, the vertical length of the parasitic element arranged on the left side. The length is made longer than the length of the parasitic element arranged on the right side in the vertical direction.
  • the microstrip antenna 2 resonates at, for example, 60 GHz
  • the parasitic element disposed on the left side resonates at, for example, 58 GHz
  • the device is resonated at 62 GHz, for example.
  • the center position of the current is biased in a direction in which resonance is more likely to occur, so that a wide band can be realized.
  • microstrip antenna 2 will be described here.
  • the microstrip antenna 2 may be composed of a single element as shown above, or a plurality of elements may be arranged in an array. It may be arranged and configured. Further, when providing the non-powered element 7 in addition to the microstrip antenna 2, a plurality of these may be arranged in an array.
  • FIGS. 4A and 4B show the configuration in which the parasitic element 7 is provided, the provision of the parasitic element 7 is not essential and may be omitted.
  • An example of the configuration of the antenna device in this case is shown in FIGS. 4A and 4B.
  • a parasitic element is provided, and there is also an embodiment.
  • a parasitic element may be provided similarly to the present embodiment.
  • Second layer ring inner radius 2.5 mm outer radius 3.25 mm
  • 2nd ring ring inner radius 2.5 mm outer radius 3.25 mm
  • 3rd ring ring inner radius 3.0 mm outer radius 3.75 m
  • 5th layer ring inner radius 4.0 mm outer radius 4.75 mm
  • 6th layer ring inner radius 4.5 mm outer radius 5.25 mm
  • the antenna characteristics vary depending on the shape of the slot 6 arranged in the primary reflector 3.
  • Fig. 5 shows changes in antenna characteristics depending on the diameter of the slot 6.
  • the figure also shows that the antenna gain and radiation efficiency have almost similar characteristics, and that the slot diameter should be 0.55mm to 0.60mm.
  • the change in antenna characteristics due to the arrangement of the secondary reflector 4 is shown in FIG. 6 using the mirror arrangement angle ⁇ of the secondary reflector 4 shown in FIG. 3C.
  • the antenna gain varies greatly depending on the arrangement angle a of the secondary reflector 4, and the antenna characteristics are improved at approximately 80 degrees, and relatively high at 78 to 81 degrees. It can be said that a gain antenna can be realized.
  • FIGS. 8 to 11 show antenna characteristics for various parameters other than those described above, and are based on the analysis model shown in FIG.
  • the configuration of the antenna device based on the analysis model in Fig. 7 is the same as the configuration shown in Fig. 4B, where H is the height of the primary reflector 3 with respect to the radial side surface of the ground plane 5, and R1 is 1 Radius of outer diameter of secondary reflector 3, R2 is half of slot 6
  • the diameter and ⁇ are the specular angles of the secondary reflection 4 described above.
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the radius R 2 of the slot 6 and the gain, and shows the case of the dielectric substrate 1 having several layers, seven layers, and nine layers.
  • Figure 9 shows the relationship between the height ⁇ and the gain of the primary reflector 3, and shows the cases where the number of layers of the dielectric substrate 1 is 4, 7, and 9 layers, respectively.
  • Figure 10 shows the relationship between the specular arrangement angle ⁇ and the gain, and shows the case of the dielectric substrate 1 with several layers, seven layers, and nine layers.
  • FIG. 11 is a diagram showing the relationship between the number of layers of the dielectric substrate 1, the gain, and the radiation efficiency. As can be seen from these figures, the gain can be adjusted to some extent by changing one or more values of radius R2, height ⁇ , mirror arrangement angle ⁇ , and number of layers.
  • FIG. 12A perspective view
  • FIG. 12B cross-sectional view
  • 1 is a dielectric substrate
  • 2 is a microstrip antenna
  • 3 is a primary reflector
  • 4 is a secondary reflector
  • 5 is a ground plane
  • 6 is a slot
  • 8 is a via hole or through hole. Show me.
  • the configuration of the antenna device according to the fourth embodiment shown in FIGS. 12A and 12B is the ring-shaped metal layer of the secondary reflector 4 compared to the antenna configuration shown in the third embodiment (FIGS. 4 and 4).
  • the figure shows a configuration in which via holes or through holes 8 are additionally connected.
  • FIG. 13A perspective view
  • FIG. 13B cross-sectional view
  • 1 is a dielectric substrate
  • 2 is a microstrip antenna
  • 3 is a primary reflector
  • 4 is a secondary reflector
  • 5 is a ground plane
  • 9 is a microstrip antenna array
  • 31 is a stub. ing.
  • the antenna device according to the fifth embodiment differs from the antenna device according to the first embodiment in configuration in that it has a microstrip antenna array 9 that forms a planar antenna on the back surface of the primary radiator 3.
  • the microstrip antenna array 9 The stub 31 that also has a single metal force is attached to each antenna, and the other configurations are the same.
  • the microstrip antenna array 9 accumulates the electric power of the electromagnetic wave from the microstrip antenna 2 and re-radiates it while shifting the phase of the electromagnetic wave.
  • a stub 31 is provided as a means for shifting the phase of the electromagnetic wave. By changing the size of each stub 31, the formed beam can be tilted. With this configuration, the reflected wave from the primary reflector 3 can be shaped to have the desired directivity. This makes it possible to control the overall directivity including the secondary reflector 4.
  • FIGS. 14A and 14B The configuration of the antenna device according to the sixth embodiment of the present invention is shown in FIGS. 14A and 14B.
  • 1 is a dielectric substrate
  • 2 is a microstrip antenna
  • 3 is a primary reflector
  • 4 is a secondary reflector
  • 5 is a ground plane
  • 9 is a microstrip antenna array
  • 10 is a varactor. Show the diode.
  • the antenna device according to the sixth embodiment shown in FIGS. 14A and 14B differs from the antenna device according to the fifth embodiment (FIGS. 13A and 13B) in terms of configuration in that the primary reflector 3 is disposed on the back surface.
  • the microstrip antenna array 9 is provided with a varactor diode 10 which is a kind of variable capacitance element.
  • a non-rectifier diode 10 is arranged on the primary reflector 3 so that the antennas constituting the microstrip antenna array 9 are connected by wiring.
  • FIG. 15 shows the configuration of the antenna device according to the seventh embodiment of the present invention.
  • 1 is a dielectric substrate
  • 2 is a microstrip antenna
  • 3 is a primary reflector
  • 4 is a secondary reflector
  • 5 is a ground plane
  • 11 is a reflector for the first frequency (fl)
  • 12 is The reflector for the second frequency (f2) is shown.
  • the fl reflector 11 and the f2 reflector 12 constitute a secondary reflector 4.
  • the antenna device according to the seventh embodiment shown in FIG. 15 is the same as the antenna device according to the first embodiment. The difference from the configuration is that it has a secondary reflector that supports multiple frequencies.
  • the first-frequency reflector 11 and the second-frequency reflector 12 are provided to form separate secondary reflectors at two frequencies.
  • the present embodiment uses the property that the annular ring constituting the secondary reflector 4 is arranged at a sufficiently narrow interval with respect to the wavelength so that it looks like a mirror surface with no holes.
  • this embodiment has an antenna configuration that can be used even when three or more frequencies are shared. This makes it possible to achieve different directivity characteristics at a plurality of frequencies.
  • FIG. 16 shows the configuration of the antenna device according to the eighth embodiment of the present invention.
  • 1 is a dielectric substrate
  • 2 is a microstrip antenna (excitation element for fl)
  • 4 is a secondary reflector
  • 5 is a ground plane
  • 13 is a primary reflector for the first frequency (f 1)
  • the excitation element for the second frequency (f 2) is shown.
  • the frequency f2 is set to a frequency lower than the frequency fl.
  • the frequency fl is in the millimeter wave band (specifically 60 GHz, etc.)
  • the frequency f 2 is in the 5 GHz band used in wireless LAN.
  • the antenna device according to the eighth embodiment shown in FIG. 16 differs in configuration from the antenna device according to the first embodiment in that the frequency at which the microstrip antenna 2 excites just by exciting the microstrip antenna 2.
  • the primary reflector 13 is excited in a frequency band different from the band.
  • this embodiment may be applied to other embodiments, for example, the antenna devices according to the tenth to twelfth embodiments described later.
  • FIG. 17 shows the configuration of the antenna device according to the ninth embodiment of the present invention.
  • 1 is a dielectric substrate
  • 2 is a microstrip antenna
  • 4 is a secondary reflector
  • 5 is a ground plane
  • 14 is a MEMS (Micro Electro Mechanical System) reflector.
  • the antenna device according to the ninth embodiment shown in FIG. 17 is the antenna according to the first embodiment.
  • the difference from the device is that a MEMS reflector 14 is provided on the back surface of the primary reflector 3.
  • the angle of the reflector changes depending on the voltage value provided to the MEMS device, so that the reflected wave from the primary reflector 3 can be controlled. This makes it possible to vary the directivity characteristics of the entire antenna.
  • FIGS. 18A and 18B are views showing the antenna device of the tenth embodiment
  • FIG. 18A is a configuration diagram (perspective view)
  • FIG. 18B is a cross-sectional view taken along the line I I of FIG. 18A.
  • the antenna device of the tenth embodiment has a multilayer dielectric substrate 101 in which 10 layers of dielectrics are combined.
  • the multilayer dielectric substrate 1 A high-temperature fired ceramic substrate (HTCC substrate) is used as 01.
  • the thickness of the multilayer dielectric substrate 101 is approximately 1 (mm) (dielectric thickness of each layer is approximately 0.1 (mm)). It becomes possible.
  • the multilayer dielectric substrate 101 is a multilayer dielectric substrate in which 10 layers of dielectrics are combined. However, if the multilayer dielectric substrate is a combination of two or more layers of dielectrics, Good. Further, in FIG. 18A, illustration that the multilayer dielectric substrate 101 is a combination of 10 dielectric layers is omitted.
  • the antenna device includes a microstrip antenna 102 made of a conductive member such as a metal on the radiation direction side surface of the lowermost dielectric layer with respect to the radiation direction of multilayer dielectric substrate 101 (shown in Fig. 18B). Is arranged.
  • the microstrip antenna 102 is a feeding element as a single element antenna.
  • the antenna device includes a parasitic element 103 disposed on the radial direction side of the microstrip antenna 102.
  • the parasitic element 103 is made of a circular metal. example
  • the diameter of the parasitic element 103 is 1.48 times to 2.16 times the wavelength in the dielectric of the multilayer dielectric substrate 101 (dielectric wavelength) (from 1.48 wavelengths). 2.
  • a gain of 10 (dBi) or more can be achieved at 16 wavelengths, and the gain of parasitic element 103 is between 1.62 and 1.86 times the dielectric wavelength (1.62 to 1.86 wavelengths). (dBi) or more can be realized.
  • the parasitic element 103 may have a square shape as well as a circular shape.
  • a gain of 10 (dBi) or more can be realized when one side of the parasitic element 103 is 1.48 times the dielectric wavelength 2.16 times (1.48 to 2.16 wavelengths).
  • One side of the feed element 103 is 1.62 to 1.86 times the wavelength in the dielectric (1.62 to 1.86 wavelengths)!
  • a gain of 15 (dBi) or more can be achieved.
  • the circular shape includes an ellipse.
  • the shape is not limited to a square, and may be a rectangular shape such as a rectangle. In this case, it is only necessary to satisfy the same condition as when at least one side of the rectangle is a square.
  • the parasitic element 103 need not be an exact circular or square shape, for example, a shape that is partially missing or a shape that is partially deformed.
  • the antenna device includes a metal or the like on each of the radiation direction side surfaces of the dielectric from the second layer to the lowermost layer (the tenth layer) with respect to the radiation direction of the multilayer dielectric substrate 101.
  • a secondary reflector 104 that also serves as a conductive member is disposed.
  • the secondary reflector 104 has an annular structure with a circular outer periphery and inner periphery (circular shape). Then, the secondary reflector 104 arranged on the radiation side surface of the second dielectric layer is changed from the secondary reflector 104 arranged on the radiation side surface of the lowermost layer (10th layer) dielectric material. As a result, their diameters are gradually decreasing.
  • the dielectric on which the secondary reflector 104 is disposed is not limited to the above, but may be disposed on all 10 layers, for example.
  • the outer periphery and inner periphery may be an ellipse (ellipse) or a rectangle (rectangular loop shape) in addition to a circle.
  • a ground plate 105 is disposed on the surface of the multilayer dielectric substrate 101 opposite to the radiation direction of the antenna device.
  • Microstrip antenna 102 is dull Grounded to the ground plate 105.
  • the antenna device having the structure shown in FIGS. 18A and 18B operates by re-radiating the electromagnetic wave radiated from the microstrip antenna 102 by the parasitic element 103 and further reflecting it by the secondary reflector 104. is there.
  • FIG. 19 shows antenna characteristics with respect to the shape of the parasitic element 103 as a result of analysis by the moment method in the antenna devices of FIGS. 18A and 18B.
  • the horizontal axis represents the radius (mm) of the parasitic element 103 having a circular shape
  • the vertical axis represents the gain (dBi) and the radiation efficiency (%).
  • the solid line is the gain
  • the dotted line is the radiation efficiency.
  • the frequency band of electromagnetic waves is 60 GHz.
  • the multilayer dielectric substrate 101 also has a dielectric force of 10 layers with a thickness of 0.1 l (mm) per layer.
  • the multilayer dielectric substrate 101 As the multilayer dielectric substrate 101, an HTCC substrate having a relative dielectric constant of 9.0 is used. ing. In addition, the height of the parasitic element 103 is 0.3 (mm) from the radial side surface of the ground plate 105.
  • the secondary reflector 104 is arranged on each of the radiation direction side surfaces of the dielectric from the second layer to the lowermost layer (the tenth layer) with respect to the radiation direction of the multilayer dielectric substrate 101.
  • the dielectric wavelength ⁇ can be obtained as follows, where the relative permittivity ⁇ and the frequency are f. C is the speed of light in vacuum.
  • the frequency used in the analysis is 60 GHz
  • the relative permittivity of the HTCC substrate is 9
  • the speed of light is 3 X 10 8 (m / s).
  • the antenna device of this embodiment is considered to propagate near the air layer and also to the part.
  • the actual dielectric wavelength may be a little longer than 1.67mm. Therefore, it can be said that the wavelength in the dielectric is approximately 1.67 mm.
  • 18.6 (dBi) can be realized with the maximum gain.
  • a gain of 10 (dBi) or more can be realized when the diameter of the parasitic element 103 is 1.48 to 2.16 times the wavelength in the dielectric (1.48 to 2.16 wavelengths).
  • the gain of 15 (dBi) or more can be realized when the diameter of the parasitic element 103 is 1.62 to 1.86 times the wavelength in the dielectric (1.62 to 1.86 wavelengths).
  • a high gain of 10 (dBi) or more can be realized, and further, a high gain of 15 (dBi) or more can be realized.
  • FIGS. 18A and 18B operate in the same manner when the shape of the parasitic element 103 is a circle and a square, the diameter of the circular parasitic element and the square parasitic element When the length of one side is the same, almost the same gain (dBi) is obtained.
  • FIG. 20 shows the antenna characteristics with respect to the height of the parasitic element 103 as a result of analysis by the moment method in the antenna apparatus of FIGS. 18A and 18B.
  • the horizontal axis represents the height (mm) from the radial direction surface of the ground plate 105 of the parasitic element 103
  • the vertical axis represents the gain (dBi) and the radiation efficiency (%).
  • the solid line is the gain
  • the dotted line is the radiation efficiency.
  • the frequency band of electromagnetic waves is 60 GHz.
  • the multilayer dielectric substrate 101 also has a dielectric force of 10 layers with a thickness of 0.1 l (mm) per layer.
  • an HTCC substrate having a relative dielectric constant of 9.0 is used as the multilayer dielectric substrate 101.
  • the passive element 103 has a diameter of 2.8 (mm).
  • the dielectric force of the second layer with respect to the radiation direction of the multilayer dielectric substrate 101 is also arranged on the radiation side surface of the lowermost dielectric layer (the tenth layer).
  • a gain of 10 (dBi) or more can be realized when the height of the parasitic element 103 is 0.2 (mm) force and 0.46 (mm).
  • the wavelength in the dielectric is about 1.67 (mm). Therefore, when the height of the parasitic element 103 is converted into the wavelength, the wavelength is about 0.12 to 0.28.
  • the height of the parasitic element 103 is set to 0.26 (mm) force and 0.36 (mm). It is possible to achieve a gain of 15 (dBi) or more. In this case, when the height of the parasitic element 103 is converted into a wavelength, it becomes approximately 0.16 to 0.22 wavelength.
  • a high gain of 10 (dBi) or more can be realized, and further, a high gain of 15 (dBi) or more can be realized.
  • FIG. 21 shows the directivity characteristics of the antenna device as a result of analysis by the moment method in the antenna device of FIGS. 18A and 18B.
  • the horizontal axis represents the angle (deg) and the vertical axis represents the relative power (dB).
  • the solid line is the antenna pattern on the H plane, and the antenna pattern on the dotted line force plane.
  • the parasitic element 103 is provided for the purpose of scattering the electromagnetic wave from the microstrip antenna 102 to the surroundings, the size is larger than that of the normally used parasitic element. As a result, a plurality of standing waves are generated, and as shown in Fig. 21, it has a characteristic with large side lobes.
  • the frequency band of electromagnetic waves is 60 GHz.
  • the multilayer dielectric substrate 101 also has a dielectric force of 10 layers with a thickness of 0.1 l (mm) per layer.
  • an HTCC substrate having a relative dielectric constant of 9.0 is used as the multilayer dielectric substrate 101.
  • the passive element 103 has a diameter of 2.8 (mm), and the height of the parasitic element 103 on the radial side of the ground plate 105 is also 0.3 (mm).
  • the secondary reflector 104 is arranged on each of the radiation direction side surfaces of the dielectric from the second layer to the lowermost layer (the tenth layer) with respect to the radiation direction of the multilayer dielectric substrate 101.
  • FIGS. 22A and 22B are views showing the antenna device of the eleventh embodiment, FIG. 22A is a top view, and FIG. 22B is a side view seen from the II direction of FIG. 22A.
  • the microstrip antenna 102 is not shown in FIG. 22A, the antenna device of the eleventh embodiment has a microstrip antenna and is provided at a position without contact with a conductor plate 106 described later.
  • the antenna device of the eleventh embodiment shown in FIGS. 22A and 22B is the same as that shown in FIGS. 18A and 18B.
  • the antenna device of the tenth embodiment differs in the following points. That is, in the antenna device of the present embodiment, instead of the annular secondary reflector 104 shown in FIGS. 18A and 18B, as shown in FIG. ) Is removed, and the secondary reflector 104a has a shape.
  • the antenna device of the present embodiment has a semicircular parasitic element 103a as shown in FIG. 22A, instead of the circular parasitic element 103 of FIGS. 18A and 18B.
  • the antenna device is provided with a flat conductor plate 106 connecting both ends of the secondary reflector 104a on the side surface of the antenna device, that is, on the entire surface when viewed from the direction II in FIG. 22A.
  • the conductor plate 106 is configured to generate an image (mirror image) of the secondary reflector 104a, etc.
  • the area of the plane in which the radiation direction force of the antenna device is also seen can be almost halved, and the antenna device can be downsized.
  • there is only one opening surface and the microstrip antenna is located in the vicinity of the end surface of the antenna device, there is an advantage that connection with a power feeding circuit or the like becomes easy.
  • the secondary reflector 104a has a shape in which the annular half (180 degrees) is removed, but this is not a limitation. For example, remove the annular three-quarters (270 degrees) and change the shape.
  • FIG. 23A and FIG. 23B are diagrams showing an antenna device of a twelfth embodiment
  • FIG. 23A is a configuration diagram
  • FIG. 23B is a cross-sectional view taken along line III-III in FIG. 23A.
  • through-holes are formed in the dielectric of each layer of the multilayer dielectric substrate 101.
  • 107 (or via hole) is provided.
  • a conductor 108 such as a metal is provided in the through hole 107, and the conductor 10
  • the secondary reflectors 104 that are present between the dielectrics of the layers by 8, that is, adjacent to each other, are connected to each other. That is, each secondary reflector 104 is connected to all other secondary reflectors 104 via other secondary reflectors 104 and conductors 108. Further, the secondary reflector 104 provided in the lowermost layer with respect to the radiation direction of the multilayer dielectric substrate 101 is connected to the ground plate 105 by the conductor 108 in the through hole 107.
  • through-holes 107 are provided in the dielectrics of the respective layers of the multilayer dielectric substrate 101, the conductors 108 are arranged, and the conductors 108 are used to make two
  • the secondary reflectors 104 are connected to each other, so that the potentials of the secondary reflectors 104 are the same. Accordingly, there are advantages that the operation of the antenna device is stabilized and the disturbance of directivity is reduced.
  • each secondary reflector 104 is connected to the ground plate 105 by the conductor 108 or the conductor 108 and another secondary reflector 104, the potential of each secondary reflector 104 is the same. In addition to being maintained at a constant potential, it is possible to realize a better antenna device.
  • the antenna device of Figs. 23A and 23B has a configuration in which the secondary reflectors 104 adjacent to each other are connected, but this is not a limitation, and each secondary reflector 104 has another secondary reflection. Connect to all other secondary reflectors 104 via one or more of the reflector 104, conductor 108 and ground plate 105.
  • each of the secondary reflectors 104 directly to the ground plate 105, a through hole is provided in the multilayer dielectric substrate 101, and a conductor is disposed in the through hole, and each secondary reflector 104 is arranged. For example, it is connected to the ground plate 105.
  • FIG. 24 is a schematic diagram of a high-frequency nozzle using the antenna device, and shows a state where the antenna device is attached to the mother board 150.
  • the high frequency package 130 includes a holding member 133 having a via hole 137 and a via hole 137.
  • the antenna device 131 is attached to the cable 137 using a bump 134! / ⁇ .
  • the holding member 133 having the via hole 137 forms a substrate having a cavity structure or a void structure.
  • the antenna device 131 may be any of the antenna devices of the above-described embodiments. However, in the configuration example of FIG.
  • a secondary reflector 131a, a feed element (for example, a microstrip antenna) 131c, and a parasitic element 13 Id are provided in the first layer.
  • the knocker 130 is provided with a highly integrated MMIC (Microwave Monolithic Integrated Circuit) chip (active device) 132 on the side opposite to the radiation direction of the antenna device 131, and an antenna using a bump 135. Installed in unit 1 31.
  • the Bumpl 35 electrically connects a terminal provided on the lower surface of the antenna device 131 and a terminal provided on the upper surface of the MMIC 132.
  • the via hole 137 is attached to the mother board 150 by using the bump 136.
  • the Bump 134, Biahonore 137, and Bumpl36 the power supply terminal, control terminal, data input / output terminal, etc. provided on the lower surface of the antenna device 131 and the mother board 150 are provided.
  • the terminals are electrically connected.
  • the functions installed in the MMIC chip 132 vary depending on the system configuration and the like. For example, downconverters and upconverters that perform frequency conversion, noise reduction, and loss loss The amplifier of this is mentioned. In addition, there may be a function as a transceiver or a function as a modem.
  • FIG. 24 A high frequency knock according to a fourteenth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • FIG. 24 In the thirteenth embodiment (FIG. 24), an example in which the feed element 131c is mounted on the MMIC 132 is shown, but in this embodiment, the feed element 131c is provided on the antenna device 131 side.
  • a feeding element 131c is arranged, and a bump 135 is provided at the position! Further, in FIG. 24, the ground force is not shown.
  • the ground 138 disposed in the lower layer of the feeder element 131c is clearly shown.
  • the parasitic element 131d shown in FIG. 24 is not shown.
  • Other configurations are the same as those shown in FIG. ⁇ Fifteenth embodiment>
  • the module 140 is configured by mounting the MMIC 132 on the surface of the antenna device 131 that does not constitute the high-frequency package 130 as in the fourteenth embodiment.
  • the surface of the antenna device here refers to the lower surface of the antenna device 131 provided with terminals for making electrical contact with the terminals provided on the mother board 150. Therefore, in this embodiment, the holding member 133, the bump 136, and the via hole 137 shown in FIG.
  • a hole through which the MMIC 132 can pass is made in the mother board 150, and a terminal provided on the lower surface of the antenna device 131 and a terminal provided on the mother board 150 are connected to the bump 134. And the antenna device 131 is supported by the Bump 134.
  • the force that the via hole 137 occupies most of the loss in the millimeter wave band is directly contacted by the Bumpl 34 in this embodiment, and it is not necessary to provide a via hole.
  • the loss when connecting the antenna device 131 and the mother board 150 can be greatly reduced.
  • FIG. 27 is a block diagram showing the electrical configuration of a module array provided with four modules according to the fifteenth embodiment (FIG. 26).
  • 200 is a local oscillator that is the original oscillation of a microstrip antenna
  • 201 is an IF (intermediate frequency) signal input terminal
  • 202 is an antenna corresponding to the antenna device of each of the above-described embodiments
  • 203 is a high-frequency circuit.
  • 204 is a phase shifter
  • 205 is a frequency mixer
  • 206 is an amplifier for reducing noise and loss.
  • a high frequency circuit 203 is configured by the frequency mixer 205 and the amplifier 206, and a module is configured by the antenna 202 and the high frequency circuit 203.
  • the oscillation signal generated by local oscillator 200 is input to phase shifter 204 provided corresponding to each module.
  • the phase shifter 204 adjusts the phase of the oscillation signal individually.
  • the phase of the electromagnetic wave radiated from the antenna 202 of each module is individually controlled.
  • the frequency mixer 205 mixes the common IF signal input from the IF signal input terminal 201 with the output of the phase shifter 204.
  • the amplifier 206 amplifies the mixed signal and supplies it to the antenna 202.
  • the beam directivity can be controlled by adjusting the phase using the phase shifter 204.
  • the force associated with the single element antenna 220 as shown in FIG. 28 is provided, and an array antenna is formed by providing a plurality of such single element antennas 220, thereby further increasing the gain. It is possible to make a trap.
  • an automobile anti-collision radar requires high gain, but it is difficult to achieve such high gain using a single element antenna.
  • the gain is improved by 6 dBi, so that the individual single-element antennas constituting the array antenna are the same as the antenna devices according to the above-described embodiments. If a high-gain one is used, it can also be applied to applications such as automobile anti-collision radar.
  • FIG. 29 shows a configuration example of a four-element array antenna 221 in which four single-element antennas 220 are provided. Four single-element antennas 220 are arranged on the same plane, and the space between these single-element antennas 220 is shown. It is electrically connected by a feeder line 222.
  • a parasitic element having a shape and a dimension that excites an odd or higher order mode may be applied to the tenth to twelfth embodiments.
  • the present invention is used for realizing a higher gain antenna such as a chip antenna. This is particularly useful for achieving high gains when implementing system-on-package.
  • the loss caused by the connection interface between the antenna and the high frequency circuit Focusing on the fact that the antenna is not negligible, by integrating the antenna substrate and the substrate on which the high-frequency circuit is built, the antenna antenna device with a small size and high gain can be realized by building the reflector antenna in a chip shape.
  • an array antenna device, module, module array, and package module using such an antenna device can be realized.

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Abstract

　小型でかつ高利得化を図ったアンテナ装置を提供する。アンテナ装置は、複数の誘電体層を組み合わせた多層誘電体基板で構成され、給電用アンテナを前記多層基板の下層に設け、かつ前記給電用アンテナの上方に反射金属板を設けると共に、さらに前記複数の誘電体層において円状または方形状のループ状金属を下層から上層に向かって径が大きくなるように配置する。

Description

明 細 書
アンテナ装置、該アンテナ装置を用いたアレーアンテナ装置、モジュール 、モジユーノレアレー、およびノ ッケージモジユーノレ
技術分野
[0001] 本発明は、チップアンテナ等でより高利得なアンテナを実現するために用いられ、 特に能動デバイスとアンテナを一体ィ匕したシステムオンパッケージを実現する際に有 効に高利得ィ匕を実現することができるアンテナ装置に関する。
本願は、 2004年 9月 7日に出願された特願 2004— 260038号および 2005年 6月 17日に出願された特願 2005— 178001号に対して優先権を主張するものであって 、それらの内容をここに援用する。
背景技術
[0002] 従来から、単素子アンテナを高利得ィ匕する様々な構成が提案されて 、る。単素子 アンテナを高利得ィ匕する方法として検討された構成として金属壁付きマイクロストリツ プアンテナの構成例について図 30A及び図 30Bに示す (特許文献 1参照）。図 30A 及び図 30Bはそれぞれ従来のアンテナ装置の構成を示す斜視図及び断面図である 。図 30A及び図 30Bにおいて、 15はシリンダ、 16はマイクロストリップパッチ、 17は 給電点、 18は基板、 19はグラウンド板、 20は給電回路用基板であり、 21は給電回 路を示している。
基本的な構成として金属壁であるシリンダ 15を具備することにより、マイクロストリツ プアンテナを高利得ィ匕する手法を示したものである。具体的には、基板 18と基板 18 上に形成されたマイクロストリップパッチ 16と基板 18の裏面に配設されたグラウンド板 19と力もなるマイクロストリップアンテナの周りに、金属でできたシリンダ 15を取り付け 地されている。
特許文献 1 :日本特許第 3026171号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題 [0003] し力しながら、上記特許文献 1には、高利得ィ匕の値としては lOdBi程度までしか示さ れておらず、マイクロストリップアンテナ単素子でのさらなる高利得ィ匕については示し ていない。
本発明は、ミリ波帯を用いた通信システムではアンテナとその他の高周波回路との 接続インターフェースに起因する損失が無視できず、この損失を削減するため，高周 波回路とアンテナを一体ィ匕して構成することが有効であることに着目したものである。
[0004] 本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、高周波回路を作り込む基 板とアンテナ基板を一体化し、さらに、チップ形状で反射鏡アンテナを作り込むことに より、小型でかつ高利得ィ匕を図ったアンテナ装置を提供することを目的とする。また、 本発明は、こうした高利得なアンテナ装置を用いたアレーアンテナ装置，モジュール ,モジュールアレー、パッケージモジュールを提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0005] 上記目的を達成するために、本発明のアンテナ装置は、複数の誘電体層を組み合 わせた多層誘電体基板と、前記多層誘電体基板の下層に設けられた給電用アンテ ナと、前記給電用アンテナの上方に設けられた金属板と、前記複数の誘電体層にお
V、て下層から上層に向力つて径が大きくなるように配置された円状または方形状のル ープ状金属とを具備して ヽる。
[0006] また、本発明のアンテナ装置において、前記金属板が 1次反射器として機能し、前 記ループ状金属が 2次反射器として機能するようにしても良 、。
[0007] また、本発明のアンテナ装置において、前記金属板に円状または方形状のスロット を空けるようにしても良い。
[0008] また、本発明のアンテナ装置において、前記金属板の下面に平面アンテナを有し、 前記平面アンテナの表面にスタブを有するようにしても良 、。
[0009] また、本発明のアンテナ装置において、前記平面アンテナの素子エレメントに可変 容量素子を具備するようにしても良 ヽ。
[0010] また、本発明のアンテナ装置において、前記複数の誘電体層において複数の周波 数に対応した 2次反射器として機能するループ状金属を複数組、配置するようにして も良い。 [0011] また、本発明のアンテナ装置において、前記金属板の裏面に反射器として機能す る MEMSデバイスを有するようにしても良!、。
[0012] また、本発明のアンテナ装置において、前記給電用アンテナは、単一の給電素子 力もなる構成、または、単一の給電素子と 1つ以上の無給電素子を有する構成、また は、複数の給電素子を配置した構成、または、単一の給電素子と 1つ以上の無給電 素子を有する素子群を複数配置した構成としても良い。
また、本発明のアンテナ装置において、前記金属板が無給電素子として機能し、前 記ループ状金属が反射器として機能するようにしても良 、。
[0013] また、本発明のアンテナ装置において、前記金属板の形状が円状または方形状で あり、円の直径または方形のいずれかの 1辺の長さが前記多層誘電体基板の誘電体 内における波長の 1. 48倍から 2. 16倍の範囲内であるようにしても良い。
[0014] また、本発明のアンテナ装置において、前記金属板の形状が円状または方形状で あり、円の直径または方形のいずれかの 1辺の長さが前記多層誘電体基板の誘電体 内における波長の 1. 62倍から 1. 86倍の範囲内であるようにしても良い。
[0015] また、本発明のアンテナ装置において、前記金属板が、 5次以上の奇数次のモード を励振する金属より作られるようにしても良い。
[0016] また、本発明のアンテナ装置において、前記誘電体層の最下層からの前記金属板 の高さ力 前記多層誘電体基板の誘電体内における波長の 0. 12〜0. 28倍の範囲 内であるようにしても良い。
また、本発明のアンテナ装置において、前記誘電体層の最下層からの前記金属板 の高さ力 前記多層誘電体基板の誘電体内における波長の 0. 16〜0. 22倍の範囲 内であるようにしても良い。
[0017] また、本発明のアンテナ装置において、前記ループ状金属を全周から任意の角度 だけ切り取った構成としても良い。
[0018] また、本発明のアンテナ装置において、前記複数の誘電体層の各層に配置したル ープ状金属間をスルーホールまたはビアホールを用いて接続しても良 、。
[0019] また、本発明のアンテナ装置において、前記金属板を第 2の周波数において共振 するマイクロストリップアンテナとし、第 1の周波数で励振する前記給電用アンテナと 独立に前記第 2の周波数で励振するようにしても良い。
[0020] また、本発明のモジユーノレは、本発明のアンテナ装置の表面に能動デバイスを実 装したものである。
また、本発明のモジュールアレーは、上記モジュールを複数用いて構成したもので ある。
また、本発明のパッケージモジュールは、上記アンテナ装置の表面に能動デバイス を実装し、空隙構造を持つ基板を該表面側において前記アンテナ装置に接続したも のである。
また、本発明のアレーアンテナ装置は、前記アンテナ装置を複数用いて構成したも のある。
発明の効果
[0021] 本発明のアンテナ装置は、複数の誘電体層を組み合わせた多層誘電体基板と、前 記多層誘電体基板の下層に設けられた給電用アンテナと、前記給電用アンテナの 上方に設けられた金属板と、前記複数の誘電体層にお 、て下層から上層に向かつ て径が大きくなるように配置された円状または方形状のループ状金属とを具備してい る。
したがって、反射型開口面アンテナと同じ動作をさせることができる。これにより、簡 易構造の反射鏡アンテナを実現できる。よって、製造性の優れた高利得アンテナが 実現できる。
[0022] また、本発明のアンテナ装置では、前記金属板に円状または方形状のスロットを空 けるようにしている。したがって、給電用アンテナから放射された電磁波の電力の一 部をそのまま放射させることができる。これにより、メインローブに落ちこみの無い指向 特性を実現することができる。よって、比較的小規模の高利得アンテナを実現するこ とがでさる。
[0023] また、本発明のアンテナ装置では、前記金属板の下面に平面アンテナを有し、前 記平面アンテナの表面にスタブを有する。
したがって、下面に設置した平面アンテナにより励振位相を調整することが可能と なる。これにより、 1次放射器からの反射波の指向特性を制御することができる。よつ て、本構成のアンテナを用いても目的の指向特性を実現することができる。
[0024] また、本発明のアンテナ装置では、前記平面アンテナの素子エレメントに可変容量 素子を具備する。
したがって、下面に設置した平面アンテナの励振位相を可変制御することができる 。これにより、 1次放射器力もの反射波の指向特性を可変制御することができる。よつ て、本構成のアンテナによれば、可変指向性制御を可能とすることができる。
[0025] また、本発明のアンテナ装置では、前記複数の誘電体層において複数の周波数に 対応した 2次反射器として機能するループ状金属を複数組、配置する。
したがって、反射鏡を周波数ごとに動作させることができる。これにより、複数の周波 数において、それぞれ異なる指向性を実現することができる。よって、複数システムに 対応可能なアンテナを実現することができる。
[0026] また、本発明のアンテナ装置では、前記金属板の裏面に反射器として機能する M EMSデバイスを有する。
したがって、前記金属板下面に設置した MEMSデバイスの角度を変えることで、反 射波の方向を調整することができる。これにより 1次反射器からの反射波の指向特性 可変制御することができる。よって、本構成のアンテナの指向特性可変制御が可能と なる
[0027] また、本発明のアンテナ装置によれば、金属板を無給電素子として機能させ、ルー プ状金属を反射器として機能させている。これにより、給電用アンテナから放射され た電磁波を無給電素子で再放射し、さらに、環状などの導電性部材によりさらに反射 させる構成となっているため、高利得なアンテナ装置を実現することができると。
[0028] また、本発明のアンテナ装置では、円状または方形状とした金属板の円の直径また は方形のいずれかの 1辺の長さ力 多層誘電体基板の誘電体内波長の 1. 48倍から 2. 16倍の範囲内となるようにしている。これにより、 10 (dBi)以上の高利得を実現す ることがでさる。
また、本発明のアンテナ装置では、円状または方形状とした金属板の円の直径また は方形のいずれかの 1辺の長さ力 多層誘電体基板の誘電体内波長の 1. 62倍から 1. 86倍の範囲内となるようにしている。これにより、 15 (dBi)以上の高利得を実現す ることがでさる。
[0029] また、本発明のアンテナ装置では、金属板が 5次以上の奇数次のモードを励振す る金属より作られている。これにより、 3次のモードを励振する無給電素子以外に、 5 次以上の奇数次のモードを励振する無給電素子を用いても、 3次のモードを励振す る無給電素子と同様に高利得を実現することができる。
[0030] また、本発明のアンテナ装置では、金属板の高さが多層誘電体基板の誘電体内波 長の 0. 12〜0. 28倍の範囲内となるようにしている。これにより、 10 (dBi)以上の高 利得を実現することができる。
また、本発明のアンテナ装置では、金属板の高さが多層誘電体基板の誘電体内波 長の 0. 16〜0. 22倍の範囲内となるようにしている。これにより、 15 (dBi)以上の高 利得を実現することができる。
[0031] また、本発明のアンテナ装置では、前記ループ状金属を全周から任意の角度だけ 切り取った構成としている。したがって、本アンテナは 1箇所のみに開口を持つアンテ ナとなる。これにより、給電箇所力も離れた箇所に開口を作ることができる。よって、給 電箇所と開口位置をずらして構成することができる。
[0032] また、本発明のアンテナ装置では、前記複数の誘電体層の各層に配置したループ 状金属間をスルーホールまたはビアホールを用いて接続する。
したがって、各ループ状金属の電位を均一にすることが可能となる。これにより、反 射鏡面としての動作を安定させることができる。よって、指向特性の乱れを抑えること ができる。
[0033] また、アンテナ装置では、前記金属板を第 2の周波数にぉ 、て共振するマイクロスト リップアンテナとし、第 1の周波数で励振する前記給電用アンテナと独立に前記第 2 の周波数で励振する。
したがって、第 1の周波数では本来の反射鏡アンテナとして動作させることができ、 第 2の周波数では単素子の平面アンテナとして動作させることができる。
これにより、比較的高い第 1の周波数帯では狭ビームの指向特性を実現できるのに 対して、比較的低い第 2の周波数帯ではブロードな指向特性を実現することができる 。よって、複数のシステムに対応可能なアンテナを実現することができる。 [0034] また、本発明のモジュールはアンテナ装置の表面に能動デバイスを実装して構成 している。これにより、アンテナ装置と能動デバイスとを一体ィ匕したモジュールを提供 することが可能になる。また、マザ一ボード上などにモジュールを直に実装することが できるため、損失の大きなビアホールなどを用いずに済み、接続損失を大幅に低減 することができる。
[0035] また、本発明では上記のようなモジュールを複数用いてモジュールアレーを構成し ている。これにより、単一のモジュールでは実現できないような高利得を必要とする用 途にも適用可能となる。
また、本発明では、アンテナ装置の表面に能動デバイスを実装し、空隙構造を持つ 基板を該表面側においてアンテナ装置に接続してパッケージモジュールを構成して いる。これにより、アンテナ装置と能動デバイスとを一体ィ匕したパッケージモジュール の形態での提供が可能となる。
また、本発明のアレーアンテナ装置はアンテナ装置を複数用いて構成している。こ れにより、単一のアンテナ装置では実現できないような高利得を必要とする用途にも 適用可能となる。
図面の簡単な説明
[0036] [図 1A]本発明の第 1実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図。
[図 1B]本発明の第 1実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す断面図。
[図 2A]本発明の第 2実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す上面図。
[図 2B]本発明の第 2実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す断面図。
[図 3A]本発明の第 3実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図。
[図 3B]本発明の第 3実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す断面図。
[図 3C]円環リングの配置の定義を示す図。
[図 4A]図 3Aに示したアンテナ装置において無給電素子 7を省略した場合の構成を 示す斜視図。
[図 4B]図 3Bに示したアンテナ装置において無給電素子 7を省略した場合の構成を 示す断面図。
[図 5]スロット形状によるアンテナ特性の変化を示す特性図。 圆 6]2次反射器の鏡面配置角によるアンテナ特性の変化を示す特性図。
[図 7]図 8〜図 11に示すアンテナ特性を求めるために用いた解析モデルを示す図。 圆 8]スロットの半径とアンテナ特性 (利得)の関係を示す図。
圆 9]1次反射器の高さとアンテナ特性 (利得)の関係を示す図。
[図 10]2次反射器の配置角とアンテナ特性 (利得)の関係を示す図。
圆 11]層数とアンテナ特性 (利得および放射効率)の関係を示す図。
圆 12A]本発明の第 4実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図。
圆 12B]本発明の第 4実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す断面図。
圆 13A]本発明の第 5実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図。
圆 13B]本発明の第 5実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す断面図。
圆 14A]本発明の第 6実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す斜視図。
圆 14B]本発明の第 6実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す断面図。
圆 15]本発明の第 7実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す断面図。
圆 16]本発明の第 8実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す断面図。
圆 17]本発明の第 9実施形態に係るアンテナ装置の構成を示す断面図。
圆 18A]本発明の第 10実施形態のアンテナ装置を示す斜視図。
圆 18B]本発明の第 10実施形態のアンテナ装置を示す断面図。
[図 19]図 18A及び図 18Bのアンテナ装置の無給電素子の形状に対するアンテナ特 性を示す図。
[図 20]図 18A及び図 18Bのアンテナ装置の無給電素子の高さに対するアンテナ特 性を示す図。
[図 21]図 18A及び図 18Bのアンテナ装置の指向特性を示す図。
圆 22A]本発明の第 11実施形態のアンテナ装置の構成を示す上面図。
圆 22B]本発明の第 11実施形態のアンテナ装置の構成を示す側面図。
圆 23A]本発明の第 12実施形態のアンテナ装置を示す斜視図。
圆 23B]本発明の第 12実施形態のアンテナ装置の構成を示す断面図。
[図 24]本発明の第 13実施形態によりアンテナ装置をシステムオンパッケージで実現 する例を示す図。 [図 25]本発明の第 14実施形態に係るシステムオンパッケージの構成を示す図。
[図 26]本発明の第 15実施形態に係るモジュールの構成を示す図。
[図 27]本発明の第 16実施形態に係るモジュールアレーの構成を示す図。
[図 28]単素子アンテナを示す平面図。
[図 29]本発明の第 17実施形態に係る 4素子アレーアンテナの構成を示す平面図。
[図 30A]従来のアンテナ装置の構成例を示す斜視図。
[図 30B]従来のアンテナ装置の構成例を示す断面図。
符号の説明
[0037] 1…誘電体基板、 2…マイクロストリップアンテナ、 3· ·· 1次反射器、 4· ··2次反射器、 5 …地板、 6…スロット、 7…無給電素子、 8…スルーホール（ビアホール）、 9…マイクロ ストリップアンテナアレー、 10· ··バラクターダイオード、 11"'第1周波数( ）用反射 器、 12· ··第 2周波数 (f2)用反射器、 13…第 1周波数 (fl)用 1次反射器及び第 2周 波数 (f2)用励振素子、 14—MEMSリフレクタ、 30…導体、 31· ··スタブ、 101…多層 誘電体基板、 102· ··マイクロストリップアンテナ、 103…無給電素子、 103a…無給電 素子、 104…二次反射器、 104a…二次反射器、 105· ··グラウンド板、 106…導体板 、 107…スルーホール（又はビアホール）、 108· ··導体、 130…高周波用のパッケ一 ジ、 131· ··アンテナ装置、 131b…多層の誘電体、 131B…多層誘電体基板、 131a …二次反射器、 131c…給電素子、 13 Id…無給電素子、 132 'MMICチップ、 13 3· ··保持部材、 134〜136· ··突起（Bump)、 137· ··ビアホール、 138· ··グラウンド、 1 40· ··モジュール、 150…マザ一ボード、 200· ··局部発振器、 201〜IF信号入力端 子、 202· "アンテナ、 203…高周波回路、 204· ··移相器、 205· ··周波数混合器、 20 6· "増幅器、 220· ··単素子アンテナ、 221· "4素子アレーアンテナ、 222· "給電線 発明を実施するための最良の形態
[0038] 以下、本発明の実施形態を、図面を参照して詳細に説明する。ただし、本発明は 以下に説明する各実施形態に限定されるものではなぐ例えばこれら実施形態を適 宜組み合わせたものも本発明の範囲に属する。
〈第 1実施形態〉
本発明の第 1実施形態に係るアンテナ装置の構成を図 1A (斜視図)及び図 1B (断 面図）に示す。これらの図において、 1は誘電体基板、 2はマイクロストリップアンテナ 、 3は 1次反射器、 4は 2次反射器であり、 5は地板 (グラウンド板)を示している。
[0039] 図 1 A及び図 1Bのアンテナ装置は、 1層当たり 0. 1mmの誘電体基板 1が 10層から なるものであり、最下層に配置されたマイクロストリップアンテナ 2から放射された電磁 波は金属板力 なる 1次反射器 3に反射し、さらに円状のループ状金属力 なる 2次 反射器 4にさらに反射させることにより動作するアンテナを示したものである。
本発明では、例えば高温焼成セラミック (HTCC)基板を用いることにより薄型化 '小 型化が可能であり、 60GHz帯であれば約 lmmの厚さで実現することができる。 また、利得としては lOdBi以上を満足することが可能となる。
なお、 2次反射器 4の形状は円状としたが、本発明では円状は楕円も含む。また、 2 次反射器 4の形状は、円状以外に正方形や長方形などの方形状であっても良い。
[0040] 〈第 2実施形態〉
本発明の第 2実施形態に係るアンテナ装置の構成を図 2A (上面図)及び図 2B (断 面図）に示す。これらの図において、 1は誘電体基板、 2はマイクロストリップアンテナ 、 3は 1次反射器、 4は 2次反射器、 5は地板であり、 6はスロットを示している。
図 2A及び図 2Bに示した第 2実施形態に係るアンテナ装置は第 1実施形態に係る アンテナ装置のアンテナ構成を丁度半分に切った構成となっており，その境界には 導体 30を配置したものである。
なお、 2次反射器 4は、円状 (上述したように楕円も含む)または方形状のループ状 金属を全周から任意の角度だけ切り取った構成とすることができる。
[0041] 本構成により、鏡面アンテナとしては導体 30によるイメージが生じるため、第 1実施 形態に係るアンテナ装置に比べて、ほぼ面積を半分に圧縮することが可能となる。 また、開口面が 1箇所となり、かつ給電素子が全アンテナ構成の中央から端に変わ るため、回路との接続に都合が良いなどの利点が生じる。
なお、図 2A及び図 2Bでは、次に述べる第 3実施形態と同様にスロット 6を設けた場 合について例を示した力、スロット 6を設けずに図 1A及び図 1Bに示したものと同様 の形状の 1次反射器 3を用いても良い。したがって、スロット 6については第 3実施形 態において詳しく説明する。 [0042] 〈第 3実施形態〉
本発明の第 3実施形態に係るアンテナ装置の構成を図 3A〜図 3Cに示す。図 3A はアンテナ装置の全体構成を示す斜視図、図 3Bは図 3Aの断面図、図 3Cは、円環 リングの配置の定義を示す図である。図 3A〜図 3Cの各図において、 1は誘電体基 板、 2はマイクロストリップアンテナ、 3は 1次反射器、 4は 2次反射器、 5は地板、 6はス ロットであり、 7はマイクロストリップアンテナ 2から放射された電磁波を再放射する無 給電素子を示している。
[0043] 図 3 A〜図 3Cのアンテナ構成は第 1実施形態（図 1 A及び図 1 B)で示したアンテナ 構成において、 1次反射器 3に円形状 (楕円を含む)または方形状 (正方形又は長方 形を含む）のスロット 6を設けることによりマイクロストリップアンテナ 2から放射された電 磁波のうち一部を反射させずにそのまま空間に放出させたものである。これにより 1次 反射器 3から直接マイクロストリップアンテナ 2に反射させられてくる電磁波による影響 を小さくするだけでなぐメインビーム内での指向性の乱れを抑圧することができる。 すなわち、第 1実施形態の構成では 1次反射器 3の中心付近の上方にヌルパターン による不感地帯が発生するが、本実施形態のようにスロット 6を設けてアンテナとして 共振させることで、こうした不感地帯の発生を防ぐことができる。
[0044] ここで、無給電素子 7の配置形態について説明しておくと、図 3Bに示したようにマイ クロストリップアンテナ 2の上方に配置する形態のほ力、マイクロストリップアンテナ 2の 横に配置する形態も考えられる。
例えば、マイクロストリップアンテナ 2をアンテナ装置の上方力 見たときに上下方向 (すなわち、紙面に対して鉛直方向）に定在波が発生しているとすると、同一形状の 無給電素子をマイクロストリップアンテナ 2の上下にそれぞれ配置する形態が考えら れる。
あるいは、いま述べたのと同様に定在波が発生しているときに、無給電素子をマイ クロストリップアンテナ 2の左右にそれぞれ配置し、例えば左側に配置した無給電素 子の上下方向の長さを右側に配置した無給電素子の上下方向の長さよりも長くする 。こうすることで、マイクロストリップアンテナ 2が例えば 60GHzで共振している場合に 、左側に配置した無給電素子を例えば 58GHzで共振させ、右側に配置した無給電 素子を例えば 62GHzで共振させる。これにより、より共振しやすい方向に電流の中 心位置が偏るため、広帯域ィ匕が実現できる。
[0045] また、マイクロストリップアンテナ 2についてもここで説明しておくと、マイクロストリップ アンテナ 2はこれまでに示したような単素子のもので構成しても良いし、複数の素子を アレー状に配置して構成しても良い。また、マイクロストリップアンテナ 2にカ卩えて無給 電素子 7を設ける場合には、これらをさらにアレー状に複数配置して構成しても良い
。このことは、本実施形態以外の他の実施形態でも同様である。
[0046] なお、図 3A及び図 3Bでは無給電素子 7を設けた構成を示したが、無給電素子 7を 設けることは必須ではないため省略しても良い。この場合のアンテナ装置の構成例を 図 4A及び図 4Bに示す。
また、本実施形態以外の他の実施形態では無給電素子を設けて 、な 、実施形態 もあるが、そうした実施形態において本実施形態と同様に無給電素子を設けても良 い。
[0047] 次に、一例として誘電体基板 1に高温焼成セラミック基板 (誘電率 9. 0)を用いるこ とを想定して、モーメント法により解析した結果を示す。 1層あたりの基板厚 0. lmm の基板を 10層用い、以下のパラメータで 2次反射器 4を構成する金属の円環リングを 4層配置した場合 (構成 a)と、円環リングを 9層配置した場合 (構成 b)における 60GH z帯での構成 (構成パラメータ） (A)と特性 (B)を示すと以下の通りである。
[0048] (構成 a)
(A)構成パラメータ
• 1層目 給電素子： 1辺が 0.785mmの方形パッチ
(給電箇所：中心から 0.1mm)
• 2層目 円環リング:内径半径 2.5 mm 外径半径 3.25 mm
• 3層目 円環リング:内径半径 3.1 mm 外径半径 3.85 mm
• 4層目 円環リング:内径半径 3.7 mm 外径半径 4.45 mm
• 5層目 円環リング:内径半径 4.3 mm 外径半径 5.05 mm
• 10層目 円形パッチ：半径 2.55 mm スロット半径 0.57 mm
(B)特性利得 15.7dBi (59GHz) (構成 b)
(A)構成パラメータ
• 1層目 給電素子： 1辺が 0.785mmの方形パッチ
(給電箇所：中心から 0.1mm)
2層目 円環リング:内径半径 2.5 mm 外径半径 3.25 mm
3層目 円環リング:内径半径 3.0 mm 外径半径 3.75 m
4層目 円環リング:内径半径 3.5 mm 外径半径 4.25 mm
5層目 円環リング:内径半径 4.0 mm 外径半径 4.75 mm
6層目 円環リング:内径半径 4.5 mm 外径半径 5.25 mm
7層目 円環リング:内径半径 5.0 mm 外径半径 5.75 mm
8層目 円環リング:内径半径 5.5 mm 外径半径 6.25 mm
9層目 円環リング:内径半径 6.0 mm 外径半径 6.75 mm
• 10層目 円環リング：内径半径 6.5 mm 外径半径 7.25 mm
• 10層目 円形パッチ：半径 2.55 mm スロット半径 0.57 mm
(B)特性'利得 16.0dBi (60GHz)
[0050] また、構成 aにおいて、 1次反射器 3に配置したスロット 6の形状によりアンテナ特性 が変化する。ここで、スロット 6の直径によるアンテナ特性の変化を図 5に示す。同図 力もアンテナ利得と放射効率は、ほぼ似た特性を持つことが分かり、さらにスロット直 径として 0.55mmから 0.60mmとするのが良いことが分かる。
次に、 2次反射器 4の配置によるアンテナ特性の変化を図 3Cで示した 2次反射器 4 の鏡面配置角 αを用いて示すと図 6のようになる。同図から明らかなように、 2次反射 器 4の配置角 aによりアンテナ利得が大きく変化し、ほぼ 80度の時にアンテナ特性 が改善され、 78度から 81度の間であれば、比較的高い利得のアンテナが実現でき ることが分力ゝる。
[0051] また、図 8〜図 11は上記以外の種々のパラメータについてアンテナ特性を示したも のであって、図 7に示す解析モデルに基づいている。図 7の解析モデルによるアンテ ナ装置の構成は図 4Bに示した構成と同じであって、 Hは地板 5の放射方向側の面を 基準とした 1次反射器 3の高さ， R1は 1次反射器 3の外径の半径， R2はスロット 6の半 径， αは前述した 2次反射 4の鏡面配置角である。
[0052] 図 8はスロット 6の半径 R2と利得の関係を示した図であって、誘電体基板 1の層数 力 層， 7層， 9層の場合についてそれぞれ示したものである。図 9は 1次反射器 3の 高さ Ηと利得の関係を示した図であって、誘電体基板 1の層数が 4層， 7層， 9層の場 合についてそれぞれ示したものである。図 10は鏡面配置角 αと利得の関係を示した 図であって、誘電体基板 1の層数力 層， 7層， 9層の場合についてそれぞれ示した ものである。図 11は誘電体基板 1の層数と利得及び放射効率との関係を示した図で ある。これらの図から分力るように、半径 R2,高さ Η,鏡面配置角 α ,層数の 1つ以上 の値を変えることによって、ある程度利得を調整することができる。
[0053] 〈第 4実施形態〉
本発明の第 4実施形態に係るアンテナ装置の構成を図 12A (斜視図)及び図 12Β ( 断面図）に示す。これらの図において、 1は誘電体基板、 2はマイクロストリップアンテ ナ、 3は 1次反射器、 4は 2次反射器、 5は地板、 6はスロットであり、 8はビアホール、 またはスルーホールを示して 、る。
図 12A及び図 12Bに示した第 4実施形態に係るアンテナ装置の構成は第 3実施形 態で示したアンテナ構成（図 4Α及び図 4Β)に対して 2次反射器 4のリング状金属の レイヤ間をビアホールまたはスルーホール 8を追カ卩して接続した構成を示したもので ある。
本構成により 2次反射器 4内の電位が共通化されるため、アンテナの動作が安定し 、指向性の乱れが小さくなるという利点が生じる。
[0054] 〈第 5実施形態〉
本発明の第 5実施形態に係るアンテナ装置の構成を図 13A (斜視図)及び図 13Β ( 断面図）に示す。これらの図において、 1は誘電体基板、 2はマイクロストリップアンテ ナ、 3は 1次反射器、 4は 2次反射器、 5は地板であり、 9はマイクロストリップアンテナ アレー， 31はスタブを示している。
第 5実施形態に係るアンテナ装置が第 1実施形態に係るアンテナ装置と構成上、異 なるのは、 1次放射器 3の裏面に、平面アンテナを形成するマイクロストリップアンテナ アレー 9を有していること、および、マイクロストリップアンテナアレー 9を構成している 個々のアンテナに対して金属片力もなるスタブ 31を取り付けて 、ることにあり、他の 構成は同一である。
[0055] マイクロストリップアンテナアレー 9は、マイクロストリップアンテナ 2からの電磁波の 電力をいつたん蓄積し、電磁波の位相をずらして再放射するものである。電磁波の位 相をずらすための手段として本実施形態ではスタブ 31を設けており、スタブ 31の大 きさを個々に変えることによって、形成されるビームをチルトさせることができる。 本構成により 1次反射器 3からの反射波を目的とする指向性となるように成形するこ とができる。これにより 2次反射器 4まで含めた総合の指向特性を制御することができ る。
[0056] 〈第 6実施形態〉
本発明の第 6実施形態に係るアンテナ装置の構成を図 14A及び図 14Bに示す。こ れらの図において、 1は誘電体基板、 2はマイクロストリップアンテナ、 3は 1次反射器 、 4は 2次反射器、 5は地板、 9はマイクロストリップアンテナアレーであり、 10はバラク ターダイオードを示して 、る。
図 14A及び図 14Bに示した第 6実施形態に係るアンテナ装置が第 5実施形態に係 るアンテナ装置（図 13A及び図 13B)と構成上、異なるのは、 1次反射器 3裏面に配 置されたマイクロストリップアンテナアレー 9の素子に可変容量素子の一種であるバラ クタ一ダイオード 10を具備している点にある。図 14Bに示した構成例では、ノラクタ 一ダイオード 10を 1次反射器 3上に配置して、マイクロストリップアンテナアレー 9を構 成する各アンテナとの間を配線で接続するようにしている。これにより第 5実施形態に 係るアンテナ装置では固定の指向性制御が可能であつたが、バラクターダイオード 1 0への加圧電圧の制御により指向性を可変することが可能となる。
[0057] 〈第 7実施形態〉
本発明の第 7実施形態に係るアンテナ装置の構成を図 15に示す。同図において、 1は誘電体基板、 2はマイクロストリップアンテナ、 3は 1次反射器、 4は 2次反射器、 5 は地板、 11は第 1周波数 (fl)用反射器であり、 12は第 2周波数 (f2)用反射器を示 している。なお、 fl用反射器 11と f2用反射器 12により 2次反射器 4を構成している。 図 15に示した第 7実施形態に係るアンテナ装置が第 1実施形態に係るアンテナ装 置と構成上、異なるのは複数の周波数に対応した 2次反射器を具備している点であ る。ここでは、一例として第 1周波数用反射器 11と第 2周波数用反射器 12を具備す ることで、 2周波において別々の 2次反射器を構成した例を示す。本実施形態は、 2 次反射器 4を構成する円環リングを波長に対して十分狭い間隔で配置することで擬 似的に穴のない鏡面として見える性質を利用している。
なお、本実施形態は 3周波以上の共用であっても可能なアンテナ構成である。これ により複数の周波数においてそれぞれ異なる指向特性を実現することが可能となる。
[0058] 〈第 8実施形態〉
本発明の第 8実施形態に係るアンテナ装置の構成を図 16に示す。同図において、 1は誘電体基板、 2はマイクロストリップアンテナ (fl用励振素子）、 4は 2次反射器、 5 は地板であり、 13は第 1周波数 (f 1)用 1次反射器及び第 2周波数 (f 2)用励振素子 を示している。なお、周波数 f 2は周波数 flよりも低い周波数に設定する。例えば、周 波数 flはミリ波帯 (具体的には 60GHzなど）とし、周波数 f 2は無線 LANで使用され る 5GHz帯とする。
図 16に示した第 8実施形態に係るアンテナ装置が、第 1実施形態に係るアンテナ 装置と構成上、異なるのは、マイクロストリップアンテナ 2を励振するだけでなぐマイク ロストリップアンテナ 2が励振する周波数帯とは異なる周波数帯において 1次反射器 1 3を励振することにある。
これにより、従来の狭ビーム特性を得るものに対しては鏡面アンテナとして動作させ 、より低い周波数帯においてブロードな指向特性を実現する場合には第 2周波数用 励振素子 13を用いて放射させるということが可能となる。
なお、本実施形態は、他の実施形態、例えば後述する第 10〜第 12実施形態に係 るアンテナ装置に適用しても良!、。
[0059] 〈第 9実施形態〉
本発明の第 9実施形態に係るアンテナ装置の構成を図 17に示す。同図において、 1は誘電体基板、 2はマイクロストリップアンテナ、 4は 2次反射器、 5は地板であり、 14 は MEMS (Micro Electro Mechanical System)リフレクタを示している。
図 17に示した第 9実施形態に係るアンテナ装置が、第 1実施形態に係るアンテナ 装置と構成上、異なるのは 1次反射器 3の裏面に MEMSリフレクタ 14を具備した点に ある。これにより MEMSデバイスにカ卩えられる電圧値により反射板の角度が変化する ため、 1次反射器 3からの反射波を制御することが可能となる。これによりアンテナ全 体の指向特性を可変させることができる。
[0060] 〈第 10実施形態〉
以下、本発明の第 10実施形態について図面を参照しつつ説明する。なお、以下の 第 10実施形態並びに後述する第 11実施形態および第 12実施形態のアンテナ装置 では、それらが備える無給電素子が 3次のモードを励振する場合を対象として 、る。 本発明の第 10実施形態におけるアンテナ装置の構造について図 18A及び図 18B を参照しつつ説明する。図 18A及び図 18Bは第 10実施形態のアンテナ装置を示す 図であり、図 18Aは構成図 (斜視図）であり、図 18Bは図 18Aの I I線の断面図であ る。
[0061] 第 10実施形態のアンテナ装置は、図 18Bに示すように、 10層の誘電体を組み合 わせた多層誘電体基板 101を有しており、本実施形態においては多層誘電体基板 1 01として高温焼成セラミック基板（HTCC基板： High Temperature Cofired Ce ramie Substrate)を用いる。 HTCC基板を用いることにより、例えば、 60GHz帯の 周波数帯域であれば、多層誘電体基板 101の厚さをほぼ 1 (mm) (各層の誘電体の 厚みをほぼ 0. 1 (mm) )にすることが可能となる。なお、図 18Bにおいては、多層誘 電体基板 101として 10層の誘電体を組み合わせた多層誘電体基板を示しているが 、多層誘電体基板として 2層以上の誘電体を組み合わせたものであればよい。また、 図 18Aでは、多層誘電体基板 101が 10層の誘電体を組み合わせたものであること の図示は省略している。
[0062] アンテナ装置には、多層誘電体基板 101の放射方向（図 18B中に図示）に対して 最下層の誘電体の放射方向側の面に金属などの導電性部材によりなるマイクロストリ ップアンテナ 102が配置されている。マイクロストリップアンテナ 102は単素子アンテ ナとしての給電素子である。
また、アンテナ装置は、マイクロストリップアンテナ 102よりも放射方向側に配置され る無給電素子 103を備えている。無給電素子 103は円形状をした金属よりなる。例え ば、後述する解析結果に示すように、無給電素子 103の直径が多層誘電体基板 10 1の誘電体内における波長（誘電体内波長）の 1. 48倍から 2. 16倍（1. 48波長から 2. 16波長）において利得 10 (dBi)以上を実現でき、無給電素子 103の直径が誘電 体内波長の 1. 62倍から 1. 86倍（1. 62波長から 1. 86波長）において利得 15 (dBi )以上を実現できる。なお、無給電素子 103の形状として、円形状の他、正方形であ つてもよい。この場合も、無給電素子 103の 1辺が誘電体内波長の 1. 48倍力ら 2. 1 6倍（1. 48波長から 2. 16波長）において利得 10 (dBi)以上を実現でき、無給電素 子 103の 1辺が誘電体内波長の 1. 62倍から 1. 86倍（1. 62波長から 1. 86波長）に お!、て利得 15 (dBi)以上を実現できる。
[0063] なお、ここでは無給電素子 103を円形状としたが、円形状は楕円も含む。無給電素 子 103が楕円の場合には、楕円の長径または短径の少なくとも一方が円の場合の直 径と同様の条件を満足すれば良い。また、正方形に限らず長方形などの方形状であ つても良い。この場合には、長方形の少なくとも 1辺が正方形の場合と同様の条件を 満足すれば良い。また、無給電素子 103の形状は正確な円形状あるいは方形状で なくとも良ぐ例えば一部が欠けている形状や一部が変形している形状などであって も良い。
[0064] また、アンテナ装置には、多層誘電体基板 101の放射方向に対して 2層目の誘電 体から最下層（10層目）の誘電体の放射方向側の面の夫々に金属などの導電性部 材カもなる二次反射器 104が配置されている。二次反射器 104は、外周および内周 が円である環状をした構造である（円状)。そして、 2層目の誘電体の放射方向側の 面に配置された二次反射器 104から最下層（10層目）の誘電体の放射方向側の面 に配置された二次反射器 104に向力つて、それらの直径は順次小さくなつている。 なお、二次反射器 104を配置する誘電体は上記に限られるものではなぐ例えば、 10層の全てに配置するようにしてもよい。また、二次反射器 104の環状の形状として 、外周および内周が円の他、楕円であってもよく（楕円状)、方形であってもよい (方 形のループ状)。
[0065] さらに、アンテナ装置には、多層誘電体基板 101のアンテナ装置の放射方向と反 対側の面にグラウンド板 105が配置されている。マイクロストリップアンテナ 102はダラ ゥンド板 105に接地されている。
図 18A及び図 18Bに構造を示したアンテナ装置は、マイクロストリップアンテナ 102 から放射された電磁波が無給電素子 103により再放射され、さらに、二次反射器 104 によりさらに反射させることにより動作するものである。
[0066] なお、本実施形態では、第 1実施形態〜第 9実施形態とは異なって一次反射器が 存在しないが、第 1実施形態〜第 9実施形態との対応が分力りやすいように、第 1実 施形態〜第 9実施形態に準じて参照符号 104を二次反射器として説明している。
[0067] 以下、図 18A及び図 18Bのアンテナ装置において、モーメント法により解析した結 果として、無給電素子 103の形状に対するアンテナ特性を図 19に示す。なお、図 19 では、横軸が円形をした無給電素子 103の半径 (mm)であり、縦軸が利得 (dBi)と 放射効率（％)である。なお、図 19中、実線が利得であり、点線が放射効率である。 ただし、モーメント法による解析は次の条件の下に行われている。電磁波の周波数 帯域を 60GHzとする。多層誘電体基板 101として、 1層当たりの厚さが 0. l (mm)で ある 10層の誘電体力もなり、多層誘電体基板 101として比誘電率が 9. 0の HTCC基 板が用いられている。また、無給電素子 103の高さがグラウンド板 105の放射方向側 の面から 0. 3 (mm)である。二次反射器 104は多層誘電体基板 101の放射方向に 対して 2層目の誘電体から最下層（10層目）の誘電体の放射方向側の面の夫々に配 置されている。
[0068] 誘電体内波長 λは、比誘電率 ε 、周波数を fとすると、下記のようにして求めること ができる。なお、 cは真空中の光の速度である。
X = c/i X ( l/ ( s ) 1/2)
解析に利用した周波数が 60GHz、 HTCC基板の比誘電率が 9、光の速度が 3 X 1 08 (m/s)であることから、誘電体内波長 λは、
λ = 3 Χ 10 (60 X 109) X (1/ (9) 1/2) = 1. 67 X 10_3 (m) = 1. 67 (mm)とな る。
これを利用すること〖こよって、図 19の無給電素子 103の半径 (mm)をもとに、無給 電素子 103の直径が誘電体内波長の何倍であるかを換算することができる。なお、 本実施形態のアンテナ装置のように空気層に近 、部分にも伝搬する場合を考慮する と、実際の誘電体内波長は 1. 67mmよりも少し長くなる場合も考えられる。したがつ て誘電体内波長はほぼ 1. 67mmと言える。
[0069] 図 19の解析結果から、最大の利得で 18. 6 (dBi)を実現することができている。ま た、無給電素子 103の直径が誘電体内波長の 1. 48倍から 2. 16倍（1. 48波長から 2. 16波長）において利得 10 (dBi)以上を実現できている。また、無給電素子 103の 直径が誘電体内波長の 1. 62倍から 1. 86倍（1. 62波長から 1. 86波長）において 利得 15 (dBi)以上を実現できて 、る。
つまり、本実施形態のアンテナ装置によれば、 10 (dBi)以上の高利得を実現でき、 さらに、 15 (dBi)以上の高利得をも実現することができる。
なお、無給電素子 103の形状が円である場合と正方形である場合とにおいて、図 1 8A及び図 18Bのアンテナ素子は同じ動作をするため、円形の無給電素子の直径と 正方形の無給電素子の 1辺の長さが同じである場合には、ほぼ同じ利得 (dBi)が得 られる。
[0070] また、図 18A及び図 18Bのアンテナ装置において、モーメント法により解析した結 果として、無給電素子 103の高さに対するアンテナ特性を図 20に示す。なお、図 20 では、横軸が無給電素子 103のグラウンド板 105の放射方向側の面からの高さ（mm )であり、縦軸が利得 (dBi)と放射効率（％)である。なお、図 20中、実線が利得であ り、点線が放射効率である。
ただし、モーメント法による解析は次の条件の下に行われている。電磁波の周波数 帯域を 60GHzとする。多層誘電体基板 101として、 1層当たりの厚さが 0. l (mm)で ある 10層の誘電体力もなり、多層誘電体基板 101として比誘電率が 9. 0の HTCC基 板が用いられている。また、無給電素子 103の直径が 2. 8 (mm)である。二次反射 器 104は多層誘電体基板 101の放射方向に対して 2層目の誘電体力も最下層（10 層目）の誘電体の放射方向側の面の夫々に配置されている。
[0071] 図 20の解析結果から、無給電素子 103の高さが 0. 2 (mm)力ら 0. 46 (mm)にお いて利得 10 (dBi)以上を実現できている。なお、上述したように誘電体内波長えは 約 1. 67 (mm)であるため、無給電素子 103の高さを波長に換算すると約 0. 12〜0 . 28波長となる。また、無給電素子 103の高さが 0. 26 (mm)力ら 0. 36 (mm)にお ヽて利得 15 (dBi)以上を実現できて 、る。この場合の無給電素子 103の高さを波長 に換算すると約 0. 16〜0. 22波長となる。
つまり、本実施形態のアンテナ装置によれば、 10 (dBi)以上の高利得を実現でき、 さらに、 15 (dBi)以上の高利得をも実現することができる。
[0072] さらに、図 18A及び図 18Bのアンテナ装置において、モーメント法により解析した 結果として、アンテナ装置の指向特性を図 21に示す。なお、図 21では、横軸が角度 (deg)であり、縦軸が相対電力（dB)である。なお、図 21中、実線が H面のアンテナ パターンであり、点線力 ¾面のアンテナパターンである。本実施形態では、マイクロス トリップアンテナ 102からの電磁波を周囲に散乱させる目的で無給電素子 103を設け ているため、通常用いられる無給電素子に対してサイズが大きくなつている。これによ つて複数個の定在波が発生し、図 21に示したように大きなサイドローブを持った特性 を有する。
ただし、モーメント法による解析は次の条件の下に行われている。電磁波の周波数 帯域を 60GHzとする。多層誘電体基板 101として、 1層当たりの厚さが 0. l (mm)で ある 10層の誘電体力もなり、多層誘電体基板 101として比誘電率が 9. 0の HTCC基 板が用いられている。また、無給電素子 103の直径が 2. 8 (mm)であり、その高さが グラウンド板 105の放射方向側の面力も 0. 3 (mm)である。二次反射器 104は多層 誘電体基板 101の放射方向に対して 2層目の誘電体から最下層（10層目）の誘電体 の放射方向側の面の夫々に配置されている。
[0073] 〈第 11実施形態〉
以下、本発明の第 11実施形態について図面を参照しつつ説明する。
本発明の第 11実施形態におけるアンテナ装置の構造について図 22A及び図 22B を参照しつつ説明する。図 22A及び図 22Bは第 11実施形態のアンテナ装置を示す 図であり、図 22Aは上面図であり、図 22Bは図 22Aの II方向からみた側面図である。 なお、図 22Aにはマイクロストリップアンテナ 102が図示されていないが、第 11実施 形態のアンテナ装置はマイクロストリップアンテナを有しており、後述する導体板 106 と接触しな 、位置に設けられて 、る。
[0074] 図 22A及び図 22Bに示す第 11実施形態のアンテナ装置は、図 18A及び図 18B の第 10実施形態のアンテナ装置とは、以下の点において異なっている。つまり、本 実施形態のアンテナ装置では、図 18A及び図 18Bの環状をした二次反射器 104の 代わりに、図 22Aに示すような、外周および内周が円である環状の半分（180度分） を取り除いた形状を持つ二次反射器 104aを有している。また、本実施形態のアンテ ナ装置では、図 18A及び図 18Bの円形をした無給電素子 103の代わりに、図 22A に示すような、半円形の無給電素子 103aを有している。そして、アンテナ装置には、 二次反射器 104aの両端部を接続する平板の導体板 106が、アンテナ装置の側面、 すなわち図 22Aの II方向から見て全面に設けられている。
なお、その他の構成は図 18A及び図 18Bの第 10実施形態のアンテナ装置と実質 的に同様であり、詳細は省略する。
[0075] 上述したように、第 11実施形態のアンテナ装置によれば、導体板 106により二次反 射器 104aなどのイメージ (鏡像)を生じさせる構造となっているため、図 18A及び図 1 8Bのアンテナ装置に比べて、アンテナ装置の放射方向力も見た平面の面積をほぼ 半分にすることができ、アンテナ装置の小型化を図ることができる。また、開口面が 1 箇所となり、かつ、マイクロストリップアンテナがアンテナ装置の端面付近に位置する ことになるため、給電回路などとの接続が容易になるという利点が得られる。
[0076] なお、図 23A及び図 23Bのアンテナ装置では、二次反射器 104aは環状の半分（1 80度分)を取り除いた形状にしている場合であるが、これに限らない。例えば、環状 の 4分の 3 (270度分)を取り除 、た形状にしてもょ 、。
[0077] 〈第 12実施形態〉
以下、本発明の第 12実施形態について図面を参照しつつ説明する。
本発明の第 12実施形態におけるアンテナ装置の構造について図 23A及び図 23B を参照しつつ説明する。図 23A及び図 23Bは第 12実施形態のアンテナ装置を示す 図であり、図 23Aは構成図であり、図 23Bは図 23Aの III III線の断面図である。
[0078] 図 23A及び図 23Bに示す第 12実施形態のアンテナ装置では、図 18A及び図 18 Bの第 10実施形態のアンテナ装置とは異なり、多層誘電体基板 101の各層の誘電 体にスルーホール 107 (又はビアホール）を設けている。そして、本実施形態のアン テナ装置では、このスルーホール 107内に金属などの導体 108を設け、この導体 10 8により各層の誘電体を挟んで存在する、つまり、互いに隣接する二次反射器 104が 互いに接続されている。つまり、各二次反射器 104は、他の二次反射器 104および 導体 108を介して、全ての他の二次反射器 104に接続されている。また、多層誘電 体基板 101の放射方向に対して最下層に設けられた二次反射器 104はスルーホー ル 107内の導体 108によりグラウンド板 105に接続されている。
なお、その他の構成は図 18A及び図 18Bの第 10実施形態のアンテナ装置と実質 的に同様であり、詳細は省略する。
[0079] 上述したように、第 12実施形態のアンテナ装置によれば、多層誘電体基板 101の 各層の誘電体にスルーホール 107を設けて導体 108を配置し、導体 108を利用して 各二次反射器 104を互いに接続する構成になっており、このため、各二次反射器 10 4の電位が同じになる。従って、アンテナ装置の動作が安定し、指向性の乱れが軽減 するという利点が得られる。
また、各二次反射器 104が、導体 108、或いは導体 108および他の二次反射器 10 4によりグラウンド板 105に接続する構成になっているために、各二次反射器 104の 電位が同じになるだけでなく一定の電位に保たれ、より優れたアンテナ装置を実現 することが可能になって 、る。
[0080] なお、図 23A及び図 23Bのアンテナ装置では互いに隣接する二次反射器 104を 接続する構成となっているが、これに限らず、各二次反射器 104が、他の二次反射 器 104、導体 108およびグラウンド板 105の何れか、或いは、複数を介して、全ての 他の二次反射器 104に接続されて 、ればよ 、。
例えば、二次反射器 104の夫々がグラウンド板 105に直接接続されるように、多層誘 電体基板 101にスルーホールを設けてそのスルーホール内に導体を配置して各二 次反射器 104をグラウンド板 105に接続するなどである。
[0081] 〈第 13実施形態〉
上述した各実施形態に係るアンテナ装置を応用した高周波用のパッケージについ て図 24を参照しつつ説明する。図 24は、アンテナ装置を用いた高周波用のノ¾ケ ージの概略図であり、マザ一ボード 150に取り付けられた様子を示している。
高周波用のパッケージ 130は、ビアホール 137を有する保持部材 133と、ビアホー ル 137に突起（Bump) 134を利用して取り付けられたアンテナ装置 131を備えて!/ヽ る。ビアホール 137を有する保持部材 133は、キヤビティ構造ないし空隙構造を持つ 基板を形成している。アンテナ装置 131は、上述した各実施形態のいずれのアンテ ナ装置でも良いが、図 24の構成例では、多層の誘電体 131bを組み合わせた多層 誘電体基板 131B、その多層誘電体基板 13 IBの複数の層に設けられた二次反射 器 131a、給電素子 (例えば、マイクロストリップアンテナ） 131c、および無給電素子 1 3 Idを有する例を示している。また、ノ ッケージ 130には、アンテナ装置 131の放射 方向と反対側に高集積化された MMIC (Microwave Monolithic Integrated Circuit) チップ (能動デバイス） 132が設けられ、突起 (Bump) 135を利用してアンテナ装置 1 31に取り付けられている。なお、 Bumpl35は、アンテナ装置 131の下面に設けられ た端子と MMIC132の上面に設けられた端子とを電気的に接続している。
また、突起（Bump) 136を利用することによって、ビアホール 137がマザ一ボード 1 50に取り付けられている。すなわち、 Bump 134,ビヤホーノレ 137, Bumpl36を介 することで、アンテナ装置 131の下面に設けられた電源用端子，制御用端子，データ 入出力用端子などの各端子と、マザ一ボード 150上に設けられた各端子とを電気的 に接続している。
[0082] なお、 MMICチップ 132に搭載する機能はシステムの構成などに応じて異なってく る力 一例として、周波数変換を行うダウンコンバータ及びアップコンバータや、低雑 音化及び低損失ィ匕を図るための増幅器などが挙げられる。このほか、送受信機とし ての機能や変復調器としての機能を搭載する場合もある。
[0083] 〈第 14実施形態〉
本発明の第 14実施形態に係る高周波用のノ^ケージについて図 25を参照して説 明する。第 13実施形態（図 24)では給電素子 131cを MMIC132上に実装する例を 示したが、本実施形態では給電素子 131cをアンテナ装置 131側に設けている。また 、図 24にお!/、て給電素子 131cが配置されて!、た位置には Bump 135を設けて!/、る 。さらに、図 24ではグラウンドの図示を省略していた力 本実施形態では給電素子 1 31cの下層に配置されたグラウンド 138を明示してある。なお、図 24に示した無給電 素子 131dは図示を省略している。その他の構成は、図 24に示したものと同じである [0084] 〈第 15実施形態〉
本発明の第 15実施形態に係るモジュールについて図 26を参照して説明する。本 実施形態では、第 14実施形態のように高周波用のパッケージ 130を構成するのでは なぐアンテナ装置 131の表面に MMIC 132を実装してモジュール 140を構成した 点にある。なお、ここで言うアンテナ装置の表面とは、マザ一ボード 150上に設けられ た端子と電気的なコンタクトをとるための端子が設けられたアンテナ装置 131の下面 を指している。このため、本実施形態では、図 25に示した保持部材 133, Bump 136 ,ビアホール 137が存在しない。
[0085] 本実施形態では、 MMIC132が揷通可能な穴をマザ一ボード 150に空け、アンテ ナ装置 131の下面に設けられた端子とマザ一ボード 150上に設けられた端子とを Bu mp 134で電気的に接続するとともに、 Bump 134でアンテナ装置 131を支持するよう にしている。
図 24及び図 25に示した構成の場合にはミリ波帯における損失のほとんどをビアホ ール 137が占めることになる力 本実施形態では Bumpl34で直接コンタクトをとつて おりビアホールを設ける必要がないため、アンテナ装置 131とマザ一ボード 150を接 続する際の損失を大幅に低減できる。
[0086] 〈第 16実施形態〉
本発明の第 16実施形態に係るモジュールアレーについて図 27を参照して説明す る。図 27は、第 15実施形態（図 26)に係るモジュールを 4個設けたモジュールアレー についてその電気的な構成を示したブロック図である。図 27において、 200はマイク ロストリップアンテナの原発振である局部発振器， 201は IF (中間周波数)信号入力 端子， 202は上述した各実施形態のアンテナ装置に相当するアンテナ， 203は高周 波回路， 204は移相器， 205は周波数混合器， 206は低雑音化及び低損失化を図 るための増幅器である。周波数混合器 205と増幅器 206により高周波回路 203を構 成し、アンテナ 202と高周波回路 203によりモジュールを構成している。
[0087] 局部発振器 200が発生させた発振信号は、各モジュールに対応して設けられた移 相器 204に入力される。移相器 204は、発振信号の位相を個別に調整することで、 各モジュールのアンテナ 202から放射される電磁波の位相を個別に制御する。周波 数混合器 205は、 IF信号入力端子 201から入力される共通の IF信号と移相器 204 の出力を混合する。増幅器 206は混合された信号を増幅してアンテナ 202に供給す る。以上のような構成とすることで、移相器 204を用いた位相の調整を行ってビーム の指向特性を制御できる。
[0088] 〈第 17実施形態〉
上述した各実施形態は、いずれも図 28に示されるような単素子アンテナ 220に係る ものであった力、こうした単素子アンテナ 220を複数個設けてアレーアンテナを構成 することで、さらなる高利得ィ匕を図ることが可能である。例えば、自動車の衝突防止レ ーダでは高 、利得を必要とするが、単素子アンテナを用いてこのような高 、利得を実 現することは難しい。しかし、例えば単素子アンテナを 4素子設けてアレーアンテナを 構成することで、利得が 6dBi向上するので、アレーアンテナを構成する個々の単素 子アンテナとして上述した各実施形態に係るアンテナ装置のような高利得のものを用 いれば、自動車の衝突防止レーダのような用途にも適用可能となる。
図 29は単素子アンテナ 220を 4素子設けた 4素子アレーアンテナ 221の構成例を 示しており、 4個の単素子アンテナ 220を同一平面上に配置して、これら単素子アン テナ 220の間を給電線 222で電気的に接続している。
[0089] 以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述の実施形態 に限られるものではなぐ請求の範囲に記載した限りにおいて様々な設計変更が可 能なものである。
例えば、上記の各実施形態では、無給電素子により 3次のモードを励振する場合を 対象としたものであるが、これに限らず、 3次のモードを励振する無給電素子の代わり に、 5次以上の奇数次のモードを励振する形状および寸法の無給電素子を第 10か ら第 12の実施形態に適用するようにしてもょ 、。
産業上の利用可能性
[0090] 本発明は、チップアンテナ等でより高利得なアンテナを実現するために用いられる 。特に、システムオンパッケージを実現するにあたって高利得ィ匕を図る場合に有用で ある。本発明では、アンテナと高周波回路との接続インターフェースに起因する損失 が無視できないことに着目し、高周波回路を作り込む基板とアンテナ基板を一体ィ匕し つつ、反射鏡アンテナをチップ形状で作り込むことにより、小型でかつ高利得なアン テナ装置を実現できる。また、本発明では、こうしたアンテナ装置を用いたアレーアン テナ装置，モジュール，モジュールアレー、パッケージモジュールを実現できる。

Claims

請求の範囲
[1] 複数の誘電体層を組み合わせた多層誘電体基板と、
前記多層誘電体基板の下層に設けられた給電用アンテナと、
前記給電用アンテナの上方に設けられた金属板と、
前記複数の誘電体層にお 、て下層から上層に向かって径が大きくなるように配置 された円状または方形状のループ状金属と
を具備することを特徴とするアンテナ装置。
[2] 前記金属板が 1次反射器として機能し、前記ループ状金属が 2次反射器として機能 することを特徴とする請求項 1記載のアンテナ装置。
[3] 前記金属板に円状または方形状のスロットを空けたことを特徴とする請求項 2に記 載のアンテナ装置。
[4] 前記金属板の下面に平面アンテナを有し、
前記平面アンテナの表面にスタブを有することを特徴とする請求項 2に記載のアン テナ装置。
[5] 前記平面アンテナの素子エレメントに可変容量素子を具備したことを特徴とする請 求項 4に記載のアンテナ装置。
[6] 前記複数の誘電体層にお 、て複数の周波数に対応した 2次反射器として機能する ループ状金属を複数組、配置したことを特徴とする請求項 2に記載のアンテナ装置。
[7] 前記金属板の裏面に反射器として機能する MEMSデバイスを有することを特徴と する請求項 2に記載のアンテナ装置。
[8] 前記給電用アンテナは、単一の給電素子からなる構成、または、単一の給電素子と
1つ以上の無給電素子を有する構成、または、複数の給電素子を配置した構成、ま たは、単一の給電素子と 1つ以上の無給電素子を有する素子群を複数配置した構成 であることを特徴とする請求項 2に記載のアンテナ装置。
[9] 前記金属板が無給電素子として機能し、前記ループ状金属が反射器として機能す ることを特徴とする請求項 1記載のアンテナ装置。
[10] 前記金属板の形状が円状または方形状であり、円の直径または方形のいずれかの
1辺の長さが前記多層誘電体基板の誘電体内における波長の 1. 48倍から 2. 16倍 の範囲内であることを特徴とする請求項 9に記載のアンテナ装置。
[11] 前記金属板の形状が円状または方形状であり、円の直径または方形のいずれかの
1辺の長さが前記多層誘電体基板の誘電体内における波長の 1. 62倍から 1. 86倍 の範囲内であることを特徴とする請求項 9に記載のアンテナ装置。
[12] 前記金属板が、 5次以上の奇数次のモードを励振する金属より作られて 、ることを 特徴とする請求項 9に記載のアンテナ装置。
[13] 前記誘電体層の最下層からの前記金属板の高さが、前記多層誘電体基板の誘電 体内における波長の 0. 12〜0. 28倍の範囲内であることを特徴とする請求項 9に記 載のアンテナ装置。
[14] 前記誘電体層の最下層からの前記金属板の高さが、前記多層誘電体基板の誘電 体内における波長の 0. 16〜0. 22倍の範囲内であることを特徴とする請求項 9に記 載のアンテナ装置。
[15] 前記ループ状金属を全周から任意の角度だけ切り取った構成とすることを特徴とす る請求項 1に記載のアンテナ装置。
[16] 前記複数の誘電体層の各層に配置したループ状金属間をスルーホールまたはビ ァホールを用いて接続したことを特徴とする請求項 1に記載のアンテナ装置。
[17] 前記金属板を第 2の周波数において共振するマイクロストリップアンテナとし、第 1の 周波数で励振する前記給電用アンテナと独立に前記第 2の周波数で励振することを 特徴とする請求項 1に記載のアンテナ装置。
[18] 請求項 1に記載のアンテナ装置の表面に能動デバイスを実装したことを特徴とする モジユーノレ。
[19] 請求項 18に記載のモジュールを複数用いて構成することを特徴とするモジュール アレー。
[20] 請求項 1に記載のアンテナ装置の表面に能動デバイスを実装し、空隙構造を持つ 基板を該表面側において前記アンテナ装置に接続したことを特徴とするパッケージ モジユーノレ。
[21] 請求項 1に記載のアンテナ装置を複数用いて構成することを特徴とするアレーアン テナ装置。
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