JP3958350B2 - 高周波デバイス - Google Patents

Description

本発明は、マイクロ波、ミリ波などの高周波電磁波を利用した装置に用いられる高周波デバイスに関する。

接地導体中に設けられたスロットは、電気ダイポールと等価なアンテナとして電磁波を輻射することが知られている。低姿勢で簡便な構造であるため、多層基板間の電磁気的結合や、放射器への給電などに利用することができ、例えば通信用途の無線装置の高周波回路などへ利用されている。

一方、スロットを既存のアンテナ技術と併用して、アンテナ特性を改変する従来の技術として、例えば、特許文献１などがある。この文献記載の技術の概要を図１９Ａおよび図１９Ｂを用いて説明する。

図１９Ａおよび図１９Ｂに示すように、当該技術は、誘電体基板７０２の一方の面に導体にて形成されたパッチ７０４が配置され、他方の面に同じく導体にて形成された接地層７０３が形成されて、さらにパッチ７０４と給電点７０６とを電気的に接続する給電線路７０５が形成されたマイクロストリップパッチアンテナ７０１に関するものである。また、図１９Ａおよび図１９Ｂに示すように、このマイクロストリップパッチアンテナ７０１においては、接地層７０３に切欠き部分であるスロット７０７を設け、そのスロット７０７を接地層７０３の中心に対し非対称に配置させることで、帰還電流のバランスを崩してコモンモードの電流を発生させることにより、アンテナ特性の無指向性化および広周波数帯域化を達成しようとするものである。なお、図１９Ａは、パッチアンテナ７０１の模式平面図であって、図１９Ｂは、図１９Ａのパッチアンテナ７０１におけるＡ１−Ａ２線模式断面図である。

特開２０００−１９６３４１号公報 米国特許ＵＳ６３２３８０９「Ｆｒａｇｍｅｎｔｅｄ Ａｐｅｒｔｕｒｅ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｇｒｏｕｎｄ Ｐｌａｎｅｓ」 「ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ， Ｖｏｌｕｍｅ ５２， Ｎｕｍｂｅｒ ６， Ｊｕｎｅ ２００４， ｐｐ．１４３４ （Ａ Ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ Ａｐｅｒｔｕｒｅ Ａｎｔｅｎｎａ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｌｉｎｋｓ Ｂｅｔｗｅｅｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｓｍａｌｌ Ｍｅｔａｌｌｉｃ Ｐａｔｃｈｅｓ）」

このようなマイクロストリップ線路構造を用いた従来のパッチアンテナにおいては、接地層に形成されたスロットの形状、大きさ、および給電線路との位置関係により、その共振周波数とモード、放射Ｑ、給電線路との結合度が決定される。そのため、従来のスロット設計においては、予め、仕様に合わせてスロットの形状と位置などを理論計算により求めて決定する必要がある。このような設計手法によれば、広帯域に安定した伝送特性を有するマイクロストリップ線路から給電するスロットであっても、基板の作成後、すなわち、アンテナの基本的な構造を作成後、使用条件の変更等に応じて、スロットの共振周波数や給電線路との結合度などを変更することが困難であるという問題がある。

また、図１９Ａおよび図１９Ｂに示す構造のパッチアンテナ７０１は、接地層７０３における適切な位置にスロット７０７を形成することで、放射特性などの制御を可能とする技術であるが、このような構造においては、スロット７０７とパッチ７０４の形状および位置関係が固定的であるため、基板の基本的な構造を作成した後に、これらの形状および位置のパラメータを変更することが困難であるという問題がある。

一方、アンテナ形状を自由に改変してアンテナ特性を制御する技術として、特許文献２及び非特許文献１がある。

特許文献２には、平面上に２本の直交する座標軸のいずれかに平行な直線群によって形成される直交格子を考え、それぞれの格子を境界線とする内部は導電性領域、もしくは非導電性領域とされており、それぞれの領域は連続的に配列し、多段階最適化の過程を経て導電性領域の位置を決定することにより、目的とするアンテナ特性を実現する、という技術が開示されている。

非特許文献１には、電気的に小さい金属パッチの平面的アレーにおいて、パッチ間をスイッチで相互接続して特性を可変するアンテナの設計に関し、スイッチの開閉状態は、周波数特性や放射指向性などの所定の要求を満たすように遺伝アルゴリズムなどの最適化手法を用いて決定し、スイッチとして電界効果トランジスタを用いた試作例などが開示されている。

しかしながら、特許文献２及び非特許文献１のいずれにおいても、所望の特性を満足させるように導電性領域の形状やスイッチの開閉状態を最適化して得られた（高周波）デバイスの特性が示されているが、上記最適化により形成された回路の形状と送受信する電磁波の波長との関係が示されていないため、上記の特性が最適であるという論理的な根拠はない。従って、上記文献に示されている結果が最適であるとは限らないだけでなく、目的とする特性が変更されると、それを満足させるような（高周波）デバイス特性の最適化ができない場合がある。

従って、本発明の目的は、上記問題を解決することにあって、基本的なデバイス構造を作成した後に、当該デバイスの特性を容易に設定あるいは変更することができ、かつ、効果的に上記特性の最適化を図ることができる高周波デバイスを提供することにある。

また、本発明の他の目的は、デバイス特性を変更可能とする当該高周波デバイスを用いることで、所望の放射特性を簡便に得ることができるアンテナ装置の設計方法を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明は以下のように構成する。

本発明の第１態様によれば、平板状の誘電体層と、
上記誘電体層の一方の面に配置された第１の導体層と、
上記誘電体層の他方の面に配置された第２の導体層とを備え、
上記第１の導体層は、伝送される高周波信号の実効波長の略１／２倍の寸法をその外形幅寸法として有し、
上記第２の導体層は、
上記高周波信号の実効波長の略１／４倍の寸法をその間隔ピッチ寸法として、周期的かつ２次元的に互いに独立して配列された複数の導体素子と、
互いに隣接する上記それぞれの導体素子同士を電気的に接続する複数の接続素子とを備え、
上記それぞれの接続素子の配置により、上記隣接するそれぞれの導体素子の接続を選択的に行うことにより、上記第１及び第２の導体層によって形成される電磁界の放射指向性の制御を行う高周波デバイスを提供する。

本発明の第２態様によれば、上記第２の導体層において、上記それぞれの導体素子は、大きさと形状の等しい正方形形状を有し、上記誘電体層の他方の面に上記間隔ピッチにて周期性を持って格子状に配置されている第１態様に記載の高周波デバイスを提供する。

本発明の第３態様によれば、上記導体素子の幅寸法と、当該導体素子と上記隣接する導体素子との間の間隙寸法との比が、９０：１０〜９８：２の範囲に設定される第２態様に記載の高周波デバイスを提供する。

本発明の第４態様によれば、上記第２の導体層において、
上記接続素子による互いの電気的接続がなされていない隣接する少なくとも１組の上記導体素子を備え、
当該１組の導体素子間の間隙を含む領域において、平面的に導体で囲まれたスロットが形成されている第２態様に記載の高周波デバイスを提供する。

本発明の第５態様によれば、上記第２の導体層において、
隣接する４方それぞれの上記導体素子との上記接続素子による電気的接続がなされていない上記導体素子を備え、
当該導体素子と上記４方それぞれの導体素子との間の間隙を含む領域において、平面的に導体で囲まれたスロットが形成されている第２態様に記載の高周波デバイスを提供する。

本発明の第６態様によれば、上記第１の導体層の外周端部より外側に上記実効波長の１倍の距離で囲まれた領域に相当する上記第２の導体層における領域内に、上記それぞれの導体素子が形成されている第２態様に記載の高周波デバイスを提供する。

本発明の第７態様によれば、上記第１の導体層は、上記高周波信号が入力又は出力されるパッチ部であり、
当該パッチ部とデバイス外部との間で、上記高周波信号の伝送を行う信号伝送線路をさらに備える第２態様に記載の高周波デバイスを提供する。

本発明の第８態様によれば、上記それぞれの接続素子は、導体パターンである第２態様に記載の高周波デバイスを提供する。

本発明の第９態様によれば、上記それぞれの接続素子は、チップキャパシタである第２態様に記載の高周波デバイスを提供する。

本発明の第１０態様によれば、平板状の誘電体層と、
上記誘電体層の一方の面に配置された第１の導体層と、
上記誘電体層の他方の面に配置された第２の導体層とを備え、
上記第１の導体層は、伝送される高周波信号の実効波長の略１／２倍の寸法をその外形幅寸法として有し、
上記第２の導体層は、
大きさと形状の等しい正方形形状を有し、上記誘電体層の他方の面に２次元的かつ周期的に、所定の間隔ピッチでもって格子状に互いに独立して配列された複数の導体素子と、
互いに隣接する複数の上記導体素子同士を電気的に接続する複数の接続素子と、
複数の上記接続素子にて互いに電気的に接続されたｎ行ｎ列の配列（ｎは２以上の整数。）を有する複数の上記導体素子により構成され、かつ、上記高周波信号の実効波長の略１／４倍の寸法をその一辺の長さ寸法とする略正方形形状の導体素子群であって、当該導体素子群の４方周囲に隣接して配置されるそれぞれの上記導体素子との上記接続素子による電気的接続がなされていないオープン導体素子群を備え、
当該オープン導体素子群と上記４方周囲のそれぞれの導体素子との間の間隙を含む領域において、平面的に導体で囲まれたスロットが形成されることにより、上記第１及び第２の導体層により形成される電磁界の放射指向性の制御を行う高周波デバイスを提供する。

本発明の高周波デバイスによれば、デバイスの基本的な構造を作成した後、使用条件に応じて、スロットの形状と位置などの特性を容易に設定・変更することができる。特に、デバイスの基本的な構造を共通の構造として作成、当該構造に対して簡易な加工を施すことで、所望の特性にデバイス特性を設定あるいは変更することができ、このような高周波デバイスにおける効率的な設計および製作を実現することができる。また、それぞれの導体素子の配列周期や隣接する導体素子間の間隙寸法を所定の条件に設定することで、効果的にデバイス特性の最適化を図ることができ、良好な放射指向性を有する高周波デバイスを提供することができる。

本発明の記述を続ける前に、添付図面において同じ部品については同じ参照符号を付している。

以下に、本発明にかかる実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。

（実施形態）
本発明の実施形態にかかる高周波デバイスの一例であるマイクロストリップアンテナ装置の構造を示す模式平面図を図１Ａに示し、図１Ａのアンテナ装置におけるＢ１−Ｂ２線模式断面図を図１Ｂに示す。

図１Ａおよび図１Ｂに示すように、マイクロストリップ線路構造を採用したアンテナ装置であるマイクロストリップアンテナ装置（あるいはアンテナ基板）１００（以降、省略してアンテナ装置１００という）は、略正方形平板状の誘電体層１０２と、この誘電体層１０２における一方の面に形成された第１の導体層の一例であるパッチ部１０６と、他方の面に形成された第２の導体層の一例である接地導体層１０３とを備えている。

アンテナ装置１００における接地導体層１０３側から見た模式平面図である図１Ａに示すように、接地導体層１０３は、誘電体層１０２の上記他方の面の周縁部に導電性材料により平面的に略Ｏ字形状を有するように形成された導体層周縁部１０８と、この導体層周縁部１０８により囲まれた上記他方の面上に導電性材料により形成された複数の導体素子（あるいは導体セルや単位導体パターンというような場合であってもよい）１０４と、互いに隣接するそれぞれの導体素子１０４を電気的に接続（あるいは結合）するとともに、導体層周縁部１０８と隣接するそれぞれの導体素子１０４とを電気的に接続する接続素子（あるいは結合素子）１０５とにより構成されている。

図１Ａに示すように、それぞれの導体素子１０４は、その大きさおよび形状を等しくする正方形形状に形成されており、誘電体層１０２の上記他方の面において、所定の間隔ピッチでもって周期的に、かつ、格子状に整列配置されている。また、それぞれの接続素子１０５は、各々の導体素子１０４における上記正方形形状の４つの辺における中点付近において、互いに隣接する導体素子１０４、あるいは導体層周縁部１０８との電気的な接続（あるいは結合）を行っている。なお、それぞれの接続素子１０５は、形状および大きさを等しくする方形状に形成されている。接地導体層１０３がこのような構成を有していることにより、図１Ａに示す状態においては、大きく見れば接地導体層１０３の全体が電気的に一体的な状態とされており、擬似的に１つの一体的な導体層として形成された状態となっている。

次に、アンテナ装置１００におけるパッチ部１０６側より見た模式平面図を図２に示す。図２に示すように、誘電体層１０２における上記一方の面における中央部分には、例えば平面的に正方形形状を有するように形成されたパッチ部１０６が配置されており、このパッチ部１０６には、導電性材料により形成された給電線路１０１が形成されている。

アンテナ装置１００がこのような構成を有していることにより、図２に示す給電線路１０１の端部である入出力ポート１１１より高周波信号をパッチ部１０６へ伝送させることにより、パッチ部１０６と接地導体層１０３とを結合させて、両者の間に生じた電磁波を放射させることができる。なお、導体層周縁部１０８は、必ずしも必要ではないが、外部装置の接地部分と静電的に連続した領域が必要な場合に有用である。

ここで、このような接地導体層１０３の構造について、図１２Ａに示す導体素子１０４の配列を説明するための模式説明図と図１Ａを用いて詳細に説明する。本実施形態のアンテナ装置１００の接地導体層１０３は、例えば、等しい形状および大きさの正方形の導体パターンを導体素子１０４として互いに直交する２つの方向、すなわち縦方向および横方向に格子状に等間隔で配列する構造を採用している。より具体的には、それぞれの導体素子１０４は、アンテナ装置１００のパッチ部１０６の主モード（ＴＭ０１）におけるＥ面およびＨ面と、各々の導体素子１０４の正方形の各辺の方向とが同一であるように配列されている。

図１２Ａに示すように、各々の導体素子１０４は、その正方形の一辺の長さ寸法がｄとして形成されており、さらに互いに隣接する導体素子１０４同士の間に存在する間隙の間隔寸法がｓとされている。従って、それぞれの導体素子１０４の上記周期的な配列における間隔ピッチ、すなわち縦方向および横方向の配列周期はｐ（ｐ＝ｄ＋ｓ）となる。このように同じ大きさおよび形状の単独のパターンを２次元的に周期的に配列する場合、配列周期が使用する伝送信号の波長λ（すなわち実効波長、以下同様）の４分の１以下である必要がある。また、この場合の隣接する導体素子１０４間の電気的接続は、図１２Ａに示すように正方形パターンの導体素子１０４の辺の中点間を接続しても良いし、または、正方形パターンの頂点付近を相互に接続しても良く、様々な接続方法を取り得る。また、正方形パターンの配列方法についても、上述のように格子状配列ばかりでなく、行や列ごとに配置をずらすような配列も可能であり、場合に応じて導体素子間の接続を行うような場合であってもよい。

また、上述のようなそれぞれの導体素子１０４の配列方法（あるいは、接地導体層１０３をそれぞれの導体素子１０４に分割する方法というような場合であってもよい）の例としては、導体素子１０４が正方形で形成されるような場合に代えて、長方形、正三角形、あるいは正六角形などの任意の正多角形により誘電体層１０２の面上を埋め尽くすように配列させることも可能である。このような導体素子１０４の配列方法の変形例として、導体素子２０４が正六角形の導体パターンとして作成された場合における接地導体層２０３の模式説明図を図３に示す。図３に示すように、接地導体層２０３において、１つの導体素子２０４は、その周囲において互いに隣接する６個の導体素子２０４とそれぞれの接続素子２０５により電気的に接続されている。

また、図示しないが、導体素子として円形などの曲線を含む形状を有するパターンを採用することも可能であるし、それぞれが異なる形状の導体素子であっても誘電体層１０２の一面上をほぼ覆い尽くすことができ、それぞれの導体素子間を接続素子により電気的に接続することができればよい。これらのそれぞれにおいて、特有の配列の対称性を有するため、特有の形状のスロットが設計可能となる。

ただし、導体素子としてどのような形状や配列が採用されるような場合においても、低損失で高周波信号が伝搬するためには、それぞれの導体素子の配列周期が所望の電磁波の波長、すなわち使用される伝送信号の波長λの１／４以下とする必要がある。また、導体素子の形状が異なるものを配列する場合は、平均的な形状および大きさを有する導体素子の配列周期と、当該配列周期の分散とが所定の条件を満たす必要がある。

このような配列周期に対する条件は、次のような実測データからも判る。例えば、導体素子として上記正方形状のパターンが伝送信号の１／４λの間隔ピッチでもって格子状に配列されて形成された接地導体層を使用したマイクロストリップ線路Ｌ１と、このようにパターンが形成されていない１枚の平板状の接地導体層を使用した単純なマイクロストリップ線路Ｌ２と作成し、両者に対する伝送信号の挿入損失の比較を行った。この場合、配列周期が４分の１波長に相当する伝送信号の伝送が行われた際に、マイクロストリップ線路Ｌ２に比べてマイクロストリップ線路Ｌ１における挿入損失は０．１５ｄＢ程度増大した（線路長およそ１０ｃｍの場合）。また、同じ条件下において伝送信号の３／８λの間隔ピッチでもって形成されたマイクロストリップ線路Ｌ３では、マイクロストリップ線路Ｌ２と比べて挿入損失が数ｄＢ程度も増大した。このように数ｄＢ程度も挿入損失が増大するような特性では、アンテナとしての使用することが困難となるため、上記配列周期は、伝送信号１／４λ以下とすることが好ましい。なお、このような特性は、接地導体層を構成する導体素子の形状、配列周期、間隔などのパラメータに依存するため、状況に応じて使用する信号が伝送できる条件になるように接地導体層の設計に留意する必要がある。

また、導体素子１０４の大きさと隣接する導体素子１０４間に存在する間隙との比は、その比が大きい（すなわち、導体素子１０４と上記間隙が存在する面内において導体部分が占める割合が大きい）ほど、伝送信号の群遅延の増大を小さく抑えることができる。なお、この遅延を利用した回路設計も可能である。このような群遅延を積極的に利用しない場合について、例えば導体素子１０４として正方形パターンを採用し、各々の導体素子１０４を一定の配列周期で格子状に配列する場合において、図１２Ａを用いて望ましい上記比について説明する。

図１２Ａに示す導体素子１０４の配列において、導体素子１０４の一辺の長さ寸法（幅寸法）ｄと、隣接する導体素子１０４間の間隙寸法ｓとの比が、９対１（すなわち９０対１０）以上であれば、接地導体が一面金属層である基板と比較して、導体素子１０４の配列周期ｐが４分の１波長に対応する伝送信号の群遅延の増大を１０％程度とすることができるため許容範囲と考えられる。なお、導体素子１０４の一辺の長さ寸法ｄと、導体素子１０４の間隙寸法ｓとの比をさらに小さくしすぎると、郡遅延が増大することとなり、その結果高周波デバイスとしての使用が困難となる場合があり、また、接地導体層１０３にスロットを設けて当該スロットからの放射を利用するような場合には、それぞれの導体素子の間隔が狭すぎると開口面積が広く取れず、放射効率の面で不利となる場合があるため、上記比を適切な値に設計する必要がある。

次に、誘電体層１０２の上記他方の面上にそれぞれの導体素子１０４を配列する領域の広さ、すなわち領域範囲に関して、上記一方の面に形成されているパッチ部１０６の大きさとの関係で以下に説明する。

まず、図２に示すように、誘電体層１０２の上記一方の面に形成されているパッチ部１０６は、上述において説明したように誘電体層１０２の中央部分に形成されているとともに、その形状が正方形形状に形成されている。さらに、この正方形の一辺の長さ寸法（すなわち、パッチ部１０６の幅寸法）は、アンテナ装置１００において伝送される伝送信号の波長λの２分の１倍の長さ寸法（すなわち、１／２λ）とされている。パッチ部１０６の長さ寸法をこのような値に設定することにより、最低次モードの共振が励起され、単向性の放射特性となり、その取り扱いを容易なものとすることができる。なお、パッチ部１０６の長さ寸法は、略１／２λであればよく、また、｛（ｎ＋１）／２｝・λ：（ｎは０以上の整数）と設定することもできる。

このような条件に基づいて誘電体層１０２の一方の面に形成されているパッチ部１０６と、他方の面に形成されているそれぞれの導体素子１０４との平面的な配置関係の理解を容易なものとするために、図２において上記他方の面に形成されているそれぞれの導体素子１０４を点線にて表示する。図２に示すパッチ部１０６とそれぞれの導体素子１０４との平面的な配置関係において、入出力ポート１１１より給電線路１０１を通じて給電を行う場合、接地導体層１０３に形成したスロット（なお、このスロットとその形成方法については後述する）とパッチ部１０６との平面的な距離が離れすぎると両者の結合が弱くなるため望ましくない。誘電体層１０２の厚さを無視すると、本実施形態のアンテナ装置１００では、それぞれの導体素子１０４の配列周期を伝送信号の４分の１波長としているため、給電素子であるパッチ部１０６の外周端部からの距離が、上記伝送信号の１波長以下（すなわち、１λ以下）となる範囲内に上記スロットが形成されることが好ましい。具体的には、図２において当該１波長以下となる範囲を領域Ｃ１として示すと、接地導体層１０３においては、この領域Ｃ１の内側に上記スロットを形成可能にそれぞれの導体素子１０４が配列されることが好ましい。この領域Ｃ１の内側にスロットが形成されていれば、当該スロットとパッチ部１０６との共振器結合を効果的に利用可能とするアンテナ装置１００を提供することができる。

なお、図２に示す本実施形態のアンテナ装置１００においては、接地導体層１０３をマイクロストリップ線路の接地層として利用し、誘電体層１０２の接地導体層１０３に対向する面上に給電線路１０１とパッチ部１０６を設けるような構成について説明したが、本実施形態の高周波デバイスはこのような構成にのみ限定されるものではない。また、図示しないが、給電線路１０１の先端を複数に分岐させた構成や、パッチ部１０６を複数設けるような構成、さらに、複数の給電線路１０１を設けるような構成を採用することも可能である。また、接地層付コプレーナ導波路やトリプレート・ストリップ線路の構成を採用することも可能である。さらに、外部からホーンアンテナなどで給電するような構成を採用することも可能である。

ここで、このような本実施形態の高周波デバイスの変形例として、接地層付コプレーナ導波路の構成を採用した高周波デバイス２００の模式断面図を図１４Ａに示し、トリプレート・ストリップ線路の構成を採用した高周波デバイス３００の模式断面図を図１４Ｂに示す。

図１４Ａに示すように、接地層付コプレーナ導波路の構成を採用する高周波デバイス２００においては、コプレーナ導波路の中心導体２０１と同一面上に設けた接地層２０３−２に対して、誘電体層２０２−１の対面側に設けた接地導体層２０３−１が、複数の導体素子２０４−１、接続素子２０５−１、および、導体層周縁部２０８−１で構成されている。このような構成の高周波デバイス２００では、接地導体層２０３−１を介して下面側へ選択的に電磁波を放射することができる。

また、図１４Ｂに示すように、トリプレート・ストリップ線路の構成を採用する高周波デバイス３００においては、第１の誘電体層３０２−１の図示下面に、複数の導体素子３０４−１、接続素子３０５−１、および、導体層周縁部３０８−１により構成される接地導体層３０３−１を設け、第１の誘電体層３０２−１の図示上面に形成された給電線路３０１を介して、第２の誘電体層３０２−２が積層されている。さらにこの第２の誘電体層３０２−２の図示上面に、複数の導体素子３０４−２、接続素子３０５−２、および、導体層周縁部３０８−２により構成される接地導体層３０３−２が設けられている。このような構成の高周波デバイス３００では、２層の接地導体層３０３−１および３０３−２を介して、上下両面方向に電磁波を放射することが可能である。

また、本実施形態のアンテナ装置１００が備える誘電体層１０２には、高周波回路において一般的に使用される低誘電損失な材料が用いられることが望ましい。このような材料としては、例えば、テフロン（登録商標）、セラミック、ガリウム砒素などの半導体、ガラエポ樹脂などが利用できるが、使用する周波数帯における誘電損失に応じて使い分ける必要がある。

また、接地導体層１０３を構成するそれぞれの導体素子１０４および導体層周縁部１０８は、低損失な良導体材料により形成されることが望ましく、例えば銅やアルミニウムなどの材料を用いて、導体パターン（あるいは金属パターン）として形成することができる。また、それぞれの接続素子１０５は、導体素子１０４と同様に低損失な良導体材料を用いて金属パターンとして予め形成されるような場合であっても良く、あるいは各種電子部品を用いるような場合であってもよい。このような接続素子１０５として、電子部品を用いるような場合は、使用する周波数帯において当該電子部品が低損失な素子である必要がある。このような電子部品（素子）としては、例えば、キャパシタなどのチップ部品や半導体素子などが考えられる。また、それぞれの接続素子１０５として、上記で述べた金属パターンと各種電子部品を併用して利用することも可能である。なお、図１Ａ、図１Ｂ、および図２に示すアンテナ装置１００においては、それぞれの接続素子１０５として、金属パターンではなく、電子部品が用いられた場合について示している。

ここで、本実施形態の変形例にかかるアンテナ装置４００として、接地導体層４０３にそれぞれの導体素子４０４を電気的に接続する接続素子４０５が金属パターンとして形成された場合の模式平面図を図７Ａに示し、図７Ａのアンテナ装置４００におけるＤ１−Ｄ２線模式断面図を図７Ｂに示す。図７Ａおよび図７Ｂに示すように、アンテナ装置４００の接地導体層４０３は、周期的に配列されたそれぞれの導体素子４０４と、互いに隣接する導体素子４０４間の間隙内に形成された金属パターンである接続素子４０５と、それぞれの導体素子４０４の配置領域を取り囲むように形成された導体層周縁部４０８とにより構成されている。このように接続素子４０５を金属パターンとして形成するような場合にあっては、接地導体層４０３全体を金属パターンとして形成することができ、その製造工程を効率的なものとすることができるという利点がある。

次に、図１Ａ、図１Ｂ、および図２に示すアンテナ装置１００において、接地導体層１０３にスロットを形成する方法について、図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃ、図５Ａ、図５Ｂ、および図５Ｃに示す接地導体層１０３の部分拡大模式平面図を用いて以下に説明する。

まず、図４Ａにおいては、２行３列に周期的に配列された導体素子１０４が、互いに隣接する導体素子１０４間にて接続素子１０５により電気的に接続された構成が示されている。このような導体素子１０４の配置構造において、図４Ｂに示すように、中央の列に配列されている互いに隣接する１組の導体素子１０４同士の接続を解除させる（すなわち、当該接続を担う接続素子１０５を取り除く）と、上記１組の導体素子１０４間に存在する間隙を含む領域Ｒ１が、その周囲において互いに接続関係が保たれた状態のそれぞれの導体素子１０４および当該接続関係を担うそれぞれの接続素子１０５により平面的に囲まれた状態とされる。このように導体により平面的に囲まれた導体が配置されていない領域がスロットである。図４Ｃに示すように、このような領域Ｒ１は、例えばくし型の形状を有するスロット１０７（くし型スロット）として形成される。すなわち、このスロット１０７は、図４Ａに示す接続素子１０５が取り除かれる前の状態において存在している互いに隣接配置された＋（プラス）字形状の２つの領域が、接続素子１０５が取り除かれることにより直列的に連結された形状を有しているスロットである。

次に、図５Ａにおいては、３行３列に周期的に配列された導体素子１０４が、互いに隣接する導体素子１０４間にて接続素子１０５により電気的に接続された構成が示されている。このような導体素子１０４の配置構造において、図５Ｂに示すように、中央に配置されている導体素子１０４と、その４方周囲に隣接して配置されている４個の導体素子１０４との間の接続を解除させる（すなわち、当該接続を担う４個の接続素子１０５を取り除く）と、上記中央の導体素子１０４の周囲に存在する間隙を含む領域Ｒ２が、その４方周囲のそれぞれの導体素子１０４および当該それぞれの導体素子１０４の互いの接続を行っているそれぞれの接続素子１０５により平面的に囲まれた状態とされる。このような領域Ｒ２は、図５Ｃに示すように、♯記号型の形状を有するスロット１０９（♯（シャープ）記号型スロット）として形成される。このようなスロット１０９は、図５Ａに示すように、それぞれの接続素子１０５が取り除かれる前の状態において存在している２行２列に配列された＋字形状の４つの領域が、それぞれの接続素子１０５の除去により互いに縦方向及び横方向に連結された形状を有しているスロットである。また、別の表現をすれば、スロット１０９は、略四角形枠形状を有し、当該枠形状における４つの角部分において外側方向に向けて配置された突起形状のそれぞれの領域を有するような形状であるということもできる。なお、図５Ｃにおいて、この♯記号型スロット１０９の内側に配置されている接続が解除された導体素子１１０は、当該スロットを直接的に構成するものではないが、スロット領域を画定するものであり、オープン素子ということもできる。なお、このようなオープン素子１１０の単独の共振周波数と♯記号型スロット１０９の共振周波数はそろわないが、オープン素子１１０上を誘起された電流が流れることにより♯記号型スロット１０９の共振周波数が決定される。

また、このような♯記号型スロット１０９は、図５Ｂおよび図５Ｃに示すように、３行３列の導体素子１０４の配列構成により形成されるような場合についてのみ限定されるものではない。例えば、図６Ａに示すような４行４列の導体素子１０４の配置構成を用いて形成することもできる。具体的には、図６Ｂに示すように、中央に配置される２行２列の４個の導体素子１０４の配置構成を、例えば、図５Ｂにおける中央の１個の導体素子１０４として考えて、その周囲の間隙を含む領域Ｒ３を♯記号型スロット１１１として形成することもできる。この場合、上記中央の４個の導体素子１０４同士の電気的な接続関係を維持させておくことで、当該４個の導体素子１０４をオープン素子群（あるいはオープン（開放）導体素子群）１１２とさせることができる。なお、このような♯記号型スロット１１１を構成するオープン素子群１１２は、２行２列よりもさらに多数のｎ行ｎ列の構成に適用することが可能である（なお、ｎは２以上の整数である）。このとき、オープン素子群１１２を一辺が略４分の１波長の長さを有する略正方形形状とすることで、♯記号型スロット１１１はパッチ部１０６と略同じ共振周波数を持つようになる。また、同様に、くし型スロット１０７も２行３列よりもさらに多数の２行ｍ列（ｍは３以上の整数）の構成に適用することが可能である。また、多数の隣接する接続素子１０５を取り除くことでオープン素子を多数作成し、作成したオープン素子間を接続することにより、連結されたオープン素子からなるオープン素子群に任意の共振周波数を持たせて利用することも可能である。

ここで、アンテナ装置１００の接地導体層１０３において、このようなスロット１０７、１０９、１１１を形成する３つの方法について以下に説明する。

まず、第１の方法は、予め、それぞれの導体素子１０４間の電気的接続用として、容易に後の加工（すなわち、選択的な除去加工）が可能な大きさおよび形状を有する金属パターンを接続素子１０５として形成して、それぞれの導体素子１０４間を静電的に接続しておき、アンテナ装置１００の基本的な構造を作成した後に、導体素子１０４間の接続を切り離したい部分の電気的接続用金属パターン（すなわち接続素子）をレーザ加工などで選択的に除去するという方法である。これにより、電気的接続用の金属パターンが除去された部分には、例えば図４Ｂおよび図４Ｃに示すようなスロット１０７が形成されることとなる。

次に、第２の方法は、キャパシタなどチップ素子を電気的接続素子１０５として用いてそれぞれの導体素子１０４間の接続を選択的に行うとともに、導体素子１０４間の接続を行わない部分には接続素子１０５を選択的に配置させず、所望のスロットを形成するという方法である。このようにチップ素子を接続素子１０５として用いるような場合にあっては、利用する電磁波の周波数に応じて、チップ素子のインピーダンスを考慮する必要がある。また、チップ素子の大きさは１．０ｍｍ×０．５ｍｍ×０．５ｍｍなどのものを利用することができる。素子の大きさに応じて、導体素子の設計も制限を受けるが、前記の大きさの素子ならば所定の周波数範囲では適切に利用が可能である。なお、このように、接続素子１０５としてのチップ素子の選択的な配置を行うような場合に代えて、予め、全ての導体素子１０４間を電気的に接続するようにチップ素子を配置させた後、スロットを形成する部分において、チップ素子の選択的な除去を行うような場合であってもよい。このようなチップ素子の選択的な除去は、チップ素子の実装方法に応じて、例えば、伝熱式はんだ除去機の利用や、ボンディングワイヤのカットにより行うことができる。

そして、第３の方法は、ＳＰＳＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｓｉｎｇｌｅ Ｔｈｒｏｗ）−ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）スイッチやＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ−Ｍｅａｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍ）スイッチなどの能動素子を接続素子１０５として用いて、それぞれの導体素子１０４間の電気的接続を選択的に行う方法である。他にも、ＰＩＮダイオードや、ＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ Ｔｈｒｏｗ）スイッチを利用した接続も実施可能である。これらでは、素子の特性に応じて、チップ素子に比べ高い周波数まで使用できる場合がある。ただし、制御信号の入力線路などを別途設ける必要がある。

また、接続素子１０５として、チップ素子や能動素子を利用するような場合には、使用する素子の利用可能周波数範囲により、形成される高周波デバイスの利用可能周波数範囲も制限を受ける。また、高い周波数で共振するスロットを作成しようとすれば、上記の素子の制限に加えて、微細で精細な接地導体層１０３のパターニングおよび実装に関するプロセスが必要になる。また、いずれの場合も、接続部分の電気的接続素子１０５のインピーダンスにより、反射が生じ、伝送特性が劣化する場合があるため、低損失であることに加え、入出力インピーダンスが適切な素子を選択する必要がある。

また、図４Ａ〜図４Ｃおよび図５Ａ〜図５Ｃに示した方法で形成される２種類のスロットの大きさと導体素子１０４の配列周期ｐとの関係について、図１２Ｂおよび図１２Ｃの模式説明図に示す。接続素子１０５の大きさ（特に幅寸法）が、導体素子１０４に対して無視できるほど小さいものと仮定すると、図１２Ｂに示すように、くし型スロット１０７は、その最長部分の長さが導体素子１０４の配列周期ｐの２倍の長さとなる。このスロット１０７は特有の形状を有するため、最長部が同等の長さ（２ｐ）を有する直線状のスロット９０７（図１２Ｄの模式図参照）と比較して共振周波数を低下させることができるという特徴を有する。

また、それぞれの導体素子１０４間をチップキャパシタなどの容量素子を接続素子１０５として用いて接続した場合、形成されるスロットの共振周波数は、使用した電気的接続素子１０５のリアクタンスに依存する。従って、バラクタダイオードなど可変容量素子で導体素子１０４間を接続して、スロットを形成した場合、結合容量を変化させることにより、スロットの共振周波数を変化させることができる。

なお、十分低いインピーダンスを有する電気的接続素子１０５を用いる限りにおいて、正方形導体素子１０４を格子状に配列した接地導体層１０３を利用する場合は、図４Ａ〜図４Ｃで形成するくし型スロット１０７の共振波長は、導体素子１０４の配列周期を４分の１波長とする伝送信号の波長と近似的に等しくなる。従って、図４Ｃおよび図５Ｃで形成するスロット１０７、１０９は、接地導体層１０３を接地して利用するマイクロストリップ線路を伝搬する伝送信号で共振を励起することができる。

また、図４Ａや図５Ａなどで示す正方形形状の導体素子１０４を格子状に配列させるような構成の利点は、電気的接続素子１０５を１個取り除くか、あるいは導体素子１０４の４方周囲に配置される接続素子１０５を４個取り除くかという簡単な手法で、導体素子１０４の配列周期を４分の１波長とする信号と共振するスロット１０７、１０９を作成できる点にある。また、それぞれの導体素子が正方形形状である場合に代えて、長方形形状や正六角形形状などであるような場合においても、同様に配列周期で決定される特有の周波数で共振するスロットを簡便に作成できるという利点を得ることができる。また、正方形、および長方形形状を格子状に配列する場合では、直線的に連続したスロットを作成することができ、スロットの配置設計を容易なものとすることができる。

また、図６Ａ〜図６Ｃに示すように、複数個の隣接する接続素子１０５を開放して形成されるスロット１１１は、図４Ｃのくし型スロット１０７および図５Ｃの♯記号型スロット１０９よりも低い共振周波数を持つと考えられる。これらの周波数に相当する信号は、上記の導体素子１０４の配列周期を４分の１波長とする信号より長波長の信号となるため、接地導体層１０３を接地として利用するマイクロストリップ線路を伝搬することができる。従って、上記の複数個の隣接する接続素子１０５を開放して形成されるスロット１１１は、上記マイクロストリップ線路を伝搬してきた信号で共振を励起することが可能である。

上述の説明においては、主に、スロットの共振について述べてきたが、伝送する信号に対して非共振の形状として、伝送信号と相互作用させることも可能である。

また、上述の説明においては、同一の形状および大きさを有する導体素子１０４を周期的に配列する構造について説明したが、本発明は、高周波デバイスとしての基本的な構造を作成した後に、接地導体層１０３における電気的接続素子１０５の配置を選択的に制御して、例えばスロットを作成するものであるから、それぞれの導体素子１０４は必ずしも全て同一形状および同一の大きさを取る必要はなく、さらにその配列が必ずしも周期的であるような場合について限定されるものではない。このように、導体素子の形状および大きさが不均一であり、かつ、その配列が周期的ではないような場合の一例を、本実施形態の変形例にかかる高周波デバイス５００として図１３にその模式平面図を示す。

図１３に示すように、高周波デバイス５００においては、形状および大きさがそれぞれ異なる導体素子５０４を配列して接地導体層５０３が形成されており、さらに接続素子５０５でそれぞれの導体素子５０４間が電気的に接続されている。図１３に示すような構造の高周波デバイス５００でも、接地導体層５０３に作成できるスロットの形状と位置に関しての自由度が高いという利点を得ることができる。ただし、伝送できる信号の周波数や、作成できるスロットの位置や共振周波数などについて、上記の例えば図１Ａのような導体素子１０４が周期的に配列された高周波デバイスと同等な議論が困難となるため、そのデバイスに応じた検討をその都度行って使用する必要がある。

（実施例１）
次に、上述のような本実施形態の構成を用いた実施例について説明する。当該実施例にかかるアンテナ装置として、接地導体層にスロットを作成したものを用い、その反射特性と放射指向性の電磁界シミュレーションおよび実測を行った。

本実施例１のアンテナ装置における誘電体層の誘電率は２．１７、その大きさは１４０ｍｍ×１４０ｍｍ×１．６ｍｍ、給電線路の線路幅は５．２ｍｍ、パッチ部は、接地導体層を連続する１枚の導体層とした条件において５．０ＧＨｚでＴＭ０１モードで共振する正方形形状（２０ｍｍ×２０ｍｍ）にて形成した。この場合、マイクロストリップ線路の実効波長λはおよそ４４ｍｍである。

また、接地導体層は、周辺部に外部と結合した導体層周縁部を設け、その内側に１０行×１０列の正方形型の導体素子（パターン）の周期的アレーを成形した。また、各導体素子の大きさは９．２ｍｍ×９．２ｍｍ、素子間の間隔は０．８ｍｍであるため、素子の配列周期は１０ｍｍ（１０ｍｍ＝９．２ｍｍ＋０．８ｍｍ）となる。これは、アンテナ装置の共振波長（実効波長λ）のほぼ４分の１である。

また、上記シミュレーションおよび測定は、アンテナ装置と給電線路の周辺の直下に相当する領域の接地導体層の導体素子間を全て接続素子で電気的に接続したもの（アンテナ装置Ａとする）と、アンテナ装置のほぼＥ面方向に周囲から開放した１個のオープン素子を設けたもの（すなわち♯記号型スロットを形成したもの）（アンテナ装置Ｂとする）とについて行った。また、接続素子としては、１ｐＦチップキャパシタ（１．０ｍｍ×０．５ｍｍ×０．５ｍｍ）を並列に２個、各導体素子の辺の中点を結合するようにはんだ付けして使用した。これらの接地導体層の模式パターン図を図８Ａ（アンテナ装置Ａ）および図８Ｂ（アンテナ装置Ｂ）に示す。なお、図８Ａおよび図８Ｂにおいては、アンテナ装置ＡおよびＢにおける構成の理解を容易なものとすることを目的として、図１Ａ、図１Ｂ、および図２において用いた構成部と同じ構成部には、同じ参照番号を付してその説明を省略するものとする。

また、シミュレーションの結果、主モード（ＴＭ０１）におけるパッチ部１０６単独の共振周波数は、接地導体層１０３を１枚の連続した導体層と仮定した場合において５．０ＧＨｚであった。また、以下で示す試作例と同一条件とするため、それぞれの導体素子１０４を１ｐＦチップキャパシタで接続して生成した接地導体層を使用したときのアンテナ装置（高周波デバイス）では、共振周波数は４．９ＧＨｚであった。また、以下で示す試作例と同一条件における♯記号型スロットを評価するため、それぞれの導体素子１０４を１ｐＦチップキャパシタで接続して生成した接地導体層に、図８Ｂの接地導体層１０３に形成されているものと同じ♯記号型スロットを形成した場合では、４．８ＧＨｚで共振を励起することができた。

このようなそれぞれのアンテナ装置ＡおよびＢについて、シミュレーションと測定における反射損失の測定結果を図９Ａ（シミュレーション結果を示す）および図９Ｂ（実測結果を示す）に示す。なお、図９Ａおよび図９Ｂにおいては、縦軸に反射損失（ｄＢ）を示し、横軸に周波数（ＧＨｚ）を示している。

シミュレーションの結果を示す図９Ａより、スロット１０９を設けたアンテナ装置Ｂの反射損失の極小点を与える周波数は、スロット１０９を持たないアンテナ装置Ａのそれと比べておよそ１００ＭＨｚ高周波側へシフトしているとともに、共振の帯域が広がっておりＱが非常に低下していることが判った。また、実測結果を示す図９Ｂによると、アンテナ装置Ｂはアンテナ装置Ａと比べて、共振の帯域が広がっておりＱが低下しているとともに、反射損失の極小点を与える周波数は低周波側へシフトしている。図９Ａと図９Ｂとを比較すると、アンテナ装置ＡとＢとの間で共振周波数のシフトする方向は異なるが、帯域など共振状態の変化の様子は非常に似ており、図９Ｂに示す実験結果を図９Ａに示すシミュレーション結果により確認することができた。これから、スロットを設けたことにより、パッチ部１０６とスロット１０９とが共振器結合を行うことで、系の共振の状態が変化し、それに伴い共振周波数と帯域が変わることが確かめられた。なお、共振周波数や反射損失、帯域などのシミュレーションと実測結果との差は、実験に使用した高周波デバイスの誘電率、素子のキャパシタンスの理想値からのズレや、実装のばらつきなどの要因によるものであると考えられる。

次に、このような実施例１にかかるアンテナ装置Ａとアンテナ装置Ｂとについて、シミュレーションと実測における放射利得の測定結果を、図１０Ａ（Ｅ面のシミュレーション結果）、図１０Ｂ（Ｅ面の実測結果）、図１１Ａ（Ｈ面のシミュレーション結果）、および図１１Ｂ（Ｈ面の実測結果）に示す。なお、ここで、Ｅ面とは、例えば図２に示すアンテナ装置１００において、誘電体層１０２と直交する平面であって、給電線路１０１の配置方向に沿った面であり、Ｈ面とは、誘電体層１０２と直交する平面であって、Ｅ面と直交する面である。

図１０Ａに示すＥ面のシミュレーション結果では、アンテナ装置Ａの指向性のメインローブは仰角３４５度方向であるが、アンテナ装置Ｂの指向性は仰角２７０〜０度の利得が低下し、２０〜９０度方向の利得が増大している。また、図１０ＢのＥ面の実測結果では、シミュレーション結果とビーム形状が異なるが、主な理由は基板の形状が有限であることによるエッジ効果などのためであり、スロット１０９を設けたことによる上記の傾向はシミュレーション結果と同様である。また、図１１Ａおよび図１１Ｂに示すＨ面の結果では、上半球（上半円）では共に仰角０度方向への指向性が表れている点は、アンテナ装置ＡおよびＢで共通であるが、下半球（下半円）への指向性はアンテナ装置Ｂの方が強く出る傾向は、シミュレーション結果と実測結果とで一致した傾向である。従って、スロット１０９を設けたことにより、ビームの指向性を変える効果があることが確認された。

以上のように、その基本的な構造を作成した後に、接地導体層１０３の形状を容易な手段でもって可変できる高周波デバイスを利用すれば、使用環境の変化に対応して、スロットの形状と位置などの特性を容易に変更することができる。このような構造を利用してアンテナ装置を作成すれば、放射指向性などを所望の特性に容易に可変できるアンテナを実現することができる。

次に、本実施形態のアンテナ装置において、それぞれの導体素子間の間隔の決定方法について、実施例についてのシミュレーション結果および実測結果に基づいて以下に説明する。

まず、例えば♯記号型スロット１０９を設けない場合において、導体素子１０４の配列周期（図１２Ａにおける配列周期ｐ）を１０ｍｍに固定し、導体素子１０４間の間隔（図１２Ａにおける間隙寸法ｓ）を変化させた場合のそれぞれの共振周波数におけるＥ面放射指向性利得（最大値を０ｄＢに規格化した利得を示す）のシミュレーション結果を図１５Ａ、Ｈ面放射指向性利得（最大値を０ｄＢに規格化した利得を示す）のシミュレーション結果を図１５Ｂに示す。なお、誘電体層１０２やパッチ部１０６などの形状と大きさ、および接続素子１０５の構成の条件については、図９Ａ、図９Ｂ、図１０Ａ、図１０Ｂ、図１１Ａ、および図１１Ｂのシミュレーション及び実測の条件と同じである。また、導体素子１０４間の間隔寸法ｓは、０．２ｍｍ、０．８ｍｍ、１．６ｍｍ、３．０ｍｍの４つの条件を採用して、それぞれ場合についての結果を示している。

図１５Ａおよび図１５Ｂの横軸が示すところは、仰角０度が誘電体層１０２に垂直で上方向（つまり仰角−９０度から９０度までの領域は誘電体層１０２に対してパッチ部１０６側の面への立体角２πの半球方向）への放射（前方放射）に相当し，仰角−１８０度から−９０度、および、９０度から１８０度までの領域は誘電体層１０２に対して接地導体層１０３側の面への立体角２πの半球方向への放射（後方放射）に相当している。後方への放射は、誘電体層１０２の端部からの回折、および、接地導体層１０３における互いに隣接するそれぞれの導体素子１０４間の空間（測定周波数において非共振のスロット）から生じている。図１５Ａおよび図１５Ｂから判るように、導体素子１０４間の間隔を広げると後方放射の相対的な利得が増大し、前方へ放射される電力の割合が低下するため、電磁波が不要な方向へ放射されることになり通常は望ましくない。しかし、例えば、通信相手の方向が未知であるときなど、一枚のアンテナでカバーできる空間領域をできるだけ広げたい場合や、前方放射と全方向放射を切り替えて使用したい場合には、上記のような後方への放射を活用することが可能である。また、アンテナの後方に電力を測定する回路を付加することで、後方放射利得を測定してネットの放射電力をモニターすることなども可能である。

また、より詳細な結果を図１６に示す。図１６における横軸は、導体素子１０４の配列周期を１０ｍｍに固定した条件下での導体素子１０４間の間隔寸法を表し、縦軸はＥ面、Ｈ面のそれぞれにおける後方放射の最大放射方向の利得（前方放射の最大利得方向（メインビームの方向）から仰角で１８０度に相当する方向（裏側に相当）を中心とする仰角の前後６０度の範囲内の副ビームの最大利得）に対する前方放射の最大放射方向の利得（メインビームの利得）の比（Ｆ／Ｂ比）を表している。この比は不要放射の割合を示す指標の一つであり、当該比の値が大きいほど相対的な後方への放射利得が小さいことを表す。このＦ／Ｂ比が１０ｄＢ以上となる領域であれば、後方への放射電力は全放射電力の１０％程度以下となるために望ましい。従って、図１６のグラフからは、接地導体層１０３の導体素子１０４の大きさ（ｄ）と素子間隔（ｓ）の比は９０：１０以上であることが、Ｆ／Ｂ比１０ｄＢ以上であるアンテナを設計するための条件となることが判る。

なお、接続素子１０５を開放して設けたスロット（♯記号型スロット１０９など）が、入力された信号と共振するように設計するような図１０Ａ、図１０Ｂ、図１１Ａ、および図１１Ｂのアンテナ装置Ｂにおいては、共振するスロットを設けないアンテナ装置Ａと比較して後方への放射が増大するためＦ／Ｂ比は低下することとなる。この様子を図１７Ａ、図１７Ｂ、および図１８を用いて説明する。

図１５Ａおよび図１５Ｂと同じように、♯記号型スロット１０９を設けた場合において、導体素子１０４の配列周期ｐを１０ｍｍに固定し、導体素子間の間隔ｓを変えた場合のそれぞれの共振周波数におけるＥ面放射指向性利得（最大値を０ｄＢに規格化した利得を示す）のシミュレーション結果を図１７Ａ、Ｈ面放射指向性利得（最大値を０ｄＢに規格化した利得を示す）のシミュレーション結果を図１７Ｂに示す。誘電体層１０２やパッチ部１０６などの形状と大きさ、および接続素子１０５などの構成は、図９Ａ、図９Ｂ、図１０Ａ、図１０Ｂ、図１１Ａ、および図１１Ｂのシミュレーション及び実測の条件と同じである。導体素子１０４間の間隔ｓが、０．１ｍｍ、０．８ｍｍ、１．６ｍｍの３つの条件についての結果を示す。なお、図１７Ａおよび図１７Ｂの横軸が示す意味は、図１５Ａおよび図１５Ｂと同じである。

図１７Ａに示すように、導体素子１０４間の間隔寸法ｓを、ｓ＝０．８ｍｍ、およびｓ＝１．６ｍｍとしたとき、Ｅ面の仰角０度から９０度の利得が増大し、仰角−９０度から０度の利得が低下することは、これまで述べてきたように、アンテナ装置と♯記号型スロットの共振器間の結合によって放射指向性が変化したためである。一方、ｓ＝０．１ｍｍとしたときは、図１５Ａとほぼ同等でメインビーム方向の変化が無く、従って通常のアンテナ装置の放射指向性からほとんど変化していない。また、後方への放射は、放射指向性が変化するｓ＝０．８ｍｍ、およびｓ＝１．６ｍｍでは、特定の方向（仰角１２０〜１５０度）で利得が大きいが、ｓ＝０．１ｍｍでは利得が低い。図１７Ｂに示すＨ面の放射指向性利得についても、後方放射について同じ傾向がある。従って、♯記号型スロットを設けない図１５Ａおよび図１５Ｂの場合と異なり、♯記号型スロット１０９がパッチ部１０６と共振器結合を行って放射指向性が変化する場合は、後方への放射利得も増大するが、共振器結合が行われない場合は、後方への放射利得は低いことが判る。

さらに詳細な結果を図１８に示す。図１８のグラフにおける縦軸と横軸は、図１６のグラフと同じ意味である。図１８に示すように、導体素子１０４間の間隔が０．１ｍｍではＦ／Ｂ比が１０ｄＢ以上であるが、０．２ｍｍ以上ではＦ／Ｂ比は概ね４ｄＢ程度となり、導体素子１０４間の間隔によってはその値の変化は少なくなっている。図１７Ａおよび図１７Ｂのグラフの説明で述べたように、導体素子１０４間の間隔寸法ｓが０．１ｍｍのときはＥ面の放射指向性はアンテナ装置の放射指向性と同等であるが、導体素子１０４間を広げた例では、Ｅ面の放射指向性の変化が生じていた。以上から、パッチ部１０６と♯記号型スロット１０９とを共振器間で結合させる条件では、後方放射利得の増大を含めて放射指向性が変化するが、導体素子１０４間の間隔を狭めることで共振器間の結合を弱くすると放射指向性の変化はほとんど行われないことが判る。

従って、接地導体層１０３における導体素子１０４の大きさｄと素子間隔ｓとの比は、９０：１０から９８：２の範囲にあることが、Ｆ／Ｂ比１０ｄＢ以上の通常のアンテナ装置の状態と、♯記号型スロットを設置することで特定の方向へ放射指向性を変化させた状態のスイッチングを適切に実現するアンテナを設計するための条件となり、好ましいと言える。

なお、上記様々な実施形態のうちの任意の実施形態を適宜組み合わせることにより、それぞれの有する効果を奏するようにすることができる。

本発明は、添付図面を参照しながら好ましい実施形態に関連して充分に記載されているが、この技術の熟練した人々にとっては種々の変形や修正は明白である。そのような変形や修正は、添付した請求の範囲による本発明の範囲から外れない限りにおいて、その中に含まれると理解されるべきである。

２００４年７月７日に出願された日本国特許出願Ｎｏ．２００４−２００３０７号の明細書、図面、及び特許請求の範囲の開示内容は、全体として参照されて本明細書の中に取り入れられるものである。

本発明にかかる高周波デバイスは、デバイスの基本的共通構造を作成した後に、接続素子の選択的な配置制御により、接地導体層の特性を変更でき、所望の特性を得ることができる高周波デバイスを簡便な設計方法にて提供することができ有用である。

本発明の実施形態におけるマイクロストリップアンテナ装置の接地導体層側から見た模式平面図である。 図１Ａのアンテナ装置におけるＢ１−Ｂ２線模式断面図である。 図１Ａのアンテナ装置のパッチ部側から見た模式平面図である。 上記実施形態において、導体素子を正六角形で構成する場合の高周波デバイスの接地導体層の構成例を示す模式パターン図である。 上記実施形態のアンテナ装置において、くし型スロットを形成する前の導体素子を示す模式説明図である。 互いに隣接する１組の導体素子の接続が解除された状態を示す模式説明図である。 形成されたくし型スロットを示す模式説明図である。 上記実施形態のアンテナ装置において、♯記号型スロットを形成する前の導体素子を示す模式説明図である。 中央の導体素子とその４方に配置された導体素子との接続が解除された状態を示す模式説明図である。 形成された♯記号型スロットを示す模式説明図である。 上記実施形態のアンテナ装置において、♯記号型スロットを形成する前の導体素子を示す模式説明図である。 中央の４つの導体素子群とその周囲の導体素子との接続が解除された状態を示す模式説明図である。 形成された♯記号型スロットを示す模式説明図である。 上記実施形態の変形例にかかるマイクロストリップアンテナ装置を示す模式平面図である。 図７Ａのアンテナ装置におけるＤ１−Ｄ２線模式断面図である。 上記実施形態の第１の実施例にかかるマイクロストリップアンテナ装置の接地導体層の模式平面図であって、スロットを形成しない場合を示す図である。 第１の実施例のアンテナ装置の接地導体層の模式平面図であって、♯記号型スロットを形成する場合を示す図である。 上記第１実施例において、マイクロストリップアンテナ装置の反射損失のシミュレーション結果を、スロット形成しない場合と、スロットを形成した場合とについて示すグラフである。 上記第１実施例において、マイクロストリップアンテナ装置の反射損失の実測結果を、スロット形成しない場合と、スロットを形成した場合とについて示すグラフである。 上記第１実施例において、マイクロストリップアンテナ装置のＥ面における放射利得のシミュレーション結果を、スロット形成しない場合と、スロットを形成した場合とについて示すグラフである。 上記第１実施例において、マイクロストリップアンテナ装置のＥ面における放射利得の実測結果を、スロット形成しない場合と、スロットを形成した場合とについて示すグラフである。 上記第１実施例において、マイクロストリップアンテナ装置のＨ面における放射利得のシミュレーション結果を、スロットを形成しない場合と、スロットを形成した場合とについて示すグラフである。 上記第１実施例において、マイクロストリップアンテナ装置のＨ面における放射利得の実測結果を、スロットを形成しない場合と、スロットを形成した場合とについて示すグラフである。 上記実施形態のマイクロストリップアンテナ装置において、正方形の導体素子で接地導体層を形成する場合の導体素子の配列形状と大きさを示す模式説明図である。 上記実施形態のマイクロストリップアンテナ装置において、正方形の導体素子で接地導体層を形成する場合のくし型スロットの形状と大きさを示す模式説明図である。 上記実施形態のマイクロストリップアンテナ装置において、正方形の導体素子で接地導体層を形成する場合の♯記号型スロットの形状と大きさを示す模式説明図である。 上記実施形態のくし型スロットに対する比較例としての長方形形状のスロットの形状と大きさを示す模式説明図である。 上記実施形態の変形例にかかるアンテナ装置であって、形状の異なる導体素子を配列した接地導体層の構成例を示す模式平面図である。 上記実施形態の変形例において、接地層付コプレーナ導波路にて給電する高周波デバイスの模式断面図である。 上記実施形態の変形例において、トリプレート・ストリップ線路にて給電する高周波デバイスの模式断面図である。 上記実施形態の上記第１実施例にかかるマイクロストリップアンテナ装置において、導体素子間の間隔を変えたときのＥ面における放射利得のシミュレーション結果を示すグラフである。 上記第１実施例にかかるマイクロストリップアンテナ装置において、導体素子間の間隔を変えたときのＨ面における放射利得のシミュレーション結果を示すグラフである。 上記第１実施例のマイクロストリップアンテナ装置において、導体素子間の間隔を変えたときの後方放射利得に対する前方放射利得の比を示すシミュレーション結果を示すグラフである。 上記第１実施例のマイクロストリップアンテナにおいて、スロットを形成する場合に導体素子間の間隔を変えたときのＥ面における放射利得のシミュレーション結果を示すグラフである。 上記第１実施例のマイクロストリップアンテナにおいて、スロットを形成する場合に導体素子間の間隔を変えたときのＨ面における放射利得のシミュレーション結果を示すグラフである。 上記第１実施例のマイクロストリップアンテナ装置において、スロットを形成する場合に導体素子間の間隔を変えたときの後方放射利得に対する前方放射利得の比を示すシミュレーション結果を示すグラフである。 従来のマイクロストリップパッチアンテナにおいてスロットが併設された構造を示す模式平面図である。 図１９ＡのマイクロストリップパッチアンテナにおけるＡ１−Ａ２線模式断面図である。

符号の説明

１００ マイクロストリップアンテナ装置
１０１ 給電線路
１０２ 誘電体層
１０３ 接地導体層
１０４ 導体素子
１０５ 接続素子
１０６ パッチ部
１０７ スロット（くし型スロット）
１０８ 導体層周縁部
１０９ スロット（♯記号型スロット）
１１０ 導体素子
１１１ スロット（♯記号型スロット）
１１２ オープン素子群

Claims (10)

1. 平板状の誘電体層と、
   上記誘電体層の一方の面に配置された第１の導体層と、
   上記誘電体層の他方の面に配置された第２の導体層とを備え、
   上記第１の導体層は、伝送される高周波信号の実効波長の略１／２倍の寸法をその外形幅寸法として有し、
   上記第２の導体層は、
   上記高周波信号の実効波長の略１／４倍の寸法をその間隔ピッチ寸法として、周期的かつ２次元的に互いに独立して配列された複数の導体素子と、
   互いに隣接する上記それぞれの導体素子同士を電気的に接続する複数の接続素子とを備え、
   上記それぞれの接続素子の配置により、上記隣接するそれぞれの導体素子の接続を選択的に行うことにより、上記第１及び第２の導体層によって形成される電磁界の放射指向性の制御を行う高周波デバイス。
2. 上記第２の導体層において、上記それぞれの導体素子は、大きさと形状の等しい正方形形状を有し、上記誘電体層の他方の面に上記間隔ピッチにて周期性を持って格子状に配置されている請求項１に記載の高周波デバイス。
3. 上記導体素子の幅寸法と、当該導体素子と上記隣接する導体素子との間の間隙寸法との比が、９０：１０〜９８：２の範囲に設定される請求項２に記載の高周波デバイス。
4. 上記第２の導体層において、
   上記接続素子による互いの電気的接続がなされていない隣接する少なくとも１組の上記導体素子を備え、
   当該１組の導体素子間の間隙を含む領域において、平面的に導体で囲まれたスロットが形成されている請求項２に記載の高周波デバイス。
5. 上記第２の導体層において、
   隣接する４方それぞれの上記導体素子との上記接続素子による電気的接続がなされていない上記導体素子を備え、
   当該導体素子と上記４方それぞれの導体素子との間の間隙を含む領域において、平面的に導体で囲まれたスロットが形成されている請求項２に記載の高周波デバイス。
6. 上記第１の導体層の外周端部より外側に上記実効波長の１倍の距離で囲まれた領域に相当する上記第２の導体層における領域内に、上記それぞれの導体素子が形成されている請求項２に記載の高周波デバイス。
7. 上記第１の導体層は、上記高周波信号が入力又は出力されるパッチ部であり、
   当該パッチ部とデバイス外部との間で、上記高周波信号の伝送を行う信号伝送線路をさらに備える請求項２に記載の高周波デバイス。
8. 上記それぞれの接続素子は、導体パターンである請求項２に記載の高周波デバイス。
9. 上記それぞれの接続素子は、チップキャパシタである請求項２に記載の高周波デバイス。
10. 平板状の誘電体層と、
    上記誘電体層の一方の面に配置された第１の導体層と、
    上記誘電体層の他方の面に配置された第２の導体層とを備え、
    上記第１の導体層は、伝送される高周波信号の実効波長の略１／２倍の寸法をその外形幅寸法として有し、
    上記第２の導体層は、
    大きさと形状の等しい正方形形状を有し、上記誘電体層の他方の面に２次元的かつ周期的に、所定の間隔ピッチでもって格子状に互いに独立して配列された複数の導体素子と、
    互いに隣接する複数の上記導体素子同士を電気的に接続する複数の接続素子と、
    複数の上記接続素子にて互いに電気的に接続されたｎ行ｎ列の配列（ｎは２以上の整数。）を有する複数の上記導体素子により構成され、かつ、上記高周波信号の実効波長の略１／４倍の寸法をその一辺の長さ寸法とする略正方形形状の導体素子群であって、当該導体素子群の４方周囲に隣接して配置されるそれぞれの上記導体素子との上記接続素子による電気的接続がなされていないオープン導体素子群を備え、
    当該オープン導体素子群と上記４方周囲のそれぞれの導体素子との間の間隙を含む領域において、平面的に導体で囲まれたスロットが形成されることにより、上記第１及び第２の導体層により形成される電磁界の放射指向性の制御を行う高周波デバイス。

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