WO2006025179A1 - バンドパスフィルタ - Google Patents

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Yutaka Masuda
Hiroshi Masuda
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Murata Manufacturing Co., Ltd.
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    • H03H2001/0021—Constructional details
    • H03H2001/0085—Multilayer, e.g. LTCC, HTCC, green sheets

Definitions

  • the present invention relates to a bandpass filter, and more particularly to a bandpass filter used in a GHz band communication device or the like.
  • this type of LC bandpass filter the one described in Patent Document 1 is known. As shown in FIG. 10, this band-pass filter is formed by connecting a third-order T-type high-pass filter 101 and a third-order ⁇ -type low-pass filter 102 directly in series at a connection point P31.
  • the high-pass filter 101 includes capacitors C31 and C32 connected in series, one end of an inductor L32 connected between them, and the other end of the inductor L32 grounded via a capacitor C33.
  • the low-pass filter 102 is obtained by grounding both ends of an inductor L35 and a capacitor C35 connected in parallel through capacitors C34 and C36, respectively.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 9-181549
  • an object of the present invention is to easily perform impedance matching between a high-pass filter and a low-pass filter, improve the degree of freedom in designing each filter, and provide a wide band-pass filter with good characteristics. Is to provide.
  • a bandpass filter includes a low-pass filter including a first inductor and a first capacitor, and includes a second inductor and a second capacitor.
  • the low-pass filter, the high-pass filter, and the matching circuit are integrated in a multilayer block formed by laminating a plurality of dielectric layers.
  • the low-pass filter has a fourth order or higher and the high-pass filter has a fourth order or higher.
  • the matching circuit may be composed of a parallel resonant circuit including a third inductor and a third capacitor, or may be composed of only a third inductor or a third capacitor.
  • the first inductor of the low-pass filter is formed in the first region of the multilayer block, and the second inductor of the high-pass filter is different from the first region in plan view from the stacking direction. I prefer to be formed.
  • the second inductor of the high pass filter may be connected to the ground terminal formed on the surface of the multilayer block in the same plane.
  • one inductor may be formed of a meandering stripline electrode, and the other inductor may be formed of a coiled stripline electrode. ,.
  • the matching circuit since the matching circuit is provided between the low-pass filter and the high-pass filter, the matching circuit allows the low-pass filter and the high-pass filter to Impedance matching can be achieved, reflection characteristics (return loss) are improved, and identification as a bandpass filter is improved.
  • the degree of freedom in designing the low-pass filter and the high-pass filter itself is increased, and desired characteristics can be designed in a wider band. .
  • a compact and space-efficient band-pass filter can be obtained by integrating a low-pass filter, a high-pass filter, and a matching circuit in a multilayer block formed by laminating a plurality of dielectric layers. Can do. Also, by configuring the low-pass filter with the fourth order or higher and the high-pass filter with the fourth order or higher, it is possible to obtain a wide-band low-pass filter and a high-pass filter, thereby achieving a wide band filter of the band-pass filter. .
  • the attenuation pole can be adjusted in consideration of the impedance matching action, and a wide-band and high-attenuation bandpass can be obtained.
  • a filter can be obtained.
  • the matching circuit is composed only of inductors, it is equivalent to a low-pass filter, and therefore high attenuation characteristics can be obtained in the high frequency region.
  • the matching circuit is composed only of capacitors, it is equivalent to a high-pass filter, so high attenuation characteristics can be obtained in the low frequency range.
  • the first inductor of the low-pass filter is formed in the first region of the multilayer block, and the second inductor of the high-loss filter is formed in the second region different from the first region in plan view, The coupling of the first and second inductors can be prevented, and the characteristics of the low-pass filter and high-pass filter can be improved.
  • one inductor is formed by a meander-shaped stripline electrode, and the other inductor is formed by an S-coiled stripline electrode.
  • the direction of the magnetic field in each inductor can be avoided as much as possible, transmission signal leakage between the high-pass filter and the low-pass filter is reduced, and the attenuation characteristics of the high-pass filter and the low-pass filter are reduced. Can be maintained, and a bandpass filter having good pass characteristics can be obtained.
  • FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of a bandpass filter according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of a bandpass filter according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of a bandpass filter according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of a bandpass filter according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a graph showing attenuation characteristics of a low-pass filter and a high-pass filter in the first to fourth embodiments.
  • FIG. 6 is a graph showing attenuation characteristics of the bandpass filter according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a graph showing attenuation characteristics of a bandpass filter as a comparative example.
  • FIG. 8 shows an appearance of a bandpass filter according to the fourth embodiment, wherein (A) is a front perspective view and (B) is a rear perspective view.
  • FIG. 9 is an exploded perspective view showing an internal configuration of a multilayer block of a bandpass filter according to the fourth embodiment.
  • FIG. 10 is an equivalent circuit diagram showing an example of a conventional bandpass filter.
  • a bandpass filter 1 A includes a matching circuit 4 A for impedance matching between a fifth-order low-pass filter 2 and a fifth-order high-pass filter 3. It is provided.
  • the low-pass filter 2 is connected in series with a parallel resonant circuit composed of an inductor L1 and a capacitor C2 connected in parallel, and an inductor L2 and a capacitor C4, and connected to one end connection point P1, an intermediate connection point P2, and the other end.
  • Point P3 is grounded via capacitors CI, C3, and C5, respectively.
  • the high-pass filter 3 includes capacitors C6, C8, and C10 connected in series, and each intermediate connection point P1
  • the matching circuit 4A has one end of a parallel resonant circuit composed of an inductor L5 and a capacitor C11 connected to the connection point P21 between the low-pass filter 2 and the high-pass filter 3 and the other end grounded.
  • the bandpass filter 1 B As shown in FIG. 2, the bandpass filter 1 B according to the second embodiment is provided with a matching circuit 4 B for impedance matching between the fifth-order low-pass filter 2 and the fifth-order high-pass filter 3. It is a thing.
  • the low-pass filter 2 and the high-pass filter 3 have the same configuration force as in the first embodiment.
  • matching circuit 4B a parallel resonant circuit composed of inductor L5 and capacitor CI1 is inserted between node P3 of low-pass filter 2 and one end of capacitor C6 of high-pass filter 3.
  • the bandpass filter 1C according to the third embodiment is provided with a matching circuit 4C for impedance matching between the fifth-order low-pass filter 2 and the fifth-order high-pass filter 3. It is a thing.
  • the low-pass filter 2 and the high-pass filter 3 have the same configuration force as that of the first embodiment.
  • inductor L5 is inserted between node P3 of low-pass filter 2 and one end of capacitor C6 of high-pass filter 3.
  • the bandpass filter 1D has a fifth-order low-pass filter.
  • a matching circuit 4D for impedance matching is provided between the filter 2 and the fifth-order high-pass filter 3.
  • the low-pass filter 2 and the high-pass filter 3 have the same configuration force as that of the first embodiment.
  • a capacitor CI 1 is inserted between a connection point P3 of the low-pass filter 2 and one end of the capacitor C6 of the high-pass filter 3.
  • FIG. 5A shows the attenuation characteristics of only the low-pass filter 2 in the first to fourth embodiments
  • FIG. 5B shows the attenuation characteristics of only the high-pass filter 3.
  • the curve S11 shows the reflection characteristic (return loss)
  • the curve S21 shows the transmission characteristic.
  • FIG. 6 shows the attenuation characteristics of the bandpass filter 1A according to the first embodiment shown in FIG. 1.
  • FIG. 7 shows the attenuation characteristics when the low-pass filter 2 and the high-pass filter 3 are directly connected for comparison. Indicates.
  • curve S11 shows the reflection characteristic (return loss)
  • curve S21 shows the transmission characteristic. Comparing Fig. 6 (invention example) and Fig. 7 (comparative example), it can be seen that Fig. 6 shows a better attenuation characteristic in a wider band.
  • the matching circuit 4A is provided between the low-pass filter 2 and the high-pass filter 3, impedance matching between the low-pass filter 2 and the high-pass filter 3 is obtained by the matching circuit 4A. Therefore, the reflection characteristics (return loss) are improved, and the characteristics as a bandpass filter are improved. In addition, the degree of freedom in designing the low-pass filter 2 and the high-pass filter 3 is increased, and desired characteristics can be designed in a wider band. Therefore, it is easy to improve loss, increase the bandwidth, control the attenuation pole, and control the center frequency.
  • the wide-band low-pass filter 2 and the noise pass filter 3 can be obtained. Can be obtained.
  • the matching circuit 4A by configuring the matching circuit 4A with a parallel resonant circuit including the inductor L5 and the capacitor CI1, it is possible to adjust the attenuation pole in consideration of the impedance matching action, and it is possible to adjust the broadband and high attenuation.
  • a bandpass filter can be obtained.
  • the bandpass filter 1B according to the second embodiment shown in FIG. 2 is also different from the first embodiment. The same effect is obtained.
  • the bandpass filter 1C according to the third embodiment shown in FIG. 3 also has basically the same operational effects as the first embodiment.
  • the matching circuit 4C is composed of only the inductor L5, it is equivalent to the low-pass filter 2, and high attenuation characteristics can be obtained in the high frequency region.
  • the bandpass filter 1D according to the fourth embodiment shown in FIG. 4 basically exhibits the same operational effects as the first embodiment.
  • the matching circuit 4D is composed of only the capacitor C11, it is equivalent to the high-pass filter 3, and a high attenuation characteristic can be obtained in the low frequency region.
  • the laminate block 20 is obtained by laminating dielectric layers 21a to 21m made of a plurality of dielectric ceramic sheets.
  • the capacitor electrode, stripline electrode, and via hole described below are screen-printed using a conductive paste on a ceramic green sheet obtained by forming a dielectric ceramic slurry using a doctor blade method or a pulling method. It is formed by a technique such as lamination, pressure bonding, and sintering.
  • input and output terminals 25 and 26 for external connection are formed on the surface of the laminated laminate block 20 so as to extend from the center of both end surfaces to the upper and lower surfaces.
  • Ground terminals 27 and 28 for external connection are formed extending from both side surfaces to the upper and lower surfaces.
  • the terminals and electrodes formed on the dielectric layers 21a to 21m will be described in order.
  • the dielectric layer 21a has input / output terminals 25 and 26 for external connection and ground terminals 27 and 28 for external connection. It is made.
  • Inductors L3 and L4 are formed on the dielectric layers 21b and 21c by stripline electrodes 31, 33 and 32 and 34, and are connected by via holes 61 and 62, respectively.
  • inductors LI and L2 are formed on the dielectric layer 21d by stripline electrodes 35 and 36 connected in series with each other.
  • capacitor electrodes 41 to 57 are formed on the dielectric layers 21e to 21m, respectively.
  • the capacitance of capacitor C1 of low-pass filter 2 is formed between electrodes 55 and 57
  • the capacitance of the capacitor C2 is formed between the electrodes 52-53
  • the capacitance of the capacitor C3 is formed between the electrodes 52-57.
  • the capacitance of the capacitor C4 is formed between the electrodes 52 and 54
  • the capacitance of the capacitor C5 is formed between the electrodes 56 and 57.
  • the capacitance of the capacitor C11 of the matching circuit 4D is formed between the electrodes 43, 48-46.
  • the capacitance of the capacitor C6 of the non-pass filter 3 is formed between the electrodes 46-44 and 49, and the capacitance of the capacitor C7 is formed between the electrodes 41-44.
  • the capacitance of the capacitor C8 is formed between the electrodes 49 51-50, the capacitance of the capacitor C9 is formed between the electrodes 42-45, and the capacitance of the capacitor C10 is formed between the electrodes 47-45, 50.
  • the capacitor C 1 is connected to the input / output terminal 25 through the electrode 55 and grounded through the electrode 57. That is, the electrode 57 is not only a capacitor electrode but also a ground electrode.
  • Capacitor C 2 is connected to input / output terminal 25 at electrode 53 and connected to connection point P2 (via hole 68) of strip line electrodes 35 and 36 of inductor LI and L2 via electrode 52 ⁇ iron via holes 63 to 68 Has been. The other end of the stripline electrode 35 is connected to the input / output terminal 25.
  • the capacitor C3 is connected to the connection point P2 through the via hole 63 to 68 at the electrode 52 and grounded at the electrode 57.
  • the capacitor C4 is connected to the connection point P2 via the via hole 63 to 68 at the electrode 52, and connected to the connection point P3 via the via hole 70, 71, the electrode 58, and the via holes 72 to 76 at the electrode 54. Yes.
  • the capacitor C5 is grounded by the electrode 57, and is connected to the connection point P3 by the electrode 56 through the via holes 69 to 72 and the like.
  • the capacitor C11 is connected to the connection point P3 (via hole 76) via the via hole 75 at the electrode 43, and the electrode 46 is shared with the capacitor C6.
  • Capacitor C6 has electrode 46 shared with capacitor C11 and electrode 44 shared with capacitor C7.
  • the electrode 44 is shared with the capacitor C6, and the electrode 41 is connected to the stripline electrode 33 of the inductor L3 via the via holes 77 and 78.
  • Capacitor C9 has electrode 45 shared with capacitors C8 and C9, and is connected to electrode 42 via via holes 81 and 82. Connected to stripline electrode 34 of Dactor L4. Capacitor C10 has electrode 45 shared with capacitors C8 and C9, and is connected to input / output terminal 26 at electrode 47.
  • the stripline electrodes 35 and 36 forming the inductors L1 and L2 of the low-pass filter 2 and the stripline electrodes 31 and 33 forming the inductors L3 and L4 of the high-pass filter 3 are used.
  • 32 and 34 are formed in different regions in plan view.
  • the electrode 57 dropped to the ground in a plan view from the stacking direction is formed so as not to overlap the electrodes 31, 33, 32, and 34 of the high-pass filter 3, Without the stray capacitance force generated between the electrodes 31, 33, 32, and 34 and the electrode 57, the Inosnofinoleta 3 can maintain the broadband characteristics.
  • the ends of the electrodes 31, 32 are connected to the ground terminal 28 in the same plane, the generation of stray capacitance with the ground terminal 28 is suppressed, and the high-pass filter 3 maintains the wideband characteristics. it can.
  • the electrodes 35 and 36 of the low-pass filter 2 are formed by meander-shaped strip lines, and the electrodes 31, 33, 32, and 34 of the high-pass filter 3 are formed by coil-shaped strip lines. Therefore, it is possible to avoid the difference in the direction of the magnetic field in each inductor as much as possible, the transmission signal leakage between the high-pass filter 3 and the low-pass filter 2 is reduced, and the attenuation of the no-pass filter 3 and the low-pass filter 2 is reduced. Each characteristic can be maintained, and a bandpass filter with good pass characteristics can be obtained.
  • the inductor of the low-pass filter 2 may be coiled and the inductor of the high-pass filter 3 may be meandered! /
  • first to third embodiments are also configured as a dielectric block 20 that is basically the same as that shown in FIGS.
  • the bandpass filter according to the present invention can be variously modified within the scope of the gist of the present invention, not limited to the above embodiment.
  • both the low-pass filter and the noise-pass filter may be a force exemplified by a fifth-order filter, and both may be fourth-order filters.
  • one filter power order and the other filter may be composed of filters of different orders, such as a fourth order.
  • the detailed circuit configuration of the low-pass filter and the high-pass filter is arbitrary, and the configurations and shapes of the various electrodes formed in the laminated body block in each of the first to fourth embodiments are also arbitrary.
  • the force of placing the no-pass filter on the upper stage and the low-pass filter on the lower stage may be reversed.
  • the present invention is useful for bandpass filters used in GHz band communication devices and the like, and is particularly excellent in that impedance matching between a highpass filter and a lowpass filter can be easily obtained.

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Abstract

　５次のローパスフィルタ（２）と５次のハイパスフィルタ（３）との間に、整合回路（４Ａ）を設けたバンドパスフィルタ。整合回路（４Ａ）はインダクタ（Ｌ５）とコンデンサ（Ｃ１１）とからなる並列共振回路で構成されている。また、ローパスフィルタ（２）とハイパスフィルタ（３）を構成する各種インダクタ、コンデンサ及び整合回路（４Ａ）のインダクタ（Ｌ５）、コンデンサ（Ｃ１１）は複数の誘電体層を積層してなる積層体ブロックにて一体化されている。                                                                                 

Description

明 細 書
バンドパスフィルタ 技術分野
[0001] 本発明は、バンドパスフィルタ、特に、 GHz帯通信機器などに用いられるバンドパス フィルタに関する。
背景技術
[0002] 近年、通信機器などにおいて使用される周波数帯域は高周波の領域に移行してお り、 GHz帯に適した回路や回路素子が要求されている。従って、 LCフィルタの分野 でも高周波化と小型化への要求が高まって 、る。
[0003] この種の LCバンドパスフィルタとして、特許文献 1に記載のものが知られて 、る。こ のバンドパスフィルタは、図 10に示すように、 3次の T型ハイパスフィルタ 101と 3次の π型のローパスフィルタ 102とが接続点 P31にて直接に直列接続してなるものである
[0004] 詳しくは、ハイパスフィルタ 101は、コンデンサ C31, C32を直列に接続し、その中 間にインダクタ L32の一端を接続し、インダクタ L32の他端をコンデンサ C33を介し て接地したものである。ローパスフィルタ 102は、並列接続したインダクタ L35とコンデ ンサ C35の両端をそれぞれコンデンサ C34, C36を介して接地したものである。
[0005] ところで、広帯域のハイパスフィルタ及びローパスフィルタを作製するためには、そ れぞれのフィルタ 101, 102の次数を上げ、インピーダンスを整合させることが必要と なる。し力し、ハイパスフィルタ 101とローパスフィルタ 102を直接接続した状態では、 高次のハイパスフィルタ Ζローパスフィルタを接続して広帯域のバンドパスフィルタを 得ることは、インピーダンスの整合をとることが困難であることから、実現することがで きていな力つた。また、ハイパスフィルタ Ζローパスフィルタともに低損失でかつ高減 衰の特性を得ることも困難で、バンドパスフィルタとして通過帯域の近傍で高減衰な 特性を得ることには限界を有して 、た。
特許文献 1：特開平 9— 181549号公報
発明の開示 発明が解決しょうとする課題
[0006] そこで、本発明の目的は、ハイパスフィルタとローパスフィルタとのインピーダンスマ ツチングを容易にとることができ、各フィルタの設計の自由度が向上し、広帯域で特 性の良好なバンドパスフィルタを提供することにある。
課題を解決するための手段
[0007] 前記目的を達成するため、本発明に係るバンドパスフィルタは、第 1インダクタ及び 第 1コンデンサを含んで構成されるローパスフィルタと、第 2インダクタ及び第 2コンデ ンサを含んで構成されるハイパスフィルタと、前記ローパスフィルタと前記ハイパスフィ ルタとの間に設けられ、第 3インダクタ及び/又は第 3コンデンサを含んで構成される 整合回路と、を備えていることを特徴とする。
[0008] 本発明に係るバンドパスフィルタにお!/、て、前記ローパスフィルタ、前記ハイパスフ ィルタ及び前記整合回路は、複数の誘電体層を積層してなる積層体ブロックにて一 体化されていることが好ましい。また、ローパスフィルタは 4次以上であり、ハイパスフ ィルタは 4次以上であることが好ましい。さらに、整合回路は第 3インダクタ及び第 3コ ンデンサによる並列共振回路で構成されていてもよぐあるいは、第 3インダクタ又は 第 3コンデンサのみで構成されて 、てもよ 、。
[0009] また、ローノ スフィルタの第 1インダクタは積層体ブロックの第 1領域に形成されてお り、ハイパスフィルタの第 2インダクタは積層方向からの平面視で第 1領域とは異なる 第 2領域に形成されて ヽることが好ま 、。
[0010] さらに、積層方向からの平面視で、ノ、ィパスフィルタの第 2インダクタと重なる位置に はグランド電極を有しないことが好ましい。また、ハイパスフィルタの第 2インダクタの 端部は、同一平面にて、積層体ブロックの表面に形成されたグランド端子に接続され て 、てもよ 、。ローパスフィルタの第 1インダクタ及びハイパスフィルタの第 2インダクタ のうち、一方のインダクタがミアンダ状のストリップライン電極で形成されており、他方 のインダクタがコイル状のストリップライン電極で形成されて 、てもよ 、。
発明の効果
[0011] 本発明に係るバンドパスフィルタによれば、ローパスフィルタとハイパスフィルタとの 間に整合回路を設けたため、該整合回路によりローパスフィルタとハイパスフィルタと のインピーダンスマッチングをとることができ、反射特性（リターンロス）が改善され、バ ンドパスフィルタとしての特定が向上する。また、ローパスフィルタ及びハイパスフィル タそのものの設計の自由度が上がり、より広帯域で所望の特性設計が可能となり、口 スの改善、広帯域化、減衰極のコントロール、中心周波数のコントロールなどが容易 になる。
[0012] 通常は 1GHz以上の高周波帯域になると、インピーダンスの不整合によるリターン ロスへの影響が大きいが、このような高周波数帯域 (特に、 l〜5GHz帯)であって U WB (超広帯域無線)のような広帯域を必要とする無線システムに用いるバンドパスフ ィルタとして好適である。
[0013] 特に、ローノ スフィルタ、ハイパスフィルタ及び整合回路を、複数の誘電体層を積層 してなる積層体ブロックにて一体化することにより、コンパクトでスペース効率のよいバ ンドパスフィルタを得ることができる。また、ローパスフィルタを 4次以上、ハイパスフィ ルタを 4次以上で構成することにより、広帯域のローパスフィルタ及びハイパスフィル タを得ることができ、ひ ヽてはバンドパスフィルタの広帯域ィ匕が達成される。
[0014] また、整合回路をインダクタ及びコンデンサによる並列共振回路で構成すれば、ィ ンピーダンスのマッチング作用にカ卩えて、減衰極を調整することが可能であり、広帯 域かつ高減衰のバンドパスフィルタを得ることができる。
[0015] あるいは、整合回路をインダクタのみで構成すれば、ローパスフィルタと等価となる ため、高周波領域で高減衰特性が得られる。また、整合回路をコンデンサのみで構 成すれば、ハイパスフィルタと等価となるため、低周波領域で高減衰特性が得られる
[0016] また、ローノ スフィルタの第 1インダクタを積層体ブロックの第 1領域に形成し、ハイ ノ スフィルタの第 2インダクタを平面視で第 1領域とは異なる第 2領域に形成すれば、 第 1及び第 2インダクタの結合を防止でき、ローパスフィルタ及びハイパスフィルタの それぞれの特性を改善することができる。
[0017] 積層方向からの平面視で、ハイノ スフィルタの第 2インダクタと重なる位置にグラン ド電極を有しなければ、ハイパスフィルタの構成素子 (特に第 2インダクタ）とグランド 電極との間に浮遊容量が生じることがなぐ広帯域のハイノスフィルタが実現される。 また、ハイパスフィルタの第 2インダクタの端部力 同一平面にて、積層体ブロックの 表面に形成されたグランド端子に接続されていれば、グランド端子との間の浮遊容量 の発生が抑制され、広帯域のハイノスフィルタが実現される。
[0018] ローパスフィルタの第 1インダクタ及びハイパスフィルタの第 2インダクタのうち、一方 のインダクタがミアンダ状のストリップライン電極で形成されており、他方のインダクタ 力 Sコイル状のストリップライン電極で形成されて ヽれば、それぞれのインダクタにおけ る磁界の方向が異なるのを極力避けることができ、ハイパスフィルタとローパスフィル タとの間の伝送信号の漏れが低減され、ハイパスフィルタ及びローパスフィルタの減 衰特性をそれぞれ維持し、良好な通過特性のバンドパスフィルタを得ることができる。 図面の簡単な説明
[0019] [図 1]本発明の第 1実施例であるバンドパスフィルタの等価回路図である。
[図 2]本発明の第 2実施例であるバンドパスフィルタの等価回路図である。
[図 3]本発明の第 3実施例であるバンドパスフィルタの等価回路図である。
[図 4]本発明の第 4実施例であるバンドパスフィルタの等価回路図である。
[図 5]前記第 1〜第 4実施例におけるローパスフィルタ及びハイパスフィルタの減衰特 性を示すグラフである。
[図 6]前記第 1実施例であるバンドパスフィルタの減衰特性を示すグラフである。
[図 7]比較例であるバンドパスフィルタの減衰特性を示すグラフである。
[図 8]前記第 4実施例であるバンドパスフィルタの外観を示し、 (A)は正面側斜視図、 (B)は背面側斜視図である。
[図 9]前記第 4実施例であるバンドパスフィルタの積層体ブロックの内部構成を示す 分解斜視図である。
[図 10]従来のバンドパスフィルタの一例を示す等価回路図である。
発明を実施するための最良の形態
[0020] 以下、本発明に係るバンドパスフィルタの実施例につき添付図面を参照して説明す る。
[0021] (等価回路による説明、図 1〜図 4参照）
まず、本発明に係るバンドパスフィルタの第 1〜第 4実施例を等価回路によって説 明する。
[0022] 第 1実施例であるバンドパスフィルタ 1 Aは、図 1に示すように、 5次のローパスフィル タ 2と、 5次のハイパスフィルタ 3との間にインピーダンスマッチング用の整合回路 4A を設けたものである。
[0023] ローパスフィルタ 2は、それぞれ並列に接続したインダクタ L1とコンデンサ C2、イン ダクタ L2とコンデンサ C4からなる並列共振回路を直列に接続し、一端接続点 P1と中 間接続点 P2及び他端接続点 P3をそれぞれコンデンサ CI, C3, C5を介して接地し たものである。
[0024] ハイパスフィルタ 3は、コンデンサ C6, C8, C10を直列に接続し、各中間接続点 P1
1, P12をそれぞれコンデンサ C7とインダクタ L3、コンデンサ C9とインダクタ L4から なる直列共振回路を介して接地したものである。
[0025] 整合回路 4Aは、インダクタ L5とコンデンサ C11からなる並列共振回路の一端を前 記ローパスフィルタ 2とハイパスフィルタ 3との接続点 P21に接続し、他端を接地したも のである。
[0026] 第 2実施例であるバンドパスフィルタ 1Bは、図 2に示すように、 5次のローパスフィル タ 2と、 5次のハイパスフィルタ 3との間にインピーダンスマッチング用の整合回路 4B を設けたものである。
[0027] ローパスフィルタ 2及びハイパスフィルタ 3は前記第 1実施例と同様の構成力もなる。
整合回路 4Bは、インダクタ L5とコンデンサ CI 1からなる並列共振回路をローパスフィ ルタ 2の接続点 P3とハイパスフィルタ 3のコンデンサ C6の一端との間に挿入したもの である。
[0028] 第 3実施例であるバンドパスフィルタ 1Cは、図 3に示すように、 5次のローパスフィル タ 2と、 5次のハイパスフィルタ 3との間にインピーダンスマッチング用の整合回路 4C を設けたものである。
[0029] ローパスフィルタ 2及びハイパスフィルタ 3は前記第 1実施例と同様の構成力もなる。
整合回路 4Cは、インダクタ L5をローパスフィルタ 2の接続点 P3とハイパスフィルタ 3 のコンデンサ C6の一端との間に挿入したものである。
[0030] 第 4実施例であるバンドパスフィルタ 1Dは、図 4に示すように、 5次のローパスフィル タ 2と、 5次のハイパスフィルタ 3との間にインピーダンスマッチング用の整合回路 4D を設けたものである。
[0031] ローパスフィルタ 2及びハイパスフィルタ 3は前記第 1実施例と同様の構成力もなる。
整合回路 4Dは、コンデンサ CI 1をローパスフィルタ 2の接続点 P3とハイパスフィルタ 3のコンデンサ C6の一端との間に挿入したものである。
[0032] (減衰特性、図 5〜図 7参照）
ここで、前記第 1〜第 4実施例におけるローパスフィルタ 2のみの減衰特性を図 5 (A )に示し、ハイパスフィルタ 3のみの減衰特性を図 5 (B)に示す。図 5 (A) , (B)にお!/ヽ て、曲線 S 11は反射特性 (リターンロス）を示し、曲線 S21は通過特性を示している。
[0033] 図 6に図 1に示した前記第 1実施例であるバンドパスフィルタ 1Aの減衰特性を示し 、図 7に比較のため、ローパスフィルタ 2及びハイパスフィルタ 3を直結した場合の減 衰特性を示す。図 6及び図 7において、ともに曲線 S 11は反射特性 (リターンロス）を 示し、曲線 S21は通過特性を示している。図 6 (本発明例）と図 7 (比較例）とを比べる と、図 6のほうが広帯域で良好な減衰特性を示していることが理解できる。
[0034] 即ち、第 1実施例によれば、ローパスフィルタ 2とハイパスフィルタ 3との間に整合回 路 4Aを設けたため、該整合回路 4Aによりローパスフィルタ 2とハイパスフィルタ 3との インピーダンスマッチングをとることができ、反射特性（リターンロス）が改善され、バン ドパスフィルタとしての特性が向上する。また、ローパスフィルタ 2及びハイパスフィル タ 3そのものの設計の自由度が上がり、より広帯域で所望の特性設計が可能となる。 それゆえ、ロスの改善、広帯域化、減衰極のコントロール、中心周波数のコントロール などが容易になる。
[0035] また、ローノ スフィルタ 2及びノヽィパスフィルタ 3を 5次で構成することにより、広帯域 のローパスフィルタ 2及びハイパスフィルタ 3を得ることができ、ひ!、ては広帯域のバン ドパスフィルタを得ることができる。
[0036] また、整合回路 4Aをインダクタ L5及びコンデンサ CI 1による並列共振回路で構成 することにより、インピーダンスのマッチング作用にカ卩えて、減衰極を調整することが 可能であり、広帯域かつ高減衰のバンドパスフィルタを得ることができる。
[0037] 図 2に示した第 2実施例であるバンドパスフィルタ 1Bにおいても前記第 1実施例と 同様の作用効果を奏する。
[0038] また、図 3に示した第 3実施例であるバンドパスフィルタ 1Cにおいても、基本的には 前記第 1実施例と同様の作用効果を奏する。特に、整合回路 4Cをインダクタ L5のみ で構成したため、ローパスフィルタ 2と等価となり、高周波領域で高減衰特性が得られ る。
[0039] また、図 4に示した第 4実施例であるバンドパスフィルタ 1Dにおいても、基本的には 前記第 1実施例と同様の作用効果を奏する。特に、整合回路 4Dをコンデンサ C11の みで構成したため、ハイパスフィルタ 3と等価となり、低周波領域で高減衰特性が得ら れる。
[0040] (積層体ブロックの内部構成、図 8及び図 9参照）
次に、等価回路として図 4に示したバンドパスフィルタ 1Dの外観を図 8に示し、その 積層体ブロックの内部構成を図 9を参照して説明する。
[0041] この積層体ブロック 20は複数の誘電体セラミックシートからなる誘電体層 21a〜21 mを積層したものである。即ち、誘電体セラミックスラリーをドクターブレード法や引き 上げ法などの手法で成形したセラミックグリーンシート上に以下に説明するコンデン サ電極、ストリップライン電極及びビアホールなどを導電性ペーストを用いてスクリー ン印刷するなどの手法により形成し、積層、圧着して焼結したものである。
[0042] 焼結された積層体ブロック 20の表面には、図 8に示すように、両端面中央部から上 下面に延在した状態で外部接続用の入出力端子 25, 26が形成され、両側面から上 下面に延在した状態で外部接続用のグランド端子 27, 28が形成されている。
[0043] 誘電体層 21a〜21m上に形成された端子、電極を順次説明すると、誘電体層 21a には外部接続用の入出力端子 25, 26及び外部接続用のグランド端子 27, 28が形 成されている。誘電体層 21b, 21cには、ストリップライン電極 31, 33及び 32, 34に よってインダクタ L3, L4が形成され、それぞれがビアホール 61, 62によって接続さ れている。また、誘電体層 21dには、互いに直列に接続されているストリップライン電 極 35, 36によってインダクタ LI, L2が形成されている。
[0044] 以下、誘電体層 21e〜21mには、それぞれコンデンサ電極 41〜57が形成されて いる。ローパスフィルタ 2のコンデンサ C1の容量は電極 55— 57間に形成され、コン デンサ C2の容量は電極 52— 53間に形成され、コンデンサ C3の容量は電極 52— 5 7間に形成されている。また、コンデンサ C4の容量は電極 52— 54間に形成され、コ ンデンサ C5の容量は電極 56— 57間に形成されている。
[0045] 整合回路 4Dのコンデンサ C11の容量は電極 43, 48— 46間に形成されている。ノヽ ィパスフィルタ 3のコンデンサ C6の容量は電極 46—44, 49間に形成され、コンデン サ C7の容量は電極 41—44間に形成されている。また、コンデンサ C8の容量は電極 49 51— 50間に形成され、コンデンサ C9の容量は電極 42— 45間に形成され、コ ンデンサ C10の容量は電極 47— 45, 50間に形成されている。
[0046] コンデンサ C1は電極 55にて入出力端子 25に接続され、電極 57にて接地されてい る。即ち、電極 57はコンデンサ電極であるとともにグランド電極でもある。コンデンサ C 2は電極 53にて入出力端子 25に接続され、電極 52〖こてビアホール 63〜68を介し てインダクタ LI, L2のストリップライン電極 35, 36の接続点 P2 (ビアホール 68)に接 続されている。また、ストリップライン電極 35の他端は入出力端子 25に接続されてい る。
[0047] コンデンサ C3は電極 52にてビアホール 63〜68を介して前記接続点 P2に接続さ れ、電極 57にて接地されている。コンデンサ C4は電極 52にてビアホール 63〜68を 介して前記接続点 P2に接続され、電極 54にてビアホール 70, 71、電極 58、ビアホ ール 72〜76を介して接続点 P3に接続されている。コンデンサ C5は電極 57にて接 地され、電極 56にてビアホール 69〜72などを介して前記接続点 P3に接続されてい る。
[0048] コンデンサ C11は電極 43にてビアホール 75を介して前記接続点 P3 (ビアホール 7 6)に接続され、電極 46がコンデンサ C6と共用されている。コンデンサ C6は電極 46 が前記コンデンサ C11と共用され、電極 44がコンデンサ C7と共用されている。コン デンサ C7は電極 44が前記コンデンサ C6と共用され、電極 41がビアホール 77, 78 を介してインダクタ L3のストリップライン電極 33に接続されている。
[0049] コンデンサ C8は電極 49が前記コンデンサ C6と共用され、電極 50にてビアホール 7 9, 80を介してコンデンサ C9, C10の電極 45に接続されている。コンデンサ C9は電 極 45がコンデンサ C8, C9と共用され、電極 42にてビアホール 81, 82を介してイン ダクタ L4のストリップライン電極 34に接続されている。コンデンサ C 10は電極 45がコ ンデンサ C8, C9と共用され、電極 47にて入出力端子 26と接続されている。
[0050] また、インダクタ L3のストリップライン電極 31の他端及びインダクタ L4のストリップラ イン電極 32の他端は、それぞれ接地されている。
[0051] 以上の構成からなる誘電体ブロック 20において、ローパスフィルタ 2のインダクタ L1 , L2を形成するストリップライン電極 35, 36と、ハイパスフィルタ 3のインダクタ L3, L4 を形成するストリップライン電極 31, 33, 32, 34は、互いに平面視で異なる領域に形 成されている。これにて、インダクタ LI, L2とインダクタ L3, L4の結合が防止され、口 一パスフィルタ 2とハイパスフィルタ 3との相互の伝送信号の漏れが防止される。それ ゆえ、ローパスフィルタ 2及びハイパスフィルタ 3のそれぞれの減衰特性が改善される ことになる。
[0052] また、積層方向からの平面視で、グランドに落とされている電極 57はハイパスフィル タ 3の電極 31, 33, 32, 34とな重ならないように形成されているため、、これらの電極 31, 33, 32, 34と電極 57との間に浮遊容量力生じること力なく、ノヽイノスフイノレタ 3 は広帯域特性を維持できる。また、電極 31, 32の端部が、同一平面にて、グランド端 子 28に接続されているため、グランド端子 28との間の浮遊容量の発生が抑制され、 ハイパスフィルタ 3は広帯域特性を維持できる。
[0053] さらに、ローパスフィルタ 2の電極 35, 36はミアンダ状のストリップラインで形成され ており、ハイパスフィルタ 3の電極 31, 33, 32, 34がコイル状のストリップラインで形 成されているため、それぞれのインダクタにおける磁界の方向が異なるのを極力避け ることができ、ハイパスフィルタ 3とローパスフィルタ 2との間の伝送信号の漏れが低減 され、ノ、ィパスフィルタ 3及びローパスフィルタ 2の減衰特性をそれぞれ維持し、良好 な通過特性のバンドパスフィルタを得ることができる。なお、ローパスフィルタ 2のイン ダクタがコイル状で、ハイパスフィルタ 3のインダクタがミアンダ状であってもよ!/、ことは 勿論である。
[0054] なお、第 1〜第 3実施例においても、図 8及び図 9に示したのと基本的には同様の 誘電体ブロック 20として構成される。
[0055] (他の実施例） なお、本発明に係るバンドパスフィルタは、前記実施例に限定するものではなぐそ の要旨の範囲内で種々に変更することができる。
[0056] 例えば、前記各実施例では、ローパスフィルタ及びノヽィパスフィルタともに 5次のフ ィルタを例示した力 両者ともに 4次のフィルタであってもよい。また、一方のフィルタ 力 次、他方のフィルタが 4次のように、次数の異なるフィルタで構成してもよい。
[0057] また、ローパスフィルタやハイパスフィルタの細部の回路構成は任意であり、各第 1 〜第 4実施例における積層体ブロックに形成した各種電極の構成、形状も任意であ る。特に、図 9に示した積層構造においては、ノ、ィパスフィルタを上段に、ローパスフ ィルタを下段に配置した力 この配置関係は逆であってもよい。
産業上の利用可能性
[0058] 以上のように、本発明は、 GHz帯通信機器などに用いられるバンドパスフィルタに 有用であり、特に、ハイパスフィルタとローパスフィルタとのインピーダンスマッチング を容易にとることができる点で優れて 、る。

Claims

請求の範囲
[1] 第 1インダクタ及び第 1コンデンサを含んで構成されるローパスフィルタと、
第 2インダクタ及び第 2コンデンサを含んで構成されるハイパスフィルタと、 前記ローパスフィルタと前記ハイパスフィルタとの間に設けられ、第 3インダクタ及び Z又は第 3コンデンサを含んで構成される整合回路と、
を備えたことを特徴とするバンドパスフィルタ。
[2] 前記ローパスフィルタ、前記ハイパスフィルタ及び前記整合回路が、複数の誘電体 層を積層してなる積層体ブロックにて一体ィ匕されていることを特徴とする請求の範囲 第 1項に記載のバンドパスフィルタ。
[3] 前記ローパスフィルタは 4次以上であり、前記ハイパスフィルタは 4次以上であること を特徴とする請求の範囲第 1項又は第 2項に記載のバンドパスフィルタ。
[4] 前記整合回路は前記第 3インダクタ及び前記第 3コンデンサによる並列共振回路で 構成されて 、ることを特徴とする請求の範囲第 1項な 、し第 3項の 、ずれかに記載の バンドパスフィルタ。
[5] 前記整合回路は前記第 3インダクタで構成されて 、ることを特徴とする請求の範囲 第 1項な!/、し第 3項の!/、ずれかに記載のバンドパスフィルタ。
[6] 前記整合回路は前記第 3コンデンサで構成されていることを特徴とする請求の範囲 第 1項な!/、し第 3項の!/、ずれかに記載のバンドパスフィルタ。
[7] 前記ローパスフィルタの第 1インダクタは前記積層体ブロックの第 1領域に形成され ており、前記ハイパスフィルタの第 2インダクタは積層方向からの平面視で前記第 1領 域とは異なる第 2領域に形成されていることを特徴とする請求の範囲第 2項ないし第 6 項の 、ずれかに記載のバンドパスフィルタ。
[8] 積層方向からの平面視で、前記ハイノ スフィルタの第 2インダクタと重なる位置にグ ランド電極を有しないことを特徴とする請求の範囲第 7項に記載のバンドパスフィルタ
[9] 前記ハイパスフィルタの第 2インダクタの端部は、同一平面にて、前記積層体ブロッ クの表面に形成されたグランド端子に接続されていることを特徴とする請求の範囲第 7項又は第 8項に記載のバンドパスフィルタ。 前記ローパスフィルタの第 1インダクタ及び前記ハイパスフィルタの第 2インダクタの うち、一方のインダクタがミアンダ状のストリップライン電極で形成されており、他方の インダクタがコイル状のストリップライン電極で形成されていることを特徴とする請求の 範囲第 7項な 、し第 9項の 、ずれかに記載のバンドパスフィルタ。
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