WO2006006354A1 - 遅延量測定方法 - Google Patents

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delay amount
input signal
electronic device
digital data
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Koji Asami
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Advantest Corporation
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    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
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    • G01R31/30—Marginal testing, e.g. by varying supply voltage
    • G01R31/3016—Delay or race condition test, e.g. race hazard test

Definitions

  • the present invention relates to a delay amount measuring method for measuring a delay amount in an electronic device that outputs an output signal according to an input signal.
  • the present invention also relates to the following Japanese patent application. For designated countries where incorporation by reference is permitted, the contents described in the following application are incorporated into this application by reference and made a part of the description of this application.
  • a method for measuring a delay time using a cross-correlation function between an input waveform and an output waveform is known. This method calculates the cross-correlation function by Fourier transforming each of the input waveform and output waveform. Then, the phase characteristic of the cross-correlation function is unwrapped to obtain a linear characteristic, and the gradient force delay time of the characteristic is calculated.
  • the cross-correlation function cannot be accurately calculated, and the delay time in the amplifier or the like cannot be accurately calculated. Also, if the input waveform is a discontinuous waveform in the frequency axis direction, such as a multi-tone signal, it will be discontinuous even if the phase characteristics of the cross-correlation function are unwrapped. It cannot be calculated.
  • an object of the present invention is to provide a delay amount measuring method that can solve the above-described problems. This object is achieved by a combination of features described in the independent claims.
  • the dependent claims define further advantageous specific examples of the present invention.
  • the present invention provides a delay amount measuring method for measuring a delay amount in an electronic device that outputs an output signal in accordance with an input signal, wherein the input signal and the output signal are converted into digital data. Shifting the square error between the digital data of the input signal and the digital data of the output signal, and the shift stage of sequentially shifting the digital data of V or deviation of the input signal or output signal in the time direction An error calculation stage for each of the shift amounts in the stage, a shift amount at which the square error becomes a minimum value is calculated by the nonlinear least square method, and the calculated shift amount is a delay amount in the electronic device.
  • a delay amount measuring method comprising: a quantity calculating step.
  • the delay amount in the electronic device can be calculated accurately without depending on the waveform of the output signal.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of the configuration of a measuring apparatus 100 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a flowchart showing an example of a delay amount measuring method for measuring a delay amount in electronic device 200.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of waveforms of an input signal and an output signal.
  • FIG. 4 is a graph showing the square error calculated for each shift amount.
  • FIG. 5 is a flowchart showing another example of a delay amount measuring method.
  • FIG. 6 is a flowchart showing an example of a nonlinear characteristic calculation method for calculating nonlinear characteristics of the electronic device 200.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of the configuration of a measuring apparatus 100 according to an embodiment of the present invention.
  • the measuring device 100 is a device that measures nonlinear characteristics of an electronic device 200 such as an amplifier.
  • ADC20 analog-digital converter 20
  • a memory 30, and a calculation unit 40 are included in the calculation unit 40 .
  • the measuring apparatus 100 stores an input signal to be input to the electronic device 200 and an output signal output from the electronic device 200 in the memory 30 in order to measure nonlinear characteristics of the electronic device 200.
  • the signal generator 10 generates an input signal to be input to the electronic device 200.
  • the switch 12 switches whether the electronic device 200 or the ADC 20 is connected to the signal generator 10. When the input signal is stored in the memory 30, the switch 12 connects the ADC 20 to the signal generator 10. When storing an output signal in the memory 30, the switch 12 connects the electronic device 200 to the signal generator 10 and inputs an input signal to the electronic device 200.
  • the ADC 20 converts an applied analog signal into a digital signal.
  • the switch 14 switches whether the electronic device 200 or the signal generator 10 is connected to the ADC20. When storing the input signal in the memory 30, the switch 14 connects the signal generator 10 to the ADC 20 and stores the input signal in the memory 30 via the ADC 20. When storing the output signal in the memory 30, the switch 14 connects the electronic device 200 to the ADC 20 and stores the output signal in the memory 30 via the ADC 20.
  • the arithmetic unit 40 is based on an input signal and an output signal stored in the memory 30 and an electronic device. Calculate the signal delay time in the chair 200, correct the phase difference between the input signal and output signal based on the delay time, and based on the input signal and output signal corrected phase difference! Then, the nonlinear characteristic of the electronic device 200 is calculated. Next, a method for measuring the delay time in the electronic device 200 based on the input signal and the output signal will be described.
  • FIG. 2 is a flowchart illustrating an example of a delay amount measuring method for measuring a delay amount in the electronic device 200.
  • the ADC 20 converts the input signal and output signal of the electronic device 200 into digital data and stores it in the memory 30 (S300).
  • the digital data of the output signal is sequentially shifted in the time direction (S302).
  • the digital data of the input signal may be sequentially shifted in the time direction.
  • the shift amount for sequentially shifting the digital data is predetermined according to the measured! / And the accuracy of the delay time.
  • Meas (k, ⁇ ) indicates the kth data of the digital data of the output signal when the output signal is phase shifted by ⁇
  • Ref (k) is the kth data of the digital data of the input signal.
  • N represents the number of data of the input signal and output signal.
  • the shift amount ⁇ of the output signal may be an integral multiple of the sampling period of ADC20.
  • the arithmetic unit 40 can easily obtain the shift data by shifting the digital data of the output signal one by one in the time direction.
  • the arithmetic unit 40 performs a discrete Fourier transform on the digital data of the output signal to convert it into a complex signal in the frequency domain, and the frequency The phase of the complex signal in the region is shifted according to the shift amount, and the phase The shift data may be calculated by performing an inverse discrete Fourier transform on the complex signal in the frequency domain to which the signal is shifted and converting it into a signal in the time domain.
  • the square error calculated for each shift amount ⁇ is approximated by a non-linear least square method to calculate a minimum value of the square error (S306). Then, the shift amount at which the square error becomes the minimum value is calculated as the phase difference between the input signal and the output signal, that is, the delay amount in the electronic device 200 (S308).
  • the delay amount in the electronic device 200 can be calculated. Further, according to the delay amount measuring method in this example, even when the output signal is distorted due to the non-linearity of the electronic device 200, the delay amount is accurately calculated without depending on the waveform of the output signal. be able to.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the waveforms of the input signal and the output signal.
  • the input signal is shown as a solid line waveform
  • the output signal is shown as a wavy line waveform.
  • FIG. 4 is a graph showing the square error calculated for each shift amount.
  • the horizontal axis shows the shift amount
  • the vertical axis shows the square error.
  • the square error can be accurately approximated by a quadratic curve.
  • FIG. 5 is a flowchart showing another example of the delay amount measuring method.
  • the ADC 20 converts the input signal and output signal of the electronic device 200 into digital data and stores it in the memory 30 (S300).
  • the shift amount for sequentially shifting the phase of the output signal is determined (S3 Ten).
  • the digital data of the output signal is sequentially shifted by the shift amount in the time direction (S302).
  • the square error between the digital data of the output signal shifted to S302 and the digital data of the input signal is calculated (S304).
  • the square error calculated for each shift amount is approximated by the nonlinear least square method to calculate the minimum value of the square error (S306).
  • the phase difference between the input signal and the output signal can be calculated with the resolution of the shift amount set in S310.
  • the operations from S310 to S306 are repeated a plurality of times while the shift amount set in S310 is reduced.
  • the phase difference between the input signal and the output signal is calculated while reducing the resolution.
  • the shift amount set in S310 is calculated to be the same as the sampling period of ADC20
  • the shift amount set in S310 is calculated as ADC20 It is calculated as ⁇ of the sampling period.
  • the phase of the output signal is shifted only around the shift amount calculated in the first S306, at which the square error becomes the minimum value.
  • the output signal is shifted by the resolution set in S310 before and after the shift amount calculated in the first S306.
  • Such an operation is repeated a plurality of times to accurately calculate the phase difference between the input signal and the output signal.
  • the number of loops indicating how many times the operations from S310 to S306 are repeated may be determined in advance according to the accuracy of the delay amount to be calculated. Then, after performing the operations of the loop counts S310 to S306, the shift amount calculated in the last S306 is calculated as the delay amount in the electronic device 200 (S308).
  • the digital data of the input signal and the digital signal of the output signal are changed.
  • the phase difference between the input signal and the output signal may be calculated with the resolution of the ADC20 sampling period. That is, the calculation unit 40 may calculate the phase at which the cross-correlation function takes a peak value as the phase difference between the input signal and the output signal at the resolution of the sampling period of the ADC 20.
  • FIG. 6 is a flowchart showing an example of a nonlinear characteristic calculation method for calculating the nonlinear characteristic of the electronic device 200.
  • the electronic device 2 The nonlinear characteristic of 00 is calculated, and a predistortion waveform for correcting distortion of the output signal due to the nonlinear characteristic is generated.
  • the predistortion waveform is a waveform for giving distortion corresponding to the nonlinear characteristic of the electronic device 200 to an input signal input to the electronic device 200 such as an amplifier in advance. In other words, the distortion caused by the nonlinear characteristics of the electronic device 200 can be canceled by superimposing the predistortion waveform on the input signal.
  • the delay amount in the electronic device 200 is measured (S400).
  • S400 measures the delay amount by the delay amount measuring method described in relation to FIG. 2 or FIG. Further, in S400, the phase of the output signal or the input signal is shifted based on the calculated delay amount, and the influence of the delay amount in the electronic device 200 is canceled.
  • the imbalance between the orthogonal components of the I component and the Q component is corrected (S402).
  • AM-AM conversion characteristics in the electronic device 200 are calculated (S404).
  • the AM-AM conversion characteristic is a gain characteristic in the electronic device 200 that changes according to the level of the input signal, for example.
  • the arithmetic unit 40 stores the AM-AM conversion characteristics calculated in S404. Then, the AM-AM conversion characteristic is corrected (S406).
  • the AM-PM conversion characteristic of the electronic device 200 is calculated based on the corrected input signal and output signal data (S408).
  • the AM-PM conversion characteristic is a characteristic of the phase of the output signal that changes according to the level of the input signal, for example.
  • the arithmetic unit 40 stores the AM-PM conversion characteristic calculated in S406. Then, the AM-PM conversion characteristic is corrected (S410). Then, based on the AM-AM conversion characteristic and AM-PM conversion characteristic stored by the calculation unit 40, a predistortion waveform is generated (S412).
  • the influence of the delay amount in the electronic device 200 can be corrected with high accuracy, so that the nonlinear characteristic of the electronic device 200 can be calculated with high accuracy.
  • the delay amount in the electronic device can be calculated accurately without depending on the waveform of the output signal. can do.

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Abstract

　入力信号に応じて出力信号を出力する電子デバイスにおける遅延量を測定する遅延量測定方法であって、入力信号及び出力信号をデジタルデータに変換する変換段階と、入力信号又は出力信号のいずれかのデジタルデータを時間方向に順次シフトさせるシフト段階と、入力信号のデジタルデータと、出力信号のデジタルデータとの二乗誤差を、シフト段階におけるシフト量のそれぞれに対して算出する誤差算出段階と、二乗誤差が極小値となるシフト量を非線形最小二乗法によって算出し、算出したシフト量を電子デバイスにおける遅延量とする遅延量算出段階とを備える遅延量測定方法を提供する。

Description

明 細 書
遅延量測定方法
技術分野
[0001] 本発明は、入力信号に応じて出力信号を出力する電子デバイスにおける遅延量を 測定する遅延量測定方法に関する。また、本発明は下記の日本国特許出願に関連 する。文献の参照による組み込みが認められる指定国については、下記の出願に記 載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の記載の一部とする。
特願 2004— 205178 出願日 平成 16年 7月 12日
背景技術
[0002] 従来、アンプ等の電子デバイスの入出力の非線形特性を測定する場合、入力波形 と出力波形の振幅比及び位相差力 非線形特性を算出している。このような非線形 特性を算出する場合、入力波形と出力波形の比較ポイントが正確に合っていることが 必要である。このため、アンプ等における遅延時間を正確に測定する必要がある。
[0003] 例えば、入力波形と出力波形の相互相関関数を用いて遅延時間を測定する方法 が知られている。この方法は、入力波形と出力波形をそれぞれフーリエ変換して相互 相関関数を算出する。そして相互相関関数の位相特性をアンラップして直線の特性 を求め、当該特性の傾き力 遅延時間を算出する。
[0004] 関連する特許文献等は、現在認識して!/ヽな!ヽため、その記載を省略する。
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] しかし、アンプ等の特性における非線形性が強い場合、相互相関関数を正確に算 出することができず、アンプ等における遅延時間を精度よく算出することができない。 また、入力波形が、例えばマルチトーン信号のように周波数軸方向で不連続な波形 である場合、相互相関関数の位相特性をアンラップしても不連続になるため、アンプ 等における遅延時間を精度よく算出することができない。
[0006] アンプ等の非線形性が強 、場合、当該非線形性を補正しながら遅延時間を反復 的に求めることによりある程度正確に遅延時間を求めることができる力 演算時間が 非常に大きくなり、測定効率に問題が生じる。また、位相特性の演算はノイズ等の影 響を受けやすいため、誤差が大きく出てしまう。
[0007] このため本発明は、上述した課題を解決することのできる遅延量測定方法を提供 することを目的とする。この目的は、請求の範囲における独立項に記載の特徴の組 み合わせにより達成される。また従属項は本発明の更なる有利な具体例を規定する
課題を解決するための手段
[0008] 上記課題を解決するために本発明においては、入力信号に応じて出力信号を出 力する電子デバイスにおける遅延量を測定する遅延量測定方法であって、入力信号 及び出力信号をデジタルデータに変換する変換段階と、入力信号又は出力信号の V、ずれかのデジタルデータを時間方向に順次シフトさせるシフト段階と、入力信号の デジタルデータと、出力信号のデジタルデータとの二乗誤差を、シフト段階における シフト量のそれぞれに対して算出する誤差算出段階と、二乗誤差が極小値となるシ フト量を非線形最小二乗法によって算出し、算出したシフト量を電子デバイスにおけ る遅延量とする遅延量算出段階とを備える遅延量測定方法を提供する。
[0009] なお上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなぐこ れらの特徴群のサブコンビネーションも又発明となりうる。
発明の効果
[0010] 本発明によれば、電子デバイスの非線形性によって出力信号に歪みが生じている 場合であっても、出力信号の波形に依存せず精度よく電子デバイスにおける遅延量 を算出することができる。
図面の簡単な説明
[0011] [図 1]本発明の実施形態に係る測定装置 100の構成の一例を示す図である。
[図 2]電子デバイス 200における遅延量を測定する遅延量測定方法の一例を示すフ ローチャートである。
[図 3]入力信号及び出力信号の波形に一例を示す図である。
[図 4]それぞれのシフト量てに対して算出した二乗誤差を示すグラフである。
[図 5]遅延量測定方法の他の例を示すフローチャートである。 [図 6]電子デバイス 200の非線形特性を算出する非線形特性算出方法の一例を示 すフローチャートである。
符号の説明
[0012] 10 · · '信号発生器、 12、 14· · 'スィッチ、 20· · 'アナログデジタルコンバータ、 30 · · · メモリ、 40· · ·演算部、 100· · '測定装置、 200· · ·電子デバイス
発明を実施するための最良の形態
[0013] 以下、発明の実施形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請 求の範隨こ係る発明を限定するものではなぐまた実施形態の中で説明されている 特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
[0014] 図 1は、本発明の実施形態に係る測定装置 100の構成の一例を示す図である。測 定装置 100は、アンプ等の電子デバイス 200の非線形特性を測定する装置であって
、信号発生器 10、スィッチ（12、 14)、アナログデジタルコンバータ 20 (以下 ADC20
)、メモリ 30、及び演算部 40を備える。
[0015] 測定装置 100は、電子デバイス 200の非線形特性を測定するために、メモリ 30に、 電子デバイス 200に入力するべき入力信号と、電子デバイス 200が出力する出力信 号とを格納する。
[0016] 信号発生器 10は、電子デバイス 200に入力するべき入力信号を生成する。スイツ チ 12は、信号発生器 10に、電子デバイス 200と ADC20のいずれを接続するかを切 り換える。メモリ 30に入力信号を格納する場合、スィッチ 12は、信号発生器 10に AD C20を接続する。またメモリ 30に出力信号を格納する場合、スィッチ 12は、信号発生 器 10に電子デバイス 200を接続し、電子デバイス 200に入力信号を入力する。
[0017] ADC20は、与えられるアナログ信号をデジタル信号に変換する。スィッチ 14は、 A DC20に、電子デバイス 200と信号発生器 10のいずれを接続するかを切り換える。メ モリ 30に入力信号を格納する場合、スィッチ 14は、 ADC20に信号発生器 10を接続 し、 ADC20を介してメモリ 30に入力信号を格納する。またメモリ 30に出力信号を格 納する場合、スィッチ 14は、 ADC20に電子デバイス 200を接続し、 ADC20を介し てメモリ 30に出力信号を格納する。
[0018] 演算部 40は、メモリ 30に格納された入力信号及び出力信号に基づいて電子デバ イス 200における信号の遅延時間を算出し、当該遅延時間に基づいて入力信号及 び出力信号の位相差を補正し、位相差を補正した入力信号及び出力信号に基づ！、 て、電子デバイス 200の非線形特性を算出する。次に、入力信号及び出力信号に基 づく電子デバイス 200における遅延時間の測定方法について説明する。
[0019] 図 2は、電子デバイス 200における遅延量を測定する遅延量測定方法の一例を示 すフローチャートである。まず、 ADC20によって電子デバイス 200の入力信号及び 出力信号をデジタルデータに変換し、メモリ 30に格納する（S300)。
[0020] 次に、出力信号のデジタルデータを時間方向に順次シフトする（S302)。出力信号 に代えて入力信号のデジタルデータを時間方向に順次シフトしてもよ 、。このとき、 デジタルデータを順次シフトするシフト量は、測定した!/、遅延時間の精度に応じて予 め定められる。
[0021] 次に、シフトしたそれぞれの入力信号のデジタルデータと、出力信号のデジタルデ ータとの二乗誤差を、 S302において順次シフトするシフト量のそれぞれに対して算 出する（S304)。ここで、出力信号をシフト量 τだけ位相シフトしたときの、入力信号 と出力信号との二乗誤差 Err [ τ ]は下式で与えられる。
[数 1]
Figure imgf000006_0001
但し、 Meas (k、 τ )は、出力信号を τだけ位相シフトしたときの、出力信号のデジタ ルデータの k番目のデータを示し、 Ref (k)は、入力信号のデジタルデータの k番目 のデータを示し、 Nは入力信号及び出力信号のデータ数を示す。
[0022] ここで、出力信号のシフト量 τは、 ADC20のサンプリング周期の整数倍であってよ い。例えばシフト量てを ADC20のサンプリング周期と同一にする場合には、演算部 40は、出力信号のデジタルデータを時間方向に一つずつシフトすることにより、容易 にシフトデータを得ることができる。
[0023] また、出力信号のシフト量 τを、 ADC20のサンプリング周期より小さくする場合、演 算部 40は、出力信号のデジタルデータを離散フーリエ変換して、周波数領域の複素 信号に変換し、周波数領域の複素信号の位相を、シフト量てに応じてシフトし、位相 をシフトした周波数領域の複素信号を逆離散フーリエ変換して、時間領域の信号に 変換することにより、シフトデータを算出してよい。
[0024] 次に、それぞれのシフト量 τ毎に算出した二乗誤差を、非線形最小二乗法により近 似して二乗誤差の極小値を算出する（S306)。そして、二乗誤差が極小値となるシフ ト量てを、入力信号と出力信号との位相差、即ち電子デバイス 200における遅延量と して算出する（S308)。
[0025] このような動作により、電子デバイス 200における遅延量を算出することができる。ま た、本例における遅延量測定方法によれば、電子デバイス 200の非線形性によって 出力信号に歪みが生じている場合であっても、出力信号の波形に依存せず精度よく 遅延量を算出することができる。
[0026] 図 3は、入力信号及び出力信号の波形に一例を示す図である。図 3においては、 入力信号を実線の波形で示し、出力信号を波線の波形で示す。出力信号をシフト量 てだけシフトさせた場合、入力信号と出力信号との位相差は、電子デバイス 200にお ける遅延量を Tpdとすると、 Tpd— τで与えられる。
[0027] 図 2において説明したように、演算部 40は、出力信号をシフト量てだけ位相シフトし 、それぞれのサンプリングポイントにおける入力信号のデータと出力信号のデータと の二乗誤差の総和を算出する。そして、シフト量てを変動させ、当該二乗誤差が極 小となるシフト量 τを求める。二乗誤差が極小となるのは、 Tpd= τのときであるため 、二乗誤差が極小となるてを求めることにより、電子デバイス 200における遅延量を 算出することができる。
[0028] 図 4は、それぞれのシフト量てに対して算出した二乗誤差を示すグラフである。図 4 において横軸はシフト量てを示し、縦軸は二乗誤差を示す。図 4に示すように、二乗 誤差は二次曲線で精度よく近似することができる。二乗誤差を非線形最小二乗法に より二次曲線に近似し、当該二次曲線の極小値を算出し、そのときのシフト量を求め ることにより電子デバイス 200における遅延量を精度よく算出することができる。
[0029] 図 5は、遅延量測定方法の他の例を示すフローチャートである。まず、 ADC20によ つて電子デバイス 200の入力信号及び出力信号をデジタルデータに変換し、メモリ 3 0に格納する（S300)。次に、出力信号を順次位相シフトするシフト量を決定する（S3 10)。そして、出力信号のデジタルデータを時間方向に当該シフト量ずつ順次シフト する（S302)。ここで、 S302にそれぞれシフトされた出力信号のデジタルデータと、 入力信号のデジタルデータとの二乗誤差を算出する（S304)。そして、それぞれのシ フト量毎に算出した二乗誤差を、非線形最小二乗法により近似して二乗誤差の極小 値を算出する（S306)。このような動作により、 S310において設定したシフト量の分 解能で、入力信号と出力信号との位相差を算出することができる。
[0030] 本例における遅延量測定方法は、 S310〜S306までの動作を、 S310において設 定するシフト量を小さくしながら複数回繰り返す。つまり、入力信号と出力信号との位 相差の算出を、分解能を小さくしながら行う。例えば、一回目の S310〜S306の動作 では、 S310において設定するシフト量を、 ADC20のサンプリング周期と同一として 算出し、二回目の S310〜S306の動作では、 S310において設定するシフト量を、 A DC20のサンプリング周期の ΙΖΙΟとして算出する。
[0031] このとき、二回目の S302においては、一回目の S306で算出した、二乗誤差が極 小値となるシフト量の周辺のみにおいて、出力信号の位相をシフトする。例えば、二 回目の S302においては、一回目の S306で算出したシフト量の前後における、 S31 0で設定した分解能分だけ出力信号をシフトする。このような動作を複数回繰り返し、 入力信号と出力信号との位相差を精度よく算出する。 S310〜S306までの動作を何 回繰り返すかを示すループ回数は、算出したい遅延量の精度に応じて予め定められ ていてよい。そして、当該ループ回数 S310〜S306の動作を行った後、最後の S30 6で算出したシフト量を電子デバイス 200における遅延量として算出する（S308)。
[0032] また、 ADC20のサンプリング周期の分解能で入力信号と出力信号との位相差を算 出する一回目の S310〜S306の動作〖こ代えて、入力信号のデジタルデータと、出 力信号のデジタルデータとの相互相関関数を用いて、 ADC20のサンプリング周期 の分解能で入力信号と出力信号との位相差を算出してもよい。つまり、演算部 40は、 当該相互相関関数がピーク値を取る位相を、 ADC20のサンプリング周期の分解能 での、入力信号と出力信号との位相差として算出してよい。
[0033] 図 6は、電子デバイス 200の非線形特性を算出する非線形特性算出方法の一例を 示すフローチャートである。本例における非線形特性算出方法では、電子デバイス 2 00の非線形特性を算出し、当該非線形特性による出力信号の歪みを補正するため のプリディストーション波形を生成する。プリディストーション波形とは、アンプ等の電 子デバイス 200に入力する入力信号に、予め電子デバイス 200の非線形特性に応じ た歪みを与えるための波形である。つまり、プリディストーション波形を入力信号に重 畳することにより、電子デバイス 200の非線形特性による歪みを相殺することができる
[0034] まず、電子デバイス 200における遅延量を測定する（S400)。 S400は、図 2又は図 5に関連して説明した遅延量測定方法によって遅延量を測定する。 S400において は更に、算出した遅延量に基づいて、出力信号又は入力信号の位相をシフトし、電 子デバイス 200における遅延量の影響をキャンセルする。
[0035] 次に、電子デバイス 200における遅延量の影響をキャンセルした入力信号及び出 力信号のデータに基づ 、て、 I成分及び Q成分の直交成分のアンバランスを補正す る（S402)。そして、 S402において補正された入力信号及び出力信号のデータに基 づいて、電子デバイス 200における AM— AM変換特性を算出する（S404)。 AM— AM変換特性とは、例えば入力信号のレベルに応じて変化する、電子デバイス 200 におけるゲインの特性である。 S404において算出した AM— AM変換特性は、演算 部 40が格納する。そして、 AM— AM変換特性を補正する（S406)。
[0036] 次に、補正された入力信号及び出力信号のデータに基づいて、電子デバイス 200 の AM— PM変換特性を算出する（S408)。 AM— PM変換特性とは、例えば入力 信号のレベルに応じて変化する、出力信号の位相の特性である。 S406において算 出した AM— PM変換特性は、演算部 40が格納する。そして、 AM— PM変換特性 を補正する（S410)。そして、演算部 40が格納した AM— AM変換特性及び AM— PM変換特性に基づいて、プリディストーション波形を生成する（S412)。
[0037] 本例における非線形特性算出方法によれば、電子デバイス 200における遅延量に よる影響を、精度よく補正することができるため、電子デバイス 200の非線形特性を 精度よく算出することができる。
[0038] 以上、実施形態を用いて本発明を説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施 形態に記載の範囲には限定されない。上記実施形態に、多様な変更又は改良をカロ えることができる。そのような変更又は改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含 まれ得ることが、請求の範囲の記載から明らかである。
産業上の利用可能性
以上から明らかなように、本発明によれば、電子デバイスの非線形性によって出力 信号に歪みが生じている場合であっても、出力信号の波形に依存せず精度よく電子 デバイスにおける遅延量を算出することができる。

Claims

請求の範囲
[1] 入力信号に応じて出力信号を出力する電子デバイスにおける遅延量を測定する遅 延量測定方法であって、
前記入力信号及び前記出力信号をデジタルデータに変換する変換段階と、 前記入力信号又は前記出力信号の!/、ずれかの前記デジタルデータを時間方向に 順次シフトさせるシフト段階と、
前記入力信号のデジタルデータと、前記出力信号のデジタルデータとの二乗誤差 を、前記シフト段階におけるシフト量のそれぞれに対して算出する誤差算出段階と、 前記二乗誤差が極小値となる前記シフト量を非線形最小二乗法によって算出し、 算出した前記シフト量を前記電子デバイスにおける遅延量とする遅延量算出段階と を備える遅延量測定方法。
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