CN103841063A - 针对rf源的振幅平坦性以及相位线性校准 - Google Patents

Abstract

本发明涉及针对RF源的振幅平坦性以及相位线性校准。一种跨越宽频率带宽的针对RF源的振幅平坦性和相位线性校准方法使用简易平方律二极管检波器和至少一对相等振幅频率音调。用于RF源的基带发生器生成音调，其被连续地施加于校正滤波器和上变频器以产生输出RF信号。跨越指定的频率带宽，对音调步进，并且在音调的每个平均频率处测量幅度和群延迟、以及在音调之间针对拍频的相位。所得到的测量结果被用于校准校正滤波器的滤波器系数，以保证跨越指定的频率带宽的振幅平坦性和相位线性。

Description

针对RF源的振幅平坦性以及相位线性校准

技术领域

本发明涉及用于测试电子设备的信号源，并且更特别地涉及针对射频(RF)信号源的振幅平坦性以及相位线性校准。

可以使用任意波形发生器(AWG)来构建矢量信号发生器，所述任意波形发生器(AWG)能够进行宽带信号的生成，其后面是一级或多级块上变频和滤波。对于所期望的宽带测试信号而言，上变频和滤波过程可能跨越所关心的频率带宽而创建显著量的振幅波纹和与线性相位的偏离。这些相位和幅度影响是由于滤波器本身的行为和混频器本身的行为两者。

可以通过应用基带校正滤波器来校正上变频过程的频率响应，所述基带校正滤波器当与上变频器级联时具有在所关心的频率带宽上提供平坦振幅和线性相位的响应。有必要测量上变频器的频率响应特性，以便创建基带校正滤波器。典型地，利用工厂环境中的外部测试设备来完成此测量。然而，此类测量本质上是受限的，因为频率响应会受到随着温度和部件老化的变化。

Vasudev等人在IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，Vol.50，No.9，2002年9月，标题为“Measurement ofa FilterUsing a Power Detector”中描述了一种用于使用功率检测器来测量仪器或传输系统的幅度和相位的方法。该方法描述了在每个端频率(其涵盖了所关心的频率带宽)处测量相位，并且然后在两个频率之间的中点处测量相位，然后在已经针对其测量了相位的两个频率的中点处测量相位等等，直到已经测量了充足的点以提供充足的细节来描述跨越该频率带宽测量的滤波器的相位特性，即“网络算法”。在每个频率处独立地进行测量以获得每个频率处的已知相位。

2012年7月17日授予给Jungerman等人的标题为“Vector ModulatorCalibration System”的美国专利No.8,224,269也使用功率传感器(诸如二极管检波器)来测量来自矢量调制器的功率输出，即矢量信号的I分量和Q分量，该矢量信号利用90度相位差的两个分量表示单个频率信号。

所期望的是一种用于测量在使用时的RF信号源的相位和振幅响应以便提供被用于补偿振幅波纹和相位变化的滤波器系数的装置。

发明内容

因此，本发明通过使用简易平方律二极管检波器和来自RF信号源的至少一对音调来提供针对RF信号源的振幅平坦性和相位线性校准。用于RF源的基带发生器生成期望的音调，其被连续地施加于校正滤波器和上变频器以产生输出RF信号。跨越指定的频率带宽，对音调步进，并且在音调的每个平均频率处测量音调的幅度和群延迟、以及在音调之间针对一个或多个拍频的相位。所得到的测量结果被用于校准校正滤波器的滤波器系数，以针对输出RF信号保证跨越指定的频率带宽的振幅平坦性和相位线性。

当结合所附权利要求和附图阅读时，根据以下详细描述，本发明的目的、优势和其它新颖的特征是显而易见的。

附图说明

图1是根据本发明的具有用于校准振幅平坦性和相位线性的简易平方律检波器的RF宽带信号源的框图视图。

图2是根据本发明的用于跨越RF宽带频率源校准振幅平坦性和相位线性的方法的流程图视图。

图3是针对根据本发明的校准方法的图形视图。

具体实施方式

现在参考图1，基带信号发生器(诸如任意波形发生器(AWG)10)提供可以跨越所关心的频带被调谐的至少一对音调作为输出。其它架构可以包括直接任意波形生成、使用IQ调制器的上变频、IF上变频等。出于下面讨论的目的，详细地描述双音调实现方式。

来自基带信号发生器10的音调对被输入到幅度和相位校正滤波器12，诸如有限脉冲响应(FIR)滤波器，其中该滤波器的输出被输入到上变频器级20。上变频器级20包括混频器14，其将音调对与来自本地振荡器16的频率混合。来自混频器14的输出被输入到镜像抑制滤波器18，其输出被输入到输出放大器19。来自输出放大器19的输出是期望的RF输出信号。

耦合到输出放大器19的输出的还有简易校准二极管22，其充当平方律二极管检波器。来自二极管22的输出被输入到模拟数字转换器(ADC)24，以提供数字化采样。数字化采样然后被输入到数字信号处理器(DSP)26，其计算校正滤波器12的期望滤波器系数，以为RF输出信号提供振幅平坦性和相位线性。

针对音调对描述来自基带发生器10的输出的等式为：

V_BB＝M(cosω_m1t+cosω_m2t)，其中ω_m1=ω_m-△ω并且ω_m2=ω_m+Δω。

上变频器级20中的抑制滤波器18移除了差频率，保留了和频率。通常，存在由任何基带滤波引起的频率响应，以及由混频器14和镜像抑制滤波器18引起的RF响应。RF输出可以被表示为：

V_out=M{[G_BB(ω_m1)G_UC(ω_m1，ω_c)]cos(ω_c+ω_m1)t+[G_BB(ω_m2)G_UC(ω_m2，ω_c)]cos(ω_c+ω_m2)t}

其中G_BB(ω_m)表示混频器14之前的基带发生器10的基带响应，并且G_UC(ω_m，ω_c)表示包括混频器14的RF部件的响应。表达式G_UC(ω_m，ω_c)中的两个变量指示频率响应是中心频率ω_c和与中心频率的偏移ω_m这两者的函数。

连接到RF输出的平方律二极管检波器22产生：

V_Det(ω_m，ω_c)=K_DetM²{[G_BB(ω_m1)G_UC(ω_m1，ω_c)]cos(ω_C+ω_m1)t+[G_BB(ω_m2)G_UC(ω_m2，ω_c)]cos(ω_C+ω_m2)t}²

$\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{Det}}({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)=K_{\mathrm{Det}}{M}^2\left\{{\left[G_{\mathrm{BB}}\left({\mathrm{\ω}}_{m1}\right)G_{\mathrm{UC}}({\mathrm{\ω}}_{m1},{\mathrm{\ω}}_c)\right]}^2\right[\frac{1}{2}+\frac{1}{2}\cos (2{\mathrm{\ω}}_c+2{\mathrm{\ω}}_{m1})t]\\ +{\left[G_{\mathrm{BB}}\left({\mathrm{\ω}}_{m2}\right)G_{\mathrm{UC}}({\mathrm{\ω}}_{m2},{\mathrm{\ω}}_c)\right]}^2[\frac{1}{2}+\frac{1}{2}\cos (2{\mathrm{\ω}}_c+2{\mathrm{\ω}}_{m2})t]\\ +G_{\mathrm{BB}}\left({\mathrm{\ω}}_{m1}\right)G_{\mathrm{UC}}({\mathrm{\ω}}_{m1},{\mathrm{\ω}}_c)G_{\mathrm{BB}}\left({\mathrm{\ω}}_{m2}\right)G_{\mathrm{UC}}({\mathrm{\ω}}_{m2},{\mathrm{\ω}}_c)\\ \frac{1}{2}(\cos ({\mathrm{\ω}}_2-{\mathrm{\ω}}_{m1})t+\cos (2{\mathrm{\ω}}_c+{\mathrm{\ω}}_{m1}+{\mathrm{\ω}}_{m2})t)\}\end{array}$

滤出直流(DC)项和2ω_c项产生：

由于ω_m2＝ω_m+△ω和ω_m1＝ω_m-△ω，所以等式简化为：

△ω被选择为使得ω_m1与ω_m2之间的幅度和相位响应用直线来逼近，因此那么：

类似地

幅度响应根据下面而被获得：

|V_Det(ω_m，ω_c)|=K_DetM²|G_BBI(ω_m1)||G_BBI(ω_m2)||G_UC(ω_m1，ω_c)||G_UC(ω_m2，ω_c)|

|V_Det(ω_m，ω_c)|=K_DetM²[|G_BBI(ω_m)|²-K_BBm ²Δω²][|G_UC(ω_m，ω_c)|²-K_UCm ²Δω²]

|V_Det(ω_m，ω_c)|=K_DetM²{|G_BBI(ω_m)|²|G_UC(ω_m，ω_c)|²+K_BBm ²Δω²K_UCm²Δω²-|G_BBI(ω_m)|²K_UCm ²Δω²-|G_UC(ω_m，ω_c)|²K_BBm ²Δω²}

|V_Det(ω_m，ω_c)|=K_DetM²{|G_BB(ω_m)|²|G_UC(ω_m，ω_c)|²+K_BBm ²K_UCm ²Δω⁴-[|G_BB(ω_m)|²K_UCm ²+|G_UC(ω_m，ω_c)|²K_BBm ²]△ω²}

级联基带发生器10以及RF上变频器20在ω_m和ω_c处的振幅响应由下式给定：

A(ω_m，ω_c)=|G_BBI(ω_m)||G_UC(ω_m，ω_c)|

$\begin{array}{c}\frac{\left|V_{\mathrm{Det}}({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)\right|}{K_{\mathrm{Det}}{M}^2}=\{{\left|A({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)\right|}^2+{K_{\mathrm{BBm}}}^2{K_{\mathrm{UCm}}}^2\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}^4\\ -[{\left|G_{\mathrm{BB}}\left({\mathrm{\ω}}_m\right)\right|}^2{K_{\mathrm{UCm}}}^2+{\left|G_{\mathrm{UC}}({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)\right|}^2{K_{\mathrm{BBm}}}^2]\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}^2\}\end{array}$

由于对△ω的依赖性小(在Δω上相当平坦的响应)，所以那么平方根可以用下式来逼近

$\sqrt{1+x}=1+\frac{x}{2}$

$\sqrt{\frac{\left|V_{\mathrm{Det}}({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)\right|}{K_{\mathrm{Det}}{M}^2}}=\left|A({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)\right|\{1+\frac{{K_{\mathrm{BBm}}}^2{K_{\mathrm{UCm}}}^2\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}^4-\left[\right|{G_{\mathrm{BB}}\left({\mathrm{\ω}}_m\right)|}^2{K_{\mathrm{UCm}}}^2+{{|G}_{\mathrm{UC}}({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)|}^2{K_{\mathrm{BBm}}}^2]\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}^2}{2{\left|A({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)\right|}^2}$

$\sqrt{\frac{{|V}_{\mathrm{Det}}({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)|}{K_{\mathrm{Det}}{M}^2}}=\left|A({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)\right|\{1+A_{\mathrm{Error}}\}$

其中

$A_{\mathrm{Error}}=\frac{{K_{\mathrm{BBm}}}^2{K_{\mathrm{UCm}}}^2\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}^4-\left[\right|{G_{\mathrm{BB}}\left({\mathrm{\ω}}_m\right)|}^2{K_{\mathrm{UCm}}}^2+{{|G}_{\mathrm{UC}}({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)|}^2{K_{\mathrm{BBm}}}^2]\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ω}}^2}{2{\left|A({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)\right|}^2}$

其中△ω被选择为使得基带校正滤波器12和RF滤波器18均在两个音调之间的频率间隔上变化小于.5dB，那么：

K_BBmΔω≤.0592|A（ω_m，ω_c)|

K_UCm△ω≤.0592|A(ω_m，ω_c)|

将等式作为上限并且对|A(ω_m，ω_c)|假定近似一(assuming approximately unity)，

那么：

A_error=±[.0000123±[.0035+.0035]]±A_error=±.06dB

以中心频率(ω_m＝0)处的所检测的拍音的相位作为参考，在任意点相位处与中心频率的相位差由下式给定：

群延迟被定义如下：

通过在所关心的频率上求群延迟响应的积分来计算相位。

对于其中以ω_step的增量对ω_m步进的情况而言，积分变为求和

总之，如图2中所示，针对双音调校准信号的校准过程如下：

1.生成相等振幅的两个正弦音调，其平均频率为ω_m，并且其间隔为2Δω(步骤30)。使这些音调经过上变频器20以进行校准。Δω被选择为使得振幅响应在ω₁和ω₂之间小于.5dB。

2.跨越所关心的频率带宽以足够小来充分地捕获被测量的频率响应的粒度的步长对ω_m步进(步骤32)。针对ω_m的每个值计算幅度和群延迟(步骤34)。

3.针对Δω的每个值计算相位响应(步骤36)。

4.根据所采样的振幅和相位点来计算校正滤波器12的幅度和相位(步骤38)。

5.对校正滤波器12应用FIR滤波器系数，以产生频率响应(步骤40)：

$\left|G_{\mathrm{corr}}({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)\right|=\frac{1}{A({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)}=\frac{1}{\sqrt{\frac{\left|V_{\mathrm{Det}}({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)\right|}{K_{\mathrm{Det}}{M}^2}}}=M\sqrt{\frac{K_{\mathrm{Det}}}{\left|V_{\mathrm{Det}}({\mathrm{\ω}}_m,{\mathrm{\ω}}_c)\right|}}$

现在参考图3，示出了针对多音调实现方式的频谱。RF频率ω₁和ω₂表示上述音调对实现方式，其产生从二极管检波器22输出的拍频ω_α。其它频率ω₃，ω₄，...，可以被从基带信号发生器10输出，所述频率关于彼此是非调和的。使用多个音调而不是仅一对音调，这有助于加速基本操作，因为跨越所期望的宽带频率范围针对每一步幅(step)覆盖了更宽范围的频率。测量每个音调的振幅，以及在多个音调之间针对每个拍频的相位。根据所测量的振幅和相位，计算FIR滤波器系数。

考虑经过二极管检波器22的一组n个正弦音调，类似于上文参考音调对实现方式描述的实现方式。来自二极管检波器22的输出包含频率分量，即在相应的输入频率之间的拍频，如图3中所示。如果音调被选择为使得在它们相应的频率之间的差未调和地相关，则来自二极管检波器22的输出包含n(n-1)／2个独特的单独的拍频。使用傅立叶技术来处理这些拍频，如上文关于双音调实现方式所描述的那样，允许在每个步幅增量处确定更宽频带上的相位和幅度，即，频率步幅增量更大。

因此，本发明提供了使用平方律二极管检波器对RF源的振幅平坦性和相位线性校准，其中RF源提供至少一对音调以用于校准过程。

Claims (7)

1.一种校准RF信号源的方法，RF源属于如下类型，即具有串联耦合的基带信号发生器、校正滤波器和上变频器，用于RF信号输出的振幅平坦性和相位线性，该方法包括如下步骤：

从基带信号发生器生成多个相等振幅频率音调，其具有指定的平均频率和指定的音调间频率间隔，使得相等振幅频率音调关于彼此是非调和的；

根据RF输出信号，针对指定的平均频率计算幅度和群延迟；

针对指定的频率间隔，计算相位响应；

跨越指定的频率带宽对来自基带信号发生器的指定的平均频率步进，并且在每个指定的平均频率处重复生成和计算步幅；以及

根据幅度和相位响应来计算校正滤波器的滤波器系数，使得RF信号输出跨越指定的频率带宽具有振幅平坦性和相位线性。

2.根据权利要求1所述的方法，其中多个相等振幅频率音调包括一对相等振幅频率音调，其具有指定的频率间隔。

3.一种针对RF源的振幅平坦性和相位线性积分校准器，该RF源属于如下类型，即具有串联耦合的基带信号发生器、校正滤波器以及上变频器以产生输出RF信号，该校准器包括：

平方律二极管检波器，其被耦合成从上变频器接收输出RF信号以产生所检测的输出信号；以及

用于处理所检测的输出信号以产生校正滤波器的校准系数的装置。

4.根据权利要求3所述的积分校准器，其中基带发生器提供多个相等振幅频率音调的校准，所述多个相等振幅频率音调具有指定的平均频率和指定的音调间频率间隔，使得相等振幅频率音调关于彼此是非调和的，所述音调被输入到校正滤波器。

5.根据权利要求3所述的积分校准器，其中基带发生器提供一对相等振幅频率音调的校准，所述一对相等振幅频率音调具有指定的频率间隔，所述音调被输入到校正滤波器。

6.根据权利要求4所述的积分校准器，其中处理装置包括：

用于将所检测的输出信号转换为数字采样的装置；以及

处理器，其具有数字采样作为输入，以便根据数字采样来计算针对指定的平均频率的幅度和群延迟、以及针对指定的频率间隔的相位响应，根据其来计算校准系数，使得RF信号输出跨越通过音调表示的频率带宽具有振幅平坦性和相位线性。

7.根据权利要求6所述的积分校准器，其中基带信号发生器跨越针对RF源的期望的RF频率带宽对指定的平均频率步进，使得处理器在每个步幅处提供校正滤波器的校准系数，使得RF信号输出跨越该期望的RF频率带宽具有振幅平坦性和相位线性。

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