WO2004091035A1 - 広帯域回路 - Google Patents

Abstract

少ない回路素子数で広い周波数帯域に亘って所望の回路特性が安定して得られ、且つ容易に回路設計が可能な広帯域回路を提供する。　信号伝送用導体と接地導体とこれらの導体の間に介在する誘電体とを含む伝送線路を介して回路素子が接続された広帯域回路であって、一対の導体が対向した四端子の線路構造で、いずれの端子に接続される導電体よりもインピーダンスが低く、線路の長さのおよそ４倍よりも波長が短い電磁波の周波数帯域を対象周波数帯域とするＬＩＬＣ１３を伝送線路に挿入し、対象周波数帯域の電磁波に対する低インピーダンス素子として用いた。

Description

広帯域回路 技術分野

本発明は、 広レヽ周波数帯域に亘つて所望の回路特性が得られる広帯域回路に関 し、 特に、 少ない回路素子数で所望の広帯域回路特性が安定して得られ、 且つ容 易に回路設計が可能な広帯域回路に関する。 従来技術

コンデンサ、 コィル、 抵抗などの素子を組み合わせて構成されたパッシブ交流 回路においては、 これらの素子の特性は、 素子の両端に力かる を v、 素子を 流れる電流を Iとしたときに、

V= Z · I

という関係を満たすインピーダンス zを用いて表される。

例えば、 周波数 f- (= ω / 2 π ( πは円周率） ) の交流電流が静電容量 Cのコ ンデンサを流れる場合、 コンデンサのインピーダンスは l Z j co Cとして表され る。 同様に、 インダクタンス Lを有するコイルのインピーダンスは、 j co Lとし て表される。 なお、 抵抗のインピーダンスは周波数依存性を持たない抵抗値 と して扱われる。

このように、 コンデンサやコイルに交流電流が流れる場合、 これらの素子のィ ンピーダンスは交流電流の周波数に比例する ωを含む値となり、 コンデンサの特 性は交流電流の周波数に反比例する値として、 コイルの特性は交流電流の周波数 に比例する ：として表されることとなる。

コンデンサを用いたパッシブ交流回路は、 周波数が高くなるほどインピーダン スが下がるという特性 （キャパシタンス特^ ¾ を利用し、 コンデンサを低インピ 一ダンス素子として利用することで、 所望の回路特性が得られるように設計され ている。

しかし、 上記のコンデンサの特性はあくまでも理想的な特性であり、 実際のコ ンデンサは、 図 1 ( a ) に示すように、 コイルや抵抗が寄生素子として直列に接 続された等価回路と同様の特性を示す。

ンデンサとコイルとを含んだ帰還回路は、 コンデンサのィンピーダンスと寄 生素子のコイルのリアクタンスとがー ¾Tfる場合、 すなわち 1 / j ω Ο = j ω L となる場合に共振を起こす。 この周波数を共振周波数という。

この場合の周波数とインピーダンスとの関係は図 1 ( b ) に示すようになり、 寄生素子を含んだ等価回路は共振周波数までは周波数が高くなるにつれてインピ 一ダンスも低くなっていき、 共振周波数で最小となったのちは周波数が高くなる につれてィンピーダンスも増大するという特性を示す。

このように、 寄生素子を含んだ等価回路は共振周波数よりも高い周波数帯域に ぉレ、ては、 周波数が高くなるほど理想的なコンデンサの特性との相違が大きくな る。 このため、 コンデンサを用いたパッシブ交流回路は、 共振周波数よりも高い 周波数帯域においては回路の特性を損なってしまう。 .

高周波帯域においても所望の回路特性を得るための従来技術として、 特許文献 1に開示される 「高周波用電子回路及び高周波用電子回路へのチップ三端子コン デンサの実装構造」 がある。

特許文献 1に開示される発明は、 チップ三端子コンデンサを低インピーダンス 素子として用いることにより高周波帯域において所望の回路特性を得る発明であ る。

〔特許文献 1〕

特開 2 0 0 1— 0 1 5 8 8 5号公報 発明が解決しょうとする課題

図 2に、 特許文献 1に開示される発明に適用されるチップ三端子コンデンサに よるフィルタの等価回路を示す。 また、 図 3にこの等価回路の透過特性を示す。 このフィルタは、 2 0 MH z近傍という従来よりも高い周波数において 8 0 d B という低い透過率が得られるものの、 カツトオフ波数以下の周波数帯域において は周波数が高くなるにつれて透過率が低くなり、 カットオフ周波数にぉレ、て透過 率が最小となり、 カツトオフ周波数以上の周波数帯域においては周波数が高くな るにつれて透過率が高くなるという性質は、 コンデンサを用いた従来のフィルタ 回路と何ら変わりがない。

すなわち、 カットオフ周波数近傍では所望の回路特性が得られるものの、 カツ トオフ周波数から外れると急激に透過率が上昇するため、 カツトオフ周波数から 外れた周波数帯域においては十分なフィルタリング特性が得られなくなってしま う。

通信用アナ口グ信号などを処理する回路の場合には、 信号波が狭 ヽ周波数帯域 にのみ存在するため、 信号波の近傍の周波数帯域にぉレ、てのみ所望のフィルタ特 性が得られれば良い。 このため、 上記チップ三端子フィルタを用いたフィルタ回 路を適用することが可能である。

一方で、 信号波が矩形となるディジタル回路においては、 信号波のスペクトル は、 基本波の高調波を含む極めて広い帯域に亘つて分布している。 よって、 ディ ジタル信号波の一部の周波数帯域成分のみを通過させる場合には、 ISJLhしたい周 波数成分が広帯域のスペクトルとして存在することとなる。 このため、 高速ディ ジタル信号を処理する回路に適用されるフィルタ回路は、 電磁波を広帯域に亘っ て通過させる又は ISjhするという特性を備えていなければならない。

特許文献 1に開示される発明を適用したフィルタ回路では、 寄生素子の影響に よって所定周波数の近傍でしカゝ所望のフィルタ特性が得られない。 このため、 電 磁波を広帯域に亘つて通過させる又は laihするという特性を実現するためには、 図 2に示した構成にさらにコイノ^コンデンサを組み合わせて高次のフィルタ回 路として設計する必要がある。

し力 し、 実際にはコイルも図 4 ( a ) に示すように寄生素子が付加されている 。 換言すると、 実際のコィノレは、 抵抗が直列に接続され、 さらにコンデンサが並 列に接続された等価回路と同様の特性を示す。

この等価回路における周波数とインピーダンスとの関係は図 4 ( b ) のように なり、 周波数が高くなると理想的なコイルが示す特性とは大きく異なってしまう 。 このため、 寄生素子の影響を補償するために付け加えたコイルやコンデンサ自 体力 Sいずれも寄生素子の影響を受け、 高次の回路になるほど設計パラメータは複 雑になる。 よって、 高次の回路は、 各設計パラメータがどのように作用するのか を理論的に体系づけることが困難なるため、 回路設計が難しい。

さらに、 設計パラメータが複雑に作用する高次の回路の場合は、 使用環境の影 響を回路が受けやすくなるため、 回路特性の安定性や信頼性が損なわれやすくな る。 例えば、 回路基板上に形成したフィルタ回路が所望の特性を示していたとし ても、 その回路基板を筐体に配置した場合には所望の特性が得られなくなつてし まうことがあり得る。

これらの問題のため、 実際の回路設計はカツト&トライの手法に頼らざるを得 ず、 設計を C AD化することは困難である。

このように、 コンデンサを用いた従来技術による電子回路においては、 広い周 波数帯域を対象として回路本来の特性を得るために、 miな回路設計を強いられ るとともに、 設計した回路の特性が不安定で信頼性に欠けるという問題があった 本発明はかかる問題に鑑みてなされたものであり、 少ない回路素子数で広い周 波数帯域に亘つて所望の回路特性が安定して得られ、 且つ容易に回路設計が可能 な広帯域回路を «することを目的とする。

なお、 広帯域回路の例としては、 フィルタ回路 （ローパスフィルタ、.ハイパス フイノレタ、 バンドパスフィルタ、 バンドエリミネーシヨンフィルタ等） や終端回 路などを挙げることができる。 これらの広帯域回路は、 信号処理速度の高速化を 鑑みて 1 0 0 MH z〜1 0 GH zを含む周波数帯域において所望の回路特性が得 られることが好ましく、 ディジタル信号回路において汎用的に使用可能であるこ とが好ましい。 発明の開示

上記目的を達成するため、 本発明は、 第 1の態様として、 信号伝送用導体と接 地導体とこれらの導体の間に介在する誘電体とを有する伝送線路を介して回路素 子が接続された広帯域回路であって、 一対の導体が対向した四端子の線路構造で 、 いずれの端子に接続される導電体よりもインピーダンスが低く、 線路の長さの およそ 4倍よりも波長が短い電磁波の周波数帯域を対象周波数帯域とする線路素 子が伝送線路に挿入され、 対象周波数帯域の電磁波に対する低インピーダンス素 子として用いられたことを特徴とする広帯域回路を ¾ ^するものである。

また、 上記目的を達成するため、 本発明は、 第 2の態様として、 上記本発明の 第 1の態様に係る広帯域回路において、 線路素子が挿入された伝送線路によって 、 信号電磁波を出力する信号源と入力された信号に応じてィ«する受動素子とが 接続された広帯域回路であって、 伝送線路に挿入された線路素子は、 信号電磁波 のスぺクトルの少なくとも一部を対象周波数帯域に含み、 線路素子の一対の導体 の一方は、 一端が信号源の出力端子に、 他端が受動素子の入力端子にそれぞれ接 続され、 他方は両端ともグランドに接続されたことを特徴とする広帯域回路を提 供するものである。 以上の構成においては、 信号源と線路素子とが対象周波数帯 域においてリアクタンス成分を主として有する素子を介して接続されること、 又 は信号源と線路素子とが抵抗を介して接続されることが好ましい。 また、 信号源 力 ら線路素子まで伝搬した信号電磁波のうち、線路素子の対象周波数帯域内の周 波数成分は、 線路素子によって反射され、 線路素子の対象周波数帯域外の周波数 成分は、 線路素子を介して受動素子側に伝搬し、 直流成分は、 線路素子の一対の 導体のうちの信号源及び受動素子に接続された一方を介して受動素子側に透過す ることが好ましい。 - また、 上記目的を達成するため、 本発明は、 第 3の態様として、 上記第 1の態 様に係る広帯域回路において、 線路素子が揷入された伝送線路によって、 信号電 磁波を出力する信号源と入力された信号に応じて作動する受動素子とが接続され た広帯域回路であって、 伝送線路に揷入された線路素子は、 信号電磁波のスぺク トルの少なくとも一部を対象周波数帯域に含み、 線路素子の一対の導体の一方は 、 一端が信号源の出力端子に接続されるとともに他端が電気的に開放され、 他方 は受動素子側の端が該受動素子の入力端子に接続されるとともに、 少なくとも一 端が対象周波数帯域においてリアクタンス成分を主として有する素子を介してグ ランドに接続されたことを特徴とする広帯域回路を^^するものである。

また、 上記目的を達成するため、 本発明は、 第 4の態様として、 上記第 1の態 様に係る広帯域回路において、 線路素子が挿入された伝送線路によって、 信号電 磁波を出力する信号源と入力された信号に応じて作動する受動素子とが接続され た広帯域回路であって、 伝送線路に挿入された線路素子は、 信号電磁波のスぺク トルの少なくとも一部を対象周波数帯域に含み、 線路素子の一対の導体の一方は 、 一端が信号源の出力端子に接続されるとともに他端は電気的に開放され、 他方 は受動素子側の端が該受動素子の入力端子に接続されるとともに、 少なくとも一 端が抵抗を介してグランドに接続されたことを特徴とする広帯域回路を する ものである。

上記本発明の第 3の態様又は第 4の態様にぉレヽては、 信号源から線路素子まで 伝搬した信号電磁波のうち、 線路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 該線 路素子の一対の導体のうち受動素子の入力端子に接続された一方とダランドとを 含む線路を介して受動素子側に伝搬し、 線路素子の対象周波数帯域外の周波数成 分は、 該線路素子内に侵入して減衰することが好ましい。

また、 上記目的を達成するため、 本発明は、 第 5の態様として、 上記第 1の態 様に係る広帯域回路において、 第 1及び第 2の線路素子が挿入された伝送線路に よって、 信号電磁波を出力する信号源と入力された信号に応じて «する受動素 子とが接続された広帯域回路であって、 第 1及び第 2の線路素子は、 信号電磁波 のスぺクトルの少なくとも一部を各々の対象周波数帯域にそれぞれ含み、 第 1の 線路素子の一対の導体の一方は、 一端が信号源の出力端子に接続されるとともに 他端が電気的に開放され、 ittは信号源と反対側の端が第 2の線路素子の一対の 導体の一方に接続されるとともに、 少なくとも一端が第 1の線路素子の対象周波 数帯域においてリァクタンス成分を主として有する素子又は抵抗を介してグラン ドに接続され、 第 2の線路素子の一対の導体のうち一端が第 1の線路素子と接続 された一方は、 他端が受動素子の入力端子に接続され、 他方は両端ともグランド に接続されたことを特徴とする広帯域回路を^するものである。 以上の構成に ぉ 、ては、 第 1の線路素子と第 2の線路素子と力 第 2の線路素子の対象周波数 帯域においてリアクタンス成分を主として有する素子又は抵抗を介して接続され ることが好ましい。 また、 信号源から第 1の線路素子まで伝搬した信号電磁波の うち、 第 1の線路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 該第 1の線路素子の 一対の導体のうち第 2の線路素子の導体と接続された一方とグランドとを含む線 路を介して第 2の線路素子側に伝搬し、 第 1の線路素子の対象周波数帯域外の周 波数成分は、 該線路素子内に侵入して減衰し、 第 2の線路素子まで伝搬した信号 電磁波のうち、 該第 2の線路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 該第 2の 線路素子によつて反射され、該第 2の線路素子の対象周波数帯域外の周波数成分 は、 第 2の線路素子を介して受動素子側に伝搬することが好ましい。

また、 上記目的を達成するため、 本発明は、 第 6の態様として、 上記第 1の態 様に係る広帯域回路において、 第 1及び第 2の線路素子が揷入された伝送線路に よって、 信号電磁波を出力する信号源と入力された信号に応じて «する受動素 子とが接続された広帯域回路であって、 第 1及び第 2の線路素子は、 信号電磁波 のスぺクトルの少なくとも一部を各々の対象周波数帯域にそれぞれ含み、 第 1の 線路素子の一対の導体の一方は、 一端が信号源の出力端子に、 他端が第 2の線路 素子の一対の導体の一方にそれぞれ接続され、 他方は両端ともダランドに接続さ れ、 第 2の線路素子の一対の導体のうち一端が第 1の線路素子と接続された一方 は、 他端が電気的に開放され、 他方は受動素 則の端が該受動素子の入力端子に 接続されるとともに、 少なくとも一端が第 2の線路素子の対象周波数帯域におい てリアクタンス成分を主として有する素子又は抵抗を介してグランドに接続され たことを特徴とする広帯域回路を«するものである。 以上の構成においては、 信号源から第 1の線路素子まで伝搬した信号 ma波のうち、 第 1の線路素子の対 象周波数帯域内の周波数成分は、 該第 1の線路素子によって反射され、 第 1の線 路素子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 該第 1の線路素子を介して第 2の線 路素子側に伝搬し、 第 2の線路素子まで伝搬した信号電磁波のうち、 第 2の線路 素子の対象周波数帯域內の周波数成分は、 該第 2の線路素子の一対の導体のうち 受動素子の入力端子に接続された一方とダランドとを含む線路を介して受動素子 側に伝搬し、 第²の線路素子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 該第²の線路 素子内に侵入して減衰することが好ましい。

また、 上記目的を達成するため、 本発明は、 第 7の態様として、 上記第 1の態 様に係る広帯域回路において、 第 1及び第 2の線路素子が揷入された伝送線路に よって、 信号電磁波を出力する信号源と入力された信号に応じて作動する受動素 子とが接続された広帯域回路であって、 第 1及び第 2の線路素子は、 信号電磁波 のスぺクトルの少なくとも一部を各々の対象周波数帯域にそれぞれ含み、 第 1の 線路素子の一対の導体の一方は、 一端が信号源の出力端子に、 他端が受動素子の 入力端子にそれぞれ接続され、 他方は両端ともグランドに接続され、 第 2の線路 素子の一対の導体の一方は、 一端が信号源の出力端子に接続されるとともに他端 が電気的に開放され、 他方は受動素子側の端が該受動素子の入力端子に接続され るとともに、 少なくとも一端が該第 2の線路素子の対象周波数帯域にぉレヽてリア クタンス成分を主として有する素子又は抵抗を介してグランドに接続されたこと を特徴とする広帯域回路を形成するものである。 以上の構成のおいては、 信号源 カ ら第 1の線路素子まで伝搬した信号電磁波のうち、 第 1の線路素子の対象周波 数帯域内の周波数成分は、 該第 1の線路素子の一対の導体のうち受動素子の入力 端子に接続された一方とグランドとを含む線路を介して受動素子側に伝搬し、 第 1の線路素子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 該第 1の線路素子内に侵入し て減衰し、 信号源から第 2の線路素子まで伝搬した信号電磁波のうち、 第 2の線 路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 該第 2の線路素子によって反射され 、 第 2の線路素子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 該第 2の線路素子を介し て受動素子側に透過することが好ましい。 . 上記本発明の第 6の態様又は第 7の態様にぉ 、ては、 信号源と第 1の線路素子 とが、 第 1の線路素子の対象周波数帯域においてリアクタンス成分を主として有 する素子又は抵抗を介して接続されることが好ましレヽ。

また、 上記目的を達成するため、 本発明は、 第 8態様として、 上記第 1の態様 に係る広帯域回路において、 線路素子が揷入された伝送線路によって、 信号電磁 波を出力する信号源と入力された信号に応じて «する受動素子とが接続された 広帯域回路であって、 伝送線路に挿入された線路素子は、 信号電磁波のスぺクト ルを対象周波数帯域に含み、線路素子の一対の導体の一方は、 一端が信号源の出 力端子に他端が受動素子の入力端子にそれぞれ接続され、 他方は少なくとも一端 が終端抵抗を介してダランドに接続されたことを特徴とする広帯域回路を す るものである。 以上の構成においては、 信号源から線路素子まで伝搬した信号電 磁波のうち、 線路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 該線路素子の一対の 導体のうち信号源及び受動素子に接続された一方とダランドとを含む線路を介し て受動素子側に伝搬し、 線路素子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 該線路素 子を介して受動素子側に伝搬し、 直流成分は、 線路素子の一対の導体のうち信号 源及び受動素子に接続された一方を介して受動素子側に透過することが好ましい また、 上記目的を達成するため、 本発明は第 9の態様として、 上記第 1の態様 に係る広帯域回路であって、 第 1の線路素子力 S揷入された伝送線路によって、 信 号電磁波を出力する信号源と入力された信号に応じて fm¾する受動素子とが接続 され、 信号源に電力を供給する電力源と第 1の線路素子とが第 2の線路素子を介 して接続された広帯域回路であって、 第 1及び第 2の線路素子は、 信号電磁波の スぺクトルを対象周波数帯域に含み、 第 1の線路素子の一対の導体の一方は、一 端が信号源の出力端子に他端が受動素子の入力端子にそれぞれ接続され、 他方は 少なくとも一端が、 終端抵抗を介して第 2の線路素子に接続され、 第 2の線路素 子の一対の導体の一方は、 一端が終端抵抗を介して第 1の線路素子に接続され、 他端が電力源に接続され、 »は両端ともグランドに接続されたことを特徴とす る広帯域回路を提供するものである。 以上の構成においては、 信号源から第 1の 線路素子まで伝搬した信号電磁波のうち、 第 1の線路素子の対象周波数帯域内の 周波数成分は、 該第 1の線路素子の一対の導体のうち信号源及び受動素子に接続 された一方とグランドとを含む線路を介して受動素子側に伝搬し、 第 1の線路素 子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 該第 1の線路素子を介して受動素子側に 伝搬し、 直流成分は、 第 1の線路素子の一対の導体のうち信号源及び受動素子に 接続された一方を介して受動素子側に透過することが好ましい。

上記本発明の第⁸又は第⁹の態様においては、 終端抵抗は、 該終端抵抗が接続 されていな ヽ線路素子の導体の該終端抵抗が接続された側の端に接続される信号 伝送用導体と等しいインピーダンスを備えることが好ましい。 また、 信号源と、 該信号源に電力を供給する電力源とを接続する電力供給線路に線路素子がさらに 配置され、 電力供給線路に配置された線路素子の一対の導体の一方は、 一端が信 号源に、 他端が電力源に接続され、 他方は両端ともグランドに接続されることが 好ましい。

上記本発明の第 2〜第 9の態様のレ、ずれの構成にぉレ、ても、 信号伝送用導体が 酉 パターンとして、 接地導体がグランドプレーン及ひ グランドプレーンに接 続された酉線パターンとして形成されたプリント基板上に、 信号源及び受動素子 が実装され、 該プリント基板に実装された線路素子は、 一対の導体それぞれの少 なくとも一端が信号伝送用導体及び接地導体の酉纖パターンに各々接続されて、 伝送線路に挿入されることが好ましい。 図面の簡単な説明

図 1は、 寄生素子を含んだコンデンサの等価回路及びその周波数特性を示す図 である。

図 2は、 三端子フィルタ回路の構成を示す図である。

図 3は、 三端子フィルタ回路の透過特性を示す図である。

図 4は、 寄生素子を含んだコィルの等価回路及びその周波数特性を示す図であ る。

図 5は、 線路構造の一例を示す図である。

図 6は、 線路構造素子のィンピーダンスと周波数との関係を示す図である。 図 7は、 本発明を好適に実施した第 1の実施形態に係る L P F回路の構成を示 す図である。

-図 8は、 L I L Cの構造の一例を示す図である。

図 9は、 第 1の実施形態に係る L P F回路に適用される L I L Cの実装例を示 す図である。

図 1 0は、 第 1の実施形態に係る L P F回路中をノ、。ルス信号波が伝わる過程を 説明するための図である。

図 1 1は、 第 1の実施形態に係る L P F回路の透過特性を示す図である。 図 1 2は、 本発明を好適に実施した第 2の実施形態に係る L P F回路の構成を 示す図である。

図 1 3は、 第 2の実施形態に係る L P F回路の透過特性を示す図である。 図 1 4は、 本発明を好適に実施した第 3の実施形態に係る L P F回路の構成を 示す図である。

図 1 5は、 本発明を好適に実施した第 4の実施形態に係る H P F回路の構成を 示す図である。

図 1 6は、 第 4の実施形態に係る H P F回路に適用される L I L Cの実装例を 示す図である。

図 17は、 第 4の実施形態に係る HP F回路中をパルス信号波が伝わる過程を 説明するための図である。

図 18は、 第 4の実施形態に係る HP F回路の透過特性を示す図である。 図 19は、 本発明を好適に実施した第 5の実施形態に係る HPF回路の構成を 示す図である。

図 20は、 第 5の実施形態に係る HP F回路に適用される L I LCの実装例を 示す図である。

図 21は、 本発明を好適に実施した第 6の実施形態に係る HP F回路の構成を 示す図である。

図 22は、 第 6の実施形態に係る H P F回路に適用される L I L Cの実装例を 示す図である。

図 23は、 本発明を好適に実施した第 7の実施形態に係る BPF回路の構成を 示す図である。

図 24は、 第 7の実施形態に係る B P F回路の動作を説明するための図である 。 （a) は、 パノレス信号波のスペク トルを示す。 (b) は、 HP Fの透過特性を 示す。 (c) は、 LPFの透過特性を示す。 (d) は、 BPF回路の透過特性を 示す。

図 25は、 本発明を好適に実施した第 8の実施形態に係る BEF回路の構成を 示す図である。

図 26は、 第 8の実施形態に係る B E F回路の動作を説明するための図である 。 （a) は、 パルス信号波のスペク トルを示す。 (b) は、 HP Fの透過特性を 示す。 （c) は、 LPFの透過特性を示す。 (d) は、 BEF回路の透過特性を 示す。

図 27は、 本発明を好適に実施した第 9の実施形態に係る高周波終端回路の構 成を示す図である。

図 28は、 第 9の実施形態に係る高周波終端回路に適用される L I L Cの実装 例を示す図である。

図 29は、 第 9の実施形態に係る高周波回路中をノ^レス信号波が伝わる過程を 説明するための図である。

図 30は、 本発明を好適に実施した第 10の実施形態に係る高周波終端回路の 構成を示す図である。

図 31は、 第 10の実施形態に係る高周波終端回路に適用される L I L Cの実 装例を示す図である。

図 32は、 本発明を好適に実施した第 1 1の実施形態に係る高周波終端回路の 構成を示す図である。

図 33は、 第 1 1の実施形態に係る高周波終端回路に適用される L I LCの実 装例を示す図である。

図 34は、 本発明を好適に実施した第 12の実施形態に係る高周波終端回路の 構成を示す図である。

図 35は、 第 12の実施形態に係る高周波終端回路に適用される L I LCの実 装例を示す図である。

図 36は、 第 12の実施形態に係る高周波終端回路中をパルス信号波が伝わる 過程を説明するための図である。

図 37は、 本発明を好適に実施した第 13の実施形態に係る高周波終端回路の 構成を示す図である。

図 38は、 第 13の実施形態に係る高周波終端回路に適用される L I LCの実 装例を示す図である。

図 39は、 本発明を好適に実施した第 14の実施形態に係る高周波終端回路の 構成を示す図である。

図 40は、 第 14の実施形態に係る高周波終端回路に適用される L I LCの実 装例を示す図である。

符号 l a、 2 a、 4 a及び 5 aは高周波信号を表す。 符号 l b、 2b、 4b及 び 5 bは低周波信号を表す。 符号 1 c、 4 c及び 5 cは、 直流信号を表す。 符号 10 a, 10b、 10 c、 10 d、 20 a、 20 c、 20 d、 30 a、 30b、 30 c、 30 d、 40 a、 40b、 40 c、 40 d、 50 a、 50 b、 50 c及 び 50 dは酉纖パターンを表す。 符号 11、 21、 31、 41及ぴ 51は、 ドラ ィバを表す。 符号 12、 23、 24、 322及び 332は、 コイルを表す。 符号 13、 22、 42、 46、 47、 52、 56、 57、 321及び 331は、 L I L Cを表す。 符号 13 a、 13 b、 13 c、 13 d、 22 a、 22 b、 22 c、 22 d、 42 a、 42 b、 42 c、 42 d、 46 a、 46 b、 46 c、 46 d、 52 a, 52 b、 52 c、 52 d、 56 a 56 b、 56 c、 56 d、 57 a, 57 b、 57 c、 57 d、 321 a、 321 b、 321 c、 321 d、 322 a 、 322 b, 322 c及び 322 dは、 L I LCの端子を表す。 符号 14、 25 、 35、 45及び 55は、 レシーバを表す。 符号 18 a、 18 b、 28 a、 28 b、 38 a、 38 b、 38 c、 38 d、 48 a、 48 b、 58 a及び 58 bは、 を表す。 符号 19、 43、 44、 53及び 54は、 抵抗を表す。 符号 81 a 及び 81 bは、 接地導体を表す。 符号 82は、 信号伝送用導体を表す。 符号 83 及び 133は、 誘電体を表す。 符号 111、 1 12、 21 1、 212、 311、 312、 411及び 412は、 インバータバッファを表す。 符号 11 1 a、 1 1 l b、 112 a、 112 b、 211 a、 211 b、 212 a、 212 b、 311 a、 311 b、 312 a、 312 b、 411 a、 411 b、 412 a、 412 b 、 511 a、 511 b、 512 a及ぴ 512bは、 トランジスタを表す。 符号 1 30は、 封止材を表す。 符号 131は、 第 1の導体を表す。 符号 132は、 第 2 の導体を表す。 発明を実施するための最良の形態

〔発明の原理〕

本発明は、 四端子の線路構造で低インピーダンスの素子 （Low Impedance line structure Component；以下、 L I LC) をコンデンサの代わりに用いて 電子回路を形成することにより、 広い周波数帯域に亘つて所望の回路特性が得ら れる広帯域回路を従来よりも少数の素子で実現するものである。

線路構造の一例として図 5に示すストリップ構造の線路を考える。 この線路に おいては、 直流電流が接地導体 81 a, 81 b及び信号伝送用導体 82を伝搬し 、 電磁波が誘電体 83を伝搬する。 説明の簡略化のため線路の抵抗及び損失を無 視できるとすると、 このようなストリツプ線路の特性ィンピーダンス Z 0は、 式 (1) で表される。

：誘電体の厚さ

w：線路の幅

：真空の透磁率 （1 26x10— ⁶H,m)

ε。：真空の誘電率 （8. 85x10^_12F/m)

f_r:誘電体の比誘電率 この場合には線路の特性インピーダンスは、 （L/C) ^1/2で算出されるこ とからキャパシタンス成分及ぴィンダクタンス成分のみで定まる値となり、 周波 数に対しては一定値であるため、 周波数による特性の変化が原理的には生じな ヽ よって、 線路構造の素子のインピーダンスを低くして （すなわち、 線路構造の 素子を L I LCとして） 、 これを低インピーダンス素子として利用すれば、 周波 数に関わらず所望の回路特性を示す電子回路を実現することが可能となる。

なお、 線路構造の素子のインピーダンスに関係するパラメータとしては L (ィ ンダクタンス) 、 C (キャパシンタンス) 、 R (レジスタンス) 及ぴ G (コンダ クタンス） があるが、 Lや Rは増加すると論理回路スイッチング時の電源電圧変 動が増大するなどの問題が生じるため、 Cを調整することによってインピーダン スを低くする必要がある。

すなわち、 式 （1) 力 らも明らかなように、 単位長さ当たりの Cを大きくする 必要がある。

また、 素子を流れる電磁波の波長と比較して素子自体の線路長が十分長くなけ れば、 素子を線路構造であると見なすことはできない。 このため、 L I LCの線 路長はこれを流れる電磁波の波長と比較して十分に長くする必要がある。 具体的 には、 電磁波成分が通過する部分の実質的な長さ （=実効線路長） が素子を通過 する電磁波の波長の 1 4以上であることが好ましい。

一方、 反射係数 (S 11) と透過係数 (S 21) との間には、 式 （2) の関係 がある。

損失を含む線路の透過係数 （S 21) は、 式 （3) で求められる。 なお、 透過 特性の逆数は揷入損と呼ばれる。 式 （3) 中の Xは、 線路長である。 aは、 伝搬 定数を構成する減衰定数であり、 式 （4) で表される。

さらに、 式 （4) 中のコンダクタンス Gは、 コンデンサで使用される t a η δ を使用すると式 （5) で表される。 なお、 式 （5) において、 Sは誘電体の面積 、 tは誘電体の厚さである。

Sn²+S₂₁ ²= l · ' ' (2)

G = ω ε ₀ε _r— tan δ . . . (5) 電子回路に使用される場合において、 線路素子は低インピーダンスではあるが 有限のィンピーダンス値を有するため、 電磁波は線路素子の内部に入り込む。 し かし、 式 （3) 、 （4) 及び（5) からわかるように、 線路素子の内部に入り込 んだ電磁波は、 指数的に減衰しほとんど外に出ない。 すなわち、 L I LCに適当 な損失を加えることにより L I LCに関する終端は考えなくても良いことになる 。 なお、 挿入損は、 インピーダンス不整合分と、 素子の長さ、 周波数、 t a η δ の指数倍との積となることが分かる。

このように、 低ィンピーダンス素子として電子回路に適用する L I L Cは、

①素子を伝搬する電磁波からみて線路と見なすことができるだけの長さを備え る。 （電磁波成分が通過する部分の実質的な長さ （=実効線路長） が対象周波数 の電磁波の波長の 1/4以上であることが好ましレ、。 )

②電子回路の回路特性が所望の特性となるのに十分な低さのィンピーダンスを 示す。 （単位長さ当たりのキャパシタンス Cが大きいことが好ましい。 )

③誘電体損失をやや大きくするとともに、 線路の長さを必要に応じて長くする という条件を満たす線路構造の素子である。

線路素子においては、 周波数とインピーダンスとの関係は図 6に示すようにな り、 素子を線路と見なすことができる周波数帯域内ではインピーダンスは寄生素 子の影響を受けてィンピーダンスが増加することはなレ、。

なお、 ここではストリップ構造の線路の場合を例に説明を行ったが L I LCの 構造はストリップ構造に限定されることはなく、 マイクロストリップ型の線路構 造や同軸円筒型の線路構造などであつても良い。

以下、 上述した L I L Cを低ィンピーダンス素子として適用した広帯域回路の 好適な実施形態にっ ヽて説明する。

〔第 1の実施形態〕

本発明を好適に実施した第 1の実施形態について説明する。 図 7に本発明を適 用したローパスフィルタ回路 （LPF回路） の構成を示す。 この回路はドライバ 11、 L I LC 13及びレシーバ 14を有する。

ドライバ 11は、 インバータバッファ 111とインバータバッファ 112とを 有し、 直列に接続されたインバータバッファ 111とインバータバッファ 112 とがバッファ回路を構成している。 インバータバッファ 111はトランジスタ 1 11 a及び 111 bを有し、 インバータバッファ 112はトランジスタ 1 12 a 及び 112 bを有する。 ハイサイドのトランジスタ 111 a及び 112 aは Pチ ャネルであり、 ゲート ffがハイレべノレの時にオフとなる。 また、 ローサイドの トランジスタ 111 b及び 112 bは、 Nチャネルであり、 ゲート がハイレ ベノレの時にオンとなる。 トランジスタ 111 a及び 112 aのドレイン端子には 、 不図示の電源から V_DDが供給されている。 トランジスタ 11 1 a及び 11 1 bは、 不図示の制御部がインバータバッファ 111の入力端子に入力するゲート 電圧に応じて V_DDをスイッチングして信号波を出力し、 インバータバッファ 1 12の入力端子に入力する。 トランジスタ 112 a及ぴ 112 bはゲート端子に 入力された信号波に応じて V_DDをスィツチングして信号波を生成し、 この信号 波が信号電磁波としてドライバ 11から出力される。 L I L C 13は一対の導体 が誘電体を挟んで対向した四端子の線路構造の素子であり、 特性ィンピーダンス Z 0は、 ドライバ 11と L I L C 13とを接続する酉線 18 aの特性インピーダ ンス Z 1と比較して極めて小さく （Z 0/Z 1 0) 設定されている。 L I LC 13の端子 13 aは、 ドライノく 11の出力端子に、 端子 13 bはレシーバ 14の 入力端子と接続されている。 また、 端子 13 c及び端子 13 dは、 グランドに接 続されている。 レシーバ 14は、 入力端子 （ゲート端子） に入力された信号を電 圧に変換するトランジスタである。

図 8に、 本実施形態に係る L P F回路に適用される L I L C 13の構造例を示 す。 なお、 （a) と （b) とでは視点を変えて同一の構成を示している。 第 1の 導体 131の周囲を取り囲むように誘電体 133が配置されている。 第 1の導体 131と第 2の導体 132とは誘電体 133を介して対向するように設置され、 封止材 130によってその状態のまま固定されている。

第 1の電極 131には端子 13 a及ぴ 13 bが、 第 2の電極 132には端子 1 3 c及び端子 13 dがそれぞれ設けられており、 各端子は L I L C 13の底面側 に延びて封止材 130を貫通し、 外部に露出 （又は突出） している。 封止材 13 0から露出 （又は突出） した各端子を信号伝送用導体及び接地導体に接続するこ とにより、 L I LC 13を伝送線路に挿入できる。 .

以下、 全ての実施形態において上記構造の L I LCを適用する場合を例に説明 するが、 上記構造はあくまでも一例であり、 L I L Cの構造を限定するものでは ない。

図 9に、 プリント基板上の酉 3^パターンに L I LC 13を配置した状態を示す 。 ここでは、 L I LC 13の状態を理解しやすくするために封止材 130は図中 には示していない （他の実施形態も同様） 。 なお、 L I LC 13の両端の状態を 図中に表すために （a) と （b) とでは視点を変えて同一の構成を示している。 端子 13 aは、 ドライノ 1 1の出力端子に接続された酉 &線パターン 10 aに接続 されている。 端子 13 bは、 レシーバ 14のゲート端子に接続された酉彌パター ン 10 bにされている。 端子 13 c及び端子 13 dは、 各々ダランドに接続され た酉 2^パターン 10 c及び酉 &線パターン 10 dにそれぞれ接続されている。

LPF回路の動作について説明する。 図 10に、 ドライバ 11が出力したパル ス信号波が LP F回路を伝わる状態を示す。 （a) に示すように、 ドライバ 11 が出力したパルス信号波は、 酉線 18 aとグランドとを含む線路を介して L I L C 13に到 る。 L I L C 13に達したノ、。ルス信号波のうち周波数が高く L I LCI 3を線路と見なすことができる電磁波成分 （高周波信号 l a) は、 ¾線 1 8 aのインピーダンスと L I L C 13のィンピ一ダンスとの不整合の影響を受け る。 ここで、 Z OZZ 1^0であるため高周波信号 1 aは L I LC 13によって 反射される。

一方、 周波数が低い電磁波成分 （低周波信号 1 b) は、 L I LC 13を線路と 見なすことができないため、 锒18 aと L I LC 13とのインピーダンス不整 合の影響を受けない。 よって、 低周波信号 1 bは反射されることなく L I LC 1 3内に侵入し、 L I L Cの 13の誘電体の部分を通ってレシーバ 14側に伝搬す る。 また、 直流信号 1 cは、 L I LC 13の導体の部分を通ってレシーバ 14側 に透過する。

(c) に示すように、 レシーバ 14側に伝搬した低周波信号 1 b及び透過した 直流信号 1 cはレシーバ 14のグート端子に入り、 レシーバ 14を^ ftさせる。 これにより、 レシーバ 14はドライノく 11が生成したノ ルス信号波のうち低周波 信号及び直流信号のみに応じて動作する。

図 11に、 この LP F回路の透過特性図を示す。 縦軸は透過率 （dB) 横軸は 入射波の周波数 （Ηζ)·である。 本実施形態においては、 周波数によらず一定の インピーダンスが得られ、 また誘電 失が^⁵大きい L I 〇を用ぃてし 回路を形成しているため、 カツトオフ周波数以上の周波数帯域においても回路が 寄生素子の影響を受けて透過特性が劣ィ匕してしまうことがな 、。

よって、 従来の LP F回路とは異なり、 本実施形態に係る LP F回路は、 カツ トオフ周波数よりも高い周波数の電磁波に対しても透過率が低く、 理想的な LP F回路に近い回路特性を示す。

なお、 カツトオフ周波数は、 L I LC 13の線路の部分の実質的な長さ （有効 線路長） を変更することで任意の値に設定することが可能であり、 アスペクト比 (L I LC13の線路の部分の幅と一対の導体の間隔との比） と絶縁体の と が固定の場合には、 L I L C 13の線路の部分の長さとカツトオフ周波数とは反 比例の関係となる。 これは LP F回路に限定されることではなく、 全て実施形態 に関して同様である。

このように、 本実施形態に係る LP F回路は、 娜な計算を行うことなく、 ま た、 カツト&トライの手法に頼ることなく容易に設計することが可能な広帯域回 路である。 また、 設計パラメータの数が少ないため、 回路特性の安定性及び信頼 性を高めることが可能となる。

〔第 2の実施形態〕

本発明を好適に実施した第 1の実施形態について説明する。 図 12に本発明を 適用したローパスフィルタ回路 （LPF回路） の構成を示す。 この回路はドライ バ 11と L I LC13との間にコイル 12をさらに有する他は、 第 1の実施形態 と同様である。 コィノレ 12は、 ローパスフィルタの特性を向上させるために配置 された素子である。 LPF回路の動作については、 第 1の実施形態と同様である 図 13に、 この LP F回路の透過特性図を示す。 縦軸は透過率 （dB) 横軸は 入射波の周波数 (Hz) である。 ドライバ 11と L I LC13との間に配置され ている （換言すると、 12^18 aに揷入されている） コィノレ 12は、 低周波数帯 域においてはインダクタンス特性を示すため、 コイル 12のインダクタンス特性 と L I LC 13のキャパシタンス特性とが相乗して作用し、 所定周波数を超える と急激に透過率が小さくなる。

また、 高周波帯域においてコイル 12はキャパシタンス特性を示すが、 L I L C13の低インピーダンス特性は高周波帯域においても変化せず、 また誘電体損 失をやや大きくしているので、 カツトオフ周波数以上の周波数帯域においても L P F回路の透過率は大きくならな 、。

よって、 第 1の実施形態に係る LP F回路と同様に、 本実施形態に係る LP F 回路は、 共振周波数よりも高い周波数の電磁波に対しても透過率が低く、 理想的 な L P F回路に近 ヽ回路特性を示す。

このように、 本実施形態に係る LP F回路は、 擁な計算を行うことなく、 ま た、 カツト&トライの手法に頼ることなく容易に設計することが可能な広帯域回 路である。 また、 設計パラメータの数が少ないため、 回路特性の安定性及び信頼 性を高めることが可能となる。 〔第 3の実施形態〕

本発明を好適に実施した第 3の実施形態について説明する。 図 14に本発明を 適用した口一パスフィルタ回路 （LPF回路） の構成を示す。 この回路はドライ バ 1 1と L I LC13との間に抵抗 19をさらに有する他は、 第 1の実施形態と 同様である。 コイル 19は、 ローパスフィルタの特性を向上させるために配置さ れた素子である。 LPF回路の動作については、 第 1の実施形態と同様である。

ドライバ 1 1と L I LC 13との間に配置されている （換言すると赚18 a に揷入されている） 抵抗 19は、 低周波数帯域においては寄生素子の影響を受け ず、 周波数に関わらずインピーダンスが一定であるため、 抵抗値が低ければコィ ルと同様の特性を示す。 よって、 抵抗 19の抵抗値が低い場合には、 第 2の実施 形態と同様に低周波数帯域においては抵抗 19の特性と L I LC 13のキャパシ タンス特性とが相乗して作用し、 所定周波数を超えると急激に透過率が小さくな る。

また、 L I LC 13のキャパシタンス特性は高周波帯域においても変ィ匕しない し、 また誘電体損失をやや大きくしているので、 カットオフ周波数以上の周波数 帯域にお V、ても L P F回路の透過率は大きくならなレ、。

よって、 第 1の実施形態に係る LP F回路と同様に、 本実施形態に係る LPF 回路は、 共振周波数よりも高い周波数の電磁波に対しても透過率が低く、 理想的 な L P F回路に近い回路特性を示す。

このように、 本実施形態に係る LP F回路は、 難な計算を行うことなく、 ま た、 カット &トライの手法に頼ることなく容易に設計することが可能な広帯域回 路である。 また、 設計パラメータの数が少ないため、 回路特性の安定性及び信頼 性を高めることが可能となる。

〔第 4の実施形態〕

本努明を好適に実施した第 4の実施形態について説明する。 図 15に本発明を 適用したハイパスフィルタ回路 （HPF回路） の構成を示す。

この HPF回路はドライバ 21、 L I LC22、 コイル 23及びレシーバ 25 を有する。 ドライバ 21はトランジスタ 211及びトランジスタ 212からなる ドライバ 21は、 第 1の実施形態のドライバ 11と同様の構成であり、 出力端 子から信号電磁波を出力する。 L I LC 22は一対の導体が誘電体を挟んで対向 した四端子の線路構造の素子であり、 その特性ィンピーダンス Z 0は、 ドライノく 21と L I LC22とを接続する酉 28 aの特性インピーダンス Z 2と比較し て極めて小さく （Z 0/Z 2 0) 設定されている。 L I LC22の端子 22 a は、 ドライノく 21の出力端子に接続されており、 端子 22 bは開放されている。 また、 端子 22 cはコイル 23を介してグランドに接続されている。 端子 22 d は、 レシーバ 25の入力端子に接続されている。 コイル 23は、 ハイパスフィル タの特性を向上させるために配置された素子である。 レシーバ 25は、 入力端子 (ゲート端子） に入力された信号を電圧に変換するトランジスタである。

図 16に、 プリント基板上の酉線パターンに L I LC22を配置した状態を示 す。 なお、 L I LC 22の両端の接続状態を図中に表すために （a) と （b) と では視点を変えて、 2方向から見た状態を図示している。 端子 22 aは、 ドライ バ 21の出力端子と接続された酉線パターン 20 aに接続されている。 端子 22 bは、 いずれの酉線パターンにも接続されずに開放されている。 端子 22 eはコ ィル 23を介してグランドに接続された IB^パターン 20 cに接続されている。 端子 22 dは、 レシーバ 25のゲート端子と接続された酉纖パターン 20 dと接 続されている。

HP F回路の動作について説明する。 図 17に、 ドライバ 21が出力したパル ス信号波が LP F回路を伝わる状態を示す。 （a) に示すように、 ドライバ 21 が出力したパルス信号波は、 線 28 aとグランドとを含む線路を介して L I L じ22到^§1~る。 なお、 本実施形態においては、 端子 22 bが開放されているた め、 ノ ルス信号の直流成分 （直流信号） は伝達しない。 L I LC22に到達した パルス信号波のうち周波数が高く L I L C 22を線路と見なすことができる電磁 波成分 （高周波信号 2 a) は、 酉 5線 28 aのインピーダンスと L I L C 22のィ ンピーダンスとの不整合の影響を受ける。 ここでは、 Z 0ZZ 2 = 0であるため 高周波信号は L I L C 22の内部に侵入せず、 ( b ) に示すように L I L C 22 の導体のうちコイル 23を介してグランドに接続された一方とグランドとの間を 通ってレシーバ 25のゲート端子に到 ¾-Tる。 すなわち、 高周波信号は、 L I L C 22の導体のうち端子 22 c及び 22 dを備える一方とグランドプレーンとを 含む線路を介して、 L I L C 22を迂回してレシーバ 25側に進行する。

—方、 L Iし C 22に到達したパルス信号波のうち周波数が低い電磁波成分 ( 低周波信号 2b) は、 酉 5；線 28 aのインピーダンスと L I LC22のインビーダ ンスとの不整合の影響を受けることなく L I LC 22内部の誘電体に侵入するが 、 端子 22 bが電気的に開放されているためレシーバ 25には到達せず、 誘電体 損失をやや大きくしているので L I LC 22内で減衰する。

(c) に示すように、 レシーバ 25のゲート端子に入った高周波信号がレシ一 バ 25をイ^ ¾させる。 これにより、 レシーバ 25はドライバ 21が生成したノ、レ ス信号波のうち、 高周波信号のみに応じて動 ί乍する。

図 18に、 この HP F回路の透過特性図を示す。 縦軸は透過率 （dB) 横軸は 入射波の周波数 (Hz) である。 L I LC22の端子 22 cとグランドとを接続 しているコイル 23は、 低周波数帯域においてはインダクタンス特性を示すため 、 コィノレ 23のインダクタンス特' I"生と L I LC22のキャパシタンス特 1"生とが相 乗して作用し、 所定周波数を超えると急激に透過率が大きくなる。 また、 従来の H P F回路とは異なり、 本実施形態に係る H P F回路は、 カットオフ周波数より も高 、周波数帯域にぉレ、ても電磁波の透過率が高く保たれ、 理想的な H P F回路 に近い回路特性を示す。

このように、 本実施形態に係る HP F回路は、 娜な計算を行うことなく、 ま た、 カツト&トライの手法に頼ることなく容易に設計することが可能な広帯域回 路である。 また、 設計パラメータの数が少ないため、 回路特性の安定性及び信頼 性を高めることが可能となる。

〔第 5の実施形態〕

本発明を好適に実施した第 5の実施形態にっレ、て説明する。 図 19に本発明を 適用したハイパスフィルタ回路 （HPF回路） の構成を示す。

この HP F回路は、 端子 22 cが開放されており、 端子 22 dがコイル 24を 介してグランドにも接続されている他は第 4の実施形態と同様である。 図 2 0に、 プリント基板上の酉 S/線パターンに L I L C 2 2を配置した状態を示 す。 端子 2 2 aは、 ドライバ 2 1の出力端子と接続された 锒パターン 2 0 aに 接続されている。 端子 2 2 b及び端子 2 2 cの各々は、 酉 β¾パターンには接続さ れずに開放されている。 端子 2 2 dは、 レシーバ 2 5のゲート端子とコイル 2 4 を介してグランドとに接続された酉纖パターン 2 0 dと接続されている。

H P F回路の動作は第 4の実施形態と同様である。 また、 透過特性は第 4の実 施形態と同様であり、 L I L C 2 2の端子 2 2 dをグランドに接続しているコィ ノレ 2 4は、 低周波数帯域にぉレ、てはィンダクタンス特性を示すため、 コィノレ 2 4 のィンダクタンス特性と L I L C 2 2のキャパシタンス特性とが相乗して作用し 、 所定周波数を超えると急激に透過率が大きくなる。 さらに、 カットオフ周波数 よりも高 、周波数帯域にお!/ヽても電磁波の透過率が高く保たれ、 理想的な H P F 回路に近！/ヽ回路特性を示す。

このように、 本実施形態に係る H P F回路は、 擁な計算を行うことなく、 ま た、 カット &トライの手法に頼ることなく容易に設計することが可能な広帯域回 路である。 また、 設計パラメータの数が少ないため、 回路特性の安定性及 ΐΚ言頼 性を高めることが可能となる。

〔第 6の実施形態〕

本発明を好適に実施した第 5の実施形態について説明する。 図 2 1に本努明を 適用したハイパスフィルタ回路 （H P F回路） の構成を示す。

この H P F回路は、 端子 2 2 dがコイル 2 4を介してグランドにも接続されて いる他は第 4の実施形態と同様である。

図 2 2に、 プリント基板上の @E線パターンに L I L C 2 2を配置した状態を示 す。 端子 2 2 aは、 ドライバ 2 1の出力端子と接続された酉纖パターン 2 0 aに 接続されている。 端子 2 2 bは、 綠パターンには接続されずに開放されている 。 端子 2 2 cは、 コイル 2 3を介してグランドに接続された 锒パターン 2 0 c に接続されている。 端子 2 2 dは、 レシーバ 2 5のゲート端子とグランドとに接 続された酉 fl /線パターン 2 0 dに接続されている。

H P F回路の動作は第 4の実施形態と同様である。 また、 透過特性にっレ、ても 第 4の実施形態と同様であるが、 L I LC 22にはコイルが二つ （コィノレ 23及 び 24) 接続されているため、 低周波帯域におけるフィルタ特性を、 理想的な H P F回路の回路特性に近づけることが可能となる。

このように、 本実施形態に係る HP F回路は、 難な計算を行うことなく、 ま た、 カツト&トライの手法に頼ることなく容易に設計することが可能な広帯域回 路である。 また、 設計パラメータの数が少ないため、 回路特性の安定性及び信頼 性を高めることが可能となる。

なお、 第 4〜第 6の実施形態においては、 L I L C 22の端子 22にコィノレ 2 3やコイル 24を接続した構成としているが、 コイルの代わりに抵抗を用いても 同様の効果が得られる。 また、 コイルと抵抗とを組み合わせて用いても良い。

〔第 7の実施形態〕

上記第 1〜第 3の実施形態では本発明を適用した L P F回路について、 第 4〜 第 6の実施形態では本発明を適用した H P F回路についてそれぞれ説明したが、 これらを組み合わせることにより、 バンドパスフィルタ回路やバンドエリミネ一 シヨンフィルタ回路に本発明を適用することが可能となる。

本発明を好適に実施した第 7の実施形態について説明する。 図 23に、 本発明 を適用したバンドパスフィルタ回路 （BPF回路） の構成を示す。

この BPF回路は、 ドライバ 31、 HPF32、 L P F 33及びレシーバ 34 が直列に接続された回路である。

ドライバ 31は、 第 1の実施形態のドライバ 11と同様であり、 出力端子から 信号電磁波を出力する。 HPF32は、 第 4の実施形態に係る HP F回路と同様 の構成であり、 L I LC321とコィノレ 322とを有する。 L I L C 321は一 対の導体が誘電体を挟んで対向した四端子の線路構造の素子であり、 その特性ィ ンピーダンス Z 0 aは、 ドライバ 31と L I L C 321とを接続する酉 B線 38 a の特性ィンピーダンス Z 3 aと比較して極めて小さく （ZO _a Z3 a 0) 設 定されている。 L I LC321の端子 321 aは、 ドライバ 31の出力端子に接 続されており、 端子 321 bは開放されている。 また、 端子 321 cはコィノレ 3 22を介してグランドに接続されている。 端子 32 I dは、 LP F 33の入力端 子に接続されている。 L I LC321は、 第 4の実施形態と同様にしてプリント 基板上の酉纖パターンに配置できる。 コイル 322は、 ハイパスフィルタの特性 を向上させるために配置された素子である。

L P F 33は、 第 2の実施形態に係る L P F回路と同様の構成であり、 L I L C331とコイル 332とを有する。 L I L C 331は一対の導体力 S誘電体を挟 んで対向した四端子の線路構造の素子であり、 特性インピーダンス Z 0 bは、 H PF32と L I LC331とを接続する酉纖38 bの特性インピーダンス Z 1 b と比較して極めて小さく （Z 0 bZZ 1 b 0) 設定されている。 L I LC33 1の端子 331 aは、 HPF32の出力端子である L I L C 321 dに、 端子 3 31 bはレシーバ 34の入力端子に接続されている。 また、 端子 331 c及び端 子 331 dは、 グランドに接続されている。 L I LC331は、 第 2の実施形態 と同様にしてプリン 基板上の酉 パターンに配置できる。 コイル 332は、 ィパスフィルタの特性を向上させるために配置された素子である。

レシーバ 34は、 入力端子 （ゲート端子） に入力された信号を maに変換する- トランジスタである。

BPF回路の動作について説明する。 図 24 (a) 〜 （c) に示すように、 ド ライバ 31が出力するパルス信号波のスぺクトルが f _min以上 f _max以下の周 波数帯域に亘るものとし、 HPF 32のカットオフ周波数を f 、 LPF33の カツトオフ周波数を f ₂ とする。

ドライバ 31が出力したパルス信号波は、 8 aとグランドとを含む線路 を介して H P F 32に到 る。 H P F 32に到達した信号電磁波のうち f 以 上の周波数成分は H PF 32を通過し、 f ！未満の周波数成分は H P F 32によ つて ISJ される。 ·

HPF32を通過した周波数成分は、 線 38 bとダランドとを含む線路を介 して L P F 33に到達する。 L P F 33に到達した周波数成分のうち f ₂以上の 周波数成分は LPF33によつて P lhされ、 f ₂未満の周波数成分は L P F 33 を通過する。

LPF33を通過した周波数成分は、 38 cとグランドとを線路としてレ シーバ 34に到達しゲート端子に入り、 レシーバ 34をィ 動させる。 （d) に示 すように、 ドライバ 31が出力したパルス信号波のうち f 以上 f ₂未満の周波 数成分のみがレシーバ 34に到達する。

このように、 本発明を適用した LPFと HPFとを直列に接続することで、 本 発明を BP F回路に適用することが可能となる。 なお、 HP Fのカットオフ周波 数が L P Fのカツトオフ周波数よりも高い場合は、 全ての周波数成分が HP F及 び LP Fによって ISJhされてしまい、 レシーバに到きる周波数成分は存在しな くなるため、 HP Fのカツトオフ周波数を LP Fのカツトオフ周波数よりも低く する必要がある。

なお、 ここでは第 2の実施形態の LP F回路と同様の構成の LP F、 及び第 4 の実施形態の H P F回路と同様の構成の H P Fとを用いて B P F回路を形成した 力 S、 他の実施形態と同様の構成の LPF及ぴ H P Fを組み合わせても、 本発明を BP F回路に適用することが可能である。

このように、 本実施形態に係る BP F回路は、 観な計算を行うことなく、 ま た、 カツト&トライの手法に頼ることなく容易に設計することが可能な広帯域回 路である。 また、 設計パラメータの数が少ないため、 回路特性の安定性及び信頼 十生を高めることが可能となる。 -

〔第 8の実施形態〕

本発明を好適に実施した第 8の実施形態について説明する。 図 25に、 本発明 を適用したバンドエリミネーシヨンフィルタ回路 （ B E F回路） の構成を示す。 この BEF回路は、 第 7の実施形態の BP F回路と同様に、 ドライバ 31、 H PF32、 LPF 33及びレシーバ 34を有する。 ドライバ 31、 HPF32、 LPF 33及びレシ バ 34の個別の構成は第 7の実施形態と同様である力 本 実施形態に係る B E F回路は各部の接続が異なっており、 ドライノく 31とレシ一 バ 34との間に HP F 32及ぴ LPF 33が並列に挿入されている。

BPF回路の動作について説明する。 図 26 (a) 〜 （b) に示すように、 ド ライバ 31が出力するパルス信号波のスぺクトルが f _rain以上 f _max以下の周 波数帯域に亘るものとし、 HP F 32のカットオフ周波数を f ₃、 LPF 33の カツトオフ周波数を とする。 ドライノく 31が出力したノ ルス信号波は、 配線 38 aとグランドとを含む線路 を介して H PF 32に到きる。 H P F 32に到達したパルス信号波のうち f ₃ 以上の周波数成分は H PF 32を通過し、 f 3未満の周波数成分は H P F 32に よって される。

ドライノく 31が出力したノ、。ルス信号波は、 »38 bとグランドとを含む線路 を介して L P F 33にも到きる。 L P F 33に到達したパルス信号波のうち f ₄以上の周波数成分は LPF 33によって PlJLhされ、 f ₄未満の周波数成分は L PF 33を通過する。

HPF 32及び LPF 33を通過した周波数成分は、 酉纖38 c又は 38 dと グランドとを含む線路を介してレシーバ 34に到達し、 ゲート端子に入ってレシ ーバ 34を させる。 （d) に示すように、 ドライバ 31が出力したパルス信 号波のうち f ₃以上の周波数成分及び f 4未満の周波数成分のみがレシーバ 34 に到達する。

_ このように、 本発明を適用した LP Fと HP Fとを並列に接続することで、 本 発明を BEF回路に適用することが可能となる。 なお、 HPFのカットオフ周波 数が L P Fの力ットオフ周波数よりも低い場合は、 全ての周波数成分が HP F及 ぴ LP Fを通過してしまうため、 HP Fのカツトオフ周波数を LP Fのカツトォ フ周波数よりも高くする必要がある。

なお、 ここでは第 2の実施形態の L P F回路と同様の構成の L P F、 及び第 4 の実施形態の H P F回路と同様の構成の H P Fとを用いて B E F回路を形成した 1 他の実施形態と同様の構成の L P F及び H P Fを組み合わせても、 本発明を BEF回路に適用することが可能である。

このように、 本実施形態に係る BE F回路は、 娜な計算を行うことなく、 ま た、 カット &トライの手法に頼ることなく容易に設計することが可能な広帯域回 路である。 また、 設計パラメータの数が少ないため、 回路特性の安定性及 言頼 性を高めることが可能となる。

〔第 9の実施形態〕

本発明を好適に実施した第 9の実施形態について説明する。 図 27に本発明を 適用した高周波終端回路の構成を示す。 この回路は終端抵抗を介して信号回路を グランドに接続したプルダウン型の終端回路である。

本実施形態に係る高周波終端回路は、 ドライバ 41、 L I LC42、 抵抗 43 、 レシーバ 45及び L I LC 46を有する。

ドライノく 41は、 第 1の実施形態のドライバ 1 1と同様であり、 出力端子から 信号電磁波を出力する。 L I L C 42は四端子の線路構造の素子であり、 特性ィ ンピーダンス Z 0は、 ドライバ 41と L I L C 42とを接続する酉 S線 48 a特性 インピーダンス Z 4と比較して極めて小さく （Z0/Z4 0) 設定されている 。 L I LC 42の端子 42 aはドライバ 41の出力端子に接続されており、 端子 42 bはレシーバ 45の入力端子に接続されている。 また、 端子 42 cは、 抵抗 43を介してそれぞれダランドに接続されている。 抵抗 43は、 L I L C 42に おいてノ、。ルス信号波が反射しないよう終端させるための抵抗 （終端抵抗） であり 、 そのインピーダンスはドライバ 41と L I LC 42とを接続する 12^48 aの インピーダンスと等しい。 レシーバ 45は、 入力端子 （ゲート端子） に入力され た信号を電圧に変換するトランジスタである。 L I LC46は、 不図示の電力源 力 ら供給される直流 miEVd cの変動を抑え、 ノ、。ルス信号波からみた終端抵抗が 一定値となるようにする素子である。

図 28に、 プリント基板上の酉織パターンに L I LC42を配置した状態を示 す。 端子 42 aは、 ドライバ 41の出力端子と接続された パタ^"ン 40 aに 接続されている。 端子 42 bは、 レシーバ 45のグート端子に接続された酉 amパ ターン 40 bと接続されている。 端子 42 cは、 コイル 43を介してグランドに 接続された酉線パターン 40 cに接続されており、 端子 42 dは開放されている 高周波終端回路の動作について説明する。 図 29に、 ドライバ 41が出力した ノ、。ルス信号波が高周波終端回路を伝わる状態を示す。 （a) に示すように、 ドラ ィバ 41から出力されたノ ルス信号波は、 酉 2^48 aとダランドとを含む線路を 介して L I L C 42に到 る。 L I L C 42に到達したノ、。ルス信号波のうち周 波数が高く L I LC42を線路と見なすことができる電磁波成分 （高周波信号 4 a ) は、 酉 S /線 48 aのインピーダンスと L I LC42のインピーダンスとの不整 合の影響を受ける。 ここで、 Z 0 /Z 4 0であるため高周波信号は L I L C 4 2の内部に侵入することができない。 し力 し、 本実施形態においては、 端子 4 2 cに終端抵抗 （抵抗 4 3 ) が接続されているため、 （b ) に示すように高周波信 号はし I L C 4 2の一対の導体のうち抵抗 4 3が接続されている一方 （端子 4 2 cと端子 4 2 dとを備えた導体） とグランドとを含む線路を介してレシーバ 4 5 側に伝搬する。 レシーバ 4 5側に伝搬した高周波信号は、 酉纖4 8 bとグランド とを含む線路を介してレシーバ^{4 5}のゲート端子に入る。

一方、 L I L C 4 2に到達したノ、レス信号波のうち周波数が低い電磁波成分 ( 低周波信号） は、 酉線 4 8 aのインピーダンスと L I L C 4 2のインピーダンス との不整合の影響を受けることなく L I L C 4 2の内部に侵入できるため、 L I L C 4 2の誘電体の部分を通ってレシーバ 4 5側に伝搬し、 酉纖4 8 bとグラン ドとを含む線路を介してレシーバ 4 5のゲート端子に入る。 また、 直流信号は、 L I L C 4 2の導体の部分を通ってレシーバ 4 5側に透過し、 配線 4 8 bを通つ てレシーバ 4 5のゲート端子に入る。

このため、 （ c ) に示すように、 ドライバ 4 1が出力したパルス信号波の全て の周波数成分がレシーバ 4 5のゲート端子に入力されることとなり、 ドライバ 4 1力 S発したパルス信号波の波形がレシーバ 4 5のゲート端子に入力信号において 忠実に再現される。 よって、 レシーバ 4 5はドライバ 4 1が出力したパルス信号 と同一の波形の信号波に基づいて する。

ディジタル回路においては、 信号電磁波が H iレベルと L o wレベルとの間を 往復する力 データ系の信号電磁波の場合には信号が H i レベノ^ L o wレベル で止まつた状態が長時間維持され、 直流電流が流れ続けることがある。 このよう な場合に直流電流が終端抵抗に流れてしまうと、 信号が出力されている間は電力 を消費してしまうこととなる。

また、 伝送線路の線路長よりも 1ノ4波長力 S長い電磁波が伝送線路を伝わる場 合には、 この電磁波を波と見なすことができないため、 終端抵抗において ¾ ^終 端されずに電力を消費してしまう。

このためディジタル回路においては、 伝送線路の線路長よりも 1 4波長が長 V、電磁波や直流電流が終端抵抗に流れな 、ようにして、 電力が無駄に消費される ことを抑制する必要がある。

伝送線路と終端抵抗との間にコンデンサを直列に接続した場合、 終端抵抗の抵 抗値とコンデンサの容量とで定まる時定数と比較して、 信号電磁波の立ち上がり 時間が短ければ （1ノ5 下） 、 コンデンサの電圧変動を無視できる。 この場合 は、 信号電磁波が伝搬する伝送線路からコンデンサは見えず、 終端抵抗のみで終 端されていると見なすことができる。

信号電磁波が終端抵抗のみで終端されていると見なせる場合、 コンデンサの電 圧変動を無視できる最低周波数の電磁波の 1Z4波長よりも伝送線路の線路長が 短ければ、 ¾ ^終端されな ヽ周波数成分の電赚及び直流電流が終端抵抗に流れ ないようにできる。

例えば、 比誘電率 ε _r =4であるプリント基板上において、 伝送線路と抵抗値 が 8 0 Ωの終端抵抗との間に 0. 1 μ Fのコンデンサを直列に挿入した場合、 電 源のィンピーダンスを無視すると C Rの時定数は 8 μ sとなる。 立ち上がり時間 が 8 μ ₃ Χ 1/5 = 1. 6 μ sの正弦波の周波数 f は約 1 0 0 KH zであり、 その 1/4波長は、 λノ 4= (c/ f ) · ε _τ ) · (1/4) = 3 7 5 mである （ただし、 cは光速） 。 - 通常、 プリント基板上の伝送線路の線路長はこれより短いため、 整合終端され なレ、周波数成分の電磁波及び直流電流が終端抵抗に流れなレ、。

し力 し、 上述のように、 コンデンサは所定周波数を超えると寄生素子の影響を 受けてィンピーダンスが高くなる性質があり、 高周波帯域においては終端抵抗と の合成値が大きくなる。 よって、 コンデンサを用いて終端回路を構成した^^、 高周波帯域においては信号波の波形に歪みが生じてしまう。

一方、 L I LCは高周波帯域においてもインピーダンスが増加しないため、 本 実施形態に係る高周波終端回路のように L I LCを用いて終端回路を形成すれば 、 高周波信号を含む広 ヽ周波数帯域の電磁波を波形歪みを生じさせることなく整 合終端することが可能となる。

なお、 L I LCを線路と見なすことができない低周波信号に関しては、 L I L Cがコンデンサと同様に作用するため、 コンデンサを介して終端抵抗を接続した 場合と同様に整合終端が可能となる。 さらに、 終端抵抗はドライバとは直流電流 的には分離された側の導体に接続されているため、 終端抵抗に直流電流が流れる ことはない。

このように、 本実施形態に係る高周波終端回路においては、 広い周波数帯域に 亘つて所定ィ直以下のインピーダンスを示す L I L Cの端子に終端抵抗が接続され ており、 これによつてパルス信号の全ての周波数成分が整合終端されるため、 一 部の周波数成分が終端されずにリンギングを発生させ、 レシーバを «させてし まうことが無くなる。 また、 終端抵抗は、 ドライバとは直流電流的には絶縁され ているため、 ドライバが H iや L o wの信号を出力しつづけても、 終端抵抗に直 流電流が流れることはなく、 電力を無駄に消費しなレ、。

〔第 1 0の実施形態〕

本発明を好適に実施した第 1 0の実施形態について説明する。 図 3 0に本発明 を適用した高周波終端回路の構成を示す。 この回路は第 9の実施形態と同様に終 '端抵抗を-介して信号回路をダランドに接続したプルダウン型の終端回路であり、 端子 4 2 cが開放され、 端子 4 2 dが抵抗 4 4を介してグランドに接続されてい る他は第 9の実施形態と同様である。 抵抗 4 4のインピーダンスは、 L I L C 4 2とレシーバ 4 5とを接続する導体 4 8 bのインピーダンスと等しい。

図 3 1に、 プリント基板上の酉 2；線パターンに L I L C 4 2を配置した状態を示 す。 端子 4 2 aは、 ドライバ 4 1の出力端子と接続された酉 B /線パターン 4 0 aに 接続されている。 端子 4 2 bは、 レシーバ 4 5のゲート端子に接続された iamパ ターン 4 0 bと接続されている。 端子 4 2 cは開放されており、 端子 4 2 dはコ ィル 4 4を介してグランドに接続された パターン 4 0 dと接続されている。 高周波終端回路の動作について説明する。 ドライバ 4 1が出力したノ^レス信号 波が高周波終端回路を伝わる状態は、 第 9の実施形態と同様であり、 L I L C 4 2の端子 4 2 dには抵抗 4 4が接続されているため、 高周波信号もレシーバ 4 5 のゲート端子に入る。 このため、 ドライバ 4 1が出力したパルス信号波の全ての 周波数成分がレシーバ 4 5のゲート端子に入力されることとなり、 ドライバ 4 1 が発したノ ルス信号波がレシーバ 4 5において忠実に再現される。

第 9の実施形態と同様に、 本実施形態に係る高周波終端回路においては、 広い 周波数帯域に亘つて所定値以下のインピーダンスを示す L I L Cの端子に終端抵 抗が接続されており、 これによつてノ、。ルス信号の全ての周波数成分が整合終端さ れるため、 一部の周波数成分が終端されずにリンギングを発生させ、 レシーバを させてしまうことが無くなる。 また、 終端抵抗は、 ドライバとは直流電流的 には絶縁されているため、 ドライバが H iやし o wの信号を出力しつづけても、 終端抵抗に直流電流が流れることはなく、 電力を無駄に消費しない。

〔第 1 1の実施形態〕

本発明を好適に実施した第 1 1の実施形態について説明する。 図 3 2に本発明 を適用した高周波終端回路の構成を示す。 この回路は第 9の実施形態と同様に終 端抵抗を介して信号回路をダランドに接続したプルダウン型の終端回路であり、 端子 4 2 dが抵抗 4 4を介してダランドに接続されている他は第 9の実施形態と 同様である。 抵抗 4 4のインピーダンスは、 L I L C 4 2とレシーバ 4 5とを接 続する 8 bのインピーダンスと等しい。

図 3 3に、 プリント基板上の IS^パターンに L I L C 4 2を配置した状態を示 す。 端子 4 2 aは、 ドライバ 4 1の出力端子と接続された パターン 4 0 aに 接続されている。 端子 4 2 bは、 レシーバ 4 5のゲート端子に接続された謹パ ターン 4 0 bに接続されている。 端子 4 2 cは抵抗 4 3を介してグランドに接続 された 15锒パターン 4 0 cと、 端子 4 2 dは抵抗 4 4を介してグランドに接続さ れた酉 パターン 4 0 dとそれぞれ接続されている。

本実施形態に係る高周波終端回路の動作は、 第⁹の実施形態及び第 1 0の実施 形態とほぼ同様であるが、 L I L C 4 2の入り口側及び出口側の両方に終端抵抗 が接続されているため、 ドライバ 4 1が出力するノ、。ルス電磁波をより確実に終端 することが可能となる。

〔第 1 2の実施形態〕

本発明を好適に実施した第 1 2の実施形態にっレ、て説明する。 図 3 4に本発明 を適用した高周波終端回路の構成を示す。 この回路は終端抵抗を介して信号回路 を電力源に接続したブルアップ型の終端回路である。 本実施形態に係る高周波終端回路は、 ドライバ 51、 L I LC 52、 抵抗 53 、 レシーバ 55、 L I LC 56及び L I LC 57を有する。

ドライバ 51は、 第 1の実施形態のドライバ 51と同様であり、 出力端子から 信号電磁波を出力する。 L I L C 52は一対の導体が誘電体を挟んで対向した四 端子の線路構造の素子であり、 特性ィンピーダンス Z 0は、 ドライバ 51と L I L C 52とを接続する酉 S/線 58 aの特性ィンピーダンス Z 5と比較して極めて小 さく （Z 0/Z 5^0) 設定されている。 L I LC52は、 ドライバ 51が出力 するパルス電磁波の全ての周波数成分を対象周波数帯域に含む。 L I LC 52の 端子 52 aは、 抵抗 53を介してそれぞれ L I LC 56の端子 56 bに接続され ている。 また、 端子 52 bは開放されている。 また、 端子 52 cはドライバ 51 の出力端子に接続されており、 端子 52 dはレシーバ 55のゲート端子に接続さ れている。 抵抗 53は、 L I L C 52においてパルス信号波が反射しないよう終 端させるための抵抗 （終端抵抗） であり、 そのインピーダンスはドライバ 51と I LC 52とを接続する酉 2^58 aのインピーダンスと等しい。 レシーバ 55は 、 ゲート端子に入力された信号を電圧に変換するための素子である。 L I LC5 6、 57は、 不図示の電力源から供給される直流 ffiVd cの変動を抑え、 パル ス信号波からみた終端抵抗が一定値となるようにする素子である。

図 35に、 プリント基板上の酉 dmパターンに L I LC52を配置した状態を示 す。 端子 52 aは抵抗 53を介して L I LC56の端子 56 bに接続された酉 パターン 50 aと接続されており、 端子 42 bは開放されている。 端子 52。は 、 ドライバ 51の出力端子と接続された酉纖パターン 50 cに接続されている。 端子 52 dは、 レシーバ 55のグート端子に接続された酉線パターン 50 dと接 続されている。

この終端回路においては、 L I LC 52に接続された終端抵抗 53は、 L I L C 56の端子 56 bに接続されており、 端子 56 bと対向する端子 56 dはダラ ンドに接続されている。 L I LC 56は低インピーダンスであるため、 抵抗 53 は高周波的にはグランドに接続されているものと見なすことができる。

高周波終端回路の動作について説明する。 図 36に、 ドライバ 51が出力した ノ^レス信号波が高周波終端回路を伝わる状態を示す。 (a) に示すように、 ドラ ィバ 5 1から出力されたノ、。ルス信号波は、 線 5 8 aとグランドとを含む線路を 介して L I L C 5 2に到 "る。 L I L C 5 2に到達したノ ルス信号波のうち周 波数が高く L I L C 5 2を線路と見なすことができる電磁波成分 （高周波信号 5 a ) は、 酉線 5 8 aのインピーダンスと L I L C 5 2のインピーダンスとの不整 合の影響を受ける。 ここで、 Z 0 /Z 5 0であるため高周波信号は L I L C 5 2の内部に侵入することができない。 しカゝし、 本実施形態においては、 端子 5 2 aに終端抵抗 （抵抗 5 3 ) が接続されているため、 （b ) に示すように高周波信 号は L I L C 5 2の一対の導体のうち抵抗 5 3を介してグランドに接続されてい ると見なされる導体とグランドを含む線路を介してレシーバ 5 5側に伝搬する。

( c ) に示すように、 レシーバ 5 5側に伝搬した高周波信号 5 aは、 導体 5 8 b とグランドとを含む線路を介してレシーバ 5 5のグート端子に入る。

一方、 L I L C 5 2に到達したノ ルス信号波のうち周波数が低い電磁波成分 ( 低周波信号） は、 酉纖5 8 aのィンピーダンスと L I L C 5 2のィンピーダンス との不整合の影響を受けることなく L I L C 5 2の内部に侵入できるため、 （b ) に示すように L I L C 5 2の誘電体の部分を通ってレシーバ 5 5側に伝搬し、

( c ) に示すように導体 5 8 bとグランドとを含む線路を介してレシーバ 5 5の ゲート端子に入る。 また、 直流信号は、 L I L C 5 2の一対の導体のうち抵抗 5 3が接続されていない一方 （端子 5 2 a及び端子 5 2 bを備える導体） を通って レシーバ 5 5側に透過し、 赚5 8 bを通ってレシーバ 5 5のゲート端子に入る このため、 ドライバ 5 1が出力したパルス信号波の全ての周波数成分がレシ一 バ 5 5のグート端子に入力されることとなり、 ドライバ 5 1が発したパノレス信号 波の波形がレシーバ 5 5のゲート端子に入力信号において忠実に再現される。 よ つて、 レシーバ 5 5はドライノく 5 1が [±5力したパルス信号と同一の波形の信号波 に基づいて f¾Iする。

第 9の実施形態と同様に、 本実施形態に係る高周波終端回路においては、 広い 周波数帯域に亘つて所定値以下のインピーダンスを示す L I L Cの端子に終端抵 抗が接続されており、 これによつてノ ルス信号の全ての周波数成分が整合終端さ れるため、 一部の周波数成分が終端されずにリンギングを発生させ、 レシーバを ィ«させてしまうことが無くなる。 また、 終端抵抗は、 ドライバとは直流電流的 には絶縁されているため、 ドライバが H iや L o wの信号を出力しつづけても、 終端抵抗に直流電流が流れることはなく、 電力を無駄に消費しなレ、。

〔第 1 3の実施形態〕

本発明を好適に実施した第 1 3の実施形態について説明する。 図 3 7に本発明 を適用した高周波終端回路の構成を示す。 この回路は終端抵抗を介して信号回路 を電力源に接続したプルアップ型の終端回路であり、 端子 5 2 aが開放され、 端 子 5 2 bが抵抗 5 4を介して L I L C 5 6の端子 5 6 bに接続されている他は第 1 2の実施形態と同様である。 抵抗 5 4のインピーダンスは、 L I L C 5 4とレ シーバ 5 5とを接続する酉 5 8 bのインピーダンスと等しい。

図 3 8に、 プリント基板上の配線パターンに L I L C 4 2を配置した状態を示 す。 端子 5 2 aは開放されており、 端子 5 2 bは抵抗 5 4を介して L I L C 5 6 の端子 5 6 bに接続された酉 パターン 5 0 bと接続されている。 端子 5 2 cは 、 ドライノく 5 1の出力端子と接続された酉纖パターン 5 0 cに接続されている。 端子 5 2 dは、 レシーバ 5- 5のゲート端子に接続された ¾線パターン 5 0 dと接 続されている。

この終端回路においては、 L I L C 5 2に接続された終端抵抗 5 4は、 L I L C 5 6の端子 5 6 bに接続されており、 端子 5 6 bと対向する端子 5 6 dはダラ ンドに接続されている。 L I L C 5 6は低ィンピーダンスであるため、 抵抗 5 4 はダランドに接続されているものと見なすことができる。

高周波終端回路の動作について説明する。 ドライバ 5 1が出力したパ^^ス信号 波が高周波終端回路を伝わる状態は、 第 1 2の実施形態と同様であり、 ドライバ 5 1が出力したパルス信号波の全ての周波数成分がレシーバ 5 5のゲート端子に 入力されることとなり、 ドライノく 5 1が発したノ、。ルス信号波の波形がレシーバ 5 5のゲート端子に入力信号において忠実に再現される。 よって、 レシーバ 5 5は ドライバ 5 1が出力したノ、。ルス信号と同一の波形の信号波に基づいて 動する。 第 9の実施形態と同様に、 本実施形態に係る高周波終端回路においては、 広い 周波数帯域に亘つて所定値以下のインピーダンスを示す L I L Cの端子に終端抵 抗が接続されており、 これによつてパルス信号の全ての周波数成分が整合終端さ れるため、 一部の周波数成分が終端されずにリンギングを発生させ、 レシーバを «させてしまうことが無くなる。 また、 終端抵抗は、 ドライバとは直流電流的 には絶縁されているため、 ドライバが H iや L o wの信号を出力しつづけても、 終端抵抗に直流電流が流れることはなく、 電力を無駄に消費しない。

〔第 1 4の実施形態〕 . 本発明を好適に実施した第 1 4の実施形態について説明する。 図 3 9に本発明 を適用した高周波終端回路の構成を示す。 この回路は終端抵抗を介して信号回路 を電力源に接続したブルアップ型の終端回路であり、 端子 5 2 bが抵抗 5 4を介 してグランドに接続されている他は第 1 2の実施形態と同様である。 抵抗 5 4の ィンピーダンスは、 L I L C 5 4とレシーバ 5 5とを接続する酉 B/線 5 8 bのイン ピーダンスと等しレ、。

図 4 0に、 プリント基板上の ΙΒ^パターンに L I L C 5 2を配置した状態を示 す。 端子 5 2 aはコィノレ 5 3を介して L I L C 5 6の端子 5 6 bに接続された配 線パターン 5 0 aと接続されている。 端子 5 2 bは、 コイル 5 4を介して L I L C 5 6の端子 5 6 bに接続された パターン 5 0 bに接続されている。 端子 5 2 cは、 ドライバ 5 1の出力端子と接続された酉 パターン 5 0 cに接続されて いる。 端子 5 2 dは、 レシーバ 5 5のゲート端子に接続された酉 S /線パターン 5 0 dと接続されている。

本実施形態に係る高周波終端回路の動作は、 第 1 2の実施形態及び第 1 3の実 施形態とほぼ同様であるが、 L I L C 5 2の入り口側及び出口側の両方に終端抵 抗が接続されているため、 ドライバ 5 1が出力するパルス電磁波をより確実に終 端することが可能となる。

なお、 上記実施形態は本発明の好適な実施の一例であり本発明はこれらに限定 されることはなレ、。

例えば、 上記実施形態においては、 L P F回路や H P F回路は一次の構成を例 に説明を行ったが、 高次の L P F回路や H P F回路に本発明を適用することも可 能である。 接続する場合を例に説明を行ったが、 電源及びグランドの両方に終端抵抗を接続 してテブナン接続としても良い。

また、 ドライバやレシーバなどは上記各実施形態に示した構成に限定されるこ とはない。

このように、 本発明は様々な変形が可能である。 産業上の利用可能性

以上の説明によって明らかなように、 本発明によれば、 広い周波数帯域に亘っ て所望の回路特性が得られる広帯域回路を少ない回路素子数で構成できる。

Claims

請求の範囲

1 . 信号伝送用導体と接地導体とこれらの導体の間に介在する誘電体とを 含む伝送線路を介して回路素子が接続された広帯域回路であって、

一対の導体が対向した四端子の線路構造で、 いずれの端子に接続される導電体 よりもインピーダンスが低く誘電体の透過損失としての t a n Sを 0 . 0 5以上 とした、 線路の長さのおよそ 4倍よりも波長力 S短い電磁波の周波数帯域を対象周 波数帯域とする線路素子が肅己伝送線路に挿入され、 前記対象周波数帯域の電磁 波に対する低インピーダンス素子として用いられたことを特徴とする広帯域回路

2 . 前!^路素子が挿入された前記伝送線路によって、 信号電磁波を出力 する信号源と入力された信号に応じて «3する受動素子とが接続された広帯域回 路であって、

前記伝送線路に挿入された線路素子は、 前記信号電磁波のスぺクトル 少なく とも一部を前記対象周波数帯域に含み、

前言線路素子の一対の導体の一方は、 一端が前記信号源の出力端子に、 他端が 前記受動素子の入力端子にそれぞれ接続され、 他方は両端ともグランドに接続さ れたことを特徴とする請求項 1記載の広帯域回路。

3 . 前記信号源と前言 路素子とが前記対象周波数帯域にぉ 、てリアクタ ンス成分を主として有する素子を介して接続されたことを特徴とする請求項 2記 載の広帯域回路。

4. 前記信号源と前言 ¾線路素子とが抵抗を介して接続されたことを特徴と する請求項 2記載の広帯域回路。

5 , 前記信号源から 線路素子まで伝搬した信号電磁波のうち、 前記線路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 前記線路素子によつて反射 され、

前 路素子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 前雄路素子を介して前記 受動素子側に伝搬し、

直流成分は、 前 ia線路素子の一対の導体のうち前記信号源及び前記受動素子に 接続された一方を介して前記受動素子側に透過することを特徴とする請求項 2か ら 4のいずれか 1項記載の広帯域回路。

6 . 前言 路素子が挿入された前記伝送線路によって、 信号電磁波を出力 する信号源と入力された信号に応じて する受動素子とが接続された広帯域回 路であって、

前記伝送線路に挿入された線路素子は、 前記信号電磁波のスぺクトルの少なく とも一部を前記対象周波数帯域に含み、

前雄路素子の一対の導体の一方は、 一端が前記信号源の出力端子に接続され るとともに他端が電気的に開放され、 他方は iff己受動素子側の端が該受動素子の 入力端子に接続されるとともに、 少なくとも一端が前記対象周波数帯域において リアクタンス成分を主として有する素子を介してグランドに接続されたことを特 徴とする請求項 1記載の広帯域回路。

7. 前 lam路素子が挿入された前記伝送線路によって、 信号電磁波を出力 する信号源と入力された信号に応じて作動する受動素子とが接続された広帯域回 路であって、

siit己伝送線路に挿入された線路素子は、 sin己信号電磁波のスぺクトルの少なく とも一部を前記対象周波数帯域に含み、

前 ia锒路素子の一対の導体の一方は、 一端が前記信号源の出力端子に接続され るとともに他端は電気的に開放され、 他方は tin己受動素子側の端が該受動素子の 入力端子に接続されるとともに、 少なくとも一端が抵抗を介してグランドに接続 されたことを特徴とする請求項 1記載の広帯域回路。

8 · 前記信号源から ^ΠΕ^路素子まで伝搬した信号電磁波のうち、 前 1¾線路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 該線路素子の一対の導体の うち前記受動素子の入力端子に接続された一方とグランドとを含む線路を介して 前記受動素子側に伝搬し、

前記線路素子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 該線路素子内に侵入して減 衰することを特徴とする請求項 6又は 7記載の広帯域回路。

9. 第 1及び第 2の tiiia線路素子が揷入された前記伝送線路によって、 信 号電磁波を出力する信号源と入力された信号に応じて «する受動素子と力 S接続 された広帯域回路であって、

前記第 1及び第 2の線路素子は、 前記信号電磁波のスぺクトルの少なくとも一 部を各々の前記対象周波数帯域にそれぞれ含み、

前記第 1の線路素子の一対の導体の一方は、 一端が前記信号源の出力端子に接 続されるとともに他端が電気的に開放され、 «は前記信号源と反対側の端が前 記第 2の線路素子の一対の導体の一方に接続されるとともに、 少なくとも一端が 該第 1の線路素子の対象周波数帯域においてリアクタンス成分を主として有する 素子又は抵抗を介してグランドに接続され、

前記第 2の線路素子の一対の導体のうち一端が前記第 1の線路素子と接続され た一方は、 他端が前記受動素子の入力端子に接続され、 他方は両端ともグランド に接続されたことを特徴とする請求項 1記載の広帯域回路。

1 0. 前記第 1の線路素子と前記第 2の線路素子と力 該第 2の線路素子 の対象周波数帯域においてリアクタンス成分を主として有する素子又は抵抗を介 して接続されたことを特徴とする請求項 7記載の広帯域回路。

1 1 . 前記信号源から前記第 1の線路素子まで伝搬した信号電磁波のうち 前記第 1の線路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 該第 1の線路素子の —対の導体のうち liflB第 2の線路素子の導体と接続された一方とグランドとを含 む線路を介して前記第 2の線路素子側に伝搬し、

前記第 1の線路素子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 該線路素子内に侵入 して減衰し、

前記第 2の線路素子まで伝搬した信号電磁波のうち、

該第 2の線路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 該第 2の線路素子によ つて反射され、

該第 2の線路素子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 前記第 2の線路素子を 介して tfilB受動素子側に伝搬することを特徴とする請求項 9又は 1 0記載の広帯 域回路。

1 2. 第 1及び第 2の前言線路素子が挿入された前記伝送線路によって、 信号電磁波を出力する信号源と入力された信号に応じて する受動素子とが接 続された広帯域回路であつて、

前記第 1及び第 2の線路素子は、 前記信号電磁波のスぺク トルの少なくとも一 部を各々の前記対象周波数帯域にそれぞれ含み、

前記第 1の線路素子の一対の導体の一方は、 一端が前記信号源の出力端子に、 他端が前記第 2の線路素子の一対の導体の一方にそれぞれ接続され、 他方は両端 ともグランドに接続され、

前記第 2の線路素子の一対の導体のうち一端が前記第 1の線路素子と接続され た一方は、 他端が電気的に開放され、 他方は前記受動素子側の端が該受動素子の 入力端子に接続されるとともに、 少なくとも一端が該第 2の線路素子の対象周波 数帯域においてリアクタンス成分を主として有する素子又は抵抗を介してグラン ドに接続されたことを特徴とする請求項 1記載の広帯域回路。

1 3 . 前記信号源から前記第 1の線路素子まで伝搬した信号電磁波のうち 前記第 1の線路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 該第 1の線路素子に よって反射され、

前記第 1の線路素子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 該第 1の線路素子を 介して前記第 2の線路素子側に伝搬し、

前記第 2の線路素子まで伝搬した信号電磁波のうち、

前記第 2の線路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 該第 2の線路素子の 一対の導体のうち前記受動素子の入力端子に接続された一方とダランドとを含む 線路を介して前記受動素子側に伝搬し、

前記第 2の線路素子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 該第 2の線路素子内 に侵入して減衰することを特徴とする請求項 1 2記載の広帯域回路。

1 4. 第 1及び第 2の前言 5^路素子が挿入された前記伝送線路によって、 信号電磁波を出力する信号源と入力された信号に応じて «する受動素子とが接 続された広帯域回路であって、

前記第 1及び第 2の線路素子は、 前記信号電磁波のスぺク トルの少なくとも一 部を各々の前記対象周波数帯域にそれぞれ含み、

前記第 1の線路素子の一対の導体の一方は、 一端が前記信号源の出力端子に、 他端が前記受動素子の入力端子にそれぞれ接続され、 他方は両端ともグランドに 接続され、

前記第 2の線路素子の一対の導体の一方は、 一端が前記信号源の出力端子に接 続されるとともに他端が電気的に開放され、 »は前記受動素子側の端が該受動 素子の入力端子に接続されるとともに、 少なくとも一端が該第 2の線路素子の対 象周波数帯域においてリアクタンス成分を主として有する素子又は抵抗を介して グランドに接続されたことを特徴とする請求項 1記載の広帯域回路。

1 5. 前記信号源から前記第 1の線路素子まで伝搬した信号電磁波のうち 前記第 1の線路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 該第 1の線路素子の 一対の導体のうち前記受動素子の入力端子に接続された一方とダランドとを含む 線路を介して前記受動素子側に伝搬し、

前記第 1の線路素子の対象周波数帯域外の周 数成分は、 該第 1の線路素子内 に侵入して減衰し、

前記信号源から前記第 2の線路素子まで伝搬した信号電磁波のうち、 前記第 2の線路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 該第 2の線路素子に よって反射され、

前記第 2の線路素子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 該第 2の線路素子を 介して前記受動素子側に透過することを特徴とする請求項 1 4記載の広帯域回路

1 6. 前記信号源と StilB第 1の線路素子と力 該第 1の線路素子の対象周 波数帯域においてリアクタンス成分を主として有する素子又は抵抗を介して接続 されたことを特徴とする請求項 1 2から 1 5のいずれか 1項記載の広帯域回路。

1 7. 前曾識路素子が揷入された前記伝送線路によって、 信号電磁波を出 力する信号源と入力された信号に応じて «する受動素子とが接続された広帯域 回路であって、

前記伝送線路に挿入された線路素子は、 魔己信号電磁波のスぺク トルを tins対 象周波数帯域に含み、

前識路素子の一対の導体の一方は、 一端が前記信号源の出力端子に他端が前 記受動素子の入力端子にそれぞれ接続され、 «は少なくとも一端が終端抵抗を 介してダランドに接続されたことを特徴とする請求項 1記載の広帯域回路。

1 8 . 前記信号源から前 ΙΒ^路素子まで伝搬した信号電磁波のうち、 前記線路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 該線路素子の一対の導体の うち前記信号源及び前記受動素子に接続された一方とグランドとを含む線路を介 して前記受動素子側に伝搬し、

前記線路素子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 該線路素子を介して前記受 動素子側に伝搬し、

直流成分は、 前記線路素子の一対の導体のうち前記信号源及び前記受動素子に 接続された一方を介して前記受動素子側に透過することを特徴とする請求項 1 7 記載の広帯域回路。

1 9. 第 1の前 ΙΗ^路素子が挿入された前記伝送線路によって、 信号電磁 波を出力する信号源と入力された信号に応じて する受動素子とが接続され、 編己信号源に電力を供給する電力源と前記第 1の線路素子とが第 2の線路素子を 介して接続された広帯域回路であって、

前記第 1及び第 2の線路素子は、 前記信号電磁波のスぺクトルを前記対象周波 数帯域に含み、

前記第 1の線路素子の一対の導体の一方は、 一端が信号源の出力端子に他端が 受動素子の入力端子にそれぞれ接続され、 他方は少なくとも一端が、 終端抵抗を 介して ¾ίίϊ己第 2の線路素子に接続され、

前記第 2の線路素子の一対の導体の一方は、 一端が前記終端抵抗を介して前記 第 1の線路素子に接続され、 他端が前記電力源に接続され、 他方は両端ともグラ ンドに接続されたことを特徴とする請求項 1記載の広帯域回路。

2 0. 前記信号源から前記第 1の線路素子まで伝搬した信号電磁波のうち 前記第 1の線路素子の対象周波数帯域内の周波数成分は、 該第 1の線路素子の 一対の導体のうち前記信号源及び前記受動素子に接続された一方とダランドとを 含む線路を介して前記受動素子側に伝搬し、

前記第 1の線路素子の対象周波数帯域外の周波数成分は、 該第 1の線路素子を 介して前記受動素子側に伝搬し、

直流成分は、 前記第 1の線路素子の一対の導体のうち前記信号源及び前記受動 素子に接続された一方を介して前記受動素子側に透過することを特徴とする請求 項 1 9記載の広帯域回路。

2 1 . 前記終端抵抗は、 該終端抵抗が接続されていない前言 路素子の導 体の該終端抵抗が接続された側の端に接続される信号伝送用導体と等しレ、抵抗値 を備えることを特徴とする請求項 1 7カゝら 2 0のいずれか 1項記載の広帯域回路

2 2. 前記信号源と、 該信号源に電力を供給する電力源とを接続する電力 供給線路に前言 3^路素子がさらに配置され、

廳己電力供給線路に配置された前言纖路素子の前記一対の導体の一方は、 一端 が編己信号源の電力端子に、 他端が電力源に接続され、 他方は両端ともグランド に接続されたことを特徴とする請求項 1 7から 2 1のいずれか 1項記載の広帯域 回路。

2 3. 前記信号伝送用導体が ¾線パターンとして、 前記接地導体がグラン ドプレーン及ひ亥グランドプレーンに接続された酉 S;線パターンとして形成された プリント基板上に、 前記信号源及び前記受動素子が実装され、

該プリント基板に実装された前記線路素子は、 前記一対の導体それぞれの少な くとも一端が前記信号伝送用導体及び前記接地導体の酉 パターンに各々接続さ れて、 前記伝送線路に挿入されたことを特徴とする請求項 2から 2 2のいずれか 1項記載の広帯域回路。