WO2002099989A1

WO2002099989A1 - Appareil de systeme de communication a spectre etale

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Publication number: WO2002099989A1
Application number: PCT/JP2002/005267
Authority: WO
Inventors: Katsutoshi Itoh
Original assignee: Sony Corporation
Priority date: 2001-06-01
Filing date: 2002-05-30
Publication date: 2002-12-12
Also published as: JP2003051764A; EP1309096B1; EP1309096A1; EP1601115A2; DE60214107D1; DE60229075D1; EP1601115A3; US20040037351A1; EP1309096A4; US7283581B2; DE60214107T2; EP1601115B1; JP3637884B2

Description

明細: スぺクトラム拡散通信システム装置技術分野

本発明は、 A Z D変換速度や伝播路推定方法などの受信機パラメ —夕の制御を行うスぺクトラム拡散通信システム装置に関する。背景技術

従来使用されている適応変調 ·符号化率通信方式では、誤り訂正符号の符号化率と、多値変調度数とが伝播路品質に応じて変化される。すなわち、この方式は、伝播路品質が良いユーザには雑音耐久特性を犠牲にする一方で高速データ通信を提供し、伝播路品質が悪いユーザには雑音耐久特性を重視し低速データ通信を提洪する。

このような適用変調を用いた通信方式は、 GSM EDGE, HDR等の無線通信システムにも採用されている。更に、 W- CDMAにおいても同様の方式が追加採用される見こみである。

適応変調 ·符号化率通信方式の一例を下記の表 1を参照して説明する。

まず、受信データの品質を示す受信品質データが受信機から基地に送信される。基地局では、受信品質データは四段階（モード 0 — 3 ) に分類される。モード 0のとき品質が最も低く、モード 3のとき品質が最も高い。基地局では、受信品質データのモードに基づき、表 1に示すように符号化方式および変調方式が選択される。表 1には R=l/2と R = 3/4で表された 2つの符号化方式が示されており、ここで、 R=l/2 の符号化方式では入力データ 1 ビットにつき 1 ピットの冗長ビットが付加され、 R=3/4 の符号化方式では入力デ一夕 3 ビットにっき 1 ビットの冗長ピットが付加される。変調方式には周知の QPSK、 16- QAM、 64 - QAMがある。

ここで、データ転送量の関係は、次の様に表される。

(R=l/2， QPSK) < (R=l/2, 16- QAM) < (R=3/4, 16-QAMX (R=3/4, 64- QAM)

一方、雑音耐久特性の関係は、次の様に表される。

(R=l/2, QPSK) > (R=l/2, 16- QAM) > (R=3/4， 16-QAM)> (R=3/4,

64QAM)

このように、データ転送量と雑音耐久特性は相反する関係となる, よって、表 1 に示すように符号化方式および変調方式を選択すれば、品質が最も低いモード 0においては、雑音耐久特性が高い通信が行なえる。また、品質が最も高いモード 3においては、データ転送量が多い通信が行なえる。

上記のような従来の技術では、受信品質データは受信機から基地局に送信され、基地局では受信品質データに基づいて最適な変調方式及び符号化方式の組み合わせが選択される。このため、受信機では基地局が対応する変調方式、符号化方式の全ての組み合わせにおいて良好な受信特性を保つことが必要となる。

変調方式 QPSK、 16- QAMおよび 64- QAMを比較すると、 64-QAMは、他に比較して受信タイミングずれおよび同期検波誤差等による影響を受けやすい。第 1図に、各変調方式での受信タイミングずれの影響を比較したグラフを示す。第 1図に示される様に、 64- QAMが受信タイミングずれによる影響を最も大きく受ける。第 2図に、各変調方式での同期検波誤差の影響を比較したグラフを示す。第 2図に示す様に 64- QAM が受信タイミングずれによる影響を最も大きく受ける。

64-QA 及び 1 6- QAMは、移動通信環境に特有なマルチパス干渉に弱い。そこで、 64- QAM又は 1 6- QAMを使用する場合は、効率良く通信を行なうために干渉キャンセラや等化器を用いて干渉を抑圧する必要がある。

よって、適応変調，符号化率通信方式に対応した受信機では、受信タイミングずれ等により各受信機能の精度劣化が最も生じ易いモード（この場合では、 64- QAM) に合わせて高機能な設計を行う必要がある。

しかしながら、このような高機能は、受信機能の精度劣化が生じないモードで受信する場合は必要ない。

また、一般的に高精度な受信処理を行うには、信号処理を高速化することが必要となり、消費電力が大きくなる。よって、低消費電力が求められる携帯電話などの移動端末では受信に必要な最低限の機能のみを動作させる必要がある。したがって、 64- QAMモード用に設計された機能プロックを常時動作させることには問題がある。

したがって、本発明の目的は、適応変調通信において、受信精度が劣化し易いモードに対応した機能を常時動作させなくてもよい通信装置等を提供することである。発明の開示本発明は、逆拡散装置に関する。本発明にかかる逆拡散装置は、拡散された受信信号を受信する。本発明にかかる逆拡散装置は、受信手段、逆拡散手段、サンプルレート供給手段、制御手段を備える。受信手段は、復調方式を指定する制御信号を有する受信信号を受信する。逆拡散手段は、サンプルレートに基づき、受信信号を逆拡散して、制御信号を出力する。サンプルレート供給手段は、逆拡散手段にサンプルレートを与える。制御手段は、制御信号に基づきサンプルレートを制御する。

上記のように構成された発明によれば、復調方式を指定する制御信号に基づき、制御手段が逆拡散手段のサンプルレートを制御する, これにより、復調方式に応じてサンプルレ一トを適宜低速にすることができ、精度劣化に最も敏感な復調方式に対応した機能（高速なサンプルレート）を常時動作させなくてもよい。

また、本発明は伝播路推定装置に関する。本発明にかかる伝播路推定装置は、拡散された受信信号を受信する。本発明にかかる伝播路推定装置は、受信手段、逆拡散手段、伝播路推定手段、制御手段を備える。

受信手段は、パイ口ット信号および復調方式を指定する制御信号を有する受信信号を受信する。逆拡散手段は、受信信号を逆拡散して、パイ口ッ卜信号および制御信号を出力する。伝播路推定手段は、パイロット信号に基づき受信信号の位相回転量を求める。制御手段は、制御信号に基づき、伝播路推定手段が使用するパイロット信号の長さを制御する。

上記のように構成された発明によれば、復調方式を指定する制御信号に基づき、制御手段が、伝播路推定手段により使用されるパイロット信号の長さを制御する。これにより、復調方式に応じて伝播路推定手段により使用されるパイロット信号の長さを適宜長くすることができ、精度劣化に最も敏感な復調方式に対応した機能（使用するパイロット信号の長さを短くする機能）を常時動作させなくてもよい。

さらに、本発明は逆拡散装置に関する。本発明に関する逆拡散装置は、拡散された受信信号を受信する。'本発明に関する逆拡散装置は、受信手段、逆拡散手段、制御手段を備える。

受信手段は、パイ口ット信号および復調方式を指定する制御信号を有する受信信号を受信する。逆拡散手段は、受信信号を逆拡散して、パイロット信号および制御信号を出力する。制御手段は、制御信号に基づき、逆拡散手段が逆拡散するパイロット信号の長さを制御する。

上記のように構成された発明によれば、復調方式を指定する制御信号に基づき、制御手段が、逆拡散されるパイロット信号の長さを制御する。これにより、復調方式に応じて逆拡散されるパイロット信号の長さを適宜長くすることができ、精度劣化に最も敏感な復調方式に対応した機能（逆拡散されるパイ口ット信号の長さを短くする機能）を常時動作させなくてもよい。図面の簡単な説明第 1図は、各変調方式（QP SK, 1 6- QAM， 64QAM) と受信タイミングずれの影響を比較したグラフである。

第 2図は、各変調方式（QP SK, 1 6- QAM, 64QAM) と同期検波誤差の影響を比較したグラフである。

第 3図は、適応変調通信方式の基地局の構成を示すブロック図である。

第 4 A図乃至第 4 C図は、各変調方式（QPSK、 16-QA , 64- QAM) のシンポルマップを示す図であり、 QPSKのシンポルマップ（第 4 A 図）、 16- QAM のシンポルマップ（第 4 B図）、 64- QAM のシンポルマップ（第 4 C図）を示す。

第 5図は、適応符号化ノ変調部 1109 の詳細構成を示すブロック図である。

第 6図は、基地局が送受信共用装置 1101 を介してユーザ端末と送受信する信号の内容を示す図である。

第 7図は、本発明の実施形態にかかるユーザ端末（受信装置）の構成を示すブロック図である。

第 8図は、位相回転量を示す図である。

第 9図は、平均を求める際に使用するパイロット信号の長さを示す図である。

第 1 0 A図乃至第 1 0 C図は、データのトリガタイミング用 SYNC パルスの周期を変化させる際のタイムチャートであり、64- QAMデー夕転送（第 1 O A図）、 16-QAM転送（第 1 0 B図）、 QPSK転送（第 1 0 C図）の状態を表す。

第 1 1 A図乃至第 1 1 C図は、データ転送クロック速度を変化させる際のタイムチヤ一トであり、 64- QAMデ一夕転送（第 1 1 A図）、 16-QAM転送（第 1 1 B図）、 QPSK転送（第 1 1 C図）の状態を表す。第 1 2図は、本発明の実施形態の動作を示すフローチヤ一トである。

第 1 3図は、本発明の実施形態の変形例の動作を示すフローチヤ —トである。発明を実施するための最良の形態

本発明の実施の形態を説明する前に、本発明の実施の形態が前提としている適応変調通信方式について説明する。

第 3図は、適応変調通信方式の基地局の構成を示すプロック図である。基地局は、送受信共用装置 1101、逆拡散部 1102、復調部 1103、受信品質ビット抽出部 1104、制御部 1105、制御データ生成部 1106、符号化ノ変調部 1107、拡散部 1108、適応符号化 Z変調部 1109、 D/A 変換部 1110を備える。

送受信共用装置 1101 は、後述するユーザ端末から送信される受信品質データ信号を受信する。受信品質データ信号は、ユーザ端末が基地局から受信した信号の品質を示す。受信品質データ信号は、ユーザ端末において拡散および変調されている。また、送受信共用装置 1101 は、 D/A変換部 1110の出力する信号をユーザ端末に送信する。

逆拡散部 1102 は、受信品質データ信号を逆拡散して出力する。復調部 1103は、逆拡散部 1102の出力を復調して出力する。これにより、拡散および変調がなされる前の状態の受信品質データ信号が生成される。受信品質ビット抽出部 1104 は、受信品質データ信号からユーザ端末が基地局から受信した信号の品質情報（受信品質デ一夕という）を抽出する。

制御部 1105 では、抽出された受信品質データに従い、ュ一ザ端末に送出する通信対象デ一夕、制御信号およびパイロッ卜信号を符号'化する符号化方式および変調する変調方式を決定する。

ここでは説明を簡素化するため表 2 に示す四種類の組み合わせから選択することにする。

表 2 モード符号化方式変調方式

0 R = 1 /2 Q P S K

1 R = 1 /2 1 6 - Q AM

2 R = 3 /4 1 6 - Q AM

3 R = 3 /4 6 4 - Q AM

表 2には R=l/2と R=3/4で表された.2つの符号化方式示されおり . ここで R=l/2の符号化方式は入力データ 1 ビットにつき 1 ビットの冗長ビットが付加され。 R=3/4の符号化部は入力データ 3 ビットにつき 1 ビットの冗長ビットが付加される。

R=l/2 の符号は冗長ビット数が多いので誤り訂正能力が高いが、送信可能な通信対象データが少なくなる。一方、 R-3/4の符号誤り訂正能力は R=i/2よりも低いが、送信可能な通信対象データは多くなる。

変調方式には QPSK：、 16 - QAM、 64- QAM を使用する。これらの変調方式のシンポルマップを第 4 A図乃至第 4 C図に示す。第 4 A図に示すように、 QPSK変調では符号化された 2 ビットのデ一夕を 1シンポルにマップする。第 4 B図に示すように、 16-QAMでは 4 ビットのデータを 1シンポルにマツプする。第 4 C図に示すように、 64-QAM では 6ビットのデ一タを 1 シンポルマップする。

第 4 A図乃至第 4 C図を参照して、送信可能なシンポルレ一トが一定場合、送信可能なデータ量は、 1.シンポルあたりにマッピングされるビット数が最も多い 64QAMが最大となり、 QPSKが最も少ない _c 一方で 64QAMでは、隣り合わせるシンボル間との距離が短くなることから雑音に弱く、同レベルの雑音時の誤り特性は QPSK が最も良い。

このように、データ転送量の関係は、次の様に表される。

(R=l/2, QPSK) く（R=l/2, 16- QAM) く (R=3/4, 16- QAM)く（R=3/4， 64QAM)

一方、雑音耐久特性の関係は、次の様に表される。

(R=l/2, QPSK) > (R=l/2, 16- QAM) > (R=3/4, 16-QAM)> (R=3/4, 64QAM)

制御部 1105 は、雑音の少ない良好な伝播路の場合（受信品質が良好な塲合）にはデータ転送量が多い符号化/変調の組み合わせを選択する。制御部 1105 は、雑音が多い劣悪な伝播路の場合（受信品質が劣悪な場合）にはデータ転送量を抑圧し、雑音耐久特性を強化する符号化/変調の組み合わせを選.択する。

制御データ生成部 1106では、制御部 1105にて選択された符号化ノ変調方式をユーザ端末に伝えるための制御信号を生成する。符号化 Z変調部 Π07は予め定められた方式にて制御データ生成部 1106 の出力を符号化/変調処理する。通常、 QPSK変調を行なう。

拡散部 1108は、パイロット信号、適応符号化 Z変調部 1109から出力される通信対象データおよび符号化ノ変調部 1107 から出力される制御信号をそれぞれ別の拡散符号を用いて拡散する。

適応符号化/変調部 U09では、制御部 1105 にて選択された符号化方式及び変調方式に従って、通信対象データ（例えば、パケットデータ）を符号化ノ変調処理する。適応符号化 Z変調部 1109 の詳細構成を第 5図に示す。適応符号化/変調部 1109 は、スィッチ 1601, 1604、符号化部 1602a- d、変調部 1603a- d を有する。スィッチ 1601， 1604を操作することで、入力側の符号化部 1602a- d及び出力側の変調部 1603a- d からなる複数の直列回路（ 1602a- 1603a、 1602b- 1603b、 1602c- 1603c、 1602d-l 603d) のいずれか一つが制御部 1105 にて選択された符号化方式及び変調方式に従って選択される。符号化部 1602a - dは、入力された信号に誤り訂正符号を付加してすなわち、符号化して出力する。変調部 1603a- d は、符号化部 1602a- d により符号化された信号を変調シンポルマッピングしてすなわち、変調して出力する。

D/A変換部 1110は、拡散部 1108の出力するデジタル信号をアナログ信号に変換して送受信共用装置 1101 に出力する。

ここで、第 6図に基地局が送受信共用装置 1101 を介してユーザ端末と送受信する信号の内容を示す。送受信共用装置 1101 は、ュ一ザ端末から送出される受信品質データ信号 2 を上り制御チヤネルにおいて受信し、制御信号 4をユーザ端末に下り制御チャネルにおいて送信する。なお、制御信号は上記のように受信品質データ信号 2に基づき定められる。さらに、制御信号の送信直後に通信対象デ一夕 6をユーザ端末に下りデータチゃネルにおいて送信する。

本発明の実施形態は、ユーザ端末に関するものであり、以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。

第 7図は、本発明の実施形態にかかるユーザ端末（受信装置）の構成を示すブロック図である。ユーザ端末は、送受信共用装置 101、 A/D変換部 111、逆拡散部 102、制御データ復調，復号部 103、制御部 104、デ一夕復調 ·復号部 105、伝播路推定部 106、受信品質推定部 107、受信品質ビット揷入部 108、変調部 109、拡散部 110、サンプルレー卜供給部 112、干渉抑圧部 113を備える。

送受信共用装置 101は、基地局（第 3図参照）から送信される信号を受信する。この受信した信号を受信信号という。受信信号は、通信対象データ、パイ口ット信号および制御信号を有し、基地局において拡散および変調されている。なお、制御信号は変調方式すなわち.復調方式を指定している。例えば、受信信号が基地局において QPSKで変調されたということを制御信号が示していれば、復調方式は QPSKでなければならない。すなわち、復調方式として QPSKを指定していることになる。なお、制御信号は同様に復号方式も指定している。また、送受信共用装置 101 は、拡散部 110の出力する受信品質データ信号を基地局に送信する。

A/D変換部 111 および逆拡散部 102は、受信信号を逆拡散して、通信対象デ一夕、パイ口ッ卜信号および制御信号を出力する逆拡散手段を構成する。あるいは逆拡散部 102のみを逆拡散手段ととらえることもできる。この場合は、送受信共用装置 101および A/D変換部 111 が受信手段となる。 A/D変換部 111 は、受信信号をデジタル信号に変換する。逆拡散部 102は、デジタル化された受信信号を逆拡散し、通信対象データ、パイ口ット信号および制御信号を出力する。

干渉抑圧部 113は、 A/D変換部 111 の出力におけるマルチパス干渉を抑圧する。移動通信環境に特有なマルチパス干渉の抑圧は、樋口他" CDMA下りリンクにおけるマルチパス干渉キヤンセラを用いる超高速パケット伝送特性" （電子情報通信学会技術研究報告 RCS2000-134 2000 年 10 月）などに見られる干渉キャンセラや、 Hoo 1 i他 'Multiple Access Interference suppress ion with Linear Chip Equalizers in WCDMA Downlink Receivers" ， Pr oc. Global Telecommunications Conf . Pp.467-471. Nov. 1999などに見られる等化器を用いる。例えば、逆拡散部 102のパイロット信号出力を干渉抑圧部 Π3 に入力し、パイロット成分から伝播路特性を推定し、適応的に伝播路特性を等化する。

干渉抑圧部 113 による処理は、サンプルレ一トにおける処理となるため、極めて高速な演算処理が要求され、大きな電力を消費する。よって、常に干渉抑圧部 113によりマルチパス干渉を抑圧させることは好ましくない。一方、変調方式が 64- QAMや 16- QAMである場合は、変調方式が QPSK である場合に比べてマルチパス干渉に弱い。そこで、制御部 104が復調方式を読み出し、干渉抑圧部 113に送る。そして、干渉抑圧部 113は復調方式が 64- QAMや 16- QAMである塲合はマルチパス干渉を抑圧し、復調方式が QPSK である場合はマルチパス干渉を抑圧しない。

制御データ復調 ·復'号部 103は、制御信号を予め定められた方式で復調かつ復号する。例えば、制御信号は QPSK変調することが予め定められているならば、 QPSK方式により復調する。

制御部 104は、制御データ復調 ·復号部 103から出力された制御信号から、指定された復調方式および復号方式を読み出す。そして、指定された復調方式に基づき、 A/D変換部 111、逆拡散部 102、デー夕復調 ·復号部 105、伝播路推定部 106、サンプルレート供給部 112 および干渉抑圧部 113を制御する。制御の詳細については、データ復調 · 復号部 105、伝播路推定部 106およびサンプルレート供給部 112 についての記載と共に説明する。なお、干渉抑圧部 113の制御については先に説明した通りである。

データ復調 ·復号部 105 は、逆拡散部 102から出力された通信対象データを復調および復号する。復調方式および復号方式は、制御信号において指定されており、制御部 104から送られる。

伝播路推定部 106'は、逆拡散部 102から出力されたパイロット信号に基づき位相回転量を求める。位相回転量は、第 8図に示すように、受信信号と期待する受信信号との位相差である。位相回転量は、パイロットチャネル上に付加される雑音成分の影響を考慮して、 M 個のパイロットシンポルの平均後に求める。ここで、使用するパイロットシンボルの個数、すなわち使用するパイロッ卜信号の長さを、制御信号において指定された復調方式に基づき定める。復調方式は制御部 104から送られる。

パイロットシンポルに付加される雑音量は伝播路特性により異なるため、伝播路特性に応じてパイロット信号の長さ（パイロッ卜シンポルの個数）を変化させることが有効である。すなわち、雑音量が多ければ、平均を求める際に使用するパイロット信号の長さを長くして雑音による影響を小さくすることが好ましい。雑音量が少なければ、平均を求める際に使用するパイロット信号の長さを短くしてできるだけ瞬時のデータ（位相回転量）を求めることが好ましい。

ここで、雑音量が多ければ、制御信号において指定された復調方式が QPSKである。そこで、制御部 104から送られた復調方式が QPSK であるならば、伝播路推定部 106 は、平均を求める際に使用するパィロット信号の長さを長くする。一方、雑音量が少なければ、制御信号において指定された復調方式が 64QAMである。そこで、制御部 104から送られた復調方式が 64QAMであるならば、伝播路推定部 106 は、平均を求める際に使用するパイロット信号の長さを短くする。このようにして定めた、平均を求める際に使用するパイロット信号の長さを第 9図に示す。復調方式が 64QAMにおいてパイロット信号の長さが最も短く（パイロットシンポルは 6個）、復調方式が QPSK においてパイロット信号の長さが最も長い（パイロットシンポルは 2 0個）。復調方式が 16- QAMにおいては、パイロット信号の長さは中程度である（パイロットシンポルは 1 0個）。

なお、パイロット信号の長さの制御について、制御部 104が伝播路推定部 106 を制御することを想定して説明した。しかし、逆拡散部 102が逆拡散するパイ口ット信号の長さを制御部 104が制御することも可能である。 64QAMにおいて逆拡散するパイロット信号の長さが最も短く、復調方式が QPSK において逆拡散するパイロット信号の長さが最も長い。復調方式が 1 6- QAM においては、逆拡散するパイロッ卜信号の長さは中程度とする。

受信品質推定部 1 07では下りデータチャネルの信号対雑音比を推定する。信号対雑音比の推定は、下りデータチャネルと符号多重して並列して送信されるパイロットチャネルシンポルの信号対雑音比を求め、パイロットチャネル電力とデ一夕チャンネル電力差を加味して以下のように算出する。

Pilot _avg ^ ~ P\i

Pilot一 Noise =— ^ (P[i] - Pilot _ avgf Pilot _Sig = Pilot _avg²

puot _SNR

Data—SNR = Pilot _SNR + power _offset[dB] where：

P[i]ョ受信パイロットシンボル

power—offset≡ rfoia電力対パイ口ット電力比受信品質ビッ卜揷入部 1 08 は、推定された受信品質推定値 (Da t a— SNR)を、ユーザ端末が基地局に向けて送信するユーザ端末送信信号に揷入し、受信品質デ一夕信号として出力する。変調部 1 09 は、受信品質データ信号を変調して出力する。拡散部 1 10は、変調された.受信品質データ信号を拡散して送受信共用装置 101に出力する。 ―ト供給部 112は、逆拡散部 102および A/D変換部 111 のサンプルレートを供給する。ここで、サンプルレートを制御信号で指定された復調方式に基づき定める。復調方式は制御部 104から送られる。

A/D変換部 111 では、アナログ受信信号をデジタル信号に変換する。 A/D変換は、ベースバンド部にて細かな同期処理を行うために拡散チップレートをオーバ一サンプルして変換される。 W- CDMAのような広帯域な受信信号を処理する場合には、高速な A/D変換が求められる一方で、受信特性を維持できる最低限のオーバーサンプルレ —トを選択することが低消費電力化を実現するために重要である。 QPSK変調を用いる W-CDMAにおいては、一般的に 4または 8オーバ —サンプルが妥当である。また、 16- QAM変調においては、より大きいサンプルレートが求められる。さらに、 64 - QAM変調においては、 16 - QAM変調の場合より大きいサンプルレートが求められる。

そこで、制御部 104から送られた復調方式が QPSK変調ならば、サンプルレート供給部 112は、チップレートの 4倍のサンプルレ一トを供給する。制御部 104から送られた復調方式が 16-QAM変調ならば、サンプルレート供給部 112は、チップレートの 8倍のサンプルレートを供給する。制御部 104から送られた復調方式が 64QAM変調ならば、サンプルレ一卜供給部 112は、チップレートの 1 6倍のサンプルレートを供給する。

このように、サンプルレ一ト供給部 112は、 64- QAM変調の場合のみチップレートの 1 6倍のサンプルレートを供給する。他の変調方式の場合は、より低いサンプルレートを供給する。

サンプルレート供給部 112がサンプルレートを供給する方法には、第 1 O A図乃至第 1 0 C図に示すように、データのトリガタイミング用 SYNC パルスの周期を変化させることで可能である。なお、第 1 0 A図は 64QAMデータ転送、第 1 0 B図は 16- QAM転送、第 1 0 C図は QPSK転送の様子を表したものである。

また、第 1 1 A図乃至第 1 1 C図に示すように、データ転送クロック速度を変化させることにより実現することも可能である。なお. 第 1 1 A図は 64QAMデータ転送、第 1 1 B図は 16- QAM転送、第 1 1 C図は QPSK転送時の様子を表したものである。

次に、本発明の実施形態の動作を第 1 2図のフローチャートを参照して説明する。

まず、送受信共用装置 101 は、制御信号を受信する（S 1 0 )。受信された制御信号は、 A/D変換部 111 によりデジタル化され、逆拡散部 102により逆拡散され、制御デ一夕復調 ·復号部 103により復調および復号される。なお、制御信号は基地局において、 QPSK 変調されることに定められているものとする。そこで、サンプルレ —トは、チップレ一トの 4倍といった最小の値とする。また、復調方式は QPSK方式となる。さらに、平均を求める際に使用するパイロット信号の長さ（パイロットシンポルの個数）あるいは逆拡散するパイロット信号の長さを最大長である 2 0個とする。

制御部 104は、制御データ復調 ·復号部 103から出力された制御信号から、指定された復調方式および復号方式を読み出す（ S 1 2 )_c ここで、制御部 104は、通信対象データを受信したか否かを判定する（S 1 4 )。通信対象データを受信していなければ（S 1 4、 N o )、制御信号の受信（ S 1 0 ) に戻る。通信対象データを受信していれば（ S 1 4、 Y e s )、 A/D変換部 111等のサンプルレ一トぉよび平均を求める際に使用するパイロット信号の長さ（パイロットシンポルの個数）を決定する。制御信号において指定された復調方式が QPSKならば（S 1 6、 Y e s ), サンプルレートおよび平均を求める際に使用するパイ口ット信号の長さ（パイロット平均長という）は、変更しない。すなわち、制御部 104は、サンプルレート供給部 112を制御して、サンプルレートをチップレートの 4倍といった最小の値とする。また、制御部 104は；伝播路推定部 106 を制御して、パイ口ット平均長を最大長である 2 0個とする。なお、制御部 104は、逆拡散部 102を制御して、逆拡散するパイロット信号の長さ（パイロットシンボルの個数）を最大長である 2 0個としてもよい。なお、制御部 104は、干渉抑圧部 1 1 3 を制御してマルチパス干渉の抑圧を停止したままとする。

復調方式が QPSK ということは、処理は低速でよいので、サンプルレートは低くてよい。しかし、付加される雑音が大きいことが予測されるため、パイロット平均長を大きく取って、雑音を抑制する必要がある。そこで、サンプルレートを最小値、パイロット平均長を最大値とする。また、復調方式が QPSK の場合は、マルチパス干渉に比較的強いため、マルチパス干渉を抑圧しなくても通信への支障が少ない。そこで、マルチパス干渉の抑圧を行なわないことで、消費電力の低減を図る。

制御信号において指定された復調方式が 16-QAMならば（S 1 6、 N oかつ S 2 0、 Y e s ), 制御部 104 は、サンプルレート供給部 112 を制御して、サンプルレートをチップレートの 8倍といった中程度の値とする（S 2 2 )。また、制御部 104は、伝播路推定部 106 を制御して、パイロット平均長を中程度の長さである 1 0個とする ( S 2 4 )₀ なお、制御部 104は、逆拡散部 102 を制御して、逆拡散するパイロット信号の長さ（パイロットシンポルの個数）を中程度の長さである 1 0個としてもよい。そして、制御部 1 04は、干渉抑圧部 1 1 3を制御してマルチパス干渉の抑圧を行なわせる（ S 2 6 )。

復調方式が 1 6 - QAM ということは、処理は中程度の速さなので、サンプルレートは中程度必要である。一方、付加される雑音が中程度であることが予測されるため、パイ口ット平均長を中程度に取つて、雑音抑制と瞬時の位相回転量の計'測とを双方充足することが好ましい。そこで、サンプルレートを中程度の値、パイロット平均長を中程度の値とする。また、復調方式が 1 6 - QAM の場合はマルチパス干渉に弱いため、マルチパス干渉の抑圧を行なう。

また、制御信号において指定された復調方式が 64 QAMならば（ S 1 6 、 N oかつ S 2 0 、 N o )、制御部 1 04 は、サンプルレート供給部 1 1 2 を制御して、サンプルレートをチップレートの 1 6倍といつた最大の値とする（S 3 2 )。また、制御部 1 04 は、伝播路推定部 Γ06を制御して、パイ口ット平均長を最小長である 6個とする（ S 3 4 )。なお、制御部 1 04は、逆拡散部 1 0 2 を制御して、逆拡散するパイロット信号の長さ（パイロットシンポルの個数）を最小長である 6個としてもよい。そして、制御部 1 04は、干渉抑圧部 1 1 3 を制御してマルチパス干渉の抑圧を行なわせる（S 3 6 )。

復調方式が 64QAMということは、処理は高速なので、サンプルレートは大きくなくてはならない。一方、付加される雑音が小さいことが予測されるため、パイ口ット平均長を小さく取って、雑音抑制よりも瞬時の位相回転量を計測することを優先することが好ましい。そこで、サンプルレートを最大値、パイロット平均長を最小値とする。また、復調方式が 64QAMの場合はマルチパス干渉に弱いため、マルチパス干渉の抑圧を行なう。上記のように、サンプルレートおよびパイロット平均長を設定した後に、送受信共用装置 101 は、通信対象データを受信する（S 4 0 )。通信対象データは、 A/D変換部 111 によりデジタル化され、逆拡散部 102により逆拡散される。逆拡散された通信対象データはデ —夕復調 ·復号部 105 に送られ、復調および復号される。なお、復調および復号の方式はデータ復調，復号部 105 に送られる制御信号により指定される。このとき、伝播路推定部 106が推定した位相回転量も制御信号には含まれており、位相補正に利用される。

なお、パイロット信号は、通信対象データと共に送られ、 A/D変換部 111および逆拡散部 102を介して伝播路推定部 106および受信品質推定部 107に送られる。パイ口ット信号に基づき、受信品質推定部 107は受信品質を推定する。推定された受信品質推定値は、受信品質ビット挿入部 108 においてユーザ端末送信信号に挿入され、受信品質ビット揷入部 108 から受信品質データ信号が出力される。受信品質データ信号は変調部 109、拡散部 110により変調、拡散され、送受信共用装置 101 により基地局に送信される。

上記のような通信対象デ一夕の受信が終われば、制御部 104 は、サンプルレートをチップレートの 4倍に（ S 4 2 )、パイロット平均長を 2 0個に（ S 4 4 ) する。そして、干渉抑圧部 1 1 3によるマルチパス干渉の抑圧を停止させる（S 4 6 )。すなわち、サンプルレ一ト、パイロット平均長および干渉抑圧部 1 1 3の作動状態を初期化する。そして、制御信号の受信（S 1 0 ) に戻る。なお、任意の時点で電源断により処理は終了する。

本発明の実施形態によれば、復調方式（QPSK、 16-QAM, 64QAM) を指定する制御信号に基づき、制御部 104が逆拡散手段（A/D変換部 111 および逆拡散部 102) のサンプルレートを制御する。これにより、復調方式が QPSKや 16- QAMの場合は、復調方式が 64QAMの場合よりも、サンプルレートを適宜低速にすることができる。例えば、サンプルレート ==チップレートの 8倍（16-QAM)、チップレートの 4倍（QPSK) とすることができる。よって、精度劣化に最も敏感な復調方式（64QAM) に対応した機能（サンプルレート =チップレー卜の 1 6倍とする）を常時動作させなくてもよい。

また、復調方式（QPSK、 16- QAM、 64QAM) を指定する制御信号に基づき、制御部 104が、伝播路推定部〗 06により使用されるパイ口ット信号の長さ（パイ口ット平均長）を制御する。これにより、復調方式に応じて伝播路推定部 106により使用されるパイロット信号の長さを適宜長くすることができる。例えば、パイロット平均長 = 1 0個（16- QAM)、 2 0個（QPSK) とすることができる。よって、精度劣化に最も敏感な復調方式（64QAM) に対応した機能（パイ口ット平均長 = 6個とする）を常時動作させなくてもよい。

さらに、復調方式（QPSK、 16-QAM, 64QAM) を指定する制御信号に基づき、制御部 104が、逆拡散されるパイロット信号の長さを制御する。これにより、復調方式に応じて逆拡散されるパイロット信号の長さを適宜長くすることができる。例えば、逆拡散されるパイロット信号の長さ = 1 0個（16- QAM)、 2 0個 (QPSK) とすることができる。よって、精度劣化に最も敏感な復調方式（64QAM) に対応した機能（逆拡散されるパイロット信号の長さ = 6個とする）を常時動作させなくてもよい。

さらに、復調方式（QPSK、 16-QAM, 64QAM) を指定する制御信号に基づき、制御部 104が、干渉抑圧部 113 の作動状態を制御する。これにより、復調方式に応じてマルチパス干渉を行なうか否かを制御することができる。例えば、マルチパス干渉の抑圧を行なう (16- QAM、 64QAM), あるいは、行なわない（QPSK) ようにすることができる。よって、精度劣化に最も敏感な復調方式（16- QAM、 64QAM) に対応した機能（マルチパス干渉の抑圧を行なう）を常時動作させなくてもよい。 '

なお、本実施の形態においては、制御信号から読み取った変調方式（復調方式）に基づきサンプルレート、パイロット平均長および干渉抑圧部 1 1 3の作動状態を定めている。しかし、受信信号の種類、すなわち、制御信号のみか、通信対象データもあるのかに応じてサンプルレート等を決めてもよい。このようしても、同様な効果を奏する。このときの動作を第 1 3図のフローチヤ一トを参照して説明する。

制御信号の受信（S 1 0 ) および復調方式の読出（S 1 2 ) は第 1 2図同様である。ここで、制御部 104は、通信対象データを受信したか否かを判定する（S 1 4 )。通信対象データを受信していなければ（ S 1 4、 N o), サンプルレートおよび平均を求める際に使用するパイロット信号の長さ（パイロット平均長という）は、変更しない。通信対象データを受信していれば（ S 1 4、 Y e s ), 制御部 104は、サンプルレート供給部 112 を制御して、サンプルレ —トをチップレートの 1 6倍といった最大の値とする（ S 3 2 )。また、制御部 104は、伝播路推定部 106 を制御して、パイロット平均長を最小長である 6個とする（ S 3 4 )。なお、制御部 104 は、逆拡散部 102 を制御して、逆拡散するパイロット信号の長さ（パイロッ卜シンポルの個数）を最小長である 6個としてもよい。そして、制御部 104は、干渉抑圧部 1 1 3を制御してマルチパス干渉の抑圧を行なわせる。

通信対象データの受信（S 4 0 ) 以降は第 1 2図同様である。また、上記の実施形態は、以下のようにして実現できる。 C P U、ハードディスク、フラッシュメモリ、メディア（フロッピーデイスク、 C D— R O M、メモリスティックなど）読み取り装置を備えたコンピュータのメディア読み取り装置に、上記の各部分を実現するプログラムを記録したメディアを読み取らせて、ハードディスク、フラッシュメモリなどにインストールする。このような方法でも、上記の機能を実現できる。

以上、本発明の好適な実施態様について記載したが、種々の変更が可能である。

Claims

請求の範囲

1 . 拡散された受信信号を受信する逆拡散装置であって、

復調方式を指定する制御信号を有する前記受信信号を受信する受信手段と、

サンプルレートに基づき、前記受信信号を逆拡散して、前記制御信号を出力する逆拡散手段と、

前記逆拡散手段に前記サンプルレートを与えるサンプルレート供給手段と、

前記制御信号に基づき前記サンプルレートを制御する制御手段と、

を備えた逆拡散装置。

2 . 拡散された受信信号を受信する伝播路推定装置であって、パイロット信号および復調方式を指定する制御信号を有する前記受信信号を受信する受信手段と、

前記受信信号を逆拡散して、前記パイ口ット信号および前記制御信号を出力する逆拡散手段と、

前記パイロッ卜信号に基づき前記受信信号の位相回転量を求める伝播路推定手段と、

前記制御信号に基づき、前記伝播路推定手段が使用する前記パイ口ット信号の長さを制御する制御手段と、

を備えた伝播路推定装置。

3 . 拡散された受信信号を受信する逆拡散装置であって、

パイ口ット信号および復調方式を指定する制御信号を有する前記受信信号を受信する受信手段と、

前記制御信号に基づき、前記逆拡散手段が逆拡散する前記パイ口ッ卜信号の長さを制御する制御手段と、

を備えた逆拡散装置。

4 . 拡散された受信信号を受信する受信装置であって、

通信対象データおよび復調方式を指定する制御信号を有する前記受信信号を受信する受信手段と、

サンプルレートに基づき、前記受信信号を逆拡散して、前記通信対象データおよび前記制御信号を出力する逆拡散手段と、

前記通信対象データを復調するデータ復調手段と、

前記制御信号に基づき前記サンプルレートおよび前記データ復調手段の復調方式を制御する制御手段と、

を備えた受信装置。

5 . 拡散された受信信号を受信する受信装置であつ.て、

通信対象データ、パイ口ット信号および復調方式を指定する制御信号を有する前記受信信号を受信する受信手段と、

前記受信信号を逆拡散して、前記通信対象データ、前記パイロット信号および前記制御信号を出力する逆拡散手段と、

前記パイロット信号に基づき前記受信信号の位相回転量を求める伝播路推定手段と、

前記位相回転量に基づき前記通信対象データを復調するデータ復調手段と、

前記制御信号に基づき、前記伝播路推定手段が使用する前記パイ口ット信号の長さおよび前記データ復調手段の復調方式を制御する制御手段と、

を備えた受信装置。

6 . 拡散された受信信号を受信する受信装置であって、

前記受信信号を逆拡散して、前記通信対象デ一夕、前記パイロット信号および前記制御信号を出力する逆拡散手段と、

前記通信対象データを復調するデ一夕復調手段と、

前記制御信号に基づき、前記逆拡散手段が逆拡散する前記パイ口ット信号の長さおよび前記データ復調手段の復調方式を制御する制御手段と、

を備えた受信装置。

7 . 拡散された受信信号を受信する逆拡散方法であって、

復調方式を指定する制御信号を有する前記受信信号を受信する受信工程と、

サンプルレートに基づき、前記受信信号を逆拡散して、前記制御信号を出力する逆拡散工程と、

前記逆拡散工程における前'記サンプルレ一トを与えるサンプルレート供給工程と、

前記制御信号に基づき前記サンプルレートを制御する制御工程と、

を備えた逆拡散方法。

8 . 拡散された受信信号を受信する伝播路推定方法であって、パイロット信号および復調方式を指定する制御信号を有する前記受信信号を受信する受信工程と、

前記受信信号を逆拡散して、前記パイ口ット信号および前記制御信号を出力する逆拡散工程と、

前記パイロッ卜信号に基づき前記受信信号の位相回転量を求める伝播路推定工程と、 '

前記制御信号に基づき、前記伝播路推定工程において使用される前記パイ口ット信号の長さを制御する制御工程と、

を備えた伝播路推定方法。

9 . 拡散された受信信号を受信する逆拡散方法であって、

パイロット信号および復調方式を指定する制御信号を有する前記受信信号を受信する受信工程と、

前記制御信号に基づき、前記逆拡散工程において逆拡散される前記パイ口ット信号の長さを制御する制御工程と、

を備えた逆拡散方法。

1 0 . 拡散された受信信号を受信する受信方法であって、

通信対象データおよび復調方式を指定する制御信号を有する前記受信信号を受信する受信工程と、

サンプルレートに基づき、前記受信信号を逆拡散して、前記通信対象データおよび前記制御信号を出力する逆拡散工程と、

前記逆拡散工程における前記サンプルレ一トを与えるサンプルレート供給工程と、

前記通信対象データを復調するデータ復調工程と、

前記制御信号に基づき前記サンプルレートおよび前記データ復調工程の復調方式を制御する制御工程と、

を備えた受信方法。

1 1 . 拡散された受信信号を受信する受信方法であって、通信対象データ、パイ口ット信号および復調方式を指定する制御信号を有する前記受信信号を受信する受信工程と、

前記受信信号を逆拡散して、前記通信対象データ、前記パイロット信号および前記制御信号を出力する逆拡散工程と、

前記パイロット信号に基づき前記受信信号の位相回転量を求める伝播路推定工程と、

前記位相回転量に基づき前記通信対象データを復調するデータ復調工程と、 '

前記制御信号に基づき、前記伝播路推定工程において使用される前記パイロット信号の長さおよび前記データ復調工程の復調方式を制御する制御工程と、

を備えた受信方法。

1 2 . 拡散された受信信号を受信する受信方法であって、

通信対象データ、パイ口ット信号および復調方式を指定する制御信号を有する前記受信信号を受信する受信工程と、

前記通信対象データを復調するデータ復調工程と、

前記制御信号に基づき、前記逆拡散工程において逆拡散される前記パイ口ット信号の長さおよび前記データ復調工程の復調方式を制御する制御工程と、

を備えた受信方法。