WO2002019559A1 - Recepteur radio - Google Patents

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WO2002019559A1
WO2002019559A1 PCT/JP2001/007402 JP0107402W WO0219559A1 WO 2002019559 A1 WO2002019559 A1 WO 2002019559A1 JP 0107402 W JP0107402 W JP 0107402W WO 0219559 A1 WO0219559 A1 WO 0219559A1
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WO
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signal
phase rotation
complex correlation
rotation amount
path
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PCT/JP2001/007402
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Inventor
Hideyuki Takahashi
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure

Definitions

  • the present invention relates to a radio receiving apparatus, and more particularly to a radio receiving apparatus that compensates for a frequency offset.
  • a process for compensating for a difference in carrier frequency between a transmitting device (for example, a base station device) and a receiving device (for example, a communication terminal device) (hereinafter referred to as “frequency offset compensation”). has been made.
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing a state of a known symbol transmitted to a radio receiving apparatus that performs frequency offset compensation.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a conventional radio receiving apparatus that performs frequency offset compensation.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing a state of timing of a known symbol in a path received by a conventional radio receiving apparatus that performs frequency offset compensation.
  • the transmitting device (not shown) transmits a signal including a known symbol 11 spread by Code A and a known symbol 12 spread by Code B as shown in FIG. I do.
  • the code length of ⁇ 0 (168 is 1: 0
  • the code length of Code B is t CB
  • the interval between the known symbols 11 and 12 is t gap.
  • the signal transmitted by the transmitting device is received via the antenna 21 by the wireless receiving device shown in FIG. In FIG. 2, the signal (received signal) received by the antenna 21 is separated from the carrier frequency signal by the receiver 22. It is converted to a band signal. At this time, the reception RF unit 22 uses a local signal from a crystal oscillator 38 described later. Reception: The in-phase component (e-ch) and quadrature component (Q-ch) of the base-spread signal are output from the RF unit 22 to the A / D converter 23 and the A / D converter 24, respectively. .
  • the I-ch base band signal and the Q-ch base span signal are converted into digital signals by the ⁇ / ⁇ 3 converter 23 and the converter 24, respectively.
  • the I-ch baseband signal and the Q-ch baseband signal converted to the digitized signal are output to the searcher 25, the despreader 26, and the despreader 27.
  • the correlation between the digitally converted paceband signal and Code A, which is a known code, is taken, and as shown in Figure 3, the code timing that maximizes the power of the correlation value (That is, the timing of each path) is detected.
  • the CodeB timing is detected using the detected code timing. For example, ⁇ 0 (If the timing difference between pass 1 and pass 2 in 168 is tp, the timing of Code B of pass 1 is t A + t gap, and the timing of Code B of pass 2 is tA + tgap + In this way, the timing of Code B is also calculated based on the detected timing of C 0 de A.
  • the despreader 26 and the despreader The despreading timing in the spreader 27, the pilot timing in the channel estimation unit 28, and the path timing in the RAKE combining unit 29 are calculated.
  • the searcher 25 From the searcher 25 to the despreader 26, the timing of CodeA and CodeB of path 1 is output, and from the searcher 25 to the despreader 27, Code A and C0deB of path 2 are output. Is output.
  • the searcher 25 sends to the channel estimator 28 the timing of the Code A and C 0 deB of the path 1 and the timing of the Code A and Code B of the path 2. Is output. Further, the timing of pass 1 and the timing of pass 2 are output from the searcher 25 to the RAKE combining unit 29.
  • the despreading process using C 0 de A and C code eB for the I-ch baseband signal is performed on the C code A and C code eB of path 1 from the switch 25, respectively. This is done based on timing.
  • the despreading process using Code A and Code B for the Q-ch first-spread signal is performed based on the timing of Code 1 and Code B of Path 1 from Searcher 25, respectively.
  • the despreader 26 performs a despreading process on the baseband signals of I-ch and Q-ch using a predetermined spreading code (spreading code assigned to the radio receiving apparatus).
  • the baseband signals of I_ch and Q-ch after despreading are output to channel estimating section 28 and RAKE combining section 29.
  • the despreading process using CodeA and CodeB for the baseband signal of I-ch is performed based on the timing of CodeA and CodeB of the path 2 from the searcher 25, respectively.
  • the despreading process using Code A and Code B for the Q-ch first spanned signal is performed based on the evening of Code A and Code B of path 2 from Searcher 25, respectively.
  • the despreader 27 performs despreading processing on the baseband signals of I-ch and Q-ch using a predetermined spreading code.
  • the I-ch and Q-ch baseband signals after the despreading process are output to the channel estimator 28 and the RAKE combiner 29.
  • the channel estimating unit 28 based on the timing of Code A and Code B of the path 1 from the searcher 25, the baseband signals of the I-ch and Q-ch after the despreading process from the despreader 26 are Of these, the signals corresponding to the known symbols 11 and 12 are extracted. The channel estimation value of path 1 is calculated using the extracted signal. Similarly, pass 2 Co from Searcher 25 Based on the timing of deA and CodeB, signals corresponding to the known symbols 11 and 12 are extracted from the baseband signals of the I-ch and Q_ch after the despreading process from the despreader 27. The channel estimation value of path 2 is calculated using the extracted signal. The channel estimation values of path 1 and path 2 calculated by channel estimation section 28 are output to RAKE combining section 29.
  • the inverse characteristic of the channel estimation value of the path 1 from the channel estimating unit 28 with respect to the baseband signal after despreading of I-ch and Q-ch from the despreader 26 is obtained.
  • the baseband signal after despreading the I-ch and Q-ch from the despreader 27 is multiplied by the inverse characteristic of the channel estimation value of path 2 from the channel estimator 28.
  • the baseband signals after despreading of the I-ch and Q-ch of path 1 multiplied by the inverse characteristic of the channel estimation value and the I-ch of path 2 multiplied by the inverse characteristic of the channel estimation value The baseband signal after the despreading process of ch and Q-ch is RAKE-combined based on the timing of pass 1 and pass 2 from searcher 25.
  • the baseband signals of I-ch and Q-ch after RAKE combining are output to the demodulation unit 30.
  • the demodulation unit 30 performs a demodulation process on the 1-0111 and _0 ⁇ first spanned signals after the 18 ⁇ 1 combination to obtain a received signal o.
  • the baseband signal of the Q-ch after the RAKE combining is output to the complex correlation operation unit 33, and is output to the complex correlation operation unit 33 after being delayed by tAB by the delay unit 32.
  • the baseband signal of the I-ch after the RAKE combining unit 29 from the RAKE combining unit 29 and the RAKE delayed by tAB from the delay unit 31 A complex correlation process is performed using the synthesized I-ch first spanned signal and. Also, from the R AK E synthesizer 29: the Q-ch baseband signal after AK E synthesis and the Q-ch base band after RAKE synthesis delayed by a time from the delay unit 32 The signal is subjected to complex correlation processing using The signals after complex correlation processing for I — ch and Q — ch are output to phase estimation section 34.
  • the phase estimator 34 calculates the amount of phase rotation per unit time by using the signals after the complex correlation processing on I-ch and Q-ch from the complex correlation calculator 33.
  • the smoothing unit 35 calculates a frequency offset using the phase rotation amount calculated by the phase estimating unit 34.
  • the calculated frequency offset is output to the control voltage converter 36.
  • the calculated frequency offset is converted into a control voltage for the crystal oscillator 38.
  • This control voltage is converted to an analog signal by the D / A converter 37 and then output to the crystal oscillator 38. Thereby, the frequency of the local signal in crystal oscillator 38 is controlled.
  • the frequency offset compensation is performed as described above.
  • the conventional radio receiver that performs frequency offset compensation has the following problems.
  • the amount of phase rotation is estimated using the paceband signal after the RAKE synthesis, so that the Doppler frequency increases particularly due to high-speed movement. In such a case, there is a problem that the accuracy of the estimated phase rotation amount decreases.
  • the channel estimation interval Since the accuracy of the channel estimation value deteriorates as the distance from the baseband signal increases, the accuracy of the baseband signal after RAKE synthesis deteriorates. As a result, the accuracy of the estimated phase rotation amount decreases. In other words, the accuracy of the estimated amount of phase rotation is determined by channel estimation using the baseband signal after RAKE combining. It will depend on the constant precision.
  • FIG. 5A is a schematic diagram illustrating a state of the phase rotation amount of the base spanned signal obtained by performing the despreading process using the code A for the pass 1.
  • FIG. 5B is a schematic diagram showing a state of a phase rotation amount of a baseband signal obtained by performing despreading processing on path 1 using C 0 deB.
  • the channel estimation of path 1 by the channel estimation unit 28 is performed for each path, so that the channel estimation value obtained by Code A and the channel estimation value obtained by CodeB Are almost the same ( ⁇ 01).
  • the baseband signal (hereinafter simply referred to as “CodeA baseband signal”) obtained by the despreading process using Code is only the phase variation ( ⁇ 0 lfad) of the transmitted signal due to fusing. It is spinning.
  • the baseband signal obtained by the despreading process using CodeB (hereinafter, simply referred to as “CodeB baseband signal”) rotates by ⁇ 0 ⁇ with respect to the Code A baseband signal.
  • FIG. 5C is a schematic diagram showing a state of a phase rotation amount of a base-spread signal obtained by performing despreading processing on path 2 using C 0 de A.
  • FIG. 5D is a schematic diagram showing the state of the phase rotation amount of the baseband signal obtained by performing the despreading process using CodeB for path 2.
  • the baseband signal of Code A is different from the baseband signal of Code A of Path 1 by the amount of phase rotation ( ⁇ 6> p) due to the different propagation paths of Path 1 and Path 2. It rotates by the amount of phase fluctuation (A02fad) due to fusing.
  • the amount of phase rotation ( ⁇ 0 ⁇ ) corresponds to the time difference (tp) between path 1 and path 2. Phase rotation amount.
  • the baseband signal of C 0 deB is further rotated by ⁇ 0 ⁇ with respect to the baseband signal of CodeA of pass 1.
  • FIG. 5E is a schematic diagram showing a state of a phase rotation amount in a baseband signal after RAKE combining of Code A.
  • FIG. 5F is a schematic diagram showing the state of the phase rotation amount in the paceband signal after the RAKE synthesis of CodeB.
  • the baseband signal after RAKE combining of C 0 de A that is, the baseband signal of C 0 de A of path 1 and the baseband signal of Code A of path 2 are RAKE
  • the synthesized baseband signal is a signal containing the channel estimation error (A0ch-errA).
  • FIG. 5E the baseband signal after RAKE combining of C 0 de A (that is, the baseband signal of C 0 de A of path 1 and the baseband signal of Code A of path 2 are RAKE The synthesized baseband signal) is a signal containing the channel estimation error (A0ch-errA).
  • the baseband signal after Code B RAKE synthesis (that is, the baseband signal of Code B of path 1 and the baseband signal of C 0 de B of path 2)
  • the baseband signal obtained by RAKE combining the above is a signal containing the channel estimation error (A0ch_errB) and the phase rotation amount ( ⁇ 6> ⁇ ) due to the frequency offset to be calculated.
  • FIG. 6D is a schematic diagram illustrating a state of a channel estimation error of a baseband signal after RAKE combining of Code A.
  • FIG. 6B is a schematic diagram showing a state of a channel estimation error of a baseband signal after RAKE combining of CodeB.
  • FIG. 6C is a schematic diagram showing a state of a signal subjected to complex correlation processing in a conventional radio receiving apparatus that performs frequency offset compensation.
  • the phase rotation amount due to the frequency offset finally obtained includes a channel estimation error, that is, an error of ( ⁇ 0—errA + A0ch_errB).
  • channel estimation accuracy deteriorates During high-speed movement, particularly, the estimation error of the phase rotation amount due to the frequency offset is deteriorated, so that the quality of the demodulated signal is deteriorated.
  • An object of the present invention has been made in view of such a point, and an object of the present invention is to provide a radio receiving apparatus that accurately estimates a phase rotation amount due to a frequency offset even during high-speed movement.
  • the purpose is to perform complex correlation processing on a per-path basis for the received signal before multiplication by the inverse characteristic of the channel estimation value estimated using the received signal (baseband signal), and This is achieved by estimating the amount of phase rotation.
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing a state of a known symbol transmitted to a radio receiving apparatus that performs frequency offset compensation
  • Fig. 2 is a block diagram showing the configuration of a conventional radio receiver that performs frequency offset compensation.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing a state of timing of a known symbol in a path received by a conventional radio receiver that performs frequency offset compensation
  • Fig. 4 is a schematic diagram showing the state of channel estimation accuracy by a conventional radio receiver that performs frequency offset compensation.
  • Fig. 5 ⁇ is a schematic diagram showing the state of the phase rotation amount of ⁇ -spanned signal obtained by despreading the path 1 using CodeA,
  • FIG. 5B is a schematic diagram showing the state of the phase rotation amount of a spanned signal obtained by performing despreading processing using CodeB for path 1;
  • FIG. 5C is a schematic diagram showing the state of the phase rotation amount of the spanned signal obtained by the despreading process using Code A for path 2
  • FIG. 5D is a schematic diagram showing the state of the phase rotation amount of the base spanned signal obtained by despreading the path 2 using C 0 deB,
  • FIG. 5E is a schematic diagram showing the phase rotation in the paceband signal after RAKE synthesis of Code A
  • FIG.5F is a schematic diagram showing a state of a phase rotation amount in a baseband signal after RAKE synthesis of C 0 deB,
  • FIG. 6A is a schematic diagram showing a state of a channel estimation error of a baseband signal after RAKE combining of C 0 de A,
  • FIG. 6B is a schematic diagram showing the state of the channel estimation error of the baseband signal after RAKE combining of CodeB
  • FIG. 6C is a schematic diagram showing a state of a signal subjected to complex correlation processing in a conventional wireless receiver that performs frequency offset compensation
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the wireless reception device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a schematic diagram illustrating a state of timing of a known symbol in a path received by the wireless reception device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 9A is a schematic diagram showing the state of the phase rotation amount of the base spanned signal obtained by performing the despreading process using Code A for path 1.
  • FIG.9B is a schematic diagram showing the state of the phase rotation amount of the base-spread signal obtained by performing the despreading process using Code A for pass 2.
  • FIG. 9C is a schematic diagram showing the state of the phase rotation amount of the base spanned signal obtained by performing the despreading process using Code B for path 1.
  • FIG.9D is a schematic diagram showing a state of a phase rotation amount of a base-spread signal obtained by performing despreading using CodeB for path 2;
  • FIG. 9E is a schematic diagram showing the appearance of a signal subjected to complex correlation processing for path 1
  • FIG. 9F is a schematic diagram showing the appearance of a signal subjected to complex correlation processing for path 2
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing a state of a signal after path synthesis with respect to a signal after complex correlation processing
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless reception device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a wireless receiving apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of the wireless reception device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of the wireless reception device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 shows, as an example, a case in which received signals of two paths are handled, and two known symbols spread by Code A and Code B in one slot by a communication partner are received. The configuration is shown.
  • the receiving unit 102 converts a signal (received signal) received by the antenna 101 into a baseband signal using a local signal from a crystal oscillator 122 described later, — Output the baseband signal of ch and Q—ch to A / D converter 103 and AZD converter 104, respectively.
  • the A / D converter 103 converts the I-ch base-span signal into a digitized signal and outputs it to the searcher 105, despreader 106 and despreader 107.
  • the A / D converter 104 converts the Q-ch baseband signal into a digital signal and outputs the digital signal to the searcher 105, the despreader 106, and the despreader 107. .
  • the searcher 105 uses the I-ch and Q-ch baseband signals, It detects the despreading timing in the despreader 106 and the despreader 107, the pilot timing in the channel estimator 108, and the path timing in the AKE combiner 109.
  • the searcher 105 outputs the detected despreading timing to the despreader 106 and the despreader 107, and outputs the detected pilot timing to the channel estimator 108. And outputs the detected path timing to the RAKE combining section 109.
  • the despreader 106 and the despreader 107 perform despreading processing on the I-ch and Q-ch baseband signals based on the despread timing from the searcher 105 and perform despreading.
  • the baseband signal of I-channel after spreading processing is output to the RAKE combining section 109, the complex correlation section 115 and the delay section 111, and the paceband signal of Q-ch after despreading is output. , RAKE combining section 109, complex correlation section 115 and delay section 112.
  • Channel estimating section 108 performs channel estimation using despreader 106 and baseband signal after despreading processing from despreader 107 based on pilot timing from searcher 105. Calculate the value, and output the calculated channel estimation value to the RAKE combining section 109.
  • the RAKE combining section 109 estimates the channel of the despreading paceband signal from the despreader 106 and the despreader 107 based on the path timing from the searcher 105.
  • the inverse characteristic of the channel estimation value from the unit 108 is multiplied, and the baseband signal multiplied by the inverse characteristic is combined by RAKE.
  • the demodulation unit 110 performs a demodulation process on the RAKE-combined base-span signal.
  • the delay unit 111 delays the I-ch paceband signal despread by the despreader 106 and outputs it to the complex correlation unit 115.
  • delay section 113 delays the baseband signal of I-ch despread by despreader 107 and outputs the result to complex correlation section 116.
  • the delay unit 112 delays the baseband signal of Q-ch despread by the despreader 106, Output to complex correlation section 1 1 5.
  • the baseband signal of Q-ch despread by the delay unit 114 and the despreader 107 is delayed, and then output to the complex correlation unit 116.
  • the complex correlator 1 15 combines the I-ch spanned signal despread by the despreader 106 with the I-ch baseband signal delayed by the delay unit 111. To perform complex correlation processing. Further, the complex correlation section 115 combines the Q-ch paceband signal despread by the despreader 106 with the Q-ch paceband signal delayed by the delay section 112. To perform complex correlation processing. The complex correlation unit 116 uses the I-ch baseband signal despread by the despreader 107 and the I-ch baseband signal delayed by the delay unit 113. To perform complex correlation processing.
  • the complex correlator 1 16 includes a baseband signal of the Q-ch despread by the despreader 107 and a baseband signal of the Q-ch delayed by the delay unit 114. Is used to perform complex correlation processing.
  • the path combining unit 117 combines the signals subjected to the complex correlation processing by the complex correlation unit 115 and the complex correlation unit 116, and outputs the combined signal to the phase estimation unit 118.
  • the phase estimating unit 118 calculates the amount of phase rotation per unit time using the signal synthesized by the path synthesizing unit 117.
  • the smoothing unit 119 calculates the frequency offset using the calculated phase rotation amount per unit time.
  • the control voltage conversion unit 120 converts the calculated frequency offset into a control voltage for the crystal oscillator 122.
  • the DZA converter 122 converts the converted control voltage into an analog signal and outputs the analog signal to the crystal oscillator 122.
  • the crystal oscillator 122 is controlled by the control voltage from the D / A converter 122 and outputs a local signal to the reception RF section 102.
  • FIG. 8 is a schematic diagram showing a state of timing of a known symbol in a path received by the wireless reception device according to the first embodiment of the present invention.
  • the communication partners of this wireless receiver are Code A and + A signal including known symbols 11 and 12 spread by CodeB is transmitted.
  • the signal transmitted by the communication partner is received by the wireless reception device shown in FIG.
  • a signal (reception signal) received by antenna 101 is converted by reception RF section 102 from a carrier frequency signal to a baseband signal.
  • the reception RF unit 102 uses the oral signal from the crystal oscillator 122.
  • An I-ch baseband signal is output from reception RF section 102 to A / D converter 103.
  • a Q-ch paceband signal is output from reception RF section 102 to A / D converter 104.
  • the I-ch base-span signal is converted to a digitized signal by an A / D converter 103 and then output to a searcher 105, a despreader 106, and a despreader 107.
  • the baseband signal of the Q-ch is converted into a digital signal by the A / D converter 104, and then output to the searcher 105, the despreader 106, and the despreader 107.
  • the baseband signal is correlated with Code A, which is a known code, so that the code timing at which the power of the correlation value becomes maximum is detected as shown in FIG.
  • CodeB timing is detected using the detected code timing.
  • the despreading timing in despreader 106 and despreader 107, the pilot timing in channel estimation section 108, and the path timing in RAKE combining section 109 are calculated.
  • the timings of Code A and Code B of Nose 1 are output from searcher 105 to despreader 106 and complex correlator 115.
  • the searcher 105 outputs the timings of CodeA and CodeB of path 2 to the despreader 107 and the complex correlator 116.
  • the timing of Code 1 and Code 0 of path 1 and the timing of Code 0 deCo and Code B of path 2 are output to the channel estimating unit 108. Further, the timings of pass 1 and pass 2 are output from searcher 105 to RAKE combining section 109.
  • despreader 106 the despreading process using Code A and Code B for the baseband signal of Ich is performed based on the timing of Code A and Code B of path 1 from the searcher 105. Done.
  • the inverse spread processing using the Code A and Code B for the baseband signal of Q-ch is performed based on the timing of the code A and Code B of L; Done.
  • despreader 106 performs despreading processing on the baseband signals of I-ch and Q-ch using a predetermined spreading code (a spreading code assigned to the wireless receiving apparatus).
  • the despreading process using Code A and Code B for the baseband signal of Ich is performed at the timing of Code A and Code B of pass 2 from the searcher 105. Made based on Similarly, the despreading process using Code A and Code B for the Q-ch paceband signal is performed based on the timing of Code A and Code B of pass 2 from the SA 105. You.
  • the despreader 107 performs despreading processing on the I-ch and 'Q-ch paceband signals using a predetermined spreading code.
  • the baseband signals of Ech and Q-ch despread by despreader 106 and despreader 107 are output to channel estimator 108 and RAKE combiner 109.
  • the channel estimating unit 108 based on the timing of Code A and Code B of path 1 from the searcher 105, the basebands of the I-ch and Q-ch after the despreading process from the despreader 106 are performed. Of the signals, known symbols 1 1 and known The signal corresponding to symbol 12 is extracted. The channel estimation value of path 1 is calculated using the extracted signal. Similarly, based on the timing of Code A and Code B of path 2 from searcher 105, the known symbols 11 and 11 of the I-ch and Q-ch paceband signals after the despreading process from despreader 107 are performed. A signal corresponding to the known symbol 12 is extracted. The channel estimation value of path 2 is calculated using the extracted signal. The channel estimation values of path 1 and path 2 calculated by channel estimating section 108 are output to 118.1 combining section 109.
  • RAKE combining section 109 first, the inverse characteristic of the channel estimation value of path 1 from channel estimating section 108 with respect to the baseband signal after despreading of I-ch and Q-ch from despreader 106. Is multiplied by the inverse characteristic of the channel estimation value of path 2 from the channel estimating unit 108 with the baseband signal after despreading of I-ch and Q-ch from the despreader 107. .
  • the I-ch and Q- of path 1 multiplied by the inverse characteristic of the channel estimation value, the spanned signal after the despreading processing of the ch, and the I-ch of path 2 multiplied by the inverse characteristic of the channel estimation value The baseband signal after the despreading process for one channel and Q-ch is RAKE-combined based on the timing of pass 1 and pass 2 from the searcher 105.
  • the baseband signal of the I-ch (Q-ch) despread by the despreader 106 is output to the complex correlator 115, and only tAB by the delay 111 (delay 112). After being delayed, it is output to complex correlation section 115.
  • tAB is tAB in FIG. 1, and is represented by tAB2 tCA / 2 + tgap + tCB / 2.
  • the I-ch (Q-ch) baseband signal s, despread by the despreading unit 107 is output to the complex correlation unit 116 and is output by the delay unit 113 (delay unit 114). After being delayed by tAB, it is output to complex correlation section 116.
  • the complex correlation section 115 the baseband signal of Ich (Q—ch) after the despreading processing from the despreader 106 and the despreading processing delayed by tAB from the delay section 111 (delay section 1 12)
  • the subsequent I-ch (Q-ch) baseband signal and complex correlation processing using are performed based on the timing of CodeA and CodeB of path 1 from searcher 105.
  • the signals after the complex correlation processing for I-ch and Q-ch of path 1 are output to path combining section 117.
  • the complex correlation section 116 the baseband signal of I-ch (Q-ch) after despreading processing from the despreader 106 and the despreading delayed by tAB from the delay section 111 (delay section 112).
  • the signals after complex correlation processing for I-ch and Q-ch of path 2 are output to path combining section 117.
  • the signal after the complex correlation processing from the complex correlation section 115 and the signal after the complex correlation processing from the complex correlation section 116 are path combined for each of I-ch and Q-ch. You.
  • the I-ch and Q-ch signals after path synthesis expressed by the following equation are output to phase estimating section 118.
  • Cest (n) .i is the signal of I-ch after the path synthesis in the n-th slot
  • Cest (n) .q is the Q-ch signal after the path synthesis in the n-th slot.
  • C (n, p) .i is the I-ch signal after the complex correlation processing in the n-th slot
  • C (n, p) .q is the Q after the complex correlation processing in the n-th slot.
  • the phase estimating unit 118 calculates the amount of phase rotation using the signal synthesized by the path synthesizing unit 117. That is, the phase rotation amount 0est (n) of the n-th slot is expressed by the following equation.
  • the smoothing unit 119 performs a smoothing process on the phase rotation amount 0est (n) estimated in slot units by the phase estimating unit 118 according to the following equation.
  • Equation 3 [Equation 3] + ⁇ ⁇ 5 ⁇ ( ⁇ ) [radian] where ⁇ is a forgetting factor.
  • ⁇ is a forgetting factor.
  • the weighted average is used in the present embodiment as the smoothing process, a moving average, a simple average, or the like may be used. With this smoothing process, errors in the phase estimation accuracy due to noise can be suppressed.
  • the smoothing unit 119 calculates the frequency offset to be corrected using the smoothed phase rotation amount.
  • the frequency offset to be corrected is output to the control voltage converter 120.
  • This control voltage is converted to an analog signal by the DZA converter 121 and then output to the crystal oscillator 122.
  • the frequency offset in the crystal oscillator 122 is the control voltage converted to this analog signal. Corrected by pressure. By the above-described closed loop operation, the offset of the carrier frequency between the communication partner and the wireless reception device is corrected. As a result, phase rotation that degrades the quality of the received signal can be suppressed.
  • FIG. 10 is a schematic diagram illustrating a state of path combining by the wireless reception device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 9A is a schematic diagram illustrating a state of a phase rotation amount of a baseband signal obtained by performing a despreading process on Code 1 using CodeA for pass 1.
  • FIG. 9B is a schematic diagram showing a state of the phase rotation amount of the baseband signal obtained by performing the despreading process using Code A on path 2.
  • the code A baseband signal of path 1 is rotated with respect to the transmission signal by the amount of phase variation (A01fad) due to fading.
  • the baseband signal of the code A of path 2 is different from the baseband signal of the code A of path 1 by the amount of phase rotation ( ⁇ 0 ⁇ ) And the phase variation due to fusing ( ⁇ 02fad).
  • the phase rotation ( ⁇ ) is the phase rotation corresponding to the time difference (tp) between path 1 and path 2.
  • FIG. 9C is a schematic diagram illustrating a state of the phase rotation amount of the baseband signal obtained by performing the despreading process on Code 1 using Code B.
  • FIG. 9D is a schematic diagram showing the phase rotation amount of the paceband signal obtained by performing the despreading process on Code 2 using CodeB.
  • the baseband signal of The signal is further rotated by ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ with respect to the baseband signal of Code A in pass 1.
  • the baseband signal of Code 2 of Path 2 is also rotated by A SAB with respect to the baseband signal of Code 2 of Path 2.
  • FIG. 9E is a schematic diagram showing a state of a signal obtained by performing a complex correlation process on path 1.
  • FIG. 9F is a schematic diagram showing a state of a signal obtained by performing a complex correlation process on path 2.
  • the complex correlation processing is performed in the complex correlator 1 16 to obtain the complex data for Path 1 shown in Figure 9E.
  • the signal after the correlation processing is obtained.
  • complex phase processing is performed in the complex correlation section 1 16 using the pace band signal of Code A of Path 2 and the baseband signal of Code B, whereby the path 2 shown in FIG.
  • the signal after the complex correlation processing for is obtained.
  • the complex correlation processing is performed using the paceband signal before RAKE synthesis, as is clear from FIGS. 9E and 9F, the signals after the complex correlation processing for paths 1 and 2 are obtained. Does not include the channel estimation errors ( ⁇ ch_errA and ⁇ 0ch_errB shown in FIGS. 5E, 5F, 6A, and 6B) existing in the conventional method. Note that the signals after the complex correlation processing for path 1 and path 2 may include errors due to noise in the amount of phase rotation.
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing a state of a signal after path synthesis with respect to a signal after complex correlation processing.
  • the signal after path synthesis has reduced errors due to phase rotation noise due to the effect of path diversity.
  • the phase rotation amount is estimated by the phase estimating unit 118 using the signal after the path synthesis. As shown in FIG. 10, since the signal after path synthesis does not include the channel estimation error, the phase estimation unit 1 The phase rotation amount estimated by 18 is highly accurate.
  • 9A, 9B, 9C, 9D, 9E, 9F, and 10 show that the received signal exists in the first quadrant for simplicity. However, the present invention is applicable to a case where the received signal exists in any quadrant.
  • the signal obtained by RAKE combining the baseband signal of each path after the despreading process (that is, the inverse characteristic of the channel estimation value is added to the baseband signal of each path after the despreading process).
  • the signal after despreading and channel estimation (Baseband signal that is not multiplied by the inverse characteristic of the signal)
  • performs complex correlation processing for each path and estimates the amount of phase rotation using the signal obtained by combining the signals of each path after the complex correlation processing. .
  • the signal after complex correlation processing of each path and the path-combined signal do not include the channel estimation error due to RAKE combining, so that accurate phase The amount of rotation can be obtained.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of the wireless reception device according to the second embodiment of the present invention. Note that the same components as those in the first embodiment (FIG. 7) in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 7, and detailed description is omitted.
  • the operation of the radio receiving apparatus according to the present embodiment is different from that of the radio receiving apparatus according to the first embodiment in the operation after the path combining section 117. That is, according to the present embodiment,
  • the line receiving apparatus is configured such that, in the wireless receiving apparatus according to the first embodiment, a smoothing section 501, a smoothing section 502, and a phase estimating section 503 are provided instead of the phase estimating section 118 and the smoothing section 119. Having.
  • the smoothing unit 501 performs an averaging process on the I-ch signal after the path synthesis by the path synthesis unit 117.
  • the smoothing unit 502 performs an averaging process on the Q-ch signal after the path combining by the path combining unit 117.
  • a moving average between slots is used as the averaging process.
  • the signal of the n-th slot (Cave (n) .i) moving averaged by the averaging section 501 and the signal of the n-th slot (Cave (n) .q) moving averaged by the averaging section 502 are It is represented by the following equation.
  • N is the moving average length.
  • the phase estimating unit 503 calculates the amount of phase rotation using each signal that has been moving averaged by the averaging units 501 and 502. That is, the amount of phase rotation in the n-th slot calculated by phase estimating section 503 is expressed by the following equation.
  • Equation 5 After the phase rotation amount calculated by phase estimating section 503 is output to control voltage converting section 120, the same operation as that described in the first embodiment is performed. As described above, in the present embodiment, the signal after the path synthesis is —Smooth each channel and calculate the amount of phase rotation using each smoothed signal. This makes it possible to further suppress deterioration in phase estimation accuracy due to noise, as compared with the first embodiment in which the calculated phase rotation amount is smoothed.
  • the moving average length N in the smoothing unit 501 and the smoothing unit 502 is set to be small, it is possible to quickly follow the frequency change and estimate the frequency offset, and in the steady state.
  • N By setting the above N to be large, the frequency offset can be estimated in accordance with the propagation path. Note that, in the present embodiment, a case has been described where a moving average is used as the smoothing process. However, a weighted average, a simple average, or the like may be used.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration of the wireless reception device according to the third embodiment of the present invention.
  • the same components as those in the first embodiment (FIG. 7) in FIG. 12 are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 7, and detailed description is omitted.
  • the radio receiving apparatus is the same as the radio receiving apparatus according to the first embodiment, except that a compensator 60 is provided between the AZD converter 103 and the A / D converter 104 and the searcher 105. 1, the control voltage converter 120, the DZA converter 122, and the crystal oscillator 122 are removed, and a phase vector converter 62 is provided.
  • the phase vector conversion unit 62 converts the phase rotation amount (0est (n) [radian]) of the nth slot smoothed by the smoothing unit 119 into a phase rotation vector.
  • the phase rotation vector calculated by the phase vector converter 602, that is, the phase rotation vector O ot (n) .i) of the I-ch and the phase rotation vector (rot (n). q) is expressed by the following equation.
  • K is a compensation unit that compensates at one time.
  • the compensating unit 601 converts the I-ch and Q-ch baseband signals from the A / D converter 103 and the A / D converter 104 into I-channel signals converted by the phase vector converting unit 602. Compensates for frequency offset compensation using the phase rotation vectors of ch and Q-ch.
  • the baseband signal of the nth slot and k samples from the AZD converter 103 is set to s (n, k) .i, and the nth slot and the kth sample baseband signal from the A / D converter 104 are Assuming that s (n, k) .q, the I-ch baseband signal (sc (n, k) .i) and the Q-ch baseband signal (sc (n, k)) compensated by the compensation unit 601 .q) is expressed by the following equation.
  • the carrier frequency used in the reception RF section 102 is directly controlled so that the accuracy of the crystal oscillator of the communication partner and the accuracy of the crystal oscillator of the wireless receiving apparatus are the same, and the frequency is controlled.
  • the phase rotation due to the offset is compensated.
  • the phase rotation due to the frequency offset is compensated by using digital signal processing of the baseband signal.
  • the crystal oscillator It is possible to prevent the reception quality from deteriorating due to the variation of components and the like.
  • Embodiments 1 to 3 described above the case where the number of paths handled is two has been described, but the present invention provides a case where the number of paths handled is three or more and the number of paths handled is two or more. This can be applied to the case where only one is used.
  • the number of paths to be handled is one, in FIG. 7, FIG. 11 and FIG. 12, 11 1 ⁇ combining section 109, despreader 107, delay section 113, delay section 111 4.
  • the complex correlation section 1 16 and the path synthesis section 1 17 may be removed. In this case, it is possible to estimate the amount of phase rotation by the phase estimating unit 118 using the signal after the complex correlation processing by the complex correlating unit 115.
  • the demodulation unit 110 After multiplying the baseband signal subjected to the reverse diffusion processing by 6 with the inverse characteristic of the channel estimation value from the channel estimation unit 108, the demodulation unit 110 uses the baseband signal multiplied by the inverse characteristic. , It is possible to extract the received data.
  • the space diversity is employed in the first to third embodiments.
  • the space diversity can be applied to any of the first to third embodiments. First, a case where the space diversity is applied to the first embodiment will be described.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of the wireless reception device according to the fourth embodiment of the present invention. Note that the same components as those in Embodiment 1 (FIG. 7) in FIG. 13 are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 7, and detailed description thereof will be omitted.
  • the radio receiving apparatus according to the present embodiment is different from the radio receiving apparatus according to the first embodiment in that a receiving system of a plurality of branches (here, for example, two branches) is provided, and the path & branch combining section 117 is replaced with the path & branch combining section 117. It has a configuration in which a unit 701 is provided.
  • the receiving system includes the antenna 101, the receiving RF unit 102, the A / D converter 102, the AZD converter 103, the searcher 105, the despreader 106, the despreader 107, the delay units 111 to 114, and the complex correlation unit. 115 and a complex correlation section 116.
  • the path & branch combining unit 701 combines paths and branches for each I-ch and Q-ch as shown in the following equation.
  • the output signals of the complex correlators 111 to L14 of the n-th slot, the br «branch, and the p-th path are denoted by C (n, br, p).
  • the path & branch synthesizing unit 701 calculates the phase rotation amount vectors Cest (n) .i and Cest (n) .q by the frequency offset of the n-th slot by the above equation.
  • noise which is a factor of deteriorating the accuracy of frequency offset estimation
  • the path diversity effect and the space diversity effect are reflected in the received signal. If the number is at least, noise in the received signal can be sufficiently suppressed.
  • the signal obtained by the path & branch synthesizing unit is smoothed for each I-ch and Q-ch, and By estimating the amount of phase rotation using signals, In addition, it is possible to obtain an effect of suppressing deterioration of the phase estimation accuracy due to noise. As a result, even when performing burst reception, stable reception quality can be obtained while maintaining more stable frequency offset estimation accuracy.
  • the above effect can be obtained by compensating the phase rotation caused by the frequency offset using digital signal processing for the baseband signal.
  • the signal obtained by the path & branch combining unit is smoothed for each of I-0 11 and-0 11 and the phase rotation amount is estimated using each of the smoothed signals, In addition to the effect, it is also possible to obtain the effect of suppressing the deterioration of the phase estimation accuracy due to noise.
  • the received signal before performing the path combining is subjected to complex correlation processing in units of paths, and the phase of the received signal subjected to the complex correlation processing is calculated.
  • the amount of rotation By estimating the amount of rotation, the amount of phase rotation due to frequency offset can be accurately estimated even during high-speed movement.
  • the present invention is suitable for a wireless communication device.

Landscapes

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Description

技術分野
本発明は、 無線受信装置に関し、 特に周波数オフセッ トを補償する無線受信 装置に関する。
明 背
従来、 受信側装置において、 送信側装置 （例書えば基地局装置） と受信側装置 (例えば通信端末装置).におけるキヤリア周波数のずれを補償するための処理 (以下「周波数オフセヅト補償」 という。 ） がなされている。
以下、 従来の周波数オフセット補償を行う無線受信装置について、 図 1、 図 2、 及び図 3を参照して説明する。 図 1は、 周波数オフセッ ト補償を行う無線 受信装置に対して送信される既知シンボルの様子を示す模式図である。図 2は、 従来の周波数オフセット補償を行う無線受信装置の構成を示すブロック図であ る。 図 3は、 従来の周波数オフセット補償を行う無線受信装置により受信され るパスにおける既知シンボルのタイミングの様子を示す模式図である。
送信側装置 （図示しない） は、 図 1に示すように、 それそれ C o d e Aによ り拡散された既知シンボル 1 1、 及び C o d e Bにより拡散された既知シンポ ル 1 2を含む信号を送信する。ただし、 〇0 (1 6八のコ一ド長を1: 0 、 C o d e Bのコード長を t CB とし、 既知シンボル 1 1と既知シンボル 1 2との間隔 を t gapとする。
送信側装置により送信された信号は、 図 2に示す無線受信装置によりアンテ ナ 2 1を介して受信される。 図 2において、 アンテナ 2 1により受信された信 号 （受信信号） は、 受信 部 2 2により、 キャリア周波数の信号からペース バンド信号に変換される。 このとき、 受信 RF部 22では後述する水晶発振器 38からの口一カル信号が用いられる。 受信; RF部 22から A/D変換器 23 及び A/D変換器 24に対しては、それぞれ、ベ一スパンド信号の同相成分（ェ -ch)及び直交成分 （Q— ch) が出力される。
I - c hのべ一スバンド信号及び Q— c hのべ一スパンド信号は、それそれ、 Α/Ί3変換器 23及び 変換器 24により、ディジタル信号に変換される。 ディジ夕ル信号に変換された I一 c hのペースバンド信号及び Q— c hのべ一 スバンド信号は、 サーチャー 25、 逆拡散器 26及び逆拡散器 27に出力され る。
サーチャ一 25では、 ディジタル信号に変換されたペースバンド信号と既知 コ一ドである C o d e Aとの相関がとられることにより、 図 3に示すように、 相関値の電力が最大となるコードタイミング （すなわち各パスのタイミング） が検出される。 また、 サ一チヤ一 25では、 検出されたコードタイミングを用 いて、 Cod eBのタイミングが検出される。 例えば、 〇0(16八のパス1と パス 2のタイミング差を tp とすると、 パス 1の Cod eBのタイミングは、 t A+ t gap となり、 パス 2の C o d eBのタイミングは、 tA+tgap+tp となる。 このように、 検出された C 0 d e Aのタイミングに基づいて、 Cod eBのタイミングもまた算出される。以上のようにして、サ一チヤ一 25では、 逆拡散器 26及び逆拡散器 27における逆拡散タイミングと、 チャネル推定部 28におけるパイロットタイミングと、 RAKE合成部 29のパスタイミング が算出される。
サーチャー 25から逆拡散器 26に対しては、 パス 1の CodeA及ぴ Co d eBのタイミングが出力され、サーチャー 25から逆拡散器 27に対しては、 パス 2の C o d e A及び C 0 d eBのタイミングが出力される。 また、 サーチ ャ一25からチャネル推定部 28に対しては、 パス 1の C o d eA及び C 0 d eBのタイミング、 ならびに、 パス 2の C o d e A及び C o d eBのタイミン グが出力される。さらに、サーチャー 25から RAKE合成部 29に対しては、 パス 1のタイミング及びパス 2のタイミングが出力される。
逆拡散器 26では、 I一 c hのベースバンド信号に対する C 0 d e A及び C o d eBを用いた逆拡散処理が、 それぞれ、 サ一チヤ一 25からのパス 1の C o d e A及び C o d eBのタイミングに基づいてなされる。 同様に、 Q— ch のべ一スパンド信号に対する Code A及び C odeBを用いた逆拡散処理が、 それそれ、 サーチャー 25からのパス 1の C o d e A及び C o d eBのタイミ ングに基づいてなされる。 また、 逆拡散器 26では、 I— ch及び Q— chの ベースバンド信号に対する所定の拡散符号 （本無線受信装置に割り当てられた 拡散符号） を用いた逆 散処理がなされる。 逆拡散処理後の I _ c h及び Q— chのベースバンド信号は、 チャネル推定部 28及び RAKE合成部 29に出 力される。
逆拡散器 27では、 I— chのベースバンド信号に対する CodeA及び C odeBを用いた逆拡散処理が、 それぞれ、 サーチャー 25からのパス 2の C o d e A及び C o d eBのタイミングに基づいてなされる。 同様に、 Q— ch のべ一スパンド信号に対する Code A及び C o d eBを用いた逆拡散処理が、 それぞれ、 サーチャー 25からのパス 2の Code A及び Code Bの夕イミ ングに基づいてなされる。 また、 逆拡散器 27では、 I— ch及び Q— chの ベースバンド信号に対する所定の拡散符号を用いた逆拡散処理がなされる。 逆 拡散処理後の I一 c h及び Q— c hのベースバンド信号は、 チャネル推定部 2 8及び RAKE合成部 29に出力される。
チャネル推定部 28では、 サーチャ一 25からのパス 1の Cod e A及び C odeBのタイミングに基づいて、 逆拡散器 26からの逆拡散処理後の I一 c h及び Q— chのべ一スバンド信号のうち、 既知シンボル 1 1及び既知シンポ ル 12に対応する信号が取り出される。 この取り出された信号を用いてパス 1 のチャネル推定値が算出される。 同様に、 サーチャ一 25からのパス 2の Co d e A及び C o d eBのタイミングに基づいて逆拡散器 27からの逆拡散処理 後の I— ch及び Q_chのベースバンド信号のうち、 既知シンボル 11及び 既知シンボル 12に対応する信号が取り出される。 この取り出された信号を用 いてパス 2のチャネル推定値が算出される。 チャネル推定部 28により算出さ れたパス 1及びパス 2のチャネル推定値は、 RAKE合成部 29に出力される。
RAKE合成部 29では、 まず、 逆拡散器 26からの I— ch及び Q—ch の逆拡散処理後のベースバンド信号に対して、 チャネル推定部 28からのパス 1のチャネル推定値の逆特性が乗算され、 逆拡散器 27からの I一 c h及び Q - c hの逆 ¾散処理後のベースバンド信号に対して、 チャネル推定部 28から のパス 2のチャネル推定値の逆特性が乗算される。 さらに、 チャネル推定値の 逆特性が乗算されたパス 1の I— c h及び Q― c hの逆拡散処理後のベ一スバ ンド信号と、 チャネル推定値の逆特性が乗算されたパス 2の I一 c h及び Q— c hの逆拡散処理後のベースバンド信号とは、 サ一チヤ一 25からのパス 1及 びパス 2のタイミングに基づいて、 RAKE合成される。
RAKE合成後の I— c h及び Q— c hのべ一スバンド信号は、 復調部 30 に出力される。 復調部 30では、 1八1^ 合成後の1— 011及び _ 0 }のべ 一スパンド信号に対する復調処理がなされることにより、 受信デ一夕が得られ る o
また、 HAKE合成後の I— chのべ一スバンド信号は、 複素相関演算部 3 3に出力されるとともに、 遅延部 31により tAB (=tCA/2 + tgap+t CB/2；図 1参照）だけ遅延された後複素相関演算部 33に出力される。同様 に、 RAKE合成後の Q—chのベースバンド信号は、 複素相関演算部 33に 出力されるとともに、 遅延部 32により tABだけ遅延された後複素相関演算 部 33に出力される。
複素相関演算部 33では、 RAKE合成部 29からの： RAKE合成後の I— chのベースバンド信号と、 遅延部 31からの tABだけ遅延された RAKE 合成後の I— c hのべ一スパンド信号と、 を用いた複素相関処理がなされる。 また、 ： R AK E合成部 2 9からの: AK E合成後の Q—c hのベースバンド信 号と、 遅延部 3 2からのセ^ だけ遅延された R A K E合成後の Q—c hのべ ースバンド信号と、 を用いた複素相関処理がなされる。 I — c h及び Q— c h についての複素相関処理後の信号は、 位相推定部 3 4に出力される。
位相推定部 3 4では、 複素相関演算部 3 3からの I — c h及び Q— c hにつ いての複素相関処理後の信号を用いて、 単位時間当りの位相回転量が算出され る。平滑化部 3 5では、位相推定部 3 4により算出された位相回転量を用いて、 周波数オフセットが算出される。 算出された周波数オフセヅトは、 制御電圧変 換部 3 6に出力される。
制御電圧変換部 3 6では、 算出された周波数オフセヅトは、 水晶発振器 3 8 に対する制御電圧に変換される。 この制御電圧は、 D/A変換器 3 7によりァ ナログ信号に変換された後、 水晶発振器 3 8に出力される。 これにより、 水晶 発振器 3 8におけるローカル信号の周波数が制御される。 以上のようにして周 波数オフセット補償がなされる。
しかしながら、従来の周波数ォフセット補償を行う無線受信装置においては、 次のような問題がある。 すなわち、 従来の周波数オフセット補償を行う無線受 信装置においては、 R AK E合成後のペースバンド信号を用いて位相回転量を 推定しているので、 特に高速移動に起因してドッブラ周波数が高くなつている 場合には、 推定される位相回転量の精度が低くなるという問題がある。
例えば、 図 4に示すように、 スロットの中心部に配置された既知シンボルを 用いてチャネル推定値を算出し、 このチャネル推定値を上記スロット間におい て共通に適用した場合には、 チヤネル推定区間から離れるほどチヤネル推定値 の精度が劣化するので、 RAK E合成後のベースバンド信号の精度が劣化する。 この結果、 推定される位相回転量の精度が低くなる。換言すれば、 推定される 位相回転量の精度は、 RAK E合成後のベースバンド信号を用いたチャネル推 定精度に依存することになる。
推定される位相回転量の精度が低下する要因について、さらに図 5 A、図 5 B、 図 5C、 図 5D、 図 5E、 図 5ϊ\ 図 6Α、 図 6Β、 及び図 6 Cを参照して説明 する。
図 5Αは、 パス 1に対して CodeAを用いた逆拡散処理により得られたベ —スパンド信号の位相回転量の様子を示す模式図である。 図 5Bは、 パス 1に 対して C 0 d eBを用いた逆拡散処理により得られたベースバンド信号の位相 回転量の様子を示す模式図である。
図 5 A及び図 5Bに示されるように、 チャネル推定部 28によるパス 1のチ ャネル推定は各パス毎に行われるので、 C o d e Aにより得られるチャネル推 定値と CodeBにより得られるチャネル推定値とは略同一 （Δ01 ) とな る。
C o d e Αを用いた逆拡散処理により得られたベ一スバンド信号 （以下単に 「CodeAのベースバンド信号」 という。 ） は、 送信信号に対して、 フエ一 ジングによる位相変動量（Δ0 lfad)だけ回転している。 CodeBを用いた 逆拡散処理により得られたベースバンド信号 （以下単に 「CodeBのベース バンド信号」 という。 ） は、 C o d e Aのべ一スバンド信号に対して、 Δ0ΑΒ だけ回転する。
図 5Cは、 パス 2に対して C 0 d e Aを用いた逆拡散処理により得られたベ —スパンド信号の位相回転量の様子を示す模式図である。 図 5Dは、 パス 2に 対して CodeBを用いた逆拡散処理により得られたベースバンド信号の位相 回転量の様子を示す模式図である。
C o d e Aのベースバンド信号は、 パス 1とパス 2の伝搬路が異なることに 起因して、 パス 1の C o d e Aのべ一スバンド信号に対して、 位相回転量 （△ 6>p)及びフエ一ジングによる位相変動量 （A02fad) だけ回転している。 な お、 位相回転量 （Δ0ρ) は、 パス 1とパス 2との間の時間差 （tp) に対応す る位相回転量である。 C 0 d eBのベースバンド信号は、 パス 1の CodeA のベースバンド信号に対してさらに、 Δ0ΑΒだけ回転する。
次に、 RAKE合成部 29により得られる： RAKE合成後のベ一スバンド信 号に着目する。 図 5Eは、 Code Aの RAKE合成後のベースバンド信号に おける位相回転量の様子を示す模式図である。 図 5 Fは、 CodeBの RAK E合成後のペースバンド信号における位相回転量の様子を示す模式図である。 図 5 Eに示されるように、 C 0 d e Aの RAKE合成後のベースバンド信号 (すなわち、 パス 1の C 0 d e Aのべ一スバンド信号とパス 2の C o d e Aの ベースバンド信号とが RAKE合成されたベースバンド信号） は、 チャネル推 定誤差 （A0ch— errA) を含んだ信号となる。 同様に、 図 5 Fに示されるよう に、 C o d eBの RAKE合成後のベースバンド信号 （すなわち、 パス 1の C o d e Bのべ一スバンド信号とパス 2の C 0 d e Bのべ一スパンド信号とが R AKE合成されたべ一スバンド信号） は、 チャネル推定誤差 （A0ch_errB) と算出すべき周波数オフセットによる位相回転量（Δ6>ΑΒ)とを含んだ信号と なる。
図 6 Αは、 C o d e Aの RAKE合成後のベースバンド信号のチャネル推定 誤差の様子を示す模式図である。 図 6Bは、 Co d eBの RAKE合成後のベ —スバンド信号のチャネル推定誤差の様子を示す模式図である。 図 6Cは、 従 来の周波数オフセット補償を行う無線受信装置における複素相関処理される信 号の様子を示す模式図である。
すなわち、 図 6A、 図 6B、 及び図 6 Cに示すように、 チャネル推定誤差を 含んだ C 0 d e A及び C o d eBの RAKE合成後のベースバンド信号を用い て、 複素相関処理を行うので、 この複素相関処理により得られる信号には、 チ ャネル推定誤差が含まれることになる。 よって、 最終的に求められる周波数ォ フセットによる位相回転量には、 チャネル推定誤差すなわち （Δ0 — errA+ A0ch_errB)分の誤差が含まれる。 この結果、 チャネル推定精度が劣化する 高速移動時には、 特に周波数オフセットによる位相回転量の推定誤差が劣化す るので、 復調信号の品質が劣化することになる。
発明の開示
本発明の目的は、 かかる点に鑑みてなされたものであり、 高速移動時におい ても正確に周波数オフセットによる位相回転量を推定する無線受信装置を提供 することである。
この目的は、 受信信号 （ベースバンド信号） を用いて推定されたチャネル推 定値の逆特性が乗算される前の、 上記受信信号に対して、 パス単位で複素相関 処理を行って上記受信信号における位相回転量を推定することにより達成され る。 図面の簡単な説明
図 1は、 周波数オフセヅト補償を行う無線受信装置に対して送信される既知 シンポルの様子を示す模式図、
図 2は、 従来の周波数オフセット補償を行う無線受信装置の構成を示すプロ ック図、
図 3は、 従来の周波数オフセット補償を行う無線受信装置により受信される パスにおける既知シンボルのタイミングの様子を示す模式図、
図 4は、 従来の周波数オフセット補償を行う無線受信装置によるチャネル推 定精度の様子を示す模式図、
図 5 Αは、 パス 1に対して C o d e Aを用いた逆拡散処理により得られたぺ —スパンド信号の位相回転量の様子を示す模式図、
図 5 Bは、 パス 1に対して C o d eBを用いた逆拡散処理により得られたベ —スパンド信号の位相回転量の様子を示す模式図、
図 5 Cは、 パス 2に対して C o d e Aを用いた逆拡散処理により得られたベ —スパンド信号の位相回転量の様子を示す模式図、 図 5Dは、 パス 2に対して C 0 d eBを用いた逆拡散処理により得られたベ —スパンド信号の位相回転量の様子を示す模式図、
図 5 Eは、 Co d e Aの RAKE合成後のペースバンド信号における位相回 転量の様子を示す模式図、
図 5Fは、 C 0 d eBの RAKE合成後のベースバンド信号における位相回 転量の様子を示す模式図、
図 6 Aは、 C 0 d e Aの RAKE合成後のベースバンド信号のチャネル推定 誤差の様子を示す模式図、
図 6 Bは、 Co d eBの RAKE合成後のベ一スパンド信号のチャネル推定 誤差の様子を示す模式図、
図 6 Cは、 従来の周波数オフセット補償を行う無線受信装置における複素相 関処理される信号の様子を示す模式図、
図 7は、 本発明の実施の形態 1にかかる無線受信装置の構成を示すプロック 図、
図 8は、 本発明の実施の形態 1にかかる無線受信装置により受信されるパス における既知シンボルのタイミングの様子を示す模式図、
図 9 Aは、 パス 1に対して Cod e Aを用いた逆拡散処理により得られたベ 一スパンド信号の位相回転量の様子を示す模式図、
図 9Bは、 パス 2に対して Code Aを用いた逆拡散処理により得られたベ 一スパンド信号の位相回転量の様子を示す模式図、
図 9 Cは、 パス 1に対して C o d e Bを用いた逆拡散処理により得られたベ 一スパンド信号の位相回転量の様子を示す模式図、
図 9Dは、 パス 2に対して C o d eBを用いた逆拡散処理により得られたベ 一スパンド信号の位相回転量の様子を示す模式図、
図 9Eは、 パス 1に対して複素相関処理した信号の様子を示す模式図、 図 9 Fは、 パス 2に対して複素相関処理した信号の様子を示す模式図、 図 1 0は、 複素相関処理後の信号に対するパス合成後の信号の様子を示す模 式図、
図 1 1は、 本発明の実施の形態 2にかかる無線受信装置の構成を示すブロッ ク図、
図 1 2は、 本発明の実施の形態 3にかかる無線受信装置の構成を示すプロッ ク図、 及び、
図 1 3は、 本発明の実施の形態 4にかかる無線受信装置の構成を示すブロッ ク図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態について、 図面を用いて説明する。
(実施の形態 1 )
図 7は、 本発明の実施の形態 1にかかる無線受信装置の構成を示すプロック 図である。 なお、 図 7には、 一例として、 2つのパスの受信信号を扱うととも に、 通信相手により 1スロットにおいてそれそれ C o d e A及び C o d e Bで 拡散された 2つの既知シンボルを受信する場合の構成が示されている。
図 7において、 受信 部 1 0 2は、 後述する水晶発振器 1 2 2からのロー カル信号を用いて、 アンテナ 1 0 1により受信された信号 （受信信号） をべ一 スバンド信号に変換し、 I— c h及び Q— c hのベースバンド信号をそれそれ A/D変換器 1 0 3及び AZD変換器 1 0 4に出力する。
A/D変換器 1 0 3は、 I— c hのべ一スパンド信号を、 ディジ夕ル信号に 変換してサーチャー 1 0 5、 逆拡散器 1 0 6及び逆拡散器 1 0 7に出力する。 また、 A/D変換器 1 0 4は、 Q— c hのベースバンド信号を、 ディジタル信 号に変換してサーチャー 1 0 5、 逆拡散器 1 0 6及び逆拡散器 1 0 7に出力す る。
サ—チヤ— 1 0 5は、 I— c h及び Q— c hのベースバンド信号を用いて、 逆拡散器 1 0 6及び逆拡散器 1 0 7における逆拡散タイミング、 チャネル推定 部 1 0 8におけるパイロットタイミング、 及び、 ； AK E合成部 1 0 9におけ るパスタイミングを検出する。 このサ一チヤ一 1 0 5は、 検出した逆拡散夕ィ ミングを逆拡散器 1 0 6及び逆拡散器 1 0 7に出力し、 検出したパイロヅト夕 イミングをチャネル推定部 1 0 8に出力し、 検出したパスタイミングを R AK E合成部 1 0 9に出力する。
逆拡散器 1 0 6及び逆拡散器 1 0 7は、 サーチャー 1 0 5からの逆拡散タイ ミングに基づいて、 I— c h及び Q— c hのベースバンド信号に対して逆拡散 処理を行い、 逆拡散処理後の I一 c hのベースバンド信号を、 RAK E合成部 1 0 9、 複素相関部 1 1 5及び遅延部 1 1 1に出力し、 逆拡散処理後の Q— c hのペースバンド信号を、 R A K E合成部 1 0 9、 複素相関部 1 1 5及び遅延 部 1 1 2に出力する。
チャネル推定部 1 0 8は、 サーチャー 1 0 5からのパイロヅトタイミングに 基づいて、 逆拡散器 1 0 6及び逆拡散器 1 0 7からの逆拡散処理後のベースバ ンド信号を用いてチャネル推定値を算出し、 算出したチャネル推定値を R AK E合成部 1 0 9に出力する。
RAK E合成部 1 0 9は、 サーチャー 1 0 5からのパスタイミングに基づい て、 逆拡散器 1 0 6及び逆拡散器 1 0 7からの逆拡散処理後のペースバンド信 号に対してチャネル推定部 1 0 8からのチャネル推定値の逆特性を乗算し、 逆 特性が乗算されたベースバンド信号を; RA K E合成する。 復調部 1 1 0は、 R A K E合成されたべ一スパンド信号に対する復調処理を行う。
遅延部 1 1 1は、 逆拡散器 1 0 6により逆拡散処理された I— c hのペース バンド信号を遅延させた後、 複素相関部 1 1 5に出力する。 同様に、 遅延部 1 1 3は、 逆拡散器 1 0 7により逆拡散された I一 c hのベースバンド信号を遅 延させた後、 複素相関部 1 1 6に出力する。 また、 遅延部 1 1 2は、 逆拡散器 1 0 6により逆拡散処理された Q— c hのベースバンド信号を遅延させた後、 複素相関部 1 1 5に出力する。 同様に、 遅延部 1 1 4、 逆拡散器 1 0 7により 逆拡散された Q— c hのべ一スバンド信号を遅延させた後、 複素相関部 1 1 6 に出力する。
複素相関部 1 1 5は、 逆拡散器 1 0 6により逆拡散処理された I一 c hのべ —スパンド信号と、 遅延部 1 1 1により遅延された I— c hのべ一スバンド信 号とを用いて、 複素相関処理を行う。 また、 複素相関部 1 1 5は、 逆拡散器 1 0 6により逆拡散処理された Q— c hのペースバンド信号と、 遅延部 1 1 2に より遅延された Q— c hのペースバンド信号とを用いて、複素相関処理を行う。 複素相関部 1 1 6は、 逆拡散器 1 0 7により逆拡散処理された I— c hのべ ースバンド信号と、 遅延部 1 1 3により遅延された I— c hのべ一スバンド信 号とを用いて、 複素相関処理を行う。 また、 複素相関部 1 1 6は、 逆拡散器 1 0 7により逆 ¾散処理された Q— c hのベースバンド信号と、 遅延部 1 1 4に より遅延された Q— c hのべ一スバンド信号とを用いて、複素相関処理を行う。 パス合成部 1 1 7は、 複素相関部 1 1 5及び複素相関部 1 1 6により複素相 関処理された信号を合成し、 合成した信号を位相推定部 1 1 8に出力する。 位 相推定部 1 1 8は、 パス合成部 1 1 7により合成された信号を用いて単位時間 当りの位相回転量を算出する。 平滑化部 1 1 9は、 算出された単位時間当りの 位相回転量を用いて周波数オフセヅトを算出する。 制御電圧変換部 1 2 0は、 算出された周波数オフセットを水晶発振器 1 2 2に対する制御電圧に変換する。 DZA変換器 1 2 1は、 変換された制御電圧をアナログ信号に変換して水晶発 振器 1 2 2に出力する。 水晶発振器 1 2 2は、 D/A変換器 1 2 1からの制御 電圧に制御されて、 ローカル信号を受信 R F部 1 0 2に出力する。
次いで、 上記構成を有する無線受信装置の動作について、 さらに図 8を参照 して説明する。 図 8は、 本発明の実施の形態 1にかかる無線受信装置により受 信されるパスにおける既知シンボルのタイミングの様子を示す模式図である。 本無線受信装置の通信相手は、 図 1に示したように、 それそれ C o d e A及び + CodeBにより拡散された既知シンボル 11及び既知シンボル 12を含む信 号を送信する。
通信相手により送信された信号は、 図 7に示す無線受信装置によりアンテナ 101を介して受信される。 図 7において、 アンテナ 101により受信された 信号 （受信信号） は、 受信 R F部 102により、 キヤリァ周波数の信号からベ —スバンド信号に変換される。 このとき、 受信 RF部 102では水晶発振器 1 22からの口一カル信号が用いられる。 受信 RF部 102から A/D変換器 1 03に対しては、 I— chのベースバンド信号が出力される。 また、 受信 RF 部 102から A/D変換器 104に対しては、 Q— chのペースバンド信号が 出力される。
I一 c hのべ一スパンド信号は、 A/D変換器 103によりディジ夕ル信号 に変換された後、 サーチャー 105、 逆拡散器 106及び逆 散器 107に出 力される。 同様に、 Q— chのべ一スバンド信号は、 A D変換器 104によ りディジタル信号に変換された後、 サーチャー 105、 逆拡散器 106及び逆 拡散器 107に出力される。
サ—チヤ— 105では、 ベースバンド信号と既知コードである Code Aと の相関がとられることにより、 図 8に示すように、 相関値の電力が最大となる コードタイミングが検出される。 また、 サーチャー 105では、 検出されたコ —ドタイミングを用いて、 CodeBのタイミングが検出される。 以上のよう にして、 サーチャー 105では、 逆拡散器 106及び逆拡散器 107における 逆拡散タイミングと、チャネル推定部 108におけるパイロット夕ィミングと、 RAKE合成部 109におけるパスタイミングが算出される。
サーチャー 105から逆拡散器 106及ぴ複素相関部 115に対しては、 ノ ス 1の Code A及ぴ CodeBのタイミングが出力される。 サーチャー 10 5から逆拡散器 107及ぴ複素相関部 116に対しては、 パス 2の CodeA 及び CodeBのタイミングが出力される。 また、 サーチャー 105からチヤ ネル推定部 108に対しては、 パス 1の C o d e A及び C 0 d eBのタイミン グ、ならびに ス 2の C 0 d e A及び C o d eBの夕ィミングが出力される。 さらに、 サーチャー 105から RAKE合成部 109に対して、 パス 1及びパ ス 2のタイミングが出力される。
逆拡散器 106では、 I一 c hのべ一スバンド信号に対する Co d e A及び C o d eBを用いた逆拡散処理が、 それそれ、 サーチャー 105からのパス 1 の Co de A及び Cod eBのタイミングに基づいてなされる。 同様に、 Q— c hのベースバンド信号に対する Co de A及び C odeBを用いた逆 ¾散処 理が、 それそれ、 サーチャー 105からのパス； Lの Co de A及び Co d eB のタイミングに基づいてなされる。 また、 逆拡散器 106では、 I— ch及び Q-c hのベースバンド信号に対する所定の拡散符号 （本無線受信装置に割り 当てられた拡散符号） を用いた逆拡散処理がなされる。
逆拡散器 107では、 I一 chのべ一スバンド信号に対する Co de A及び C o d eBを用いた逆拡散処理が、 それそれ、 サーチャー 105からのパス 2 の C o d e A及び C o d eBのタイミングに基づいてなされる。 同様に、 Q— c hのペースバンド信号に対する Code A及び C o d e Bを用いた逆拡散処 理が、 それそれ、 サ一チヤ一 105からのパス 2の Code A及び Co deB のタイミングに基づいてなされる。 また、 逆拡散器 107では、 I— ch及び' Q-c hのペースバンド信号に対する所定の拡散符号を用いた逆拡散処理がな される。
逆拡散器 106及び逆拡散器 107により逆拡散処理されたエー ch及び Q ― c hのべ一スバンド信号は、 チャネル推定部 108及び RAKE合成部 10 9に出力される。
チャネル推定部 108では、 サ一チヤ一 105からのパス 1の Code A及 び Co deBのタイミングに基づいて、 逆拡散器 106からの逆拡散処理後の I - c h及び Q— c hのべ一スバンド信号のうち、 既知シンボル 1 1及び既知 シンボル 12に対応する信号が取り出される。 この取り出された信号を用いて パス 1のチャネル推定値が算出される。 同様に、 サーチャー 105からのパス 2の Code A及び Code Bのタイミングに基づいて逆拡散器 107からの 逆拡散処理後の I一 c h及び Q— c hのペースバンド信号のうち、 既知シンポ ル 11及び既知シンボル 12に対応する信号が取り出される。 この取り出され た信号を用いてパス 2のチャネル推定値が算出される。 チャネル推定部 108 により算出されたパス 1及びパス 2のチャネル推定値は、 11八1^ 合成部10 9に出力される。
RAKE合成部 109では、 まず、 逆拡散器 106からの I一 ch及び Q— c hの逆拡散処理後のベ一スパンド信号に対して、 チャネル推定部 108から のパス 1のチャネル推定値の逆特性が乗算され、 逆拡散器 107からの I一 c h及び Q— c hの逆拡散処理後のベ一スパンド信号に対して、 チャネル推定部 108からのパス 2のチャネル推定値の逆特性が乗算される。 さらに、 チヤネ ル推定値の逆特性が乗算されたパス 1の I一 c h及び Q—、 c hの逆拡散処理後 のべ一スパンド信号と、 チャネル推定値の逆特性が乗算されたパス 2の I一 c h及び Q— c hの逆拡散処理後のベースバンド信号とは、 サ一チヤ一 105か らのパス 1及びパス 2のタイミングに基づいて、 RAKE合成される。
1^八1{∑：合成後の1ー0 ]1及び(3_ 0 ] のべースバンド信号は、 復調部 11 0に出力される。 復調部 110では、 1^八 £合成後の1ー 011及び — 011 のペースバンド信号に対する復調処理がなされることにより、 受信データが得 られる。
—方、 逆拡散器 106により逆拡散処理された I一 ch (Q-ch) のべ一 スバンド信号は、 複素相関部 115に出力されるとともに、 遅延部 111 (遅 延部 112)により tABだけ遅延された後、複素相関部 115に出力される。 ここで、 tABは、 図 1の tABであり、 t AB二 tCA/2 +tgap+tCB /2で表される。 逆拡散部 107により逆拡散処理された I— ch (Q-ch) のべ一スバン ド信号s ,は、 複素相関部 116に出力されるとともに、 遅延部 1 13 (遅延部 1 14) によ尸り tABだけ遅延された後、 複素相関部 116に出力される。
I∑
複素相関部 115では、 逆拡散器 106からの逆拡散処理後の I一 c h (Q — c h) のベースバンド信号と、 遅延部 111 (遅延部 1 12) からの tAB だけ遅延された逆拡散処理後の I一 ch (Q-ch) のベースバンド信号と、 を用いた複素相関処理が、 サーチャ一 105からパス 1の Cod eA及び Co deBのタイミングに基づいてなされる。 パス 1の I一 ch及び Q— chにつ いての複素相関処理後の信号は、 パス合成部 117に出力される。
複素相関部 1 16では、 逆拡散器 106からの逆拡散処理後の I一 c h (Q -ch) のベースバンド信号と、 遅延部 1 11 (遅延部 112) からの tAB だけ遅延された逆拡散処理後の I一 ch (Q-ch) のベースバンド信号と、 を用いた複素相関処理が、 サ一チヤ一 105からのパス 2の Code A及び C o deBのタイミングに基づいてなされる。 パス 2の I— ch及び Q— chに ついての複素相関処理後の信号は、 パス合成部 1 17に出力される。
パス合成部 1 17では、 複素相関部 1 15からの複素相関処理後の信号と、 複素相関部 116からの複素相関処理後の信号とが、 I— c h毎及び Q— c h 毎にパス合成される。 次に示す式により表現されるパス合成後の I— c h及び Q— chの信号は、 位相推定部 118に出力される。
【数 1】 c„, (
ただし、 Cest (n) .iは、 第 nスロヅトにおけるパス合成後の I— c hの 信号であり、 Cest (n) .qは、 第 nスロットにおけるパス合成後の Q— c h の信号である。 また、 C (n, p) .iは、 第 nスロットにおける複素相関処理 後の I一 chの信号であり、 C (n, p) .qは、 第 nスロットにおける複素相 関処理後の Q— c hの信号である。
位相推定部 118では、 パス合成部 117により合成された信号を用いて、 位相回転量が算出される。すなわち、第 nスロヅトの位相回転量 0est(n)は、 次に示す式により表現される。
【数 2】
Figure imgf000019_0001
平滑化部 119では、 位相推定部 118によりスロット単位で推定される位 相回転量 0est (n) に対する平滑化処理が、 次に示す式に従ってなされる。
【数 3】
Figure imgf000019_0002
+ αθί5<(η) [ラジアン] ただし、 αは忘却係数である。 なお、 平滑化処理として、 本実施の形態では 重み付平均を用いているが、移動平均や単純平均等を用 、ることも可能である。 この平滑化処理により、 雑音による位相推定精度の誤差を抑圧することができ ο
さらに、 平滑化部 1 19では、 平滑化処理された位相回転量を用いて、 補正 すべき周波数オフセヅトが算出される。 この補正すべき周波数オフセヅトは、 制御電圧変換部 120に出力される。
制御電圧変換部 120では、 補正すべき周波数オフセットは、 水晶発振器 1
22における制御電圧に変換される。 この制御電圧は、 DZA変換器 121に よりアナログ信号に変換された後、 水晶発振器 122に出力される。 水晶発振 器 122における周波数オフセットは、 このアナログ信号に変換された制御電 圧により補正される。 以上のような閉ループの動作により、 通信相手と本無線 受信装置におけるキャリア周波数のオフセットが補正される。 これにより、 受 信信号の品質を劣化させる位相回転を抑圧することができる。
次いで、 本実施の形態にかかる無線受信装置により正確な位相回転量を推定 できる要因について説明する。 図 10は、 本発明の実施の形態 1にかかる無線 受信装置によるパス合成の様子を示す模式図である。
まず、 図 9において、 Code Aを用いた逆拡散処理により得られたベース バンド信号 （以下単に 「C o d e Aのべ一スバンド信号」 という。 ） に着目す る。 図 9Aは、 パス 1に対して Cod eAを用いた逆拡散処理により得られた ベースバンド信号の位相回転量の様子を示す模式図である。 また、 図 9Bは、 パス 2に対して Code Aを用いた逆拡散処理により得られたベースバンド信 号の位相回転量の様子を示す模式図である。
図 9 A及び図 9 Bに示されるように、 パス 1の C o d e Aのベースバンド信 号は、 送信信号に対して、 フェージングによる位相変動量（A01fad)だけ回 転している。 一方、 パス 2の C o d e Aのベースバンド信号は、 パス 1とパス 2の伝搬路が異なることに起因して、 パス 1の C o d e Aのべ一スバンド信号 に対して、位相回転量（Δ0Ρ)及びフヱ一ジングによる位相変動量（△02fad) だけ回転している。 なお、 位相回転量 （Δ ρ) は、 パス 1とパス 2との間の 時間差 （tp) に対応する位相回転量である。
次に、 Co deBを用いた逆拡散処理により得られたペースバンド信号 （以 下単に 「Co deBのペースバンド信号」 という。 ) に着目する。 図 9Cは、 パス 1に対して Cod e Bを用いた逆拡散処理により得られたベースバンド信 号の位相回転量の様子を示す模式図である。 また、 図 9Dは、 パス 2に対して CodeBを用いた逆拡散処理により得られたペースバンド信号の位相回転量 の様子を示す模式図である。
図 9 C及び図 9 Dに示されるように、 パス 1の Co deBのベースバンド信 号は、 パス 1の C o d e Aのベースバンド信号に対して、 さらに Δ ΘΑΒ だけ 回転している。 パス 2の C o d e Bのべ一スバンド信号も、 パス 2の C o d e Aのべ一スバンド信号に対して、 さらに A SABだけ回転している。
上記のようなパス 1の C o d e Aのベースバンド信号と C o d e Bのべ一ス バンド信号を用いて、複素相関部 1 1 5で複素相関処理が行われる。図 9 Eは、 パス 1に対して複素相関処理した信号の様子を示す模式である。 また、 図 9 F は、 パス 2に対して複素相関処理した信号の様子を示す模式図である。
パス 1の C o d e Aのべ一スバンド信号と C o d e Bのベースバンド信号を 用いて、 複素相関部 1 1 6で複素相関処理が行われることにより、 図 9 Eに示 すパス 1についての複素相関処理後の信号が得られる。 同様に、 パス 2の C o d e Aのペースバンド信号と C o d e Bのベースバンド信号を用いて、 複素相 関部 1 1 6で複素相闋処理が行われることにより、 図 9 Fに示すパス 2につい ての複素相関処理後の信号が得られる。
すなわち、 RAK E合成前のペースバンド信号を用いて複素相関処理を行つ ているので、 図 9 E及び図 9 Fから明らかなように、 パス 1及びパス 2につい ての複素相関処理後の信号には、 従来方式に存在するチャネル推定誤差 （図 5 E、 図 5 F、 図 6 A、 及び図 6 Bに示した△ ch_errA及び Δ 0ch_errB) が 含まれていない。 なお、 パス 1及びパス 2についての複素相関処理後の信号に は、 位相回転量の雑音による誤差が含まれている可能性がある。
この後、上記のようなパス 1及びパス 2についての複素相関処理後の信号は、 パス合成部 1 1 7により、 I — c h及び Q— c h毎に合成される。 図 1 0は、 複素相関処理後の信号に対するパス合成後の信号の様子を示す模式図である。 パス合成後の信号は、 パスダイバ一シチの効果により、 位相回転量の雑音によ る誤差が軽減されたものとなる。 このパス合成後の信号を用いて、 上述したよ うに、位相推定部 1 1 8により位相回転量が推定される。図 1 0に示すように、 パス合成後の信号にもチャネル推定誤差が含まれていないので、 位相推定部 1 1 8により推定される位相回転量は、 精度の高いものとなる。
なお、 図 9 A、 図 9 B、 図 9 C、 図 9 D、 図 9 E、 図 9 F、及び図 1 0では、 説明の簡略化のために、 受信信号が第 1象限に存在している場合が示されてい るが、 本発明は、 受信信号がいずれの象限に存在している場合についても適用 可能である。
このように、 本実施の形態においては、 逆拡散処理後の各パスのベースバン ド信号を R AK E合成した信号 （すなわち、 逆拡散処理後の各パスのベースバ ンド信号にチャネル推定値の逆特性を乗算した信号） を用いて位相回転量を推 定するのではなく、 RAK E合成前の逆拡散処理後のベースバンド信号 （すな わち、 逆拡散処理後の信号であってチャネル推定値の逆特性が乗算されていな いベースバンド信号） を用いて各パス毎に複素相関処理を行い、 複素相関処理 後の各パスの信号を合成した信号を用いて位相回転量を推定している。 このよ うに位相回転量を推定すれば、 各パスの複素相関処理後の信号及びパス合成さ れた信号には、 R AK E合成に起因するチャネル推定誤差が含まれないので、 精度の良い位相回転量を得ることができる。
したがって、 本実施の形態によれば、 高速移動時であってもチャネル推定精 度とは関係なく高精度な位相回転量を推定することができるので、 安定した周 波数オフセッ卜の補償を行うことが可能となる。
(実施の形態 2 )
本実施の形態では、パス合成後の信号を I一 c h及び Q— c h毎に平滑化し、 平滑化した各信号を用いて位相回転量を推定する場合について説明する。 図 1 1は、 本発明の実施の形態 2にかかる無線受信装置の構成を示すプロック図で ある。 なお、 図 1 1における実施の形態 1 (図 7 ) と同様の構成については、 図 7におけるものと同一の符号を付して詳しい説明を省略する。
本実施の形態にかかる無線受信装置は、 パス合成部 1 1 7の後の動作が実施 の形態 1にかかる無線受信装置と異なる。 すなわち、 本実施の形態にかかる無 線受信装置は、 実施の形態 1にかかる無線受信装置において、 位相推定部 1 1 8及び平滑化部 119に代えて、 平滑化部 501、 平滑化部 502及び位相推 定部 503を設けた構成を有する。
平滑化部 501は、 パス合成部 117によるパス合成後の I— c hの信号に 平均化処理を行う。 平滑化部 502は、 パス合成部 117によるパス合成後の Q— chの信号に平均化処理を行う。 ここでは、 平均化処理としてスロット間 における移動平均を用いるものとする。
平均化部 501により移動平均された第 nスロットの信号（Cave (n) .i) 及び平均化部 502により移動平均された第 nスロッ卜の信号 （Cave (n) . q) は、 次に示す式により表現される。 ただし、 Nは移動平均長である。
【数 4】
Cave(n)i=~^CaM(n-k)i
1 N-l
CaM-q = ~^Carf£i (n-k).q
位相推定部 503は、 平均化部 501及び平均化部 502により移動平均さ れた各信号を用いて位相回転量を算出する。 すなわち、 位相推定部 503によ り算出される第 nスロットにおける位相回転量は、 次に示す式により表現され る。
【数 5】
Figure imgf000023_0001
位相推定部 503により算出された位相回転量は、 制御電圧変換部 120に 出力された後には、 実施の形態 1で説明したものと同様の動作がなされる。 このように、 本実施の形態においては、 パス合成後の信号を I— c h及び Q —c h毎に平滑化し、 平滑化した各信号を用いて位相回転量を算出している。 これにより、 算出された位相回転量を平滑化する実施の形態 1に比べて、 さら に雑音による位相推定精度の劣化を抑制することができる。
また、 過渡時には、 平滑化部 5 0 1及び平滑化部 5 0 2における移動平均長 Nを小さく設定することにより、 周波数の変化に高速に追随して周波数オフセ ットを推定できるとともに、定常時には、上記 Nを大きく設定することにより、 伝搬路に適応して周波数オフセットを推定できる。 なお、 本実施の形態では、 平滑化処理として、 移動平均を用いた場合について説明したが、 重み付け平均 や単純平均等を用いることも可能である。
(実施の形態 3 )
本実施の形態では、 周波数オフセッ卜の補償をソフトウェア処理により実現 する場合について説明する。 図 1 2は、 本発明の実施の形態 3にかかる無線受 信装置の構成を示すプロック図である。なお、図 1 2における実施の形態 1 (図 7 ) と同様の構成については、 図 7におけるものと同一の符号を付して詳しい 説明を省略する。
本実施の形態にかかる無線受信装置は、 実施の形態 1にかかる無線受信装置 において、 AZD変換器 1 0 3及び A/D変換器 1 0 4とサーチャー 1 0 5と の間に補償部 6 0 1を設け、 制御電圧変換部 1 2 0、 DZA変換器 1 2 1及び 水晶発振器 1 2 2を除去し、位相べクトル変換部 6 0 2を設けた構成を有する。 位相べクトル変換部 6 0 2は、 平滑化部 1 1 9により平滑化処理された第 n スロヅトの位相回転量（0est ( n) [ラジアン] ) を位相回転べクトルに変換 する。位相べクトル変換部 6 0 2により算出される位相回転べクトル、 すなわ ち、 I— c hの位相回転ベクトル O o t ( n) . i )及び Q— c hの位相回転 ベクトル （r o t ( n) . q ) は、 次に示す式により表現される。 ただし、 Kは 一度に補償する補償単位である。
【数 6】
Figure imgf000025_0001
補償部 601は、 A/D変換器 103及び A/D変換器 104からの I一 c h及び Q— chのべ一スバンド信号に対して、 位相ぺクトル変換部 602によ り変換された I一 c h及び Q— c hの位相回転べクトルを用いた周波数オフセ ヅト補償の補償を行う。 すなわち、 AZD変換器 103からの第 nスロヅト、 kサンプルのベースバンド信号を s (n, k) .iとし、 A/D変換器 104か らの第 nスロット、 kサンプルのべ一スパンド信号を s (n, k).qとすると、 補償部 601により補償された I— chのベースバンド信号（s c (n, k) . i)及び Q— c hのベースバンド信号 （s c (n, k) .q) は、 次に示す式に より表現される。
【数 7】 sc(n,k)i = s(n,k)i . cos{ · εί (η )} + s n,k).q . sin-ί ; ' (n }
sc(n,k)^[ = -s(n,k)i . sin{ . φεχι («)} + s(n,k).q . cos {: · <pcst (n)} 補償部 601により補償された I— c h及び Q— c hのべ一スパンド信号は、 以後、 実施の形態 1で説明したような処理がなされる。
上述した実施の形態 1及び実施の形態 2では、 通信相手と本無線受信装置と の水晶発振器の精度が同一となるように、 受信 RF部 102に用いられるキヤ リア周波数を直接制御して、周波数オフセットによる位相回転を補償している。 一方、 本実施の形態では、 周波数オフセットによる位相回転をベースバンド信 号のディジタル信号処理を用いて補償している。 これにより、 本実施の形態に よれば、 DSP等でのソフトウエア処理により周波数オフセヅトを補償するこ とが可能となるので、 周波数オフセットの補償精度を水晶発振器に対する制御 電圧による補正精度と無関係とすることができる。 また、 水晶発振器における 部品のバラツキ等に起因する受信品質の劣化を防止することができる。
なお、 本実施の形態においては、 実施の形態 1にかかる無線受信装置におけ る周波数オフセットの補償をソフトウェア処理により実現する場合について説 明したが、 実施の形態 2にかかる無線受信装置における周波数オフセットの補 償をソフトウエア処理により実現することも可能であることはいうまでもない c この場合には、 上記効果に加えて、 位相推定精度の劣化を抑制できるという効 果も得られる。
また、 上記実施の形態 1〜実施の形態 3においては、 扱うパスの数を 2つと した場合について説明したが、 本発明は、 扱うパスの数を 3つ以上とした場合 及び扱うパスの数を 1つとした場合にも適用可能なものである。扱うパスの数 を 1つとした場合には、 図 7、 図 1 1及び図 1 2において、 11 1^ 合成部1 0 9、 逆 散器 1 0 7、 遅延部 1 1 3、 遅延部 1 1 4、 複素相関部 1 1 6及び パス合成部 1 1 7を除去すればよい。 なお、 この場合には、 複素相関部 1 1 5 による複素相関処理後の信号を用いて位相推定部 1 1 8により、 位相回転量を 推定することが可能であり、 また、 逆拡散器 1 0 6により逆披散処理されたべ ースバンド信号に対して、 チャネル推定部 1 0 8からのチャネル推定値の逆特 性を乗算した後、 逆特性が乗算されたベースバンド信号を用いて復調部 1 1 0 により受信データを取り出すことが可能である。
(実施の形態 4 )
本実施の形態では、 実施の形態 1〜実施の形態 3において、 スペースダイバ 一シチを採用する場合について説明する。 スペースダイバーシチは、 実施の形 態 1〜実施の形態 3のいずれにも適用することが可能なものであるが、 まず、 スペースダイバーシチを実施の形態 1に適用した場合について説明する。
図 1 3は、 本発明の実施の形態 4にかかる無線受信装置の構成を示すプロッ ク図である。 なお、 図 1 3における実施の形態 1 (図 7 ) と同様の構成につい ては、 図 7におけるものと同一の符号を付して詳しい説明を省略する。 本実施の形態にかかる無線受信装置は、 実施の形態 1にかかる無線受信装置 において、 複数ブランチ （ここでは一例として 2ブランチ） の受信系を設ける とともに、 パス合成部 117に代えてパス &ブランチ合成部 701を設けた構 成を有する。 なお、 受信系とは、 アンテナ 101、 受信 RF部 102、 A/D 変換器 102、 AZD変換器 103、 サーチャー 105、 逆拡散器 106、 逆 拡散器 107、 遅延部 11 1〜 114、 複素相関部 115及び複素相関部 11 6を含むものである。
パス &ブランチ合成部 701は、 次の式に示すように、 I— ch及び Q— c h毎にパスとブランチの合成を行う。 ただし、 第 nスロット、 br«ブランチ、 第 pパスの複素相関器 11 1〜： L 14の出力信号を C (n, br, p)とする。
【数 8】
Figure imgf000027_0001
パス &ブランチ合成部 701は、 上式により、 第 nスロヅトの周波数オフセ ットによる位相回転量べクトル Cest (n) .i、 Cest (n) .qを算出する。 このように、 本実施の形態によれば、 パスダイバーシチ効果とスペースダイ バ一シチ効果により、 周波数オフセヅトの推定精度を劣化させる要因となる雑 音を抑圧することができる。 特に、 雑音抑圧に必要となる十分な平均長をとれ ないバースト的な受信を行う際においては、 受信信号にパスダイバーシチ効果 とスペースダイノ'一シチ効果の両方が反映されるので、 受信信号のサンプル数 が少なくとも、 受信信号における雑音を十分に抑圧することができる。
なお、スペースダイバーシチを実施の形態 2 (Hil l)に適用した場合には、 パス &ブランチ合成部により得られた信号を I一 c h及び Q— c h毎に平滑ィ匕 し、 平滑ィヒした各信号を用いて位相回転量を推定することにより、 上記効果に 加えて、雑音による位相推定精度の劣化を抑圧できる効果を得ることができる。 これにより、 バースト的な受信を行う際においても、 より安定した周波数オフ セット推定精度を保ちつつ、 安定した受信品質を得ることができる。
さらに、 スペースダイバ一シチを実施の形態 3 (図 1 2 ) に適用した場合に は、 周波数オフセットによる位相回転をべ一スバンド信号に対するディジ夕ル 信号処理を用いて補償することにより、 上記効果に加えて、 周波数オフセット の補償精度を水晶発振器に対する制御電圧による補正精度と無関係とする効果、 及び、 水晶発振器における部品のバラヅキ等に起因する受信品質の劣化を防止 できる。 この場合において、 パス &ブランチ合成部により得られた信号を I— 0 11及び — 0 11毎に平滑ィ匕し、 平滑ィ匕した各信号を用いて位相回転量を推定 する際には、 上記効果に加えて、 雑音による位相推定精度の劣化を抑圧できる 効果を得ることも可能となる。 以上の説明から明らかなように、 本発明の無線受信装置によれば、 パス合成 を行う前の受信信号に対して、 パス単位で複素相関処理を行い、 複素相関処理 を行った受信信号から位相回転量を推定することにより高速移動時においても 正確に周波数オフセットによる位相回転量を推定することができる。
本明細書は、 2 0 0 0年 8月 3 0日出願の特願 2 0 0 0— 2 6 1 8 1 6に基 づくものである。 この内容をここに含めておく。 産業上の利用可能性
本発明は、 無線通信装置に好適である。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 受信信号に対して逆拡散処理を行うことにより所定パスの受信信号を取り 出す逆拡散手段と、 HAKE合成前の前記所定パスの受信信号に対して、複素相 関処理を行う複素相関処理手段と、 複素相関処理されたすベての所定パスの受 信信号を合成して合成信号を生成し、 生成された合成信号を用いて前記受信信 号における位相回転量を算出する位相回転量算出手段と、 を具備することを特 徴とする無線受信装置。
2 . 複素相関処理手段は、 HAKE合成前の前記所定パスの受信信号に対して、 前記所定パス単位で複素相関処理を行う請求の範囲第 1項に記載の無線受信装 置。
3 . 位相回転量算出手段は、 算出された位相回転量に対して平滑化処理を行う 平滑化手段を具備し、 平滑化された位相回転量を新たな位相回転量とする請求 の範囲第 1項に記載の無線受信装置。
4 . 位相回転量算出手段は、 生成された合成信号に対して平滑化処理を行う平 滑化手段を具備し、 平滑化処理された合成信号を用いて位相回転量を算出する 請求の範囲第 1項に記載の無線受信装置。
5 . 位相回転量算出手段により算出された位相回転量を用いて周波数オフセッ トを算出する周波数オフセット算出手段と、 算出された周波数オフセットに基 づいてローカル信号の周波数を制御して、 受信信号における周波数オフセット を補償する補償手段と、 を具備する請求の範囲第 1項に記載の無線受信装置。
6 . 位相回転量算出手段により算出された位相回転量を用いて周波数オフセッ トを算出する周波数オフセット算出手段と、 算出された周波数オフセットを用 いて位相回転べクトルを算出し、 前記位相回転べクトルを用いて前記受信信号 における周波数オフセットを補償する補償手段と、 を具備する請求の範囲第 1
7 . 逆拡散手段は、 全ブランチの受信信号から所定パスの受信信号を取り出す 請求の範囲第 1項に記載の無線受信装置。
8 . 無線受信装置を具備する通信端末装置であって、 前記無線受信装置は、 受 信信号に対して逆挞散処理を行うことにより所定パスの受信信号を取り出す逆 拡散手段と、 RAKE合成前の前記所定パスの受信信号に対して、複素相関処理 を行う複素相関処理手段と、 複素相関処理されたすベての所定パスの受信信号 を合成して合成信号を生成し、 生成された合成信号を用いて前記受信信号にお ける位相回転量を算出する位相回転量算出手段と、 を具備する。
9 .通信端末装置と無線通信を行う基地局装置であつて、前記通信端末装置は、 受信信号に対して逆拡散処理を行うことにより所定パスの受信信号を取り出す 逆拡散手段と、 RAKE合成前の前記所定パスの受信信号に対して、 複素相関処 理を行う複素相関処理手段と、 複素相関処理されたすベての所定パスの受信信 号を合成して合成信号を生成し、 生成された合成信号を用いて前記受信信号に おける位相回転量を算出する位相回転量算出手段と、 を具備する。
1 0 . 受信信号に対して逆拡散処理を行うことにより所定パスの受信信号を取 り出す逆 ¾散工程と、 RAKE合成前の前記所定パスの受信信号に対して、 複素 相関処理を行う複素相関処理工程と、 複素相関処理されたすベての所定パスの 受信信号を合成して合成信号を生成し、 生成された合成信号を用いて前記受信 信号における位相回転量を算出する位相回転量算出工程と、 を具備することを 特徴とする無線受信方法。
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