CN1389026A - 无线接收装置 - Google Patents

Abstract

解扩器(106、107)根据来自搜索器(105)的定时,通过对基带信号进行解扩处理,来获得路径(1、2)的基带信号。复数相关部(115、116)对于来自解扩器(106、107)的基带信号(将来自信道估计部(108)的信道估计值的相反特性进行乘法前的基带信号)进行复数相关处理。路径合成部(117)对复数相关部(115)和(116)进行了复数相关处理的信号进行合成。相位估计部(118)使用由路径合成部(117)合成后的信号,来估计频率偏差造成的相位旋转量。

Description

无线接收装置

                        技术领域

本发明涉及无线接收装置，特别涉及对频率偏差进行补偿的无线接收装置。

                        背景技术

以往，在接收端装置中，进行用于对发送端装置(例如基站装置)和接收端装置(例如通信终端装置)中的载波频率偏差进行补偿的处理(以下称为‘频率偏差补偿’)。

以下，参照图1、图2、图3来说明现有的进行频率偏差补偿的无线接收装置。图1是表示对进行频率偏差补偿的无线接收装置发送的已知码元状况的模式图。图2是表示现有的进行频率偏差补偿的无线接收装置的结构方框图。图3是表示由现有的进行频率偏差补偿的无线接收装置接收的路径中的已知码元的定时状况的模式图。

如图1所示，发送端装置(未图示)发送包含通过CodeA扩频的已知码元11、以及通过CodeB扩频的已知码元12的信号。其中，设CodeA的代码长度为tCA，CodeB的代码长度为tCB，已知码元11和已知码元12的间隔为tgap。

从发送端装置发送的信号由图2所示的无线接收装置通过天线21来接收。在图2中，天线21接收到的信号(接收信号)通过接收RF部22从载波频率的信号变换成基带信号。此时，接收RF部22使用来自后述的石英振荡器38的本机信号。从接收RF部22分别对A/D变换器23和A/D变换器24输出基带信号的同相分量(I-ch)和垂直分量(Q-ch)。

I-ch的基带信号和Q-ch的基带信号分别通过A/D变换器24和A/D变换器24被变换成数字信号。变换成数字信号的I-ch的基带信号和Q-ch的基带信号被输出到搜索器25、解扩器26及解扩器27。

在搜索器25中，通过获得变换成数字信号的基带信号和已知代码的CodeA的相关，如图3所示，来检测相关值的功率最大的代码定时(即各路径的定时)。在搜索器25中，使用检测出的代码定时，来检测CodeB的定时。例如，如果CodeA的路径1和路径2的定时差为tp，那么路径1的CodeB的定时为tA+tgap，路径2的CodeB的定时为tA+tgap+tp。于是，根据检测出的CodeA的定时，可计算CodeB的定时。如上所述，在搜索器25中，计算解扩器26和解扩器27的解扩定时、信道估计部28的导频定时、以及RAKE合成部29的路径定时。

从搜索器25对解扩器26输出路径1的CodeA和CodeB的定时，从搜索器25对解扩器27输出路径2的CodeA和CodeB的定时。此外，从搜索器25对信道估计部28输出路径1的CodeA和CodeB的定时、以及路径2的CodeA和CodeB的定时。而且，从搜索器25对RAKE合成部29输出路径1的定时和路径2的定时。

在解扩器26中，对I-ch的基带信号使用CodeA和CodeB的解扩处理分别根据来自搜索器25的路径1的CodeA和CodeB的定时来进行。同样，对Q-ch的基带信号使用CodeA和CodeB的解扩处理分别根据来自搜索器25的路径1的CodeA和CodeB的定时来进行。此外，在解扩器26中，对I-ch和Q-ch的基带信号进行使用规定的扩频码(分配给该无线接收装置的扩频码)的解扩处理。解扩处理后的I-ch和Q-ch的基带信号被输出到信道估计部28及RAKE合成部29。

在解扩器27中，对I-ch的基带信号使用CodeA和CodeB的解扩处理分别根据来自搜索器25的路径2的CodeA和CodeB的定时来进行。同样，对Q-ch的基带信号使用CodeA和CodeB的解扩处理分别根据来自搜索器25的路径2的CodeA和CodeB的定时来进行。此外，在解扩器27中，对I-ch和Q-ch的基带信号进行使用规定的扩频码的解扩处理。解扩处理后的I-ch和Q-ch的基带信号被输出到信道估计部28及RAKE合成部29。

在信道估计部28中，根据来自搜索器25的路径1的CodeA和CodeB的定时，在来自解扩器26的解扩处理后的I-ch和Q-ch的基带信号中，取出与已知码元11和已知码元12对应的信号。使用该取出的信号来计算路径1的信道估计值。同样，根据来自搜索器25的路径2的CodeA和CodeB的定时，在来自解扩器27的解扩处理后的I-ch和Q-ch的基带信号中，取出与已知码元11和已知码元12对应的信号。使用该取出的信号来计算路径2的信道估计值。由信道估计部28算出的路径1和路径2的信道估计值被输出到RAKE合成部29。

在RAKE合成部29中，首先对来自解扩器26的I-ch和Q-ch的解扩处理后的基带信号进行与来自信道估计部28的路径1的信道估计值的相反特性的乘法，对来自解扩器27的I-ch和Q-ch的解扩处理后的基带信号进行与来自信道估计部28的路径2的信道估计值的相反特性的乘法。进而，将进行了信道估计值的相反特性乘法的路径1的I-ch和Q-ch的解扩处理后的基带信号、以及进行了信道估计值的相反特性乘法的路径2的I-ch和Q-ch的解扩处理后的基带信号根据来自搜索器25的路径1及路径2的定时来进行RAKE合成。

RAKE合成后的I-ch和Q-ch的基带信号被输出到解调部30。在解调部30中，对RAKE合成后的I-ch和Q-ch的基带信号进行解调处理，从而获得接收数据。

此外，RAKE合成后的I-ch的基带信号被输出到复数相关运算部33，同时通过延迟部31延迟tAB(＝tCA/2+tgap+tCB/2；参照图1)后被输出到复数相关运算部33。同样，RAKE合成后的Q-ch的基带信号被输出到复数相关运算部33，同时通过延迟部32延迟tAB后被输出到复数相关运算部33。

在复数相关运算部33中，使用来自RAKE合成部29的RAKE合成后的I-ch的基带信号、以及来自延迟部31的延迟了tAB的RAKE合成后的I-ch的基带信号来进行复数相关处理。此外，使用来自RAKE合成部29的RAKE合成后的Q-ch的基带信号、以及来自延迟部32的延迟了tAB的RAKE合成后的Q-ch的基带信号来进行复数相关处理。I-ch和Q-ch的复数相关处理后的信号被输出到相位估计部34。

在相位估计部34中，使用来自复数相关运算部33的I-ch和Q-ch的复数相关处理后的信号，来计算平均单位时间的相位旋转量。在平滑部35中，使用由相位估计部34算出的相位旋转量，来计算频率偏差。算出的频率偏差被输出到控制电压变换部36。

在控制电压变换部36中，算出的频率偏差变换成与石英振荡器38对应的控制电压。该控制电压通过D/A变换器37变换成模拟信号后，被输出到石英振荡器38。由此，控制石英振荡器38的本机信号的频率。如以上那样进行频率偏差补偿。

但是，在现有的进行频率偏差补偿的无线接收装置中，存在以下问题。即，在现有的进行频率偏差补偿的无线接收装置中，使用RAKE合成后的基带信号来估计相位旋转量，所以特别是在因高速移动造成多普勒频率升高的情况下，存在估计的相位旋转量的精度下降的问题。

例如，如图4所示，使用在时隙的中心部配置的已知码元来计算信道估计值，在上述时隙间共用该信道估计值的情况下，越偏离信道估计区间，信道估计值的精度越恶化，所以RAKE合成后的基带信号的精度恶化。其结果，估计的相位旋转量的精度下降。换句话说，估计的相位旋转量的精度取决于使用RAKE合成后的基带信号的信道估计精度。

下面，参照图5A、图5B、图5C、图5D、图5E、图5F、图6A、图6B、图6C来说明估计的相位旋转量的精度下降的主要原因。

图5A是表示对路径1使用CodeA进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量状况的模式图。图5B是表示对路径1使用CodeB进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量状况的模式图。

如图5A和图5B所示，信道估计部28的路径1的信道估计按每个路径来进行，所以通过CodeA获得的信道估计值和通过CodeB获得的信道估计值大致相同(Δθ1ch)。

使用CodeA通过解扩处理获得的基带信号(以下简单称为‘CodeA的基带信号’)相对于发送信号因衰落而以相位变动量(Δθ1fad)进行旋转。使用CodeB通过解扩处理获得的基带信号(以下简单称为‘CodeB的基带信号’)相对于CodeA的基带信号旋转ΔθAB。

图5C是表示对路径2使用CodeA进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量状况的模式图。图5D是表示对路径2使用CodeB进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量状况的模式图。

CodeA的基带信号因路径1和路径2的传播路径不同，相对于路径1的CodeA的基带信号旋转相位旋转量(Δθp)和衰落造成的相位变动量(Δθ2fad)。再有，相位旋转量(Δθp)是与路径1和路径2之间的时间差(tp)对应的相位旋转量，CodeB的基带信号对于路径1的CodeA的基带信号再旋转ΔθAB。

接着，着眼于通过RAKE合成部29获得的RAKE合成后的基带信号。图5E是表示CodeA的RAKE合成后的基带信号中的相位旋转量状况的模式图。图5F是表示CodeB的RAKE合成后的基带信号中的相位旋转量状况的模式图。

如图5E所示，CodeA的RAKE合成后的基带信号(即，将路径1的CodeA的基带信号和路径2的CodeA的基带信号进行RAKE合成所得的基带信号)成为包含信道估计误差(Δθch_errA)的信号。同样，如图5F所示，CodeB的RAKE合成后的基带信号(即，将路径1的CodeB的基带信号和路径2的CodeB的基带信号进行RAKE合成所得的基带信号)成为包含信道估计误差(Δθch_errB)和应该计算的频率偏差造成的相位旋转量(ΔθAB)的信号。

图6A是表示CodeA的RAKE合成后的基带信号的信道估计误差状况的模式图。图6B是表示CodeB的RAKE合成后的基带信号的信道估计误差状况的模式图。图6C是表示现有的进行频率偏差补偿的无线接收装置中的复数相关处理的信号状况的模式图。

即，如图6A、图6B、及图6C所示，使用包含了信道估计误差的CodeA和CodeB的RAKE合成后的基带信号，来进行复数相关处理，所以在通过该复数相关处理获得的信号中，包含信道估计误差。因此，在最终求出的频率偏差造成的相位旋转量中，包含信道估计误差、即(Δθch_errA+Δθch_errB)的误差。其结果，在使信道估计精度恶化的高速移动时，频率偏差造成的相位旋转量的估计误差恶化明显，所以解调信号的质量恶化。

                        发明内容

本发明的目的在于提供一种无线接收装置，鉴于上述的问题，即使在高速移动时也可以正确地估计频率偏差造成的相位旋转量。

该目的如下实现：对于使用接收信号(基带信号)估计出的信道估计值的相反特性进行乘法前的上述接收信号，按路径为单位来进行复数相关处理并估计上述接收信号的相位旋转量。

                        附图说明

图1是表示对进行频率偏差补偿的无线接收装置发送的已知码元的状况的模式图；

图2是表示现有的进行频率偏差补偿的无线接收装置的结构方框图；

图3是表示由现有的进行频率偏差补偿的无线接收装置接收的路径中的已知码元定时的状况的模式图；

图4是表示现有的进行频率偏差补偿的无线接收装置的信道估计精度状况的模式图；

图5A是表示对路径1使用CodeA进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量的状况的模式图；

图5B是表示对路径1使用CodeB进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量的状况的模式图；

图5C是表示对路径2使用CodeA进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量的状况的模式图；

图5D是表示对路径2使用CodeB进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量的状况的模式图；

图5E是表示CodeA的RAKE合成后的基带信号中的相位旋转量的状况的模式图；

图5F是表示CodeB的RAKE合成后的基带信号中的相位旋转量的状况的模式图；

图6A是表示CodeA的RAKE合成后的基带信号的信道估计误差的状况的模式图；

图6B是表示CodeB的RAKE合成后的基带信号的信道估计误差的状况的模式图；

图6C是表示现有的进行频率偏差补偿的无线接收装置中的复数相关处理的信号的状况的模式图；

图7是表示本发明实施例1的无线接收装置的结构方框图；

图8是表示由本发明实施例1的无线接收装置接收的路径中的已知码元的定时状况的模式图；

图9A是表示对路径1使用CodeA进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量的状况的模式图；

图9B是表示对路径2使用CodeA进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量的状况的模式图；

图9C是表示对路径1使用CodeB进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量的状况的模式图；

图9D是表示对路径2使用CodeB进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量的状况的模式图；

图9E是表示对路径1进行复数相关处理后的信号状况的模式图；

图9F是表示对路径2进行复数相关处理后的信号状况的模式图；

图10是表示对于复数相关处理后的信号进行路径合成后的信号状况的模式图；

图11是表示本发明实施例2的无线接收装置的结构方框图；

图12是表示本发明实施例3的无线接收装置的结构方框图；以及

图13是表示本发明实施例4的无线接收装置的结构方框图。

                      具体实施方式

以下，参照附图来说明本发明的实施例。

(实施例1)

图7是表示本发明实施例1的无线接收装置的结构方框图。在图7中，作为一例，表示如下情况：采用两个路径的接收信号，并且由通信对方在1时隙中接收分别用CodeA和CodeB扩频的两个已知码元。

在图7中，接收RF部102使用来自后述的石英振荡器122的本机信号，将通过天线101接收的信号(接收信号)变换成基带信号，将I-ch和Q-ch的基带信号分别输出到A/D变换器103和A/D变换器104。

A/D变换器103将I-ch的基带信号变换成数字信号，输出到搜索器105、解扩器106和解扩器107。此外，A/D变换器104将Q-ch的基带信号变换成数字信号，输出到搜索器105、解扩器106和解扩器107。

搜索器105使用I-ch和Q-ch的基带信号，检测解扩器106和解扩器107中的解扩定时、信道估计部108中的导频定时、以及RAKE合成部109中的路径定时。该搜索器105将检测出的解扩定时输出到解扩器106及解扩器107，将检测出的导频定时输出到信道估计部108，将检测出的路径定时输出到RAKE合成部109。

解扩器106和解扩器107根据来自搜索器105的解扩定时，对I-ch和Q-ch的基带信号进行解扩处理，将解扩处理后的I-ch的基带信号输出到RAKE合成部109、复数相关部115和延迟部111，将解扩处理后的Q-ch的基带信号输出到RAKE合成部109、复数相关部115和延迟部112。

信道估计部108根据来自搜索器105的导频定时，使用来自解扩器106和解扩器107的解扩处理后的基带信号来计算信道估计值，将算出的信道估计值输出到RAKE合成部109。

RAKE合成部109根据来自搜索器105的路径定时，将来自解扩器106和解扩器107的解扩处理后的基带信号与来自信道估计部108的信道估计值的相反特性进行乘法，对进行了相反特性乘法的基带信号进行RAKE合成。解调部110对RAKE合成后的基带信号进行解调处理。

延迟部111将通过解扩器106解扩处理的I-ch的基带信号延迟后，输出到复数相关部115。同样，延迟部113将通过解扩器107解扩处理的I-ch的基带信号延迟后，输出到复数相关部116。此外，延迟部112将通过解扩器106解扩处理的Q-ch的基带信号延迟后，输出到复数相关部115。同样，延迟部114将通过解扩器107解扩处理的Q-ch的基带信号延迟后，输出到复数相关部116。

复数相关部115使用由解扩器106解扩处理后的I-ch的基带信号、以及由延迟部111延迟的I-ch的基带信号，来进行复数相关处理。此外，复数相关部115使用由解扩器106解扩处理后的Q-ch的基带信号、以及由延迟部112延迟的Q-ch的基带信号，来进行复数相关处理。

复数相关部116使用由解扩器107解扩处理后的I-ch的基带信号、以及由延迟部113延迟的I-ch的基带信号，来进行复数相关处理。此外，复数相关部116使用由解扩器107解扩处理后的Q-ch的基带信号、以及由延迟部114延迟的Q-ch的基带信号，来进行复数相关处理。

路径合成部117将通过复数相关部115和复数相关部116复数相关处理后的信号进行合成，将合成的信号输出到相位估计部118。相位估计部118使用由路径合成部117合成的信号来计算平均单位时间的相位旋转量。平滑部119使用算出的平均单位时间的相位旋转量来计算频率偏差。控制电压变换部120将算出的频率偏差变换成对应于石英振荡器122的控制电压。D/A变换器121将变换后的控制电压变换成模拟信号并输出到石英振荡器122。石英振荡器122受来自D/A变换器121的控制电压的控制，并将本机信号输出到接收RF部102。

下面，参照图8来说明具有上述结构的无线接收装置的工作情况。图8是表示由本发明实施例1的无线接收装置接收的路径中的已知码元定时的状况的模式图。如图1所示，该无线接收装置的通信对方发送包含分别通过CodeA和CodeB扩频的已知码元11和已知码元12的信号。

从通信对方发送的信号由图7所示的无线接收装置通过天线101来接收。在图7中，由天线101接收的信号(接收信号)通过接收RF部102从载波频率的信号变换成基带信号。此时，接收RF部102使用来自石英振荡器122的本机信号。从接收RF部102向A/D变换器103输出I-ch的基带信号。此外，从接收RF部102向A/D变换器104输出Q-ch的基带信号。

I-ch的基带信号通过A/D变换器103变换成数字信号后，被输出到搜索器105、解扩器106和解扩器107。同样，Q-ch的基带信号通过A/D变换器104变换成数字信号后，被输出到搜索器105、解扩器106和解扩器107。

在搜索器105中，如图8所示，通过获得基带信号和作为已知代码的CodeA的相关，来检测相关值的功率最大的代码定时。此外，在搜索器105中，使用检测出的代码定时，来检测CodeB的定时。如以上这样，在搜索器105中，计算解扩器106和解扩器107中的解扩定时、信道估计部108中的导频定时、以及RAKE合成部109中的路径定时。

从搜索器105向解扩器106和复数相关部115输出路径1的CodeA和CodeB的定时。从搜索器105向解扩器107和复数相关部116输出路径2的CodeA和CodeB的定时。此外，从搜索器105向信道估计部108输出路径1的CodeA及CodeB的定时，以及路径2的CodeA和CodeB的定时。而且，从搜索器105向RAKE合成部109输出路径1和路径2的定时。

在解扩器106中，对I-ch的基带信号使用CodeA和CodeB的解扩处理分别根据来自搜索器105的路径1的CodeA和CodeB的定时来进行。同样，对Q-ch的基带信号使用CodeA和CodeB的解扩处理分别根据来自搜索器105的路径1的CodeA和CodeB的定时来进行。此外，在解扩器106中，对于I-ch和Q-ch的基带信号使用规定的扩频码进行解扩处理。

在解扩器107中，对I-ch的基带信号使用CodeA和CodeB的解扩处理分别根据来自搜索器105的路径2的CodeA和CodeB的定时来进行。同样，对Q-ch的基带信号使用CodeA和CodeB的解扩处理分别根据来自搜索器105的路径2的CodeA和CodeB的定时来进行。此外，在解扩器107中，对于I-ch和Q-ch的基带信号使用规定的扩频码(分配给该无线接收装置的扩频码)进行解扩处理。

通过解扩器106和解扩器107进行了解扩处理的I-ch和Q-ch的基带信号被输出到信道估计部108和RAKE合成部109。

在信道估计部108中，根据来自搜索器105的路径1的CodeA和CodeB的定时，在来自解扩器106的解扩处理后的I-ch和Q-ch的基带信号中，取出与已知码元11和已知码元12对应的信号。使用该取出的信号来计算路径1的信道估计值。同样，根据来自搜索器105的路径2的CodeA和CodeB的定时，在来自解扩器107的解扩处理后的I-ch和Q-ch的基带信号中，取出与已知码元11和已知码元12对应的信号。使用该取出的信号来计算路径2的信道估计值。通过信道估计部108算出的路径1和路径2的信道估计值被输出到RAKE合成部109。

在RAKE合成部109中，首先对于来自解扩器106的I-ch和Q-ch的解扩处理后的基带信号，进行与来自信道估计部108的路径1的信道估计值的相反特性的乘法，对于来自信道估计部107的I-ch和Q-ch的解扩处理后的基带信号，进行与来自信道估计部108的路径2的信道估计值的相反特性的乘法。进而，将进行了信道估计值的相反特性乘法的路径1的I-ch和Q-ch的解扩处理后的基带信号、以及进行了信道估计值的相反特性乘法的路径2的I-ch和Q-ch的解扩处理后的基带信号根据来自搜索器105的路径1及路径2的定时来进行RAKE合成。

RAKE合成后的I-ch和Q-ch的基带信号被输出到解调部110。在解调部110中，通过对RAKE合成后的I-ch和Q-ch的基带信号进行解调处理，来获得接收数据。

另一方面，通过解扩器106进行了解扩处理的I-ch(Q-ch)的基带信号被输出到复数相关部115，同时通过延迟部111(延迟部112)延迟tAB后，被输出到复数相关部115。这里，tAB是图1的tAB，以tAB＝tCA/2+tgap+tCB/2来表示。

通过解扩器107进行了解扩处理的I-ch(Q-ch)的基带信号被输出到复数相关部116，同时通过延迟部113(延迟部114)延迟tAB后，被输出到复数相关部116。

在复数相关部115中，使用来自解扩器106的解扩处理后的I-ch(Q-ch)的基带信号、以及来自延迟部111(延迟部112)的延迟了tAB的解扩处理后的I-ch(Q-ch)的基带信号的复数相关处理根据来自搜索器105的路径1的CodeA和CodeB的定时来进行。路径1的I-ch和Q-ch的复数相关处理后的信号被输出到路径合成部117。

在复数相关部116中，使用来自解扩器106的解扩处理后的I-ch(Q-ch)的基带信号、以及来自延迟部111(延迟部112)的延迟了tAB的解扩处理后的I-ch(Q-ch)的基带信号的复数相关处理根据来自搜索器105的路径2的CodeA和CodeB的定时来进行。路径2的I-ch和Q-ch的复数相关处理后的信号被输出到路径合成部117。

在路径合成部117中，来自复数相关部115的复数相关处理后的信号、以及来自复数相关部116的复数相关处理后的信号按每个I-ch和每个Q-ch来进行路径合成。由下式所示的路径合成后的I-ch和Q-ch的信号被输出到相位估计部118。

【式1】

其中，Cest(n)·i是第n时隙中的路径合成后的I-ch的信号，Cest(n)·q是第n时隙中的路径合成后的Q-ch的信号。此外，C(n，p)·i是第n时隙中的复数相关处理后的I-ch的信号，C(n，p)·q是第n时隙中的复数相关处理后的Q-ch的信号。

在相位估计部118中，使用通过路径合成部117合成后的信号来计算相位旋转量。即，第n时隙的相位旋转量θest(n)如下式所示。

【式2】 ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\left(n\right)=\frac{1}{t_{\mathrm{AB}}}\·{\tan }^{-1}\left(\frac{C_{\mathrm{est}}\left(n\right)\·q}{C_{\mathrm{est}}\left(n\right)\·i}\right)$

在平滑部119中，对于通过相位估计部118按时隙单位估计的相位旋转量θest(n)的平滑处理根据下式进行。

【式3】

φ_est(n)＝φ_est(n-1)+αθ_est(n)[弧度]

其中，α是忘记系数。再有，作为平滑处理，在本实施例中使用加权平均，但也可以使用移动平均或单纯平均等。通过该平滑处理，可以抑制噪声产生的相位估计精度的误差。

而且，在平滑部119中，使用平滑处理后的相位旋转量来计算要校正的频率偏差。该要校正的频率偏差被输出到控制电压变换部120。

在控制电压变换部120中，要校正的频率偏差被变换成石英振荡器122中的控制电压。该控制电压通过D/A变换器121变换成模拟信号后，被输出到石英振荡器122。石英振荡器122中的频率偏差通过变换成该模拟信号的控制电压来校正。通过以上的闭环操作，来校正通信对方和本无线接收装置中的载波频率的偏差。由此，可以抑制使接收信号的质量恶化的相位旋转。

下面，说明通过本实施例的无线接收装置可以估计正确的相位旋转量的主要原因。图10是表示本发明实施例1的无线接收装置的路径合成状况的模式图。

首先，在图9中，着眼于使用CodeA进行解扩处理所得的基带信号(以下简称为‘CodeA的基带信号’)。图9A是表示对路径1使用CodeA进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量状况的模式图。图9B是表示对路径2使用CodeA进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量状况的模式图。

如图9A和图9B所示，路径1的CodeA的基带信号相对于发送信号因衰落旋转相位变动量(Δθ1fad)。另一方面，路径2的CodeA的基带信号因路径1和路径2的传播路径不同，相对于路径1的CodeA的基带信号旋转相位旋转量(Δθp)和衰落造成的相位变动量(Δθ2fad)。再有，相位旋转量(Δθp)是与路径1和路径2之间的时间差(tp)对应的相位旋转量。

接着，着眼于使用CodeB进行解扩处理所得的基带信号(以下简称为‘CodeB的基带信号’)。图9C是表示对于路径1使用CodeB进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量状况的模式图。图9D是表示对于路径2使用CodeB进行解扩处理所得的基带信号的相位旋转量状况的模式图。

如图9C和图9D所示，路径1的CodeB的基带信号相对于路径1的CodeA的基带信号再旋转ΔθAB。路径2的CodeB的基带信号相对于路径2的CodeA的基带信号再旋转ΔθAB。

使用上述的路径1的CodeA的基带信号和CodeB的基带信号，由复数相关部115进行复数相关处理。图9E表示对于路径1进行了复数相关处理的信号状况的模式图。图9F表示对于路径2进行了复数相关处理的信号状况的模式图。

使用路径1的CodeA的基带信号和CodeB的基带信号，复数相关部116进行复数相关处理，获得图9E所示的路径1的复数相关处理后的信号。同样，使用路径2的CodeA的基带信号和CodeB的基带信号，复数相关部116进行复数相关处理，获得图9F所示的路径2的复数相关处理后的信号。

即，使用RAKE合成前的基带信号来进行复数相关处理，所以从图9E和图9F可知，在路径1和路径2的复数相关处理后的信号中，不包含现有方式中存在的信道估计误差(图5E、图5F、图6A、及图6B所示的Δθch_errA及Δθch_errB)。再有，在路径1和路径2的复数相关处理后的信号中，可能包含相位旋转量噪声造成的误差。

然后，上述的路径1和路径2的复数相关处理后的信号通过路径合成部117以每个I-ch和Q-ch进行合成。图10是表示对复数相关处理后的信号进行路径合成后的信号状况的模式图。路径合成后的信号，通过路径分集效果成为使噪声造成的相位旋转量的误差减轻的信号。使用该路径合成后的信号，如上所述，由相位估计部118来估计相位旋转量。如图10所示，在路径合成后的信号不包含信道估计误差，所以相位估计部118估计的相位旋转量为高精度的相位旋转量。

在图9A、图9B、图9C、图9D、图9E、图9F、及图10中，为了简化说明，显示接收信号存在于第1象限的情况，但本发明也可适用于接收信号存在于任何象限的情况。

于是，在本实施例中，不是使用将解扩处理后的各路径的基带信号进行RAKE合成所得的信号(即，将解扩处理后的各路径的基带信号与信道估计值的相反特性进行乘法所得的信号)来估计相位旋转量，而是使用RAKE合成前的解扩处理后的基带信号(即，不进行作为解扩处理后的信号的信道估计值的相反特性的乘法的基带信号)在每个路径中进行复数相关处理，使用将复数相关处理后的各路径的信号进行合成所得的信号来估计相位旋转量。根据这样估计相位旋转量，在各路径的复数相关处理后的信号和路径合成后的信号中，不包含RAKE合成造成的信道估计误差，所以可以获得高精度的相位旋转量。

因此，根据本实施例，即使在高速移动时，也可以估计高精度的相位旋转量而与信道估计精度无关，所以可以进行稳定的频率偏差的补偿。

(实施例2)

在本实施例中，说明将路径合成后的信号在每个I-ch和Q-ch中进行平滑，使用平滑后的各信号来估计相位旋转量的情况。图11是表示本发明实施例2的无线接收装置的结构方框图。对于图11中的与实施例1(图7)相同的结构附以与图7相同的标号，并省略详细的说明。

本实施例的无线接收装置，路径合成部117后的工作情况与实施例1的无线接收装置有所不同。即，本实施例的无线接收装置包括设置平滑部501、平滑部502及相位估计部503的结构，来代替实施例1的无线接收装置中的相位估计部118和平滑部119。

平滑部501对路径合成部117的路径合成后的I-ch的信号进行平均处理。平滑部502对路径合成部117的路径合成后的Q-ch的信号进行平均处理。这里，作为平均处理，假设采用时隙间的移动平均。

通过平均部501进行移动平均后的第n时隙的信号(Cave(n)·i)和通过平均部502进行移动平均后的第n时隙的信号(Cave(n)·q)如下式表示。其中，N是平均移动长度。

【式4】

相位估计部503使用通过平均部501和平均部502进行移动平均后的各信号来计算相位旋转量。即，通过相位估计部503算出的第n时隙中的相位旋转量如下式表示。

【式5】 ${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{est}}\left(n\right)=\frac{1}{t_{\mathrm{AB}}}\·{\tan }^{-1}\left(\frac{C_{\mathrm{add}}\left(n\right)\·q}{C_{\mathrm{add}}\left(n\right)\·i}\right)$

相位估计部503算出的相位旋转量被输出到控制电压变换部120后，进行与实施例1中说明的操作相同的操作。

于是，在本实施例中，将路径合成后的信号在每个I-ch和Q-ch中进行平滑，使用平滑后的各信号来计算相位旋转量。由此，与将算出的相位旋转量进行平滑的实施例1相比，可以进一步抑制噪声造成的相位估计精度的恶化。

在过渡时，通过减小设定平滑部501和平滑部502中的平均移动长度N，可以高速跟踪频率的变化并进行频率偏差的估计，而在定常时，通过增大设定上述N，可以适应传播路径并估计频率偏差。在本实施例中，作为平滑处理，说明了使用移动平均的情况，但也可以使用加权平均或单纯平均等。

(实施例3)

在本实施例中，说明通过软件处理来实现频率偏差的补偿的情况。图12是表示本发明实施例3的无线接收装置的结构方框图。对于图12中的与实施例1(图7)相同的结构附以与图7相同的标号，并省略详细的说明。

本实施例的无线接收装置具有以下结构：在实施例1的无线接收装置中，在A/D变换器103和A/D变换器104与搜索器105之间设置补偿部601，除去控制电压变换部120、D/A变换器121和石英振荡器122，设置相位矢量变换部602。

相位矢量变换部602将通过平滑部119平滑处理后的第n时隙的相位旋转量(φest(n)[弧度])变换成相位旋转矢量。相位矢量变换部602算出的相位旋转矢量，即I-ch的相位旋转矢量(rot(n)·i)和Q-ch的相位旋转矢量(rot(n)·q)如下式所示。其中，K是一次补偿的补偿单位。

【式6】

补偿部601对来自A/D变换器103和A/D变换器104的I-ch和Q-ch的基带信号，使用相位矢量变换部602变换后的I-ch和Q-ch的相位旋转矢量来进行频率偏差的补偿。即，设来自A/D变换器103的第n时隙、k循环的基带信号为s(n，k)·i，来自A/D变换器104的第n时隙、k循环的基带信号为s(n，k)·q，则补偿部601补偿后的I-ch的基带信号(sc(n，k)·i)和Q-ch的基带信号(sc(n，k)·q)如下式所示。

【式7】

之后，补偿部601补偿后的I-ch和Q-ch的基带信号进行实施例1中说明的处理。

在上述实施例1和实施例2中，直接控制接收RF部102使用的载波频率来使得通信对方和本无线接收装置的石英振荡器的精度一致，并对频率偏差造成的相位旋转进行补偿。另一方面，在本实施例中，使用基带信号的数字信号处理来补偿频率偏差造成的相位旋转。由此，根据本实施例，可以通过DSP等软件处理补偿频率偏差，所以使频率偏差的补偿精度与依据石英振荡器对应的控制电压产生的补偿精度无关。此外，可以防止石英振荡器中的部件偏差等造成的接收质量的恶化。

在本实施例中，说明了通过软件来实现实施例1的无线接收装置中的频率偏差的补偿的情况，但不用说，也可以通过软件处理来实现实施例2的无线接收装置中的频率偏差的补偿。在该情况下，除了上述效果以外，还可获得抑制相位估计精度恶化的效果。

在上述实施例1～实施例3中，说明了使用的路径数为两个的情况，但本发明也可以适用于使用的路径数为三个以上的情况，以及使用的路径数为一个的情况。在使用的路径数为一个的情况下，在图7、图11和图12中，也可以除去RAKE合成部109、解扩器107、延迟部113、延迟部114、复数相关部116和路径合成部117。在这种情况下，使用复数相关部115的复数相关处理后的信号，通过相位估计部118可以估计相位旋转量，而且，对于解扩器106进行了解扩处理的基带信号，在与来自信道估计部108的信道估计值的相反特性进行乘法后，使用进行了相反特性乘法的基带信号，可以从解调部110取出接收数据。

(实施例4)

在本实施例中，说明在实施例1～实施例3中采用空间分集的情况。空间分集可以应用于实施例1～实施例3的任何一个，但首先说明将空间分集应用于实施例1的情况。

图13是表示本发明实施例4的无线接收装置的结构方框图。对于图13中的与实施例1(图7)相同的结构附以与图7相同的标号，并省略详细的说明。

本实施例的无线接收装置包括以下结构：在实施例1的无线接收装置中，设置多个分支(这里，作为一例为两个分支)的接收系统，并且取代路径合成部117而设置路径和分支合成部701。接收系统包括：天线101；接收RF部102；A/D变换器102；A/D变换器103；搜索器105；解扩器106；解扩器107；延迟部111～114；复数相关部115和复数相关部116。

路径和分支合成部701如下式所示，在每个I-ch和Q-ch中进行路径和分支的合成。其中，设第n时隙、br分支、第p路径的复数相关器111～114的输出信号为C(n，br，p)。

【式8】

路径和分支合成部701根据上式来计算第n时隙的频率偏差造成的相位旋转矢量Cest(n)·i、Cest(n)·q。

于是，根据本实施例，通过路径分集效果和空间分集效果，可以抑制成为使频率偏差的估计精度恶化的主要原因的噪声。特别在进行不能获得在抑制噪声上必要的足够平均长度的突发接收时，在接收信号中反映出路径分集效果和空间分集效果，所以即使接收信号的采样数少，也可以充分抑制接收信号中的噪声。

在将空间分集应用于实施例2(图11)的情况下，将路径和分支合成部获得的信号在每个I-ch和Q-ch中进行平滑，使用平滑后的各信号来估计相位旋转量，从而除了上述效果以外，还可获得抑制噪声造成的相位估计精度恶化的效果。由此，在进行突发的接收时，可保持更稳定的频率偏差估计精度，并且获得稳定的接收质量。

而且，在将空间分集应用于实施例3(图12)的情况下，使用对基带信号进行数字信号处理来补偿频率偏差造成的相位旋转，从而除了上述效果以外，还具有使频率偏差的补偿精度与相对于石英振荡器的控制电压产生的校正精度无关的效果，并且可以防止石英振荡器中的部件偏差等引起的接收质量的恶化。在这种情况下，将路径和分支合成部获得的信号在每个I-ch和Q-ch中进行平滑，使用平滑后的各信号来估计相位旋转量，从而除了上述效果以外，还可获得抑制噪声造成的相位估计精度恶化的效果。

从以上说明可知，根据本发明的无线接收装置，对于进行路径合成前的接收信号，以路径为单位进行复数相关处理，根据进行了复数相关处理的接收信号来估计相位旋转量，从而即使在高速移动时也可以正确地估计频率偏差造成的相位旋转量。

本说明书基于2000年8月30日申请的(日本)特愿2000-261816。其内容全部包含于此。

                      产业上的可利用性

本发明适用于无线通信装置。

Claims (10)

1.一种无线接收装置，包括：解扩部件，通过对接收信号进行解扩处理来取出规定路径的接收信号；复数相关处理部件，对RAKE合成前的所述规定路径的接收信号进行复数相关处理；以及相位旋转量计算部件，将复数相关处理后的所有规定路径的接收信号进行合成来生成合成信号，使用生成的合成信号来计算所述接收信号中的相位旋转量。

2.如权利要求1所述的无线接收装置，其中，复数相关处理部件对RAKE合成前的所述规定路径的接收信号按所述规定路径为单位俩进行复数相关处理。

3.如权利要求1所述的无线接收装置，其中，相位旋转量计算部件包括对计算后的相位旋转量进行平滑处理的平滑部件，将平滑后的相位旋转量作为新的相位旋转量。

4.如权利要求1所述的无线接收装置，其中，相位旋转量计算部件包括对生成的合成信号进行平滑处理的平滑部件，使用平滑处理后的合成信号来计算相位旋转量。

5.如权利要求1所述的无线接收装置，其中，包括：频率偏差计算部件，使用由相位旋转量计算部件计算的相位旋转量来计算频率偏差；以及补偿部件，根据计算出的频率偏差来控制本机信号的频率，对接收信号的频率偏差进行补偿。

6.如权利要求1所述的无线接收装置，其中，包括：频率偏差计算部件，使用由相位旋转量计算部件计算出的相位旋转量来计算频率偏差；以及补偿部件，使用计算出的频率偏差来计算相位旋转矢量，使用所述相位旋转矢量来补偿所述接收信号的频率偏差。

7.如权利要求1所述的无线接收装置，其中，解扩部件从所有分支的接收信号中取出规定路径的接收信号。

8.一种包括无线接收装置的通信终端装置，其中，所述无线接收装置包括：解扩部件，通过对接收信号进行解扩处理来取出规定路径的接收信号；复数相关处理部件，对RAKE合成前的所述规定路径的接收信号进行复数相关处理；以及相位旋转量计算部件，将复数相关处理后的所有规定路径的接收信号进行合成来生成合成信号，使用生成的合成信号来计算所述接收信号中的相位旋转量。

9.一种与通信终端装置进行无线通信的基站装置，其中，所述通信终端装置包括：解扩部件，通过对接收信号进行解扩处理来取出规定路径的接收信号；复数相关处理部件，对RAKE合成前的所述规定路径的接收信号进行复数相关处理；以及相位旋转量计算部件，将复数相关处理后的所有规定路径的接收信号进行合成来生成合成信号，使用生成的合成信号来计算所述接收信号中的相位旋转量。

10.一种无线接收方法，包括：解扩步骤，通过对接收信号进行解扩处理来取出规定路径的接收信号；复数相关处理步骤，对RAKE合成前的所述规定路径的接收信号进行复数相关处理；以及相位旋转量计算步骤，将复数相关处理后的所有规定路径的接收信号进行合成来生成合成信号，使用生成的合成信号来计算所述接收信号中的相位旋转量。

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