WO2001080430A1 - Procede et dispositif de compression, procede et dispositif de decompression, systeme de compression/decompression et support d'enregistrement - Google Patents

Procede et dispositif de compression, procede et dispositif de decompression, systeme de compression/decompression et support d'enregistrement Download PDF

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WO2001080430A1
WO2001080430A1 PCT/JP2001/003078 JP0103078W WO0180430A1 WO 2001080430 A1 WO2001080430 A1 WO 2001080430A1 JP 0103078 W JP0103078 W JP 0103078W WO 0180430 A1 WO0180430 A1 WO 0180430A1
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WO
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data
value
compression
amplitude
timing
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PCT/JP2001/003078
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English (en)
French (fr)
Inventor
Yukio Koyanagi
Original Assignee
Sakai, Yasue
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
    • H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/66—Digital/analogue converters

Definitions

  • the present invention relates to a compression method and apparatus, a decompression method and apparatus, a compression / decompression system, and a recording medium, and more particularly to a compression and decompression method for continuous analog or digital signals.
  • the signals are compressed to reduce the amount of transmitted information and extend the time that can be stored in storage media.
  • Stretching is being done.
  • the analog signal is first sampled and digitized according to a predetermined sampling frequency, and the obtained digital data is subjected to compression processing.
  • the original data is processed using a time-frequency axis conversion filter such as DCT (Discreat-Cosine-Transform) and then compressed in the frequency domain.
  • DCT Discreat-Cosine-Transform
  • DPCM Differentia 1 Pulse Code Modulation
  • the constriction method based on DPCM encodes the difference between adjacent sample values when sampling a waveform.
  • a method of performing time-frequency conversion there is also a method using a sub-band filter or a MDCT (Modified Discrete Cosine Transform), and an encoding method using such a method is MPEG (Moving Picture Impression). age C ding ng E xperts G roup) Audio.
  • MDCT Modified Discrete Cosine Transform
  • the most widely used image compression systems are also commonly known as the MPEG standard.
  • Decompression processing of data compressed according to the above-mentioned compression method is basically performed by the reverse operation of compression processing of the same compression method.
  • the compressed digital data is converted from a frequency-domain signal to a time-domain signal by a frequency-Z time conversion process, and then subjected to a predetermined decompression process, whereby the original digital data is reproduced. You. Then, the original data obtained in this way is digital-to-analog converted as necessary, and output as an analog signal.
  • the signal on the time axis is converted into a signal on the frequency axis and compressed, so that the time / frequency conversion during compression and the frequency during expansion are performed.
  • Processing such as Z-time conversion is required. Therefore, there has been a problem that the processing becomes complicated and a configuration for realizing this becomes very complicated. This not only increased the processing time for compression and decompression, but also made it difficult to reduce the size of the device.
  • the present invention has been made to solve such a problem.
  • the purpose of the present invention is to simplify the compression / expansion processing of a signal to shorten the processing time and to simplify the configuration for realizing this.
  • Another object of the present invention is to provide a new compression / decompression method that achieves both an improvement in compression rate and an improvement in the quality of reproduced data. Disclosure of the invention
  • the compression side of the present invention converts an unsigned digital data into an unsigned digital data by adding an offset value to the signed digital data to be compressed. After performing the rounding operation on the lower few bits, the digital data subjected to the rounding operation is sampled at the time interval of the point where the polarity of the differential value changes, and the discrete amplitude at each sample point is obtained. A set of a data value and a timing data value representing a time interval between each sample point is obtained as compressed data.
  • the amplitude data value included in the compressed data is multiplied by the number of bits rounded on the compression side, and the amplitude data value obtained by this is then multiplied by the compression data.
  • Interpolation data for interpolating between amplitude data having a time interval indicated by the above-mentioned timing data is obtained using the timing data contained in the data, and the same offset value as the compression side is subtracted from the interpolation data. By doing so, decompressed data is obtained.
  • the unsigned digital data generated by adding the offset value is subjected to different processing according to the value, thereby changing the data value and performing the rounding operation.
  • the amplitude data generated by the above multiplication process is subjected to a different process according to the value to change the data value, thereby compensating the amplitude data. It is derived in the inter-data generation processing.
  • the time interval between the sampling points exceeds a value that can be represented by the number of bits allocated to the timing data
  • the time interval is determined by the sum of the values of the plurality of timing data. The time interval between the sample points is shown.
  • the digital data of the basic waveform corresponding to the input n discrete data values is synthesized by oversampling and moving average calculation or convolution calculation.
  • a digital interpolation value for the discrete data is obtained, and a set of the amplitude data and the timing data is obtained as compression data based on the oversampled data.
  • the present invention includes the above technical means, when compressing a signal on the time axis, it is possible to perform processing on the time axis without performing time-Z frequency conversion and performing processing on the frequency axis. Becomes Also, when decompressing data compressed in this way, it is possible to perform processing while keeping the time axis. This makes it possible to simplify the processing of compression and decompression to shorten the processing time, and also to simplify the configuration for that purpose. Even when compressed data is transmitted from the compression side and played back on the decompression side, the compressed data input to the decompression side is sequentially processed and reproduced by simple interpolation on the time axis. Real-time operation can be realized.
  • the data length per word is reduced by performing the rounding operation of the lower few bits on the unsigned digital data to which only the positive value is added with the offset value. Several bits can be reduced, and the amount of data can be greatly reduced. Furthermore, of the data compressed by the rounding operation every one word, only the data at the sample point is further compressed. The compression ratio can be obtained as a whole, and a high compression ratio can be realized.
  • the digital data to be subjected to the rounding operation appears concentrated in a part of the entire data area that can be expressed by the number of bits, and the data area near the edge (the lower several bits to be reduced) Since the data area does not appear so much, even if the lower few bits are reduced for such data, it is possible to suppress the deterioration of the quality of the data reproduced on the decompression side.
  • the non-linear processing for shifting the relationship between the value of the input data and the value of the output data from the one-to-one relationship.
  • the same effect as performing a rounding operation with a numerical value smaller than the actual value performing the rounding operation can be obtained. Can be mitigated. As a result, it is possible to further suppress the deterioration of the quality of the reproduction data.
  • the time interval between the sampling points exceeds a value that can be represented by the number of bits allocated to the timing data
  • the sum of the values of the plurality of timing data sets the interval between the sampling points.
  • the digital data of the basic waveform corresponding to the input discrete data is simply subjected to the over sampling and the moving average calculation or the convolution calculation to obtain the original discrete data. Continuous interpolated values are obtained.In this case, when a single interpolated value is obtained, only a limited number of discrete data values need to be considered, so that a truncation error does not occur and an accurate interpolated value is obtained.
  • compression processing is performed using this interpolation value With regard to the data reproduced on the decompression side, the reproducibility of the original data before compression can be improved.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a compression device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a processing example of the offset adding unit.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a processing example of the non-linear processing unit.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of a timing synthesizer.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a processing example in the compression processing unit and the timing synthesizer.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a processing example of the decompression processing unit.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of the decompression device according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a processing example of the linearization processing unit.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the interpolation principle of the present embodiment by extracting a section between times T1 and T2 illustrated in FIG.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a sampling function.
  • FIG. 11 is a diagram showing a relationship between discrete data and an interpolated value between them.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining an interpolation formula which is a specific example of data interpolation processing on the decompression side.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration example of a compression device according to the second embodiment. It is.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration example of a decompression device according to the second embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram showing a digital basic waveform used in the second embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining an operation example of over sampling and component calculation according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a function generated from the digital basic waveform of FIG.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration example of the oversampling circuit illustrated in FIG. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • the input analog signal is A / D converted and converted into signed digital data. Then, by adding an offset value to the signed digital data overnight, it is converted to unsigned digital data. Further, a non-linear processing described later is performed on the unsigned digital data thus obtained.
  • the digital data subjected to the rounding operation is differentiated once for each sampling point.
  • the point at which the polarity of the differential value changes is detected as a sample point.
  • the decompression device for the compressed data generated as described above first, the amplitude data of the input compressed data (a pair of the amplitude data value and the timing data value) is converted by the compression side. After multiplying by the number of rounded bits, the obtained digital data is subjected to a linearization process that is the reverse of the non-linearization process on the compression side.
  • interpolation data for interpolating between the individual amplitude data values is generated.
  • the same offset value as that on the compression side is subtracted from the generated interpolation data, and the digital data obtained by this is converted into an analog signal by D / A conversion as required, and output.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating an overall configuration example of a compression device according to a first embodiment that implements the above-described compression scheme.
  • the compression device of the present embodiment includes a single-pass filter (LPF) 1, an AZD converter 2, an offset adding unit 3, a non-linear processing unit 4, a rounding operation unit 5, , A timing synthesizer 6, a compression processing section 7, an error correction coding section 8, and a data memory 9.
  • LPF single-pass filter
  • AZD converter 2 an AZD converter
  • offset adding unit 3 an offset adding unit 3
  • non-linear processing unit 4 a non-linear processing unit 4
  • a rounding operation unit 5 a timing synthesizer 6
  • compression processing section 7 an error correction coding section 8
  • a data memory 9 The compression apparatus shown in FIG. 1 digitizes and compresses an analog signal. Is shown. In the following, a case where an audio signal is compressed will be described as an example of an analog signal.
  • an input analog signal is converted into digital data by an A / D converter 2 after noise is removed by an LPF 1 to facilitate detection of a sample point.
  • the AZD converter 2 executes the AZD conversion process according to the input clock CK 0 of a predetermined frequency (for example, 44.1 kHz for audio signals). This converts the input analog signal into, for example, 16-bit signed digital data.
  • a predetermined frequency for example, 44.1 kHz for audio signals.
  • the offset adding section 3 adds a predetermined offset value to the signed digital data output from the AD converter 2 to convert the digital data into unsigned digital data.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining an example of processing in the offset adding unit 3. Of these, FIG. 2 (a) shows an example of signed digital data output from the A / D converter 2, and FIG. Figure 2 (b) shows an example of digital data obtained by adding an offset value to this digital data.
  • the digital data obtained by converting an analog audio signal into digital data usually has both positive and negative amplitudes around 0 amplitude.
  • a predetermined offset value By adding a predetermined offset value to this data, it is converted into data that swings only to the positive side as shown in Fig. 2 (b).
  • the non-linear processing section 4 performs the following non-linear processing on the unsigned digital data as shown in FIG. 2B output from the offset adding section 3.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a processing example in the non-linear processing section 4. That is, the non-linear processing unit 4 receives By changing the amplitude of the output signal in accordance with the amplitude of the signal, the input signal and the output signal as shown by the dotted line in Fig. 3 are 1: 1 (the scales of the input signal axis and the output signal axis are the same size). The relationship is not a straight line with a slope of 45 degrees when it is taken, but is a non-linear relationship as a whole as shown by the solid line.
  • the amplitude of the data input from the offset addition unit 3 is 0 to 16 3 8 3 or 4 9 15 2 to 6 5 5 3 5, the amplitude of the input data is 1 Z 2 Multiply and output (1, 5). If the amplitude of the data input from the offset addition unit 3 is 16 3 8 4 to 2 4 5 7 5 or 4 0 9 6 0 to 4 9 15 1, the amplitude value of the input data is used as it is. Output (2, 4). If the amplitude of the data input from the offset addition section 3 is 245767 to 40959, the amplitude of the input data is doubled and output (3).
  • the audible sound signal When the audible sound signal is digitized and the offset value is added, most of the data in the entire data area (0 to 65535) represented by 16 bits is located near the center. It appears concentrated in the data area, and little data appears in the data area near the edge. Therefore, in the present embodiment, the amplitude of the output with respect to the input (slope of the straight line) is doubled in the data area near the center where data is used most often (3). On the other hand, in the data area near the end where the extra data is not used, the amplitude of the output with respect to the input (the slope of the straight line) is increased by 1 to 2 (1, 5).
  • the rounding operation unit 5 performs rounding of the lower several bits on the digital data whose amplitude relationship between the input signal and the output signal has been nonlinearized as shown in FIG. 3 by the nonlinear processing unit 4. Perform the operation. For example, the rounding operation unit 5 performs a process of rounding the lower bits of the digital data output from the non-linear processing unit 4 by 256 or 512. The following describes the case of rounding with 5 1 2 I do. By rounding the data by 5 12, the data length can be reduced by 9 bits per word, and the data amount can be greatly reduced.
  • the digital data input to the rounding operation unit 5 is 16 bits, and it is possible to represent a large data value up to 6553. Moreover, as described above, most of the data appears concentrated in the data area near the center, and hardly appears in the data area near the edges. In other words, the data actually used as audio data is often a relatively large value, and even if the lower 9 bits are reduced for data having such a large value (5 12 Even if it is rounded to a small value), it does not affect the quality of the reproduced sound.
  • the amplitude of the output with respect to the input (the slope of the straight line) is doubled in the data area near the center where the data is most frequently used by using the non-linear processing section 4. . Therefore, in that region, it is possible to obtain the same effect as performing the rounding operation with half the actual value of the rounding operation. In other words, even if the lower bits of the data are actually rounded to 512, an effect equivalent to that of rounding to 256 can be obtained. As a result, the influence of the rounding operation can be reduced, and the influence on the quality of the reproduced sound can be further reduced.
  • the digital data subjected to the rounding operation of the lower few bits by the rounding operation unit 5 is input to the timing synthesizer 6 and the compression processing unit 7.
  • the timing synthesizer 6 differentiates the digital data supplied from the rounding section 5 once, and detects a sample point according to a change in the polarity of the differential value. Then, a timing clock indicating the timing of the detection point and timing data (the number of clocks CK0) indicating the time interval between each sampling point are obtained and output.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of the timing synthesizer 6. In FIG. 4, a differentiator 11 differentiates the digital data input from the rounding section 5 once.
  • the differentiator 11 differentiates the digital data every time the input clock CK0 of the predetermined frequency is supplied, that is, at each sampling point.
  • the differential value is obtained by subtracting the data captured one time earlier from the current data captured at the time of a certain input clock CK0. At this time, where there is no data, the default value is used.
  • sampling point detection unit 12 determines the point at which the polarity of the digital data changes based on the differential value calculated by the differentiator 11 and the digital data output from the rounding unit 5. Is detected as a sample point.
  • the sampling point detection unit 12 first detects a point at which the polarity of the differential value changes from positive to negative, a point at which the polarity of the differential value changes from negative to positive, and a point at which the differential value becomes zero.
  • the point at which the polarity of the differential value changes from positive to negative the point having the larger digital data value from the rounding operation unit 5 is detected as the sample point from both the positive and negative points.
  • the point having the smaller digital data value from the rounding operation unit 5 is detected as the sample point among the points on both the positive and negative sides.
  • the point where the differential value is 0 the point itself is detected as a sample point. If two or more points with a differential value of 0 appear consecutively, for example, the positions at both ends are detected as sample points.
  • the evening timing generation unit 13 counts the number of clocks CK0 supplied from the time when one sample point is detected until the time when the next sample point is detected, and outputs this as a timing data, and A timing clock indicating the timing of the detection point of each sample point is output.
  • this evening data is represented by, for example, 4 bits.
  • this Thailand The timing generation unit 13 also generates and outputs a read clock described later. If the timing is expressed in 4 bits, the number of clocks between two consecutive sample points can be expressed in the range of 0 to 15. for that reason
  • the target clock interval is represented by the sum of a plurality of clock data.
  • the amplitude data value is set to 0 so that the decompressing side can identify that a plurality of clock data are summed.
  • the offset adding unit 3 adds a predetermined offset value to the original data, so that 0 is not used as the amplitude data value in a normal state. Therefore, the amplitude data value of 0, which is not normally used, is used as identification information for indicating that a plurality of clock data are summed. For example, the amplitude data at a sample point
  • the pair of timing data value and amplitude data value is (15, 0), (15, 0).
  • the frequency at which the sampling interval between sample points exceeds 15 is not so high, and in many cases, it can be represented by a set of timing data values and amplitude data values. Therefore, instead of allocating many bits to the timing data according to the exceptional case, in many cases the necessary and sufficient number of bits (four bits) are allocated to the timing data. Only when the clock interval exceeds 15 exceptionally, the clock interval is represented using a plurality of sets of evening data values and amplitude data values, thereby further reducing the data amount. be able to.
  • the compression processing section 7 outputs from the timing synthesizer 6 In accordance with a given timing clock, only digital data at the corresponding sampling point position is extracted and output as amplitude data. A set of the amplitude data of each sample point output from the compression processing unit 7 and the timing data indicating the time interval between each sample point output from the timing synthesizer 6 is transmitted or compressed as compressed data. Will be recorded.
  • the error correction coding unit 8 detects the changed bit and corrects the error even if the digital data on the transmission path or the memory changes due to noise or the like and an error occurs. An error correction code is added to the data supplied from the timing synthesizer 6 and the compression processing unit 7. Then, the obtained data is output as compressed data on the transmission path or to the data memory 9.
  • the data memory 9 is a recording medium for storing the compressed data, and captures and records the compressed data generated by the error correction encoding unit 8 according to a timing clock from the timing synthesizer 6. Also, it reads and outputs the stored compressed data according to a read clock supplied from the outside. A set of the amplitude data and the timing data read out from this is transmitted or recorded as compressed data.
  • a set of the amplitude data and the timing data may be divided into a data block, and a header may be added to the head of the data block for output.
  • the header includes, for example, an identification mark of the header, the number of bits of timing data (4 bits in this embodiment), the number of bits of amplitude data (8 bits when rounded to 256, 51 bits). (7 bits if rounded by 2).
  • a data block composed of a set of amplitude data and timing data follows in ascending order.
  • FIG. 5 shows the timing synthesizer 6 and the compression processor 7
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the principle of compression processing performed. Note that the data input to the timing synthesizer 6 and the compression processing unit 7 is digital data after processing the input analog signal. However, in FIG. The digital data waveform is shown in analog form. Also, the numerical values shown in FIG. 5 are for explanation, and do not conform to actual numerical values.
  • points 102 a to 102 f where the polarity of the differential value changes are detected as sample points from the digital data 101 output from the rounding operation unit 5. Then, the amplitude data value at each of the sample points 102 a to 102 f and the timing data value representing the time interval at which each sample point 102 a to 102 f appears are obtained. A set of the amplitude data value and the timing data value is transmitted or recorded as compressed data.
  • the timing data value "5" indicating the time interval from the time T1 when the sample point 102a was detected earlier is set to "5".
  • the amplitude data value "3" of the sample point 102b is obtained. Therefore, the set (5, 3) of these data values is transmitted or recorded as compressed data at time T2.
  • timing data values representing the time intervals between times T 3 and T 4, between T 4 and T 5, between T 5 and T 6, and detected at times T 4, T 5, and T 6 The pairs (3, 1), (3, 6), and (3, 3) with the amplitude data values of each of the sampling points 10 2 d, 102 e, and 102 f are represented by time T 4 and ⁇ 5, respectively. Transmit or record as compressed data in ⁇ ⁇ , ⁇ 6.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of the decompression device according to the present embodiment.
  • the decompression device of this embodiment includes a multiple processing unit 21, a linearization processing unit 22, a timing generator 23, a D-type flip-flop 24, and a decompression processing unit. 25, an offset subtraction section 26, a D / A converter 27, and an LPF 28.
  • the multiple processing unit 21 multiples the input amplitude data value by the number of pits rounded by the rounding unit 5 on the compression side. In the present embodiment, since the rounding operation is performed at 5 12, the multiple processing unit 21 multiplies the input amplitude data value by 5 12.
  • the linearization processing unit 22 performs a linearization process opposite to the compression-side non-linearization process on the amplitude data multiplied by 5 12.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining a processing example in the linearization processing unit 22.
  • the linearization processing section 22 performs a process of changing the amplitude of the output signal according to the amplitude of the input signal.
  • the way of changing the amplitude is set to be opposite to the way of changing the amplitude in the non-linear processing section 4.
  • the amplitude value of the input data is doubled and output. (1, 5).
  • the amplitude of the data input from the multiple processing unit 21 is 8 19 2 to 16 3 8 3 or 4 9 15 2 to 5 7 3 4 3, the amplitude value of the input data is output as it is. Yes (2, 4). If the amplitude of the data input from the multiple processing unit 21 is 16 3 8 4-4 9 15 1, the amplitude value of the input data is multiplied by 1/2 and output (3) .
  • the timing generator 23 In response to the timing data included in the compressed data, the timing generator 23 generates a read clock representing the same indefinite time interval as between sample points detected on the compression side from the input clock CK0. At this time, the timing generator 23 monitors whether the value of the amplitude data corresponding to the timing data is 0 or not. Then, when the amplitude data value is 0, the time interval between the sampling points is calculated by adding the next timing data, and the read clock is output at the timing when the values of the plurality of timing data are summed. .
  • the D-type flip-flop 24 sequentially captures and holds the amplitude data output from the linearization processing unit 22 at a timing according to the read clock generated by the timing generator 23, and Output to 5
  • the decompression processing unit 25 stores the amplitude data of the input / output stage of the D-type flip-flop 24, that is, the amplitude data held in the D-type flip-flop 24 at a certain read clock timing and the next read-out. Should be held in D-type flip-flop 24 at output clock timing Amplitude data (two amplitude data at two consecutive sample points) is input.
  • the decompression processing unit 25 uses the two amplitude data input in this way and the timing data input from the timing generator 23 to perform a predetermined interpolation operation or a compilation operation on each sample. Generate digital interpolation data between points. Then, the digital interpolation data generated in this way is output to the offset subtraction unit 26.
  • the offset subtraction unit 26 subtracts the same offset value added by the offset addition unit 3 on the compression side from the interpolation data generated by the decompression processing unit 25.
  • the data whose amplitude fluctuates only in the positive direction on the compression side without changing the waveform of the digital data is returned to data whose amplitude fluctuates on both the positive and negative sides around the amplitude 0.
  • the digital data thus obtained is converted into an analog signal by the D / A converter 27, and then output as a reproduced analog signal via the LPF 28.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the principle of the decompression process performed by the decompression processing unit 25.
  • the data input to the decompression processing unit 25 is digital data that has been subjected to multiplication and linearization processing.
  • the compressed data obtained is (*, 7) It becomes a numerical sequence of (5, 3) (7, 9) (3, 1) (3, 6) (3, 3). Note that * indicates that the values are not shown in Fig. 5.
  • the compressed data is input according to the order shown here, the amplitude data is multiplied and linearized, and then decompressed.
  • FIG. 6 shows the amplitude value itself in the above numerical sequence for easier understanding of the corresponding part as compared with FIG. 5, but in practice this amplitude value is multiplied and multiplied. The value differs from that shown in the figure due to the linearization process.
  • the data of the waveform a 1 is generated by interpolation from the two data values of “5”.
  • the timing data value “5” and the subsequently input amplitude data value “3” are generated.
  • the data of the waveform a2 is generated by interpolation calculation.
  • the two data of the above-described amplitude data value "3" and the subsequently input timing data "7” From the evening value, a decimation of the waveform b 2 is generated by interpolation, and the waveform b is interpolated from the above timing data value “7” and the subsequently input amplitude data value “9”.
  • data of waveforms cl, c2, d2, dl, el, and e2 are sequentially generated from combinations of amplitude data values and timing data values that are sequentially input.
  • the digital signal in which the waveforms al, b 1, cl, d 1, and el are continuous (upper part in FIG. 6) and the waveforms a 2, b 2, c 2, d 2, and e 2 are A continuous digital signal (lower in Fig. 6) is generated.
  • the digital data as shown in FIG. 5 after the offset value is added on the compression side is reproduced.
  • subtract the offset value from this digital data is obtained.
  • the original analog signal is reproduced by performing digital-to-analog conversion.
  • Fig. 9 shows the section from time 11 to T2 shown in Fig. 6, and Fig. 9 (a) shows the two waveforms a1 and a2 before addition, and Fig. 9 (b ) Indicates a composite waveform a1 + a2 reproduced by addition.
  • D 1 is the amplitude data value at time T 1 (“7” in the example of FIG. 6)
  • D 2 is the amplitude data value at time T 2 (“3” in the example of FIG. 6).
  • T is a timing data value (“5” in the example of FIG. 6) representing a time interval between times T 1 and T 2
  • t is an arbitrary evening between times T 1 and T 2.
  • the waveforms as shown in FIG. 9 (b) are synthesized by adding the data of the waveforms a1 and a2 generated in this manner to the above-mentioned timing t as a variable.
  • the digital data thus obtained By subjecting the digital data thus obtained to further processing such as offset value subtraction and D / A conversion, the original analog signal before compression can be reproduced.
  • a continuous analog signal is obtained from discrete digital data.
  • the sampling frequency is pseudo-increased by interpolating between discretely input digital data.
  • data interpolation is performed using a predetermined sampling function.
  • Figure 10 shows the sinc function as an example of a sampling function.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining a general data interpolation operation using such a sampling function.
  • discrete data values at equally spaced sampling points tl, t2, t3, and t4 are represented by Y (t1), ⁇ (t2), Y (t3), and Y (t3). 4), for example, consider a case where an interpolation value y corresponding to a predetermined position t0 (a distance a from t2) between sampling points t2 and t3 is obtained.
  • the present embodiment is an application of such data interpolation processing.
  • time T 2 a waveform a 2 forming a part of the sampling function having a value other than “0” is obtained.
  • a continuous analog signal is obtained by performing DZA conversion after offset value subtraction processing.
  • each time two amplitude data values D 1 and D 2 and a timing data value ⁇ ⁇ representing the time interval are obtained for each discrete time from T 1 to T 6, those data values are changed.
  • the original digital waveform is sequentially reproduced by calculating the interpolated value according to the interpolation operation formula as described below.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the interpolation formula. As shown in Fig. 12, the interpolated value between two sample points having amplitude data values D l and D 2 is continuous at the intermediate point of the two quadratic functions X 1 and X 2 at the interpolation position t. Can be represented by the function That is, in the present embodiment, the interpolated value is calculated using the quadratic functions xl and X2, respectively, by dividing the space between the two sample points into the first half and the second half.
  • the timing data value T which is the time interval between the sample points
  • the timing data value T may be odd or even.
  • odd a state occurs where the interpolation position t does not come exactly at the intermediate point.
  • the obtained timing data value may always be an even number.
  • the five timings shown in Figure 5 The value "5, 7, 3, 3, 3" is actually transmitted or stored as "10, 14, 6, 6, 6, 6" by double oversampling.
  • the time interval between sample points is represented by 2 2 after oversampling.
  • the original digital waveform can be reproduced by performing the calculations of the above formulas (6) and (7) using the interpolation position t, which is sequentially incremented according to the clock having the twice the sampling frequency as the original, as a variable. .
  • interpolation calculation processing is sequentially performed as a signal sequence including an amplitude data value and a timing data value is input at each of the discrete times T1 to T6. That is, in the example of FIG. Sample points at T 1 and T 2 When the data value and the timing data value in between are input, the original digital waveform is immediately reproduced by performing interpolation between the sample points.
  • the interpolation arithmetic processing shown in the above equations (6) and (7) can be realized by an eighty-first hardware configuration such as a logic circuit, or a DSP (Digital Signal Processor) or software (R ⁇ It can also be realized by programs stored in M or RAM.
  • the analog signal or digital data to be compressed can be directly compressed and decompressed on the time axis without performing time / frequency conversion. Instead, the configuration can be simplified.
  • compressed data is transmitted from the compression side and played back on the decompression side, the input compressed data can be sequentially processed and played back by simple interpolation on the time axis.
  • real-time operation can be realized.
  • the converted digital data is converted to unsigned digital data by adding an offset value to the signed digital data, and then the rounding operation of the lower several bits is performed. A few bits can be reduced, and the amount of data can be significantly reduced. At this time, most of the amplitude data to be subjected to the rounding calculation section appears concentrated in the data area near the center of the entire data area, and hardly appears in the data area near the end. Reducing the number of bits has little effect on the quality of the reproduced sound on the decompression side.
  • the effect of the rounding operation can be reduced by performing the non-linear processing prior to the rounding operation.
  • the effect on the quality of the reproduced sound can be further suppressed.
  • a point at which the polarity of the differential value of the rounded digital data changes is detected as a sample point, the amplitude data value at each detected sample point, and the time at which each sample point appears. Since the set with the timing data value representing the interval is transmitted or recorded as compressed data, only the data at the sample points can be obtained as compressed data from the data compressed for each word by rounding. High compression ratios can be achieved.
  • the rounding operation unit 5 rounds the amplitude data value by 256 or 512.
  • the present invention is not limited to this.
  • the positions at both ends are detected as sample points, and the data values at the sample points at both ends are detected as amplitude data.
  • the time interval between both ends is obtained as timing data, but the present invention is not limited to this.
  • the value of 0 that is not normally used as the value of the evening value is regarded as the timing value, and the number of consecutive 0 values is the amplitude data. May be obtained.
  • the input timing data It is monitored whether or not the value of is 0. If the value is 0, interpolation data is generated with the amplitude kept constant for the number of clocks of the value indicated by the amplitude data.
  • the compression apparatus at least before the compressed data (amplitude data and timing data) is generated by the timing synthesizer 6 and the compression processing section 7, the compression apparatus performs n By performing double over sampling and a moving average operation or a convolution operation (hereinafter, referred to as a convolution operation), it is possible to obtain smoother data by connecting discrete data by interpolation.
  • a convolution operation By performing double over sampling and a moving average operation or a convolution operation, it is possible to obtain smoother data by connecting discrete data by interpolation.
  • FIG. 13 is a block diagram illustrating an overall configuration example of a compression device according to the second embodiment. As shown in FIG. 13, the compression device according to the second embodiment is different from the compression device according to the first embodiment shown in FIG. 1 in that an oversampler circuit 31 and a PLL (Phase Locked) are provided. Loop) The circuit 32 has been added.
  • an oversampler circuit 31 and a PLL Phase Locked
  • the over one sample circuit 31 is provided at the subsequent stage of the rounding operation unit 5, and performs n times oversampling and composition operation on the digital data input from the rounding operation unit 5, Find the digital interpolation value that fills the gap between the discrete data.
  • the oversampler circuit 31 inputs audio data sampled at a frequency of 44.1 kHz and oversamples it at eight times the frequency (352.8 kHz). As well as execute the composition operation. Then, a series of oversampled data obtained by this is converted into a timing synthesizer. 6 and output to the compression processing unit 7.
  • the timing synthesizer 6 and the compression processing unit 7 detect, as a sample point, a point at which the polarity of the differential value changes from a series of over one sample data supplied from the over sample circuit 31. Then, a set of the detected amplitude data value at each sample point and the evening data value representing the time interval at which each sample point appears is output to the error correction coding unit 8. The timing synthesizer 6 also obtains a timing clock representing the timing of the detection point of each sample point, and outputs it to the compression processing unit 7 and the data memory 9. Also, ?
  • the circuit O2 generates a clock CK1 having an eight-fold frequency (352.8 KHz) from the input clock CK0 having a reference frequency (for example, 44.1 KHz), and converts the clock CK1 into the above-mentioned one.
  • the signal is supplied to a timing synthesizer 6, a compression processing section 7, an error correction coding section 8, and a data memory 9.
  • the over sampling circuit 31, the timing synthesizer 6, the compression processing section 7, the error correction coding section 8 and the data memory 9 operate in synchronization with the clock CK 1 having the eight-fold frequency.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating an overall configuration example of a decompression device according to the second embodiment. As shown in FIG. 14, in the decompression device according to the second embodiment, a clock generator 33 is added to the decompression device according to the first embodiment shown in FIG.
  • the clock generator 33 generates an eight-fold frequency clock CK 1 from the reference frequency input clock CK 0, and supplies it to the timing generator 23, the decompression processor 25, and the DA converter 27.
  • n discrete data including the two discrete data are calculated.
  • the data between the above two discrete data can be obtained.
  • FIG. 15 is an explanatory diagram of a digital basic waveform used in the present embodiment.
  • the digital basic waveform shown in Fig. 15 is the basis of the sampling function used when performing data interpolation by oversampling. This digital basic waveform was created by changing the data value to -1, 1, 8, 8, 1, -1 every clock (CK0) of the reference frequency.
  • the discrete data values (1-1,1,8,8,1,1, -1) corresponding to the normalized digital basic waveform as shown in Fig.15 are derived from Z8.
  • the principle of the data interpolation according to the present embodiment will be described by taking as an example a case where an interpolation value is generated by n-times oversampling and a compilation operation.
  • FIG. 16 shows an example in which a four-fold oversampling is performed for the sake of illustration, the oversampling circuit 31 in FIG. 13 actually performs eight-fold oversampling. ing.
  • the series of numbers shown in the leftmost column is 4 times larger than the original discrete data—evening value (1-1,1,8,8,1,1, -1) / 8. This is the value after one sampling.
  • the numerical sequence of four columns from left to right is the numerical sequence shown in the leftmost column, which is shifted down one by one.
  • the column direction in Fig. 16 shows the time axis. Shifting the numerical sequence downward corresponds to gradually delaying the numerical sequence shown in the leftmost column.
  • the second numerical sequence from the left indicates that the numerical sequence shown in the leftmost column is a numerical sequence shifted by 1Z4 phase of 4 ⁇ frequency clock 4 CLK.
  • the third numerical column from the left is shown in the second column from the left.
  • the numerical sequence that is shifted from the numerical sequence that is shown by 4 times the frequency 4 clock 1 CLK 4 phase, the fourth numerical sequence from the left is the numerical sequence that is shown in the third column from the left is the quadruple frequency clock 4 Indicates that this is a numerical sequence further shifted by one to four phases of CLK.
  • the fifth numerical column from the left is a value obtained by adding each of the first to fourth numerical columns by the corresponding row and dividing by four. By the processing in the fifth column from the left, a four-fold oversampling involving a four-phase compilation operation is executed digitally.
  • the four numeric columns are the numeric columns shown in the fifth column shifted down one by one. It is.
  • the ninth column from the left is the value obtained by adding each of the fifth to eighth columns in the corresponding rows and dividing by four. By processing up to the ninth column from the left, quadruple oversampling involving four-phase compiling operations is performed digitally twice.
  • the 10th numerical sequence from the left is the numerical sequence shown in the ninth column shifted down by one. Also, the numeric column in the 11th column (the rightmost column) from the left is the value obtained by adding the numeric column in the ninth column and the numeric column in the 10th column by the corresponding rows and dividing by 2. It is. This rightmost numerical sequence is the target interpolation value.
  • Fig. 17 is a graph of the finally obtained numerical sequence shown in the rightmost column of Fig. 16.
  • a function having a waveform as shown in Fig. 17 is once differentiable over the entire region, and has a finite value other than 0 when the sample position t along the horizontal axis is between 1 and 33. However, in other areas, the function has a value of 0.
  • a case where the value of a function has a finite value other than 0 in a local area and becomes 0 in other areas is referred to as “finite base”.
  • FIG. 18 shows a configuration example of the oversampling circuit 31 shown in FIG. It is a block diagram.
  • the oversampled circuit 31 of the present embodiment includes a normalized data storage unit 41, a phase shift unit 42, a plurality of digital multipliers 43a to 43d. And a plurality of digital adders 44a to 44c.
  • the PLL circuit 32 shown in FIG. 18 is the same as that shown in FIG.
  • the normalized data storage unit 41 stores the normalized data sequence shifted to four phases as shown in the rightmost column of FIG.
  • FIG. 16 shows an example in which the digital basic waveform shown in FIG. 15 is oversampled by a factor of 4, the oversampling circuit 31 shown in FIG. Since the sampling is performed, the normalized data storage unit 41 stores a data string obtained by oversampling the digital basic waveform by 8 times and normalizing by the compiling operation.
  • the four-phase normalized data stored in the normalized data storage unit 41 is read in accordance with clocks CK0 and CK1 supplied from the PLL circuit 32, and each of the four digital multipliers 43a to 4 3d Supplied to one input terminal.
  • phase shift unit 42 performs a phase shift process of shifting the phase of discrete data input as a compression target to four phases.
  • the four-phase discrete data generated by the phase shift section 42 is output according to the clocks CK0 and CK1 supplied from the PLL circuit 32, and each of the four digital multipliers 43a to 43c. 4 3d is supplied to the other input terminal.
  • the four digital multipliers 4 3a to 4 3d store the four-phase normalized data output from the normalized data storage unit 41 and the four-phase normalized data output from the phase shift unit 42. Multiply by discrete data.
  • the three digital adders 44 a to 44 c connected at the subsequent stage add all the multiplication results of the above four digital multipliers 43 a to 43 d and plot the addition results. 13 Output to the timing synthesizer 6 and the compression processor 7.
  • the normalized data in the rightmost column obtained by the composition operation shown in FIG. It is stored in the encrypted data storage unit 41. Then, the normalized data is modulated into an amplitude corresponding to the value of the discrete data input as a compression target, and the obtained data is synthesized and output by a four-phase compiling operation. I have to.
  • the digital basic waveform shown in Fig. 15 is multiplied by the amplitude value of the discrete data input as the compression target, and the resulting data value is used as a compo- lation as shown in Fig. 16
  • the operation may be performed at the time of compression. However, if the over sampling circuit 31 is configured as shown in FIG. 18, it is necessary to perform the compilation operation itself shown in FIG. 16 at the time of actual compression.
  • the input discrete digital data is Performing oversampling and computational operations to generate continuous data that varies smoothly, and from the obtained oversampled data, discrete amplitude data values and their indefinite values So that the timing data value obtained as compressed data representing between intervals.
  • the function generated from the digital basic waveform when performing over sampling and the compositing operation is a finite stage sampling function whose value converges to 0 at a finite sampling position. It is a function that can be differentiated once. Therefore, when obtaining a certain interpolated value, only a limited number of discrete data values need to be considered, and the amount of processing can be greatly reduced. Moreover, since no truncation error occurs, it is possible to obtain an accurate interpolated value. This makes it possible to improve the reproducibility of the data to be reproduced on the decompression side when the compression processing is performed using this interpolation value, to the original data before compression.
  • the second embodiment it is possible to further improve the quality of the reproduced data obtained by expanding the compressed data while maintaining the same high compression ratio as that of the first embodiment. it can.
  • the oversampling circuit 31 is provided at the subsequent stage of the rounding operation unit 5, but the present invention is not limited to this. That is, it may be provided anywhere between the A / D converter 2 and the compression processing unit 7. Further, in the oversampling circuit 31, the oversampling of eight times is performed, but the oversampling is not limited to eight times. For example, it may be 2 times or 4 times.
  • the compression and decompression methods according to the first and second embodiments described above can be realized by any of the hardware configuration, DSP, and software.
  • the compression device and decompression device of the present embodiment are actually configured by a computer CPU or MPU, RAM, ROM, etc., and are stored in RAM or ROM. It can be realized by the operation of the programmed program. Therefore, the present invention can be realized by recording a program that causes a computer to perform the functions of the present embodiment on a recording medium such as a CD-ROM, and reading the program into the computer.
  • a recording medium for recording the above program a floppy disk, a hard disk, a magnetic tape, a magneto-optical disk, a nonvolatile memory card, or the like can be used in addition to the CD-ROM.
  • the present invention is useful for realizing both a high compression ratio and an improvement in the quality of reproduced data, with a simple configuration, a short processing time for compression and decompression, and a high compression rate.

Description

明 細 書 圧縮方法及び装置、 伸長方法及び装置、 圧縮伸長システム、 記録媒体 技術分野
本発明は圧縮方法及び装置、 伸長方法及び装置、 圧縮伸長システム、 記録媒体に関し、 特に、 連続的なアナログ信号もしくはデジタル信号の 圧縮および伸長方式に関するものである。 背景技術
従来、 画像信号や音声信号など情報量の多い信号を伝送したり蓄積し たりする場合に、 伝送情報量の削減や、 蓄積メディアへの保存可能時間 の長時間化等を目的として、 信号を圧縮 · 伸長することが行われている 。 一般に、 アナログ信号を圧縮する場合、 まず所定のサンプリ ング周波 数に従ってアナログ信号をサンプリ ングしてデジタル化し、 得られたデ ジタルデータに対して圧縮処理を行う。
例えば、 画像信号や音声信号の圧縮においては、 D C T (Discreat-Co sine-Transform ) 等の時間軸—周波数軸の変換フィルタを用いて元のデ 一夕を加工した後に、 周波数領域で圧縮を行う手法が用いられる。 音声 信号の圧縮方式として電話回線で良く用いられる D P CM (Differentia 1 Pulse Code Modulation) も、 この点を意図して使用している。 なお、 この D P CMによる庄縮方式は、 波形をサンプリ ングするとき隣り合う サンプル値の差分を符号化する方式である。
また、 時間ノ周波数変換を行う方式としては、 サブバンドフィルタや M D C T (Modi f ied Discrete Cosine Trans form)を用いた方式もあり、 このような方式を用いた符号化方式として M P E G (Moving Picture Im age C o d i ng E xp e r t s G r o u p ) オーディオが挙げられる。
また、 最も広く使用されている画像の圧縮システムも、 この M P E G 規格として一般的に知られている。
上述の圧縮方式に従って圧縮されたデータの伸長処理は、 基本的には 同じ圧縮方式の圧縮処理と逆の操作によって行われる。
すなわち、 圧縮されたデジタルデータは、 周波数 Z時間変換処理によ つて周波数領域の信号から時間領域の信号に変換された後、 所定の伸長 処理が施されることにより、 元のデジタルデータが再現される。 そして 、 このようにして求められた元データが、 必要に応じてデジタル一アナ ログ変換され、 アナログ信号として出力される。
しかしながら、 上記従来の圧縮 · 伸長方式では、 時間軸上の信号を周 波数軸上の信号に変換して圧縮するようにしているので、 圧縮の際の時 間/周波数変換および伸長の際の周波数 Z時間変換などの処理が必要と なる。 そのため、 処理が煩雑化するとともに、 これを実現するための構 成が非常に複雑になるという問題があった。 これは、 圧縮 · 伸長にかか る処理時間が長くなるだけでなく、 装置の小型化を困難にする要因とな つていた。
また、 一般に、 データの圧縮 · 伸長を考える場合には、 圧縮率を高め つつ再生データの品質もいかに向上させるかが重要な課題となっている 。 ところが、 上記従来の圧縮 · 伸長方式では、 画像信号や音声信号の圧 縮率を高めよう とすると、 圧縮データを伸長して再生される画像や音声 の品質が劣化してしまい、 逆に、 再生画像や再生音声の品質を重視する と、 画像信号や音声信号の圧縮率が低くなつてしまうという問題があつ た。 そのため、 圧縮率の向上と再生データの品質向上との両方を実現す ることは極めて困難であった。
本発明は、 このような問題を解決するために成されたものであり、 信 号の圧縮 · 伸長処理を簡素化して処理時間を短くすることができるよう にするとともに、 これを実現するための構成も簡単化できるようにする ことを目的とする。
また、 本発明は、 圧縮率の向上と再生データの品質向上との両方を実 現する新しい圧縮 · 伸長方式を提供することをも目的としている。 発明の開示
上記課題を解決するために、 本発明の圧縮側においては、 圧縮対象の 符号付きデジタルデ一夕にオフセッ ト値を付加することにより符号無し デジタルデ一夕に変換し、 当該符号無しデジタルデータに対して下位数 ビッ 卜の丸め演算を行った後、 当該丸め演算の施されたデジタルデータ を、 その微分値の極性が変化する点の時間間隔で標本化し、 各標本点に おける離散的な振幅データ値と、 各標本点間の時間間隔を表すタイミン グデータ値との組を圧縮データとして得るようにしている。
また、 伸長側においては、 上記圧縮データ中に含まれる振幅デ一夕値 を圧縮側で丸め演算されたビッ ト数の分だけ倍数化した後、 これにより 得られた振幅データ値と、 上記圧縮データ中に含まれるタイミングデー 夕値とを用いて、 上記タイミングデータによって示される時間間隔を有 する振幅データの間を補間する補間データを求め、 当該補間データから 圧縮側と同じオフセッ ト値を減算することにより伸長データを得るよう にしている。
本発明の他の態様では、 圧縮側において、 上記オフセッ ト値の付加に より生成された符号無しデジタルデータを、 その値に応じて異なる処理 を行う ことによりデータ値を変えて上記丸め演算の処理に導出するとと もに、 伸長側において、 上記倍数化処理により生成された振幅データを 、 その値に応じて異なる処理を行うことによりデータ値を変えて上記補 間データの生成処理に導出するようにしている。
本発明のその他の態様では、 上記標本点間の時間間隔が、 上記タイミ ングデータに割り当てられたビッ ト数で表現し得る値を越えた場合には 、 複数のタイ ミングデータの値の合計によって上記標本点間の時間間隔 を表すようにしている。
本発明のその他の態様では、 圧縮側において、 入力される n個の離散 データの値に応じた基本波形のデジタルデ一夕をオーバ一サンプリング と移動平均演算または畳み込み演算とにより合成することによって上記 離散データに対するデジタルの補間値を求め、 当該オーバーサンプリ ン グされたデータをもとに上記振幅データとタイミングデータとの組を圧 縮データとして得るようにしている。
本発明は上記技術手段より成るので、 時間軸上の信号を圧縮する際に 、 時間 Z周波数変換を行って周波数軸上で処理を行う ことなく、 時間軸 上のままで処理を行う ことが可能となる。 また、 このようにして圧縮さ れたデータを伸長する際にも、 時間軸上のままで処理を行うことが可能 となる。 これにより、 圧縮および伸長の処理を簡素化して処理時間を短 くすることができるとともに、 そのための構成を簡素化することもでき る。 また、 圧縮側から圧縮データを伝送して伸長側で再生する場合にお いても、 時間軸上での簡単な補間演算によって、 伸長側に入力される圧 縮データを順次に処理して再生することができるので、 リアルタイム動 作を実現することができる。
しかも、 本発明によれば、 オフセッ ト値が付加されて正の値のみとさ れた符号無しデジタルデータに対して下位数ビッ トの丸め演算を行う こ とにより、 1 ワー ドにつきデータ長を数ビッ ト削減することができ、 こ こでデータ量を大幅に削減することが可能となる。 さらに、 丸め演算に より 1 ヮ一ド毎に圧縮したデータの中でも更に標本点のデータのみを圧 縮デ一夕として得ることができ、 高圧縮率を実現することができる。 こ のとき、 丸め演算の対象となるデジタルデータは、 そのビッ ト数で表現 し得る全データ領域のうち一部のデータ領域に集中して現れ、 端付近の データ領域 （削減する下位数ビッ トのデータ領域） には余り現れないた め、 このようなデータに対して下位数ビッ トを削減しても、 伸長側で再 生されるデータの品質の劣化も抑制することができる。
本発明の他の特徴によれば、 圧縮側において、 丸め演算を行う前に、 入力データの値と出力データの値との関係を 1対 1 の関係からずらす非 直線化処理を行う ことにより、 最も良くデータが使用されるデータ領域 では、 丸め演算を行っている実際の数値より も小さい数値で丸め演算を 行っているのと同等の効果を得ることができ、 丸め演算による再生デ一 夕への影響を緩和することが可能となる。 これにより、 再生データの品 質の劣化を更に抑制することができる。
本発明のその他の特徴によれば、 標本点間の時間間隔が、 タイミング データに割り当てられたビッ ト数で表現し得る値を越えた場合に、 複数 のタイミングデータの値の合計によって標本点間の時間間隔を表すよう にすることにより、 例外的に発生する大きな時間間隔に合わせてタイミ ングデータに多く のビッ ト数を割り当てることなく、 多くの場合に必要 十分な少ないピッ ト数をタイミングデ一夕に割り当てるようにすること ができ、 圧縮率を高めることができる。
本発明のその他の特徵によれば、 入力される離散データに応じた基本 波形のデジタルデータに対してオーバ一サンプリ ングと移動平均演算ま たは畳み込み演算とを行うだけで、 元の離散データに対する連続的な補 間値が得られ、 その際ある 1つの補間値を求めるときには、 限られた数 の離散データの値のみを考慮すればよいので打ち切り誤差が発生せず、 正確な補間値を得ることができ、 この補間値を用いて圧縮処理した場合 に伸長側で再生されるデータに関し、 圧縮前の元のデータへの再現性を 向上させることができる。
以上より、 本発明によれば、 簡単な構成で、 圧縮 · 伸長の処理時間が 短く、 かつ、 高い圧縮率と再生データの品質向上との両方を実現するこ とが可能な新しい圧縮 · 伸長方式を提供することができる。 図面の簡単な説明
図 1は、 第 1 の実施形態による圧縮装置の構成例を示すブロック図で ある。
図 2は、 オフセッ ト付加部の処理例を示す図である。
図 3は、 非直線化処理部の処理例を示す図である。
図 4は、 タイミングシンセサイザの構成例を示すブロック図である。 図 5は、 圧縮処理部およびタイミングシンセサイザにおける処理例を 示す図である。
図 6は、 伸長処理部の処理例を示す図である。
図 7は、 第 1 の実施形態による伸長装置の構成例を示すブロック図で ある。
図 8は、 直線化処理部の処理例を示す図である。
図 9は、 図 5 に示した時刻 T 1 一 T 2の区間を取り出して本実施形態 の補間原理を示した図である。
図 1 0は、 標本化関数の例を示す図である。
図 1 1 は、 離散データとそれらの間の補間値との関係を示す図である 図 1 2は、 伸長側におけるデータ補間処理の具体例である補間演算式 について説明するための図である。
図 1 3は、 第 2の実施形態による圧縮装置の構成例を示すプロック図 である。
図 1 4は、 第 2の実施形態による伸長装置の構成例を示すブロック図 である。
図 1 5は、 第 2の実施形態で用いるデジタル基本波形を示す図である
6は、 第 2の実施形態によるオーバ一サンプリ ングおよびコンポ リュ—ショ ン演算の動作例を説明するための図である。
7は、 図 1 5のデジタル基本波形から生成される関数を示す図で ある。
図 1 8は、 図 1 3 に示したオーバーサンプル回路の構成例を示す図で ある。 発明を実施するための最良の形態
(第 1 の実施形態）
以下、 本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。
本実施形態の圧縮装置では、 まず、 圧縮対象の信号としてアナログ信 号を入力する場合には、 その入力されたアナログ信号を A / D変換して 符号付きデジタルデータに変換する。 そして、 この符号付きデジタルデ 一夕にオフセッ ト値を加算することにより、 符号無しデジタルデータに 変換する。 さらに、 このようにして得た符号無しデジタルデータに対し て後述する非直線化処理を行う。
次に、 非直線化処理の施されたデジタルデータに対して下位数ビッ ト の丸め演算を行った後、 この丸め演算の施されたデジタルデータを各サ ンプリ ングポイント毎に 1回微分して、 その微分値の極性が変化するポ イン トを標本点として検出する。 そして、 検出した各標本点における振 幅データ値と、 各標本点が現れる時間間隔を表すタイミングデータ値と を求め、 この振幅データ値とタイミングデータ値との組を圧縮データと して伝送または記録する。
一方、 上記のように生成された圧縮デ一夕の伸長装置では、 まず、 入 力された圧縮データ （振幅データ値とタイミングデータ値との組） の振 幅デ一夕値を、 圧縮側で丸め演算されたビッ 卜数の分だけ倍数化した後 、 これにより得られたデジタルデータに対して、 圧縮側の非直線化処理 とは逆の直線化処理を行う。
そして、 この直線化処理により得られた振幅データ値と、 圧縮データ 中に含まれるタイミングデータ値とを用いて補間演算を行うことにより 、 個々の振幅データ値の間を補間する補間データを生成する。 さらに、 生成された補間データから圧縮側と同じオフセッ ト値を減算し、 これに より得られたデジタルデータを必要に応じて D / A変換してアナログ信 号に変換し、 出力する。
図 1 は、 上記の圧縮方式を実現する第 1 の実施形態による圧縮装置の 全体構成例を示すブロック図である。
図 1 に示すように、 本実施形態の圧縮装置は、 口一パスフィルタ （L P F ) 1 と、 A Z D変換器 2 と、 オフセッ ト付加部 3 と、 非直線化処理 部 4と、 丸め演算部 5 と、 タイミングシンセサイザ 6 と、 圧縮処理部 7 と、 誤り訂正符号化部 8 と、 データ.メモリ 9 とを備えて構成されている 図 1 に示す圧縮装置は、 アナログ信号をデジタル化して圧縮するもの について示したものである。 以下ではアナログ信号の一例として、 音声 信号を圧縮する場合について説明する。
図 1 において、 入力アナログ信号は、 標本点の検出を行いやすくする ために、 L P F 1 によってノイズが除去された後、 A / D変換器 2 によ つてデジタルデータに変換される。 このとき AZD変換器 2は、 所定周波数 （例えば音声信号の場合、 4 4. 1 KH z ) の入力クロック C K 0 に従って AZD変換処理を実行す る。 これにより、 入力アナログ信号を例えば 1 6 ビッ トの符号付きデジ タルデータに変換する。 なお、 図 1 に示す構成ではアナログの音声信号 を入力する場合を想定しているが、 外部から符号付きデジタルデータを 直接入力するようにしても良い。 この場合には、 L P F 1および A/D 変換器 2は不要である。
オフセッ ト付加部 3は、 A D変換器 2より出力された符号付きデジ タルデ一夕に所定のオフセッ ト値を加算することにより、 符号無しデジ タルデータに変換する。 図 2は、 このオフセッ ト付加部 3 における処理 例を説明するための図であり、 このうち図 2 ( a ) は、 A/D変換器 2 より出力された符号付きデジタルデータの一例を示し、 図 2 ( b ) はこ のデジタルデータに対してオフセッ ト値を加算した結果得られるデジタ ルデータの一例を示している。
図 2 ( a ) に示すように、 アナログの音声信号をデジタル変換したデ ジタルデータは、 通常は振幅 0 を中心に正負の両側に振れるデータとな つている。 このデータに対して、 所定のオフセッ ト値を付加することに より、 図 2 ( b ) のように正の側にのみ振れるデータに変換する。 例え ば、 A / D変換器 2から出力されるデジタルデータが符号付きの 1 6 ビ ッ トで構成される場合、 オフセッ ト値として 2 15= 3 2 7 6 8 を加算す ることにより、 デジタルの波形はそのままに、 振幅が正方向にのみ振れ るデータを得ることができる。
非直線化処理部 4は、 上記オフセッ ト付加部 3より出力された図 2 ( b ) のような符号無しデジタルデ一夕に対して、 以下に述べるような非 直線化の処理を行う。 図 3は、 この非直線化処理部 4における処理例を 説明するための図である。 すなわち、 非直線化処理部 4は、 入力される 信号の振幅に応じて、 出力する信号の振幅を変えることにより、 図 3の 点線で示すような入力信号と出力信号とが 1対 1 (入力信号軸と出力信 号軸の目盛りを同じ大きさにとったときに傾きが 4 5度となる直線） の 関係ではなく、 実線で示すように全体として非直線の関係になるように する。
この例では、 オフセッ ト付加部 3より入力されるデータの振幅が 0〜 1 6 3 8 3あるいは 4 9 1 5 2〜 6 5 5 3 5の場合は、 入力データの振 幅値を 1 Z 2倍して出力する （①、 ⑤） 。 また、 オフセッ ト付加部 3よ り入力されるデータの振幅が 1 6 3 8 4〜 2 4 5 7 5あるいは 4 0 9 6 0 ~ 4 9 1 5 1 の場合は、 入力データの振幅値をそのまま出力する （② 、 ④） 。 また、 オフセッ ト付加部 3より入力されるデータの振幅が 2 4 5 7 6 〜 4 0 9 5 9の場合は、 入力データの振幅値を 2倍して出力する (③） 。
可聴音の音声信号をデジタル化してオフセッ ト値を加算した場合、 1 6 ビッ トで表される全体のデータ領域 （ 0 〜 6 5 5 3 5 ) のうち、 ほと んどのデータは中央付近のデータ領域に集中して現れ、 端付近のデータ 領域にはデータは余り現れない。 そこで、 本実施形態では、 最も良くデ 一夕が使用される中央付近のデータ領域では、 入力に対する出力の振幅 (直線の傾き） を 2倍にする （③） 。 一方、 余りデータが使用されない 端付近のデータ領域では、 入力に対する出力の振幅 （直線の傾き） を 1 ノ 2倍にする （①、 ⑤） 。
丸め演算部 5 は、 この非直線化処理部 4によって図 3のように入力信 号と出力信号との振幅の関係が非直線化されたデジタルデ一夕に対して 、 下位数ビッ トの丸め演算を行う。 例えば、 丸め演算部 5は、 非直線化 処理部 4より出力されるデジタルデータの下位ビッ 卜を 2 5 6 または 5 1 2で丸める処理を行う。 以下では、 5 1 2で丸める場合について説明 する。 5 1 2でデータを丸めることにより、 1 ワードにつきデ一タ長を 9 ビッ ト削減することができ、 ここでデータ量を大幅に削減することが できる。
ところで、 本実施形態では、 丸め演算部 5に入力されるデジタルデー 夕は 1 6 ビッ トであり、 6 5 5 3 5までの大きなデ一夕値を表現するこ とが可能である。 しかも、 上述したようにほとんどのデータは中央付近 のデータ領域に集中して現れ、 端付近のデータ領域には余り現れない。 つまり、 音声データとして実際に使用されるデ一夕は比較的大きな値で あることが多く、 このように大きな値を有するデータに対して下位 9 ピ ッ トを削減しても （ 5 1 2 という小さな値で丸めても） 、 再生音声の品 質に影響を与えることは少ない。
また、 本実施形態では、 非直線化処理部 4を用いて、 最も良くデ一タ が使用される中央付近のデータ領域では、 入力に対する出力の振幅 （直 線の傾き） を 2倍にしている。 そのため、 その領域においては、 丸め演 算を行っている実際の数値の半分の数値で丸め演算を行っているのと同 等の効果を得ることができる。 すなわち、 データの下位ビッ トを実際に は 5 1 2で丸めていても、 実質的には 2 5 6で丸めるのと同等の効果を 得ることができる。 これにより、 丸め演算の影響を緩和することができ 、 再生音声の品質への影響を更に少なくすることができる。
この丸め演算部 5 により下位数ピッ トの丸め演算が施されたデジタル データは、 タイミングシンセサイザ 6および圧縮処理部 7に入力される 。 タイミングシンセサイザ 6は、 丸め演算部 5より供給されるデジタル データを 1回微分し、 その微分値の極性の変化に応じて標本点を検出す る。 そして、 その検出点のタイミングを表すタイミングクロックと、 各 標本点間の時間間隔を表すタイミングデータ （クロック C K 0の数） を 求めて出力する。 図 4は、 このタイミングシンセサイザ 6の構成例を示すブロック図で ある。 図 4において、 微分器 1 1 は、 丸め演算部 5より入力されたデジ タルデータを 1回微分する。 このとき微分器 1 1 は、 所定周波数の入力 クロック C K 0が与えられる毎に、 つまり各サンプリ ングポイン ト毎に デジタルデータの微分を行う。 微分値は、 ある入力クロック C K 0の夕 イミングで取り込んだ現データから時間的に 1つ前に取り込んだデータ を減算することによって求まる。 このとき、 データのないところはデフ オルト値とする。
また、 標本点検出部 1 2は、 微分器 1 1 により算出された微分値およ び丸め演算部 5より出力されたデジタルデータに基づいて、 デジタルデ —夕の微分値の極性が変化する点を標本点として検出する。
例えば、 標本点検出部 1 2は、 まず、 微分値の極性が正から負に変わ る点、 微分値の極性が負から正に変わる点、 および微分値が 0 となる点 を検出する。 そして、 微分値の極性が正から負に変わる点に関しては、 その正負両側の点のうち、 丸め演算部 5からのデジタルデータ値が大き い方を標本点として検出する。 また、 微分値の極性が負から正に変わる 点に関しては、 その正負両側の点のうち、 丸め演算部 5からのデジタル データ値が小さい方を標本点として検出する。 また、 微分値が 0 となる 点に関しては、 その点自体を標本点として検出する。 また、 微分値が 0 となる点が 2つ以上連続して現れる場合には、 例えば、 その両端の位置 を標本点として検出する。
夕イミング生成部 1 3は、 1つの標本点が検出されてから次の標本点 が検出されるまでに供給されるクロック C K 0の数をカウントし、 これ をタイミングデ一夕として出力するとともに、 各標本点の検出点のタイ ミングを表すタイミングクロックを出力する。 本実施形態では、 この夕 イミングデータは、 例えば 4ビッ トで表すものとする。 また、 このタイ ミング生成部 1 3は、 後述する読み出しクロックも生成して出力する。 タイ ミングデ一夕を 4 ビッ 卜で表した場合、 連続する 2つの標本点間 のクロック数を表すことができるのは 0〜 1 5の範囲である。 そのため
、 標本点間の間隔が 1 6 クロック以上ある場合には、 そのままではォー バーフローを起こし、 タイミングデータを正しく表すことができない。 そこで、 本実施形態では、 クロック間隔が 1 5 を越えた場合には、 複数 のクロックデータの合計で目的とするクロック間隔を表すようにする。 このとき、 伸長する側で複数のクロックデ一夕を合計することを識別で きるようにするために、 振幅データ値のは 0 とする。
すなわち、 本実施形態では、 オフセッ ト付加部 3 により所定のオフセ ッ ト値を原データに対して加算しているので、 通常の状態では振幅デ一 夕値として 0 を使用することはない。 そこで、 この通常は使用しない 0 の振幅データ値を、 複数のクロックデータを合計することを表すための 識別情報として用いるようにする。 例えば、 ある標本点における振幅デ
—夕値が A、 前の標本点からのクロック間隔が 3 5であった場合は、 タ イミングデータ値と振幅データ値との組は、 （ 1 5 , 0 ) ， ( 1 5 , 0
) ， （ 5 , A ) となる。
このように標本点間のク口ック間隔が 1 5 を越える頻度はそれほどな く、 多くの場合は 1組のタイミングデータ値と振幅データ値とで表すこ とが可能である。 したがって、 例外的に発生するケースに合わせてタイ ミングデータに多くのビッ トを割り当てるのではなく、 多くの場合に必 要十分なビッ ト数 （ 4ビッ ト） をタイミングデータに割り当てる。 そし て、 例外的にクロック間隔が 1 5 を越えた場合にだけ、 複数組の夕イミ ングデータ値と振幅データ値とを用いてクロック間隔を表すようにする ことにより、 データ量をより削減することができる。
また、 上記圧縮処理部 7は、 タイミングシンセサイザ 6より出力され るタイミングクロックに従って、 該当する標本点位置のデジタルデ一タ のみを取り出して振幅データとして出力する。 この圧縮処理部 7より出 力された各標本点の振幅データと、 上記タイミングシンセサイザ 6より 出力された各標本点間の時間間隔を表すタイミングデ一夕との組が、 圧 縮データとして伝送または記録されることになる。
誤り訂正符号化部 8は、 伝送路上あるいはメモリ上のデジタルデータ が雑音等で変化して誤りが発生しても、 変化したビッ トを検出して正し く訂正できるようにするために、 上記タイミングシンセサイザ 6および 圧縮処理部 7 より供給されたデータに誤り訂正符号を付加する。 そして 、 これにより得られたデータを圧縮データとして伝送路上またはデータ メモリ 9に出力する。
データメモリ 9は、 圧縮データを蓄積する記録媒体であり、 誤り訂正 符号化部 8により生成された圧縮データを、 タイミングシンセサイザ 6 からのタイミ ングクロックに従って取り込んで記録する。 また、 外部か ら与えられる読み出しクロックに応じて、 蓄積されている圧縮データを 読み出して出力する。 ここから読み出された振幅データとタイミングデ —夕との組が、 圧縮データとして伝送または記録される。
圧縮デ一夕の出力形態としては、 振幅データとタイミングデータとの 組をブロック化してデータブロックとし、 その先頭にヘッダを付加して 出力するようにすることが考えられる。 ヘッダには、 例えば、 ヘッダの 識別マーク、 タイミングデータのビッ ト数 （本実施形態では 4ピッ ト） 、 振幅デ一夕のビッ ト数 （ 2 5 6で丸めた場合は 8 ビッ ト、 5 1 2で丸 めた場合は 7 ビッ ト） などの情報が含まれる。 このようなヘッダの後に 、 振幅デ一夕とタイミングデータとの組から成るデータブロックが昇順 に続く ことになる。
図 5は、 上記タイミングシンセサイザ 6および圧縮処理部 7によって 行われる圧縮処理の原理を説明するための図である。 なお、 タイミング シンセサイザ 6および圧縮処理部 7 に入力されるデ一夕は、 入力アナ口 グ信号を処理した後のデジタルデータであるが、 図 5では説明のために 、 丸め演算部 5より出力されたデジタルデータの波形をアナログ的に示 している。 また、 この図 5中に示される数値は説明用の数値であって、 実際の数値に則したものではない。
本実施形態においては、 丸め演算部 5より出力されたデジタルデータ 1 0 1 の中から、 微分値の極性が変化する点 1 0 2 a〜 l 0 2 f を標本 点として検出する。 そして、 これら各標本点 1 0 2 a〜 l 0 2 f におけ る振幅データ値と、 各標本点 1 0 2 a ~ 1 0 2 f が現れる時間間隔を表 すタイミングデータ値とを求め、 この振幅データ値とタイミングデ一夕 値との組を圧縮データとして伝送または記録する。
図 5の例では、 各標本点 1 0 2 a ~ 1 0 2 f におけるデジタルの振幅 データ値として、 " 7， 3， 9 , 1， 6 , 3 " が求まり、 各標本点 1 0 2 a〜 ： 1 0 2 f が現れる時刻 T 1 一 T 2間、 T 2 — T 3間、 T 3 — T 4 間、 T 4 一 T 5間、 T 5— T 6間のそれぞれの時間間隔を表すタイミン グデータとして、 " 5 , 7 , 3 , 3 , 3 " が求まっている。 なお、 ここ でタイミングデータとして示される数字は、 あるサンプリ ング周波数に 基づくクロック C K 0の数を示している。
時刻 T 1 の時点では、 標本点 1 0 2 aの振幅データ値 " 7 " と、 それ より前に標本点 （図示せず） が検出された時刻からの時間間隔を表す夕 イミングデ一夕値 （図示せず） とが得られているので、 それらデータ値 の組を時刻 T 1 の圧縮データとして伝送または記録する。
次に、 標本点 1 0 2 bが検出された時刻 T 2の時点では、 それより前 に標本点 1 0 2 aが検出された時刻 T 1からの時間間隔を表すタイミン グデータ値 " 5 " と、 標本点 1 0 2 bの振幅データ値 " 3 " とが得られ ているので、 これらデ一タ値の組 （ 5， 3 ) を時刻 T 2の圧縮データと して伝送または記録する。
さ らに、 次に標本点 1 0 2 cが検出された時刻 T 3の時点では、 それ より前に標本点 1 0 2 bが検出された時刻 T 2からの時間間隔を表すタ イミングデータ値 " 7 " と、 標本点 1 0 2 cの振幅データ値 " 9 " とが 得られているので、 これらデータ値の組 （ 7 , 9 ) を時刻 T 3 の圧縮デ —夕として伝送または記録する。
以下同様にして、 時刻 T 3 — T 4間、 T 4— T 5間、 T 5— T 6間の 時間間隔を表すタイミングデータ値と、 時刻 T 4 , T 5 , T 6で検出さ れた各標本点 1 0 2 d， 1 0 2 e , 1 0 2 f の振幅データ値との組 （ 3 ， 1 ) 、 （ 3， 6 ) 、 （ 3 , 3 ) を、 それぞれ時刻 T 4， Τ 5 , Τ 6 に おける圧縮データとして伝送または記録する。
次に、 以上に説明した圧縮装置に対応する伸長装置について説明する 図 7は、 本実施形態による伸長装置の構成例を示すブロック図である 。 図 7に示すように、 本実施形態の伸長装置は、 倍数化処理部 2 1 と、 直線化処理部 2 2 と、 タイミングジェネレータ 2 3 と、 D型フ リ ップフ ロップ 2 4 と、 伸長処理部 2 5 と、 オフセッ ト減算部 2 6 と、 D/A変 換器 2 7 と、 L P F 2 8 とを備えて構成されている。
倍数化処理部 2 1 は、 入力された振幅データ値を、 圧縮側の丸め演算 部 5で丸め演算されたピッ ト数の分だけ倍数化する。 本実施形態では、 5 1 2で丸め演算が行われているので、 この倍数化処理部 2 1 では、 入 力された振幅データ値を 5 1 2倍する。 直線化処理部 2 2は、 5 1 2倍 された振幅データに対して、 圧縮側の非直線化処理とは逆の直線化処理 を行う。
図 8は、 直線化処理部 2 2 における処理例を説明するための図である 。 この図 8に示すように、 直線化処理部 2 2は、 入力される信号の振幅 に応じて、 出力する信号の振幅を変える処理を行う。 このとき、 振幅の 変え方は、 非直線化処理部 4における振幅の変え方と逆の関係になるよ うにする。
すなわち、 倍数化処理部 2 1 より入力されるデータの振幅が 0 〜 8 1 9 1 あるいは 5 7 3 4 4〜 6 5 5 3 5 の場合は、 入力データの振幅値を 2倍して出力する （①、 ⑤） 。 また、 倍数化処理部 2 1より入力される データの振幅が 8 1 9 2 〜 1 6 3 8 3あるいは 4 9 1 5 2〜 5 7 3 4 3 の場合は、 入力データの振幅値をそのまま出力する （②、 ④） 。 また、 倍数化処理部 2 1 より入力されるデ一夕の振幅が 1 6 3 8 4 - 4 9 1 5 1の場合は、 入力データの振幅値を 1 / 2倍して出力する （③） 。
タイミングジェネレータ 2 3は、 圧縮デ一タ中に含まれるタイミング デ一夕を受けて、 圧縮側で検出された標本点間と同じ不定の時間間隔を 表す読み出しクロックを入力クロック C K 0から生成する。 このとき、 タイミングジェネレータ 2 3は、 そのタイミングデ一夕に対応する振幅 データの値が 0であるかどうかを監視している。 そして、 振幅データ値 が 0であった場合は、 次に受けるタイミングデータの分も加えて標本点 間の時間間隔を求め、 複数のタイミングデータの値を合計したタイミン グで上記読み出しクロックを出力する。
D型フリ ップフロップ 2 4は、 上記直線化処理部 2 2より出力される 振幅データを、 上記タイミングジェネレータ 2 3 により生成された読み 出しクロックに従ったタイミングで順次取り込んで保持し、 伸長処理部 2 5 に出力する。 この伸長処理部 2 5 には、 D型フリ ップフロップ 2 4 の入出力段の振幅デ一夕、 つまりある読み出しクロックのタイミングで D型フリ ップフロップ 2 4に保持されている振幅データと、 次の読み出 しクロックのタイミングで D型フリ ップフロップ 2 4に保持されるべき 振幅データ （連続する 2つの標本点における 2つの振幅データ） が入力 されている。
伸長処理部 2 5は、 このように入力される 2つの振幅データと、 タイ ミングジェネレータ 2 3より入力されるタイミングデータとを用いて、 所定の補間演算、 もしくはコンポリュ一ショ ン演算等によって各標本点 間のデジタル補間データを生成する。 そして、 このようにして生成した デジタル補間データをオフセッ ト減算部 2 6 に出力する。
なお、 この補間処理の際、 圧縮側におけるタイミングシンセサイザ 6 内の標本点検出部 1 2 において微分値 0の点が 2つ以上連続していると してその両端の位置が標本点として検出された場合には、 その両端の標 本点間は、 音声が無入力あるいは一定値入力であったということなので 、 振幅値が一定のままの補間データが生成されることになる。
オフセッ ト減算部 2 6は、 伸長処理部 2 5により生成された補間デー 夕から、 圧縮側のオフセッ ト付加部 3で付加したものと同じオフセッ ト 値を減算する。 これにより、 デジタルデータの波形はそのままに、 圧縮 側で振幅が正方向にのみ振れるようにされたデータが、 振幅 0 を中心に 正負の両側に振れるデータに戻される。 これにより得られたデジタルデ —タは、 D / A変換器 2 7 によってアナログ信号に変換された後、 L P F 2 8 を介して再生アナログ信号として出力される。
図 6 は、 上記伸長処理部 2 5によって行われる伸長処理の原理を説明 するための図である。 なお、 伸長処理部 2 5に入力されるデータは、 倍 数化および直線化の処理が行われた後のデジタルデータであるが、 図 6 では説明のために、 デジタルデータの波形をアナログ的に示している。 また、 ここでは、 上記図 5の例で生成された圧縮データの伸長処理につ いて説明する。
図 5のようにデ一夕を圧縮した場合、 得られる圧縮データは、 （※， 7 ) ( 5， 3 ) ( 7 , 9 ) ( 3 , 1 ) ( 3 , 6 ) ( 3， 3 ) の数値列と なる。 なお、 ※は図 5 中には値が図示されていないことを示すものであ る。 伸長側には、 ここに示した順序に従って圧縮データが入力され、 振 幅データに対して倍数化および直線化の処理が行われた後、 伸長処理部
2 5に入力される。 なお、 図 6では、 図 5 と比較して対応する部分を分 かりやすくするために、 上記数値列の振幅デ一夕値そのものを図示して いるが、 実際にはこの振幅値は倍数化および直線化の処理により図示と は異なる値となっている。
まず、 最初に入力される振幅デ一タ値 " 7 " とタイミングデータ値 "
5 " との 2つのデータ値から、 補間演算によって波形 a 1 のデータを.生 成する。 次に、 上述のタイミングデータ値 " 5 " と、 続いて入力される 振幅データ値 " 3 " との 2つのデータ値から、 補間演算によって波形 a 2のデータを生成する。 次に、 上述の振幅データ値 " 3 " と、 続いて入力されるタイミ ングデ 一夕値 " 7 " との 2つのデ一夕値から、 補間演算によって波形 b 2のデ 一夕を生成する。 さらに、 上述のタイミングデータ値 " 7 " と、 更に続 いて入力される振幅データ値 " 9 " とから、 補間演算によって波形 b 1 のデータを生成する。 以下同様にして、 順に入力される振幅データ値と タイミ ングデータ値の組合せから、 波形 c l， c 2 , d 2 , d l ， e l , e 2のデータを順次生成する。
以上のような処理により、 波形 a l， b 1 , c l， d 1 , e l が連続 化されたデジタル信号 （図 6の上段） と、 波形 a 2 , b 2 , c 2 , d 2 ， e 2が連続化されたデジタル信号 （図 6の下段） とが生成される。 そ して、 このようにして生成した 2つのデジタル信号を互いに加算するこ とにより、 圧縮側におけるオフセッ ト値付加後の図 5のようなデジタル データを再現する。 そして、 このデジタルデータからオフセッ ト値を減 算して振幅 0 を中心として正負の両側に振れるデータに戻した後、 デジ 夕ルーアナログ変換を行う ことにより、 元のアナログ信号を再生する。 図 9は、 図 6に示した時刻 1 1 — T 2の区間を取り出して示したもの であり、 図 9 ( a ) は加算前の 2つの波形 a 1 , a 2 を示し、 図 9 ( b ) は加算により再生した合成波形 a 1 + a 2 を示している。
図 9 ( a ) において、 D 1 は時刻 T 1 における振幅デ一夕値 （図 6の 例では " 7 " ) 、 D 2は時刻 T 2 における振幅データ値 （図 6の例では " 3 " ) 、 Tは時刻 T 1 — T 2間の時間間隔を表すタイミングデータ値 (図 6 の例では " 5 " ) 、 t は時刻 T 1 — T 2間の任意の夕イミングを 示している。
図 9 ( a ) に示すように、 時刻 T 1 における振幅データ値 D 1 と時刻 T 1 — T 2間の時間間隔を表すタイミングデータ値 Tとを用いて、 時刻 T 1 - T 2間の任意のタイミング t を変数として、 つまりあるサンプリ ング周波数に基づくクロックに従ってタイミング t の値を 1つずっィン クリメントしながら、 波形 a 1 のデータを補間演算によって生成する。 また、 時刻 T 2 における振幅データ値 D 2 と時刻 T 1 _ T 2間の時間 間隔を表すタイミングデ一夕値 Tとを用いて、 同様にタイミング t を変 数として波形 a 2のデ一夕を補間演算によって生成する。
そして、 このようにして生成した波形 a 1， a 2のデ一夕を上記タイ ミング t を変数として加算することにより、 図 9 ( b ) のような波形を 合成する。 こう して得たデジタルデータに対して更にオフセッ ト値減算 、 D / A変換等の処理を行う ことにより、 圧縮される前の元のアナログ 信号を再現することができる。
以下に、 上述のような補間を用いた伸長処理によって元のアナログ信 号を再生できる原理について説明する。
一般に、 離散的なデジタルデータから連続的なアナログ信号を得るた めに、 離散的に入力されるデジタルデータの間を補間して擬似的にサン プリ ング周波数を上げることが行われている。 通常、 このようなデータ 補間は、 所定の標本化関数を用いて行われる。
図 1 0に、 標本化関数の一例として s i n c関数を示す。 図 1 0に示 す s i n c関数の例では、 t = 0のサンプリ ングポイントのみで値が " 1 " になり、 等間隔の他の全てのサンプリ ングポイン ト （ t = ± 1 , 土 2， ± 3 , ± 4 , ···) では値が全て " 0 " となっている。
図 1 1は、 このような標本化関数を用いた一般的なデータ補間の動作 を説明するための図である。 図 1 1 において、 等間隔のサンプリ ングポ イント t l , t 2 , t 3 , t 4のそれぞれにおける離散データの値を Y ( t 1 ) , Υ ( t 2 ) ， Y ( t 3 ) , Y ( t 4 ) とし、 例えばサンプリ ングポイント t 2 と t 3の間の所定位置 t 0 ( t 2から距離 a ) に対応 した補間値 yを求める場合を考える。
+—般に、 補間値 yを標本化関数を用いて求めるには、 与えられた各離 散データのそれぞれについて補間位置 t 0 における標本化関数の値を求 め、 これを用いて畳み込み演算を行えばよい。 具体的には、 t l〜 t 4 の各サンプリ ングポイント毎に、 標本化関数の中心位置におけるピーク 高さを一致させ、 このときのそれぞれの補間位置 t 0 における標本化関 数の値 （X印で示す） を求めて、 それらを全て加算する。
このような補間処理を、 時間経過と共に （タイミングクロックのイン ク リメン卜と共に） 補間位置 t 0 を順次移動させながら行うことにより 、 連続的に変化する補間値 y ( t 0 ) を順次求めていく。 これにより、 各離散データ間をより滑らかにつなぐデジタル波形を得ることができ、 これを D/ A変換することによって、 連続したアナ口グ信号を得ること ができる。
本実施形態は、 このようなデータ補間処理を応用したものである。 す なわち、 図 9 ( a ) に示したように、 時刻 T 2 において既に入力されて いる振幅データ値 D 1 (= 7 ) とタイミ ングデータ値 T (= 5 ) とから 、 第 1 の標本点 （時刻 T 1 ) において " 0 " 以外の値をとる標本化関数 の一部を形成する波形 a 1 を求めるとともに、 振幅データ値 D 2 (= 3 ) とタイミングデータ値 T ( = 5 ) とから、 第 2の標本点 （時刻 T 2 ) において " 0 " 以外の値をとる標本化関数の一部を形成する波形 a 2 を 求める。
そして、 これらの波形 a 1 , a 2の値を時間経過と共に順次移動する 補間位置 t ごとに加算することにより、 離散データ D 1 , D 2間をより 滑らかにつなぐデジタル波形を得て、 これをオフセッ ト値減算処理の後 に DZ A変換することによって、 連続したアナログ信号を得る。
ところで、 本実施形態では図 5 に示したように、 圧縮側において、 デ ジタルデータを、 その微分値の極性が変化する点の時間間隔で標本化す ることによって圧縮データとしての離散的なデータを得ている。 そのた め、 離散データが得られたそれぞれの標本点の間隔は等間隔になるとは 限らず、 多くの場合は不定の間隔となる （図 5の例でも、 各標本点の間 隔が " 5 , 7 , 3 , 3 , 3 " と不定になっている） 。
そこで、 図 6 に示す伸長側では、 例えば時刻 T 1 _ T 2間の補間値を 求める際には、 図 9のように、 その時刻 T 1， T 2の標本点間の時間間 隔で標本化関数 a 1， a 2のみを用いて上述のような畳み込み演算を行 い、 標本点間の時間間隔がこれとは異なる他の標本化関数 b 1， b 2 , c 1 , c 2 , d l , d 2 , e l , e 2についてはこの畳み込み演算の際 に考慮しないようにする。
また、 例えば時刻 T 2— T 3間の補間値を求める際には、 その時刻 T 2 , T 3の標本点間の時間間隔 （= 7 ) で標本化関数 b 1 , b 2のみを 用いて畳み込み演算を行い、 標本点間の時間間隔がこれとは異なる他の 標本化関数 a l , a 2 , c 1 , c 2 , d 1 , d 2， e l , e 2について はこの畳み込み演算の際に考慮しないようにする。 他の標本点間の補間 値を求める際も同様である。
次に、 上記データ補間の具体的な処理例について以下に説明する。 上 述したように、 例えば時刻 T 1 一 T 2間の補間値を求める際には、 時刻 T 1 , T 2における各振幅データ値と、 時刻 T 1 — T 2間の時間間隔を 表すタイミングデータ値とから求められる標本化関数 a 1， a 2のみを 用いる。 つまり、 時刻 T 1 一 T 2間における各補間位置 t における補間 値を求めるために必要なデータは、 全て時刻 T 2の時点で得られており 、 この時点で図 9 ( b ) に示すような元のデジタル波形を再生すること が可能である。
そこで、 本実施形態では、 T 1〜T 6の各離散時刻ごとに 2つの振幅 データ値 D 1， D 2 とその時間間隔を表すタイミングデータ値 Τとが得 られるごとに、 それらのデータ値を用いて以下に説明するような補間演 算式に従って補間値を算出することにより、 元のデジタル波形を順次再 生する。 図 1 2 は、 この補間演算式について説明するための図である。 図 1 2 に示すように、 振幅データ値 D l , D 2 を有する 2つの標本点 間の補間値は、 補間位置 t に関する 2つの 2次関数 X 1 , X 2がちょう ど中間時点で連続化した関数によって表すことができる。 すなわち、 本 実施形態では、 2つの標本点間を前半部と後半部とに分けて、 それぞれ 2次関数 x l， X 2 を用いて補間値を計算する。
こ こで、 標本点間の時間間隔であるタイミングデータ値 Tは、 奇数の 場合もあれば偶数の場合もあり、 奇数の場合にはちょうど中間時点に補 間位置 tがこない状態が生じる。 そのため、 圧縮時に 2倍のオーバ一サ ンプリ ングを実行することにより、 得られるタイミングデータ値が常に 偶数となるようにしても良い。 この場合、 図 5に示した 5つのタイミン グデ一夕値 " 5 , 7 , 3， 3， 3 " は、 実際には 2倍のオーバーサンプ リ ングによって " 1 0， 1 4 , 6 , 6 , 6 " という値として伝送または 蓄積される。 図 1 2では、 標本点間の時間間隔をオーバーサンプリ ング された後の 2 Τによって表している。
図 1 2において、 2つの 2次関数 x l， χ 2はそれぞれ、
X 1 = D 1 + a t 2 …（1)
X 2 = D 2 — a ( t — 2 T ) 2 … ）
で表される。 また、 これらの関数 x l , x 2は、 連続する標本点のちょ うど中間時点 Tにおいて連続であるため、
X 1 = X 2 ( t = T ) …（3)
である。
こ こで、 式（3) に式（1) (2)を代入すると、
D l + a T2 =D 2 - a T2 … ）
となり、 これを aについて解く と、
a = - (D 1 - D 2 ) / 2 T 2 …（5)
となる。 したがって、 この式（5) を式（1) (2)を代入することにより、 x l =D l - { (D 1 - D 2 ) / 2 T2 } t 2 — (6) x 2 =D 2 + { (D 1 - D 2 ) / 2 T 2 } ( 2 Τ - t ) 2 … (7) を得る。
つまり、 元の 2倍のサンプリ ング周波数のクロックに従って順次イン クリメントされる補間位置 t を変数として上記式（6) (7)の演算を行う こ とにより、 元のデジタル波形を再生することができる。 本実施形態では 、 このような補間演算処理を振幅データ値とタイミングデータ値とから 成る信号列が各離散時刻 T 1〜 T 6 ごとに入力されるに従って順次行う すなわち、 図 6の例において、 時刻 T 1， T 2における標本点の振 '田 デ一タ値とその間のタイミングデータ値とが入力された時点で、 その標 本点間の補間演算を行って元のデジタル波形を直ちに再生する。 更に時 刻 T 3 における標本点の振幅データ値と標本点 T 2 — T 3間のタイミン グデータ値とが入力された時点で、 その間の補間演算を行って元のデジ タル波形を直ちに再生する。 以下同様にして順次処理を行っていく。 なお、 上記式（6) (7)に示す補間演算処理は、 ロジック回路などの八一 ドウエア構成によっても実現可能であるし、 D S P ( D i g i t a l S i gna l P r o c e s s o r ) あるいはソフ トウェア （ R〇 Mや R A Mなどに格納されたプロ グラム） によっても実現可能である。
以上詳しく説明したように、 本実施形態によれば、 圧縮対象となるァ ナログ信号あるいはデジタルデータを時間/周波数変換することなく、 時間軸上でそのまま圧縮 · 伸長することができるので、 処理が複雑にな らず、 構成を簡素化することもできる。 また、 圧縮側から圧縮データを 伝送して伸長側で再生する場合には、 時間軸上での簡単な補間演算によ つて、 入力される圧縮データを順次に処理して再生することができるの で、 リアルタイム動作を実現することができる。
また、 本実施形態では、 符号付きデジタルデータにオフセッ ト値を加 算することで符号無しデジタルデータに変換した上で、 下位数ビッ トの 丸め演算を行っているので、 1 ワードにつきデータ長を数ビッ ト削減す ることができ、 ここでデータ量を大幅に削減することができる。 このと き、 丸め演算部の対象とされるほとんどの振幅データは、 その全デ一タ 領域のうち中央付近のデータ領域に集中して現れ、 端付近のデータ領域 には余り現れないので、 下位数ビッ トを削減しても、 伸長側における再 生音声の品質に影響を与えることは少ない。
しかも、 本実施形態では、 この丸め演算に先立って非直線化処理を行 う ことにより、 丸め演算の影響を緩和することができ、 伸長側における 再生音声の品質への影響を更に抑制することができる。
さらに、 本実施形態では、 丸め演算が施されたデジタルデータの微分 値の極性が変化する点を標本点として検出し、 検出した各標本点におけ る振幅データ値と、 各標本点が現れる時間間隔を表すタイミングデータ 値との組を圧縮データとして伝送または記録しているので、 丸め演算に より 1 ワード毎に圧縮したデータの中でも更に標本点のデータのみを圧 縮データとして得ることができ、 高い圧縮率を達成することができる。
このように本実施形態によれば、 高い圧縮率と再生データの品質向上 との両方を実現する新しい圧縮 · 伸長方式を提供することができる。 なお、 本実施形態では、 非直線化処理および直線化処理の例として、 入力信号と出力信号との関係が図 3および図 8のグラフのようになる場 合を示したが、 これに限定されるものではない。 すなわち、 振幅データ のビッ ト数で表現し得る全データ領域のうち、 一部のデータ領域を重視 するような処理であれば、 他の形態のグラフでも良い。 例えば、 入力信 号と出力信号との関係が曲線的なグラフとなるような形態であっても良 い。
また、 上記実施形態では、 丸め演算部 5では振幅データ値を 2 5 6 あ るいは 5 1 2で丸める例を示したが、 これに限定されるものではない。 また、 上記実施形態では、 圧縮側において、 微分値 0の点が 2つ以上 連続して現れる場合には、 その両端の位置を標本点として検出し、 その 両端の標本点におけるデータ値を振幅データとし、 両端間の時間間隔を タイミングデータとして得るようにしたが、 これに限定されるものでは ない。 例えば、 微分値 0の点が 2つ以上連続して現れた場合に、 夕イミ ングデ一夕の値として通常は使用しない 0をタイミングデ一夕とし、 連 続する微分値 0の個数を振幅データとして得るようにしても良い。 この 場合、 伸長側の補間データ生成処理では、 入力されるタイミングデータ の値が 0かどうかを監視し、 0であった場合は、 振幅データにより示さ れる値のクロック数だけ振幅一定のままの補間データを生成するように する。
(第 2の実施形態）
次に、 本発明の第 2の実施形態について説明する。
第 2の実施形態において、 圧縮装置では、 少なく ともタイミングシン セサイザ 6および圧縮処理部 7により圧縮データ （振幅データとタイミ ングデータ） を生成する前の段階で、 与えられたデジタルデータに対し て n倍オーバ一サンプリングと移動平均演算または畳み込み演算 （以下 では、 コンポリ ューシヨ ン演算と称する） とを行うことにより、 離散的 なデータの間を補間によってつないだ、 より滑らかなデータを得るよう にする。
図 1 3は、 第 2の実施形態による圧縮装置の全体構成例を示すブロッ ク図である。 図 1 3 に示すように、 第 2の実施形態による圧縮装置では 、 図 1 に示した第 1 の実施形態による圧縮装置に対して、 オーバーサン プル回路 3 1 と、 P L L ( Ph as e Locke d Lo op ) 回路 3 2 とが追加され ている。
上記オーバ一サンプル回路 3 1 は、 丸め演算部 5の後段にあり、 丸め 演算部 5より入力されるデジタルデータに対して n倍のオーバーサンプ リ ングとコンポリューショ ン演算とを行う ことにより、 離散データの間 を埋めるデジタルの補間値を求める。 例えば、 オーバ一サンプル回路 3 1は、 4 4 . 1 K H zの周波数でサンプリ ングされた音声デ一タを入力 し、 これを 8倍の周波数 （ 3 5 2 . 8 K H z ) でオーバーサンプリ ング するとともに、 コンポリューシヨ ン演算を実行する。 そして、 これによ つて得られた一連のオーバーサンプルデータをタイミングシンセサイザ 6および圧縮処理部 7に出力する。
タイミングシンセサイザ 6および圧縮処理部 7は、 上記オーバーサン プル回路 3 1 より供給される一連のオーバ一サンプルデータの中から、 微分値の極性が変化する点を標本点として検出する。 そして、 検出した 各標本点における振幅データ値と、 各標本点が現れる時間間隔を表す夕 イミングデータ値との組を誤り訂正符号化部 8 に出力する。 タイミング シンセサイザ 6 はまた、 各標本点の検出点のタイミングを表すタイミン グクロックを求めて圧縮処理部 7およびデータメモリ 9 に出力する。 また、 ？し乙回路 3 2は、 基準周波数 （例えば 4 4. 1 KH z ) の入 カクロック C K 0から 8倍周波数 （ 3 5 2. 8 K H z ) のクロック C K 1 を生成し、 それを上述のォ一バーサンプル回路 3 1 の他、 タイミング シンセサイザ 6、 圧縮処理部 7、 誤り訂正符号化部 8、 デ一夕メモリ 9 などに供給する。 オーバ一サンプル回路 3 1 、 タイミングシンセサイザ 6、 圧縮処理部 7、 誤り訂正符号化部 8およびデータメモリ 9では、 こ の 8倍周波数のクロック C K 1 に同期して動作することになる。
また、 図 1 4は、 第 2の実施形態による伸長装置の全体構成例を示す ブロック図である。 図 1 4に示すように、 第 2の実施形態による伸長装 置では、 図 7 に示した第 1 の実施形態による伸長装置に対して、 クロッ クジェネレータ 3 3が追加されている。
クロックジェネレータ 3 3は、 基準周波数の入力クロック C K 0から 8倍周波数のクロック C K 1 を生成し、 それをタイミングジェネレータ 2 3、 伸長処理部 2 5および D A変換器 2 7 に供給する。
次に、 上記図 1 3に示した圧縮装置内のオーバーサンプル回路 3 1 の 構成および動作について、 以下に詳細に説明する。
本実施形態のオーバーサンプル回路 3 1では、 2つの離散データ間の 補間値を求める際に、 この 2つの離散データを含む n個の離散データの 値に応じた振幅を有する基本波形のデジタルデータを夫々オーバーサン プリ ングするとともに、 得られた n個のデータどう しをコンポリ ュ一シ ョ ン演算により合成することによって、 上記 2つの離散データ間を埋め る補間値をデジタル的に求める。
図 1 5は、 本実施形態で用いるデジタル基本波形の説明図である。 図 1 5 に示すデジタル基本波形は、 オーバーサンプリ ングによるデータ補 間を行う際に使用する標本化関数の基本となるものである。 このデジ夕 ル基本波形は、 基準周波数の 1 クロック （ C K 0 ) 毎にデータ値を— 1 , 1 , 8 , 8 , 1 , — 1 と変化させて作成したものである。
以下に、 図 1 6 を用いて、 図 1 5のように正規化されたデジタル基本 波形に応じた離散的なデータ値 （一 1 , 1 , 8， 8 , 1 , — 1 ) Z 8か ら、 n倍のオーバーサンプリ ングとコンポリュ一シヨ ン演算によって補 間値を生成する場合を例にとって、 本実施形態によるデータ補間の原理 を説明する。 なお、 図 1 6では、 図面の都合上 4倍のオーバ一サンプリ ングを行う例について示しているが、 図 1 3のオーバーサンプル回路 3 1では、 実際には 8倍のォ一バーサンプリ ングを行っている。
図 1 6 において、 一番左の列に示される一連の数値列は、 元の離散デ —夕値 （一 1 , 1， 8 , 8 , 1 , — 1 ) / 8 に対して 4倍のオーバ一サ ンプリングを行った値である。 また、 一番左から右に向かって 4列分の 数値列は、 一番左の列に示される数値列を 1 つずつ下方向にシフ 卜して いったものである。 図 1 6の列方向は時間軸を示しており、 数値列を下 方向にシフ 卜するという ことは、 一番左の列に示される数値列を徐々に 遅延させていく ことに対応する。
すなわち、 左から 2列目の数値列は、 一番左の列に示される数値列を 4倍周波数のクロック 4 C L Kの 1 Z 4位相分だけずらした数値列であ ることを示す。 また、 左から 3列目の数値列は、 左から 2列目に示され る数値列を 4倍周波数のクロック 4 C L Kの 1ノ 4位相分だけずらした 数値列、 左から 4列目の数値列は、 左から 3列目に示される数値列を 4 倍周波数のクロック 4 C L Kの 1ノ 4位相分だけ更にずらした数値列で あることを示す。
また、 左から 5列目の数値列は、 1〜 4列目の各数値列を対応する行 どう しで加算して 4で割った値である。 この左から 5列目までの処理に より、 4相のコンポリュ一ショ ン演算を伴う 4倍のオーバ一サンプリ ン グがデジタル的に実行されることになる。
上記 5列目から右に向かって 4列分の数値列 （左から 5〜 8列の数値 列） は、 5列目に示される数値列を 1つずつ下方向にシフ トしていった ものである。 また、 左から 9列目の数値列は、 5〜 8列目の各数値列を 対応する行どう しで加算して 4で割った値である。 この左から 9列目ま での処理により、 4相のコンポリ ュ一ショ ン演算を伴う 4倍のオーバ一 サンプリングがデジタル的に 2回実行されることになる。
また、 左から 1 0列目の数値列は、 9列目に示される数値列を 1つ下 方向にシフ トしたものである。 また、 左から 1 1列目 （一番右の列） の 数値列は、 9列目の数値列と 1 0列目の数値列とを対応する行どう しで 加算して 2で割った値である。 この一番右の数値列が、 目的の補間値と いう ことになる。
この図 1 6 の一番右の列に示される最終的に得られた数値列をグラフ 化したのが、 図 1 7である。 図 1 7 に示すような波形を有する関数は、 全域において 1回微分可能であつて、 横軸に沿つた標本位置 tが 1から 3 3の間にあるときに 0以外の有限な値を有し、 それ以外の領域では値 が全て 0 となる関数である。
なお、 関数の値が局所的な領域で 0以外の有限の値を有し、 それ以外 の領域で 0 となる場合を 「有限台」 と称する。 また、 図 1 7の関数は、 t = l 7の標本点でのみ極大値をとり、 t = 1 , 9 , 2 5 , 3 3の 4つの標本点において値が 0 になるという特徴を 有する標本化関数であり、 滑らかな波形のデータを得るために必要なサ ンプル点は全て通る。
このように、 図 1 7 に示す関数は、 標本化関数であって、 全域におい て 1 回微分可能であり、 しかも標本位置 t = l， 3 3 において 0 に収束 する有限台の関数である。 したがって、 図 1 7の標本化関数を用いて各 離散データに基づく重ね合わせを行う ことにより、 離散データ間の値を 1回微分可能な関数を用いて補間することが可能である。
データ補間処理に一般的に用いられる図 1 0のような s i n c関数は 、 t = ±∞の標本点で 0に収束する関数であるため、 補間値を正確に求 めようとすると、 t = ±∞までの各離散データに対応して補間位置での s i n c関数の値を計算し、 これを用いて畳み込み演算を行う必要があ る。 これに対して、 本実施形態で用いる図 1 7の標本化関数は、 t = l , 3 3の標本点で 0に収束するため、 t == l〜 3 3の範囲内での離散デ 一夕だけを考慮に入れればよい。
したがって、 ある 1つの補間値を求める場合には、 限られた n個の離 散データの値のみを考慮すればよいことになり、 処理量を大幅に削減す ることができる。 しかも、 t = l〜 3 3の範囲外の各離散データについ ては、 本来考慮すべきであるが処理量や精度等を考慮して無視している というわけではなく、 理論的に考慮する必要がないため、 打ち切り誤差 は発生しない。 したがって、 本実施形態のデータ補間手法を用いれば、 正確な補間値を得ることができ、 この正確な補間値を用いて圧縮処理を した場合に伸長側で再生されるデータに関し、 圧縮前の元のデータへの 再現性を向上させることができる。
図 1 8は、 図 1 3に示したオーバーサンプル回路 3 1 の構成例を示す ブロック図である。 図 1 8に示すように、 本実施形態のオーバーサンプ ル回路 3 1は、 正規化データ記憶部 4 1 と、 位相シフ ト部 4 2 と、 複数 のデジタル乗算器 4 3 a〜 4 3 dと、 複数のデジタル加算器 4 4 a〜 4 4 c とを備えて構成される。 なお、 図 1 8中に示される P L L回路 3 2 は、 図 1 3に示したのと同じものである。
上記正規化データ記憶部 4 1 は、 図 1 6の一番右の列に示したように 正規化されたデータ列を 4相にずらして記憶している。 なお、 図 1 6で は、 図 1 5に示したデジタル基本波形に対して 4倍のオーバーサンプリ ングを行う例を示しているが、 図 1 3のオーバーサンプル回路 3 1では 8倍のオーバ一サンプリ ングを実施しているので、 この正規化データ記 憶部 4 1 には、 デジタル基本波形が 8倍にオーバーサンプリングされて コンポリュ一ショ ン演算により正規化されたデータ列が記憶される。 こ の正規化データ記憶部 4 1 に記憶された 4相の正規化データは、 P L L 回路 3 2より供給されるクロック C K 0， C K 1 に従って読み出され、 それぞれ 4つのデジタル乗算器 4 3 a〜 4 3 dの一方の入力端子に供給 される。
また、 位相シフ ト部 4 2は、 圧縮対象として入力される離散データの 位相を 4相にずらす位相シフ ト処理を行う。 この位相シフ ト部 4 2 によ り生成された 4相の離散データは、 P L L回路 3 2より供給されるクロ ック C K 0， C K 1 に従って出力され、 それぞれ 4つのデジタル乗算器 4 3 a〜 4 3 dの他方の入力端子に供給される。
上記 4つのデジタル乗算器 4 3 a ~ 4 3 dは、 上記正規化データ記憶 部 4 1 より出力される 4相の正規化データと、 上記位相シフ ト部 4 2よ り出力される 4相の離散データとをそれぞれ乗算する。 これらの後段に 接続された 3つのデジタル加算器 4 4 a〜 4 4 cは、 上記 4つのデジ夕 ル乗算器 4 3 a〜 4 3 dでの乗算結果を全て加算し、 その加算結果を図 1 3のタイミングシンセサイザ 6および圧縮処理部 7 に出力する。
この図 1 8 に示す構成から明らかなように、 本実施形態では、 図 1 6 に示したようなコンポリューシヨ ン演算により得られる一番右の列の正 規化データをあらかじめ R O M等の正規化データ記憶部 4 1 に記憶して おく。 そして、 この正規化データを圧縮対象として入力される離散デー 夕の値に応じた振幅に変調し、 これにより得られたデータを 4相のコン ポリ ュ一ショ ン演算により合成して出力するようにしている。
圧縮対象として入力される離散データの振幅値を図 1 5 に示したデジ タル基本波形に対して乗算し、 それにより得られたデータ値に対して図 1 6 に示したようなコンポリューシヨ ン演算を圧縮時に行うようにして も良いが、 オーバ一サンプル回路 3 1 を図 1 8のように構成した場合に は、 実際の圧縮時に図 1 6 のコンポリュ一シヨ ン演算そのものを行う必 要がなく、 圧縮処理を高速化することができるというメ リ ッ トを有する 以上詳しく説明したように、 第 2の実施形態においては、 圧縮側にお いて、 入力される離散的なデジタルデータに対してオーバ一サンプリ ン グとコンポリ ューシヨ ン演算とを行って滑らかに変化する連続的なデ一 タを生成し、 得られたオーバーサンプルデータから離散的な振幅データ 値とそれらの不定の時間間隔を表すタイミングデータ値とを圧縮データ として得るようにしている。
こ こで、 オーバ一サンプリ ングとコンポリューショ ン演算を実行する 際にデジタル基本波形から生成される関数は、 有限の標本位置で値が 0 に収束する有限台の標本化関数であり、 1回微分可能な関数である。 そ のため、 ある 1つの補間値を求める場合には、 限られた数の離散データ の値のみを考慮すればよいことになり、 処理量を大幅に削減することが できる。 しかも、 打ち切り誤差が生じないため、 正確な補間値を得るこ とができ、 この補間値を用いて圧縮処理をした場合に伸長側で再生され るデータに関し、 圧縮前の元のデータへの再現性を向上させることがで さる。
したがって、 第 2の実施形態によれば、 第 1 の実施形態と同等の高い 圧縮率を維持したまま、 圧縮デ一夕を伸長して得られる再生デ一夕の品 質を更に向上させることができる。
なお、 上記第 2の実施形態では、 オーバーサンプル回路 3 1 を丸め演 算部 5の後段に設けたが、 これに限定されるものではない。 すなわち、 A / D変換器 2 と圧縮処理部 7 との間であれば、 どこに設けても良い。 また、 オーバーサンプル回路 3 1では 8倍のォ一バーサンプリ ングを実 施しているが、 8倍には限定されない。 例えば、 2倍、 4倍などであつ ても良い。
なお、 以上に説明した第 1、 第 2の実施形態による圧縮 ， 伸長の手法 は、 ハードウェア構成、 D S P、 ソフ トウェアの何れによっても実現す ることが可能である。 例えばソフ トウェアによって実現する場合、 本実 施形態の圧縮装置おょぴ伸長装置は、 実際にはコンピュータの C P Uあ るいは M P U、 R A M , R O Mなどで構成されるものであり、 R A Mや R O Mに記憶されたプログラムが動作することによって実現できる。 したがって、 コンピュータが上記本実施形態の機能を果たすように動 作させるプログラムを例えば C D— R O Mのような記録媒体に記録し、 コンピュータに読み込ませることによって実現できるものである。 上記 プログラムを記録する記録媒体としては、 C D— R O M以外に、 フロッ ピーディスク、 ハードディスク、 磁気テープ、 光磁気ディスク、 不揮発 性メモリ力一 ド等を用いることができる。
また、 コンピュータが供給されたプログラムを実行することにより上 述の実施形態の機能が実現されるだけでなく、 そのプログラムがコンビ ユ ー夕において稼働している O S (オペレーティ ングシステム） あるい は他のアプリケーショ ンソフ ト等と共同して上述の実施形態の機能が実 現される場合や、 供給されたプログラムの処理の全てあるいは一部がコ ンピュー夕の機能拡張ポ一ドや機能拡張ユニッ トにより行われて上述の 実施形態の機能が実現される場合も、 かかるプログラムは本発明の実施 形態に含まれる。
なお、 上記に説明した各実施形態は、 何れも本発明を実施するにあた つての具体化の一例を示したものに過ぎず、 これらによって本発明の技 術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。 すなわち、 本発 明はその精神、 またはその主要な特徴から逸脱することなく、 様々な形 で実施することができる。 産業上の利用可能性
本発明は、 簡単な構成で、 圧縮 ， 伸長の処理時間が短く、 かつ、 高い 圧縮率と再生データの品質向上との両方を実現するのに有用である。

Claims

求 の 範 囲 l . 入力される符号付きデジタルデータ、 あるいは入力されるアナログ 信号を D Z A変換して得られる符号付きデジタルデータにオフセッ ト値 を付加して符号無しデジタルデータに変換し、 当該符号無しデジタルデ 一夕の下位数ビッ トを丸める演算を行った後、 丸められたデジタルデー タを、 その微分値の極性が変化する点の時間間隔で標本化し、 各標本点 における離散的な振幅データと、 各標本点間の時間間隔を表すタイミン グデ一夕との組を圧縮デ一夕として得るようにしたことを特徴とする圧 縮方法。
2 . 上記オフセッ ト値の付加により生成された符号無しデジタルデ一タ に対し、 その値に応じて異なる処理を行う ことによりデータの値を変え て出力することを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の圧縮方法。
3 . 上記符号無しデジタルデータのビッ ト数により表現し得る全データ 領域のうち、 一部のデータ領域においては入力データ値を数倍して出力 する処理を行う ことを特徴とする請求の範囲第 2項に記載の圧縮方法。
4 . 上記標本点間の時間間隔が、 上記タイミングデータに割り当てられ たビッ ト数で表現し得る値を越えた場合には、 複数のタイミングデータ の値の合計によって上記標本点間の時間間隔を表すようにしたことを特 徴とする請求の範囲第 1項に記載の圧縮方法。
5 . 少なく とも上記微分値を求める処理を行う前に圧縮対象のデジタル データをオーバーサンプリ ングし、 これにより生成されたオーバ一サン プルデータを用いて上記振幅データとタイミングデータとの組を圧縮デ —夕として得るようにしたことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の 圧縮方法。
6 . 少なく とも上記微分値を求める処理を行う前に、 入力される n個の 離散データの値に応じた基本波形のデジタルデータをオーバーサンプリ ングと移動平均演算または畳み込み演算とにより合成することによって 上記離散データに対するデジタルの補間値を求める処理を行い、 これに より生成されたオーバ一サンプルデータを用いて上記振幅データとタイ ミングデ一夕との組を圧縮データとして得るようにしたことを特徴とす る請求の範囲第 1項に記載の圧縮方法。
7 . 符号付きデジタルデータにオフセッ ト値を付加して符号無しデジタ ルデータに変換するオフセッ ト付加手段と、 '
上記オフセッ ト付加手段により生成された符号無しデジタルデータの 下位数ビッ トを丸める演算を行う丸め演算手段と、
上記丸め演算手段により生成されたデジタルデータを、 その微分値の 極性が変化する点の時間間隔で標本化し、 各標本点における離散的な振 幅データおよび各標本点間の時間間隔を表すタイミングデータの組を圧 縮データとして得る圧縮データ生成手段とを備えることを特徴とする圧
8 . 上記オフセッ ト付加手段より入力される符号無しデジタルデータを 、 その値に応じて異なる処理によりデータ値を変えて上記丸め演算手段 に出力することにより、 入力データの値と出力データの値との関係を 1 対 1 の関係からずらす処理を行う非直線化処理手段を備えることを特徴 とする請求の範囲第 7項に記載の圧縮装置。
9 . 上記非直線化処理手段は、 入力される上記符号無しデジタルデータ のビッ ト数により表現し得る全データ領域のうち、 一部のデ一夕領域に おいては入力データ値を数倍して出力する処理を行うことを特徴とする 請求の範囲第 8項に記載の圧縮装置。
1 0 . 上記圧縮データ生成手段は、 上記標本点間の時間間隔が、 上記夕 イミングデータに割り当てられたビッ ト数で表現し得る値を越えた場合 には、 複数のタイミングデータの値の合計によって上記標本点間の時間 間隔を表すようにしたことを特徴とする請求の範囲第 7項に記載の圧縮 装置。
1 1 . デジタルデータに対して整数倍周波数のクロックを用いてオーバ —サンプリ ングを行うオーバーサンプリ ング手段を備え、
上記オーバーサンプリ ング手段により生成されたデジタルデータをも とに上記振幅データとタイミングデ一夕との組を圧縮データとして得る ことを特徴とする請求の範囲第 7項に記載の圧縮装置。
1 2 . 入力される n個の離散データの値に応じた基本波形のデジタルデ —夕をオーバ一サンプリ ングと移動平均演算または畳み込み演算とによ り合成することによって上記離散データに対するデジタルの補間値を求 めるオーバ一サンプル手段を備え、
上記オーバーサンプリ ング手段により生成されたデジタルデータをも とに上記振幅データとタイミングデータとの組を圧縮デ一夕として得る ことを特徴とする請求の範囲第 7項に記載の圧縮装置。
1 3 . 圧縮対象のデータから抽出された所定の標本点における振幅デ一 夕と各標本点間の時間間隔を表すタイミングデータとの組から構成され る圧縮データに関し、 各標本点における振幅データの値を、 圧縮側で丸 め演算されたビッ ト数の分だけ倍数化し、 これにより得られた各標本点 の振幅データとその間の夕イミ ングデータとを用いて、 上記タイミ ング データによって示される時間間隔を有する振幅データの間を補間する補 間データを求めた後、 当該補間データから圧縮側で付加されたものと同 じオフセッ ト値を減算することにより、 符号付きデジタルデータから成 る伸長データを得るようにしたことを特徴とする伸長方法。
1 4 . 上記倍数化処理により生成されたデジタルデータに対し、 その値 に応じて異なる処理を行う ことによりデータの値を変えて出力すること を特徴とする請求の範囲第 1 3項に記載の伸長方法。
1 5 . 上記倍数化されたデジタルデータのビッ ト数により表現し得る全 データ領域のうち、 一部のデータ領域においては入力データ値を数分の 1倍して出力する処理を行う ことを特徴とする請求の範囲第 1 4項に記 載の伸長方法。
1 6 . 圧縮対象のデータから抽出された所定の標本点における振幅デー 夕と各標本点間の時間間隔を表すタイミ ングデ一夕との組から構成され る圧縮デ一夕に関し、 各標本点における振幅データの値を、 圧縮側で丸 め演算されたビッ ト数の分だけ倍数化する倍数化処理手段と、
上記倍数化処理手段により生成された各標本点の振幅データとその間 のタイミングデータとを用いて、 上記タイミングデ一夕によって示され る時間間隔を有する振幅デ一夕の間を補間する補間データを求める伸長 処理手段と、
上記伸長処理手段により得られた補間データから圧縮側で付加された ものと同じオフセッ ト値を減算することにより、 符号付きデジタルデー 夕から成る伸長データを得るオフセッ ト減算手段とを備えることを特徴 とする伸長装置。
1 7 . 上記倍数化処理手段より入力される振幅データを、 その値に応じ て異なる処理により、 デ一タ値を変えて上記伸長処理手段に出力するこ とにより、 入力デ一夕の値と出力データの値との関係を 1対 1 の関係に 戻す処理を行う直線化処理手段を備えることを特徴とする請求の範囲第 1 6項に記載の伸長装置。
1 8 . 上記直線化処理手段は、 入力される上記振幅データのビッ ト数に より表現し得る全データ領域のうち、 一部のデータ領域においては入力 データ値を数分の 1倍して出力する処理を行う ことを特徴とする請求の 範囲第 1 7項に記載の伸長装置。
1 9 . 圧縮側において、 圧縮対象の符号付きデジタルデータにオフセッ ト値を付加することにより符号無しデジタルデータに変換し、 当該符号 無しデジタルデータに対して下位数ビッ 卜の丸め演算を行った後、 当該 丸め演算の施されたデジタルデータを、 その微分値の極性が変化する点 の時間間隔で標本化し、 各標本点における離散的な振幅データ値と、 各 標本点間の時間間隔を表すタイミングデータ値との組を圧縮データとし て得るようにするとともに、
伸長側において、 上記圧縮データ中に含まれる振幅データ値を圧縮側 で丸め演算されたビッ ト数の分だけ倍数化した後、 これにより得た振幅 データ値と、 上記圧縮データ中に含まれるタイミングデータ値とを用い て、 上記タイミ ングデ一夕によって示される時間間隔となるように上記 振幅データを再生するとともに、 連続する 2つの標本点における 2つの 振幅データとその間のタイミ ングデータとに基づいて上記 2つの振幅デ 一夕間を補間する補間データを生成し、 生成された補間デ一夕から圧縮 側と同じオフセッ ト値を減算することにより伸長デ一タを得るようにし たことを特徴とする圧縮伸長システム。
2 0 . 圧縮側において、 上記オフセッ ト値の付加により生成された符号 無しデジタルデータを、 その値に応じて異なる処理を行うことによりデ 一夕値を変えて上記丸め演算の処理に導出するとともに、
伸長側において、 上記倍数化処理により生成された振幅データを、 そ の値に応じて異なる処理を行う ことによりデータ値を変えて上記補間デ 一夕の生成処理に導出するようにしたことを特徴とする請求の範囲第 1 9項に記載の圧縮伸長システム。
2 1 . 上記標本点間の時間間隔が、 上記タイミングデ一夕に割り当てら れたビッ ト数で表現し得る値を越えた場合には、 複数のタイミングデ一 夕の値の合計によって上記標本点間の時間間隔を表すようにしたことを 特徴とする請求の範囲第 1 9項に記載の圧縮伸長システム。
2 2 . 圧縮側において、 入力される n個の離散データの値に応じた基本 波形のデジタルデータをオーバーサンプリ ングと移動平均演算または畳 み込み演算とにより合成することによって上記離散データに対するデジ タルの補間値を求め、 当該オーバーサンプリ ングされたデータをもとに 上記振幅データとタイミングデータとの組を圧縮データとして得るよう にしたことを特徴とする請求の範囲第 1 9項に記載の圧縮伸長システム
2 3 . 請求の範囲第 1項に記載の圧縮方法の処理手順をコンピュータに 実行させるためのプログラムを記録したことを特徴とするコンピュータ 読み取り可能な記録媒体。
2 4 . 請求の範囲第 1 3項に記載の伸長方法の処理手順をコンピュータ に実行させるためのプログラムを記録したことを特徴とするコンビュ一 タ読み取り可能な記録媒体。
2 5 . 請求の範囲第 7項に記載の各手段としてコンピュータを機能させ るためのプログラムを記録したことを特徴とするコンピュータ読み取り 可能な記録媒体。
2 6 . 請求の範囲第 1 6項に記載の各手段としてコンピュータを機能さ せるためのプログラムを記録したことを特徴とするコンピュータ読み取 り可能な記録媒体。
2 7 . 請求の範囲第 1 9項に記載の圧縮伸長システムの機能をコンビュ 一夕に実現させるためのプログラムを記録したことを特徴とするコンビ ュ一タ読み取り可能な記録媒体。
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