WO2000001093A1 - Dispositif de communication radio et procede de regulation de la puissance d'emission - Google Patents

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WO2000001093A1
WO2000001093A1 PCT/JP1999/003424 JP9903424W WO0001093A1 WO 2000001093 A1 WO2000001093 A1 WO 2000001093A1 JP 9903424 W JP9903424 W JP 9903424W WO 0001093 A1 WO0001093 A1 WO 0001093A1
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transmission
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weight
transmission power
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PCT/JP1999/003424
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Katsuhiko Hiramatsu
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/38—TPC being performed in particular situations
    • H04W52/42—TPC being performed in particular situations in systems with time, space, frequency or polarisation diversity
    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/2605—Array of radiating elements provided with a feedback control over the element weights, e.g. adaptive arrays
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/086—Weighted combining using weights depending on external parameters, e.g. direction of arrival [DOA], predetermined weights or beamforming
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/52—TPC using AGC [Automatic Gain Control] circuits or amplifiers

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication device that performs wireless communication using a plurality of antennas and a transmission power control method.
  • a conventional wireless communication device will be described with reference to FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of a conventional wireless communication device.
  • a reception RF circuit 3 amplifies a reception signal received by an antenna 1 and input via a duplexer 2, and performs frequency conversion from a radio frequency to an intermediate frequency or a baseband frequency. .
  • the SINR measuring circuit 4 calculates the ratio (Ratio) of the sum of the interference wave reception power (Interference) and the noise power (Noise) to the desired wave reception power (Signal). This SI NR is compared with the target SI NR. If the SI NR is smaller than the target SI NR, the SINR measuring circuit 4 transmits transmission power control information (hereinafter referred to as “TPC”) for controlling the communication partner to increase the transmission power. ) Is output. On the other hand, if it is larger than the target SINR, a TPC that controls the communication partner to lower the transmission power is output.
  • TPC transmission power control information
  • Demodulation circuit 5 demodulates the received signal output from SINR measurement circuit 4 and separates the received data from the TPC.
  • the multiplexing circuit 6 multiplexes the TPC output from the SINR measurement circuit 4 and the transmission signal.
  • a multiplexing method for example, there is a method of allocating a TPC and a transmission signal in a slot.
  • the modulation circuit 7 modulates the output signal of the multiplexing circuit 6.
  • the transmission RF circuit 8 frequency-converts the output signal of the modulation circuit 7 into a radio frequency, amplifies the signal based on TPC, and transmits the amplified signal via the shared device 2 and the antenna 1.
  • the conventional wireless communication device keeps the reception quality constant by instructing the communication partner to set the transmission power so that SINR, which is one index of the reception quality, becomes a constant value.
  • An object of the present invention is to improve the communication quality by controlling the transmission power so that the reception power of the communication partner is constant in a system that changes the directivity sequentially according to the position and propagation environment of the communication partner.
  • An object of the present invention is to provide a wireless communication device and a transmission power control method capable of increasing the number of users that can be accommodated.
  • the purpose is to calculate the correction value of the transmission weight based on the directivity gain, This is achieved by controlling the gain of the transmission power amplifier based on the transmission power control information and calculating the transmission weight based on the reception weight and the correction value of the directivity gain calculated from the reception weight.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of a conventional wireless communication device
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless communication device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an arrangement state of antennas.
  • Figure 4 shows the directional pattern of the antenna.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a wireless communication apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a wireless communication apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the wireless communication device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the wireless communication apparatus according to the present embodiment has an adaptive array antenna in which N antenna elements are arranged close to each other (usually, the antenna element interval is about 1Z2 wavelength). (Hereinafter abbreviated as “AAA”).
  • N receiving RF circuits 103 receive by each antenna element 101, amplify the signal input through duplexer 102, and perform frequency conversion to an intermediate frequency or baseband frequency .
  • the N AZD converters 104 convert the output signals of each received RF circuit 103 into digital signals. To a video signal.
  • the AAA receiving circuit 105 calculates the reception weight so that the S NR of the combined signal of the signals output from the AZD converters 104 is maximized.
  • the method of calculating the reception weight is described in the document "Waveform equalization technology for digital mobile communications (June 1, 1996).”
  • the directivity can be directed to the arrival direction by appropriately calculating the reception weight. Therefore, the transmission weight is calculated based on the reception weight, and the transmission weight is weighted and transmitted, whereby the directivity can be directed toward the communication partner.
  • Arrival direction estimation circuit 106 estimates the arrival direction ⁇ of the detected received signal.
  • the DOA estimation method is described in the document "Adaptive signal processing technology using array antennas and a high-resolution arriving wave estimation course (October 30, 1997)”.
  • Demodulation circuit 107 performs demodulation processing on the output signal of AAA reception circuit 105 and separates TPC from the received data.
  • the separated TPC is output to gain control circuit 109.
  • the directional gain calculation circuit 108 calculates the reception weight W (i) at time i and the directional gain g (i) with respect to the arrival direction ⁇ (i) at time i by the following equation (1).
  • W (i) is the reception weight at time i and is expressed by the following equation (2).
  • ⁇ ⁇ indicates a transposed matrix.
  • s ( ⁇ ) is the transmission array response vector (position information of the antenna normalized by the transmission carrier frequency).
  • FIG. 3 is a diagram showing an arrangement state of the antenna.
  • the children 201 to 203 are arranged on a straight line at an interval d as shown in FIG.
  • the element s n ( ⁇ ) of the array response vector is expressed by the following equation (4).
  • k is represented by the following equation (5) using the wavelength ⁇ corresponding to the transmission carrier frequency in the wave number.
  • the gain control circuit 109 determines that the directivity gain G D (i) at time i is equal to the target value G 1NIT .
  • the amplitude correction value ⁇ (i) of the transmission weight is calculated using the following equations (6) and (7).
  • the target value G INIT is a value equal to the product of the directivity gain G D (i ⁇ 1) at time (i ⁇ 1) and the transmission power control G T (i).
  • gain control circuit 109 calculates a gain control value for controlling the gain of the transmission power in consideration of the difference between the directivity gain at the time of transmission and the gain due to TPC. For example, if PC is an instruction to increase ldB and the directional gain increases by 1 OdB, the gain control circuit 109 outputs a gain control value to reduce the transmission power gain by 9 dB to the transmission RF circuit 114. I do.
  • the transmission weight calculation circuit 110 calculates the transmission weight V (so that the directivity gain becomes constant by the following equations (8) and (9). i) is calculated.
  • V () a) W ( (8)
  • V () (v 0 (), 1 (4 ..., v_ (F
  • Modulation circuit 1 1 1 modulates the transmission signal
  • complex multiplication circuit 1 1 2 multiplies the output signal of modulation circuit 1 1 1 by the transmission weight
  • DZA converter 1 1 3 Convert the output signal of 1 1 2 into an analog signal.
  • the transmission RF circuit 114 converts the frequency of the output signal of the DZA converter 113 to a carrier frequency, and performs an increase based on the gain control value output from the gain control circuit 109. Transmit from antenna 101 through
  • the output signal of the transmission RF circuit 114 is transmitted from the antenna 101 via the duplexer 102.
  • the TPC If the gain of the transmission power is controlled based on the directional gain and the correction value of the directivity gain, the communication partner can receive the transmission signal with the desired power.
  • the radio communication apparatus having the adaptive array antenna calculates the reception weight of each antenna element according to the arrival time of the signal in each path in the multipath propagation path, and synthesizes the reception signal, The path used for reception is switched appropriately.
  • the radio receiving apparatus can keep the directivity gain in each path constant when controlling the transmission directivity on the multipath propagation path and switching the path used for transmission.
  • a wireless communication device having an adaptive array antenna has a problem that when the number of antennas N is large, a slight change in the directivity direction greatly changes the gain, and when the number of antennas N is small, Poor accuracy of DOA estimation Problem.
  • Embodiment 2 is an embodiment for solving the above problem.
  • the configuration of the wireless communication apparatus according to the second embodiment is the same as that of FIG. 1 described in the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing the directivity pattern of the antenna. As shown in FIG. 4, the gain control circuit 109 obtains the average value of the directivity gain in the range of the angle ⁇ centered on the estimated direction of arrival.
  • the average value is calculated by the following equation (10) by dividing the directivity measurement area ⁇ ⁇ for the direction of arrival ⁇ into (2L + 1) sections.
  • Embodiments 1 and 2 a case has been described where transmission power control is performed for a single communication partner.
  • Embodiment 3 describes a case where transmission power control is performed on a plurality of communication partners.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an overall configuration of a wireless communication device according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the description will be made assuming that the number of antenna elements of the adaptive array antenna of the wireless communication apparatus is two, and two parties of simultaneous communication are user 1 and user 2.
  • a CD-II system that allows multiple users to communicate at the same frequency and time is used. The following describes an example of a case where Therefore, Embodiment 3 adopts a configuration in which a spreading circuit and a despreading circuit are added to the configuration of wireless communication apparatus according to Embodiment 1.
  • signals transmitted from user 1 and user 2 are received by antennas 301 and 302.
  • the reception RF circuit 305 amplifies a signal received by the antenna 301 and input via the duplexer 303, and performs frequency conversion to an intermediate frequency or a baseband frequency.
  • the reception RF circuit 306 amplifies a signal received by the antenna 302 and input via the duplexer 304, and performs frequency conversion to an intermediate frequency or a baseband frequency.
  • the 80 converter 307 converts the output signal of the reception RF circuit 305 into a digital signal.
  • octano converter 308 converts the output signal of reception RF circuit 306 into a digital signal.
  • the despreading circuit 309 despreads the output signal of the AZD converter 307 with the spreading code assigned to the user 1.
  • the despreading circuit 310 despreads the output signal of the AZD converter 308 using the spreading code assigned to the user 1.
  • the despreading circuit 311 performs despreading on the output signal of the AZD converter 307 with the spreading code assigned to the user 2.
  • the despreading circuit 312 despreads the output signal of the AZD converter 308 with the spreading code assigned to the user 2.
  • a A A reception circuit 313 calculates a reception weight such that the SINR of the combined signal of the signals output from despreading circuits 309 and 310 is maximized.
  • AAA receiving circuit 314 calculates a receiving weight such that the SINR of the combined signal of the signals output from despreading circuits 311 and 312 is maximized.
  • the arrival direction estimation circuit 315 estimates the arrival direction 0 of the signal transmitted from the user 1 based on the output signals of the despreading circuits 309 and 310. Similarly, the direction-of-arrival estimating circuit 316 generates a user W 1
  • the direction of arrival ⁇ of the signal transmitted from 2 is estimated.
  • the demodulation circuit 317 demodulates the output signal of the AAA reception circuit 313 to extract the reception data and TPC of the user 1.
  • the demodulation circuit 318 demodulates the output signal of the AAA reception circuit 314 to extract the reception data and TPC of the user 2.
  • the directivity gain calculation circuits 319 and 320 calculate the reception weight Wm (i) of the user m at time i and the directivity gain for the arrival direction 0m (i) at time i according to the following equation (11). calculate. Further, as described in the second embodiment, the directional gain calculating circuits 317 and 318 may calculate the average value.
  • Gain control circuit 32 1 on the basis of the directional gain G Dm (i-1) and the transmission power control of the time (i one 1), calculates an amplitude correction value a m of the transmission weight a (i). Specifically, as shown in the following equations (1 2) and (1 3), the product of the directivity gain G Dm (i-1) at time (i-1) and the transmission power control (i) is equal as correction factors directional gain G D ⁇ (i) of i to calculate the a m (i).
  • the gain control circuit 32 1 controls the directivity gain during transmission and the gain due to TPC.
  • a gain control value for controlling the gain of the transmission power is calculated in consideration of the difference, and is output to the transmission RF circuits 336 and 337.
  • the modulation circuit 324 modulates the transmission signal of the user 1.
  • the modulation circuit 325 modulates the transmission signal of the user 2.
  • the spreading circuit 326 performs spreading processing unique to the user 1 on the output signal of the modulation circuit 324.
  • spreading circuit 327 performs a spreading process unique to user 2 on the output signal of modulation circuit 325.
  • the complex multiplication circuits 328 and 329 multiply the output signal of the spreading circuit 326 by the transmission weight calculated by the transmission weight calculation circuit 322.
  • the complex multiplication circuits 3330 and 331 multiply the output signal of the spreading circuit 327 by the transmission weight calculated by the transmission weight calculation circuit 323.
  • the addition circuit 332 adds the output signal of the complex multiplication circuit 328 and the output signal of the complex multiplication circuit 330, which is a signal transmitted from the antenna 310, to each other.
  • the addition circuit 333 adds the output signal of the complex multiplication circuit 329 and the output signal of the complex multiplication circuit 331, which is a signal transmitted from the antenna 302.
  • the DZA converter 334 converts the output signal of the adding circuit 332 into an analog signal.
  • the 0-to-8 converter 335 converts the output signal of the adder 333 to an analog signal.
  • the transmission RF circuit 336 converts the output signal of the DZA converter 334 into a carrier frequency and amplifies it based on the gain control value output from the gain control circuit 321 And transmit from the antenna 301 through the duplexer 303.
  • the transmission RF circuit 337 converts the frequency of the output signal of the D / A converter 335 to a carrier frequency, and performs amplification based on the gain control value output from the gain control circuit 321.
  • the signal is transmitted from the antenna 302 through the duplexer 304.
  • the transmission weight is calculated for each communication partner, and transmission power control is performed for each communication partner while using a common configuration for a transmission PA (Power Amplifier).
  • Each communication partner can receive a transmission signal with desired power.
  • Embodiment 4 is an embodiment for solving the above problem.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an overall configuration of a wireless communication device according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the wireless communication device shown in FIG. 6 employs a configuration in which a power calculation circuit 401 is added, as compared with the wireless communication device shown in FIG.
  • the power calculating circuit 401 calculates the power p n (i) of the output signal of the adding circuits 33 2 and 33 33 by the following equation (15).
  • i is the slot number
  • j is the symbol number
  • m is the user number
  • n is the antenna number
  • J is the number of symbols in one slot.
  • a m (i, j) is a transmission signal of user m and slot symbol j
  • v nm (i) is a transmission signal of antenna n, user m and slot i. If sufficient accuracy is obtained, it is not necessary to measure all symbols for one slot.
  • the input power of the transmission PA in the transmission RF circuit is small when the number of multiplexed users and the number of symbols to be measured is large.
  • Gain control circuit 321 determines whether or not pn (i) is within the range of ⁇ ⁇ ⁇ P. If not within this range, the weight correction coefficient 3 (i) is calculated by the following equation (16) so as to keep the input power at a constant value P.
  • the transmission weight V m (i) for the user m is updated by the following equation (17).
  • the directivity gain G Dm (i) of the user m is updated by the following equation (18).
  • the input power to transmission ⁇ ⁇ can be kept at a constant value so that the weight does not take a value near zero. It is possible to perform directional transmission and transmission power control for the other users.
  • the transmission power can be controlled while controlling the directivity gain
  • the communication partner can receive the transmission signal with the desired reception power, and The quality can be improved and the number of users that can be accommodated can be increased.

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Description

明 細 書 無線通信装置及び送信電力制御方法 技術分野
本発明は、 複数のアンテナを用いて無線通信を行う無線通信装置及び送信電 力制御方法に関する。 背景技術
従来の無線通信装置について、 図 1を参照して説明する。
図 1は、 従来の無線通信装置の全体構成を示すブロック図である。 図 1に示 す無線通信装置において、 受信 RF回路 3は、 アンテナ 1に受信され、 共用器 2を介して入力した受信信号を増幅し、 無線周波数から中間周波数又はベース バンド周波数へ周波数変換を行う。
S I NR測定回路 4は、 所望波受信電力 （Signal) に対する干渉波受信電力 (Interference) と雑音電力 （Noise) の和の比 （Ratio) を算出する。 この S I NRと目標 S I NRとの比較を行い、 目標 S I NRより小さい場合、 S I N R測定回路 4は、 通信相手に対して送信電力を上げるように制御する送信電力 制御情報 （以下、 「TPC」 という） を出力する。 一方、 目標 S I NRより大 きい場合、 通信相手に対して送信電力を下げるように制御する TPCを出力す る。
復調回路 5は、 S I NR測定回路 4から出力された受信信号を復調し、 受信 データと TP Cを分離する。
多重回路 6は、 S I NR測定回路 4が出力する TPCと送信信号とを多重化 する。 この多重化の方法としては、 例えば、 スロットの中に TPCと送信信号 を割り当てるという方法がある。 変調回路 7は、 多重回路 6の出力信号を変調する。 送信 R F回路 8は、 変調 回路 7の出力信号を無線周波数に周波数変換し、 T P Cに基づいて増幅し、 共 用器 2、 アンテナ 1を介して送信する。
以上のように、 従来の無線通信装置は、 受信品質の 1つの指標である S I N Rが一定値となるように通信相手に送信電力を指示することにより、 受信品質 を一定に保っている。
ここで、 無線通信システムでは、 近年の加入者の急増により、 通信品質の向 上とともに収容可能なユーザ数の増加を図ることが求められている。 この要求 に対して、 通信相手の位置や伝搬環境に応じて指向性を逐次的に変更するシス テムがある。
このシステムは、 指向性利得が時々刻々と変化するため、 送信指向性が一定 である上記従来の無線通信装置と同様に送信電力のみを単独で制御してしまう と、 通信相手における受信電力の誤差が大きくなつてしまい、 収容可能なユー ザ数の増加を図るという目的を果たすことができない。
すなわち、 指向性利得が大きくなつた場合、 通信相手に対して必要以上の電 力で送信することとなり、 通信相手は十分な電力で信号を受信できるが、 他の 通信装置にとっては干渉となってしまい受信品質を低下させてしまう。 一方、 指向性利得が小さくなった場合、 通信相手は十分な電力で送信信号を受信する ことができず、 受信品質が低下してしまう。 発明の開示
本発明の目的は、 通信相手の位置や伝搬環境に応じて指向性を逐次的に変更 するシステムにおいて、 通信相手の受信電力が一定となるように送信電力を制 御し、 通信品質の向上及び収容可能なユーザ数の増加を図ることができる無線 通信装置及び送信電力制御方法を提供することである。
この目的は、 指向性利得に基づく送信ウェイトの補正値を算出し、 補正値及 び送信電力制御情報に基づいて送信パワーアンプの利得を制御し、 受信ウェイ ト及び受信ウェイ卜から算出した指向性利得の補正値に基づいて送信ウェイ卜 を算出することにより達成される。 図面の簡単な説明
図 1は、 従来方式の無線通信装置の全体構成を示すプロック図、
図 2は、本発明の実施の形態 1に係る無線通信装置の構成を示すブロック図、 図 3は、 アンテナの配置状態を示す図、
図 4は、 アンテナの指向性パタンを示す図、
図 5は、本発明の実施の形態 3に係る無線通信装置の構成を示すプロック図、 及び、
図 6は、 本発明の実施の形態 4に係る無線通信装置の構成を示すプロック図 である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態について、 図面を参照して説明する。
(実施の形態 1 )
図 2は、 本発明の実施の形態 1に係る無線通信装置の構成を示すブロック図 である。 図 2に示すように本実施の形態における無線通信装置は、 N本のアン テナ素子を近接 （通常、 アンテナ素子間隔は 1 Z 2波長程度である。 ) して設 置するァダプティブアレイアンテナ （以下、 「AAA」 と省略する） 1 0 1を 有する。
N個の受信 R F回路 1 0 3は、 各アンテナ素子 1 0 1に受信され、 共用器 1 0 2を介して入力した信号に対して増幅し、 中間周波数又はベースバンド周波 数へ周波数変換を行う。
N個の AZD変換器 1 0 4は、 各受信 R F回路 1 0 3の出力信号をデイジ夕 ル信号に変換する。
AAA受信回路 105は、 各 AZD変換器 104から出力された信号の合成 信号の S I NRが最大になるように受信ウェイトを算出する。 受信ウェイ卜の 算出方法は、 文献"ディジタル移動通信のための波形等化技術 （1996年 6 月 1日） "に記述されている。
AAAは、 各アンテナ素子に到来する信号の相関を大きい場合、 受信ウェイ トを適宜計算することにより到来方向へ指向性を向けることができる。従って、 この受信ウェイ卜に基づいて送信ウェイトを算出し、 送信ウェイトによって重 み付けをして送信することにより、 通信相手の方向へ指向性を向けることがで きる。
到来方向推定回路 106は、 検出した受信信号の到来方向 Θを推定する。 到 来方向推定方法は、 文献"アレーアンテナによる適応信号処理技術と高分解能 到来波推定入門コース （1997年 10月 30日） "に記述されている。
復調回路 107は、 AAA受信回路 105の出力信号に対して復調処理を行 い、 受信データから TPCを分離する。 分離された TP Cは利得制御回路 10 9に出力される。
指向性利得算出回路 108は、 以下に示す式 （1) によって、 時刻 iの受信 ウェイト W ( i) 、 時刻 iの到来方向 Θ ( i) に対する指向性利得 g ( i) を 算出する。
g (i )= w τ (Ι、(β (i )
(1) ここで、 W ( i) は、 時刻 iの受信ウェイトで、 以下に示す式 （2) によつ て表される。 { } τは転置行列を示す。 /01093 /JP9
Figure imgf000007_0001
ここで、 s (Θ) は、 送信のアレイレスポンスベクトル （送信キャリア周波 数で規格化したアンテナの位置情報） であり、 指向性の描画方向 0、 数 Nを用いて、 以下の式 （3) で示される。
Figure imgf000007_0002
図 3は、 アンテナの配置状態を示す図である。
子 201〜 203を、 図 3に示すように直線上に間隔 dで配置し，
子 201〜203の並びに垂直の方向を角度 0とし， 時計方向に角度 Θをとる と， アレイレスポンスベクトルの要素 sn (Θ) は、 以下の式 （4) で示され る。
sn(d)= exp (j(n一 l kd sin θ )
(4) ただし、 kは、 波数で送信キャリア周波数に対応した波長 λを用いて、 以下 の式 （5) で示される。
Figure imgf000007_0003
利得制御回路 109は、 時刻 iの指向性利得 GD ( i ) が、 目標値 G1NITとな るように、 以下に示す式 （6) 、 (7) を用いて送信ウェイトの振幅補正値 α ( i) を算出する。 ここで、 目標値 GINITは、 時刻 （ i一 1) の指向性利得 GD ( i一 1) と送信電力制御 GT ( i) の積に等しい値である。
GDii)- GINIT = cc2(i)g(i)
(6)
Figure imgf000008_0001
さらに、 利得制御回路 109は、 送信時の指向性利得と T P Cによる利得の 差を考慮して、 送信電力の利得を制御する利得制御値を算出する。 例えば、 Τ PCが ldB 上げる旨の指示であり、 指向性利得が 1 OdB大きくなる場合、 利得制御回路 109は、 送信電力の利得を 9 dB 下げる旨の利得制御値を送信 RF回路 1 14に出力する。
送信ウェイト算出回路 1 10は、 振幅補正係数 α ( i ) 及び受信ウェイト W ( i) から、 以下に示す式 （8) 、 (9) により、 指向性利得が一定となるよ う送信ウェイト V ( i) を算出する。 指向性利得が一定となるように送信ゥェ ィトを制御することにより、 受信ウェイトの変化による指向性利得の変化が無 くなるため、 受信信号に含まれる TP Cを正確に反映した送信電力制御を行う ことができる。
V ( )= a )W ( (8) V( ) = {v0( ), 1(4... ,v_( F
( 9 ) 変調回路 1 1 1は送信信号に対して変調し、 複素乗算回路 1 1 2は変調回路 1 1 1の出力信号に送信ウェイトを乗算し、 DZA変換器 1 1 3は、 複素乗算 回路 1 1 2の出力信号をアナログ信号に変換する。
送信 R F回路 1 1 4は、 DZA変換器 1 1 3の出力信号をキャリア周波数に 周波数変換し、 利得制御回路 1 0 9から出力された利得制御値に基づいて増 を行い、 共用器 1 0 2を通じてアンテナ 1 0 1より送信する。
送信 R F回路 1 1 4の出力信号は、 共用器 1 0 2を経て、 アンテナ 1 0 1か ら送信される。
このように、 指向性送信による指向性利得を一定に保つように送信ウェイト を算出することにより、 通信相手の位置や伝搬環境の変化に起因して受信ゥェ ィ卜が変化した場合でも、 T P Cと指向性利得の補正値に基づいて送信電力の 利得を制御すれば、通信相手が所望の電力で送信信号を受信することができる。 ここで、 ァダプティブアレイアンテナを有する無線通信装置は、 マルチパス 伝搬路において、 各パスにおける信号の到来時刻に応じて、 各アンテナ素子の 受信ウェイトを算出して受信信号を合成することにより、 受信に用いるパスを 適宜切替えている。
実施の形態 1に係る無線受信装置は、 マルチパス伝搬路にて送信指向性を制 御して送信に用いるパスを切替える場合、 各パスにおける指向性利得を一定に 保つことができる。
(実施の形態 2 )
ァダプティプアレイァンテナを有する無線通信装置は、 ァンテナ数 Nが大き い場合、 指向性方向のわずかなずれによって利得が大きく変わってしまうとい う問題を有し、 アンテナ数 Nが小さい場合、 到来方向推定の精度がよくないと いう問題を有する。 実施の形態 2は、 上記の問題を解決する形態である。 実施の形態 2に係る無線通信装置の構成は、 実施の形態 1において説明した 図 1と同様である。
図 4は、 アンテナの指向性パタンを示す図である。 利得制御回路 1 0 9は、 図 4に示すように、 推定された到来方向を中心とした角度士 δを範囲として、 指向性利得の平均値を求める。
平均値は、 到来方向 Θに対して指向性測定領域 ± δを （2 L + 1 ) 個の区間 に分割し、 以下に示す式 （1 0 ) により算出される。
Figure imgf000010_0001
( 1 0 ) このように、 指向性利得を角度 ± δの範囲の平均で算出することにより、 ァ ンテナ数 Νが大きい場合において、 方向のわずかなずれによる利得の誤差を小 さくすることができ、 アンテナ数 Νが小さい場合において、 到来方向推定の精 度が低いことによる利得の誤差を小さくすることができる。
(実施の形態 3 )
実施の形態 1及び実施の形態 2では、 単一の通信相手に対して送信電力制御 を行う場合について説明した。 実施の形態 3では、 複数の通信相手に対して送 信電力制御を行う場合について説明する。
図 5は、 本発明の実施の形態 3に係る無線通信装置の全体構成を示すプロッ ク図である。 なお、 実施の形態 3では、 説明を簡単にするため、 無線通信装置 のァダプティブアレイアンテナのアンテナ素子を 2本とし、 同時に通信を行う 相手をユーザ 1及びユーザ 2の 2人として説明する。 また、 通信方式として、 複数のユーザが同じ周波数、 時間で通信することができる C D Μ Α方式を用い た場合を例として説明する。 このため、 実施の形態 3は、 実施の形態 1に係る 無線通信装置の構成に、 拡散回路と逆拡散回路を追加した構成を採る。
実施の形態 3に係る無線通信装置において、 ユーザ 1及びユーザ 2から送信 された信号は、 アンテナ 301、 302に受信される。
受信 RF回路 305は、 アンテナ 301に受信され、 共用器 303を介して 入力した信号に対して増幅し、 中間周波数又はベースバンド周波数へ周波数変 換を行う。 同様に、 受信 RF回路 306は、 アンテナ 302に受信され、 共用 器 304を介して入力した信号に対して増幅し、 中間周波数又はベースバンド 周波数へ周波数変換を行う。
八 0変換器307は、 受信 RF回路 305の出力信号をディジタル信号に 変換する。 同様に、 八ノ0変換器308は、 受信 RF回路 306の出力信号を ディジタル信号に変換する。
逆拡散回路 309は、 AZD変換器 307の出力信号に対してユーザ 1に割 り当てた拡散符号で逆拡散を行う。 同様に、 逆拡散回路 310は、 AZD変換 器 308の出力信号に対してユーザ 1に割り当てた拡散符号で逆拡散を行う。 また、 逆拡散回路 31 1は、 AZD変換器 307の出力信号に対してユーザ 2に割り当てた拡散符号で逆拡散を行う。 同様に、 逆拡散回路 312は、 AZ D変換器 308の出力信号に対してユーザ 2に割り当てた拡散符号で逆拡散を 行う。
A A A受信回路 313は、 逆拡散回路 309、 310から出力された信号の 合成信号の S I NRが最大になるように受信ウェイトを算出する。 同様に、 A AA受信回路 314は、 逆拡散回路 31 1, 312から出力された信号の合成 信号の S I NRが最大になるように受信ウェイトを算出する。
到来方向推定回路 315は、 逆拡散回路 309, 310の出力信号に基づい て、 ユーザ 1から送信された信号の到来方向 0を推定する。 同様に、 到来方向 推定回路 316は、 逆拡散回路 31 1, 312の出力信号に基づいて、 ユーザ W 1
10
2から送信された信号の到来方向 Θを推定する。
復調回路 3 1 7は、 A A A受信回路 3 1 3の出力信号を復調してユーザ 1の 受信データ及び TP Cを取り出す。 同様に、 復調回路 3 1 8は、 AAA受信回 路 3 14の出力信号を復調してユーザ 2の受信データ及び TP Cを取り出す。 指向性利得算出回路 3 1 9、 320は、 以下に示す式 （1 1) に従って時刻 iのユーザ mの受信ウェイト Wm ( i) 、 時刻 iの到来方向 0m ( i ) に対す る指向性利得を算出する。 また、 実施の形態 2で説明したように、 指向性利得 算出回路 3 1 7、 3 18において平均値を算出しても良い。
Figure imgf000012_0001
利得制御回路 32 1は、 時刻 （ i一 1 ) の指向性利得 GDm ( i— 1 ) と送信 電力制御に基づいて、 送信ウェイトの振幅補正値 am ( i ) を算出する。 具体 的には、 以下に示す式 （1 2) 、 （1 3) のように、 時刻 （ i一 1) の指向性 利得 GDm ( i— 1) と送信電力制御 ( i) の積が時刻 iの指向性利得 GD∞ ( i ) に等しくなるように補正係数 am ( i ) を算出する。
GDm{i)-GDm[i-l)xGTm{i)^am 2(i)gm{i)
(12)
Figure imgf000012_0002
さらに、 利得制御回路 32 1は、 送信時の指向性利得と TP Cによる利得の 差を考慮して、 送信電力の利得を制御する利得制御値を算出し、 送信 R F回路 3 3 6、 3 3 7に出力する。
送信ウェイト算出回路 3 2 2、 3 2 3は、 振幅補正係数 a m ( i ) 及び受信 ウェイトを用いて、 以下に示す式 （1 4 ) から送信ウェイトを算出する。
Figure imgf000013_0001
変調回路 3 2 4は、 ユーザ 1の送信信号に対して変調を行う。 同様に、 変調 回路 3 2 5は、 ユーザ 2の送信信号に対して変調を行う。
拡散回路 3 2 6は、 変調回路 3 2 4の出力信号に対して、 ユーザ 1固有の拡 散処理を行う。 同様に、 拡散回路 3 2 7は、 変調回路 3 2 5の出力信号に対し てユーザ 2固有の拡散処理を行う。
複素乗算回路 3 2 8、 3 2 9は、 拡散回路 3 2 6の出力信号に、 送信ウェイ ト算出回路 3 2 2で算出された送信ウェイトを乗算する。 同様に、 複素乗算回 路 3 3 0、 3 3 1は、 拡散回路 3 2 7の出力信号に、 送信ウェイト算出回路 3 2 3で算出された送信ウェイトを乗算する。
加算回路 3 3 2は、 アンテナ 3 0 1から送信する信号である複素乗算回路 3 2 8の出力信号と複素乗算回路 3 3 0の出力信号とを加算する。 同様に、 加算 回路 3 3 3は、 アンテナ 3 0 2から送信する信号である複素乗算回路 3 2 9の 出力信号と複素乗算回路 3 3 1の出力信号とを加算する。
DZA変換器 3 3 4は、 加算回路 3 3 2の出力信号をアナログ信号に変換す る。 同様に、 0 八変換器3 3 5は、 加算回路 3 3 3の出力信号をアナログ信 号に変換する。
送信 R F回路 3 3 6は、 DZA変換器 3 3 4の出力信号をキャリア周波数に 周波数変換し、 利得制御回路 3 2 1から出力された利得制御値に基づいて増幅 を行い、 共用器 3 0 3を通じてアンテナ 3 0 1より送信する。 同様に、 送信 R F回路 3 3 7は、 D/A変換器 3 3 5の出力信号をキャリア周波数に周波数変 換し、 利得制御回路 3 2 1から出力された利得制御値に基づいて増幅を行い、 共用器 3 0 4を通じてアンテナ 3 0 2より送信する。
このように、 複数の通信相手と同時に通信を行う場合において、 通信相手毎 に送信ウェイトを算出することにより、 送信 P A (Power Amplifier) を共通 な構成としながら、 通信相手毎に送信電力制御を行うことができ、 各通信相手 が所望の電力で送信信号を受信することができる。
(実施の形態 4 )
ここで、 利得のダイナミックレンジが大きい場合、 ウェイトがほぼ零になつ てしまうことも考えられる。 実施の形態 4は、 上記問題を解決するための形態 である。
図 6は、 本発明の実施の形態 4に係る無線通信装置の全体構成を示すプロッ ク図である。図 6に示す無線通信装置は、 図 5に示す無線通信装置と比較して、 パヮ算出回路 4 0 1を追加した構成を採る。
なお、 実施の形態 4では、 電力測定と送信 P Aの利得更新をスロット毎に行 うこととする。
パヮ算出回路 4 0 1は、 以下に示す式 （1 5 ) により加算回路 3 3 2、 3 3 3の出力信号の電力 p n ( i ) を算出する。 ここで、 式 （1 5 ) において、 i はスロット番号， jはシンボル番号， mはユーザ番号， nはアンテナ番号であ り、 Jは 1スロットのシンボル数である。 また、 a m ( i ， j ) はユーザ m、 スロット シンボル j の送信信号、 v n m ( i ) はアンテナ n、 ユーザ m、 スロット iの送信信号である。 なお、 十分な精度が得られれば、 1スロット分 全てのシンボルについて測定する必要はない。
Figure imgf000015_0001
なお、 アレイアンテナにおいて、 送信 RF回路における送信 PAの入力電力 は、 多重ユーザ数や測定シンボル数が多い場合、 アンテナ間で分散は小さいた め、 1本のアンテナについて測定すれば足りる。
利得制御回路 321は、 pn ( i) が Ρ± δ Pの範囲に入っているか否かを 判定する。 そして、 この範囲に入っていない場合、 入力電力を一定値 Pに保つ ようにウェイトの補正係数3 ( i) を以下の式 （16) で算出する。
Figure imgf000015_0002
全てのユーザに対する送信ウェイトを更新する。 ユーザ mに対する送信ゥェ イト Vm ( i ) は、 以下の式 （17) にて更新される。
Figure imgf000015_0003
この場合、 ユーザ mの指向性利得 GDm ( i ) は、 以下の式 （18) にて更 新される。
Figure imgf000015_0004
( 18) す Gなわち、 送信 PAの入力電力は 32 ( i ) 倍される。 これを送信 P Aの利 得で補正する。 利得 GPA ( i ) は、 以下の式 （19) にて更新される。 一
Figure imgf000016_0001
このように、 本発明の実施の形態 4に係る無線通信装置によれば、 ウェイト が零付近の値をとらないように、 送信 Ρ Αへの入力電力を一定値に保つことが できるため、 全てのユーザに対して指向性送信と送信電力制御を行うことが可 能となる。
以上の説明から明らかなように、 本発明によれば、 指向性利得を制御すると 共に送信電力制御を行うことができるため、 通信相手が所望の受信電力で送信 信号を受信することができ、 通信品質の向上、 及び収容可能なユーザ数の増加 を図ることができる。
本明細書は、 1998年 6月 29日出願の特願平 10— 182913号に基 づくものである。 この内容をここに含めておく。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 複数のアンテナ素子により指向性を形成するアレイアンテナと、 このァレ イアンテナの受信信号の到来方向及び受信ウェイ卜に基づいて指向性利得を算 出する指向性利得算出手段と、 前記指向性利得から送信ウェイトの補正値を算 出し、 この補正値及び前記受信信号に含まれる送信電力制御情報に基づいて送 信パワーアンプの利得を制御する送信利得制御手段と、 前記受信ウェイト及び 前記補正値に基づいて送信ウェイトを制御する送信ウェイト制御手段とを具備 する無線通信装置。
2 . 送信利得制御手段は、 指向性利得が一定になるように送信ウェイトの補正 値を算出する請求の範囲 1記載の無線通信装置。
3 . 送信利得制御手段は、 指向性利得が前回の指向性利得と受信信号に含まれ る送信電力制御情報との積に等しくなるように送信ウェイ卜の補正値を算出す る請求の範囲 1記載の無線通信装置。
4 . 指向性利得算出手段は、 複数の通信相手から送信された各信号に対してそ れぞれ指向性利得を算出し、 送信利得制御手段は、 各指向性利得が前回の指向 性利得と受信信号に含まれる送信電力制御情報との積と等しくなるように送信 ウェイ卜の補正値を算出し、 すべての通信相手に対して一律に送信パワーアン プの利得を制御し、 送信ウェイト制御手段は、 通信相手毎に前記受信ウェイト 及び前記補正値に基づいて送信ウェイ卜を制御する請求の範囲 1記載の無線通 信装置。
5 . 複数の通信相手に対する送信信号を合成し、 この合成された送信信号から 送信パワーアンプの入力電力を測定する入力電力測定手段を具備し、 送信利得 制御手段は、 入力電力が所定の範囲内に収まるように各通信相手に対する送信 信号の送信ウェイ卜の補正値及び送信パワーアンプの利得を制御する請求の範 囲 4記載の無線通信装置。
6 . 複数のアンテナ素子により指向性を形成するアレイアンテナの受信信号の 到来方向及び受信ウェイ卜に基づいて指向性利得を算出し、 算出した指向性利 得と前記受信信号に含まれる送信電力制御情報に基づいて送信パワーアンプの 利得を制御し、 前記受信ウェイト及び前記指向性利得に基づいて送信ウェイ卜 を制御する送信電力制御方法。
7 . 指向性利得が一定になるように送信ウェイトを制御する請求の範囲 6記載 の送信電力制御方法。
8 . 指向性利得が、 前回の指向性利得と受信信号に含まれる送信電力制御情報 との積と等しくなるように送信ウェイトを制御する請求の範囲 6記載の送信電 力制御方法。
9 . 受信信号の到来方向に対して指向性測定領域を所定の区間に分割し、 分割 した各指向性測定領域にて測定された指向性利得の平均値を送信パワーアンプ の利得制御及び送信ウェイト制御に用いる請求の範囲 6記載の送信電力制御方 法。
1 0 . 複数の通信相手から送信され、 複数のアンテナ素子により指向性を形成 するアレイアンテナに受信された各信号の指向性利得を到来方向及び受信ゥェ ィトに基づいて算出し、 これらの各指向性利得が前回の指向性利得と受信信号 に含まれる送信電力制御情報との積と等しくなるように送信ウェイ卜を制御し、 前記各指向性利得と前記指向性利得に基づいて送信パワーアンプの利得を制御 する送信電力制御方法。
1 1 . 複数の通信相手に対する送信信号を合成し、 この合成された送信信号か ら送信パワーアンプの入力電力を測定し、 この入力電力が所定の範囲内に収ま るように各通信相手に対する送信信号の送信ウェイト及び送信パワーアンプの 利得を制御する請求の範囲 1 0記載の送信電力制御方法。
1 2 . 受信信号を複数の通信相手に割り付けた拡散符号でそれぞれ逆拡散して 各通信相手毎に分離し、 この分離された各受信信号の到来方向及び受信ウェイ 卜に基づいて通信相手毎に指向性利得を算出する請求の範囲 1 0記載の送信電 力制御方法。
1 3 . 無線通信装置を備える基地局装置であり、 前記無線通信装置は、 複数の アンテナ素子により指向性を形成するアレイアンテナと、 このアレイアンテナ の受信信号の到来方向及び受信ウェイトに基づいて指向性利得を算出する指向 性利得算出手段と、 前記指向性利得から送信ウェイトの補正値を算出し、 この 補正値及び前記受信信号に含まれる送信電力制御情報に基づいて送信パワーァ ンプの利得を制御する送信利得制御手段と、 前記受信ウェイト及び前記補正値 に基づいて送信ウェイトを制御する送信ウェイト制御手段とを具備する。
1 4 . 無線通信装置を備える通信端末装置であり、 前記無線通信装置は、 複数 のアンテナ素子により指向性を形成するアレイアンテナと、 このアレイアンテ ナの受信信号の到来方向及び受信ウェイトに基づいて指向性利得を算出する指 向性利得算出手段と、 前記指向性利得及び前記受信信号に含まれる送信電力制 御情報に基づいて送信ウェイ卜の補正値を算出し、 送信パワーアンプの利得を 制御する送信利得制御手段と、 前記受信ウェイト及び前記補正値に基づいて送 信ウェイトを制御する送信ウェイト制御手段とを具備する。
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