KR20030089215A

KR20030089215A - 이동통신시스템에서 스마트 안테나의 순방향 송신빔 형성장치 및 방법

Info

Publication number: KR20030089215A
Application number: KR1020020027324A
Authority: KR
Inventors: 천병진
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2002-05-17
Filing date: 2002-05-17
Publication date: 2003-11-21
Also published as: CN1653720A; KR100689399B1; EP1363357A1; JP4091601B2; CN100454775C; AU2003230435A1; WO2003098837A1; JP2005525062A; US20030216156A1; US7103384B2; RU2004133557A; EP1363357B1; RU2285316C2

Abstract

본 발명은 안테나 어레이를 구비하는 기지국 장치에서 이동단말기에 대한 운송채널신호 중 공통채널신호에 대한 인-페이즈 성분 전력은 최대화하고 쿼드러쳐 성분 전력과 상기 이동단말기에 대한 운송채널신호에 의한 셀 내외의 다른 이동단말기들에 대한 간섭 전력의 합을 최소화하도록 상기 운송빔의 가중치벡터의 방향을 산출하는 장치 및 방법을 제공하기 위한 것이다.

Description

이동통신시스템에서 스마트 안테나의 순방향 송신빔 형성 장치 및 방법 {APPARATUS AND METHOD FOR CONTROL OF FORWARD-LINK BEAMFORMING IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 스마트 안테나 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 이동통신시스템에서 스마트 안테나의 순방향 송신빔 형성 장치 및 방법에 관한 것이다.

최근 급격히 증대하고 있는 이동통신에 대한 수요를 총족시키고 또한 수요자들에게 다양한 멀티미디어 서비스를 제공하기 위해 순방향 링크의 용량 증대의 필요성이 크게 대두되고 있다. 정해진 주파수 대역폭으로 가급적 많은 가입자용량을 확보하기 위한 방법으로는 주어진 주파수 대역폭을 통신에 꼭 필요한 주파수 채널들로 나누어서 각각의 가입자가 각각의 주파수 채널을 사용하는 주파수 분할 다중화 방식(Frequency Division Multiple Access: FDMA)이나, 하나의 주파수 채널을 각 가입자가 일정시간만 사용하게 하는 시분할 다중화 방식(Time Division Multiple Access: TDMA)등이 사용되어져 왔다. 또한 동일한 주파수 대역을 사용하지만 각 가입자별로 다른 암호를 할당함으로써 각 가입자를 구분하는 코드분할 다중화 방식(Code Division Multiple Access)도 개발되었다.

그러나 상기와 같은 다중접속기술에 의해 주어진 주파수 대역의 사용효율을 높이는 방법만으로는 필요한 가입자들을 수용하는데 한계가 있으며, 이러한 수용용량의 한계를 극복하기 위해서 제안된 개념이 셀룰라이다. 셀룰라란 서비스 지역을 여러개의 작은 구역들, 즉 셀들로 나누어서 서로 충분히 멀리 떨어진 두 셀들에서 동일한 주파수 대역을 사용함으로써 공간적으로 분포하는 채널수를 증가시켜 충분한 가입자 수용용량을 확보할 수 있도록 하는 이동통신 방식을 말한다. 여기서 더 나아가 기지국 안테나를 섹터화하면 기지국 통화용량을 더욱 증대시킬 수 있다. 즉 방사패턴이 360도인 무지향성 옴니 안테나를 예를 들어 120도인 3개의 지향성 섹터 안테나들로 바꿈으로서 기지국을 다중 섹터화하는 것이다. 특히 CDMA 시스템에서는 기지국 안테나를 섹터화하면 다른 섹터들의 가입자들로부터의 잡음이 감소하여 기지국 통화용량을 증대시킬 수 있다.

상기한 바와 같은 종래의 옴니 안테나나 또는 섹터안테나는 공통채널신호와 운송채널신호를 모두 단일 공통빔을 통하여 이동단말기로 전송한다. 공통채널신호는 파일롯(Pilot)채널신호, 동기(Sync)채널신호, 호출(Paging)채널신호와 같이 기지국으로부터 셀 내에 있는 모든 이동단말기들에 전송되어야 하는 신호이며, 운송채널신호는 특정 이동단말기에 전송되어야 하는 트래픽(Traffic)채널신호를 의미한다. 이때, 기지국 송신 안테나에서 공통채널신호를 소정의 모든 이동단말기들로 송신하는 경우가 아니라, 원하는 특정 이동단말기에 대한 운송채널신호를 공통빔을 통해 송신할 경우는 그 이동단말기를 향한 복사에너지를 제외한 상당량의 복사에너지가 쓸모 없어지거나 오히려 타 이동단말기들에게는 간섭신호로 작용하게 된다.

따라서 운송채널신호를 어떤 수단에 의해 원하는 특정 이동단말기 방향으로만 송신할 수 있다면, 작은 송신파워로써 양질의 통화품질을 유지할 수 있고, 다른 이동단말기들로의 간섭신호들를 줄임으로써 결국 용량을 증대시키는 효과를 가져올 수 있다. 이러한 개념에 바탕을 둔 것이 지능형 안테나(Intelligent Antennas) 혹은 스마트 안테나(Smart Antenna)로도 불리는 적응 배열 안테나(Adaptive ArrayAntennas)이다.

스마트 안테나 시스템은 상술한 바와 같이 주어진 신호환경에 반응하여 자신의 방사 빔 패턴을 자동적으로 변화시킬 수 있는 지능형 안테나 시스템을 말하는데, 복수개의 안테나 소자들을 특정 형태로 배열하여 각 안테나 소자의 출력에 복소가중치를 곱하여 원하는 이동단말기의 방향으로 안테나의 빔을 형성하도록 하는 기술이다.

상기와 같은 스마트 안테나 시스템은 광범위한 이동통신분야에서 쓰일 수 있는 기술이지만, 여기서는 편의상 부호분할다중접속(Code Division Multiple Access: CDMA)방식의 셀룰라 이동통신을 가정하여 설명하기로 한다. 또한 스마트 안테나 시스템은 역방향 링크에서는 가급적 기지국에서 원하는 이동단말기의 방향으로부터 전파되어 오는 신호만을 수신하고, 순방향 링크상에서는 원하는 단말기의 방향으로만 전력을 집중시켜 전파를 방사케 하는 기술인데, 본 발명에서는 주로 순방향 송신빔 형성의 경우를 가정하여 논하고자 한다.

CDMA 이동통신 시스템에 있어서 스마트 안테나의 순방향 송신빔 형성에 관한 방법이 미국 특허 6,108,565에 기재되어 있다. 상기 특허는 이동단말기들로부터 기지국의 안테나 어레이로 수신된 각 신호들로부터 신호 도래각(Angle Of Arrival: AOA)과 도달시간(Time Of Arrival: TOA)을 추정하여 순방향 송신빔 형성 정보를 계산하고 그에 따라 각 이동단말기들에 대한 순방향 송신빔을 형성하는 방법을 기재하고 있다. 즉, 공통채널신호는 넓은빔, 즉 공통빔을 통하여 전송되고 각 이동단말기들에 대한 운송채널신호는 상기에서 계산된 순방향 송신빔 형성정보에 따라 결정된 좁은빔, 즉 운송빔으로 전송된다. 상기 좁은빔의 빔폭은 단말기와 기지국간의 거리에 따라 결정되는데, 거리가 가까울수록 빔폭이 넓어지고 거리가 멀수록 빔폭이 좁아진다. 또한 운송채널신호에 대한 좁은빔의 빔폭은 역방향으로 보고된 FER(Frame Error Rate)에 따라 넓어지거나 좁아지도록 조정된다.

그런데, 순방향 송신빔 형성의 경우, 셀 내의 모든 단말기들에 대한 공통파일럿 채널(Common Pilot Channel)만 제공하는 경우와 각 단말기들이 동기검파(Coherent Detection)를 용이하게 하도록 각 단말기 별로 전용파일럿 채널(Dedicated Pilot Channel)을 제공하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다. 전용파일럿 채널이 제공되는 경우에는 전용파일럿 채널과 운송채널이 동일한 송신빔을 쓰게 되므로 양 채널간의 위상정합이 보장된다. 그러나, 전용파일럿 채널이 제공되지 않고 공통파일럿 채널만 제공되는 경우는 공통파일럿 채널과 운송채널이 상이한 순방향 송신빔을 쓰게 되므로 양 채널간에 위상부정합(Phase Mismatch)이 존재하게 된다. 이동통신시스템 규격중 변조방식으로 BPSK 또는 QPSK (통칭하여 "MPSK"라 함) 등을 사용하는 경우에는 공통채널신호와 운송채널신호간의 위상차를 최소화하여야 비트오차확률(BER: Bit Error Rate)이 최소가 되어 원하는 통화품질을 얻을 수 있으므로, 상기 위상부정합을 최소한으로 줄이는 것이 요망된다.

한편 CDMA와 같은 이동통신 시스템에서는 다른 사용자들간의 신호는 서로간에 간섭신호에 해당하므로 통화채널 용량을 증가시키기 위해서는 이러한 간섭을 잘 제어하여야 한다. 특히 최근 음성에 비해 큰 전력을 가진 데이터통신에 대한 수요가 늘어남에 따라 큰 간섭신호가 문제가 되고 있다. 스마트 안테나 시스템은 운송채널신호를 원하는 특정 이동단말기 방향으로만 송신하도록 순방향 송신빔을 형성하여 이러한 간섭신호들을 획기적으로 줄이기 위한 것이지만, 실제로는 원하는 특정 단말기에 대한 운송채널신호가 어느 정도 셀 내외의 타 단말기들로 유출되므로 원치않는 간섭을 일으키게 된다. 그러나 상기 미국 특허의 순방향 송신빔 형성방법에서는 이와 같은 간섭에 대해 고려하고 있지 않아 이에 대한 대책이 요망된다.

그런데 여기서 위상부정합을 최소화하기 위해 운송빔폭을 공통빔폭만큼 넓히면 타 단말기들에 대한 간섭이 커지고, 간섭을 최소화하기 위해 운송빔폭을 좁히면 공통파일럿 채널신호와의 위상부정합이 커지는 것을 알 수 있다. 즉, 상기 두 조건은 상호 협의(Trade-off) 관계에 있게 되어 최적의 송신빔 형성을 위해서는 두 조건을 함께 고려하는 것이 요망된다.

따라서, 본 발명의 목적은 스마트 안테나를 사용하는 이동통신시스템에서 상기와 같은 간섭문제와 위상부정합 문제를 동시에 고려하여 순방향 송신빔을 최적화하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 안테나 어레이를 구비하는 기지국 장치에서 이동단말기에 대한 운송채널신호 중 공통채널신호에 대한 인-페이즈 성분 전력은 최대화하고 쿼드러쳐 성분 전력과 상기 이동단말기에 대한 운송채널신호에 의한 셀 내외의 다른 이동단말기들에 대한 간섭 전력의 합을 최소화하기 위한 상기 운송빔의 가중치벡터의 방향을 산출하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 안테나 어레이를 구비하는 기지국 장치에서 전용파일럿 채널이 제공되는 경우 원하는 특정 이동단말기에 대한 운송채널신호가 셀 내외의 다른 이동단말기들에게 유출됨으로써 일으키는 간섭전력을 최소화하도록 상기 운송빔의 가중치벡터의 방향을 산출하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 안테나 어레이를 구비하는 기지국 장치에서 특정 이동단말기에 대한 운송채널신호를 전송하기 위한 운송빔에 대한 가중치벡터의 방향과 크기를 각각 독립적으로 산출하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 안테나 어레이를 구비하는 기지국 장치에서 상기 기지국에 의해 서비스되는 복수의 이동단말기들에 대한 각 운송빔들의 가중치벡터들을 각 이동단말기별로 독립적으로 산출하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

도 1은 본 발명에 따른 순방향 스마트안테나의 채널모델을 도시하는 도면.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 역방향 송신전력을 추정하는 개념을 설명하기 위한 도면.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 어레이 안테나를 구비하는 기지국의 송신장치의 구성을 도시하는 도면.

도 4은 본 발명의 실시예에 따른 운송빔용 가중치벡터 계산기의 구성을 도시하는 도면.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 운송빔 형성기의 구성을 도시하는 도면

도 6은 종래기술에 따른 순방향 송신빔의 패턴을 크기(Magnitude)와 각도(Degree) 측면에서 보여주는 도면.

도 7은 본 발명에 따른 순방향 송신빔의 패턴을 크기(Magnitude)와 각도(Degree) 측면에서 보여주는 도면.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

이하 본 발명은 먼저 전용파일럿 채널이 없고 공통파일럿 채널만 존재하는 경우 최적 송신 가중치 벡터를 계산하는 방법에 대해 설명한다. 다음 상기 경우의 특수한 경우로써, 전용파일럿 채널이 존재하는 경우에 대해 설명한다. 본 발명은 현행 이동통신 시스템, 즉 FDMA, TDMA, CDMA 등에 일반적으로 적용할 수 있으나,설명의 편의상 CDMA 시스템, 그 중에서도 특히 3G CDMA 이동통신 시스템(CDMA2000, WCDMA)를 기준으로 설명한다. 한편 공통빔에 대한 가중치 벡터의 방향과 크기는 공지의 수단에 의해 미리 계산되어 결정되어 있다고 가정한다.

도 1은 셀내에 M개의 단말기(MS_i)(i=1,2,..,M)들이 기지국(BS)와 교신을 하고 있다고 가정할 경우, 순방향 스마트 안테나의 채널모델을 나타내고 있다.는 기지국(BS)으로부터 m번째 단말기(MS_m)에 대한 순방향 트래픽채널 신호를 나타내며,은 기지국(BS)으로부터 m번째 단말기(MS_m)까지의 순방향 채널응답벡터를,은 m번째 단말기(MS_m)에 대한 순방향 가중치벡터를 나타낸다. 그리고 기지국(BS)으로부터 다른 셀의 다수의 단말기들로의 채널응답벡터를로 나타냈다.

기지국(BS)에서 다수의 안테나 요소로 이루어진 안테나 어레이를 통해 단말기들을 향해 순방향 송신하는 신호를 송신신호벡터라고 할 때, 이는 공통가중치벡터를 갖는 공통채널신호와 개별적 운송가중치벡터을 갖는 트래픽채널신호의 선형결합으로 이루어진다. 즉, 하기의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 공통채널신호에는 파일럿채널신호, 동기채널신호, 페이징채널신호 등이 있지만 설명의 편의상 파일럿채널만 표시하기로 한다. 파일럿채널신호는 셀내의 단말기들에게 동기복조(Coherent Demodulation)을 위한 시간 및 위상 기준을 제공하기 위해 옴니빔(Omni Beam) 또는 섹터빔(Sector Beam)으로 전송되는 신호이다. 따라서 이에 대한 가중치벡터는 셀 내부 또는 섹터 내부를 모두 커버할 수 있어야 한다. 본 발명에서는는 이미 공지된 수단을 통해 미리 계산되어 있다고 가정한다. 본 발명이 나타내고자 하는 것은 셀내의 각 단말기들에 전송되는 트래픽채널신호들에 대한 운송가중치벡터들을 최적 기준에 의해 구하는 방법이다. 이하에서는 설명의 편의상 상기 M개의 단말기들 중 m번째 단말기(MS_m)에 대한 운송가중치벡터를 구하는 방법에 국한하여 기술하도록 한다. 다른 단말기들에 대한 운송가중치벡터들도 동일한 방법으로 구할 수 있음은 물론이며, 이에 따라 본 발명에서 목적하는 바와 같이 각 이동단말기들에 대한 운송가중치벡터들을 독립적으로 구할 수 있게 된다.

기지국에서 송신된가 무선채널을 통해 전파되어 m번째 단말기(MS_m)에서 수신되는 신호는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 *는 conjugate 연산자를 나타내며, H는 Hermitian 연산자를 나타낸다.

상기 신호는 하기의 수학식 3과 같이 파일럿채널신호와, m번째 단말기(MS_m)에 대한 트래픽채널신호및 타 단말기들로 갈 신호가 m번째 단말기(MS_m)로 유입된 간섭신호인등으로 나뉘어진다.

상기와 같이 m번째 단말기(MS_m)에 수신되는 각 신호들의 전력을 파일럿채널신호전력, 트래픽채널신호전력, 간섭신호전력등으로 표시하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서은 m번째 단말기(MS_m)에 대한 순방향 송신 공분산행렬로서이며,는 기지국에서 송신하는 파일럿채널신호의 전력으로이다. 또한는 기지국에서 i번째 단말기(MS_i)로 송신하는 순방향 트래픽채널신호의 전력으로서로 표시되며,은 그 중 m번째 단말기(MS_m)로 송신하는 순방향 트래픽채널신호의 전력이다.

전용파일럿채널이 존재하지 않고 공통파일럿채널만 존재하는 경우 공통파일럿채널에 적용된 가중치벡터와 트래픽 채널에 적용된 가중치벡터가 일반적으로 다르므로 수학식 3에 나타난 m번째 단말기(MS_m)에서 수신되는 파일럿채널 신호와 트래픽채널 신호사이에 위상차(Phase Mismatch)가 발생한다. 여기서 신호 자체와에 의한 위상변화는 제외한다.

그런데 트래픽 채널은 파일럿 채널에 의해 동기를 이루므로 공통파일럿채널 신호는 단말기에서의 위상기준이 된다. 따라서 수학식 3의 트래픽채널 신호 중 파일럿채널 신호에 위상이 정합되는 성분은 신호성분으로 작용하게 되지만 파일럿채널 신호에 위상이 정합도지 않는 성분은 잡음성분으로 작용하게 된다. 여기서 파일럿채널 신호에 위상정합되는 성분을 인페이즈(In-phase)인 성분이라 하고, 파일럿채널 신호에 위상이 정합되지 않는 성분을 쿼드러쳐 페이즈(Quadrature-phase)인 성분이라 한다. 이를 고려하여 상기 수학식 4의 트래픽 신호전력을 인페이즈 전력와 쿼드러쳐페이즈 전력로 나누어 계산하면 다음과 같다.

여기서로서 정규화된 파일롯 채널의 가중치벡터이다.

한편, 기지국(BS)에서 송신된중 m번째 단말기(MS_m)로만 송신되어야 할 트래픽채널신호가 셀내의 다른 단말기들(MS_i)(i=1,2,...,M, i≠m)로 유출되어 일으키는 간섭신호와 다른 셀들에 속하는 단말기들로 유출되어 일으키는 간섭신호를 다음과 같이 나타낼 수 있다.

이렇게 셀내외의 다른 단말기들로 유출되어 일으키는 간섭신호의 전력은 각각

과 같이 표시될 수 있다. 여기서는 다른 셀들내의 단말기들에 대한 순방향 송신공분산 행렬로서,와 같이 나타낼 수 있다.

또한 다른 여러 기지국으로부터의 간섭신호를 포함하여 단말기내에서 발생하는 열잡음을 생각할 수 있는데, 이는 다음과 같이 표시할 수 있다.

상기 열거된 신호 및 간섭전력을 이용하여 운송빔용 가중치벡터를 계산하도록 한다. 우선 m번째 단말기(MS_m)에 대한 운송빔용 가중치벡터의 방향을 계산하기 위해 순방향 빔형성(FLBF: Forward Link Beam Forming)을 위한 SINR(Signal to interference plus Noise Ratio)을 다음과 같이 정의한다.

상기은 해당 단말기(MS_m)에서 실제로 측정할 수 있는 값은 아니지만, 상기 수식에서을 최대화하기 위해서는 동기검파시 기준위상인 파일럿채널 신호의 위상에 대해 인페이즈인 성분전력은 최대화하면서 동시에 쿼드러쳐 성분전력과 해당 단말기(MS_m)로 송신되는 신호가 셀내외의 다른 단말기들에 유출되어 일으키는 간섭전력들와의 합을 최소화해야 하므로 시스템 전체적으로 볼 때 단말기(MS_m)에서의 실제이 커지는 효과를 가져오게 되므로, 실제대신 상기와 같이 정의하여 사용하는 것이 가능한 것이다.

상기와 같이 정의함으로써,을 최대화하는 운송빔용 가중치벡터를 구하면 그 값이 파일럿채널 신호와 트래픽채널 신호간의 위상부정합과 다른 단말기들에 대한 간섭신호의 전력을 최소화하는 최적 가중치벡터가 되어 본 발명에서 의도하는 목적이 달성됨을 알 수 있다.

또한 상기의는 공통빔용 가중치벡터가 주어졌을 때 m번째 단말기(MS_m)에 대한 운송빔용 가중치벡터만의 함수가 되어 각 단말기별로 독립적인 최적화가 가능하다는 장점이 있다. 특히 상기 식에서 알 수 있는 바와 같이은의 크기와 {S}_{m } 에 상관없이의 방향에만 의존하게 된다. 이로부터의 방향을 크기와는 독립적으로 계산할 수 있다는 사실을 알 수 있다.

상기 수학식 9에서 순방향 최적 가중치벡터를을 최대화하는 값으로 택하여 계산한 결과는 하기 수학식 10과 같다. 여기서 중간 계산과정은생략하도록 한다.

상기 수학식에 사용된 공분산행렬들은 다른 수단, 예를 들어, 단말기(MS_m)로부터 기지국(BS)로 피드백되는 순방향 공분산 행렬 또는 이것과 동등한 정보를 사용하거나, 피드백되는 정보가 없는 경우에는 기지국에서 단말기들로부터 수신된 신호로부터 추정해서 사용할 수 있다. 이에 대해서는 후에 상세히 설명한다. 그리고은을 최대화하는를 구한 후 공통빔과 운송빔간의 위상을 추가적으로 조정하도록 도입된 값이다.

지금까지 전용파일럿 채널이 존재하지 않고 공통 파일럿 채널만 존재하는 경우에 대한 최적 가중치 벡터 계산과정을 기술하였는데, 전용파일럿 채널이 존재하는 경우라면, 동기검파시 위상기준이 되는 전용파일럿 채널에 대한 가중치 벡터는 트래픽 채널에 적용되는 가중치벡터와 위상이 동일하므로 위상부정합 문제는 발생하지 않는다. 따라서 상기 수학식 5는 다음과 같이 쓸 수 있다.

따라서 순방향 빔형성을 위한는 다음과 같이 정의된다.

전용 파일럿 채널이 존재하는 경우의 트래픽 채널에 대한 최적 가중치 벡터는 상기을 최대화하는 값으로 다음과 같이 구해진다.

Principal Eigenvector of

순방향 빔형성을 위해서는 수학식 10과 수학식 13에 나타났듯이, 순방향 송신 공분산행렬과즉,과이 필요하다. 지금까지는 역방향 관련 신호와 순방향 관련 신호를 구분하지 않아도 혼돈의 우려가 없어 표기의 간편을 위해 구분하여 표기하지 않았으나, 이후로는 첨자로 RL롸 FL을 붙어 구분하기로 한다. 이미 기재한 바와 같이 이러한 정보가 단말기로부터 제공되는 경우에는 그 값을 그대로 이용할 수 있으나, 그렇지 않은 경우 이들 값을 기지국에서 단말기로부터 수신된 신호로부터 추정해야 한다. 그런데 상기 역방향 수신신호로부터 얻어지는 것은 역방향 공분산 행렬이므로 단말기(MS_m)의 송신 전력을 우선 추정하여 제거할 필요가 있다.

현행 이동통신 표준 규격상 기지국(BS)이 단말기(MS_m)의 송신전력을 직접 전달받는 수단은 없다. 대신 기지국(BS)이 역방향 전력제어를 위해 매 슬롯마다 단말기(MS_m)로 내려보내는 역방향 전력제어 비트를 이용해 간접적으로을 추정할 수 있다.

도2는 역방향 전력제어비트로부터 단말기(MS_m)의 송신전력을 추정하는 개념에 대해 도시하고 있다.는 매 슬롯시점마다 기지국(BS)가 m번째 단말기(MS_M)로 전송하는 역방향 전력제어비트를 의미한다. 단말기 송신전력은 도2에 도시한 바와 같이에 의해 일정비율로 증감되는데, 단말기 송신전력는 다음과 같이 구해진다.

여기서Increment는 역방향 전력제어 비트당 증가 또는 감소하는 송신전력비율(단위, dB)을 나타내고,는 최초송신전력을 나타낸다. 상기 식은 기지국(BS)이 계산할 수 있는 값이며 이를 통해 기지국(BS)은 단말기 송신전력을추정할 수 있다. 상기 식은 역방향 전력제어비트 전송 및 복조상에 에러가 없다고 가정하고 얻어진 식이지만, 에러가 있을 경우는 역방향 전력제어의 피드백 작용에 의해 곧 실제값을 회복할 수 있다.

이 추정되었으면 이로부터을 계산할 수 있고,로부터 도래각과 빔폭등을 추정하고 이로부터 송수신 주파수 대역차 등을 고려하여 공분산행렬을 합성함으로써을 추정할 수 있다.

의 경우도 상기와 유사한 방법을 쓸 수 있으나 셀내외의 단말기들 송신전력을 일일이 알기가 어려울 수 있다. 이 경우의 예상평균값을 미리 정해놓고 적용할 수 밖에 없다. 일반적으로 다른 셀로부터의 간섭은 공간상 균일하다고 가정하므로 상기와 같이 예상 평균값을 적용해도 큰 무리가 없다고 볼 수 있다.

지금까지 전용파일럿 채널이 제공되지 않는 경우에는 공통파일럿채널 신호와 트래픽채널 신호간의 위상부정합과 다른 단말기에 대한 간섭신호문제를 동시에 고려하고, 전용파일럿 채널이 제공되는 경우에는 간섭신호문제를 고려하여 순방향 빔형성(FLBF)을 통해 최적의 운송빔용 가중치벡터의 방향을 구하는 과정에 대해 기술하였다. 지금부터는 순방향 전력제어(FLPC: Forward Link Power Control)을 이용하여 운송빔용 가중치 벡터의 크기를 계산하는 과정에 대해 기술한다.

하기의 수학식 15는 셀 내의 m번째 단말기(MS_m)에 대한 순방향 전력제어를 위한의 일례이다.

상기는 m번째 단말기(MS_m)에서 직접 측정할 수 있는 값이다. 순방향 전력제어를 위한의 정의는 구현되는 시스템마다 조금씩 다를 수 있으나 본 발명에서는 기존 CDMA 시스템에 구비된 순방향 전력제어 기능을 그대로 활용할 것이므로 구체적인의 정의는 본 발명에서 크게 중요하지 않다.

m번째 단말기(MS_m)는 상기의 목표치와 현재 측정된 값을 비교하고, 그 비교 결과에 따라 순방향 전력제어비트를 결정한다. 기지국(BS)은 상기 순방향 전력제어비트를 역방향 채널을 통해 수신하고 그에 따라 트래픽채널 신호 전력, 즉 운송빔에 대한 가중치벡터의 크기를 결정하게 된다.

상기와 같이 순방향 빔형성을 통해 각 단말기별 최적 가중치벡터의 방향을 계산하고, 순방향 전력제어를 통해 원하는 기지국 송신전력을 독립적으로 계산함으로써 본 발명에서 제시한 순방향 빔형성 알고리즘을 채택한 스마트 안테나는 옴니 안테나 또는 섹터 안테나에 비해 최소의 기지국 송신전력으로 원하는 SINR을 달성할 수 있다. 이는 곧 셀내에 더 많은 단말기들을 가입시킬 수 있다는 것을 의미하며 결국 가입자 용량증가라는 스마트 안테나의 목표를 달성할 수 있게 된다.

이하 본 발명에 따른 구체적인 일실시예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다.

도 3는 본 발명의 실시 예에 따른 어레이 안테나를 구비하는 기지국의 송신장치의 구성을 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 상기 기지국의 송신장치는 크게 안테나어레이(300), RF부(310), 송신빔형성기(320), 송신빔제어기(330), 공통채널신호 발생기(340), 운송채널신호 발생기(350), 수신빔형성기(360) 그리고 기지국 모뎀수신부(370)를 포함하여 구성된다. 현재 기지국은 셀내의 M개의 단말기들과 교신하고 있다고 가정한다.

상기 안테나 어레이(300)는 N개의 동일 안테나소자들로 이루어지는 것으로 가정한다. 안테나 어레이는 송신안테나어레이와 수신안테나어레이로 나누어서 생각할 수 있는데, 여기서는 송신 안테나어레이를 예로 들어 설명한다. 그러나, 어레이 안테나의 하드웨어 자체는 듀플렉서를 이용하여 송수신 공동으로 쓰는 것이 보통이다. 상기 안테나 어레이(300)는 상기 송신빔형성기(320)에 의해 형성된 방향으로 빔을 전파하는 기능을 수행하는 한편, 셀내외의 여러 단말기들로부터 수신된 RF 신호를 해당하는 상기 RF부(310)로 각각 출력한다.

상기 RF부(310)는 상기 안테나 어레이(300)의 N개의 안테나소자들에 각각 대응되게 결합하는 N개의 RF부들로 구성된다. 각 RF부들(310)은 도시되지는 않았지만 저잡음증폭기, 주파수 하향변환기, A/D 변환기등을 구비하여 상기 안테나 어레이(300)를 통해 단말기들로부터 수신되는 신호들을 기저대역 디지털 수신신호로 변환하여 출력한다.

상기 수신빔형성기(360)는 상기 RF부(310)에서 출력된 기저대역 디지털 수신신호를 입력받아 각 단말기별로 빔형성된 출력들으로 변환하여 상기 기지국모뎀 수신부(370)로 출력한다. 상기 수신빔형성기(360)은 상기 안테나 어레이(300)를 통해 각 단말기로부터 수신된 신호 방향에 기초하여 신호를 증대시키거나 제거시킬 수 있는 공간필터(spatial filter)의 기능을 한다. 설명의 편의상 도시하지는 않았지만 다중경로 페이딩(multipath fading)에 의한 간섭신호를 제거하기 위해 레이크(RAKE) 수신기를 사용하는 경우에 상기 수신빔형성기(360)는 일반적으로 레이크수신기의 각 핑거 내의 복조기 앞 또는 뒤에 위치될 수 있다.

상기 기지국모뎀 수신부(370)는 상기 각 단말기별로 빔형성된 출력들으로부터 해당 단말기들의 음성 또는 데이터를 복조하는 한편, 해당 단말기들로부터 전송된 순방향 전력제어비트들을 복구하고 해당 단말기에 대한 SINR을 측정하여 역방향 전력제어비트들을 정한다. 또한 상위레이어의 도움을 받아 해당 단말기들로부터 전송된 순방향 FER(Frame Error RAte)를 복구한다.

상기 송신빔제어기(330)는 송신빔의 형성을 제어하기 위한 가중치벡터들을 계산하는데 공통빔용 가중치벡터 계산기(331), 운송빔용 가중치벡터 계산기(333), 공통빔용 전력계산기(335)와 운송빔용 전력계산기(337)등을 구비한다. 본 실시예에서 상기 계산기들은 비록 하드웨어로 도시되었으나, 소프트웨어로도 구현될 수 있음은 물론이다.

상기 송신빔형성기(320)는 공통빔 형성을 하는 공통빔형성기(323)과 M개의단말기들에 대한 각각의 운송빔들을 형성하는 M개의 운송빔형성기들(325) 및 이들로부터 생성된 공통빔과 M개의 운송빔들을 합하여 M개의 순방향 송신빔들을 형성한 후 상기 N개의 RF부들(310) 각각에 대응하여 출력하는 N개의 가산기들(321)을 포함하도록 구성된다.

상기와 같은 구성을 갖는 기지국의 송신빔 형성 동작을 구체적으로 살펴보기로 한다.

안테나어레이(300)의 N개의 안테나 소자들을 통해 셀 내외의 여러 단말기들로부터 수신된 RF 신호들은 RF부(310)를 통하여 기저대역 디지털 수신신호로 변환되어 상기 수신빔형성기(360)과 상기 운송빔용 가중치벡터 계산기(333)로 입력된다. 상기 운송빔용 가중치벡터 계산기(333)는 상기 각 RF부(310)로부터의 기저대역 디지털 수신신호와 상기 기지국모뎀수신부(370)로부터 출력되는 각를 입력받아 상기에 기재한 방법에 따라 각 순방향 송신공분산 행렬들을 계산한다. 전용파일럿 채널의 제공되지 않는 경우에는 상기 수학식 10을 또는 전용파일럿 채널이 제공되는 경우에는 상기 수학식 13을 선택하여 각 단말기들에 대한 최적의 운송빔용 가중치벡터들을 실시간으로 계산하여 대응하는 각 운송빔 형성기(325)로 출력한다.

상기 운송빙용 전력계산기(337)는 순방향 전력제어비트들을 상기 기지국 모뎀수신부(370)으로부터 입력받아 각 단말기들에 대한 운송빔용 전력들을 계산하여 상기 각 운송채널신호 발생기들(350)로 출력한다. 상기 각 운송채널신호 발생기(350)에서는 단위크기를 갖는 각 운송채널신호들에 각 운송빔용 전력들의 자승근을 곱해 얻어지는 운송채널신호들을 대응하는 각 운송빔 형성기(325)로 출력한다.

상기 운송빔 형성기(325)에서는 후술하는 바와 같이 각 단말기들에 대한 최적의 운송빔용 가중치벡터들과 운송채널신호 들을 곱하여 운송빔을 형성하여, 상기 안테나 어레이(300)의 상기 N개의 안테나 소자들에 대응하도록 상기 각 가산기(321)로 출력한다.

공통빔에 대한 가중치벡터는 상기 공통빔용 가중치벡터 계산기(331)과 공통빔용 전력계산기(335)에 의해 결정된다. 상기 공통빔용 가중치벡터 계산기(331)는 셀 또는 섹터를 커버할 수 있는 공통빔용 가중치벡터를 미리 계산하여 상기 공통빔 형성기(323)로 출력한다. 한편 공통빔에 대한 전력는 상기 공통빔용 전력계산기(335)에서 미리 계산되어 상기 공통채널신호발생기(340)으로 출력된다. 상기 공통채널신호 발생기(340)에서는 단위크기를 갖는 각 공통채널신호에 공통빔용 전력의 자승근을 곱해 얻어지는 공통채널신호을 공통빔 형성기(323)로 출력한다.

상기 공통빔 형성기(323)에서는 상기 공통채널신호에 상기 공통빔용 가중치벡터를 곱한 후, 상기 안테나 어레이(300)의 상기 N개의 안테나 소자들에 대응하는 각 가산기(321)로 출력한다.

각 가산기들(321)은 공통빔형성기(323)과 각 운송빔형성기들(325)의 출력들을 합하여 기지국 송신신호벡터를 형성한 후 해당하는 각 RF부(310)로 출력한다.는 각 RF부들(310)에서 D/A 변환기, 주파수 상향변환기, 전력증폭기 등을 거쳐 전력증폭된 아날로그 RF 신호로 변환되어 안테나 어레이(300)을 통해 순방향 채널로 셀내의 단말기들에게 전송된다.

도 4는 상기 운송빔용 가중치벡터 계산기(333)의 일 실시예로서 M개의 단말기들(MS_i)(i=1,2,...,M,)에 대한 각 순방향 공분산 행렬들을 역방향 기지국 수신신호벡터로부터 추정하는 방법 및 장치에 대해 도시하고 있다. 이미 기술한 바와 같이 본 실시예처럼 역방향 기지국 수신신호로부터 추정할 수도 있지만 순방향 공분산 행렬은 단말기로부터 직접 피드백을 받거나 그 외 다른 방법에 의해 구할 수도 있다. 또한 상기 운송빔용 가중치벡터 계산기(333)이 비록 도4에서는 하드웨어로만 도시하고 있으나, 소프트웨어로도 구현될 수 있음은 물론이다.

상기 도 4를 참조하면, 운송빔용 가중치벡터 계산기(333)는 M개의 단말기들(MS_i)(i=1,2,...,M,)에 대응하는 각 M개의 순방향 공분산행렬 계산기들(400)과 M개의 최적 가중치벡터 계산기들(420) 및 다른 셀 공분산행렬 추정기(410)를 구비한다. 상기 순방향 공분산행렬 계산기(400) 각각은 역방향 공분산행렬 추정기(401)와 도래각 추정기(403), 빔폭 추정기(405) 및 순방향 공분산행렬 합성기(407)등으로 구성된다.

상기 역방향 공분산행렬 추정기(401)는 상기 기저대역 디지털수신신호벡터를 입력받아 해당 i번째 단말기(MS_i)에 대한 공분산행렬를 먼저 계산하고, 역방향 전력제어비트를 이용하여 단말기 송신전력을 추정한 후 이로부터을 계산하여 상기 도래각 추정기(403)과 빔폭 추정기(405)로 출력한다. 상기 도래각 추정기(403)과 빔폭 추정기(405)는 상기 역방향 공분산행렬 추정값으로부터 도래각 추정치와 빔폭 추정치를 계산하여 순방향 공분산행렬 합성기(407)로 출력한다. 상기 빔폭추정기(405)는 어떤 이유에서든지 FER이 갑자기 커지는 이상상황 발생시 단말기로부터 올라오는 순방향로부터 이를 감지하여 빔폭을 일정량만큼 넓히거나 좁힘으로써 상기 상황에 적절히 대처할 수 있다.

순방향 공분산행렬 합성기(407)에서는 입력된 상기 도래각 추정치과 빔폭 추정치로부터 순방향 공분산행렬 추정치를 합성하여 최적 가중치벡터 계산기(420)로 출력한다. 이때 송수신 주파수 대역이 서로 다른 FDD(Frequency Division Multiplexing) 시스템의 경우, 순방향 공분산행렬 합성기(407)에서 송수신 주파수 차이에 대한 보상이 이루어진다.

다른 셀 공분산행렬 계산기(410)는 기저대역 디지털 수신신호벡터를 입력받아 상기 i번째 단말기(MS_i)에 대한 운송채널신호가 다른 셀 단말기들에 미치는 간섭에 대한 공분산행렬 추정치를 계산하여 최적 가중치벡터 계산기(420)로 출력한다. 상기 역방향 공분산행렬 및 다른 셀 공분산행렬을 추정하는 것은 기존의 공지된 기술을 활용할 수 있으며, 그 일예로 "Performance Anaylisis of CDMA Mobile Communication Systems using Antenna Arrays",B. Suard, A. Naguib, G,Xu, A. Paulraj,Proc ICASSP, 1993에 소개된 방법을 활용할 수도 있다.

최적 가중치벡터 계산기(420)는 상기 순방향 공분산 행렬 계산기(400)로부터의 i번째 단말기(MS_i)에 대한 순방향 공분산행렬 추정값과 다른셀 공분산행렬 계산기로부터의 추정치및 상기 공통빔용 가중치벡터 계산기(331)로부터의 공통빔용 가중치벡터를 입력받아 상기 수학식 10 또는 수학식 13에 따라 최적의 가중치벡터를 계산하여 해당하는 상기 운송빔형성기(325)로 출력한다.

도5는 m번째 단말기(MS_m)에 대한 운송빔형성기(325)를 도시하고 있다. 기지국의 안테나 어레이가 N개의 안테나소자들을 구비한다고 가정할 때, 상기 운송빔형성기(325)는 각 안테나소자들에 대응하는 N개의 복소승산기들(510)을 포함하여 구성된다. m번째 단말기(MS_m)에 대한 운송빔용 가중치벡터는 각 안테나소자들에 대응하여 N개의 요소들로 분리되어 각 복소승산기들(510)에 입력된다. 여기서로 표시될 수 있는데, 이에 대해서는 이미 공지된 기술이므로 상세한 설명은 생략하도록 한다. 상기 복소승산기들(510)에서는 m번째 단말기(MS_m)에 대한 트래픽채널신호와 상기 가중치벡터의 각 요소들이 복소승산(Complex Multiplication)된 후 해당 가산기들(321)로 출력된다.

도5는 비록 m번째 단말기(MS_m)에 대한 운송빔형성기(325)만을 도시하고 있지만 M개의 다른 단말기들에 대한 각가의 운송빔형성기들도 동일한 구성을 가지며, 공통빔형성기(323)도 역시 동일한 구성을 가진다.

도 6와 도7은 4개의 안테나 요소들을 가지고 요소들간 간격이 각 반파장인 기지국 선형 안테나 어레이에서 순방향 송신빔 수가 2개인 경우를 가정하였을 때, 종래 방법에 의해 형성된 순방향 송신빔 패턴과 본 발명에 의해 형성된 순방향 송신빔 패턴을 각각 도시하고 있다. 도6는 이동단말기로부터 기지국에 수신된 신호들로부터 도래각과 빔폭만을 고려하여 순방향 송신빔을 형성하는 경우를 나타내고 있다. 도7은 본 발명에 따라 순방향 송신빔을 형성하는 경우를 나타내고 있다. 실선으로 도시한 순방향 송신빔 610 및 710은 도래각 -40도, 빔폭 20도인 경우이며, 점선으로 도시한 순방향 송신빔 620 및 720은 도래각 0도, 빔폭 20도인 경우를 가정하였다.

상기 도7에 도시된 순방향 송신빔 패턴이 상기 도6에 도시된 순방향 송신빔 패턴에 비해 송신각도 이외의 범위에서 약 3~4dB정도 간섭이 줄어드는 것을 알 수 있다. 즉, 본 발명에 의해 순방향 송신빔을 형성할 경우, 상기 간섭신호가 감소하는 만큼의 가입자 용량의 증대를 가져올 수 있게 된다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 특히 본 실시예는 스마트 안테나를 구비한 3G CDMA 셀룰러 이동통신 시스템의기지국을 예로 들어 기재하였으나, 타 이동통신 시스템에서도 구현방식이 다소 다르다고 하더라도 본 발명의 범위를 벗어나는 것으로 간주되어서는 안된다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 공통빔과 운송빔간의 위상부정합 및 운송빔이 다른 단말기들에 미치는 간섭의 영향을 최소화하는 최적의 송신빔을 형성할 수 있다. 즉, 성능 좋은 순방향 송신을 성취하고 나아가 이동통신시스템의 용량증대, 통화품질향상, 단말기의 송신전력절약 등의 효과를 발생시킬수 있다.

Claims

복수개의 안테나소자들을 구비한 안테나 어레이로부터 이동단말기로 전송할 운송채널신호에 대한 운송빔을 형성하기 위한 기지국의 운송빔 형성제어장치에 있어서,

상기 이동단말기에 수신되는 공통채널신호와 상기 운송채널신호 사이의 위상부정합을 최소화하면서 상기 이동단말기에 대한 운송빔이 다른 단말기들에 미치는 간섭을 최소화하도록 상기 운송빔의 가중치 벡터의 방향을 정하는 운송빔용 가중치벡터계산기와

상기 가중치벡터계산기로부터 계산된 방향을 가지는 상기 가중치벡터를 상기 운송채널신호에 인가하여 상기 운송빔의 형성을 제어하는 운송빔형성기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제1항에 있어서,

상기 운송빔 형성제어장치는 상기 이동단말기로부터 수신된 순방향 전력제어 정보에 따라 상기 운송빔의 가중치 벡터의 크기를 정하는 전력계산기를 더 구비함을 특징으로 하는 장치
제2항에 있어서,

상기 운송빔 형성제어장치는 상기 운송빔의 가중치 벡터의 크기를 단위 크기를 갖는 운송채널신호에 인가하여 상기 운송채널신호를 형성하는 운송채널신호 발생기를 더 구비함을 특징으로 하는 장치
제1항에 있어서,

상기 가중치벡터계산기는 상기 이동단말기에 대한 순방향 공분산행렬 추정값을 계산하는 제1 순방향 공분산행렬계산기와 다른 이동단말기들에 대한 순방향 공분산행렬 추정값을 계산하는 제2 순방향 공분산행렬 계산기와, 상기 순방향 공분산행렬 추정값들과 소정의 공통빔에 대한 가중치벡터로부터 상기 운송빔의 가중치벡터의 방향을 계산하기 위한 최적가중치벡터 계산기를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 장치
제3항에 있어서,

상기 제1 순방향 공분산행렬 계산기는 역방향 공분산행렬 추정기와 도래각 추정기와 빔폭 추정기 및 순방향 공분산행렬 합성기등으로 구성됨을 특징으로 하는 장치
제 1항에 있어서,

상기 운송빔용 가중치벡터계산기는 상기 운송채널신호의 전력을 상기 공통채널신호에 대해 인-페이즈인 전력성분과 쿼드러쳐-페이즈인 전력성분으로 구분하고, 상기 인-페이즈인 전력성분은 최대화하고, 상기 쿼드러쳐-페이즈인 전력성분은 최소화하여 상기 공통채널신호와 상기 운송채널신호 사이의 위상부정합을 최소화함을 특징으로 하는 장치
제 6항에 있어서,

상기 인-페이즈인 전력성분은 상기 기지국으로부터 상기 이동단말기로 수신되는 파일럿채널 신호에 위상정합되는 성분이며, 상기 쿼드러쳐-페이즈인 전력성분은 상기 파일럿채널 신호에 위상정합되지 않는 성분임을 특징으로 하는 장치.
안테나 어레이를 구비하는 기지국 장치에서 이동단말기로 전송하기 위한 운송빔을 형성하는 방법에 있어서,

공통채널신호와 운송채널신호 사이의 위상부정합을 최소화하면서 상기 운송채널신호의 다른 이동단말기들에 대한 간섭을 최소화하기 위한 상기 운송빔에 대한 가중치벡터의 방향을 계산하는 과정과,

상기 계산된 방향을 가지는 가중치벡터를 상기 운송채널신호에 인가하여 상기 운송빔을 형성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제8항에 있어서,

상기 위상부정합을 최소화하는 상기 가중치벡터의 방향을 계산하는 과정은, 상기 운송채널신호의 전력을 상기 공통채널신호에 대해 인-페이즈인 전력성분과 쿼드러쳐-페이즈인 전력성분으로 구분하고, 상기 인-페이즈인 전력성분은 최대화하고, 상기 쿼드러쳐-페이즈인 전력성분은 최소화하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 방법.
제 9항에 있어서,

상기 인-페이즈인 전력성분은 상기 기지국으로부터 상기 이동단말기로 수신되는 파일럿 채널 신호에 위상정합되는 성분이며, 상기 쿼드러쳐 -페이즈인 전력성분은 파일럿 채널신호에 위상이 정합되지 않는 성분임을 특징으로 하는 방법.
제8항에 있어서,

상기 운송빔에 대한 가중치벡터의 방향을 계산하는 과정은 순방향 빔형성을위한 신호대 간섭 및 잡음 비(Signal to Interferance plus Noise Ratio: SINR)를 하기 수학식과 같이 정의하고 상기 SINR을 최대화하는 운송빔에 대한 가중치벡터를 구함으로써 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서 상기는 상기 공통채널신호에 대해 인-페이즈인 성분전력이며,는 상기 공통채널신호에 대해 쿼드러쳐-페이즈인 성분전력임.는 상기 기지국에 의해 서비스되는 셀 내에 위치한 다른 단말기들에 대한 상기 운송채널신호에 의한 간섭전력이며,는 상기 셀 외부에 위치한 다른 단말기들에 대한 상기 운송채널신호에 의한 간섭전력임.
제11항에 있어서,

상기 SINR을 최대화하는 운송빔에 대한 가중치벡터의 방향은 하기 수학식에 의해 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서 상기은 상기 이동단말기에 대한 운송빔의 최적가중치벡터이고, 상기 M은 상기 기지국이 서비스 중인 이동단말기들의 수를 나타내며, 상기는 상기 기지국으로부터 서비스를 받는 M개의 이동단말기들 중 i번째 단말기에 대한 송신공분산 행렬이고, 상기는 상기 기지국외의 다른 기지국으로부터 서비스를 받는 단말기들에 대한 간섭공분산행렬값이며, 상기는 공통빔 가중치벡터임.
제8항에 있어서,

상기 운송빔의 가중치벡터의 크기는 상기 이동단말기로부터 수신된 순방향 전력제어 정보로부터 계산하는 것을 특징으로 하는 방법.
안테나 어레이를 구비하는 기지국 장치에서 이동단말기로 전송하기 위한 운송빔을 형성하는 방법에 있어서,

전용파일럿 채널이 제공되는 경우에는 상기 이동단말기에 대한 운송채널신호가 다른 이동단말기에 대해 미치는 간섭을 최소화하기 위한 상기 운송빔에 대한 가중치벡터의 방향을 계산하는 과정과,

상기 계산된 방향을 가지는 가중치벡터를 상기 운송채널신호에 인가하여 상기 운송빔을 형성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제14항에 있어서,

상기 운송빔에 대한 가중치벡터의 방향을 계산하는 과정은 순방향 빔형성을 위한 신호대 간섭 및 잡음 비(Signal to Interferance plus Noise Ratio: SINR) 을 하기 수학식과 같이 정의하고 상기 SINR을 최대화하는 운송빔에 대한 가중치벡터를 구함으로써 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.

여기서 상기는 상기 운송채널신호전력이며,는 상기 기지국에 의해 서비스되는 셀 내에 위치한 다른 단말기들에 대한 상기 운송채널신호에 의한 간섭전력이고,는 상기 셀 외부에 위치한 다른 단말기들에 대한 상기 운송채널신호에 의한 간섭전력임.
제15항에 있어서,

상기 SINR을 최대화하는 운송빔에 대한 가중치벡터의 방향은 하기 수학식에의해 산출되는 것을 특징으로 하는 방법.

Principal Eigenvector of

여기서 상기은 상기 이동단말기에 대한 운송빔의 최적가중치벡터이고, 상기 M은 상기 기지국이 서비스 중인 이동단말기들의 수를 나타내며, 상기는 상기 기지국으로부터 서비스를 받는 M개의 이동단말기들 중 i번째 단말기에 대한 송신공분산 행렬이고, 상기는 상기 기지국외의 다른 기지국으로부터 서비스를 받는 단말기들에 대한 간섭공분산행렬값임.
제14항에 있어서,

상기 운송빔의 가중치벡터의 크기는 상기 이동단말기로부터 수신된 순방향 전력제어 정보로부터 계산하는 것을 특징으로 하는 방법.