WO1998009361A1 - Source d'alimentation electrique - Google Patents

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overcurrent
transistor
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Hiroyuki Fujita
Koichi Inoue
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Rohm Co., Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to a power supply device having a function of detecting overdischarge and overcurrent of a lithium ion battery or the like, promoting overdischarge and preventing overcurrent discharge.
  • the lithium-ion power supply has a built-in protection IC called a lithium-ion power supply monitoring IC (integrated circuit) for stable operation, and external protection is used for overdischarge detection and overcurrent detection. A delay circuit is added to prevent noise.
  • a lithium-ion power supply monitoring IC integrated circuit
  • FIG. 7 shows a block diagram of the main parts of a conventional lithium-ion power supply (called a “battery pack”).
  • 1 is a lithium-ion power supply consisting of one or more lithium-ion batteries
  • 2 is a discharge control FET (field effect transistor)
  • 3 is an FET control circuit
  • 5 is a first delay circuit
  • 7 is a second delay Circuit
  • 8 is an OR circuit
  • 9 is a positive output terminal
  • 10 is a negative output terminal
  • 11 is an external load connected to terminals 9 and 10.
  • a power supply monitoring circuit for overdischarge detection is composed of a comparator monitoring the voltage of the lithium ion ⁇ 1, its voltage falls below a predetermined voltage V ref l, becomes a high-level output, this
  • the output is input to the OR circuit 8 via the first delay circuit 5 after a lapse of a predetermined time T1.
  • the OR circuit 8 outputs an OFF signal to the FET control circuit 3 (the output of the OR circuit 8 goes high). Then, when the OFF signal is input to the FET control circuit 3, the discharge control FET 2 is turned off, so that the discharge control FET 2 becomes 0 FF, preventing the lithium ion compress source 1 from promoting overdischarge.
  • Reference numeral 6 denotes a power supply monitoring circuit for detecting an overcurrent, which monitors a current flow from the lithium-ion power supply 1 by detecting a voltage due to the ON resistance of the discharge control FET 2, and monitors the voltage at a predetermined voltage V ref 2. Above this, the output becomes high level, Output via the second delay circuit 7, after a predetermined time T 2 has elapsed, from the OR circuit 8 c In response to this input to the OR circuit 8 outputs an OFF signal to the FET control circuit 3 (OR circuit 8 The output goes high), and the discharge control FET 2 is turned off by the FET control circuit 3 to prevent overcurrent discharge of the lithium ion power supply 1.
  • the delay time T 1 in the delay circuit 5 needs to be longer than the delay time T 2 in the second delay circuit 7.
  • the delay time at the time of overdischarge detection is different from the delay time at the time of overcurrent detection. Therefore, in the related art, a delay circuit for overdischarge detection and a delay circuit for overcurrent detection have two The cost was reduced by providing two delay circuits. In addition, since a capacitor is included as a component of the delay circuit, in the related art in which two delay circuits are provided, the area of the IC chip and the area of the substrate on which the IC chip is mounted are large, and accordingly, Limiting the size of the lithium-ion battery has reduced its compressible capacity.
  • the delay time in the delay circuit varies due to variations in the capacitance of the capacitor, etc., so the relationship between the original delay times in the two delay circuits is reversed, and overdischarge and overcurrent cannot be accurately detected. there is a possibility. Disclosure of the invention
  • a lithium ion power supply device having a lithium ion compress source composed of a lithium ion battery, an overdischarge detection circuit for detecting overdischarge of a lithium ion power supply, and an overcurrent detection circuit for detecting overcurrent
  • a delay circuit with a variable delay time is provided as an overdischarge detection circuit and a delay circuit added to prevent malfunction of the overcurrent detection circuit due to external noise.
  • FIG. 1 is a block diagram of a lithium ion power supply device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a configuration of a delay circuit in the lithium ion power supply device.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration example in which a part of the delay circuit shown in FIG. 2 is modified.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a difference in delay time between when overdischarge is detected and when overcurrent is detected.
  • FIG. 6 is a diagram showing a power supply monitoring circuit in the lithium ion power supply device of the present invention;
  • FIG. 6 is a diagram showing another configuration example of the power supply monitoring circuit in the lithium ion power supply device of the present invention;
  • FIG. 7 is a block diagram of a conventional lithium ion power supply. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a block diagram of a main part of a lithium-ion power supply device according to an embodiment of the present invention, and the same parts as those in the prior art in FIG. I do.
  • the FET control circuit 3 inputs the output of the delay circuit 101, but if the output of the delay circuit 101 is not present (low level), the discharge control FET 2 is set to ⁇ N and the delay circuit 10 When the output of 1 is an OFF signal (high level), the discharge control FET 2 is set to 0FF.
  • 10 1 is a delay circuit that can switch the delay time between two types, T l and ⁇ 2 ( ⁇ 1> ⁇ 2), and outputs the output of the OR circuit 8 as the first input signal S, the as an input signal S 2 output from the second power source monitoring circuit 6, and inputs respectively.
  • the delay circuit 101 does not operate when the first input signal St is at a low level, and the output is at a low level. Therefore, when neither overdischarge nor overcurrent is detected by the first and second power supply K visual circuits 4 and 6, the discharge control FET 2 becomes 0 N and the external load 11 is driven when it is in a normal state. Be done
  • the second input signal S 2 is a mouth first level, that is, when the overcurrent is not detected, the delay time T 1, and the second input signal S 2 is a high level, one or is, When an overcurrent is detected, the delay time is T2.
  • the discharge control F ⁇ ⁇ 2 becomes 0FF after one of the delay times Tl and ⁇ 2 has elapsed, Overcurrent discharge is prevented, and the delay time when overdischarge is detected is longer than the delay time when overcurrent is detected, so that overdischarge and overcurrent can be accurately detected.
  • FIG. 2 shows a specific configuration example of the delay circuit 101.
  • 21 is the first input terminal
  • 22 is the second input terminal
  • CC1, CC2, CC3, and CC4 are the currents I1, 12, 13, and 1 4 (1 3> 1 4)
  • Ql, Q2, and Q6 are PNP transistors
  • Q3, Q4, and Q5 are NPN transistors
  • SW SW2 and SW3 are switch circuits
  • K SW is The switching circuit
  • Rl and R2 are resistors
  • C is a capacitor
  • CV is a constant compression source.
  • the transistors Ql and Q2 form a differential pair, and the emitter is connected to the constant current source CC2 via the switch circuit SW2.
  • the base of the transistor Q1 is connected to a connection point a between the constant current source CC1 and the capacitor C via the switch circuit SW1.
  • the other end of capacitor C is connected to ground.
  • the base of the transistor Q2 is connected to a connection point b between the two constant current sources C C3 and C C4 and the resistor R 1 via the switch circuit SW3 and the switching circuit K SW.
  • the other end of resistor R1 is connected to ground.
  • the collector of transistor Q1 is connected to the collector and base of input transistor Q3 of the current mirror circuit.
  • the collector of the transistor Q2 is connected to the collector of the output transistor Q4 of the current mirror circuit.
  • the emitters of transistors Q3 and Q4 are connected to ground.
  • the transistors Q and Q2 become operable when the switch SW2 is turned on and the emitters of the transistors Ql and Q2 are connected to the constant current source CC2, and the operation is differential amplification. .
  • the base of transistor Q5 is connected to junction c between the collectors of transistors Q2 and Q4.
  • a constant compressing source CV is connected to the collector of the transistor Q5 via a resistor R2.
  • the emitter of transistor Q5 is connected to ground.
  • the base of the transistor Q6 is connected to a connection point d between the resistor R2 and the collector of the transistor Q5, and a constant voltage source CV is connected to the emitter.
  • the collector of the transistor Q6 becomes the output terminal of the delay circuit 101.
  • the current output to this collector was converted to a voltage by a current / voltage conversion circuit (not shown). Thereafter, it is given to the FET control circuit 3.
  • the FET control circuit may be driven in the form of electric current without providing the compress / compress conversion circuit.
  • Transistors Q5, Q6 and resistor R2 form an output circuit connected to the collector of transistor Q2.
  • the first input signal S which is the input of the delay circuit 1 0 1)
  • the second input signal S 2 is first input terminal 2 1, respectively, inputted from the second input terminal 22.
  • the switch circuits SW1, SW2, and SW3 are supplied with the first input signal S from the first input terminal 21.
  • the switch circuits SW1, SW2, and SW3 are switched.
  • SW1, SW2, and SW3 are turned on.
  • the switching sweep rate pitch K SW is given a second input signal S 2 from the second input terminals 22, the switching sweep rate Tutsi K SW, the second input S 2 is a mouth first level Switches to the constant current source CC3 side, and switches to the constant current source CC4 side when the second input is at a high level.
  • the second input signal S 2 is the overcurrent detection signal from the second power supply monitoring circuit 106, but this second input signal S 2 is used as the overdischarge detection signal of the first power supply monitoring circuit 104. It can also be. However, in the latter case, the switch K SW is switched to the constant current source CC 4 when the second input signal S 2 is at the one-level level, and the switch K SW is switched when the second input signal S 2 is at the high level. Switch to the constant current source CC 3 side.
  • the delay circuit 101 operates only while overdischarge or overcurrent is detected, and when the base voltage of the transistor Q1 exceeds the base voltage of the transistor Q2, the transistor The output that appears at the collector of Q6 The base voltage of transistor Q2 rises sharply, while the base voltage of transistor Q1 rises gradually over time due to the action of capacitor C. However, a delay time will occur. This delay time can be changed by changing the base voltage of transistor Q2.
  • the over-discharge detection time is higher than the over-current detection time, and therefore the delay time at the over-discharge detection time is longer than the delay time at the over-current detection time. See Figure 4).
  • t0 indicates a point in time when overdischarge or overcurrent is detected.
  • T2 is the delay time when overcurrent is detected, and T1 is the time when overdischarge is detected. Delay time.
  • I 4 XR 1 is set to 2.3 V
  • I 3 xR 1 is set to 3.5 V. This makes T 1 longer than T 2 by about 1 Oms.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and may be applied to a lithium ion pack source in which a charge control FET is inserted between the release control FET 2 and the output terminal 10. I do not care.
  • the connection of the constant current sources CC3 and CC4 for generating the base voltage of the transistor Q2 in FIG. 2 may be as shown in FIG.
  • the switching switch K SW should be set to ON when the second input signal is at a high level and ON when the second input signal is at a low level.
  • the lithium ion power supply device described above since only one delay circuit can be used, the cost can be reduced, the IC chip area can be reduced, and one delay circuit can be used. Since the delay time for over-discharge detection and the delay time for over-current detection are provided, even if the delay time of the delay circuit varies, the relationship between the two delay times does not reverse, and over-discharge does not occur. However, overcompress can be accurately detected.
  • the power supply monitoring circuit 104 is for overdischarge detection, and the power supply monitoring circuit 106 is for overcurrent detection.
  • These power supply monitoring circuits 104 and 106 can be realized with a configuration similar to the delay circuit in FIG. Therefore, in the power supply monitoring circuit of FIG. 5, the same portions as those of FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • the case where the circuit of FIG. 5 is applied to the Xiangyuan monitoring circuit 106 for detecting overcurrent will be described.
  • the signal SA input to the input terminal 21 indicates that the power supply 200 shown in FIG.
  • the switch SW1 becomes 0N with a delay. If the delay circuit D is not provided, the switches SW1, SW2, and SW3 are turned on at the same time. If it is earlier than the rise of the base flame pressure, an output is generated from the transistor Q6, which is equivalent to detecting an overcurrent state.
  • the constant current sources CC1 and CC3 are directly connected to the bases of transistors Q1 and Q2, and only switch SW2 is controlled by input signal SA.
  • the delay circuit D may not be provided.
  • the constant current sources C C1 and C C3 constantly supply the compresses I 1 and 13 of about several A. This is not preferable because the current consumption is increased and the overdischarge state progresses to deteriorate the characteristics of the battery pack.
  • the overcurrent detection signal is not output from the collector of the transistor Q6, but the signal SB is not output.
  • the transistor Q 6 is turned on and an overcurrent detection signal is output.
  • This overcurrent detection signal is supplied to the above-described delay circuit 101 (FIG. 2).
  • the case where the circuit of FIG. 5 is applied to the power supply monitoring circuit 106 for overcurrent detection has been described above, but the circuit of FIG. 5 can also be applied to the power supply monitoring circuit 104 for overdischarge detection.
  • FIG. 6 shows another configuration example of a power supply monitoring circuit which replaces the circuit of FIG. 5, in which CC is a current source for outputting a current I, Q7 to Q10 have bases connected to each other, and an emitter is It is a PNP transistor connected to the DC compress source CV. C is delay condensation It is sa.
  • CC is a current source for outputting a current I, Q7 to Q10 have bases connected to each other, and an emitter is It is a PNP transistor connected to the DC compress source CV.
  • C is delay condensation It is sa.
  • the same parts as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
  • transistors Q 8, Q 9, and Q 10 each constitute a current mirror circuit with transistor Q 7 .
  • Transistor Q 7 is on the input side, and transistors Q 8, Q 9, and Q 10 Is the output side.
  • One end of a capacitor C is connected to the collector of the transistor Q8, and the connection point is connected to the base of the transistor Q1.
  • the other end of capacitor C is connected to ground.
  • a resistor R 1 is connected to the collector of the transistor Q 10, and the base of the transistor Q 2 is connected to this connection point. Further, the emitters of the transistors 1 and Q 2 are connected to the collector of the transistor Q 9.
  • the constant current source CC is turned on by the control signal ⁇ ⁇ indicating that overdischarge is detected or the current I is drawn from the input side of the current mirror circuit. Flows out at the same time, and the base voltage of the transistors Ql and Q2 rises. When the capacitance of the capacitor C is C, the base voltage of the transistor Q1 rises with a slope I / C.
  • the relationship between the rise of the base voltage of each of the transistors Ql and Q2 is that if the capacitance of the capacitor C is appropriately selected, the initial state is always secured even if the compress is not supplied in advance, It does not cause a malfunction of the monitoring circuit.
  • the base voltage of the transistor Q 1 rises with the passage of time, and the time required to exceed the base compress of the transistor Q 2 is the delay time of the power supply monitoring circuit.
  • the initial state is determined by delaying the rise of the base voltage instead of supplying the compress in advance, so that a malfunction does not occur and the over-discharge state does not occur.
  • Current consumption can be reduced to about the leakage current (1 ⁇ A or less) to prevent the characteristics of the lithium ion battery pack from deteriorating.
  • Industrial applicability As described above, according to the present invention, since one delay circuit can be used, the cost of the power supply circuit can be reduced, and the IC chip area can be reduced. Even if the delay time of the delay circuit varies due to the provision of the delay time for detecting the overdischarge and the delay time for detecting the overcurrent, the relationship between the two delay times does not reverse.
  • a power supply device that uses a rechargeable battery as a power source, especially for a lithium-ion power supply composed of a lithium-ion battery and an overcurrent that detects excessive discharge of a lithium-ion power supply.
  • a lithium ion power supply having a discharge detection circuit and an overcurrent detection circuit for detecting an overcurrent, it is necessary to delay the detection signal differently between the time of overdischarge detection and the time of overcurrent detection. It is suitable for the source apparatus.

Description

明細書
電源装置 技術分野
本発明は、 リチウムイオン電池等の過放電及び過電流を検出し、 過放電促進及 び過電流放電を防止する機能を有する電源装置に関するものである。 背景技術
リチウムイオン電源装置は、 その特性上、 安定動作をさせるためにリチウムィ オン電源監視 I C (集積回路） と呼ばれる保護 I Cを内蔵しており、 保護機能の うちの過放電検出及び過電流検出には外部ノ イズを防ぐために遅延回路が付加さ れている。
従来のリチウムイオン電源装置 （ 「電池パッ ク」 という） の要部ブロッ ク図を 第 7図に示す。 同図において、 1は 1偶または複数個のリチウムイオン電池から なるリチウムイオン電源、 2は放電制御 F E T (電界効果 トランジスタ） 、 3は F E T制御回路、 5は第 1遅延回路、 7は第 2遅延回路、 8は O R回路、 9はポ ジティ ブ出力端子、 1 0 ネガティ ブ出力端子、 1 1は端子 9、 1 0に接統され た外部負荷である。
4はコンパレータで構成された過放電検出用の電源監視回路であり、 リチウム イオン罨源 1の電圧を監視しており、 その電圧が所定電圧 Vref l以下になると、 ハイ レベルの出力となり、 この出力は第 1遅延回路 5を介して、 所定時間 T 1経 過後、 OR回路 8へ入力される。 これを受けて OR回路 8からは F ET制御回路 3へ O F F信号が出力される （OR回路 8の出力がハイ レベルとなる） 。 そして、 F E T制御回路 3は O F F信号を入力すると、 放電制御 F E T 2を O F Fさせる ようになっているので、 放電制御 F E T 2が 0 F Fとなり、 リチウムイオン罨源 1 の過放電促進が防止される。
6は過電流検出用の電源監視回路であり、 リチウムイオン電源 1から流れる電 流量を、 放電制御 F E T 2の ON抵抗による電圧を検出することにより監視して おり、 その電圧が所定電圧 Vref 2以上になると、 ハイ レベルの出力となり、 この 出力は第 2遅延回路 7を介して、 所定時間 T 2経過後、 O R回路 8へ入力される c これを受けて O R回路 8からは F E T制御回路 3へ O F F信号が出力され （O R 回路 8の出力がハイ レベルとなり） 、 F E T制御回路 3により放電制御 F E T 2 が O F Fされ、 リチウムイオン電源 1 の過電流放電が防止される。
過電流が発生した場合、 リチウムィオン電源 1の内部ィ ンピーダンスが変化し て リチウムイオン電源 1 の電圧が低下し、 過放電の状態であると誤判定してしま う可能性があるので、 第 1遅延回路 5での遅延時間 T 1 を、 第 2遅延回路 7での 遅延時間 T 2よりも長く しておく 必要がある。
このように、 過放電検出時の遅延時間と、 過電流検出時の遅延時間とが異なる ので、 従来技術においては、 過放電検出用の遅延回路と過電流検出用の遅延回路 というように、 2つの遅延回路を設けているために、 コス ト髙になっていた。 し かも、 遅延回路の構成要素と してコンデンサが含まれていることから、 2つの遅 延回路を設けた従来技術では I Cチップ面積及びそれを登載する基板の面積が增 大し、 その分、 リチウムイオン電池の大きさを制限することになつて、 その罨源 容量を低下させてしまっていた。
また、 コンデンサの容量のばらつきなどにより、 遅延回路における遅延時間は ばらつくので、 2つの遅延回路における本来あるべき遅延時間の関係が逆転して しまい、 過放電、 過電流を正確に検出することができない可能性がある。 発明の開示
本発明では、 リチウムイオン電池からなるリチウムイオン罨源と、 リチウムィ オン電源の過放電を検出する過放電検出回路、 及び、 過電流を検出する過電流検 出回路を有するリチウムイオン電源装置において、 前記過放電検出回路及び過電 流検出回路の外部ノイズによる誤動作を防止するために付加される遅延回路とし て遅延時間が可変する遅延回路を設けている。 図面の簡単な説明
第 1 図は本発明の実施形態であるリチウムイオン電源装置のブロッ ク図であり、 第 2図はそのリチウムイオン電源装置における遅延回路の一構成例を示す図、 第 3図は第 2図の遅延回路の一部を変形した構成例を示す図、 第 4図は過放電検出時と過電流検出時の遅延時間の相違を説明する図、 第 5図は本発明のリチウムイオン電源装匱における電源監視回路を示す図、 第 6図は本発明のリチウムイオン電源装置における電源監視回路の他の構成例 を示す図、
第 7図は従来のリチウムィオン電源装置のプロッ ク図である。 発明を実施するための最良の形態
以下に、 本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。 第 1 図は本発明の 一実施形態であるリチウムィオン電源装置の要部プロッ ク図であって、 第 7図の 従来技術と同一部分には同一符号を付してそれらの説明を省■§する。
F E T制御回路 3は、 遅延回路 1 0 1 の出力を入力するが、 遅延回路 1 0 1 の 出力がない （ローレベルである） 場合は、 放電制御 F E T 2を◦ Nにし、 遅延回 路 1 0 1 の出力が O F F信号 （ハイ レベル） である場合は、 放 ¾制御 F E T 2を 0 F Fにするようになっている。
1 0 1 は遅延時間を T l、 Τ 2 ( Τ 1 > Τ 2 ) の 2種類に切り換え可能な遅延 回路であって、 第 1 入力信号 S ,と して O R回路 8の出力を、 第 2入力信号 S 2と して第 2電源監視回路 6の出力を、 それぞれ入力する。 そして、 この遅延回路 1 0 1 は、 第 1 入力信号 S tがローレベルであるときは動作せず、 出力がローレベル となる。 したがって、 第 1、 第 2電源 K視回路 4 と 6によって過放電も過電流も 検出されず、 正常な状態であるときは、 放窀制御 F E T 2が 0 Nとなり、 外部負 荷 1 1が駆動される
一方、 第 1 入力信号 S tがハイ レベルになると、 第 2入力信号 S 2の状態に応じ て切り替わる遅延時間が経過した後、 遅延回路 1 0 1 の出力はハイ レベルに切り 替わる。 尚、 第 2入力信号 S 2が口一レベルである、 つまり、 過電流が検出されて いないときは、 遅延時間は T 1 となり、 第 2入力信号 S 2がハイ レベルである、 つ ま り、 過電流が検出されているときは、 遅延時間は T 2となる。
したがって、 過放電、 過電流の少なく とも一方が検出されると、 遅延時間 T l、 Τ 2のどちらか一方が経過後に、 放電制御 F Ε Τ 2が 0 F Fとなり、 過放電促進、 過踅流放電が防止されるとともに、 過放電検出時の遅延時間の方が過電流検出時 の遅延時間よりも長く なつており、 過放電、 過電流を正確に検出することができ る。
遅延回路 1 0 1の具体的な構成例を図 2に示す。 同図において、 2 1は第 1入 力端子、 22は第 2入力端子、 C C 1、 C C 2、 C C 3、 C C 4はそれぞれ電流 I 1、 1 2、 1 3、 1 4 ( 1 3〉 1 4 ) を出力する定電流源であって、 Q l、 Q 2、 Q 6は P N P型トランジスタ、 Q 3、 Q4、 Q 5は N P N型トランジスタ、 S W SW2、 SW3はスィ ッチ回路、 K SWは切り換えスィ ッチ回路、 R l、 R 2は抵抗、 Cはコンデンサ、 CVは定罨圧源である。
トランジスタ Q l、 Q 2は差動対を形成しており、 そのェミ ッ タはスィ ッチ回 路 SW2を介して定電流源 C C 2に接統される。 トランジスタ Q 1のべ一スはス ィ ツチ回路 SW 1 を介した定電流源 C C 1 とコンデンサ Cとの接続点 aに接続さ れている。 コンデンサ Cの他端はグラン ドに接続される。 トランジスタ Q 2のべ ースはスィ ツチ回路 SW3及び切り換えスィ ツチ回路 K SWを介して 2つの定電 流源 C C 3、 C C 4と抵抗 R 1 との接铳点 bに接統されている。 抵抗 R 1の他端 はグラン ドに接統されている。 トランジスタ Q 1のコレクタはカレン ト ミラー回 路の入力 トランジスタ Q 3のコレクタとベースに接統されている。 一方、 トラン ジス夕 Q 2のコレクタはカレン ト ミラー回路の出力 トランジスタ Q 4のコレクタ に接続されている。 トランジスタ Q 3、 Q 4のエミ ッ 夕はグラン ドに接続されて いる。 トランジスタ Q し Q 2はスィ ッチ SW2が ONして トランジスタ Q l、 Q 2のェミ ッ タが定電流源 C C 2に接铳されたとき、 動作可能となり、 その動作 は差動増幅である。
トランジスタ Q 5のベースは トランジスタ Q 2、 Q 4のコレクタ同士の接統点 cに接統されている。 トランジスタ Q 5のコレクタには抵抗 R 2を介して定罨圧 源 C Vが接続されている。 トランジスタ Q 5のエミ ッ 夕はグラン ドに接続されて いる。 トランジスタ Q 6のべ一スは抵抗 R 2と トランジスタ Q 5のコレクタとの 接続点 dに接続されており、 ェミ ッタには定電圧源 C Vが接続されている。 この トランジスタ Q 6のコレクタが遅延回路 1 0 1の出力端子となる。 このコレクタ に出力される電流は電流/電圧変換回路 （not shown) によって電圧に変換された 後、 F E T制御回路 3へ与えられる。 尚、 罨流 Ζ罨圧変換回路を設けずに電流の 形で F E T制御回路を駆動してもよい。 トランジスタ Q 5、 Q 6、 抵抗 R 2は ト ランジス夕 Q 2のコレクタに接統された出力回路を構成している。
遅延回路 1 0 1の入力である第 1入力信号 S)、 第 2入力信号 S2はそれぞれ第 1入力端子 2 1、 第 2入力端子 22から入力される。 そして、 スィ ッチ回路 SW 1、 SW2、 SW3には第 1 入力端子 2 1からの第 1入力信号 S,が与えられてお り、 第 1入力信号 S 1がハイ レベルになるとスィ ッチ回路 S W 1、 SW2、 SW3 は ONとなるようになつている。 また、 切り換えスィ ッチ K SWには第 2入力端 子 22からの第 2入力信号 S2が与えられており、 この切り換えスィ ツチ K SWは、 第 2入力 S2が口一レベルであるときは、 定電流源 C C 3側へ切り替わり、 第 2入 力がハイ レベルであるときは、 定電流源 C C 4側へ切り替わるようになつている。 上記の実施形態では、 第 2入力信号 S2は第 2電源監視回路 1 06からの過電流 検出信号と したが、 この第 2入力信号 S2を第 1電源監視回路 1 04の過放電検出 信号とすることもできる。 但し、 後者の場合、 第 2入力信号 S2が口一レベルのと きスィ ツチ K SWを定電流源 C C 4へ切り換え、 第 2入力信号 S2がハイ レベルの と きスィ ッチ K SWを定電流源 C C 3側へ切り換えるようにする。
以上のような構成により、 遅延回路 1 0 1は過放電あるいは過電流を検出して いる間のみ動作し、 トランジスタ Q 1のベース電圧が 卜ランジス夕 Q 2のベース 電圧を越えた時点で、 トランジスタ Q 6のコレクタに出力が現れるわけである力 トランジスタ Q 2のベース電圧が急峻に立ち上がるのに対して、 トランジスタ Q 1 のベース電圧はコンデンサ Cの働きによ り時間の経過とともに徐々に上昇する ので、 遅延時間が生じることになる。 この遅延時間は 卜ランジス夕 Q 2のベース 電圧を変えることによつて変化させることができる。
そして、 トランジスタ Q 2のベース電圧は、 抵抗 R 1の抵抗値を R 1 とすると、 過放電を検出した際は I 3 X R 1、 過電流を検出した際は I 4 X R 1であり、 I 3 > 1 4であることから、 過放電検出時の方が過電流検出時よりも高く、 したが つて、 過放電検出時の遅延時間の方が過電流検出時の遅延時間よりも長く なる （ 第 4図参照） 。 第 4図で t 0は過放電又は過電流を検出した時点を示している。 ま た、 T 2は過電流を検出した場合の遅延時間であり、 T 1は過放電を検出した場 合の遅延時間である。
コンデンサ Cの容量のばらつきがあつたと しても、 過放電検出時、 過電流検出 時のそれぞれの遅延時間は同一方向にばらつく ので、 2つの遅延時間の関係が逆 転することはなく なり、 過放電、 過電流を正確に検出することができる。
例えば、 本実施形態では、 リチウムイオン ¾池を 1個 （リチウムイオン電池 1 個の電圧 3.6 V) 接続した場合において、 I 4 X R 1 を 2. 3 V、 I 3 x R 1 を 3.5 Vとすることにより、 T 1が T 2よ りも 1 Om s程度長く なるようにして いる。
尚、 本発明は、 上述の実施形態に限定されるものではなく、 放罨制御 F E T 2 と出力端子 1 0との間に充電制御用の F E Tが挿入されているようなリチウムィ ォン罨源でも構わない。
また、 遅延回路 1 0 1 については、 第 2図において トランジスタ Q 2のべ一ス 鼋圧を発生させる定電流源 C C 3、 C C 4の接統を第 3図に示すようにしても良 く、 この場合は、 切り換えスィ ッチ K SWを第 2入力信号がハイ レベルであると きは OF F、 ローレベルであるときは ONとなるようにしておけば良い。
以上説明したリチウムイオン ¾源装置によれば、 遅延回路を 1つにすることが できるので、 コス トを低下させることができるとともに、 I Cチップ面積を縮小 することができ、 かつ、 遅延回路 1つで、 過放電検出時の遅延時間と、 過電流検 出時の遅延時間を設けるので、 遅延回路の遅延時間がばらつく と しても、 2つの 遅延時間の関係が逆転することはなく、 過放電、 過罨流を正確に検出することが できる。
次に、 第 1図における電源監視回路 1 04、 1 06の具体的な構成を第 5図を 参照して説明する。 電源監視回路 1 04は過放電検出用であり、 電源監視回路 1 0 6は過電流検出用である。 これらの ¾源監視回路 1 04、 1 06は第 2図の遅 延回路に類似した構成で実現できる。 従って、 第 5図の電源監視回路において、 第 2図と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。 ここで、 第 5図の 回路を過電流検出用の霄源監視回路 1 06に適用した場合について説明する。 入力端子 2 1 に入力される信号 S Aは第 1図の電源装置 200が過電流状態又 は過放電状態からスタンバイ状態 （ス夕ンバイ状態は過罨流又は過放電を検出で きる状態） になると、 生じるもので、 ハイ レベルの信号であるとする。 一方、 入 力端子 3 1 には F ET 2の ON抵抗に生じる電圧 （信号 S B) が入力される。 入力端子 2 1 とスィ ツチ SW 1 との間には遅延回路 Dが設けられている。 この ため、 入力信号 S Aによってスィ ッチ S W 2と S W 3が 0 Nになった後で、 遅れ てスィ ッチ S W 1が 0 Nになる。 もし、 遅延回路 Dが無ければスィ ッチ S W 1、 SW2、 SW3は同時に ONになる害である力 回路素子の特性バラツキ等によ つて トランジスタ Q 1のべ一ス電圧の立ち上がりがトランジスタ Q 2のベース髦 圧の立ち上がりより も早く なると、 トランジスタ Q 6から出力が出て過電流状態 を検出したと同じことになつてしまう。 即ち、 入力端子 3 1へ入力信号 S Bが入 力されていないにも拘らず、 過電流検出出力が出てしまう。 これは明らかに誤動 作である。 しかし、 図示のように遅延回路 Dを設けることにより、 トランジスタ Q 1のベース電圧の立ち上がりが トランジスタ Q 2のベース電圧の立ち上がりよ り も遅れるので、 スタンバイ状態復帰時の誤動作は回避される。
スィ ッチ SW 1 と SW3を削除して定 ¾流源 C C l、 C C 3を トランジスタ Q 1、 Q 2のベースに直結し、 入力信号 S Aによってスィ ッチ S W2のみを制御す るようにすれば、 遅延回路 Dは設けなく てもよい。 し力、し、 このようにすると、 定電流源 C C 1、 C C 3から数 A程度の罨流 I 1、 1 3が常時供給されること になる。 消費電流を多く し、 過放電状態が進行して電池パッ クの特性を劣化させ てしまうので、 好ま しく ない。
スィ ツチ S W 2、 S W 3に続いてスィ ツチ S W 1が 0 Nになったスタンバイ状 態において、 信号 S Bが小さい状態では、 トランジスタ Q 6のコレクタから過鼋 流検出信号は出力されないが、 信号 S Bが所定値以上になると トランジスタ Q 6 が ONして過電流検出信号が出力される。 この過電流検出信号は上述した遅延回 路 1 0 1 (第 2図） に供給される。 以上、 第 5図の回路を過電流検出用の電源監 視回路 1 06に適用した場合について説明したが、 第 5図の回路は過放電検出用 の電源監視回路 1 04にも適用できる。
第 6図は第 5図の回路に代わる電源監視回路の他の構成例であり、 C Cは電流 I を出力する電流源、 Q 7〜Q 1 0はベースが互いに接続され、 ェミ ッタが直流 罨圧源 C Vに接铳された P N P型の トランジスタである。 Cは遅延用のコンデン サである。 その他、 第 5図と同一部分には同一の符号を付している。
第 6図において、 トランジスタ Q 8、 Q 9、 Q 1 0はそれぞれトランジスタ Q 7 とカレン ト ミラ一回路を構成しており、 トランジスタ Q 7が入力側、 トランジ スタ Q 8、 Q 9、 Q 1 0が出力側となっている。 そして、 トランジスタ Q 8のコ レクタにはコンデンサ Cの一端が接続されており、 この接続点には トランジスタ Q 1 のベースが接続されている。 コンデンサ Cの他端はグラン ドに接続されてい る。 また、 トランジスタ Q 1 0のコレクタには抵抗 R 1 が接続されており、 この 接続点には トランジスタ Q 2のベースが接続されている。 また、 トランジスタお 1、 Q 2のェミ ッ タは トランジスタ Q 9のコレクタに接続されている。
そして、 定電流源 C Cは または過放電が検出されたことを示す制御信号 Βにより O Nとなり、 上記カレン ト ミラ一回路の入力側から電流 I を引き出すの で、 コンデンサ C、 抵抗 R 1 に電流 I が同時に流れ出して、 トランジスタ Q l、 Q 2のベース電圧が立ち上がるわけであるが、 トランジスタ Q 1 のベース電圧は、 コンデンサ Cの容量を Cとすると、 傾き I / Cにて立ち上がることになる。
したがって、 トランジスタ Q l、 Q 2それぞれのベース電圧の立ち上がりの関 係は、 コンデンサ Cの容量を適切に選んであれば、 予め罨流を供給しておかなく ても初期状態は常に確保され、 電源監視回路の誤動作を引き起こすことはない。 尚、 トランジスタ Q 1 のベース電圧は時間の経過とともに上昇し統ける力 ト ランジス夕 Q 2のベース罨圧を越えるまでの時間が当該電源監視回路の遅延時間 となる。
また、 上記第 5図、 第 6図において、 外部入力する代わりに、 定電流源 C C 1 の電流値を可変するようにして、 一定時間経過後、 トランジスタ Q l、 Q 2のべ ース電圧の関係が反転するようにしても良い。
上記電源監視回路によれば、 予め罨流を供給するのではなく、 ベース電圧の立 ち上がりを遅らせることにより初期状態を確定しているので、 誤動作を引き起こ さず、 かつ、 過放電状態での消費電流をリーク電流程度 （ 1 〃 A以下） に低減し て、 リチウムィオン電池パッ クの特性が劣化するのを防ぐことができる。 産業上の利用可能性 以上のように本発明は、 遅延回路を 1 つにすることができるので、 窀源回路の コス トを低下させることができるとともに、 I Cチップ面積を縮小することがで き、 かつ、 遅延回路 1 つで、 過放電検出時の遅延時間と過鬵流検出時の遅延時間 を設けることにより遅延回路の遅延時間がばらつく と しても、 2つの遅延時間の 関係が逆転することはなく、 過放電、 過電流を正確に検出することができるので、 充放電電池を電源とする電源装置に有用であり、 特にリチウムイオン電池からな る リチウムイオン電源と、 リチウムイオン電源の過放 ¾を検出する過放電検出回 路と、 過電流を検出する過罨流検出回路とを有するリチウムイオン電源装置のよ う に、 過放電検出時と過電流検出時とで検出信号を異なる時間遅延させる必要の ある電源装置に適している。

Claims

請求の範囲
1 . リチウムイオン電池からなるリチウムイオン電源と、 リチウムイオン電源の 過放電を検出する過放電検出回路と、 過電流を検出する過電流検出回路とを有す る リチウムイオン電源装置において、
前記過放電検出回路及び過電流検出回路の出力を遅延する遅延回路を設け、 こ の遅延回路の遅延時間を過放電検出時と過 ¾流検出時とで異なるようにしたこと を特徴とするリチウムイオン電源装置。
2. 過放電検出時の遅延時間が過電流検出時の遅延時間より長いことを特徴とす る請求項 1 に記載のリチウムイオン電源装置。
3. 以下のものから成る電源装置：
充放電電池から成る電源、
前記電源の電圧を監視して該電圧が所定電圧以下になると過放電検出信号を出 力する第 1 の電源監視回路、
前記電源から出力される電流を監視して該電流が所定電流以上になると過 ¾流 検出信号を出力する第 2の電源監視回路、
前記過放電検出信号と過電流検出信号を遅延するとともに、 遅延時間が過放電 検出時の方が過電流検出時よりも長く なる遅延時間可変型の遅延回路、
前記電源の放電を停止する停止手段、
前記遅延回路の出力に基いて停止手段を制御する制御回路。
4 . 請求項 3の電源装置において、 遅延回路は以下のものから成っている： 差動対を成す P N P型の第 1、 第 2 トランジスタ、
第 2 トランジスタのコレクタに接続された出力回路、
第 1 トランジスタのベースとグラン ド間に接続された遅延用のコンデンサ、 第 1 トランジスタのベースに第 1 スィ ツチを介して接続された第 1 定電流源、 第 1、 第 2 トランジスタのエミ ッ タに第 2スィ ツチを介して接続された第 2定 電流源、
第 2 トランジスタのベースに一端が接統された第 3スィ ツチ、
第 3、 第 4走電流源、
第 3、 第 4定電流源のいずれか一つの出力を第 3スィ ツチの他端に印加する第 4 スィ ッチ、
前記過放電検出信号と過電流検出信号のいずれかの検出信号が入力されると、 第 1、 第 2、 第 3スィ ッチが O Nするように、 その検出信号を第 1、 第 2、 第 3 スィ ッチに導く手段と、
前記過放電検出信号又は過電流検出信号によつて第 4スィ ッチを制御するよう に過放電検出信号又は過電流検出信号を第 4スィ ッチへ導く 手段。
5. 請求項 3の電源装置において、 第 1 又は第 2の電源監視回路は、
差動対を成す P N P型の第 1、 第 2 トランジスタ、
第 2 トランジスタのコレクタに接続された出力回路、
直列接統された第 1定電流源と第 1 抵抗、
直列接統された第 2定電流源と第 2抵抗、
過放電及び過電流検出のスタンバイ信号を入力すると所定時間経過後に第 1 定 電流源から第 1抵抗に電流を供給させる手段、
スタンバイ信号を入力すると第 2定電流源から第 2抵抗に電流を供給させる手 段とから成っており、
前記第 1 トランジス夕のベースが第 1 定電流源と第 1 抵抗との接続点に接統さ れ、 前記第 2 トランジスタのベースが第 2定電流源と第 2抵抗との接続点に接統 されている。
6 . 請求項 3の電源装置において、 第 1 又は第 2の電源監視回路は、
差動対を形成する第 1、 第 2 トランジスタと、
直列接続された第 1定電流源とコンデンサと、
直列接続された第 2定電流源と抵抗と、
過放電検出信号又は過電流検出信号を入力すると第 1 定電流源から前記コンデ ンサに、 第 2定電流源から前記抵抗に、 それぞれ電流を供給させる手段と、 第 2 トランジスタのコレクタに接続された出力手段とから成っており、 第 1 トランジスタのベースが第 I定電流源とコンデンサとの接続点に接铳され、 第 2 トランジスタのベースが第 2定罨流源と抵抗との接統点に接続されている。
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