WO1997008921A1 - Zündschaltung für eine hochdruck-gasentladungslampe - Google Patents

Zündschaltung für eine hochdruck-gasentladungslampe Download PDF

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WO1997008921A1
WO1997008921A1 PCT/EP1996/003397 EP9603397W WO9708921A1 WO 1997008921 A1 WO1997008921 A1 WO 1997008921A1 EP 9603397 W EP9603397 W EP 9603397W WO 9708921 A1 WO9708921 A1 WO 9708921A1
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ignition
lamp
circuit according
controllable switch
ignition circuit
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PCT/EP1996/003397
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English (en)
French (fr)
Inventor
Kai Arbinger
Roman Ploner
Original Assignee
Tridonic Bauelemente Gmbh
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Priority to AT96927655T priority patent/ATE210364T1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/02—Details
    • H05B41/04—Starting switches
    • H05B41/042—Starting switches using semiconductor devices

Definitions

  • the invention relates to an ignition circuit for a high-pressure gas discharge lamp according to the preamble of claim 1.
  • Such an ignition circuit is known for example from DE 31 08 547 C2 and DE 31 08 548 C2.
  • a high-pressure gas discharge lamp or high-pressure metal vapor discharge lamp 4 (hereinafter also referred to as lamp) is connected to the output connections 2 and 2 of the ignition circuit.
  • the ignition circuit has a pulse transformer 5, the secondary winding 6 of which in the live supply line between the lamp 4 and a conventional magnetic ballast 3, e.g. a choke is switched.
  • the series circuit consisting of the secondary winding 6 of the pulse transformer 5 of the lamp 4 is connected in parallel with a series circuit comprising a surge capacitor 7 and an auxiliary ignition capacitor 11, the series capacitor 7 having a series circuit comprising the primary winding 8 of the pulse transformer 5 and a symmetrically switching switching element 9 being connected in parallel.
  • the symmetrically switching switching element 9 can be, for example, a four-layer diode, a triac or a Sidac. The use of a gas spark gap is also conceivable.
  • the symmetrically switching switching element 9 is shown as an example as Sidac.
  • a charging resistor 13 is connected in parallel with the auxiliary ignition capacitor 11.
  • the surge capacitor 7 is charged via the parallel connection of the auxiliary ignition capacitor 11 and the charging resistor 13 until its voltage exceeds the switching voltage of the Sidac 9, so that the Sidac breaks down and becomes low-resistance.
  • the surge capacitor 7 is short-circuited via the primary winding 8 of the pulse transformer 5 and discharges through the primary winding 8.
  • the voltage drop in the primary winding 8 is transformed up in relation to the number of turns of the pulse transformer 5, so that an ignition pulse of approximately 4 KV the lamp 4 is caused.
  • the series resonance circuit consisting of the choke 3 and the auxiliary ignition capacitor 11 is excited to oscillate with its natural frequency (approx.
  • the Sidac 9 blocks with polarity reversal of the current and interrupts the circuit for the series resonant circuit consisting of the choke 3 and auxiliary ignition capacitor 11.
  • the surge capacitor 7 again reaches the switching voltage of the Sidac 9 in the course of the oscillation and switches it through again. This process is repeated in the course of a network half-wave. Due to the close sequence of ignition pulses when the supply voltage is too high, the ignition of even difficult-to-ignite lamps is ensured.
  • the ignition circuit must be designed in accordance with the regulations of the lamp manufacturers in such a way that at least three ignition pulses per network half-wave are generated with a maximum pulse interval of 0.3 ms. Furthermore, the circuit is to be dimensioned such that the phase position of the ignition pulses between 60 ° el and 90 ° el of the positive or negative mains half-wave, which increases in amount, is ensured for reliable lamp ignition.
  • EP 0 381 083 AI and EP 0 314 178 AI of the applicant also describe similar ignition circuits for high-pressure gas discharge lamps.
  • the ignition of lamps with low power is problematic.
  • the prescribed ignition pulse interval can not be maintained or only with difficulty. This is due to the fact that a higher impedance for the inductor 3 is prescribed for lower lamp powers, since the increased impedance of the inductor 3 in conjunction with the surge capacitor 7 and the auxiliary ignition capacitor 11 causes a lower series resonance frequency, so that the distance between the ignition pulses increases becomes.
  • the phase range from 60 ° el - 90 ° el of the positive network half-wave or from 240 ° el - 270 ° el of the negative network half-wave for the generation of the ignition pulses over the entire range in which the mains voltage may fluctuate, ie between 198V and 264V.
  • the phase areas at the edge areas of these line voltage fluctuation areas are not observed as prescribed. This is made even more difficult if the mains voltage frequency is not only 50 Hz, but - as in the USA - is 60 Hz.
  • Free time of the switching element 9 can be kept as short as possible. In the known and previously described ignition circuits, however, a short release time is only possible to a limited extent, since the ignition circuit with the surge capacitor 7 and the switching element 9 and the primary winding 8 of the pulse transformer 5 is always on
  • Charging resistor 13 (see. Fig. 10) is supplied. The generation of a high
  • the number of firing pulses is therefore limited in the known circuits. This is especially true when the ignition circuit is to be used to ignite low power lamps.
  • the invention is therefore based on the object of avoiding the disadvantages described above and, in particular, of specifying an ignition circuit which ensures the generation of a sufficiently high level.
  • the ignition circuit according to the invention has a controllable switching element, which in series with the parallel circuit comprising the surge capacitor on the one hand and the primary winding of the pulse transformer and the switching element on the other is switched.
  • the release time of the switching element which is, for example, a four-layer diode, a triac, a Sidac, a gas spark gap or a transistor controlled in a rectifier bridge, can be significantly reduced.
  • the controllable switch can be designed as a single-pole switch, which switches off for a predetermined time immediately after the switching element breaks through in the ignition circuit, i.e. is opened so that the current in the resonant circuit consisting of the surge capacitor, the switching element and the primary winding of the pulse transformer can swing out safely and quickly.
  • the controlled switch can be a two-pole switch, i.e. be designed as a changeover switch, the parallel circuit comprising surge capacitor, primary winding and switching element being connected to the AC voltage source in the one position, and after the breakdown of the switching element in the second position, the parallel circuit is short-circuited and / or separated from the AC voltage source by the surge capacitor unloaded at an accelerated rate. This ensures that the controllable switch can lock quickly and reliably, which enables short ignition pulse intervals.
  • the function of the ignition circuit according to the invention is as follows:
  • the controllable switch is initially in the state which separates the parallel circuit comprising the surge capacitor, primary winding and switching element from the AC voltage source. In the case of a single pole switch, this means that the switch is open. If the AC voltage supplied by the AC voltage source is in the required phase range 60 ° el - 90 ° el of the positive or negative network half-wave, which increases in amount, i.e.
  • the controllable switch is switched to a second state in which the aforementioned parallel connection is connected to the AC voltage source, so that the surge capacitor of the parallel circuit can be charged by the energy supplied by the AC voltage source.
  • the controllable switch is switched back to the original first state, and preferably as long as the switching element's release time requires, for example 80 ⁇ s. After this predetermined time interval, the switch is switched back to the second state, so that a renewed ignition pulse can be generated.
  • a short-circuit fuse for example a PTC resistor, can be connected in series with the charging capacitor in order to avoid thermal overloading of the ignition circuit in the event of a short circuit in each switching element.
  • a control circuit is preferably used, which in particular as a customer-specific integrated circuit, i.e. can be designed as a so-called ASIC.
  • the ASIC can contain a counter for timing the controllable switch.
  • the ASIC can have an ignition pulse detection device for detecting an ignition pulse. The presence of a lamp ignition detection device in the ASIC is particularly advantageous, so that not only the occurrence of an ignition pulse can be detected, but also the state when the lamp itself has become conductive, i.e. when a gas discharge gap has formed in the lamp.
  • the controllable switch which can be, for example, a bipolar transistor, a field effect transistor or a simple relay, can be permanently opened or closed in the first or second state by the control circuit (ASIC) or in the case of a single-pole switch getting closed.
  • ASIC control circuit
  • Fig. 2 shows a second embodiment of this invention
  • Fig. 3 shows a third embodiment of this invention
  • Fig. 4 is a detailed view of the inventive control circuit
  • Fig. 5 - 7 is a time chart in the ignition pulse generation by the inventive ignition circuit.
  • Fig. La shows a first embodiment of the ignition circuit according to the invention.
  • the ignition circuit shown in FIG. La also has a choke 3 serving as a magnetic ballast, a pulse transformer 5, the secondary winding 6 of which is connected in series with the choke 3 and the high-pressure gas discharge lamp 4, and the latter Primary winding 8 is connected in series with a switching element 9, and a surge capacitor 7, the surge capacitor 7 on the one hand and the series circuit comprising the primary winding 8 and the switching element 9 on the other hand forming a parallel circuit, which in turn is in series with a charging resistor 13 and a controllable switch 10 is switched. Even if the symmetrically switching switching element 9 is shown in Fig.
  • the controllable switch 10 is preferably a bipolar transistor or field effect transistor controlled in a rectifier bridge. Furthermore, an auxiliary ignition capacitor 11 and a control circuit 12 are provided, which serve to control the controllable switch 10.
  • the control circuit 12 controls the controllable switch 10 as a function of the occurrence of an ignition pulse for the high-pressure gas discharge lamp 4, an ignition pulse being detected by a correspondingly available ignition pulse detection 15, which is connected to the pulse transformer 5 by a special winding 14.
  • an ignition pulse can also be derived elsewhere in the circuit.
  • Fig. Lb shows a detailed view of the ignition circuit according to the invention shown in Fig. La as a basic circuit diagram.
  • controllable Switch according to this embodiment is designed as a single-pole switch that can be switched between an open and a closed position.
  • a PTC resistor 16 is connected in order to avoid a thermal overload of the ignition circuit in the event of a short circuit in the Sidac 9 or the controllable switch 10. If only the low-resistance resistor 13 were present, the controllable switch 10 could be destroyed in the event of a short circuit. This is prevented by the PTC thermistor 16, since the resistance value of the PTC thermistor 16 increases with increasing heating.
  • the control circuit 12 is designed as a customer-specific integrated circuit (ASIC or PAL), the voltage supply of the control circuit 12 at the inputs Vcc and Vdd being ensured via an input series resistor 17, a rectifier 21 and an input zener diode 24 and a supply capacitor 25.
  • the ignition pulse detection 15 shown in FIG. 1 a is integrated in the control circuit 12 in the circuit shown in FIG. 1 b.
  • the ignition of the lamp is monitored in the control circuit 12 by means of a Zener diode 22 and a front resistor 18, ie lamp lamp voltage detection is carried out. Via the diode 23 and the series resistor 19, the zero crossing of the mains voltage is detected in the control circuit 12 with each positive mains half-wave.
  • controllable switch 10 is open, so that the parallel circuit formed from the surge capacitor 7, the primary winding 8 of the pulse transformer 5 and the Sidac 9 is separated from the AC voltage supply present at the connections 1 and 1.
  • the control circuit i.e. the ASIC preferably contains a counter which is put into operation when the mains voltage crosses zero or the mains voltage has reached a certain level, which corresponds to a certain switching angle. By counting it can be determined when the required switching angle, i.e. the phase position between 60 ° el - 90 ° el or 240 ° el - 270 ° el is reached.
  • the controllable switch 10 is closed, the voltage applied to the auxiliary ignition capacitor 11 being reduced for a short time, since by closing the controllable switch 10 the surge capacitor 7 is connected in parallel with the auxiliary ignition capacitor 11.
  • the secondary winding 6 of the pulse transformer 5 itself has a low resistance.
  • the normal ignition behavior occurs, that is to say on the Impulse capacitor 7 applied voltage increases by charging the surge capacitor 7 via the charging resistor 13 and possibly the PTC resistor, so that the voltage applied to the lamp 4 or the auxiliary ignition capacitor 11 also increases.
  • the control circuit 12 Upon detection of an ignition pulse, the control circuit 12 immediately opens the controllable switch 10, so that the resonant circuit formed from the surge capacitor 7, the Sidac 9 and the primary winding 8 of the pulse transformer 5 swings out very quickly, since no new energy is supplied to this resonant circuit. As a result, the holding current of the Sidac 9 is quickly fallen below. This allows the switch 10 to be closed again in a very short time after opening the switch 10, so that, according to the invention, a very short pulse train can be guaranteed.
  • the time in which the controllable switch 10 is open is chosen until sufficient recovery of the Sidac 9 is ensured. As a rule, a period of 80 / ⁇ s is sufficient for this. This time period, ie the blocking time of the switch 10, however, depends on the type of the switching element 9. It is therefore necessary to set a different blocking time, which can be in the range 40-200 ⁇ s.
  • controllable switch 10 is closed again, so that the ignition process can be repeated in a known manner.
  • the signal for the ignition pulse detection can of course also be tapped at another circuit point. It is conceivable to tap the ignition pulse detection signal instead of via the components 14 and 20 from a voltage divider circuit consisting of resistors, which is connected between the rectifier 21 and the control circuit 12. In addition to the signal for the zero crossing detection, the signal for lamp lamp voltage detection can also be supplied to the control circuit 12 via the diode 23 and the resistance circuit 19. In this case, the Zener diode 22 and the resistance circuit 18 can be omitted, so that the overall circuit structure is simplified.
  • FIG. 4 shows a detailed view of the internal structure of the ASIC 12 shown in FIG. 1b.
  • control circuit 12 has the following further function blocks:
  • All function blocks are reset via the power on reset function block 28 each time the ignition circuit is switched on.
  • the oscillator 35 via the input connections el or e2 of which one or more external components for controlling the oscillator 35 can be connected, generates an internal clock signal in the kHz range, with which the internal function blocks are fed.
  • Lamp input voltage detection 26 receives a digital signal at input a when the lamp is on, ie after the high-pressure gas discharge lamp has been successfully ignited, and forwards it to start counter 33 after a predetermined time.
  • the zero crossing detection 27 receives a digital signal at each positive mains half-wave at input b, by means of which the control circuit 12 is preset and synchronized.
  • the ignition pulse detection 15 serves to initiate the so-called blocking time of the controllable switch, which is controlled by the blocking time function block 31.
  • the 50/60 Hz evaluation 29 serves to identify the frequency of the line voltage and forwards the recognized line voltage frequency to the pulse-phase logic 30.
  • This pulse-phase logic 30 generates two windows in the phase range 60 ° el-90 ° el or 240 ° el-270 ° el with a high level during each mains half-wave, in which the AND logic 34 is controlled.
  • the blocking time function block 31 switches the control output d via the AND logic 34 to a low level for a defined time immediately after an ignition pulse has been reported by the ignition pulse detection 15.
  • the economy circuit 32 is responsible for ensuring that there is a pause of 25s after an ignition operation of 5s (standby mode).
  • the intelligent timer 33 has the task of switching off the output d of the control circuit 12 if the input signal a, that is to say the lamp state, has not changed for a defined time or if the lamp has already been successfully ignited several times, for example a three-time ignition, via the input a. has been reported.
  • the AND logic 34 finally combines the output signals of the economy circuit 32, the blocking time function block 31 and the intelligent timer and start counter 33 and generates the control signal d for the controllable switch.
  • the function of the pulse-phase logic 30 and the economy circuit 32 is described in more detail below with reference to FIGS. 5a and 5b.
  • the pulse-phase logic 30 requires the zero crossing detection signal of the zero crossing detection 27 as well as the information from the 50/60 Hz evaluation 29, which communicates the network frequency, as further input signals. These input signals are linked and evaluated in the pulse-phase logic 30. After determining a zero crossing of the mains voltage (point 1 in FIG. 5), the pulse-phase logic generates 30 windows in the phase range 60 ° el-90 ° el and 240 ° el-270 ° el of the mains voltage (point 2). As a result, the triggering of the ignition circuit is only possible within the phase angles desired by the lamp manufacturers.
  • the output signal of the pulse-phase logic 30 arrives at the output d of the control circuit 12, it still traverses the economy circuit 32, which has the task of clocking the output signal of the pulse-phase logic 30, ie the output signal of the pulse phases -Logic 30 can pass unhindered for 5 seconds, after which it is blocked for 25 seconds. This switching on and off is required to keep the electrical losses in the ignition circuit small. This clocking of the ignition operation largely avoids a glow discharge damaging the lamp on the electrodes of the high-pressure gas discharge lamps if the lamp has not yet cooled sufficiently for ignition.
  • FIG. 6 serves to explain the AND logic 34 shown in FIG. 4 and the intelligent timer 33.
  • FIG. 6a corresponds to FIG. 5a and shows the ignition pulses of a mains half-wave generated with the ignition circuit according to the invention.
  • 6b shows the output signal of the control circuit 12, which is designed as a customer-specific integrated circuit (ASCI, PAL etc.).
  • the output signal d of the control circuit 12 is composed of the windows of the pulse phase logic 30 (cf. FIG. 5b) and the so-called blocking time, which is controlled by the blocking time function block 31 shown in FIG. 4.
  • the AND logic function block 34 shown in FIG. 4 combines the output signals of the so-called economy circuit 32 and the blocking time function block 31. These two signals are necessary for the function of the ignition operation.
  • the third input signal of the AND logic 34 is the output signal of the intelligent timer and start counter 33.
  • FIG. 7a shows an ignition pulse applied to the lamp in a time-expanded representation
  • FIG. 7b shows the output signal d of the AND logic of the control circuit 12, ie the control signal for the controllable switch, also in a time-expanded representation. If the output signal d of the AND logic assumes the high level, the controllable switch is switched on, ie closed. At point 1 it can be seen that immediately after the controllable switch 10 is switched on, the voltage across the auxiliary ignition capacitor 11 drops.
  • the energy of the auxiliary ignition capacitor 1 1 flows via the controllable switch 10 and the charging resistor 13 into the surge capacitor 7, whereby this is charged until the voltage across the surge capacitor reaches a certain switching voltage at point 2.
  • the controllable switch 9 breaks through and induces a voltage in the pulse transformer 5, whereby a high voltage pulse is induced at the connection points 2 and 2 of the lamp 4 and a low voltage pulse is induced on the measuring winding 14 (point 3).
  • the ignition pulse detection signal detected by the measuring winding 14 reaches the blocking time function block 31 in the control circuit 12 via the input c. This function block is then activated and the control output d is automatically set to a low level via the AND logic 34 (point 4). .
  • the resonant circuit formed from the surge capacitor 7, the primary winding 8 and the switching element 9 reliably swings out because the controllable switch 10 is open (point 5) and the voltage on the auxiliary ignition capacitor rises again.
  • the controllable switch is switched on again (point 6). Then the ignition process is repeated at point 7 as already described with regard to point 1.
  • the blocking time should always be chosen longer than the time required for the oscillating circuit to decay.
  • the function of the intelligent timer is explained in more detail below with reference to FIGS. 8 and 9.
  • the known circuit shown in FIG. 10 continuously applies ignition pulses to the lamp after switching off a lamp to switch it on again until the lamp has cooled down again to such an extent that it can be re-ignited.
  • a glow discharge is formed between the electrodes, but this is not accepted by the lamp when it is hot, and the lamp is additionally heated by the glow discharge.
  • the reason for this lies in the fact that the gas pressure in the lamp is higher in the hot state than in the cold state.
  • the glow discharge additionally damages the electrodes of the lamp, so that the service life of a lamp is shortened if the lamp is to be ignited in hot operation.
  • timer circuits which trigger the ignition pulses for a specific time, for example 11 minutes Switch on the high-pressure gas discharge lamp and switch off the ignition circuit if the lamp has not been in operation by the end of this period, ie it has not been possible to ignite successfully. If the lamp ignites before the 11 minutes have elapsed, the ignition time used up to that point is saved. If the lamp switches off again, for example for reasons of aging, the remaining time up to the specified 11 minutes is used again in order to apply ignition pulses to the high-pressure gas discharge lamp for a renewed ignition process. The total ignition time of 11 minutes is started when the lamp is switched on.
  • Intermittent switching off of the lamp can also be caused, for example, by a voltage drop in the mains voltage. In this case too, it should be possible to re-ignite the lamp within the total ignition time of 11 minutes.
  • the aging of a lamp manifests itself, for example, in the fact that the operating voltage rises above the mains voltage, with the result that the lamp can no longer be operated and switches itself off. If this occurs after 11 minutes, the lamp remains switched off permanently.
  • the 11 minute total ignition time described above resulted from practical considerations, since such a timer was available on the market. However, total ignition times adapted to other timers are also conceivable.
  • FIGS. 8a and b and FIG. 9a The function of the known timer described above is shown in FIGS. 8a and b and FIG. 9a.
  • Fig. 8a shows the tripping of a faulty lamp three times. Depending on the cooling of the lamp, however, more frequent ignition of the lamp is also possible. Frequent switching off of the faulty lamp is disadvantageous, however, since this can result in the lamp flashing (so-called cycling mode). The frequent switching off and on not only affects the ballast of the lamp, but the blinking can also be very annoying when lighting rooms. From Fig. 8b it can be seen that after the lamp has been ignited for the first time in area 1 there is an ignition remaining time of 10 minutes 55 seconds.
  • FIG. 8 shows the function of the timer for an old lamp or in the event that the lamp is extinguished by so-called network wipers
  • FIG. 9 shows the function of the timer when there is no or broken lamp. 9a shows that in the case of a missing or defective lamp, the known timer without a successful ignition of the lamp permanently applies ignition pulses to the lamp until the ignition remaining time has elapsed.
  • the intelligent timer 33 shown in FIG. 4 it is therefore proposed according to the invention to control the application of the ignition pulses by means of the intelligent timer 33 shown in FIG. 4 in such a way that a lamp is only subjected to ignition pulses for a relatively short time in the hot state (for example 5 seconds) in order to have one until the next ignition packet to let a long time pass (e.g. 25 seconds). In this way, the time until a hot lamp is again willing to ignite is reduced overall and the energy used to ignite the lamp can be significantly reduced. Furthermore, the intelligent timer 33 is designed in such a way that a lamp which is switched on once should not make more than a certain number (for example three) of restarting if an unwanted switch-off has occurred in the meantime.
  • the ignition packs described above are used to try to ignite the lamp for a specific time (for example approx. 22 min), the time being independent of the mains frequency.
  • 8c shows the timer control according to the invention, it being evident that the ignition circuit is switched off after the third lamp start and ignition pulses are only applied to the lamp for 5 seconds in the ignition mode. A 25s standby mode is provided between the 5s pulse packages.
  • the timer control shown in Fig. 8c occurs e.g. in the case of an old lamp or mains interruptions.
  • the ignition time is set to 15s and the blocking time to 75s. Even if a sodium vapor high pressure gas discharge lamp does not initially ignite and thus the switchover to the second ignition method for
  • 9b shows the timer control according to the invention in the event of a defective or missing lamp. It is provided according to the invention that the ignition circuit switches off automatically after a clocked ignition operation of 22 minutes. This means that a maximum of 22 minutes of ignition is available for a lamp start. Due to the lamp start detection according to the invention, the switch-off of the ignition circuit acts in the event of a fault regardless of the lamp technology selected.
  • the state of the connected lamp can also be deduced from the ignition method according to the invention.
  • An aged lamp is operated in accordance with the ignition curve shown in FIG. 8, while the ignition curve according to FIG. 9 occurs in the case of a defective or missing lamp.
  • This signal can, for example, be fed to an optical display unit (for example a light-emitting diode) or an acoustic display unit (for example a loudspeaker).
  • the light-emitting diode can be switched off, for example, when the lamp is on and switched on when the lamp is defective.
  • the light-emitting diode may flash while the igniter is being ignited.
  • the signal can be fed to a remote control device via a digital or analog interface.
  • control circuit 12 Another advantage of the control circuit 12 according to the invention is the presence of the lamp burning voltage detection 26 shown in FIG. 4, which carries out a lamp ignition detection and thus indicates when the lamp has become self-conducting, i. a gas discharge path has been formed in the lamp.
  • a voltage drops across the lamp, so that the mains voltage is divided between the voltage drop across the inductor 3 and the voltage drop across the lamp 4, since the pulse transformer 5 itself is low-resistance and can therefore be neglected.
  • a voltage of approx. 100 V drops across the lamp. This voltage is below the breakdown voltage of the Sidac 9, so that further ignition pulses cannot be generated in the operating state of the lamp.
  • the series circuit comprising the surge capacitor 7, the charging resistor 13 and the controllable switch 10 is parallel to the high-pressure gas discharge lamp 4.
  • the lamp manufacturers require that a capacitive load be placed on the Lamp is connected in parallel. This could be ensured by permanently closing the controllable switch 10 due to the strong capacitance of the ignition capacitor 7, so that the auxiliary ignition capacitor 11, which is provided as a capacitive load for the lamp 4, can be dispensed with.
  • the circuit structure of the ignition circuit could thus be simplified.
  • controllable switch 10 is opened permanently by the control circuit 12 after the lamp has been ignited, the circuit part above the controllable switch 10 with the surge capacitor 7, the primary winding 8 and the switching element 9 would not consume any energy during the operation of the lamp and moreover not subject to wear.
  • the ignition process is interrupted after a predefined time. Because of this targeted activation of the controllable switch 10, the high voltage load is more defined and, viewed over the entire time, lower than in the known ignition method.
  • the function of the series choke 3 can therefore also be taken over by the pulse transformer 5. The choke 3 is therefore obsolete and the circuit structure is simplified.
  • FIG. 2 shows a second embodiment of the ignition circuit according to the invention, wherein a two-pole controllable switch 10 is provided which can be switched between a position (1) and (2).
  • position (1) the parallel connection formed from the surge capacitor 7 on the one hand and the series connection of the primary winding 8 with the Sidac 9 on the other hand is separated and short-circuited from the AC voltage supply which is present at the input connections 1 and 1, so that a timing over the charging resistor 13 accelerated discharge of the surge capacitor 7 is possible, whereby the discharge time of the surge capacitor 7 is reduced.
  • the parallel connection with the surge capacitor 7 is connected to the AC voltage supply, so that charging of the surge capacitor 7 is possible.
  • the controllable switch 10 is controlled with the aid of the control circuit 12 as already described with respect to the first exemplary embodiment according to the invention, the switch position (1) in the second exemplary embodiment opening the controllable switch in the first exemplary embodiment and the switch position (2) in the second exemplary embodiment of the closed switch position corresponds in the first embodiment. While with the first embodiment the release time of the switching element 9, for example the Sidac, is achieved by safe and rapid swinging out of the resonant circuit formed by the surge capacitor 7, the primary winding 8 and the switching element 9, the second embodiment reduces the discharge time of the surge capacitor 7 sought or achieved.
  • FIG. 3 shows a variant of the second exemplary embodiment according to the invention shown in FIG. 2, only the position of the charging resistor 13 being changed. The function of the ignition circuit shown in FIG. 3 corresponds to the function of the ignition circuit shown in FIG. 2.
  • the ignition device according to the invention can also be combined via a corresponding interface with ignition timing jumpers and power switches available on the market.
  • Ignition time jumpers are used to control a normal incandescent lamp etc. during the period of time that the lamp takes to deliver the nominal luminous flux in order to ensure a sufficient level of basic lighting.
  • Power switches ensure on the one hand that the ignition conforms to the regulations and, on the other hand, step-by-step lamp operation to save energy.
  • the lamp manufacturers stipulate that before dimming a high-pressure lamp, it should be operated with 100% power consumption for 330s.
  • ignition time jumpers or power switches can also be taken over by the ignition device according to the invention if the ASIC 12 is expanded accordingly in terms of circuitry.
  • the ignitor can then be used as a power switch or ignition timing jumper depending on the output wiring.

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  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Abstract

Zündschaltung für eine über eine Drosselspule (3) an eine Wechselspannungsquelle angeschlossene Hochdruck-Gasentladungslampe (4) mit einem Impulstransformator (5), dessen Sekundärwicklung (6) zwischen der Drosselspule (3) und der Lampe (4) angeordnet ist, und dessen Primärwicklung (8) mit einem Schaltelement (9) eine Reihenschaltung bildet, die wiederum parallel zu einem Stoßkondensator geschaltet ist, wobei in Serie mit der Parallelschaltung aus dem Stoßkondensator (7) einerseits und der Primärwicklung (8) sowie dem Schaltelement (9) andererseits ein steuerbarer Schalter (10) geschaltet ist, der bei Vorliegen eines Zündimpulses für die Hochdruck-Gasentladungslampe (4) derart geschaltet ist, daß ein sicheres Ausschwingen des aus dem Stoßkondensator (7), der Primärwicklung (8) und dem Schaltelement (9) gebildeten Schwingkreises bzw. eine schnelle Erholung des Schaltelementes (9) gewährleistet ist. Auf diese Weise kann eine kurze Zündimpulsfolge mit einer hohen Zündimpulsanzahl erreicht werden, so daß auch ein sicheres Zünden der Lampen gewährleistet ist.

Description

Zündschaltung für eine Hochdruck-Gasentladungslampe
Die Erfindung betrifft eine Zündschaltung für eine Hochdruck-Gasentladungslampe nach dem Oberbegriff von Anspruch 1.
Eine derartige Zündschaltung ist beispielsweise aus der DE 31 08 547 C2 und DE 31 08 548 C2 bekannt.
Fig. 10 zeigt ein Prinzipschaltbild dieser bekannten Zündschaltung. Eine Hochdruck- Gasentladungslampe bzw. Hochdruckmetalldampf-Entladungslampe 4 (nachfolgend auch als Lampe bezeichnet) ist an die Ausgangsanschlüsse 2 und 2 der Zündschaltung angeschlossen. Die Zündschaltung weist einen Impulstransformator 5 auf, dessen Sekundärwicklung 6 in der spannungsführenden Versorgungsleitung zwischen der Lampe 4 und einem herkömmlichen magnetischen Vorschaltgerät 3, z.B. einer Drossel, geschaltet ist. Der Reihenschaltung aus der Sekundärwicklung 6 des Impulstransformators 5 der Lampe 4 ist eine Reihenschaltung aus einem Stoßkondensator 7 und einem Zündhilfskondensator 11 parallel geschaltet, wobei dem Stoßkondensatör 7 eine Reihenschaltung aus der Primärwicklung 8 des Impulstransformators 5 und einem symmetrisch schaltenden Schaltelement 9 parallel geschaltet ist. Das symmetrisch schaltende Schaltelement 9 kann beispielsweise eine Vierschichtdiode, ein Triac oder ein Sidac sein. Ebenso ist der Einsatz einer Gasfunkenstrecke denkbar. In Fig. 10 ist beispielhaft das symmetrisch schaltende Schaltelement 9 als Sidac dargestellt. Dem Zündhilfskondensator 11 ist ein Ladewiderstand 13 parallel geschaltet.
Die Funktion der in Fig. 10 dargestellten Schaltung ist wie folgt:
Der Stoßkondensator 7 wird über die Parallelschaltung des Zündhilfskondensators 11 und des Ladewiderstandes 13 aufgeladen, bis seine Spannung die Schaltspannung des Sidac 9 übersteigt, so daß das Sidac durchbricht und niederohmig wird. Mit Druchbrechen des Sidac wird der Stoßkondensator 7 über die Primärwicklung 8 des Impulstransformators 5 kurzgeschlossen und entlädt sich über die Primärwicklung 8. Der Spannungsabfall in der Primärwicklung 8 wird im Verhältnis der Windungszahl des Impulstransformators 5 hochtransformiert, so daß ein Zündimpuls von ca. 4 KV an der Lampe 4 hervorgerufen wird. Noch während das Sidac 9 leitend geschaltet ist, wird der aus der Drossel 3 und dem Zündhilfskondensator 11 bestehende Serienresonanzkreis mit seiner Eigenfrequenz (ca. 500-2000 Hz) zum Schwingen angeregt, so daß am Zündhilfskondensator 11 und über die Sekundärwicklung 6 des Impulstransformators 5 eine überhöhte Leerlaufspannung entsteht. Nachdem sich der Stoßkondensator 7 entladen hat und dessen Spannung wieder unter die Schaltspannung des Sidac 9 abgesunken ist, sperrt das Sidac 9 mit Umpolung des Stromes und unterbricht den Stromkreis für den aus der Drossel 3 und Zündhilfskondensator 11 bestehenden Serienresonanzkreis. Währenddessen erreicht der Stoßkondensator 7 im Verlaufe der Schwingung wieder die Schaltspannung des Sidac 9 und schaltet diesen erneut durch. Dieser Vorgang erfolgt im Laufe einer Netzhalbwelle wiederholt. Durch die enge Folge der Zündimpulse bei überhöhter Versorgungsspannung wird die Zündung auch schwer zündender Lampen gesichert.
Die Zündschaltung muß gemäß den Vorschriften der Lampenhersteller derart ausgebildet sein, daß mindestens drei Zündimpulse pro Netzhalbwelle mit einem maximalen Impulsabstand von 0,3 ms erzeugt werden. Des weiteren ist die Schaltung so zu dimensionieren, daß für eine sichere Lampenzündung die Phasenlage der Zündimpulse zwischen 60°el und 90°el der betragsmäßig ansteigenden positiven bzw. negativen Netzhalbwelle gewährleistet ist.
Auch die EP 0 381 083 AI und EP 0 314 178 AI der Anmelderin beschreiben ähnliche Zündschaltungen für Hochdruck-Gasentladungslampen.
Mit der zuvor beschriebenen Schaltung ist jedoch das Zünden von Lampen mit geringer Leistung, beispielsweise 35 W, problematisch. In diesem Fall kann der vorgeschriebene Zündimpulsabstand nicht oder nur mit Schwierigkeiten eingehalten werden. Dies hat seine Ursache darin, daß für geringere Lampenleistungen eine höhere Impendanz für die Drossel 3 vorgeschrieben ist, da die erhöhte Impendanz der Drossel 3 in Verbindung mit dem Stoßkondensator 7 und dem Zündhilfskondensator 11 eine niedrigere Reihenresonanzfrequenz bewirkt, so daß der Abstand zwischen den Zündimpulsen vergrößert wird. Um diesem Effekt entgegenzuwirken, wurde bereits in der EP 0 314 178 AI der Anmelderin vorgeschlagen, lediglich einen Teil der Drossel 3 für das Zünden auszunutzen und nach der Zündung der Lampe den zweiten Teil der Drossel hinzuzuschalten, so daß nur durch den ersten Teil der Drossel die Reihenresonanzfrequenz und der zeitliche Impulsabstand bestimmt wird, während der durch die Lampe fließende Strom durch die in Serie geschalteten Drosselteile nach Zündung der Lampe begrenzt wird. Auf diese Weise kann eine ausreichend hohe Reihenresonanzfrequenz mit dem vorgeschriebenen niedrigen Zündimpulsabstand einerseits und eine ausreichend hohe Lampenstrombegrenzung andererseits gewährleistet werden. Für die in dieser Druckschrift vorgeschlagene Schaltungsmaßnahme ist jedoch eine Drossel mit Anzapfung erforderlich, wodurch sich die gesamte Zündschaltung bzw. die Drosselanordnung verteuert.
Des weiteren hat sich bei der bekannten Zündschaltung als schwierig erwiesen, den Phasenbereich von 60°el - 90°el der positiven Netzhalbwelle bzw. von 240°el - 270° el der negativen Netzhalbwelle für das Entstehen der Zündimpulse über den gesamten Bereich, in dem die Netzspannung schwanken darf, d.h. zwischen 198V und 264V, auszunutzen. An den Randbereichen dieser Netzspannung -Schwankungsbereiche werden in der Regel die Phasenbereiche nicht wie vorgeschrieben eingehalten. Dies wird weiter erschwert, wenn die Netzspannungsfrequenz nicht nur 50Hz, sondern - wie beispielsweise in den USA- 60Hz beträgt.
Weiterhin ist bei den bekannten Schaltungen zum Erreichen einer möglichst kurzen Impulsfolge der Einsatz von hochqualitativen Sidac-Typen unerläßlich, wodurch sich jedoch der Preis der Zündschaltung erhöht. Um eine möglichst große Zündimpulsanzahl zu erreichen, ist es notwendig, daß die Ladezeit des Stoßkondensators 7 und die
Freiwerdezeit des Schaltelementes 9 möglichst gering gehalten werden. In den bekannten und zuvor beschriebenen Zündschaltungen ist jedoch eine kurze Freiwerdezeit nur begrenzt möglich, da dem Zündkreis mit dem Stoßkondensator 7 und dem Schaltelement 9 sowie der Primärwicklung 8 des Impulstransformators 5 stets ein
Strom der Wechselspannungsversorgung über den Zündhilfskondensator 11 und den
Ladewiderstand 13 (vgl. Fig. 10) zugeführt wird. Die Erzeugung einer hohen
Zündimpulsanzahl ist daher bei den bekannten Schaltungen Grenzen gesetzt. Dies gilt insbesondere, wenn die Zündschaltung zum Zünden von Lampen mit geringer Leistung verwendet werden soll.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die vorstehend beschriebenen Nachteile zu vermeiden und insbesondere eine Zündschaltung anzugeben, die die Erzeugung einer ausreichend hohen gewährleistet.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale von Anspruch 1 gelöst.
Die erfindungsgemäße Zündschaltung weist ein steuerbares Schaltelement auf, das in Reihe mit der Paralellschaltung aus dem Stoßkondensator einerseits und der Primärwicklung des Impulstransformators sowie dem Schaltelement andererseits geschaltet ist. Mit Hilfe des gesteuerten Schalters kann die Freiwerdezeit des Schaltelementes, welches beispielsweise eine Vierschichtdiode, ein Triac, ein Sidac, eine Gasfunkenstrecke oder ein in einer Gleichrichterbrücke gesteuerter Transistor ist, deutlich reduziert werden.
Der steuerbare Schalter kann als einpoliger Schalter ausgebildet sein, der unmittelbar nach Durchbruch des Schaltelementes in der Zündschaltung für eine vorgegebene Zeit ausgeschaltet, d.h. geöffnet, wird, damit der Strom in dem aus dem Stoßkondensator, dem Schaltelement und der Primärwicklung des Impulstransformators bestehenden Schwingkreis sicher und schnell ausschwingen kann. Ebenso kann der gesteuerte Schalter als zweipoliger Schalter, d.h. als Umschalter ausgeführt sein, wobei in der einen Stellung die Paralellschaltung aus Stoßkondensator, Primärwicklung und Schaltelement wie bekannt mit der Wechselspannungsquelle verbunden ist und nach dem Durchbruch des Schaltelements in der zweiten Stellung die Parallelschaltung kurzgeschlossen und/oder von der Wechselspannungsquelle getrennt wird, um den Stoßkondensator zeitlich beschleunigt zu entladen. Daher ist gewährleistet, daß der steuerbaren Schalter schnell und zuverlässig sperren kann, was kurze Zündimpulsabstände ermöglicht.
Die Funktion der erfindungsgemäßen Zündschaltung ist wie folgt:
Der steuerbare Schalter befindet sich anfänglich in demjenigen Zustand, der die Paralellschaltung aus Stoßkondensator, Primärwicklung und Schaltelement von der Wechselspannungsquelle trennt. Im Falle eines einpoligen Schalters bedeutet dies, daß der Schalter geöffnet ist. Befindet sich die von der Wechselspannungsquelle gelieferte Wechselspannung in dem geforderten Phasenbereich 60°el - 90°el der betragsmäßig ansteigenden positiven oder negativen Netzhalbwelle, d.h. zwischen 60cel - 90°el der ansteigenden positiven bzw. zwischen 240°el- 270°el der ansteigende negativen Netzhalbwelle, so wird der steuerbare Schalter in einen zweiten Zustand geschaltet, in dem die zuvor genannte Parallelschaltung mit der Wechselspannungsquelle verbunden ist, so daß sich der Stoßkondensator der Paralellschaltung durch die von der Wechselspannungsquelle zugeführte Energie aufladen kann. Im Falle eines einpoligen Schalters bedeutet dies, daß der steuerbare Schalter geschlossen wird. Sobald ein Zündimpuls für die Lampe vorliegt, d.h. sobald das Schaltelement durchbricht und den Stoßkondensator kurzschließt, wird der steuerbare Schalter wieder in den ursprünglichen ersten Zustand geschaltet, und zwar vorzugsweise solange, wie es die Freiwerdezeit des Schaltelementes erfordert, z.B. 80 μs. Nach Ablauf dieses vorbestimmten Zeitintervalles wird der Schalter wieder zurück in den zweiten Zustand geschaltet, so daß ein erneuter Zündimpuls erzeugt werden kann.
Mit dem Ladekondensator kann eine Kurzschlußsicherung, beispielsweise ein PTC- Widerstand in Serie geschaltet sein, um eine thermische Überbelastung der Zündschaltung bei Kurzschluß eines jeden Schaltelementes zu vermeiden.
Zur Steuerung des steuerbaren Schalters wird vorzugsweise eine Steuerschaltung eingesetzt, die insbesondere als kundenspezifische integrierte Schaltung, d.h. als sog. ASIC, ausgebildet sein kann. Zur zeitlichen Steuerung des steuerbaren Schalters kann das ASIC einen Zähler beinhalten. Des weiteren kann zur Erkennung eines Zündimpulses das ASIC eine Zündimpuls-Erkennungsvorrichtung aufweisen. Besonders vorteilhaft ist das Vorhandensein einer Lampen-Zünderkennungsvorrichtung in dem ASIC, so daß nicht nur das Auftreten eines Zündimpulses erfaßt werden kann, sondern auch der Zustand, wenn die Lampe selbst leitend geworden ist, d.h. wenn sich eine Gasentladungsstrecke in der Lampe ausgebildet hat. Wird das Zünden der Lampe erkannt, so kann durch die Steuerschaltung (ASIC) der steuerbare Schalter, der beispielsweise ein Bipolartransistor, ein Feldeffekttransistor oder ein einfaches Relais sein kann, dauerhaft in den ersten oder zweiten Zustand, im Falle eines einpoligen Schalters also dauerhaft geöffnet oder geschlossen, werden.
Die Unteransprüche beschreiben vorteilhafte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:
• Fig. la und lb ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Zündschaltung in Prinzipdarstellung und detaillierter Ansicht,
• Fig. 2 ein zweites erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel,
■ Fig. 3 ein drittes erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel,
• Fig. 4 eine detaillierte Ansicht der erfindungsgemaßen Steuerschaltung, • Fig. 5 - Fig. 7 Zeitverläufe bei der Zündimpulserzeugung mit der erfindungsgemäßen Zündschaltung,
• Fig. 8 und 9 beispielhafte Zeitverläufe für die erfindungsgemäße Zündimpulssteuerung durch den in der erfindungsgemäßen Steuerschaltung von Fig.
4 vorhandenen intelligenten Timer, und
• Fig. 10 eine bekannte Zündschaltung.
Fig. la zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Zündschaltung.
Wie die in Fig. 10 gezeigte bekannte Zündschaltung weist auch die in Fig. la gezeigte Zündschaltung eine als magnetisches Vorschaltgerät dienende Drossel 3, einen Impulstransformator 5, dessen Sekundärwicklung 6 in Serie mit der Drossel 3 und der Hochdruck-Gasentladunglampe 4 geschaltet ist, und dessen Primärwicklung 8 in Serie mit einem Schaltelement 9 geschaltet ist, sowie einen Stoßkondenstor 7 auf, wobei der Stoßkondensator 7 einerseits sowie die Serienschaltung aus der Primärwicklung 8 und dem Schaltelement 9 andererseits eine Parallelschaltung bilden, die ihrerseits in Serie mit einem Ladewiderstand 13 sowie einem steuerbaren Schalter 10 geschaltet ist. Auch wenn in Fig. la das symmetrisch schaltende Schaltelement 9 als Sidac, welcher oberhalb einer bestimmten positiven Schaltspannung und unterhalb einer bestimmten negativen Schaltspannung durchbricht und im dazwischenliegenden Bereich hochohmig ist, dargestellt ist, so ist doch ersichtlich, daß auch andere entsprechend gesteuerte Schaltelemente, wie beispielsweise eine Gasfunkenstrecke, eine Vierschichtdiode, ein gesteuerter Triac oder ein in einer Gleichrichterbrücke gesteuerter Transistor, verwendet werden können. Der steuerbare Schalter 10 ist vorzugsweise ein in einer Gleichrichterbrücke angesteuerter Bipolartransistor oder Feldeffekttransistor. Des weiteren ist ein Zündhilfskondensator 11 sowie eine Steuerschaltung 12 vorhanden, die zur Ansteuerung des steuerbaren Schalters 10 dient. Die Steuerschaltung 12 steuert den steuerbaren Schalter 10 zeitlich abhängig von dem Auftreten eines Zündimpulses für die Hochdruck-Gasentladungslampe 4, wobei ein Zündimpuls durch eine entsprechend vorhandende Zündimpulserkennung 15 erfaßt wird, welche mit dem Impulstransformator 5 durch eine spezielle Wicklung 14 verbunden ist. Ein Zündimpuls kann jedoch auch an anderer Stelle der Schaltung abgeleitet werden.
Fig. lb zeigt eine detaillierte Ansicht der in Fig. la als Prinzipschaltbild dargestellten erfindungsgemäßen Zündschaltung. Wie aus Fig. lb ersichtlich, ist der steuerbare Schalter gemäß diesem Ausführungsbeispiel als einpoliger Schalter ausgebildet, der zwischen einer geöffneten und einer geschlossenen Stellung umschaltbar ist. In Serie mit dem Lade widerstand 13 ist ein PTC-Widerstand 16 geschaltet, um bei einem Kurzschluß des Sidac 9 oder des steuerbaren Schalters 10 eine thermische Überbelastung der Zündschaltung zu vermeiden. Wäre nur der niederohmige Widerstand 13 vorhanden, so könnte im Falle eines Kurzschlusses des steuerbaren Schalters 10 dieser zerstört werden. Dieses wird durch den Kaltleiter 16 verhindert, da der Widerstandswert des Kaltleiters 16 mit steigender Erwärmung zunimmt. Die Steuerschaltung 12 ist als kundenspezifische integrierte Schaltung (ASIC oder PAL) ausgebildet, wobei die Spannungsversorgung der Steuerschaltung 12 an den Eingängen Vcc und Vdd über einen Eingangsvorwiderstand 17, einen Gleichrichter 21 sowie eine Eingangszenerdiode 24 und einen Versorgungskondensator 25 gewährleistet ist. Die in Fig. la gezeigte Zündimpulserkennung 15 ist bei der in Fig. lb gezeigten Schaltung in die Steuerschaltung 12 integriert. Über eine Zenerdiode 22 sowie einen Vorderwiderstand 18 wird in der Steuerschaltung 12 das Zünden der Lampe überwacht, d.h. eine Lampenbrennspannungserkennung durchgeführt. Über die Diode 23 und den Vorwiderstand 19 wird in der Steuerschaltung 12 mit jeder positiven Netzhalbwelle der Nulldurchgang der Netzspannung erfaßt.
Die Funktion der in Fig. la und lb gezeigten Schaltung ist wie folgt:
Zunächst ist der steuerbare Schalter 10 offen, so daß die aus dem Stoßkondensator 7, der Primärwicklung 8 des Impulstransformators 5 und dem Sidac 9 gebildetete Parallelschaltung von der an den Anschlüssen 1 und 1 anliegenden Wechselspannungsversorgung getrennt ist. Die Steuerschaltung, d.h. das ASIC, enthält vorzugsweise einen Zähler, der in Betrieb gesetzt wird, wenn ein Nulldurchgang der Netzspannung erfolgt oder die Netzspannung eine bestimmte Höhe erreicht hat, was einem bestimmten Schaltwinkel entspricht. Durch das Abzählen kann festgestellt werden, wann der geforderte Schaltwinkel, d.h. die Phasenlage zwischen 60°el - 90°el bzw. 240°el - 270°el, erreicht ist.
Ist die gewünschte Phasenlage erreicht, so wird der steuerbare Schalter 10 geschlossen, wobei die an dem Zündhilfskondensator 11 anliegende Spannung kurzzeitig reduziert wird, da durch das Schließen des steuerbaren Schalters 10 der Stoßkondensator 7 dem Zündhilfskondensator 11 parallel geschaltet wird. Die Sekundärwicklung 6 des Impulstransformators 5 selbst ist niederohmig. Nach dem Schließen des steuerbaren Schalters 10 kommt es zu dem normalen Zündverhalten, d.h. die an dem Stoßkondensator 7 anliegende Spannung steigt durch Aufladen des Stoßkondensators 7 über den Ladewiderstand 13 und ggf. den PTC-Widerstand an, so daß auch die an der Lampe 4 bzw. dem Zündhilfskondensator 11 anliegende Spannung ansteigt. Ist die Schaltspannung des Sidac 9 erreicht, so schließt dieses kurz und der Stoßkondensator 7 wird über die Primärwicklung 8 des Impulstransformators 5 und das Sidac 9 entladen, wodurch an der Hochdruck-Gasentladungslampe 4 ein Zündimpuls erzeugt wird, der über die gekoppelte Wicklung 14 und die Zündimpulserkennung 15 der Steuerschaltung 12 mitgeteilt wird.
Mit Erfassen eines Zündimpulses öffnet die Steuerschaltung 12 sofort den steuerbaren Schalter 10, so daß der aus dem Stoßkondensator 7, dem Sidac 9 und der Primärwicklung 8 des Impulstransformators 5 gebildete Schwingkreis sehr schnell ausschwingt, da diesem Schwingkreis keine neue Energie zugeführt wird. Dadurch wird der Haltestrom des Sidac 9 sehr schnell unterschritten. Dies erlaubt es, in sehr kurzer Zeit nach dem Öffnen des Schalters 10 erneut den Schalter 10 wieder zu schließen, so daß erfindungsgemäß eine sehr kurze Impulsfolge gewährleistet werden kann. Die Zeit, in der der steuerbare Schalter 10 geöffnet ist, wird solange gewählt, bis eine ausreichende Erholung des Sidac 9 gewährleistet ist. In der Regel ist hierfür eine Zeitspanne von 80/ιs ausreichend. Diese Zeitdauer, d.h. die Sperrzeit des Schalters 10, ist jedoch abhängig von dem Typ des Schaltelementes 9. Es ist daher ggf. eine andere Sperrzeit einzustellen, die im Bereich 40 - 200μs liegen kann.
Nach Abzählen der 80/v.s durch das ASIC wird der steuerbare Schalter 10 wieder geschlossen, so daß sich der Zündvorgang auf bekannte Art und Weise erneut wiederholen kann.
Abweichend von der in Fig. lb gezeigten Ausführungsform kann selbstverständlich das Signal für die Zündimpulserkennung auch an einem anderen Schaltungspunkt abgegriffen werden. So ist es denkbar, das Zündimpulserkennungssignal anstatt über die Bauelemente 14 und 20 von einer aus Widerständen bestehenden Spannungsteilerschaltung abzugreifen, die zwischen den Gleichrichter 21 und die Steuerschaltung 12 geschaltet ist. Des weiteren kann neben dem Signal für die Nulldurchgangserkennung auch das Signal für die Lampenbrennspannungserkennung über die Diode 23 und die Widerstandsschaltung 19 der Steuerschaltung 12 zugeführt werden. In diesem Fall kann die Zenerdiode 22 und die Widerstandsschaltung 18 entfallen, so daß sich insgesamt der Schaltungsaufbau vereinfacht. Fig. 4 zeigt in detaillierter Ansicht den Innenaufbau des in Fig. lb dargestellten ASIC 12.
Neben der bereits erwähnten Zündimpuiserkennung 15 weist die Steuerschaltung 12 (ASIC) folgende weitere Funktionsblöcke auf:
Über den Power on reset-Funktionsblock 28 werden nach jedem Einschalten der Zündschaltung sämtliche Funktionsblöcke zurückgesetzt. Der Oszillator 35, über dessen Eingangsanschlüsse el oder e2 ein oder mehrere externe Bauteile zur Steuerung des Oszillators 35 angeschlossen werden können, erzeugt ein internes Taktsignal im kHz- Bereich, mit dem die internen Funktionsblöcke gespeist werden. Die Lampenbrennspannungserkennung 26 erhält am Eingang a ein digitales Signal bei brennender Lampe, d.h. nach erfolgreicher Zündung der Hochdruck- Gasentladungslampe, und leitet dies nach einer festgelegten Zeit an den Startzähler 33 weiter. Die Nulldurchgangserkennung 27 erhält bei jeder positiven Netzhalbwelle am Eingang b ein digitales Signal, durch das die Steuerschaltung 12 voreingestellt und synchronisiert wird. Die Zündimpulserkennung 15 dient - wie bereits erwähnt - zur Einleitung der sog. Sperrzeit des steuerbaren Schalters, welche durch den Sperrzeit- Funktionsblock 31 gesteuert wird. Die 50/60 Hz-Auswertung 29 dient zur Erkennung der Frequenz der Netzspannung und leitet die erkannte Netzspannungsfrequenz an die Puls-Phasen-Logik 30 weiter. Diese Puls-Phasen-Logik 30 erzeugt während jeder Netzhalbwelle mit Hilfe der Eingangssignale zwei Fenster im Phasenbereich 60°el- 90°el bzw. 240°el-270°el mit hohem Pegel, in denen die UND-Logik 34 angesteuert wird. Der Sperrzeit-Funktionsblock 31 schaltet unmittelbar nach Meldung eines Zündimpulses durch die Zündimpulserkennung 15 den Steuerausgang d über die UND- Logik 34 für eine definierte Zeit auf niedrigen Pegel. Die Sparschaltung 32 ist dafür verantwortlich, daß nach einem Zündbetrieb von 5s eine Pause von 25s erfolgt (Stand- by-Betrieb). Der intelligente Timer 33 hat die Aufgabe, den Ausgang d der Steuerschaltung 12 abzuschalten, wenn sich das Eingangssignal a, d.h. der Lampenzustand, für eine definierte Zeit nicht ändert oder über den Eingang a bereits eine mehrmalige erfolgreiche Zündung der Lampe, beispielsweise eine dreimalige Zündung, gemeldet worden ist. Die UND-Logik 34 verknüpft schließlich die Ausgangssignale der Sparschaltung 32, des Sperrzeit-Funktionsblocks 31 sowie des intelligenten Timers und Startzählers 33 und erzeugt das Steuersignal d für den steuerbaren Schalter. Nachfolgend wird die Funktion der Puls-Phasen-Logik 30 sowie der Sparschaltung 32 anhand Fig. 5a und 5b näher beschrieben. Die Puls-Phasen-Logik 30 benötigt neben der Oszillatorfrequenz als weitere Eingangssignale das Nulldurchgangserkennungssignal der Nulldurchgangserkennung 27 sowie die Information der 50/60 Hz-Auswertung 29, die die Netzfrequenz mitteilt. Diese Eingangssignale werden in der Puls-Phasen-Logik 30 verknüpft und ausgewertet. Nach Feststellen eines Nulldurchgangs der Netzspannung (Punkt 1 in Fig. 5) erzeugt die Puls-Phasen-Logik 30 Fenster im Phasenbereich 60°el- 90°el und 240°el-270°el der Netzspannung (Punkt 2). Dadurch wird die Ansteuerung des Zündkreises nur innerhalb der von den Lampenherstellern gewünschten Phasenwinkeln ermöglicht. Bevor das Ausgangssignal der Puls-Phasen-Logik 30 an den Ausgang d der Steuerschaltung 12 gelangt, durchquert es noch die Sparschaltung 32, welche die Aufgabe hat, das Ausgangssignal der Puls-Phasen-Logik 30 zu takten, d.h. das Ausgangssignal der Puls-Phasen-Logik 30 kann 5 Sekunden lang ungehindert passieren, danach erfolgt eine Sperrung von 25 Sekunden. Dieses Ein- und Ausschalten wird benötigt, um die elektrischen Verluste im Zündkreis klein zu halten. Durch dieses Takten des Zündbetriebes kann eine die Lampe schädigende Glimmentladung an den Elektroden der Hochdruck-Gasentladungslampen weitgehend vermieden werden, wenn die Lampe für eine Zündung noch nicht ausreichend abgekühlt ist.
Fig. 6 dient zur Erläuterung der in Fig. 4 dargestellten UND-Logik 34 und des intelligenten Timers 33. Fig. 6a entspricht Fig. 5a und zeigt die mit der erfindungsgemäßen Zündschaltung erzeugten Zündimpulse einer Netzhalbwelle. Fig. 6b zeigt das Ausgangssignal der Steuerschaltung 12, die als kundenspezifische integrierte Schaltung (ASCI, PAL etc.) ausgebildet ist. Das Ausgangssignal d der Steuerschaltung 12 setzt sich aus den Fenstern der Puls-Phasen-Logik 30 (vgl. Fig. 5b) und der sog. Sperrzeit, die durch den in Fig. 4 gezeigten Sperrzeit-Funktionsblock 31 gesteuert wird, zusammen. Der in Fig. 4 dargestellte UND-Logik-Funktionsblock 34 veknüpft die Ausgangssignale der sog. Sparschaltung 32 und des Sperrzeit-Funktionsblocks 31. Diese beiden Signale sind für die Funktion des Zündbetriebes notwendig. Das dritte Eingangssignal der UND-Logik 34 ist das Ausgangssignal des intelligenten Timers und Startzählers 33.
Die Funktionen des in Fig. 4 dargestellten Sperrzeit-Funktionsblocks 31 und des intelligenten Timers 33 sollen nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig. 7 bzw. Fig. 8 und 9 näher erläutert werden. Fig. 7a zeigt einen an der Lampe anliegenden Zündimpuls in zeitlich gedehnter Darstellung, Fig. 7b zeigt das Ausgangssignal d der UND-Logik der Steuerschaltung 12, d.h. das Steuersignal für den steuerbaren Schalter, ebenfalls in zeitlich gedehnter Darstellung. Nimmt das Ausgangssignal d der UND-Logik den hohen Pegel an, so wird der steuerbare Schalter eingeschaltet, d.h. geschlossen. An Punkt 1 erkennt man, daß unmittelbar nach dem Einschalten des steuerbaren Schalters 10 die Spannung am Zündhilfskondensator 1 1 abfällt. Die Energie des Zündhilfskondensators 1 1 fließt über den steuerbaren Schalter 10 und den Ladewiderstand 13 in den Stoßkondensator 7, wodurch dieser aufgeladen wird bis die an dem Stoßkondensator anliegende Spannung eine bestimmte Schaltspannung am Punkt 2 erreicht. Daraufhin bricht der steuerbare Schalter 9 durch und induziert in dem Impulstransformator 5 eine Spannung, wodurch an den Anschlußpunkten 2 und 2 der Lampe 4 ein Hochspannungs impuls und an der Meßwicklung 14 ein Niederspannungsimpuls induziert wird (Punkt 3). Das von der Meßwicklung 14 erfaßte Zündimpuls-Erkennungssigal gelangt über den Eingang c zu dem Sperrzeit-Funktionsblock 31 in der Steuerschaltung 12. Dieser Funktionsblock wird daraufhin aktiviert und automatisch der Steuerausgang d über die UND-Logik 34 auf einen niedrigen Pegel gesetzt (Punkt 4). Während dieser vorgegebenen Sperrzeit schwingt der aus dem Stoßkondensator 7, der Primärwicklung 8 und dem Schaltelement 9 gebildete Schwingkreis sicher aus, da der steuerbare Schalter 10 geöffnet ist (Punkt 5) und die Spannung am Zündhilfskondensator steigt wieder an. Nach Ablauf der Sperrzeit wird der steuerbare Schalter wieder eingeschaltet (Punkt 6). Danach wiederholt sich der Zündvorgang an Punkt 7 wie bereits bezüglich Punkt 1 beschrieben. Die Sperrzeit ist dabei immer größer zu wählen als die für das Ausschwingen benötigte Zeit des Schwingkreises.
Die Funktion des intelligenten Timers wird nachfolgend anhand Fig. 8 und 9 näher erläutert. Die in Fig. 10 gezeigte bekannte Schaltung legt nach dem Abschalten einer Lampe zum Wiedereinschalten kontinuierlich Zündimpulse an die Lampe an bis diese wieder so weit abgekühlt ist, daß eine erneute Zündung möglich ist. Dabei bildet sich zwischen den Elektroden zwar eine Glimmentladung aus, diese wird jedoch von der Lampe im heißen Zustand nicht angenommen, wobei die Lampe durch die Glimmentladung zusätzlich erwärmt wird. Der Grund hierfür liegt in der Tatsache, daß im heißen Zustand der Gasdruck in der Lampe höher ist als im kalten Zustand. Durch die Glimmentladung werden die Elektroden der Lampe zusätzlich geschädigt, so daß die Lebensdauer einer Lampe verkürzt wird, wenn die Lampe im heißen Betrieb gezündet werden soll. Um diesem Nachteil entgegenzuwirken wurden bereits Timer-Schaltungen entwickelt, die eine bestimmte Zeit, beispielsweise 11 Minuten, Zündimpulse auf die Hochdruck-Gasentladungslampe schalten und die Zündschaltung abschalten, wenn die Lampe bis zum Ende dieser Zeitspanne nicht in Betrieb ist, d.h. nicht erfolgreich gezündet werden konnte. Falls die Lampe vor Ablauf der 11 Minuten zündet, wird die bis dahin verbrauchte Zündzeit abgespeichert. Sollte die Lampe wieder abschalten, beispielweise aus Alterungsgründen, so wird die restliche Zeit bis zu den vorgegebenen 11 Minuten erneut aufgewendet, um für einen erneuten Zündvorgang Zündimpulse an die Hochdruck-Gasentladungslampe anzulegen. Die Gesamt-Zündzeit von 11 Minuten wird mit dem Einschalten der Lampe gestartet. Ein zwischenzeitliches Abschalten der Lampe kann beispielsweise auch durch eine Spannungsabfall der Netzspannung hervorgerufen werden. Auch in diesem Fall soll ein Neuzünden der Lampe innerhalb der 11 Minuten Gesamt-Zündzeit möglich sein. Das Altern einer Lampe äußert sich beispielsweise darin, daß die Betriebsspannung über die Netzspannung steigt, mit der Folge, daß die Lampe nicht mehr betrieben werden kann und selbst abschaltet. Tritt dieser Fall nach 11 Minuten auf, so bleibt die Lampe dauerhaft abgeschaltet. Die zuvor beschriebenen 11 Minuten Gesamt-Zündzeit ergaben sich aus praktischen Erwägungen, da ein derartiger Timer auf dem Markt zur Verfügung stand. Ebenso sind aber auch an andere Timer angepaßte Gesamt-Zündzeiten denkbar.
Die Funktion des zuvor beschriebenen bekannten Timers ist in Fig. 8a und b sowie Fig. 9a dargestellt. Fig. 8a zeigt das dreimalige Zünden einer fehlerhaften Lampe. Abhängig von der Abkühlung der Lampe ist jedoch auch eine häufigere Zündung der Lampe möglich. Ein häufiges Abschalten der fehlerhaften Lampe ist jedoch nachteilig, da dies in ein Blinken der Lampe ausarten kann (sog. Cycling-Betrieb). Durch das häufige Aus- und Einschalten wird nicht nur das Vorschaltgerät der Lampe in Mitleidenschaft gezogen, sondern das Blinken kann auch sehr störend bei der Beleuchtung von Räumen sein. Aus Fig. 8b ist ersichtlich, daß nach dem erstmaligen Zünden der Lampe im Bereich 1 eine Zünd-Restzeit von 10 Minuten 55 Sekunden vorhanden ist. Nach dem erstmaligen Abschalten der Lampe erfolgt ein Zündbetrieb von 5 Minuten, so daß nach dem erneuten Zünden der Lampe im Bereich 3 eine Zünd-Restzeit von nur noch 5 Minuten 55 Sekunden verfügbar ist. Nach dem erneuten Abschalten der Lampe werden für weitere 5 Minuten Zündimpulse an die Lampe angelegt, bis diese erneut zündet (Bereich 4 und 5). Somit ist nachfolgend nur noch eine Zünd-Restzeit von 55 Sekunden verfügbar, die nach dem erneuten Abschalten der Lampe unterhalb des Bereichs 6 ausgenützt wird, wobei keine erneute Zündung der Lampe möglich ist und der Timer nach Ablauf der Zünd-Restzeit den Zündbetrieb einstellt. Während Fig. 8 die Funktion des Timers für eine alte Lampe oder für den Fall des Erlöschens der Lampe durch sog. Netzwischer darstellt, zeigt Fig. 9 die Funktion des Timers bei einer fehlenden oder defekten Lampe. Fig. 9a zeigt dabei, daß bei einer fehlenden oder defekten Lampe mit dem bekannten Timer ohne ein erfolgreiches Zünden der Lampe dauerhaft Zündimpulse bis zum Ablauf der Zünd-Restzeit an die Lampe angelegt werden.
Mit dieser bekannten Timer-Schaltung kann zwar ein längerer Cycling-Betrieb oder ein Dauerzündbetrieb vermieden werden, jedoch werden weiterhin innerhalb längerer Zeitspannen kontinuierlich Zündimpulse an eine an sich zündunwillige Lampe angelegt, so daß die bezüglich der in Fig. 10 gezeigten bekannten Schaltung beschriebenen Nachteile grundsätzlich weiterhin vorhanden sind. Zudem ist nachteilig, daß die Zeitmessung in der Regel durch Zählung der Netzhalbwellen erfolgt, so daß sich zwischen einer 50 Hz-Netzspannung und einer 60 Hz-Netzspannung ein Unterschied von 20% ergibt. Dies bedeutet, daß abhängig von der vorliegenden Netzfrequenz unterschiedliche Zünd-Grenzzeiten gemessen werden.
Daher wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, das Anlegen der Zündimpulse durch den in Fig. 4 gezeigten intelligenten Timer 33 derart zu steuern, daß eine Lampe im heißen Zustand nur eine relativ kurze Zeit mit Zündimpulsen beaufschlagt wird (beispielsweise 5 Sekunden), um bis zum nächsten Zündpaket eine längere Zeit (beispielsweise 25 Sekunden) vergehen zu lassen. Auf diese Weise wird die Zeit, bis zu der eine heiße Lampe wieder zündwillig ist, insgesamt verkürzt und die für die Zündung der Lampe aufgewendete Energie kann deutlich verringert werden. Des weiteren ist der intelligente Timer 33 derart ausgestaltet, daß eine einmal eingeschaltete Lampe nicht mehr als eine bestimmte Zahl (beispielsweise drei) von Wiedereinschaltungen vornehmen soll, wenn zwischenzeitlich ein ungewolltes Abschalten erfolgt ist. Nach jedem Abschalten wird für eine bestimmte Zeit (beispielsweise ca. 22 min) mit den zuvor beschriebenen Zündpaketen das Zünden der Lampe versucht, wobei die Zeit von der Netzfrequenz unabhängig ist. Fig. 8c zeigt die erfindungsgemäße Timersteuerung, wobei ersichtlich ist, daß nach dem dritten Lampenstart die Zündschaltung abgeschaltet wird und im Zündbetrieb nur für 5 Sekunden Zündimpulse an die Lampe angelegt werden. Zwischen den 5s- Impulspaketen ist ein 25s- Stand-by-Betrieb vorgesehen. Die in Fig. 8c dargestellte Timersteuerung tritt z.B. bei einer alten Lampe oder Netzunterbrechungen in Funktion.
Mit Hilfe des zuvor beschriebenen Zündverfahrens können Natriumdampfhochdruckgasentladungslampen normalerweise innerhalb von 4 Minuten zuverlässig gezündet werden. Metalldampfhochdruckgasentladungslampen sind hingegen schwerer zu zünden. Daher kann bei der erfindungsgemäßen Zündschaltung eine lampentypabhängige Umschaltung vorgesehen sein, mit deren Hilfe auf ein zweites Zündverfahren für Metalldampfhochdruckgasentladungslampen umgeschaltet werden kann, um auch für diesen Lampentyp ein zuverlässiges Zünden zu gewährleisten. Dieses abgeänderte Zündverfahren für Metalldampfhochdruckgasentladungslampen entspricht grundsätzlich dem Zündverfahren für
Natriumdampfhochdruckgasentladungslampen, wobei jedoch nach einer gewissen Zeitspanne (z.B. nach 4 Minuten), in der vergeblich ein Zünden der Lampe versucht wurde, die Zündzeit auf 15s und die Sperrzeit auf 75s eingestellt werden. Selbst wenn eine Natriumdampfhochdruckgasentladungslampe zunächst nicht zünden und somit die Umschaltung auf das zweite Zündverfahren für
Metalldampfhochdruckgasentladungslampen erfolgen sollte, ist diese Umschaltung nicht schädlich, da dann auch die Natriumdampfhochdruckgasentladungslampe noch vorschriftenkonform betrieben wird.
Fig. 9b zeigt die erfindungsgemäße Timersteuerung für den Fall einer defekten oder fehlenden Lampe. Dabei ist erfindungsgemäß vorgesehen, daß die Zündschaltung automatisch nach einem getakteten Zündbetrieb von 22 Minuten abschaltet. Dies bedeutet, daß für einen Lampenstart maximal 22 Minuten Zündbetrieb zur Verfügung stehen. Durch die erfindungsgemäße Lampenstarterkennung wirkt die Abschaltung der Zündschaltung im Fehlerfall unabhängig von der gewählten Lampentechnologie.
Wie aus der vorhergehenden Beschreibung ersichtlich ist, kann mit dem erfindungsgemäßen Zündverfahren auch auf den Zustand der angeschlossenen Lampe geschlossen werden. Eine gealterte Lampe wird gemäß dem in Fig. 8 gezeigten Zündverlauf betrieben, während bei einer defekten oder fehlenden Lampe der Zündverlauf nach Fig. 9 auftritt. Es ist somit vorteilhaft, an der in Fig. 4 gezeigten erfindungsgemäßen Steuerschaltung, insbesondere verbunden mit dem intelligenten Timer 33, einen zusätzlichen Ausgang vorzusehen, an dem ein Signal bereitgestellt wird, welches den Betriebszustand der Lampe wiedergibt. Dieses Signal kann beispielsweise einer optischen Anzeigeneinheit (z.B. einer Leuchtdiode) oder einer akustischen Anzeigeneinheit (z.B. einem Lautsprecher) zugeführt werden. Wird als Anzeigeneinheit eine Leuchtdiode verwendet, kann die Leuchtdiode beispielsweise bei einer brennenden Lampe ausgeschaltet und bei einer defekten Lampe eingeschaltet sein. Während des Zündens des Zündgerätes kann die Leutdiode blinken. Ebenso kann das Signal über eine digitale oder analoge Schnittstelle einem räumlich entfernten Steuergerät zugeführt werden. Die erzielbaren Gewinne mit dem zuvor beschriebenen ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel sind beispielsweise Fig. 5 und 6 entnehmbar. Es ist ersichtlich, daß mit der erfindungsgemäßen Zündschaltung im Phasenbereich 60°el-90°el bzw. 240°el-270°el eine sehr hohe Impulsanzahl von ca. 13 Zündimpulsen erzeugt werden kann, die auch jeweils die von den Lampenherstellern vorgeschriebene Zündimpulsspannung aufweisen. Durch ein Zündimpulspaket mit einer derartig hohen Anzahl von Zündimpulsen wird ein sehr sicheres Zünden der gewährleistet. Da der Abstand der Zündimpulse zueinander kleiner als 0,3 ms ist, können die Impulsbreiten der einzelnen Zündimpulse zu einem Gesamt-Zündimpulspaket addiert werden, wobei aus Fig. 5 und 6 ersichtlich ist, daß die durch das erfindungsgemäße Zündgerät erreichbare Gesamt-Zündimpulsbreite eines Zündimpulspaketes größer als die vom Lampenhersteller vorgeschriebenen 2μs sind.
Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Steuerschaltung 12 ist das Vorhandensein der in Fig. 4 gezeigten Lampenbrennspannungserkennung 26, die eine Lampen- Zünderkennung durchführt und somit anzeigt, wann die Lampe selbstleitend geworden ist, d.h. eine Gasentladungsstrecke in der Lampe ausgebildet worden ist. Nach dem Zünden der Lampe fällt über der Lampe eine Spannung ab, so daß sich die Netzspannung auf die an der Drossel 3 abfallende Spannung sowie die an der Lampe 4 abfallende Spannung aufteilt, da der Impulstransformator 5 selbst niederohmig ist und somit vernachlässigt werden kann. Im Betriebszustand fällt an der Lampe eine Spannung von ca 100 V ab. Diese Spannung liegt unterhalb der Durchbruchspannung des Sidac 9, so daß im Betriebszustand der Lampe weitere Zündimpulse nicht erzeugt werden können. Durch das Erkennen und Anzeigen, daß die Lampe im Betrieb ist, ist es möglich, die Steuerschaltung zu veranlassen, den steuerbaren Schalter 10 auf Dauer zu öffnen oder zu schließen. Das dauerhafte Öffnen bzw. Schließen des steuerbaren Schalters 10 ist aus folgenden Gründen vorteilhaft.
Ist der steuerbare Schalter 10 auf Dauer geschlossen, so liegt die Reihenschaltung aus dem Stoßkondensator 7, dem Ladewiderstand 13 sowie dem steuerbaren Schalter 10 parallel zu der Hochdruck-Gasentladungslampe 4. Für den Betrieb einer Hochdruck- Gasentladungslampe fordern die Lampenhersteller, daß eine kapazative Last der Lampe parallel geschaltet ist. Dies könnte durch dauerhaftes Schließen des steuerbaren Schalters 10 aufgrund der starken Kapazität des Zündkondensators 7 gewährleistet sein, so daß der Zündhilfskondensator 1 1 , der an sich als kapazative Belastung für die Lampe 4 vorgesehen ist, entfallen kann. Der Schaltungsaufbau der Zündschaltung könnte somit vereinfacht werden. Wird hingegen der steuerbare Schalter 10 von der Steuerschaltung 12 nach dem Zünden der Lampe dauerhaft geöffnet, so würde der oberhalb des steuerbaren Schalters 10 liegende Schaltungsteil mit dem Stoßkondensator 7, der Primärwicklung 8 und dem Schaltelement 9 keine Energie während des Betriebs der Lampe verbrauchen und zudem keinem Verschleiß unterliegen.
Erfindungsgemäß wird der Zündvorgang nach jeweils einer vordefinierten Zeit unterbrochen. Aufgrund dieser gezielten Ansteuerung des steuerbaren Schalters 10 ist die Hochspannungbelastung definierter und über die gesamte Zeit betrachtet geringer als bei dem bekannten Zündverfahren. Daher kann die Funktion der Vorschaltdrossel 3 auch von dem Impulstransformator 5 übernommen werden. Die Drossel 3 wird somit hinfällig und der Schaltungsaufbau vereinfacht sich.
Neben dem Einsatz eines einpoligen Schalters ist erfindungsgemäß auch der Einsatz eines zweipoligen steuerbaren Schalters möglich. Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Zündschaltung, wobei ein zweipoliger steuerbarer Schalter 10 vorgesehen ist, der zwischen einer Stellung (1) und (2) umschaltbar ist. In der Stellung (1) wird die aus dem Stoßkondensator 7 einerseits und der Serienschaltung der Primärwicklung 8 mit dem Sidac 9 andererseits gebildete Parallelschaltung von der Wechselspannungsversorgung die an den Eingangsanschlüssen 1 und 1 anliegt, getrennt und kurzgeschlossen, so daß über den Ladewiderstand 13 eine zeitlich beschleunigte Entladung des Stoßkondensators 7 möglich ist, wodurch die Entladezeit des Stoßkondensators 7 verringert wird. In der zweiten Stellung (2) wird die Parallelschaltung mit dem Stoßkondensator 7 mit der Wechselspannungsversorgung verbunden, so daß die Aufladung des Stoßkondensators 7 möglich ist. Die Steuerung des steuerbaren Schalters 10 mit Hilfe der Steuerschaltung 12 erfolgt wie bereits bezüglich des ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels beschrieben, wobei die Schalterstellung (1) im zweiten Ausführungsbeispiel der Öffnung des steuerbaren Schalters im ersten Ausführungsbeispiel und die Schalterstellung (2) im zweiten Ausführungsbeispiel der geschlossenen Schalterstellung im ersten Ausführungsbeispiel entspricht. Während mit dem ersten Ausführungsbeispiel die Freiwerdezeit des Schaltelements 9, beispielsweise des Sidac, durch sicheres und schnelles Ausschwingen des aus dem Stoßkondensator 7, der Primärwicklung 8 und dem Schaltement 9 gebildeten Schwingkreises erreicht wird, wird mit dem zweiten Ausführungsbeispiel eine Verringerung der Entladezeit des Stoßkondensators 7 angestrebt bzw. erreicht. Fig. 3 zeigt eine Variante des in Fig. 2 dargestellten zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels, wobei lediglich die Position des Ladewiderstandes 13 verändert ist. Die Funktion der in Fig. 3 dargestellten Zündschaltung entspricht der Funktion der in Fig. 2 gezeigten Zündschaltung.
Abschließend sei erwähnt, daß bei der Verwendung eines ASIC als Steuerschaltung 12 das erfindungsgemäße Zündgerät auch über eine entsprechende Schnittstelle mit auf dem Markt erhältlichen Zündzeitüberbrückern und Leistungsumschaltern kombiniert werden kann. Mit Zündzeitüberbrückern wird während des Zeitraums, den die Lampe bis zur Abgabe des Nennlichtstroms benötigt, eine normale Glühlampe etc. angesteuert, um ein ausreichendes Grundbeleuchtungsniveau sicherzustellen. Leistungsumschalter hingegen gewährleisten einerseits die vorschriftenkonforme Zündung und andererseits zur Energieeinsparung einen stufig gedimmten Lampenbetrieb. Bezüglich des Zündens einer Lampe ist von den Lampenherstellern vorgeschrieben, vor dem Dimmen einer Hochdrucklampe diese mit 100% Leistungsaufnahme während 330s zu betreiben. Die Funktionen dieser Zündzeitüberbrücker oder Leistungsumschalter kann auch das erfindungsgemäße Zündgerät übernehmen, wenn der ASIC 12 entsprechend schaltungstechnisch erweitert wird. Das Zündgerät kann dann abhängig von der ausgangsseitigen Beschaltung als Leistungsumschalter oder Zündzeitüberbrücker eingesetzt werden.

Claims

Ansprüche
1. Zündschaltung für eine über entsprechende Eingangsanschlüsse ( 1 , 1 ') an eine Wechselspannungsquelle anschließbare Hochdruck-Gasentladungslampe (4), mit einem Impulstransformator (5), dessen Sekundärwicklung (6) zwischen einen ( 1) . der Eingangsanschlüsse (1 , 1 ') und der Lampe (4) angeordnet ist, mit einem der Sekundärwicklung (6) und der Lampe (4) parallelgeschalteten Stoßkondensator (7), und mit einer dem Stoßkondensator (7) parallelgeschalteten Reihenschaltung aus einer Primärwicklung (8) des Impulstransformators (5) und einem Schaltelement (9), gekennzeichnet durch einen in Reihe mit der Parallelschaltung aus dem Stoßkondensator (7) einerseits und der Primärwicklung (8) sowie dem Schaltelement (9) andererseits geschalteten steuerbaren Schalter (10), welcher bei Vorliegen eines Zündimpulses für die Lampe (4) für ein bestimmtes Zeitintervall vorübergehend in einen ersten Zustand geschaltet ist, in dem die Parallelschaltung von der Wechselspannungsquelle getrennt ist.
Zünschaltung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärwicklung (6) des Impulstransformators (5) zwischen einer Drosselspule (3) und der Lampe (4) angeordnet ist.
3. Zündschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter (10) anfänglich in den ersten Zustand geschaltet ist, daß der steuerbare Schalter in einen zweiten Zustand geschaltet ist, in dem die Parallelschaltung mit der Wechselspannungsquelle verbunden ist, wenn sich die von der Wechselspannungsquelle gelieferte Wechselspannung in dem Phasenbereich
60°el-90°el der betragsmäßig ansteigenden positiven oder negativen Halbwelle befindet, daß bei Vorliegen eines Zündimpulses für die Lampe (4) der steuerbare Schalter (10) vorübergehend für das bestimmte Zeitintervall in den ersten Zustand geschaltet ist, und daß nach Ablauf des bestimmten Zeitintervalls der steuerbare Schalter (10) wieder in den zweiten Zustand geschaltet ist.
4. Zündschaltung nach einem der Ansprüche 1-3, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter (10) als einpoliger Schalter ausgebildet ist. der in dem ersten Zustand geöffnet und in dem zweiten Zustand geschlossen ist.
5. Zündschaltung nach einem der Ansprüche 1-3, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter (10) als zweipoliger Schalter ausgebildet ist, wobei in dem ersten Zustand die Parallelschaltung von der Wechselspannungsquelle getrennt und über den steuerbaren Schalter (10) kurzgeschlossen und in dem zweiten Zustand über den steuerbaren Schalter (10) mit der Wechselspannungsquelle verbunden ist.
6. Zündschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit der Parallelschaltung und dem steuerbaren Schalter (10) ein Ladewiderstand (13) geschaltet ist.
7. Zündschaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ladewiderstand (13) zwischen den steuerbaren Schalter (10) und die Wechselspannungsquelle geschaltet ist.
8. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit der Parallelschaltung und dem steuerbaren Schalter (10) eine Sicherungseinrichtung, insbesondere ein PTC-Widerstand (16), geschaltet ist, die bei Kurzschluß des Schaltelementes (9) oder des steuerbaren Schalters (10) eine thermische Überlastung der Zündschaltung verhindert.
9. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine vorzugsweise mit der von der Wechselspannungsquelle gelieferten
Wechselspannung versorgte Steuerschaltung (12) zur Steuerung des Schaltverhaltens des steuerbaren Schalters (10).
10. Zündschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (12) als kundenspezifische integrierte Schaltung (ASIC, PAL) ausgebildet ist.
11. Zündschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (12) zugleich die Funktion eines Zündzeitüberbrückers und/oder eines Leistungsumschalters wahrnimmt.
12. Zündschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (12)die Funktion des Zündzeitüberbrückers und des
Leistungsumschalters abhängig von der ausgangsseitigen Beschaltung der Zündschaltung wahrnimmt.
13. Zündschaltung nach einem der Ansprüche 9-12, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (12) zur zeitlichen Steuerung des steuerbaren Schalters (10) einen Zähler (33) beinhaltet.
14. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Zündimpuls-Erkennungsvorrichtung (15) zur Erfassung der Erzeugung eines Zündimpulses.
15. Zündschaltung nach Anspruch 14 und einem der Ansprüche 9-13, dadurch gekennzeichnet, daß die Zündimpuls-Erkennungsvorrichtung (15) über eine Wicklung mit dem Impulstransformator (5) verbunden ist und die Erzeugung eines Zündimpulses der Steuerschaltung (12) mitteilt.
16. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltelement (9) mit einer bestimmten Schaltspannung symmetrisch schaltend ist.
17. Zündschaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltelement (9) eine symmetrisch schaltende Vierschichtdiode, ein Triac, ein Sidac, ein in einer Gleichrichterbrücke gesteuerter Transistor oder eine Gasfunkenstrecke ist.
18. Zündschaltung nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, daß das bestimmte Zeitintervall, in dem der steuerbare Schalter (10) vorübergehend in den ersten Zustand geschaltet ist, mindestens solange gewählt ist, daß ein sicheres Ausschwingen des aus dem Stoßkondensator (7), der Primärwicklung (8) und dem Schaltelement (9) gebildeten Schwingkreises bzw. eine erneute Zündbereitschaft des
Schaltelementes (9) gewährleistet ist.
19. Zündschaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß das bestimmte Zeitintervall 40 - 200 μs beträgt.
20. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Lampen- Zünderkennungsvorrichtung (26), die das Zünden der Lampe (4) überwacht und nach dem Zünden der Lampe (4) den steuerbaren Schalter (10) dauerhaft in den ersten oder zweiten Zustand schaltet.
21. Zündschaltung nach Anspruch 20 und einem der Ansprüche 9-13, dadurch gekennzeichnet, daß die Lampen-Zünderkennungsvorrichtung (26) in die Steuerschaltung (12) integriert ist.
22. Zündschaltung nach einem der Ansprüche 9-13, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (12) den Betrieb der Zündschaltung jeweils abwechselnd für eine erste Zeitspanne unterbricht und anschließend wieder für eine zweite kürzere Zeitspanne forsetzt.
23. Zündschaltung nach einem der Ansprüche 9-13 oder 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (12) die Zündschaltung deaktiviert, wenn sich der Zustand der Lampe (4) für eine bestimmte Zeit nicht ändert oder die Lampe (4) eine bestimmte Anzahl von Zündungen erfahren hat.
24. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Zündhilfskondensator (11) vorhanden ist, der zu dem Stoßkondensator (7) sowie dem steuerbaren Schalter (10) parallel geschaltet ist.
25. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter (10) ein Bipolar-Transistor, ein Feldeffekttransistor oder ein Relais ist.
26. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Zündschaltung ein Zustandssignal erzeugt, welches den Zustand der
Zündschaltung bzw. der angeschlossenen Lampe (4) angibt.
27. Zündschaltung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß das Zustandssignal einer Anzeigeneinheit oder einer Steuervorrichtung zuführbar ist..
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