EP0847681B1 - Zündschaltung für eine hochdruck-gasentladungslampe - Google Patents

Zündschaltung für eine hochdruck-gasentladungslampe Download PDF

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EP0847681B1
EP0847681B1 EP96927655A EP96927655A EP0847681B1 EP 0847681 B1 EP0847681 B1 EP 0847681B1 EP 96927655 A EP96927655 A EP 96927655A EP 96927655 A EP96927655 A EP 96927655A EP 0847681 B1 EP0847681 B1 EP 0847681B1
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EP
European Patent Office
Prior art keywords
ignition
lamp
controllable switch
circuit according
pulse
Prior art date
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Expired - Lifetime
Application number
EP96927655A
Other languages
English (en)
French (fr)
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EP0847681A1 (de
Inventor
Kai Arbinger
Roman Ploner
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Tridonic Bauelemente GmbH
Original Assignee
Tridonic Bauelemente GmbH
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Filing date
Publication date
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Publication of EP0847681A1 publication Critical patent/EP0847681A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0847681B1 publication Critical patent/EP0847681B1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/02—Details
    • H05B41/04—Starting switches
    • H05B41/042—Starting switches using semiconductor devices

Definitions

  • the invention relates to an ignition circuit for a high-pressure gas discharge lamp according to the preamble of claim 1.
  • Such an ignition circuit is for example from DE 31 08 547 C2 and DE 31 08 548 C2 known.
  • a high pressure gas discharge lamp or high-pressure metal vapor discharge lamp 4 (hereinafter also referred to as a lamp) is at the output terminals 2 and 2 of the ignition circuit connected.
  • the ignition circuit has a pulse transformer 5, the Secondary winding 6 in the live supply line between the Lamp 4 and a conventional magnetic ballast 3, e.g. a choke, is switched.
  • the series connection from the secondary winding 6 of the Pulse transformer 5 of the lamp 4 is a series connection of one Impulse capacitor 7 and an auxiliary ignition capacitor 11 connected in parallel
  • the Impact capacitor 7 is a series circuit from the primary winding 8 of the Pulse transformer 5 and a symmetrically switching switching element 9 in parallel is switched.
  • the symmetrically switching switching element 9 can be, for example Four-layer diode, a triac or a sidac. Likewise, the use of a Gas spark gap conceivable. 10 is an example of the symmetrical switching Switching element 9 shown as Sidac.
  • the auxiliary ignition capacitor 11 is a Charging resistor 13 connected in parallel.
  • the surge capacitor 7 is connected in parallel with the auxiliary ignition capacitor 11 and the charging resistor 13 charged until its voltage is the switching voltage of the Sidac exceeds 9, so that the Sidac breaks through and becomes low-resistance. With Breaking through the Sidac, the surge capacitor 7 via the primary winding 8 of the Pulse transformer 5 short-circuited and discharged through the primary winding 8. The voltage drop in the primary winding 8 is in the ratio of the number of turns Pulse transformer 5 transformed up so that an ignition pulse of about 4 KV at the Lamp 4 is caused. Even while the Sidac 9 is turned on the series resonance circuit consisting of the choke 3 and the auxiliary ignition capacitor 11 excited at its natural frequency (approx.
  • the Sidac 9 blocks with polarity reversal of the current and interrupts the Circuit for the consisting of the throttle 3 and auxiliary ignition capacitor 11 Series resonance circuit. Meanwhile, the surge capacitor 7 reaches in the course of Vibration again the switching voltage of the Sidac 9 and switches it through again. This process is repeated in the course of a network half-wave. Because of the close consequence The ignition impulses when the supply voltage is excessive also make the ignition difficult lit lighting lamps.
  • the ignition circuit must be in accordance with the regulations of the lamp manufacturer be designed that at least three ignition pulses per network half-wave with one maximum pulse interval of 0.3 ms can be generated. Furthermore, the circuit is to be dimensioned such that the phase angle of the Ignition pulses between 60 ° el and 90 ° el of the positive or negative network half-wave is guaranteed.
  • EP 0 381 083 A1 and EP 0 314 178 A1 of the applicant also describe similar ones Ignition circuits for high pressure gas discharge lamps.
  • the ignition of lamps with less Power for example 35 W
  • the prescribed Ignition pulse spacing is not kept or only with difficulty. This has its cause is that for lower lamp powers a higher impedance for the choke 3 is prescribed because the increased impedance of the choke 3 in Connection with the surge capacitor 7 and the auxiliary ignition capacitor 11 a causes lower series resonance frequency, so that the distance between the Ignition pulses are increased.
  • DE-A1-43 33 884 describes an ignition circuit according to the preamble of claim 1 known.
  • a bipolar transistor is used as a controllable switch proposed which in series with the parallel connection from the surge capacitor on the one hand and the primary winding of the transformer and a switching spark gap as Switching element on the other hand is switched.
  • the bipolar transistor forms a connection with other components a constant current source, in order to after an extinction High-pressure gas discharge lamp to re-ignite the lamp as quickly as possible achieve, because the charging voltage of the surge capacitor is linear across the constant current source increases with time.
  • EP-A1-0 613 326 describes a further ignition circuit for a high-pressure gas discharge lamp known, with a Sidac acting as a switching element parallel to a series connection of part of a secondary winding of a transformer and a surge capacitor is connected.
  • a controllable Switches connected in series. This controllable switch remains when the Mains voltage switched on until a timer circuit expires a certain one Time span. After this period, the controllable switch opened to further ignitions of the lamp with the help of the Sidac and the Avoid surge capacitor comprehensive ignition circuit.
  • the timer circuit will reset when the partial mains voltage supplied to it falls below a predetermined value Minimum value has dropped at which the lamp goes out, so that in this case the controllable switch is switched on again and the switching is activated again.
  • the invention is therefore based on the object described above To avoid disadvantages and in particular to specify an ignition circuit that the Generation of a sufficiently high performance guaranteed.
  • the ignition circuit according to the invention has a controllable switching element, which in Series with the parallel circuit from the surge capacitor on the one hand and the Primary winding of the pulse transformer and the switching element on the other hand is switched.
  • the free time of the Switching element which, for example, a four-layer diode, a triac, a Sidac, is a gas spark gap or a transistor controlled in a rectifier bridge, be significantly reduced.
  • the controllable switch can be designed as a single-pole switch, the immediate after breakdown of the switching element in the ignition circuit for a predetermined time switched off, i.e. is opened so that the current in the from the surge capacitor, the switching element and the primary winding of the pulse transformer Can oscillate safely and quickly.
  • the controlled Switch as a two-pole switch, i.e. be designed as a switch, in which a position the parallel circuit of surge capacitor, primary winding and Switching element is known to be connected to the AC voltage source and after the breakthrough of the switching element in the second position, the parallel connection is short-circuited and / or separated from the AC voltage source by the To discharge surge capacitor accelerated in time. It is therefore guaranteed that the controllable switch can lock quickly and reliably, what short Ignition pulse intervals enabled.
  • the function of the ignition circuit according to the invention is as follows:
  • the controllable switch is initially in the state which separates the parallel circuit comprising the surge capacitor, primary winding and switching element from the AC voltage source. In the case of a single pole switch, this means that the switch is open. If the AC voltage supplied by the AC voltage source is in the required phase range 60 ° el - 90 ° el of the positive or negative network half-wave, which increases in amount, i.e.
  • the controllable switch is switched to a second state in which the aforementioned parallel connection is connected to the AC voltage source, so that the surge capacitor of the parallel circuit can be charged by the energy supplied by the AC voltage source.
  • the controllable switch is switched back to the original first state, and preferably as long as the switching element requires time, for example 80 ⁇ s . After this predetermined time interval has elapsed, the switch is switched back to the second state, so that a new ignition pulse can be generated.
  • a short-circuit fuse for example a PTC resistor, can be used with the charging capacitor be connected in series to prevent thermal overloading of the Avoid ignition circuit in the event of a short circuit in each switching element.
  • a control circuit is preferably used to control the controllable switch used in particular as a customer-specific integrated circuit, i.e. as so-called ASIC can be formed.
  • the controllable switch can the ASIC contain a counter.
  • the controllable switch can detect a Ignition pulse that ASIC have an ignition pulse detection device.
  • the controllable switch the for example a bipolar transistor, a field effect transistor or a simple relay can be permanent in the first or second state, in the case of a single pole Switch can be permanently opened or closed.
  • FIG. 1a shows a first embodiment of the ignition circuit according to the invention.
  • the ignition circuit shown in FIG Ignition circuit serving as a magnetic ballast throttle 3 one Pulse transformer 5, the secondary winding 6 in series with the choke 3 and the High-pressure gas discharge lamp 4 is switched, and its primary winding 8 in series is connected to a switching element 9, and a shock capacitor 7, the Impact capacitor 7 on the one hand and the series connection from the primary winding 8 and the switching element 9 on the other hand form a parallel connection, which in turn in series is connected with a charging resistor 13 and a controllable switch 10. Also if in Fig.
  • the symmetrically switching switching element 9 as Sidac which above a certain positive switching voltage and below a certain one breaks through the negative switching voltage and has a high resistance in the area in between is shown, it can be seen that others are also controlled accordingly Switching elements, such as a gas spark gap, a four-layer diode controlled triac or a transistor controlled in a rectifier bridge, can be used.
  • the controllable switch 10 is preferably one in one Rectifier bridge driven bipolar transistor or field effect transistor. Of there is also an auxiliary ignition capacitor 11 and a control circuit 12 which serves to control the controllable switch 10.
  • the control circuit 12 controls the controllable switch 10 depending on the occurrence of an ignition pulse for the High-pressure gas discharge lamp 4, wherein an ignition pulse by a corresponding existing ignition pulse detection 15 is detected, which with the Pulse transformer 5 is connected by a special winding 14.
  • An ignition pulse can also be derived elsewhere in the circuit.
  • Fig. 1b shows a detailed view of that shown in Fig. 1a as a schematic diagram ignition circuit according to the invention.
  • the controllable Switch according to this embodiment is designed as a single-pole switch, the can be switched between an open and a closed position.
  • a PTC resistor 16 is connected to a Short circuit of the Sidac 9 or the controllable switch 10 a thermal Avoid overloading the ignition circuit.
  • the low impedance Resistor 13 would only be the low impedance Resistor 13 present, so in the event of a short circuit of the controllable Switch 10 this will be destroyed. This is prevented by the PTC thermistor 16 since the resistance value of the PTC thermistor 16 increases with increasing warming.
  • the Control circuit 12 is a customer-specific integrated circuit (ASIC or PAL) formed, the voltage supply of the control circuit 12 at the inputs Vcc and Vdd via an input series resistor 17, a rectifier 21 and one Input zener diode 24 and a supply capacitor 25 is ensured.
  • ASIC customer-specific integrated circuit
  • FIG. 1 b the control circuit 12 integrated.
  • Via a Zener diode 22 and one Front resistor 18 monitors the ignition of the lamp in the control circuit 12, i.e. lamp lamp voltage detection performed.
  • Via the diode 23 and the Series resistor 19 is in the control circuit 12 with each positive mains half-wave Line voltage zero crossing detected.
  • controllable switch 10 is open so that the surge capacitor 7, the primary winding 8 of the pulse transformer 5 and the Sidac 9 formed Parallel connection of the one at connections 1 and 1 AC power supply is disconnected.
  • the control circuit i.e. the ASIC preferably a counter that is activated when the zero crossing Mains voltage occurs or the mains voltage has reached a certain level, which corresponds to a certain switching angle. By counting it can be determined when the required switching angle, i.e. the phase position between 60 ° el - 90 ° el or 240 ° el - 270 ° el.
  • the controllable switch 10 is closed, the voltage applied to the auxiliary ignition capacitor 11 being reduced briefly is because by closing the controllable switch 10 of the surge capacitor 7 the Auxiliary capacitor 11 is connected in parallel.
  • the secondary winding 6 of the Pulse transformer 5 itself is low-resistance.
  • the control circuit 12 Upon detection of an ignition pulse, the control circuit 12 immediately opens the controllable switch 10, so that the resonant circuit formed from the surge capacitor 7, the Sidac 9 and the primary winding 8 of the pulse transformer 5 swings out very quickly, since no new energy is supplied to this resonant circuit. As a result, the holding current of the Sidac 9 is quickly fallen below. This allows the switch 10 to be closed again in a very short time after opening the switch 10, so that, according to the invention, a very short pulse train can be ensured.
  • the time in which the controllable switch 10 is open is selected until sufficient recovery of the Sidac 9 is ensured. As a rule, a period of 80 ⁇ s is sufficient for this. This time period, ie the blocking time of the switch 10, however, depends on the type of the switching element 9. It is therefore necessary to set a different blocking time, which can be in the range 40-200 ⁇ s .
  • controllable switch 10 After counting the 80 microseconds by the ASIC, the controllable switch 10 is closed again, so that the ignition process can be repeated in a known manner.
  • FIG. 4 shows a detailed view of the internal structure of the ASIC shown in FIG. 1b 12th
  • control circuit 12 In addition to the ignition pulse detection 15 already mentioned, the control circuit 12 (ASIC) the following additional function blocks:
  • the oscillator 35 Via the Power on reset function block 28, the Ignition circuit reset all function blocks.
  • the oscillator 35 over the Input connections e1 or e2 one or more external components for controlling the Oscillators 35 can be connected, generates an internal clock signal in the kHz range, with which the internal function blocks are fed.
  • the Lamp voltage detection 26 receives a digital signal at input a lit lamp, i.e. after successful ignition of the high pressure gas discharge lamp, and passes this to the start counter 33 after a specified time further.
  • the zero crossing detection 27 is obtained with every positive network half-wave Input b is a digital signal through which the control circuit 12 is preset and is synchronized.
  • the ignition pulse detection 15 serves - as already mentioned - for Initiation of the so-called blocking time of the controllable switch, which is caused by the blocking time function block 31 is controlled.
  • the 50/60 Hz evaluation 29 is used for detection the frequency of the mains voltage and forwards the recognized mains voltage frequency to the Pulse phase logic 30 continues.
  • This pulse phase logic 30 generates during each Mains half wave using the input signals two windows in the phase range 60 ° el-90 ° el or 240 ° el-270 ° el with a high level, in which the AND logic 34 is controlled becomes.
  • the blocking time function block 31 switches on immediately after notification Ignition pulse by the ignition pulse detection 15, the control output d via the AND logic 34 at a low level for a defined time.
  • the economy circuit 32 is for this responsible for a pause of 25s after an ignition operation of 5s (standby operation).
  • the intelligent timer 33 has the task of output d Turn off control circuit 12 when the input signal a, i.e. the Lamp status, does not change for a defined time or already via input a repeated successful ignition of the lamp, for example three times Ignition, has been reported.
  • the AND logic 34 finally links the Output signals of the economy circuit 32, the blocking time function block 31 and the intelligent timer and start counter 33 and generates the control signal d for the controllable switch.
  • the function of the pulse-phase logic 30 and the economy circuit 32 follows described with reference to FIGS. 5a and 5b.
  • the pulse phase logic 30 needs in addition to the Oscillator frequency as further input signals, the zero crossing detection signal Zero crossing detection 27 and the information from the 50/60 Hz evaluation 29, the reports the network frequency. These input signals are in the pulse-phase logic 30 linked and evaluated. After detection of a zero crossing of the mains voltage (Point 1 in FIG. 5), the pulse-phase logic generates 30 windows in the phase range 60 ° el-90 ° el and 240 ° el-270 ° el of the mains voltage (point 2). This is the control of the ignition circuit only within the range requested by the lamp manufacturers Allows phase angles.
  • FIG. 6 serves to explain the AND logic 34 shown in FIG. 4 and the intelligent timer 33.
  • FIG. 6a corresponds to FIG. 5a and shows that with the Ignition circuit according to the invention generated ignition pulses of a network half-wave.
  • Fig. 6b shows the output signal of the control circuit 12, which as a customized integrated Circuit (ASCI, PAL etc.) is formed.
  • the output signal d of the control circuit 12 is made up of the windows of the pulse-phase logic 30 (cf. FIG. 5b) and the so-called Blocking time, which is controlled by the blocking time function block 31 shown in FIG. 4, together.
  • the AND logic function block 34 shown in FIG. 4 links the Output signals of the so-called economy circuit 32 and the blocking time function block 31. These two signals are necessary for the ignition operation to work.
  • the third The input signal of the AND logic 34 is the output signal of the intelligent timer and Starting counter 33.
  • FIG. 7a shows an ignition pulse applied to the lamp in a temporally extended manner Representation
  • Fig. 7b shows the output signal d of the AND logic of the control circuit 12, i.e. the control signal for the controllable switch, also in temporally extended Presentation. If the output signal d of the AND logic assumes the high level, then the controllable switch is switched on, i.e. closed. At point 1 you can see that immediately after turning on the controllable switch 10, the voltage at Auxiliary capacitor 11 drops. The energy of the auxiliary ignition capacitor 11 overflows the controllable switch 10 and the charging resistor 13 in the surge capacitor 7, whereby this is charged until the voltage across the surge capacitor reached a certain switching voltage at point 2.
  • controllable breaks Switch 9 through and induces a voltage in the pulse transformer 5, whereby a high voltage pulse at the connection points 2 and 2 of the lamp 4 and at the Measuring winding 14, a low voltage pulse is induced (point 3). That from the Measuring winding 14 detected ignition pulse detection signal arrives at input c the blocking time function block 31 in the control circuit 12. This function block is then activated and control output d is automatically activated via AND logic 34 set to a low level (point 4). During this predefined blocking period vibrates from the surge capacitor 7, the primary winding 8 and the switching element 9 formed resonant circuit safely, since the controllable switch 10 is open (point 5) and the voltage on the auxiliary ignition capacitor rises again. After the lockout period the controllable switch is switched on again (point 6). Then the repeats itself Ignition process at point 7 as already described with regard to point 1. The curfew is always choose larger than the time required for decay Resonant circuit.
  • the function of the intelligent timer is explained in more detail below with reference to FIGS. 8 and 9 explained.
  • the known circuit shown in Fig. 10 sets after switching off a Lamp to switch on again continuously firing pulses to the lamp has cooled down again so far that a new ignition is possible. It forms a glow discharge between the electrodes, but this is caused by the Lamp not accepted when hot, the lamp by the Glow discharge is additionally heated. The reason for this lies in the fact that in the hot state the gas pressure in the lamp is higher than in the cold state. By the glow discharge, the electrodes of the lamp are additionally damaged, so that the Lamp life is shortened when the lamp is ignited in hot operation shall be.
  • timer circuits have already been used developed a certain time, for example 11 minutes, ignition pulses on the Switch on the high pressure gas discharge lamp and switch off the ignition circuit when the Lamp has not been in operation until the end of this period, i.e. not successful could be ignited. If the lamp ignites before the 11 minutes have elapsed, the the ignition time used up to that point is saved. Should the lamp switch off again, For example, for reasons of aging, the remaining time is up to the given Spent 11 minutes again to apply ignition pulses for a new ignition to put on the high pressure gas discharge lamp. The total ignition time of 11 minutes is started when the lamp is switched on. An intermittent shutdown of the Lamp can also be caused, for example, by a drop in the mains voltage are caused.
  • the lamp should be re-ignited within of the 11 minutes total ignition time may be possible.
  • the aging of a lamp manifests itself for example in that the operating voltage rises above the mains voltage with which Consequence that the lamp can no longer be operated and switches itself off. Kick this case after 11 minutes, the lamp remains switched off permanently.
  • the one before described 11 minutes total ignition time resulted from practical considerations, because such a timer was available on the market. But also are on other timers adjusted total ignition times conceivable.
  • FIGS. 8a and b and FIG. 9a The function of the known timer described above is shown in FIGS. 8a and b and FIG. 9a.
  • Fig. 8a shows the tripping of a faulty lamp three times. Dependent from the cooling of the lamp is however a more frequent ignition of the lamp possible. Frequent switching off of the faulty lamp is disadvantageous because of this may start to blink in the lamp (so-called cycling mode). Due to the frequent and switching on does not only affect the ballast of the lamp drawn, but the blinking can also be very distracting when lighting rooms his. From Fig. 8b it can be seen that after the first ignition of the lamp in Area 1 has an ignition remaining time of 10 minutes 55 seconds.
  • the lamp is switched off for the first time, the ignition is operated for 5 minutes, so that after when the lamp is re-ignited in area 3, an ignition remaining time of only 5 Minutes 55 seconds is available.
  • Ignition pulses applied to the lamp for a further 5 minutes until the lamp lights again (Area 4 and 5). So there is only an ignition remaining time of 55 seconds available below the area 6 after switching off the lamp again is exploited, it is not possible to re-ignite the lamp and the timer stops the ignition operation after the ignition remaining time.
  • the function of the timer for an old lamp or in the event that the lamp goes out due to so-called 9 shows the function of the timer when there is no or broken lamp.
  • Fig. 9a shows that with a missing or defective lamp the well-known timer without successfully igniting the lamp be applied to the lamp until the ignition remaining time.
  • the ignition pulses be applied by the to control intelligent timer 33 shown in FIG. 4 such that a lamp is hot Condition is only subjected to a relatively short time with ignition pulses (for example 5 seconds) to a longer time (e.g. 25 Seconds).
  • ignition pulses for example 5 seconds
  • a longer time e.g. 25 Seconds.
  • the intelligent one Timer 33 designed in such a way that a lamp that is switched on does not exceed one to make a certain number (for example three) of reactivations if In the meantime, an unwanted shutdown has occurred. After each shutdown for a certain time (e.g. approx.
  • 8c shows the timer control according to the invention, whereby it can be seen is that after the third lamp start the ignition circuit is switched off and in Ignition operation only be applied to the lamp for 5 seconds. Between The 5s pulse packages are designed for 25s standby operation.
  • the in Fig. 8c represented timer control occurs e.g. in the case of an old lamp or power cuts in function.
  • 9b shows the timer control according to the invention in the event of a defective or missing lamp. It is provided according to the invention that the ignition circuit switches off automatically after a pulsed ignition operation of 22 minutes. This means that a maximum of 22 minutes of ignition is available for a lamp start stand.
  • the lamp start detection has the effect of switching off the Ignition circuit in the event of a fault regardless of the lamp technology selected.
  • the light-emitting diode can, for example switched off when the lamp is lit and switched on when the lamp is defective.
  • the light-emitting diode may flash while the igniter is being ignited. It can also do that Signal via a digital or analog interface to a remote one Control unit are fed.
  • the achievable profits with the previously described first exemplary embodiment according to the invention can be seen, for example, from FIGS. 5 and 6. It can be seen that with the ignition circuit according to the invention in the phase range 60 ° el-90 ° el or 240 ° el-270 ° el a very high number of pulses of approximately 13 ignition pulses can be generated, each of which also has the ignition pulse voltage prescribed by the lamp manufacturers . An ignition pulse package with such a high number of ignition pulses ensures that the ignition is very reliable. Since the distance between the ignition pulses is less than 0.3 ms, the pulse widths of the individual ignition pulses can be added to form a total ignition pulse package, it being apparent from FIGS. 5 and 6 that the total ignition pulse width of an ignition pulse package that can be achieved by the ignition device according to the invention greater than that prescribed by the lamp manufacturers 2 ⁇ s are.
  • control circuit 12 Another advantage of the control circuit 12 according to the invention is the presence 4, which is a lamp ignition detection carried out and thus indicates when the lamp has become self-conductive is, i.e. a gas discharge path has been formed in the lamp. After this Ignition of the lamp, a voltage drops across the lamp, so that the Mains voltage to the voltage dropping at the choke 3 and that at the lamp 4 drops falling voltage, since the pulse transformer 5 itself is low and can thus be neglected. In the operating state, one falls on the lamp Voltage of approx. 100 V. This voltage is below the breakdown voltage of the Sidac 9, so that no further ignition pulses are generated in the operating state of the lamp can be.
  • the control circuit By recognizing and indicating that the lamp is in operation it is possible to cause the control circuit to switch the controllable switch 10 permanently to open or close.
  • the permanent opening or closing of the controllable Switch 10 is advantageous for the following reasons.
  • controllable switch 10 If the controllable switch 10 is closed permanently, the series circuit is out the surge capacitor 7, the charging resistor 13 and the controllable switch 10 parallel to the high pressure gas discharge lamp 4. For the operation of a high pressure gas discharge lamp lamp manufacturers demand that a capacitive load of the lamp is connected in parallel. This could be done by permanently closing the controllable Switch 10 can be ensured due to the strong capacitance of the ignition capacitor 7 so that the auxiliary ignition capacitor 11, which per se as a capacitive load for the lamp 4 is provided, can be omitted. The circuit structure of the ignition circuit could thus be simplified.
  • controllable switch 10 by the control circuit 12 after the ignition the lamp is permanently open, the one above the controllable switch 10 lying circuit part with the surge capacitor 7, the primary winding 8 and Switching element 9 and also consume no energy during the operation of the lamp not subject to wear.
  • the ignition process takes place after a predefined time interrupted. Because of this targeted activation of the controllable switch 10 the high voltage load is more defined and viewed over the entire time less than in the known ignition method. Therefore, the function of the series choke 3 can also be taken over by the pulse transformer 5. The throttle 3 is thus lapse and the circuit structure is simplified.
  • FIG. 2 shows a second Embodiment of the ignition circuit according to the invention, wherein a two-pole controllable switch 10 is provided, which is between a position (1) and (2) is switchable.
  • a two-pole controllable switch 10 is provided, which is between a position (1) and (2) is switchable.
  • position (1) the surge capacitor 7 on the one hand and the series connection of the primary winding 8 with the Sidac 9 on the other hand Parallel connection of the AC voltage supply to the input connections 1 and 1 is present, separated and short-circuited, so that a charging resistor 13 Accelerated discharge of the surge capacitor 7 is possible, whereby the Discharge time of the surge capacitor 7 is reduced.
  • FIG. 3 shows a variant of the second invention shown in FIG. 2 Embodiment, wherein only the position of the charging resistor 13 changes is.
  • the function of the ignition circuit shown in Fig. 3 corresponds to the function of Ignition circuit shown in Fig. 2.
  • the ignitor according to the invention also via a corresponding interface ignition timing jumpers and power switches available on the market combined can be.
  • Ignition time jumpers are used during the period the lamp required until the nominal luminous flux is delivered, a normal light bulb etc. is activated, to ensure a sufficient level of basic lighting.
  • Power switch on the other hand, on the one hand, ensure the ignition is compliant with the regulations, and on the other hand step-dimmed lamp operation to save energy.
  • the ignition A lamp is prescribed by the lamp manufacturer before dimming one High pressure lamp to operate this with 100% power consumption during 330s.
  • ignition jumpers or power switches can also do that Ignitor according to the invention take over if the ASIC 12 accordingly is expanded in terms of circuitry.
  • the ignitor can then depend on the output circuitry as power switch or ignition timing jumper be used.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Description

Die Erfindung betrifft eine Zündschaltung für eine Hochdruck-Gasentladungslampe nach dem Oberbegriff von Anspruch 1.
Eine derartige Zündschaltung ist beispielsweise aus der DE 31 08 547 C2 und DE 31 08 548 C2 bekannt.
Fig. 10 zeigt ein Prinzipschaltbild dieser bekannten Zündschaltung. Eine Hochdruck-Gasentladungslampe bzw. Hochdruckmetalldampf-Entladungslampe 4 (nachfolgend auch als Lampe bezeichnet) ist an die Ausgangsanschlüsse 2 und 2 der Zündschaltung angeschlossen. Die Zündschaltung weist einen Impulstransformator 5 auf, dessen Sekundärwicklung 6 in der spannungsführenden Versorgungsleitung zwischen der Lampe 4 und einem herkömmlichen magnetischen Vorschaltgerät 3, z.B. einer Drossel, geschaltet ist. Der Reihenschaltung aus der Sekundärwicklung 6 des Impulstransformators 5 der Lampe 4 ist eine Reihenschaltung aus einem Stoßkondensator 7 und einem Zündhilfskondensator 11 parallel geschaltet, wobei dem Stoßkondensator 7 eine Reihenschaltung aus der Primärwicklung 8 des Impulstransformators 5 und einem symmetrisch schaltenden Schaltelement 9 parallel geschaltet ist. Das symmetrisch schaltende Schaltelement 9 kann beispielsweise eine Vierschichtdiode, ein Triac oder ein Sidac sein. Ebenso ist der Einsatz einer Gasfunkenstrecke denkbar. In Fig. 10 ist beispielhaft das symmetrisch schaltende Schaltelement 9 als Sidac dargestellt. Dem Zündhilfskondensator 11 ist ein Ladewiderstand 13 parallel geschaltet.
Die Funktion der in Fig. 10 dargestellten Schaltung ist wie folgt:
Der Stoßkondensator 7 wird über die Parallelschaltung des Zündhilfskondensators 11 und des Ladewiderstandes 13 aufgeladen, bis seine Spannung die Schaltspannung des Sidac 9 übersteigt, so daß das Sidac durchbricht und niederohmig wird. Mit Druchbrechen des Sidac wird der Stoßkondensator 7 über die Primärwicklung 8 des Impulstransformators 5 kurzgeschlossen und entlädt sich über die Primärwicklung 8. Der Spannungsabfall in der Primärwicklung 8 wird im Verhältnis der Windungszahl des Impulstransformators 5 hochtransformiert, so daß ein Zündimpuls von ca. 4 KV an der Lampe 4 hervorgerufen wird. Noch während das Sidac 9 leitend geschaltet ist, wird der aus der Drossel 3 und dem Zündhilfskondensator 11 bestehende Serienresonanzkreis mit seiner Eigenfrequenz (ca. 500-2000 Hz) zum Schwingen angeregt, so daß am Zündhilfskondensator 11 und über die Sekundärwicklung 6 des Impulstransformators 5 eine überhöhte Leerlaufspannung entsteht. Nachdem sich der Stoßkondensator 7 entladen hat und dessen Spannung wieder unter die Schaltspannung des Sidac 9 abgesunken ist, sperrt das Sidac 9 mit Umpolung des Stromes und unterbricht den Stromkreis für den aus der Drossel 3 und Zündhilfskondensator 11 bestehenden Serienresonanzkreis. Währenddessen erreicht der Stoßkondensator 7 im Verlaufe der Schwingung wieder die Schaltspannung des Sidac 9 und schaltet diesen erneut durch. Dieser Vorgang erfolgt im Laufe einer Netzhalbwelle wiederholt. Durch die enge Folge der Zündimpulse bei überhöhter Versorgungsspannung wird die Zündung auch schwer zündender Lampen gesichert.
Die Zündschaltung muß gemäß den Vorschriften der Lampenhersteller derart ausgebildet sein, daß mindestens drei Zündimpulse pro Netzhalbwelle mit einem maximalen Impulsabstand von 0,3 ms erzeugt werden. Des weiteren ist die Schaltung so zu dimensionieren, daß für eine sichere Lampenzündung die Phasenlage der Zündimpulse zwischen 60°el und 90°el der betragsmäßig ansteigenden positiven bzw. negativen Netzhalbwelle gewährleistet ist.
Auch die EP 0 381 083 A1 und EP 0 314 178 A1 der Anmelderin beschreiben ähnliche Zündschaltungen für Hochdruck-Gasentladungslampen.
Mit der zuvor beschriebenen Schaltung ist jedoch das Zünden von Lampen mit geringer Leistung, beispielsweise 35 W, problematisch. In diesem Fall kann der vorgeschriebene Zündimpulsabstand nicht oder nur mit Schwierigkeiten eingehalten werden. Dies hat seine Ursache darin, daß für geringere Lampenleistungen eine höhere Impendanz für die Drossel 3 vorgeschrieben ist, da die erhöhte Impendanz der Drossel 3 in Verbindung mit dem Stoßkondensator 7 und dem Zündhilfskondensator 11 eine niedrigere Reihenresonanzfrequenz bewirkt, so daß der Abstand zwischen den Zündimpulsen vergrößert wird. Um diesem Effekt entgegenzuwirken, wurde bereits in der EP 0 314 178 A1 der Anmelderin vorgeschlagen, lediglich einen Teil der Drossel 3 für das Zünden auszunutzen und nach der Zündung der Lampe den zweiten Teil der Drossel hinzuzuschalten, so daß nur durch den ersten Teil der Drossel die Reihenresonanzfrequenz und der zeitliche Impulsabstand bestimmt wird, während der durch die Lampe fließende Strom durch die in Serie geschalteten Drosselteile nach Zündung der Lampe begrenzt wird. Auf diese Weise kann eine ausreichend hohe Reihenresonanzfrequenz mit dem vorgeschriebenen niedrigen Zündimpulsabstand einerseits und eine ausreichend hohe Lampenstrombegrenzung andererseits gewährleistet werden. Für die in dieser Druckschrift vorgeschlagene Schaltungsmaßnahme ist jedoch eine Drossel mit Anzapfung erforderlich, wodurch sich die gesamte Zündschaltung bzw. die Drosselanordnung verteuert.
Des weiteren hat sich bei der bekannten Zündschaltung als schwierig erwiesen, den Phasenbereich von 60°el - 90° el der positiven Netzhalbwelle bzw. von 240°el - 270° el der negativen Netzhalbwelle für das Entstehen der Zündimpulse über den gesamten Bereich, in dem die Netzspannung schwanken darf, d.h. zwischen 198V und 264V, auszunutzen. An den Randbereichen dieser Netzspannung -Schwankungsbereiche werden in der Regel die Phasenbereiche nicht wie vorgeschrieben eingehalten. Dies wird weiter erschwert, wenn die Netzspannungsfrequenz nicht nur 50Hz, sondern - wie beispielsweise in den USA- 60Hz beträgt.
Weiterhin ist bei den bekannten Schaltungen zum Erreichen einer möglichst kurzen Impulsfolge der Einsatz von hochqualitativen Sidac-Typen unerläßlich, wodurch sich jedoch der Preis der Zündschaltung erhöht. Um eine möglichst große Zündimpulsanzahl zu erreichen, ist es notwendig, daß die Ladezeit des Stoßkondensators 7 und die Freiwerdezeit des Schaltelementes 9 möglichst gering gehalten werden. In den bekannten und zuvor beschriebenen Zündschaltungen ist jedoch eine kurze Freiwerdezeit nur begrenzt möglich, da dem Zündkreis mit dem Stoßkondensator 7 und dem Schaltelement 9 sowie der Primärwicklung 8 des Impulstransformators 5 stets ein Strom der Wechselspannungsversorgung über den Zündhilfskondensator 11 und den Ladewiderstand 13 (vgl. Fig. 10) zugeführt wird. Die Erzeugung einer hohen Zündimpulsanzahl ist daher bei den bekannten Schaltungen Grenzen gesetzt. Dies gilt insbesondere, wenn die Zündschaltung zum Zünden von Lampen mit geringer Leistung verwendet werden soll.
Aus der DE-A1-43 33 884 ist eine Zündschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 bekannt. Gemäß dieser Druckschrift wird ein Bipolartransistor als steuerbarer Schalter vorgeschlagen, welcher in Reihe mit der Parallelschaltung aus dem Stoßkondensator einerseits sowie der Primärwicklung des Transformators und einer Schaltfunkenstrecke als Schaltelement andererseits geschaltet ist. Der Bipolartransistor bildet jedoch in Verbindung mit weiteren Bauelementen eine Konstantstromquelle, um nach einem Erlöschen einer Hochdruck-Gasentladungslampe ein möglichst rasches Wiederzünden der Lampe zu erzielen, da die Ladespannung des Stoßkondensators über die Konstantstromquelle linear mit der Zeit ansteigt.
Aus der EP-A1-0 613 326 ist eine weitere Zündschaltung für eine Hochdruck-Gasentladungslampe bekannt, wobei ein als Schaltelement wirkendes Sidac parallel zu einer Reihenschaltung aus einem Teil einer Sekundärwicklung eines Transformators und einem Stoßkondensator geschaltet ist. Zu dieser Parallelschaltung ist ein steuerbarer Schalter in Serie geschaltet. Dieser steuerbare Schalter bleibt mit dem Einschalten der Netzspannung solange eingeschaltet, bis eine Timerschaltung den Ablauf einer bestimmten Zeitspanne erfaßt hat. Nach Ablauf dieser Zeitspanne wird der steuerbare Schalter geöffnet, um weitere Zündungen der Lampe mit Hilfe der das Sidac und den Stoßkondensator umfassenden Zündschaltung zu vermeiden. Die Timerschaltung wird zurückgesetzt, wenn die ihr zugeführte Teil-Netzspannung unter einen vorgegebenen Mindestwert abgesunken ist, bei dem die Lampe erlischt, so daß in diesem Fall der steuerbare Schalter wieder eingeschaltet und die Zünschaltung erneut aktiviert wird.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die vorstehend beschriebenen Nachteile zu vermeiden und insbesondere eine Zündschaltung anzugeben, die die Erzeugung einer ausreichend hohen Leistung gewähfleistet.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale von Anspruch 1 gelöst.
Die erfindungsgemäße Zündschaltung weist ein steuerbares Schaltelement auf, das in Reihe mit der Paralellschaltung aus dem Stoßkondensator einerseits und der Primärwicklung des Impulstransformators sowie dem Schaltelement andererseits geschaltet ist. Mit Hilfe des gesteuerten Schalters kann die Freiwerdezeit des Schaltelementes, welches beispielsweise eine Vierschichtdiode, ein Triac, ein Sidac, eine Gasfunkenstrecke oder ein in einer Gleichrichterbrücke gesteuerter Transistor ist, deutlich reduziert werden.
Der steuerbare Schalter kann als einpoliger Schalter ausgebildet sein, der unmittelbar nach Durchbruch des Schaltelementes in der Zündschaltung für eine vorgegebene Zeit ausgeschaltet, d.h. geöffnet, wird, damit der Strom in dem aus dem Stoßkondensator, dem Schaltelement und der Primärwicklung des Impulstransformators bestehenden Schwingkreis sicher und schnell ausschwingen kann. Ebenso kann der gesteuerte Schalter als zweipoliger Schalter, d.h. als Umschalter ausgeführt sein, wobei in der einen Stellung die Paralellschaltung aus Stoßkondensator, Primärwicklung und Schaltelement wie bekannt mit der Wechselspannungsquelle verbunden ist und nach dem Durchbruch des Schaltelements in der zweiten Stellung die Parallelschaltung kurzgeschlossen und/oder von der Wechselspannungsquelle getrennt wird, um den Stoßkondensator zeitlich beschleunigt zu entladen. Daher ist gewährleistet, daß der steuerbaren Schalter schnell und zuverlässig sperren kann, was kurze Zündimpulsabstände ermöglicht.
Die Funktion der erfindungsgemäßen Zündschaltung ist wie folgt:
Der steuerbare Schalter befindet sich anfänglich in demjenigen Zustand, der die Paralellschaltung aus Stoßkondensator, Primärwicklung und Schaltelement von der Wechselspannungsquelle trennt. Im Falle eines einpoligen Schalters bedeutet dies, daß der Schalter geöffnet ist. Befindet sich die von der Wechselspannungsquelle gelieferte Wechselspannung in dem geforderten Phasenbereich 60°el - 90°el der betragsmäßig ansteigenden positiven oder negativen Netzhalbwelle, d.h. zwischen 60°el - 90°el der ansteigenden positiven bzw. zwischen 240°el- 270°el der ansteigende negativen Netzhalbwelle, so wird der steuerbare Schalter in einen zweiten Zustand geschaltet, in dem die zuvor genannte Parallelschaltung mit der Wechselspannungsquelle verbunden ist, so daß sich der Stoßkondensator der Paralellschaltung durch die von der Wechselspannungsquelle zugeführte Energie aufladen kann. Im Falle eines einpoligen Schalters bedeutet dies, daß der steuerbare Schalter geschlossen wird. Sobald ein Zündimpuls für die Lampe vorliegt, d.h. sobald das Schaltelement durchbricht und den Stoßkondensator kurzschließt, wird der steuerbare Schalter wieder in den ursprünglichen ersten Zustand geschaltet, und zwar vorzugsweise solange, wie es die Freiwerdezeit des Schaltelementes erfordert, z.B. 80 µs. Nach Ablauf dieses vorbestimmten Zeitintervalles wird der Schalter wieder zurück in den zweiten Zustand geschaltet, so daß ein erneuter Zündimpuls erzeugt werden kann.
Mit dem Ladekondensator kann eine Kurzschlußsicherung, beispielsweise ein PTC-Widerstand in Serie geschaltet sein, um eine thermische Überbelastung der Zündschaltung bei Kurzschluß eines jeden Schaltelementes zu vermeiden.
Zur Steuerung des steuerbaren Schalters wird vorzugsweise eine Steuerschaltung eingesetzt, die insbesondere als kundenspezifische integrierte Schaltung, d.h. als sog. ASIC, ausgebildet sein kann. Zur zeitlichen Steuerung des steuerbaren Schalters kann das ASIC einen Zähler beinhalten. Des weiteren kann zur Erkennung eines Zündimpulses das ASIC eine Zündimpuls-Erkennungsvorrichtung aufweisen. Besonders vorteilhaft ist das Vorhandensein einer Lampen-Zünderkennungsvorrichtung in dem ASIC, so daß nicht nur das Auftreten eines Zündimpulses erfaßt werden kann, sondern auch der Zustand, wenn die Lampe selbst leitend geworden ist, d.h. wenn sich eine Gasentladungsstrecke in der Lampe ausgebildet hat. Wird das Zünden der Lampe erkannt, so kann durch die Steuerschaltung (ASIC) der steuerbare Schalter, der beispielsweise ein Bipolartransistor, ein Feldeffekttransistor oder ein einfaches Relais sein kann, dauerhaft in den ersten oder zweiten Zustand, im Falle eines einpoligen Schalters also dauerhaft geöffnet oder geschlossen, werden.
Die Unteransprüche beschreiben vorteilhafte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:
  • Fig. 1a und 1b ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Zündschaltung in Prinzipdarstellung und detaillierter Ansicht,
  • Fig. 2 ein zweites erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel,
  • Fig. 3 ein drittes erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel,
  • Fig. 4 eine detaillierte Ansicht der erfindungsgemäßen Steuerschaltung,
  • Fig. 5 - Fig. 7 Zeitverläufe bei der Zündimpulserzeugung mit der erfindungsgemäßen Zündschaltung,
  • Fig. 8 und 9 beispielhafte Zeitverläufe für die erfindungsgemäße Zündimpulssteuerung durch den in der erfindungsgemäßen Steuerschaltung von Fig. 4 vorhandenen intelligenten Timer, und
  • Fig. 10 eine bekannte Zündschaltung.
Fig. 1a zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Zündschaltung.
Wie die in Fig. 10 gezeigte bekannte Zündschaltung weist auch die in Fig. 1a gezeigte Zündschaltung eine als magnetisches Vorschaltgerät dienende Drossel 3, einen Impulstransformator 5, dessen Sekundärwicklung 6 in Serie mit der Drossel 3 und der Hochdruck-Gasentladunglampe 4 geschaltet ist, und dessen Primärwicklung 8 in Serie mit einem Schaltelement 9 geschaltet ist, sowie einen Stoßkondenstor 7 auf, wobei der Stoßkondensator 7 einerseits sowie die Serienschaltung aus der Primärwicklung 8 und dem Schaltelement 9 andererseits eine Parallelschaltung bilden, die ihrerseits in Serie mit einem Ladewiderstand 13 sowie einem steuerbaren Schalter 10 geschaltet ist. Auch wenn in Fig. 1a das symmetrisch schaltende Schaltelement 9 als Sidac, welcher oberhalb einer bestimmten positiven Schaltspannung und unterhalb einer bestimmten negativen Schaltspannung durchbricht und im dazwischenliegenden Bereich hochohmig ist, dargestellt ist, so ist doch ersichtlich, daß auch andere entsprechend gesteuerte Schaltelemente, wie beispielsweise eine Gasfunkenstrecke, eine Vierschichtdiode, ein gesteuerter Triac oder ein in einer Gleichrichterbrücke gesteuerter Transistor, verwendet werden können. Der steuerbare Schalter 10 ist vorzugsweise ein in einer Gleichrichterbrücke angesteuerter Bipolartransistor oder Feldeffekttransistor. Des weiteren ist ein Zündhilfskondensator 11 sowie eine Steuerschaltung 12 vorhanden, die zur Ansteuerung des steuerbaren Schalters 10 dient. Die Steuerschaltung 12 steuert den steuerbaren Schalter 10 zeitlich abhängig von dem Auftreten eines Zündimpulses für die Hochdruck-Gasentladungslampe 4, wobei ein Zündimpuls durch eine entsprechend vorhandende Zündimpulserkennung 15 erfaßt wird, welche mit dem Impulstransformator 5 durch eine spezielle Wicklung 14 verbunden ist. Ein Zündimpuls kann jedoch auch an anderer Stelle der Schaltung abgeleitet werden.
Fig. 1b zeigt eine detaillierte Ansicht der in Fig. 1a als Prinzipschaltbild dargestellten erfindungsgemäßen Zündschaltung. Wie aus Fig. 1b ersichtlich, ist der steuerbare Schalter gemäß diesem Ausführungsbeispiel als einpoliger Schalter ausgebildet, der zwischen einer geöffneten und einer geschlossenen Stellung umschaltbar ist. In Serie mit dem Ladewiderstand 13 ist ein PTC-Widerstand 16 geschaltet, um bei einem Kurzschluß des Sidac 9 oder des steuerbaren Schalters 10 eine thermische Überbelastung der Zündschaltung zu vermeiden. Wäre nur der niederohmige Widerstand 13 vorhanden, so könnte im Falle eines Kurzschlusses des steuerbaren Schalters 10 dieser zerstört werden. Dieses wird durch den Kaltleiter 16 verhindert, da der Widerstandswert des Kaltleiters 16 mit steigender Erwärmung zunimmt. Die Steuerschaltung 12 ist als kundenspezifische integrierte Schaltung (ASIC oder PAL) ausgebildet, wobei die Spannungsversorgung der Steuerschaltung 12 an den Eingängen Vcc und Vdd über einen Eingangsvorwiderstand 17, einen Gleichrichter 21 sowie eine Eingangszenerdiode 24 und einen Versorgungskondensator 25 gewährleistet ist. Die in Fig. 1a gezeigte Zündimpulserkennung 15 ist bei der in Fig. 1b gezeigten Schaltung in die Steuerschaltung 12 integriert. Über eine Zenerdiode 22 sowie einen Vorderwiderstand 18 wird in der Steuerschaltung 12 das Zünden der Lampe überwacht, d.h. eine Lampenbrennspannungserkennung durchgeführt. Über die Diode 23 und den Vorwiderstand 19 wird in der Steuerschaltung 12 mit jeder positiven Netzhalbwelle der Nulldurchgang der Netzspannung erfaßt.
Die Funktion der in Fig. 1a und 1b gezeigten Schaltung ist wie folgt:
Zunächst ist der steuerbare Schalter 10 offen, so daß die aus dem Stoßkondensator 7, der Primärwicklung 8 des Impulstransformators 5 und dem Sidac 9 gebildetete Parallelschaltung von der an den Anschlüssen 1 und 1 anliegenden Wechselspannungsversorgung getrennt ist. Die Steuerschaltung, d.h. das ASIC, enthält vorzugsweise einen Zähler, der in Betrieb gesetzt wird, wenn ein Nulldurchgang der Netzspannung erfolgt oder die Netzspannung eine bestimmte Höhe erreicht hat, was einem bestimmten Schaltwinkel entspricht. Durch das Abzählen kann festgestellt werden, wann der geforderte Schaltwinkel, d.h. die Phasenlage zwischen 60°el - 90°el bzw. 240°el - 270°el, erreicht ist.
Ist die gewünschte Phasenlage erreicht, so wird der steuerbare Schalter 10 geschlossen, wobei die an dem Zündhilfskondensator 11 anliegende Spannung kurzzeitig reduziert wird, da durch das Schließen des steuerbaren Schalters 10 der Stoßkondensator 7 dem Zündhilfskondensator 11 parallel geschaltet wird. Die Sekundärwicklung 6 des Impulstransformators 5 selbst ist niederohmig. Nach dem Schließen des steuerbaren Schalters 10 kommt es zu dem normalen Zündverhalten, d.h. die an dem Stoßkondensator 7 anliegende Spannung steigt durch Aufladen des Stoßkondensators 7 über den Ladewiderstand 13 und ggf. den PTC-Widerstand an, so daß auch die an der Lampe 4 bzw. dem Zündhilfskondensator 11 anliegende Spannung ansteigt. Ist die Schaltspannung des Sidac 9 erreicht, so schließt dieses kurz und der Stoßkondensator 7 wird über die Primärwicklung 8 des Impulstransformalors 5 und das Sidac 9 entladen, wodurch an der Hochdruck-Gasentladungslampe 4 ein Zündimpuls erzeugt wird, der über die gekoppelte Wicklung 14 und die Zündimpulserkennung 15 der Steuerschaltung 12 mitgeteilt wird.
Mit Erfassen eines Zündimpulses öffnet die Steuerschaltung 12 sofort den steuerbaren Schalter 10, so daß der aus dem Stoßkondensator 7, dem Sidac 9 und der Primärwicklung 8 des Impulstransformators 5 gebildete Schwingkreis sehr schnell ausschwingt, da diesem Schwingkreis keine neue Energie zugeführt wird. Dadurch wird der Haltestrom des Sidac 9 sehr schnell unterschritten. Dies erlaubt es, in sehr kurzer Zeit nach dem Öffnen des Schalters 10 erneut den Schalter 10 wieder zu schließen, so daß erfindungsgemäß eine sehr kurze Impulsfolge gewährleistet werden kann. Die Zeit, in der der steuerbare Schalter 10 geöffnet ist, wird solange gewählt, bis eine ausreichende Erholung des Sidac 9 gewährleistet ist. In der Regel ist hierfür eine Zeitspanne von 80µs ausreichend. Diese Zeitdauer, d.h. die Sperrzeit des Schalters 10, ist jedoch abhängig von dem Typ des Schaltelementes 9. Es ist daher ggf. eine andere Sperrzeit einzustellen, die im Bereich 40 - 200µs liegen kann.
Nach Abzählen der 80µs durch das ASIC wird der steuerbare Schalter 10 wieder geschlossen, so daß sich der Zündvorgang auf bekannte Art und Weise erneut wiederholen kann.
Abweichend von der in Fig. 1b gezeigten Ausführungsform kann selbstverständlich das Signal für die Zündimpulserkennung auch an einem anderen Schaltungspunkt abgegriffen werden. So ist es denkbar, das Zündimpulserkennungssignal anstatt über die Bauelemente 14 und 20 von einer aus Widerständen bestehenden Spannungsteilerschaltung abzugreifen, die zwischen den Gleichrichter 21 und die Steuerschaltung 12 geschaltet ist. Des weiteren kann neben dem Signal für die Nulldurchgangserkennung auch das Signal für die Lampenbrennspannungserkennung über die Diode 23 und die Widerstandsschaltung 19 der Steuerschaltung 12 zugeführt werden. In diesem Fall kann die Zenerdiode 22 und die Widerstandsschaltung 18 entfallen, so daß sich insgesamt der Schaltungsaufbau vereinfacht.
Fig. 4 zeigt in detaillierter Ansicht den Innenaufbau des in Fig. 1b dargestellten ASIC 12.
Neben der bereits erwähnten Zündimpulserkennung 15 weist die Steuerschaltung 12 (ASIC) folgende weitere Funktionsblöcke auf:
Über den Power on reset-Funktionsblock 28 werden nach jedem Einschalten der Zündschaltung sämtliche Funktionsblöcke zurückgesetzt. Der Oszillator 35, über dessen Eingangsanschlüsse e1 oder e2 ein oder mehrere externe Bauteile zur Steuerung des Oszillators 35 angeschlossen werden können, erzeugt ein internes Taktsignal im kHz-Bereich, mit dem die internen Funktionsblöcke gespeist werden. Die Lampenbrennspannungserkennung 26 erhält am Eingang a ein digitales Signal bei brennender Lampe, d.h. nach erfolgreicher Zündung der Hochdruck-Gasentladungslampe, und leitet dies nach einer festgelegten Zeit an den Startzähler 33 weiter. Die Nulldurchgangserkennung 27 erhält bei jeder positiven Netzhalbwelle am Eingang b ein digitales Signal, durch das die Steuerschaltung 12 voreingestellt und synchronisiert wird. Die Zündimpulserkennung 15 dient - wie bereits erwähnt - zur Einleitung der sog. Sperrzeit des steuerbaren Schalters, welche durch den Sperrzeit-Funktionsblock 31 gesteuert wird. Die 50/60 Hz-Auswertung 29 dient zur Erkennung der Frequenz der Netzspannung und leitet die erkannte Netzspannungsfrequenz an die Puls-Phasen-Logik 30 weiter. Diese Puls-Phasen-Logik 30 erzeugt während jeder Netzhalbwelle mit Hilfe der Eingangssignale zwei Fenster im Phasenbereich 60°el-90°el bzw. 240°el-270°el mit hohem Pegel, in denen die UND-Logik 34 angesteuert wird. Der Sperrzeit-Funktionsblock 31 schaltet unmittelbar nach Meldung eines Zündimpulses durch die Zündimpulserkennung 15 den Steuerausgang d über die UND-Logik 34 für eine definierte Zeit auf niedrigen Pegel. Die Sparschaltung 32 ist dafür verantwortlich, daß nach einem Zündbetrieb von 5s eine Pause von 25s erfolgt (Stand-by-Betrieb). Der intelligente Timer 33 hat die Aufgabe, den Ausgang d der Steuerschaltung 12 abzuschalten, wenn sich das Eingangssignal a, d.h. der Lampenzustand, für eine definierte Zeit nicht ändert oder über den Eingang a bereits eine mehrmalige erfolgreiche Zündung der Lampe, beispielsweise eine dreimalige Zündung, gemeldet worden ist. Die UND-Logik 34 verknüpft schließlich die Ausgangssignale der Sparschaltung 32, des Sperrzeit-Funktionsblocks 31 sowie des intelligenten Timers und Startzählers 33 und erzeugt das Steuersignal d für den steuerbaren Schalter.
Nachfolgend wird die Funktion der Puls-Phasen-Logik 30 sowie der Sparschaltung 32 anhand Fig. 5a und 5b näher beschrieben. Die Puls-Phasen-Logik 30 benötigt neben der Oszillatorfrequenz als weitere Eingangssignale das Nulldurchgangserkennungssignal der Nulldurchgangserkennung 27 sowie die Information der 50/60 Hz-Auswertung 29, die die Netzfrequenz mitteilt. Diese Eingangssignale werden in der Puls-Phasen-Logik 30 verknüpft und ausgewertet. Nach Feststellen eines Nulldurchgangs der Netzspannung (Punkt 1 in Fig. 5) erzeugt die Puls-Phasen-Logik 30 Fenster im Phasenbereich 60°el-90°el und 240°el-270°el der Netzspannung (Punkt 2). Dadurch wird die Ansteuerung des Zündkreises nur innerhalb der von den Lampenherstellern gewünschten Phasenwinkeln ermöglicht. Bevor das Ausgangssignal der Puls-Phasen-Logik 30 an den Ausgang d der Steuerschaltung 12 gelangt, durchquert es noch die Sparschaltung 32, welche die Aufgabe hat, das Ausgangssignal der Puls-Phasen-Logik 30 zu takten, d.h. das Ausgangssignal der Puls-Phasen-Logik 30 kann 5 Sekunden lang ungehindert passieren, danach erfolgt eine Sperrung von 25 Sekunden. Dieses Ein- und Ausschalten wird benötigt, um die elektrischen Verluste im Zündkreis klein zu halten. Durch dieses Takten des Zündbetriebes kann eine die Lampe schädigende Glimmentladung an den Elektroden der Hochdruck-Gasentladungslampen weitgehend vermieden werden, wenn die Lampe für eine Zündung noch nicht ausreichend abgekühlt ist.
Fig. 6 dient zur Erläuterung der in Fig. 4 dargestellten UND-Logik 34 und des intelligenten Timers 33. Fig. 6a entspricht Fig. 5a und zeigt die mit der erfindungsgemäßen Zündschaltung erzeugten Zündimpulse einer Netzhalbwelle. Fig. 6b zeigt das Ausgangssignal der Steuerschaltung 12, die als kundenspezifische integrierte Schaltung (ASCI, PAL etc.) ausgebildet ist. Das Ausgangssignal d der Steuerschaltung 12 setzt sich aus den Fenstern der Puls-Phasen-Logik 30 (vgl. Fig. 5b) und der sog. Sperrzeit, die durch den in Fig. 4 gezeigten Sperrzeit-Funktionsblock 31 gesteuert wird, zusammen. Der in Fig. 4 dargestellte UND-Logik-Funktionsblock 34 veknüpft die Ausgangssignale der sog. Sparschaltung 32 und des Sperrzeit-Funktionsblocks 31. Diese beiden Signale sind für die Funktion des Zündbetriebes notwendig. Das dritte Eingangssignal der UND-Logik 34 ist das Ausgangssignal des intelligenten Timers und Startzählers 33.
Die Funktionen des in Fig. 4 dargestellten Sperrzeit-Funktionsblocks 31 und des intelligenten Timers 33 sollen nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig. 7 bzw. Fig. 8 und 9 näher erläutert werden.
Fig. 7a zeigt einen an der Lampe anliegenden Zündimpuls in zeitlich gedehnter Darstellung, Fig. 7b zeigt das Ausgangssignal d der UND-Logik der Steuerschaltung 12, d.h. das Steuersignal für den steuerbaren Schalter, ebenfalls in zeitlich gedehnter Darstellung. Nimmt das Ausgangssignal d der UND-Logik den hohen Pegel an, so wird der steuerbare Schalter eingeschaltet, d.h. geschlossen. An Punkt 1 erkennt man, daß unmittelbar nach dem Einschalten des steuerbaren Schalters 10 die Spannung am Zündhilfskondensator 11 abfällt. Die Energie des Zündhilfskondensators 11 fließt über den steuerbaren Schalter 10 und den Ladewiderstand 13 in den Stoßkondensator 7, wodurch dieser aufgeladen wird bis die an dem Stoßkondensator anliegende Spannung eine bestimmte Schaltspannung am Punkt 2 erreicht. Daraufhin bricht der steuerbare Schalter 9 durch und induziert in dem Impulstransformator 5 eine Spannung, wodurch an den Anschlußpunkten 2 und 2 der Lampe 4 ein Hochspannungsimpuls und an der Meßwicklung 14 ein Niederspannungsimpuls induziert wird (Punkt 3). Das von der Meßwicklung 14 erfaßte Zündimpuls-Erkennungssigal gelangt über den Eingang c zu dem Sperrzeit-Funktionsblock 31 in der Steuerschaltung 12. Dieser Funktionsblock wird daraufhin aktiviert und automatisch der Steuerausgang d über die UND-Logik 34 auf einen niedrigen Pegel gesetzt (Punkt 4). Während dieser vorgegebenen Sperrzeit schwingt der aus dem Stoßkondensator 7, der Primärwicklung 8 und dem Schaltelement 9 gebildete Schwingkreis sicher aus, da der steuerbare Schalter 10 geöffnet ist (Punkt 5) und die Spannung am Zündhilfskondensator steigt wieder an. Nach Ablauf der Sperrzeit wird der steuerbare Schalter wieder eingeschaltet (Punkt 6). Danach wiederholt sich der Zündvorgang an Punkt 7 wie bereits bezüglich Punkt 1 beschrieben. Die Sperrzeit ist dabei immer größer zu wählen als die für das Ausschwingen benötigte Zeit des Schwingkreises.
Die Funktion des intelligenten Timers wird nachfolgend anhand Fig. 8 und 9 näher erläutert. Die in Fig. 10 gezeigte bekannte Schaltung legt nach dem Abschalten einer Lampe zum Wiedereinschalten kontinuierlich Zündimpulse an die Lampe an bis diese wieder so weit abgekühlt ist, daß eine erneute Zündung möglich ist. Dabei bildet sich zwischen den Elektroden zwar eine Glimmentladung aus, diese wird jedoch von der Lampe im heißen Zustand nicht angenommen, wobei die Lampe durch die Glimmentladung zusätzlich erwärmt wird. Der Grund hierfür liegt in der Tatsache, daß im heißen Zustand der Gasdruck in der Lampe höher ist als im kalten Zustand. Durch die Glimmentladung werden die Elektroden der Lampe zusätzlich geschädigt, so daß die Lebensdauer einer Lampe verkürzt wird, wenn die Lampe im heißen Betrieb gezündet werden soll. Um diesem Nachteil entgegenzuwirken wurden bereits Timer-Schaltungen entwickelt, die eine bestimmte Zeit, beispielsweise 11 Minuten, Zündimpulse auf die Hochdruck-Gasentladungslampe schalten und die Zündschaltung abschalten, wenn die Lampe bis zum Ende dieser Zeitspanne nicht in Betrieb ist, d.h. nicht erfolgreich gezündet werden konnte. Falls die Lampe vor Ablauf der 11 Minuten zündet, wird die bis dahin verbrauchte Zündzeit abgespeichert. Sollte die Lampe wieder abschalten, beispielweise aus Alterungsgründen, so wird die restliche Zeit bis zu den vorgegebenen 11 Minuten erneut aufgewendet, um für einen erneuten Zündvorgang Zündimpulse an die Hochdruck-Gasentladungslampe anzulegen. Die Gesamt-Zündzeit von 11 Minuten wird mit dem Einschalten der Lampe gestartet. Ein zwischenzeitliches Abschalten der Lampe kann beispielsweise auch durch eine Spannungsabfall der Netzspannung hervorgerufen werden. Auch in diesem Fall soll ein Neuzünden der Lampe innerhalb der 11 Minuten Gesamt-Zündzeit möglich sein. Das Altern einer Lampe äußert sich beispielsweise darin, daß die Betriebsspannung über die Netzspannung steigt, mit der Folge, daß die Lampe nicht mehr betrieben werden kann und selbst abschaltet. Tritt dieser Fall nach 11 Minuten auf, so bleibt die Lampe dauerhaft abgeschaltet. Die zuvor beschriebenen 11 Minuten Gesamt-Zündzeit ergaben sich aus praktischen Erwägungen, da ein derartiger Timer auf dem Markt zur Verfügung stand. Ebenso sind aber auch an andere Timer angepaßte Gesamt-Zündzeiten denkbar.
Die Funktion des zuvor beschriebenen bekannten Timers ist in Fig. 8a und b sowie Fig. 9a dargestellt. Fig. 8a zeigt das dreimalige Zünden einer fehlerhaften Lampe. Abhängig von der Abkühlung der Lampe ist jedoch auch eine häufigere Zündung der Lampe möglich. Ein häufiges Abschalten der fehlerhaften Lampe ist jedoch nachteilig, da dies in ein Blinken der Lampe ausarten kann (sog. Cycling-Betrieb). Durch das häufige Aus- und Einschalten wird nicht nur das Vorschaltgerät der Lampe in Mitleidenschaft gezogen, sondern das Blinken kann auch sehr störend bei der Beleuchtung von Räumen sein. Aus Fig. 8b ist ersichtlich, daß nach dem erstmaligen Zünden der Lampe im Bereich 1 eine Zünd-Restzeit von 10 Minuten 55 Sekunden vorhanden ist. Nach dem erstmaligen Abschalten der Lampe erfolgt ein Zündbetrieb von 5 Minuten, so daß nach dem erneuten Zünden der Lampe im Bereich 3 eine Zünd-Restzeit von nur noch 5 Minuten 55 Sekunden verfügbar ist. Nach dem erneuten Abschalten der Lampe werden für weitere 5 Minuten Zündimpulse an die Lampe angelegt, bis diese erneut zündet (Bereich 4 und 5). Somit ist nachfolgend nur noch eine Zünd-Restzeit von 55 Sekunden verfügbar, die nach dem erneuten Abschalten der Lampe unterhalb des Bereichs 6 ausgenützt wird, wobei keine erneute Zündung der Lampe möglich ist und der Timer nach Ablauf der Zünd-Restzeit den Zündbetrieb einstellt. Während Fig. 8 die Funktion des Timers für eine alte Lampe oder für den Fall des Erlöschens der Lampe durch sog. Netzwischer darstellt, zeigt Fig. 9 die Funktion des Timers bei einer fehlenden oder defekten Lampe. Fig. 9a zeigt dabei, daß bei einer fehlenden oder defekten Lampe mit dem bekannten Timer ohne ein erfolgreiches Zünden der Lampe dauerhaft Zündimpulse bis zum Ablauf der Zünd-Restzeit an die Lampe angelegt werden.
Mit dieser bekannten Timer-Schaltung kann zwar ein längerer Cycling-Betrieb oder ein Dauerzündbetrieb vermieden werden, jedoch werden weiterhin innerhalb längerer Zeitspannen kontinuierlich Zündimpulse an eine an sich zündunwillige Lampe angelegt, so daß die bezüglich der in Fig. 10 gezeigten bekannten Schaltung beschriebenen Nachteile grundsätzlich weiterhin vorhanden sind. Zudem ist nachteilig, daß die Zeitmessung in der Regel durch Zählung der Netzhalbwellen erfolgt, so daß sich zwischen einer 50 Hz-Netzspannung und einer 60 Hz-Netzspannung ein Unterschied von 20% ergibt. Dies bedeutet, daß abhängig von der vorliegenden Netzfrequenz unterschiedliche Zünd-Grenzzeiten gemessen werden.
Daher wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, das Anlegen der Zündimpulse durch den in Fig. 4 gezeigten intelligenten Timer 33 derart zu steuern, daß eine Lampe im heißen Zustand nur eine relativ kurze Zeit mit Zündimpulsen beaufschlagt wird (beispielsweise 5 Sekunden), um bis zum nächsten Zündpaket eine längere Zeit (beispielsweise 25 Sekunden) vergehen zu lassen. Auf diese Weise wird die Zeit, bis zu der eine heiße Lampe wieder zündwillig ist, insgesamt verkürzt und die für die Zündung der Lampe aufgewendete Energie kann deutlich verringert werden. Des weiteren ist der intelligente Timer 33 derart ausgestaltet, daß eine einmal eingeschaltete Lampe nicht mehr als eine bestimmte Zahl (beispielsweise drei) von Wiedereinschaltungen vornehmen soll, wenn zwischenzeitlich ein ungewolltes Abschalten erfolgt ist. Nach jedem Abschalten wird für eine bestimmte Zeit (beispielsweise ca. 22 min) mit den zuvor beschriebenen Zündpaketen das Zünden der Lampe versucht, wobei die Zeit von der Netzfrequenz unabhängig ist. Fig. 8c zeigt die erfindungsgemäße Timersteuerung, wobei ersichtlich ist, daß nach dem dritten Lampenstart die Zündschaltung abgeschaltet wird und im Zündbetrieb nur für 5 Sekunden Zündimpulse an die Lampe angelegt werden. Zwischen den 5s- Impulspaketen ist ein 25s- Stand-by-Betrieb vorgesehen. Die in Fig. 8c dargestellte Timersteuerung tritt z.B. bei einer alten Lampe oder Netzunterbrechungen in Funktion.
Mit Hilfe des zuvor beschriebenen Zündverfahrens können Natriumdampfhochdruckgasentladungslampen normalerweise innerhalb von 4 Minuten zuverlässig gezündet werden. Metalldampfhochdruckgasentladungslampen sind hingegen schwerer zu zünden. Daher kann bei der erfindungsgemäßen Zündschaltung eine lampentypabhängige Umschaltung vorgesehen sein, mit deren Hilfe auf ein zweites Zündverfahren für Metalldampfhochdruckgasentladungslampen umgeschaltet werden kann, um auch für diesen Lampentyp ein zuverlässiges Zünden zu gewährleisten. Dieses abgeänderte Zündverfahren für Metalldampfhochdruckgasentladungslampen entspricht grundsätzlich dem Zündverfahren für Natriumdampfhochdruckgasentladungslampen, wobei jedoch nach einer gewissen Zeitspanne (z.B. nach 4 Minuten), in der vergeblich ein Zünden der Lampe versucht wurde, die Zündzeit auf 15s und die Sperrzeit auf 75s eingestellt werden. Selbst wenn eine Natriumdampfhochdruckgasentladungslampe zunächst nicht zünden und somit die Umschaltung auf das zweite Zündverfahren für Metalldampfhochdruckgasentladungslampen erfolgen sollte, ist diese Umschaltung nicht schädlich, da dann auch die Natriumdampfhochdruckgasentladungslampe noch vorschriftenkonform betrieben wird.
Fig. 9b zeigt die erfindungsgemäße Timersteuerung für den Fall einer defekten oder fehlenden Lampe. Dabei ist erfindungsgemäß vorgesehen, daß die Zündschaltung automatisch nach einem getakteten Zündbetrieb von 22 Minuten abschaltet. Dies bedeutet, daß für einen Lampenstart maximal 22 Minuten Zündbetrieb zur Verfügung stehen. Durch die erfindungsgemäße Lampenstarterkennung wirkt die Abschaltung der Zündschaltung im Fehlerfall unabhängig von der gewählten Lampentechnologie.
Wie aus der vorhergehenden Beschreibung ersichtlich ist, kann mit dem erfindungsgemäßen Zündverfahren auch auf den Zustand der angeschlossenen Lampe geschlossen werden. Eine gealterte Lampe wird gemäß dem in Fig. 8 gezeigten Zündverlauf betrieben, während bei einer defekten oder fehlenden Lampe der Zündverlauf nach Fig. 9 auftritt. Es ist somit vorteilhaft, an der in Fig. 4 gezeigten erfindungsgemäßen Steuerschaltung, insbesondere verbunden mit dem intelligenten Timer 33, einen zusätzlichen Ausgang vorzusehen, an dem ein Signal bereitgestellt wird, welches den Betriebszustand der Lampe wiedergibt. Dieses Signal kann beispielsweise einer optischen Anzeigeneinheit (z.B. einer Leuchtdiode) oder einer akustischen Anzeigeneinheit (z.B. einem Lautsprecher) zugeführt werden. Wird als Anzeigeneinheit eine Leuchtdiode verwendet, kann die Leuchtdiode beispielsweise bei einer brennenden Lampe ausgeschaltet und bei einer defekten Lampe eingeschaltet sein. Während des Zündens des Zündgerätes kann die Leutdiode blinken. Ebenso kann das Signal über eine digitale oder analoge Schnittstelle einem räumlich entfernten Steuergerät zugeführt werden.
Die erzielbaren Gewinne mit dem zuvor beschriebenen ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel sind beispielsweise Fig. 5 und 6 entnehmbar. Es ist ersichtlich, daß mit der erfindungsgemäßen Zündschaltung im Phasenbereich 60°el-90°el bzw. 240°el-270°el eine sehr hohe Impulsanzahl von ca. 13 Zündimpulsen erzeugt werden kann, die auch jeweils die von den Lampenherstellern vorgeschriebene Zündimpulsspannung aufweisen. Durch ein Zündimpulspaket mit einer derartig hohen Anzahl von Zündimpulsen wird ein sehr sicheres Zünden der gewährleistet. Da der Abstand der Zündimpulse zueinander kleiner als 0,3 ms ist, können die Impulsbreiten der einzelnen Zündimpulse zu einem Gesamt-Zündimpulspaket addiert werden, wobei aus Fig. 5 und 6 ersichtlich ist, daß die durch das erfindungsgemäße Zündgerät erreichbare Gesamt-Zündimpulsbreite eines Zündimpulspaketes größer als die vom Lampenhersteller vorgeschriebenen 2µs sind.
Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Steuerschaltung 12 ist das Vorhandensein der in Fig. 4 gezeigten Lampenbrennspannungserkennung 26, die eine Lampen-Zünderkennung durchführt und somit anzeigt, wann die Lampe selbstleitend geworden ist, d.h. eine Gasentladungsstrecke in der Lampe ausgebildet worden ist. Nach dem Zünden der Lampe fällt über der Lampe eine Spannung ab, so daß sich die Netzspannung auf die an der Drossel 3 abfallende Spannung sowie die an der Lampe 4 abfallende Spannung aufteilt, da der Impulstransformator 5 selbst niederohmig ist und somit vernachlässigt werden kann. Im Betriebszustand fällt an der Lampe eine Spannung von ca 100 V ab. Diese Spannung liegt unterhalb der Durchbruchspannung des Sidac 9, so daß im Betriebszustand der Lampe weitere Zündimpulse nicht erzeugt werden können. Durch das Erkennen und Anzeigen, daß die Lampe im Betrieb ist, ist es möglich, die Steuerschaltung zu veranlassen, den steuerbaren Schalter 10 auf Dauer zu öffnen oder zu schließen. Das dauerhafte Öffnen bzw. Schließen des steuerbaren Schalters 10 ist aus folgenden Gründen vorteilhaft.
Ist der steuerbare Schalter 10 auf Dauer geschlossen, so liegt die Reihenschaltung aus dem Stoßkondensator 7, dem Ladewiderstand 13 sowie dem steuerbaren Schalter 10 parallel zu der Hochdruck-Gasentladungslampe 4. Für den Betrieb einer Hochdruck-Gasentladungslampe fordern die Lampenhersteller, daß eine kapazative Last der Lampe parallel geschaltet ist. Dies könnte durch dauerhaftes Schließen des steuerbaren Schalters 10 aufgrund der starken Kapazität des Zündkondensators 7 gewährleistet sein, so daß der Zündhilfskondensator 11, der an sich als kapazative Belastung für die Lampe 4 vorgesehen ist, entfallen kann. Der Schaltungsaufbau der Zündschaltung könnte somit vereinfacht werden.
Wird hingegen der steuerbare Schalter 10 von der Steuerschaltung 12 nach dem Zünden der Lampe dauerhaft geöffnet, so würde der oberhalb des steuerbaren Schalters 10 liegende Schaltungsteil mit dem Stoßkondensator 7, der Primärwicklung 8 und dem Schaltelement 9 keine Energie während des Betriebs der Lampe verbrauchen und zudem keinem Verschleiß unterliegen.
Erfindungsgemäß wird der Zündvorgang nach jeweils einer vordefinierten Zeit unterbrochen. Aufgrund dieser gezielten Ansteuerung des steuerbaren Schalters 10 ist die Hochspannungbelastung definierter und über die gesamte Zeit betrachtet geringer als bei dem bekannten Zündverfahren. Daher kann die Funktion der Vorschaltdrossel 3 auch von dem Impulstransformator 5 übernommen werden. Die Drossel 3 wird somit hinfällig und der Schaltungsaufbau vereinfacht sich.
Neben dem Einsatz eines einpoligen Schalters ist erfindungsgemäß auch der Einsatz eines zweipoligen steuerbaren Schalters möglich. Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Zündschaltung, wobei ein zweipoliger steuerbarer Schalter 10 vorgesehen ist, der zwischen einer Stellung (1) und (2) umschaltbar ist. In der Stellung (1) wird die aus dem Stoßkondensator 7 einerseits und der Serienschaltung der Primärwicklung 8 mit dem Sidac 9 andererseits gebildete Parallelschaltung von der Wechselspannungsversorgung die an den Eingangsanschlüssen 1 und 1 anliegt, getrennt und kurzgeschlossen, so daß über den Ladewiderstand 13 eine zeitlich beschleunigte Entladung des Stoßkondensators 7 möglich ist, wodurch die Entladezeit des Stoßkondensators 7 verringert wird. In der zweiten Stellung (2) wird die Parallelschaltung mit dem Stoßkondensator 7 mit der Wechselspannungsversorgung verbunden, so daß die Aufladung des Stoßkondensators 7 möglich ist. Die Steuerung des steuerbaren Schalters 10 mit Hilfe der Steuerschaltung 12 erfolgt wie bereits bezüglich des ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels beschrieben, wobei die Schalterstellung (1) im zweiten Ausführungsbeispiel der Öffnung des steuerbaren Schalters im ersten Ausführungsbeispiel und die Schalterstellung (2) im zweiten Ausführungsbeispiel der geschlossenen Schalterstellung im ersten Ausführungsbeispiel entspricht. Während mit dem ersten Ausführungsbeispiel die Freiwerdezeit des Schaltelements 9, beispielsweise des Sidac, durch sicheres und schnelles Ausschwingen des aus dem Stoßkondensator 7, der Primärwicklung 8 und dem Schaltement 9 gebildeten Schwingkreises erreicht wird, wird mit dem zweiten Ausführungsbeispiel eine Verringerung der Entladezeit des Stoßkondensators 7 angestrebt bzw. erreicht.
Fig. 3 zeigt eine Variante des in Fig. 2 dargestellten zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels, wobei lediglich die Position des Ladewiderstandes 13 verändert ist. Die Funktion der in Fig. 3 dargestellten Zündschaltung entspricht der Funktion der in Fig. 2 gezeigten Zündschaltung.
Abschließend sei erwähnt, daß bei der Verwendung eines ASIC als Steuerschaltung 12 das erfindungsgemäße Zündgerät auch über eine entsprechende Schnittstelle mit auf dem Markt erhältlichen Zündzeitüberbrückern und Leistungsumschaltern kombiniert werden kann. Mit Zündzeitüberbrückern wird während des Zeitraums, den die Lampe bis zur Abgabe des Nennlichtstroms benötigt, eine normale Glühlampe etc. angesteuert, um ein ausreichendes Grundbeleuchtungsniveau sicherzustellen. Leistungsumschalter hingegen gewährleisten einerseits die vorschriftenkonforme Zündung und andererseits zur Energieeinsparung einen stufig gedimmten Lampenbetrieb. Bezüglich des Zündens einer Lampe ist von den Lampenherstellern vorgeschrieben, vor dem Dimmen einer Hochdrucklampe diese mit 100% Leistungsaufnahme während 330s zu betreiben. Die Funktionen dieser Zündzeitüberbrücker oder Leistungsumschalter kann auch das erfindungsgemäße Zündgerät übernehmen, wenn der ASIC 12 entsprechend schaltungstechnisch erweitert wird. Das Zündgerät kann dann abhängig von der ausgangsseitigen Beschaltung als Leistungsumschalter oder Zündzeitüberbrücker eingesetzt werden.

Claims (27)

  1. Zündschaltung für eine über entsprechende Eingangsanschlüsse (1, 1') an eine
    Wechselspannungsquelle anschließbare Hochdruck-Gasentladungslampe (4),
    mit einem Impulstransformator (5), dessen Sekundärwicklung (6) zwischen einem (1) der Eingangsanschlüsse (1, 1') und der Lampe (4) angeordnet ist,
    mit einem der Sekundärwicklung (6) und der Lampe (4) parallelgeschalteten Stoßkondensator (7),
    mit einer dem Stoßkondensator (7) parallelgeschalteten Reihenschaltung aus einer Primärwicklung (8) des Impulstransformators (5) und einem Schaltelement (9), und
    mit einem in Reihe mit der Parallelschaltung aus dem Stoßkondensator (7) einerseits und der Primärwicklung (8) sowie dem Schaltelement (9) andererseits geschalteten steuerbaren Schalter (10),
    dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter (10) bei Vorliegen eines Zündimpulses für die Lampe (4) für ein bestimmtes Zeitintervall vorübergehend in einen ersten Zustand geschaltet ist, in dem die Parallelschaltung von der Wechselspannugsquelle getrennt ist.
  2. Zünschaltung nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärwicklung (6) des Impulstransformators (5) zwischen einer Drosselspule (3) und der Lampe (4) angeordnet ist.
  3. Zündschaltung nach Anspruch 1 oder 2,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß der steuerbare Schalter (10) anfänglich in den ersten Zustand geschaltet ist,
    daß der steuerbare Schalter in einen zweiten Zustand geschaltet ist, in dem die Parallelschaltung mit der Wechselspannungsquelle verbunden ist, wenn sich die von der Wechselspannungsquelle gelieferte Wechselspannung in dem Phasenbereich 60°el-90°el der betragsmäßig ansteigenden positiven oder negativen Halbwelle befindet,
    daß bei Vorliegen eines Zündimpulses für die Lampe (4) der steuerbare Schalter (10) vorübergehend für das bestimmte Zeitintervall in den ersten Zustand geschaltet ist, und
    daß nach Ablauf des bestimmten Zeitintervalls der steuerbare Schalter (10) wieder in den zweiten Zustand geschaltet ist.
  4. Zündschaltung nach einem der Ansprüche 1-3,
    dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter (10) als einpoliger Schalter ausgebildet ist, der in dem ersten Zustand geöffnet und in dem zweiten Zustand geschlossen ist.
  5. Zündschaltung nach einem der Ansprüche 1-3,
    dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter (10) als zweipoliger Schalter ausgebildet ist, wobei in dem ersten Zustand die Parallelschaltung von der Wechselspannungsquelle getrennt und über den steuerbaren Schalter (10) kurzgeschlossen und in dem zweiten Zustand über den steuerbaren Schalter (10) mit der Wechselspannungsquelle verbunden ist.
  6. Zündschaltung nach Anspruch 4 oder 5,
    dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit der Parallelschaltung und dem steuerbaren Schalter (10) ein Ladewiderstand (13) geschaltet ist.
  7. Zündschaltung nach Anspruch 4 oder 5,
    dadurch gekennzeichnet, daß ein Ladewiderstand (13) zwischen den steuerbaren Schalter (10) und die Wechselspannungsquelle geschaltet ist.
  8. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit der Parallelschaltung und dem steuerbaren Schalter (10) eine Sicherungseinrichtung, insbesondere ein PTC-Widerstand (16), geschaltet ist, die bei Kurzschluß des Schaltelementes (9) oder des steuerbaren Schalters (10) eine thermische Überlastung der Zündschaltung verhindert.
  9. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    gekennzeichnet durch
    eine vorzugsweise mit der von der Wechselspannungsquelle gelieferten Wechselspannung versorgte Steuerschaltung (12) zur Steuerung des Schaltverhaltens des steuerbaren Schalters (10).
  10. Zündschaltung nach Anspruch 9,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (12) als kundenspezifische integrierte Schaltung (ASIC, PAL) ausgebildet ist.
  11. Zündschaltung nach Anspruch 10,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (12) zugleich die Funktion eines Zündzeitüberbrückers und/oder eines Leistungsumschalters wahrnimmt.
  12. Zündschaltung nach Anspruch 10,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (12)die Funktion des Zündzeitüberbrückers und des Leistungsumschalters abhängig von der ausgangsseitigen Beschaltung der Zündschaltung wahrnimmt.
  13. Zündschaltung nach einem der Ansprüche 9-12,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (12) zur zeitlichen Steuerung des steuerbaren Schalters (10) einen Zähler (33) beinhaltet.
  14. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    gekennzeichnet durch
    eine Zündimpuls-Erkennungsvorrichtung (15) zur Erfassung der Erzeugung eines Zündimpulses.
  15. Zündschaltung nach Anspruch 14 und einem der Ansprüche 9-13,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Zündimpuls-Erkennungsvorrichtung (15) über eine Wicklung mit dem Impulstransformator (5) verbunden ist und die Erzeugung eines Zündimpulses der Steuerschaltung (12) mitteilt.
  16. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltelement (9) mit einer bestimmten Schaltspannung symmetrisch schaltend ist.
  17. Zündschaltung nach Anspruch 16,
    dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltelement (9) eine symmetrisch schaltende Vierschichtdiode, ein Triac, ein Sidac, ein in einer Gleichrichterbrücke gesteuerter Transistor oder eine Gasfunkenstrecke ist.
  18. Zündschaltung nach Anspruch 16 oder 17,
    dadurch gekennzeichnet, daß das bestimmte Zeitintervall, in dem der steuerbare Schalter (10) vorübergehend in den ersten Zustand geschaltet ist, mindestens solange gewählt ist, daß ein sicheres Ausschwingen des aus dem Stoßkondensator (7), der Primärwicklung (8) und dem Schaltelement (9) gebildeten Schwingkreises bzw. eine erneute Zündbereitschaft des Schaltelementes (9) gewährleistet ist.
  19. Zündschaltung nach Anspruch 18,
    dadurch gekennzeichnet, daß das bestimmte Zeitintervall 40 - 200 µs beträgt.
  20. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    gekennzeichnet durch
    eine Lampen-Zünderkennungsvorrichtung (26), die das Zünden der Lampe (4) überwacht und nach dem Zünden der Lampe (4) den steuerbaren Schalter (10) dauerhaft in den ersten oder zweiten Zustand schaltet.
  21. Zündschaltung nach Anspruch 20 und einem der Ansprüche 9-13,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Lampen-Zünderkennungsvorrichtung (26) in die Steuerschaltung (12) integriert ist.
  22. Zündschaltung nach einem der Ansprüche 9-13,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (12) den Betrieb der Zündschaltung jeweils abwechselnd für eine erste Zeitspanne unterbricht und anschließend wieder für eine zweite kürzere Zeitspanne forsetzt.
  23. Zündschaltung nach einem der Ansprüche 9-13 oder 22,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (12) die Zündschaltung deaktiviert, wenn sich der Zustand der Lampe (4) für eine bestimmte Zeit nicht ändert oder die Lampe (4) eine bestimmte Anzahl von Zündungen erfahren hat.
  24. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, daß ein Zündhilfskondensator (11) vorhanden ist, der zu dem Stoßkondensator (7) sowie dem steuerbaren Schalter (10) parallel geschaltet ist.
  25. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter (10) ein Bipolar-Transistor, ein Feldeffekttransistor oder ein Relais ist.
  26. Zündschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Zündschaltung ein Zustandssignal erzeugt, welches den Zustand der Zündschaltung bzw. der angeschlossenen Lampe (4) angibt.
  27. Zündschaltung nach Anspruch 26,
    dadurch gekennzeichnet, daß das Zustandssignal einer Anzeigeneinheit oder einer Steuervorrichtung zuführbar ist..
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