WO1996018237A1

WO1996018237A1 - Dispositif de commande d'un moteur

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Publication number: WO1996018237A1
Application number: PCT/JP1995/002473
Authority: WO
Inventors: Haruhiko Higuchi
Original assignee: Citizen Watch Co., Ltd.
Priority date: 1994-12-08
Filing date: 1995-12-05
Publication date: 1996-06-13
Also published as: US6091221A; DE69508567T2; DE69508567D1; EP0744825A1; EP0744825A4; JP3645908B2; EP0744825B1

Description

明細書モータ駆動装置技術分野

本発明は、位相検出制御により高速回転を行うモータ駆動装置に関する。背景技術

モータをより高速で回転させることは、モータの基本性能の向上という面でもっとも重要な要素の 1つであり、そのことから長年、研究開発がなされてきた。たとえばモータを使用する製品の 1つである電子時計では、近年多機能化が進み、通常の時刻表示以外の機能として、ストップウォッチ付き、アラーム付き、デュアルタイムなど様々な機能を持つ時計が開発、商品化されてきた。これらの多機能時計は電池投入時などの初期状態でシステムの初期化を行う場合や、通常使用時にモードの移行や針位置の帰零動作を行う場合などにおいて指針の早送り動作を行うこと力必ず発生していた。

以下従来のモータ駆動装置を電子時計のステップモータを例にして説明する。図 8は従来の 2極ステップモータより成るモータ駆動装置の構成図、図 9から図 1 4はいずれもステータとロータとの磁極の位置関係を示す平面図であり、電気信号を機械的回転運動に変換する手段として、 2極のステップモータは図 8に示す如く駆動コイル 1 0 1、扁平ステータ 1 0 2、ロータ 1 0 3力ら成り、扁平ステータ 1 0 2には段差 1 0 2 a力設けられている構成となっている。またモータドライバ 1 0 4 a、 1 0 4 bを設け、前記駆動コイル 1 0 1の両端の電位を変えることによってこの駆動コイル 1 0 1に電流を流し、前記扁平ステータ 1 0 2を励磁する。図 8に示す 2極モータの場合、前記駆動コイル 1 0 1に電流が流れていない場合のロータ 1 0 3の前記扁平ステ一夕 1 0 2に対する磁極位置は、図 9 に示す静的安定点 1 1 0の位置に、また前記駆動コイル 1 0 1に電流を流し、前記扁平ステータ 1 0 2を励磁した場合の前記ロータ 1 0 3と前記扁平ステータ 1 0 2の磁極位置は図 1 0に示す電磁的安定点 1 1 1の位置になる。

通常、電子時計では前記モータドライノく 1 0 4 aまたは 1 0 4 bから 4〜5 m Sの間、前記駆動コイル 1 0 1の両端電位を変化させるパルス信号を出力し、この駆動コイル 1 0 1にパルス電流を流し、前記ロータ 1 0 3を回転動作させる。このロータ 1 0 3は前記駆動コイル 1 0 1に電流が流されている間回転し、前記ロータ 1 0 3が前記扁平ステ一タ 1 0 2に対しておおむね図 1 1に示す磁極位置に来たとき前記駆動コイル 1 0 1に流れる電流が停止するが、前記ロータ 1 0 3は慣性によって図 1 2の位置まで回転し、その後ロータ 1 0 3は前記静的安定点 1 1 0を中心に減衰振動し最終的に停止する。

前記口一夕 1 0 3が静止した状態で、たとえば前記モータドライバ 1 0 4 a力らパルス信号を出力し前記駆動コイル 1 0 1に電流を流し、図 1 3に示す如く前記扁平ステ一夕 1 0 2を励磁した場合、前記ロータ 1 0 3は図1 3の Aに示す回転方向に 1 8 0度回転する。さらにロータ 1 0 3力静止した後に、前回パルス信号を出力したのと反対側のモータドライバ 1 0 4 bからパルス信号を出力すると、前記ロータ 1 0 3は図 1 3の Aの方向にさらに 1 8 0度回転する。ロータ 1 0 3が静止した状態から前記駆動コイル 1 0 1に電流を流すことによって前記口一夕 1 0 3の回転動作を行った場合は図 1 3の Aに示す方向に確実に回転する。

また、前記ステップモータを高速回転させる場合、当然のことながら前記ロー夕 1 0 3を高速で回転させる必要が生じる。このとき、前記モータドライバ 1 0 4 aとドライバ 1 0 4 bから出力されるパルス信号の出力間隔を狭くする必要が生じる。

前記ロータ 1 0 3をより高速に回転させようとし、パルス信号の出力間隔を狭めていくと、ロータ 1 0 3が回転した直後の減衰振動が停止しないうちに次のパルス信号を出力しなければならなくなってくる。

しかし、ロータ 1 0 3が減衰振動中で図 1 4の位置、すなわち前記口一夕 1 0 3が電磁的安定点 1 1 1を越えた状態で次パルス信号が出力されると、ロータ 1 0 3は図 1 3の Aに示す方向と逆、すなわち通常方向とは逆方向の回転をしてしまう。従って、このロータ 1 0 3を安定的に回転させるためには、パルス信号の出力間隔を、ロータ 1 0 3の回転後の減衰振動が、前記電磁的安定点 1 1 1 を越えない範囲に安定するまでの時間以上にする必要があった。パルス信号のパルス幅および減衰振動の安定時間を合わせた時間、すなわちパルス信号の出力周期は最小でも 1 O m S前後となってしまう。これは現状の駆動方式ではパルス信号の出力周波数として 1 0 0 H z程度が限界になってしまっていることを示している。

しかし上記課題については、本願出願人力 s '先に出願した特開平 6 - 2 3 5 7 7 7号公報に開示された方式によって改善されている。図 1 5は改善された従来例のモータ駆動装置の構成図であり、すでに説明した図 8のステップモータに、前記駆動コイル 1 0 1と同軸上に巻かれた検出コイル 1 0 5と、前記ロータ 1 0 3 力 ^s回転した際に前記検出コイル 1 0 5に発生する逆起電圧を検出する差動ァンプで構成された逆起電圧検出回路 1 0 6とを付加したものである。この従来例では、前記ロータ 1 0 3が回転しているときのロータ 1 0 3の前記扁平ステ一タ 1 0 2に対する磁極位置を前記ロータ 1 0 3が回転することによって発生する逆起電圧を前記検出コイル 1 0 5を介して前記逆起電圧検出回路 1 0 6で検出し、この逆起電圧検出回路 1 0 6からの出力に基づいて前記パルス信号の出力タイミングを制御するよう構成されている。

し力しな力 sら、上述の特開平 6— 2 3 5 7 7 7号公報に開示された方式においては、前記ロータ 1 0 3の前記扁平ステータ 1 0 2に対する磁極位置を検出しようとした場合、前記ロータ 1 0 3の回転によって生じる逆起電圧を検出する検出手段としては、前記検出コイル 1 0 5が用いられていた。し力しな力 sら、この検出コイル 1 0 5を備えることは、通常のステップモータでは前記駆動コイル 1 0 5と電子回路との接点が 2点あればよかったものが、さらに前記検出コイル 1 0 5と電子回路との接点が 2点、合計 4点の接点が必要となる。コイルと電子回路との接点数が増えることは、モータ駆動装置を設計する上で、サイズや配線などの構造面で大きな制約になってくる。また前記検出コイル 1 0 5を設けること自体がコイルサイズの増大、製造コストの増加等に影響してくる。

また、検出コイル等を設けないで、前記ロータ 1 0 3からの逆起電圧を検出する方式としては、特公昭 6 1 - 2 3 5 1 6号公報に記載された方式力提案されている。この方式においては、前記ロータ 1 0 3からの逆起電圧を検出する場合、前記駆動コイル 1 0 2の一端を電源電位に接続し、他端のモータドライバの出力をハイインピーダンス状態にして、駆動コイルに発生する電圧レベルを検出している。しかしながら、この方法では駆動コイルの一端を電源電位に接続してしまうため、固定された電源電位に対して片側の信号検出しカ行えず、ロー夕から発生する逆起電圧の交流信号に対応することができないため、逆起電圧がゼロレべルとなるタイミングを検出することができなかつた。

発明の開示

上記課題を解決するための本発明は、少なくとも 2極のステ一夕と少なくとも 2極の永久磁石を有するロータと前記ステ一夕と磁気的に結合した駆動コイルとで構成されたステップモータと、このステップモータを駆動するためのパルス信号を出力する駆動パルス発生手段と、この駆動パルス発生手段からの信号に基づき前記駆動コィルに駆動電流を供給するための駆動回路と、前記口ータの回転によって生じる逆起電圧を検出する逆起電圧検出回路と、この逆起電圧検出回路に生じる逆起電圧に基づいて前記ステ一夕に対する回転中のロータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段とを備えており、前記駆動パルス発生手段は、前記磁極位置検出手段からの検出信号に基づいて前記パルス信号の出力タイミングを制御するモータ駆動装置において、前記逆起電圧検出手段を前記駆動コイルの一端に接続するとともに、前記駆動コイルの他端には、電位レベルを電源電圧の間の電位にバイアスするためのバイアス手段を設けたことを特徴とする。

また、前記バイアス手段は、電源電圧の約 1 Z 2のバイアス電圧を出力することを特徴とする。

また、前記バイアス手段の動作を制御するためのスィッチ手段を設け、このスィツチ手段は前記駆動回路から前記パルス信号が供給されている間は 0 F F制御されていることを特徴とする。

また、前記磁極位置検出手段からの検出信号に基づいて前記ステップモータを駆動するためのパルス信号の出力タイミングを遅延するための遅延手段を設けたことを特徴とする。

また、前記遅延手段が前記逆起電圧検出回路の出力側に接続されたヒステリシスコンパレータであることを特徴とする。

また、前記逆起電圧検出回路が、前記ロータの回転によって生ずる逆起電圧の直流電圧成分を除去するための直流電圧成分除去手段を有することを特徴とする。

図面の簡単な説明

図 1は本発明のモータ駆動装置における駆動回路の第 1の実施例を示す回路図、図 2は図 1の駆動回路の動作を表す波形図、図 3は本発明のモータ駆動装置における駆動回路の他の実施例を示す回路図、図 4は本発明のモータ駆動装置のシステムブロック図、図 5は図 4のシステムブロック図の動作状態を示す波形図、図 6は本発明のモータ駆動装置における駆動回路の他の実施例を示す回路図、図 7は本発明の逆起電圧検出回路の他の実施例を示す回路図、図 8は従来のモータ駆動装置の駆動部を示す回路図、図 9は図 8における 2極ステップモータの静的安定点を示す平面図、図 1 0は図 8における 2極ステップモータの電磁的安定点を示す平面図、図 1 1は図 8における 2極ステップモータの回転中の磁極位置を示す平面図、図 1 2は図 8における 2極ステップモータの回転方向を示す平面図、図 1 3は図 8における 2極ステップモータの回転方向を示す平面図、図 1 4は図 8における 2極ステップモータの回転方向を示す平面図、図 1 5は従来の検出コイルを備えたモータ駆動装置の駆動部を示す回路図、図 1 6は本発明のモータ駆動装置における駆動回路の第 2の実施例を示す回路図、図 1 7は本発明のモータ駆動装置における駆動回路の他の実施例を示す回路図、図 1 8は本発明のモータ駆動装置における駆動回路の第 3の実施例を示す回路図、図 1 9は本発明のモータ駆動装置における駆動回路の他の実施例を示す回路図、図 2 0は本発明のモータ駆動装置の他の実施例を示すシステムプロック図、図 2 1は図 1 8の駆動回路の動作を表す波形図、図 2 2は本発明のモータ駆動装置の他の実施例を示すシステムブロック図、図 2 3は、直流磁界の影響による直流電流がコイルから発生している場合において、信号 A o u tがバイアス電圧 V bを正から負または負から正の方向によぎる点について説明する図である。

発明を実施するための最良の形態

以下図面に基づいて本発明の実施例を詳述する。

図 1は、本発明のモータ駆動装置における駆動回路の第 1の実施例を示す回路図である。図 2は図 1の駆動回路の動作を表す波形図である。

図 1において、 1 a、 l bはモータドライバ、 2は駆動コイルである。 3はバィァス回路であってスィツチ手段 3 aおよび 3 bと同抵抗値のバイアス抵抗 3 c および 3 dとから成る。 4は扁平ステ一夕である。 5は逆起電圧検出回路であつてィンバータ 5 aと帰還抵抗 5 bと入力抵抗 5 cとから成る。 6はィンバ一タ、 7はロータである。

前記モータドライバ 1 a、 1 bは信号 0E力 "H" レベルのときはそれぞれ〇 1 i n、 02 i nの入力信号をバッファ出力し、信号 OE力 "し" レベルのときは、出力をハイインピーダンスにする。また前記スィッチ手段 3 a、 3 bは信号 S E力 s "L" レベルのときオフ、 "H" レベルのときオンするスィッチである。以下、図 2に示した波形図に従って、図 1に示した回路の動作を説明する。

図 2の期間 aでは、信号 OEが "H" レベルであり、前記モータドライバ 1 a から "H" レベルのパルス信号 P S 1が出力されるので、前記駆動コイル 2に電流が流れ、従来例で説明したものと同様に前記ロータ 7が回転する。この間、前記スィッチ手段 3 a、 3bは、信号 SE力 "L" レベルであるため、ともにオフ状態になっている。図 2の期間 bでは信号 OEが " L" レベルであるので、前記モータドライバ l a、 1 bの出力はハイインピーダンス状態になっており、変わって前記スィッチ手段 3 a、 3 bがオンするため、前記駆動コイル 2の一端である端子 Xは電源電圧の 1 Z 2の電圧であるバイァス電圧 V bに分圧される。ここで、図 2の期間 bに前記駆動コイル 2の一端である端子 Yに現れる電圧の波形について説明する。前記モータドライバ 1 a、 1 bの出力がハイインビーダンス状態で、前記スィッチ手段 3 a、 3 bがオンしており、前記バイアス抵抗 3 c、 3 dによって、端子 Xの電圧が前記バイアス電圧 Vbのレベルになっている場合、端子 Yの電圧値は前記ロータ 7の回転や前記モータドライバ 1 a、 l b の影響がなければ、端子 Xと同様に前記バイアス電圧 Vbとなる。しかしながら、パルス信号 PS 1を出力直後は、前記駆動コイル 2に流れる電流力切られることによる誘導電圧が図 2の Vrの如く発生し、また、パルス信号 PS 1が出力されることによって、前記口一夕 7が回転すると、このロータ 7の回転によって逆起電圧 V gが図 2の如く発生する。これらの発生電圧の合成波形が端子 Yに現れ、この電圧波形を逆起電圧検出回路 5で增幅したものが図 2の A o u tに示す波形となる。

図 2の期間 bの A o u tの波形は、パルス信号 P S 1出力直後は、前記駆動コィル 2から発生する誘導電圧が支配的となるが、時間の経過とともに影響が減少し、変わって前記ロータ 7からの逆起電圧が支配的となる。図 2において、 A o u tの波形が前記バイアス電圧 V bを正から負の方向によぎるタイミング P が、前記ロータ 7がすでに説明した電磁的安定点を通過するタイミングとほぼ等しくなる。このタイミングにおいて前回パルス信号 P S 1を出力したのと逆の前記モ一夕ドライバ 1 bからパルス信号 P S 2を出力すると、前記ロータ 7は、前記扁平ステ一タ 4に対する磁極位置が電磁的安定点を過ぎた後であるため、逆転することなく、正方向の回転を続ける。

上記の如く本発明の駆動方式によれば、パルス信号 P S 1の出力によって回転した前記ロータの磁極位置が、次に出力されるパルス信号 P S 2で確実に正転する領域に入った直後のタイミングでパルス信号 P S 2の出力を行うようにしているため、パルス信号の出力間隔を最短にすることができる。

また、パルス信号を出力するタイミングでは前記ロータ 7の磁極位置が確実に正転する領域にあり、且つこのロータ 7自体が正転方向の回転を維持しているので、安定した回転を得ることができる。

さらに、このロータ 7を停止することなく回転させるので、幅の狭いパルス信号を用いても高回転速度が維持でき、またこのことは少ないエネルギーでモータを回転させることになり、モータが 1回転当りに消費する電流力通常の方式に比ベて少なくなることを示している。

すなわち、本発明における逆起電圧検出回路 5は、ロータ 7からの逆起電圧の検出を駆動コイル 2を用いて行い、また逆起電圧検出時には前記モータドライバ 1 a、 1 bの出力をハイインピーダンスにするとともに、前記駆動コイル 2の一端を前記バイアス電圧 V bにバイアスするバイアス手段を有することで、前記ロータ 7が回転することによつて発生する交流の逆起電圧を、電源電位でクランプされることなく検出することができる。以上説明した駆動回路では、一例として、前記バイアス電圧 Vbは、前記バイァス抵抗 3 c、 3 dを用いて電源電圧を分圧して作成したが、図 3に示すように、バイァス抵抗 3 cと 3 dとの接点と端子 Xとの間にバッファ回路 10を入れた構成も考えられる。図 3の構成の場合、図 1の構成に比べ、前記バイアス電圧 V bのレベルが、アンプ回路側の負荷変動が生じた場合でも影響を受けにくいこと力ら、逆起電圧の検出をより安定して行うことができる。また、図 1における逆起電圧検出回路 5の構成を、図 3に示すオペアンプを用いた逆起電圧検出回路 1 1の構成にすることで、電源電圧の変動等に影響されない逆起電圧検出回路にすることが可能となる。

以上、本発明におけるモータ駆動装置の駆動部分を説明した力続いて、本発明の駆動方式を実現するための回路システムを図を用いて説明する。

図 4は本発明のモータ駆動装置のシステムブロック図である。

21は発振回路、 22は分周回路、 23は波形成形回路、 24は駆動制御回路、 25は駆動回路、 26は正エッジ検出回路 26 aと負エッジ検出回路 26 b とで構成された磁極位置検出回路、 27はパルス制御回路である。

ここで、駆動回路 25は、先に説明した図 1の駆動回路に OR回路 8および NOR回路 30を追加したものであり、図 6に示す構成を持つ。また、図 5は図 4のシステムプロック図の動作状 BIを示す波形図である。

前記モー夕駆動装置の本回路システム非動作状態、すなわち前記ロータ 7が回転していない場合、前記パルス制御回路 27から出力される信号 F が "H" レベルになっており、この状態では前記駆動制御回路 24から前記駆動回路 25に対する出力 01 i n、 02 i nはともに " L" レベルであるので、前記モータドライバ l a、 l bの出力はともに " L" レベルになっている。これは外部からの磁界や衝撃などにより、モータが回転してしまうことを防ぐためである。また、（1カ^' '^" レベルであることから NO R回路 30の出力は "L" となり、スイッチ手段 3 a、 3 bはともにオフ状態である。

次に、前記ロータ 7を回転させる場合、外部より始動信号 SSが前記パルス制御回路 27に入力されると、このパルス制御回路 27から出力される信号 F d力 s "L" レベルになるとともに、信号 P t r gが出力される。信号 Fdが "L" レベルで且つ前記波形成形回路 23からの信号 0Eが ' 'Η" レベルの場合、前記駆動制御回路 24の出力信号は、信号 EEが "L" レベルの場合、信号 01 i nが "H" レベルとなり、信号 EEが "H" レベルの場合、信号 02 i nが "H" レベルとなる。

前記波形成形回路 23は、信号 P t r gの立ち上がりに同期して信号 0 Eを図 5の期間 t lのように "H" レベルにする。前記駆動制御回路 24は信号 0Eが

"H" レベルの間、信号 01 i nを "H" レベルにする。また、このとき、この駆動制御回路 24からの出力である信号 EEは "L" レベルとなっている。一定時間経過後、信号 0Eが "L" レベルになると、前記モータドライバ 1 aと 1 b の出力はハイインピーダンス状態になり、さらに前記スィツチ手段 3 aと 3 b力ォンし、前記駆動コイル 2の端子 Xを前記バイァス電圧 V bにバイアスする。ここで、前記正エッジ検出回路 26 aおよび前記負エッジ検出回路 26 bの動作について説明する。前記正エッジ検出回路 26 aは信号 EEが "H" レベルのとき能動状態になり、信号 0Eが "L" レベルの期間中に信号 A outが前記バィァス電圧 V bを負方向によぎった場合に負エッジ検出信号 N Eを出力する。図 5の期間 1:2では、前記逆起電圧検出回路 5の出力信号 Aoutは、図 5に示すように、前記ロータ 7が回転することによって発生する前記逆起電圧 V gを出力している。前記負エッジ検出回路 26 bは信号 Ao u tを受け、この信号 Ao u tのレベルが前記バイアス電圧 Vbを負の方向によぎった場合、負エッジ検出信号 NEを出力する。前記パルス制御回路 27は前記負エッジ検出信号 NE を受けると信号 P t r gを出力する。

前記波形成形回路 23は P t r gの立ち上がりに同期して再び信号 0 Eを図 5 の期間 t 3の間 "H" レベルにする。前記駆動制御回路 24は信号 0Eの立ち上力 ^sりに同期して、信号 EEを "H" レベルにするとともに、信号 0Eが "H" の間、信号 02 i nを "H" レベルにする。

—定時間経過後、信号 0Eが "L" レベルになると、前記モータドライバ 1 a と 1 bの出力はハイインピーダンス状態になり、さらに、前記スィッチ手段 3 a と 3 bがオンし、前記駆動コイル 2の端子 Xを前記バイアス電圧 Vbにバイアスする。図 5の期間 t4では、前記正エッジ検出回路 26 aは Aoutを受け、この信号 Ao u tのレベルがバイアス電圧 Vbを負から正の方向によぎった場合、正エッジ検出信号 PEを出力する。前記パルス制御回路 27は前記正エッジ検出信号 PEを受けると信号 Ptr gを出力する。以降、同様の動作が繰り返され、前記ロータ 7は回転を続ける。

前記ロータ 7の回転を停止する場合は、外部より停止信号 E Sを前記パルス制御回路 27に入力する。パルス制御回路 27は、停止信号 ESが入力された直後の正エツジ検出信号 P Eまたは負エツジ検出信号 N Eを受けると最後の信号 Pt r gを出力する。図 5の例では、パルス制御回路 27は負エッジ検出信号 NEを受け、信号 Ptr gを出力している。

図 5の期間 t 5で信号 02 i nに "H" レベルが出力された後、図 5の期間 t 6で前記正ェッジ検出回路 26 aが能動状態となり、信号 A outが前記バイァス電圧 V bを負から正の方向によぎるタイミングで正エツジ検出信号 P Eが出力される。前記パルス制御回路 27は正エッジ検出信号 PEを受けると信号 Fd を "H" レベルにするとともに、前記モ一夕ドライバ l a、 1 bの出力を "L" レベルに固定し回路の動作は終了する。

本実施例では、前記バイアス手段 3および前記逆起電圧検出回路 5は前記ロータ 7が回転動作を行っていない場合は動作の必要がない。従ってこのロータ 7の非回転時のシステムの低消費電流化を考慮すると、前記バイアス回路 3では、前記スィツチ手段 3 a、 3 bをオフすることにより前記バイアス回路 3の動作を停止することカましく、さらに前記逆起電圧検出回路 5においては、たとえば図 7に示す如くスィッチ 12を設け、前記ロー夕 7の非回転時は前記逆起電圧検出回路 5で電流が消費されなレ、構成とすることが望ましい。

以上、説明したように本発明によれば、モータの高速回転駆動を従来の扁平型 2極モータの構造を変更することなく、簡素なシステム構成で実現することができる。すなわち本発明の特徴である、逆起電圧検出回路やバイアス手段は抵抗や半導体素子で構成することができるので、容易に〗 C化すること力可能となり、電子時計等の携帯型電子機器におけるモータ駆動装置の小型化、低消費電流化等に大きな効果を有する。ところで、上述の実施例では、駆動コイルでロータからの逆起電圧を検出しているため、外部からのノイズ、とりわけ磁界中では検出回路が大きな影響を受ける。たとえば、直流磁界中にモータを置いた場合は、磁力線の方向とコイルの方向の関係で、コイル両端から直流電流が発生する場合がある。こうなると、信号

A o u tが前記直流磁界の影響を受けて変化、すなわち、信号 A o u t力バイァス電圧 V bを正から負または負から正の方向によぎる点（以下「0クロス位置」という）力 s変化し、逆起電圧がゼロレベルとなるタイミングを検出することができなくなってしまう。

図 2 3は、直流磁界の影響による直流電流がコイルから発生している場合の 0 クロス位置について説明する図である。

直流磁界の影響でコイルから直流電圧 Δ ν bが発生している場合、信号 A o u tの波形は直流磁界がない場合に対して Δ ν bの分だけ全体が上方にずれてしまっている。このため、ロータを駆動する際の 0クロスのタイミングは正から負の方向での検出は Δ Τだけ遅れ、反対に負から正の方向では Δ Τだけ早くなってしまう。この結果、検出が遅れた場合には、 Δ Τの時間だけロータにブレーキがかかってしまうことになり、モータの回転速度力 s低下し、一方、検出が早くなつた場合には、ロータが引き戻され、逆転してしまう場合があり得る。そこで、この直流磁界の影響を除去することができる実施例について以下に説明する。

図 1 6は、本発明のモータ駆動装置における駆動回路の第 2の実施例を示す回路図である。図 1と同じ構成部分には同じ参照番号を付して説明を省略する。本実施例は、直流磁界によって発生した直流電圧成分を、コンデンサによってカツ卜して影響を少なくしょうとするものである。

本実施例の駆動回路は、図 1 6に示すように、図 1の駆動回路に直流電圧除去回路 1 4を付加したものであり、逆起電圧検出回路 5の後段にこの直流電圧除去回路 1 4が接続される。この直流電圧除去回路 1 4は、帰還抵抗 1 4 aとインバータ 1 4 bとコンデンサ 1 4 cとから成る。このように構成することにより、コイル 2に発生する直流電圧成分を直流電圧除去回路 1 4によって取り除くことができ、直流電圧除去回路 1 4の出力信号 C o u tは直流成分を取り除いた交流波形すなわち検出波形となる。この信号 C o u t力バイアス電圧 V bを正から負および負から正の方向によぎる点に基づいて信号〇 1 i nおよび 0 2 i nを制御することによって、直流磁界の影響を受けずにモータを回転させることができる。

また、コンデンサによる直流電圧成分の除去は、図 3に示した駆動回路に適用することもでき、この場合の駆動回路は図 1 7に示すようになる。駆動回路は、図 1 7に示すように、図 3の駆動回路に直流電圧除去回路 1 5を付加したものであり、この直流電圧除去回路 1 5は、オペアンプ 1 5 aと入力抵抗 1 5 bとコンデンサ 1 5 cと力ら成る。

図 1 8は、本発明のモータ駆動装置における駆動回路の第 3の実施例を示す回路図である。図 1と同じ構成部分には同じ参照番号を付して説明を省略する。本実施例は、ヒステリシスコンパレータを設けることによって、直流磁界によって発生した直流電圧成分による影響を少なくしょうとするものである。本実施例の駆動回路は、図 1 8に示すように、図 1の駆動回路にヒステリシスコンパレータ 1 3を付加したものであり、逆起電圧検出回路 5の後段にこのヒステリシスコンパレータ 1 3が接続される。このヒステリシスコンパレ一夕 1 3 は、入力抵抗 1 3 aと帰還抵抗 1 3 bとインバータ 1 3 cとインバ一タ 1 3 dとから成る。また、図 3のようにアンプを用いた構成の場合には、図 1 9に示すように、入力抵抗 1 2 aと期間抵抗 1 2 bとアンプ 1 2 cと力ら成るヒステリシスコンパレータ 1 2を設けることによって実現できる。

本実施例は、図 2 0に示すように、駆動回路 2 5と磁極位置検出回路 2 6との間にヒステリシスコンパレータ 2 9 (図 1 8ではヒステリシスコンパレータ 1 3、図 1 9ではヒステリシスコンパレータ 1 2カ目当する）を設けることにより、 0クロスの検出タイミングに遅延を持たせ、磁界等の影響による誤動作を防止するものである。

ここで、図 1 8に示す駆動回路を例にヒステリシスコンパレー夕の動作を説明する。インバータ 1 3 c、 1 3 dの動作は、電源電圧の 1 / 2の電圧 V t hを境に、入力力 " H " レベルであれば出力は " L " レベルに、入力力 " L " レベルであれば出力は " H " レベルになる。ヒステリシスコンパレ一夕 1 3の出力すなわちインバー夕 13 dの出力は、信号 Aout力 "L" レベルならば " L" レベルとなり、信号 Aoutが "H" レベルならば "H" レベルとなる。ただし、信号 Ao utの電位力 "L" レベルから "H" レベルへと移行する間において電圧 Vthになった場合、点 Dの電位は、信号 Ao u tの電位とインバ一タ 13 dの出力電位（すなわち "L" レベル）とが抵抗 13 a、 13 bで分圧されるため、電圧 V t h低い電位となり、出力信号 C outは変化しない。

ここで、抵抗 13 aの抵抗値を R a、抵抗 13 bの抵抗値を R b、電源電圧の値を Vddとすると、インバ一タ 13 dの出力が " L" レベルから "H" レベルに切り替わるためには、信号 Ao u tの電位 V c 1は（ 1 ) 式に示すようになる。

Vc 1 =Vt h+^- (Ra/Rb) x V d d ( 1 )

ム

—方、信号 A outが "H" レベルから "L" レベルへと変化する際に、インバ一タ 13 dの出力が "H" レベルから "L" レベルに切り替わるためには、信号 A outの電位 Vc 2は（2) 式に示すようになる。

Vc 2=Vth— (Ra/Rb) xVdd (2)

ム

この結果、図 21に示すように、 0クロスのための電位が、正から負の方向へと変わる場合と、負から正の方向へと変わる場合とで異なるために、検出タイミングに遅延を設けることができる。

本実施例によれば、直流磁界の影響のみならず、モータに衝撃等が加わった場合においても、モータの回転の安定性向上に効果がある。

図 22は本発明のモータ駆動装置の別の実施例のシステムプロック図である。図 4と同じ構成部分には同じ参照番号を付して説明を省略する。

本実施例は、 0クロスを検出した後、パルス信号 01 i nおよび 02 i nを出力するまでに一定時間のディレイを設けることによって、直流磁界によって発生した直流電圧成分による影響を少なくしょうとするものである。たとえば、図 23に示した Δ Tの分遅延を設けることによって、磁界の影響等により発生する電圧が Δ V d以内であれば、次のパルス信号を早く出力してしまうことはなくなり、モー夕力 ^逆回転してしまうという最悪の誤動作を防止することができる。本実施例のモータ駆動装置は、図 2 2に示すように、図 4のモータ駆動装置に遅延回路 2 8を付加したものである。図 2 2においては、遅延回路 2 8をパルス制御回路 2 7と波形整形回路 2 3との間に設けたが、本実施例の趣旨からすれば、 0クロスを検出してからパルス信号を出力するまでの間で遅延させればよいので、たとえば、波形整形回路 2 3と駆動制御回路 2 4との間に遅延回路 2 8を設けてもよく、同様の効果が得られることは自明である。

本実施例の場合も、直流磁界の影響のみならず、モータに衝撃等が加わった場合においても、モー夕の回転の安定性向上に効果がある。

産業上の利用可能性

本発明は、電子時計に限らずモー夕を利用するあらゆる電子機器に利用することができる。特に、小型化が必要な電子機器において利用価値カ缟く、モ一タ駆動装置の小型化、低消費電流化等の大きな効果を奏する。

Claims

請求の範囲

1 . 少なくとも 2極のステ一夕と少なくとも 2極の永久磁石を有するロータと前記ステ一夕と磁気的に結合した駆動コイルとで構成されたステップモ一夕と、該ステップモータを駆動するためのパルス信号を出力する駆動パルス発生手段と、該駆動パルス発生手段からの信号に基づき前記駆動コィルに駆動電流を供給するための駆動回路と、前記ロータの回転によって生じる逆起電圧を検出する逆起電圧検出回路と、該逆起電圧検出回路に生じる逆起電圧に基づいて前記ステー夕に対する回転中のロータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段とを備えており、前記駆動パルス発生手段は、前記磁極位置検出手段からの検出信号に基づいて前記パルス信号の出カタイミングを制御するモータ駆動装置において、前記逆起電圧検出手段を前記駆動コィルの一端に接続するとともに、前記駆動コイルの他端には、電位レベルを電源電圧の間の電位にバイアスするためのバイァス手段を設けたことを特徴とするモータ駆動装置。

2 . 前記バイアス手段は、電源電圧の約 1 2のバイアス電圧を出力することを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のモータ駆動装置。

3 . 前記バイアス手段の動作を制御するためのスィッチ手段を設け、該スイツチ手段は前記駆動回路から前記パルス信号が供給されている間は 0 F F制御されていることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のモータ駆動装置。

4 . 前記磁極位置検出手段からの検出信号に基づいて前記ステップモータを駆動するためのパルス信号を遅延するための遅延手段を設けたことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のモータ駆動装置。

5 . 前記遅延手段力 s前記逆起電圧検出回路の出力側に接続されたヒステリシスコンパレータであることを特徴とする請求の範囲第 4項に記載のモータ駆動装置。

6 . 前記逆起電圧検出回路が、前記ロータの回転によって生ずる逆起電圧の直流電圧成分を除去するための直流電圧成分除去手段を有することを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のモータ駆動装置。