TWI634757B - 電力線載波發射裝置及通信系統 - Google Patents

Abstract

本發明之課題，係提供一種電力線載波發射裝置、及通信系統，其能以較少的處理量而進行穩健之通信。 為達到前述課題之解決方式，其一實施形態之電力線載波發射裝置，係透過傳送路徑20以發射符號之電力線載波發射裝置。發射裝置1具備：對符號進行交錯的頻率・時間交錯部13；將頻率・時間交錯部13所交錯之符號進行OFDM調變的OFDM調變部14；將OFDM調變部14所調變之符號在時域重複發射M次（M係2以上之值）的時域重複發射部15。

Description

電力線載波發射裝置及通信系統

本發明與電力線載波通信裝置及通信系統相關，係有關於透過電力線以發射符號（symbol）的電力線載波發射裝置、以及通信系統。

專利文獻1揭露一種電力線載波通信系統。電力線之通信環境，依場所、時刻等不一而足，也會遇到雜訊或阻抗之情況惡劣之處。在此種場所，若以採用現行OFDM（正交分頻多工；Orthogonal Frequency Division Multiplexing）之通信規格（例如，G3-PLC或PRIME），則難以通信。因此，需要更穩健（robustness）的通信方式。

穩健通信的方式，可例舉專利文獻1。於專利文獻1，係藉由時間軸上的冗餘性（redundancy），以保持穩健性。例如揭露有欲發射80個符號時，以16種載波頻率來交錯（interleaving）發射的例子（請參考專利文獻1的第2圖、第3圖）。具體而言，先產生在時間軸上將發射符號重新排列的複數符號列。然後，以各自不同的載波頻率調變所欲輸入的複數符號列（請參考專利文獻1的第0019段）。因此，在頻率交錯的前段，製作出時域重複信號（time domain repeating signal）。 ［習知技術文獻］ ［專利文獻］

［專利文獻1］ 日本特開2008－172849號公報

［發明所欲解決的問題］ 為此，產生對各自的時域重複信號進行交錯處理之必要。因此，資料（data）處理量很多，此為其課題。

其他之課題與新穎之特徴，由本說明書之記述及隨附圖面應可明瞭。 ［解決問題之技術手段］

若依據本發明之一實施形態，電力線載波發射裝置，對交錯之符號進行OFDM調變，重複一個時域OFDM信號而發射。 ［發明之效果］

若依據前述本發明之一實施形態，能以較少的處理量而進行穩健之通信。

實施形態1.（系統之整體結構）以下使用第1圖，說明本實施形態之電力線載波通信系統（以下，稱作通信系統）之結構。通信系統100具有發射裝置1、傳送路徑20、以及接收裝置2。傳送路徑20，例如係傳送50Hz或60Hz之交流電源（AC電源）的電力線。發射裝置1及接收裝置2，係透過傳送路徑20而連接。發射裝置1，將調變的符號輸出至傳送路徑20。然後，接收裝置2就透過傳送路徑20，接收發射裝置1所輸出之符號。如此，發射裝置1與接收裝置2，就透過傳送路徑20以進行資料發射。在此，通信系統100係進行OFDM方式之通信。

（發射裝置1）發射裝置1具有：編碼部11、S／P轉換部12、頻率・時間交錯部13、OFDM調變部14、時域重複發射部15、發射類比電路16。

編碼部11進行將發射符號加以編碼的編碼處理。在此，發射符號的資料量設為N（N為自然數）。例如，編碼部11會附加上用以進行錯誤訂正之核對位元（check bit）等。因此，發射符號之資料量就變為R倍，編碼部11所輸出之發射符號的資料量就變成R×N。S／P轉換部12，將串列資料轉換成並列資料。藉此，發射符號就會被轉換成並列資料。然後，S／P轉換部12，會將轉變為並列資料的發射符號，輸出至頻率・時間交錯部13。

頻率・時間交錯部13，使發射符號在頻域及時域交錯。亦即，頻率・時間交錯部13，進行使發射符號之資料在頻率上分散的頻率交錯、以及使發射符號之資料在時間上分散的時間交錯。於頻率交錯，發射符號的資料，分配給後述之OFDM調變的子載波。於頻率・時間交錯部13的資料量，係R×N。

OFDM調變部14，係以OFDM方式來調變已交錯之發射符號的資料。於OFDM調變，由於係使用複數之子載波（多載波；multicarrier），因此發射符號之資料係並列地多工調變並發射。例如，OFDM調變部14，將發射符號的資料，映射（mapping）成IQ平面上的信號點。然後，對於所映射的發射符號之資料，進行逆傅立葉轉換。OFDM調變部14，藉由進行IFFT（逆快速傅立葉轉換；Inverse Fast Fourier Transform），而將已交錯之子載波的資料轉換成時間軸上的資料。如此一來，OFDM調變部14就會產生將發射符號加以調變而成的調變信號。又，OFDM調變部14對調變信號之前段，附加前置信號。前置信號係將預先設定之資料進行了OFDM調變而成之信號。另外，前序信號（preamble）亦可設為非OFDM信號之信號（例如唧聲信號等）。除了前序信號（preamble）以外之OFDM調變部14的資料量，係R×N。

時域重複發射部15，重複發射以OFDM調變部14進行過OFDM調變之發射符號的調變信號。例如，時域重複發射部15，具有保存1個符號之份量之調變信號的緩衝器等。時域重複發射部15會以一定時間之間隔，重複發射設置於時域重複發射部15之緩衝器所保存的調變信號。在此，同一發射符號之調變信號會重複發射M次（M為2以上之值）。又，亦可將M設定為2以上之整數。此時，於重複符號之間，亦可不要插入保護區間（guard interval）。於時域重複發射部15之資料量，會是R×M×N。由時域重複發射部15所重複發射之調變信號，會在發射類比電路16的放大器放大，而輸出至傳送路徑20。如此這般，時間域重複發射部15會重複相同的發射符號M次，而輸出至傳送路徑20。

（接收裝置2） 接著，針對接收裝置2加以說明。接收裝置2具有：接收類比電路21、時域合成部22、OFDM解調部23、頻率・時間去交錯（deinterleaving）部24、P／S轉換部25與解碼部26。

接收類比電路21，透過傳送路徑20，接收發射裝置1所傳送過來的調變信號。此時，由於傳送路徑20有受到交流電源之供給，因此會有交流電源電壓重疊於調變信號。另外，接收類比電路21具有放大器，以指定的增益將所接收之接收信號放大。接收信號包含在發射裝置1重複發射M次的符號。更進一步而言，接收信號，包含附加於符號之前段的前序信號（preamble）。另外，接收類比電路21，對放大之接收信號進行AD轉換（類比至數位轉換；analog to digital conversion），而輸出至時域合成部22。再者，關於在接收類比電路21所進行的處理，容後詳述。

時域合成部22在時域將重複了M次的符號加以合成。例如，時域合成部22會把重複了M次的符號加以平均化。換言之，時域合成部22會合成M個之重複符號，而產生1個接收符號。又，關於在時域合成部22的處理，容後詳述。重複發射了M次的符號，被轉換成1個接收符號。因此，資料量會成為1／M，而在後段之OFDM解調部23所要處理的資料量，會成為R×N。

OFDM解調部23，將在時域合成之接收符號的接收信號，以OFDM方式進行解調。又，關於在OFDM解調部23的處理，容後詳述。頻率・時間去交錯部24，會針對包含在已OFDM解調之接收信號的接收符號，進行去交錯。頻率・時間去交錯部24，會以和在頻率・時間交錯部13所進行之交錯相反的步驟，進行去交錯。藉此，分散在頻域及時域的資料會恢復原狀。在頻率・時間去交錯部24所處理之資料量，會是R×N。

P／S轉換部25，將頻率・時間去交錯部24所去交錯之接收符號，從並列資料轉換成串列資料。P／S轉換部25將轉換成串列資料之接收符號，輸出至解碼部26。然後，解碼部26，將轉換成串列資料之接收符號的資料加以解碼。解碼部26，以與編碼部11所進行之編碼相反之步驟，將接收符號的資料加以解碼。藉此，接收符號的資料量，會從R×N恢復到成N。

指著使用第2圖，詳細說明在接收類比電路21與OFDM解調部23的處理。第2圖，是顯示接收類比電路21與OFDM解調部23之結構例的方塊圖。

（接收類比電路21） 首先，針對接收類比電路21的結構，加以說明。接收類比電路21具有：耦合器44、接收濾波器45、接收放大器41、ADC（類比/數位轉換器；Analog Digital Converter）42、擷取（acquisition）AGC（自動增益控制；Automatic Gain Control）同步部43。

耦合器44，與傳送路徑20耦合，接收傳送路徑20所傳遞的接收信號。另外，耦合器44對接收濾波器45輸出接收信號。耦合器44及接收濾波器45，將OFDM信號與交流電源加以分離。接收放大器41，透過耦合器44及接收濾波器45，接收傳送路徑20所傳遞的接收信號，並以指定的增益來放大。ADC42對接收放大器41所放大之接收信號進行AD轉換，產生數位的接收信號。擷取AGC同步部43，調整接收放大器41的增益。例如，若擷取AGC同步部43根據AD轉換後的接收信號，而檢測到預先設定之前序信號，則配合ADC42的輸入位準，調整接收增益。亦即，擷取AGC同步部43一檢測到相當於前序信號的前置信號，就會調整接收放大器41的增益。

更進一步而言，擷取AGC同步部43，會偵測出前置信號與有效負載的界線，進行訊框同步（frame synchronization）。此時序（timing）會通知給時域合成部22與OFDM解調部23的FFT部27。藉此，時域合成部22與OFDM解調部23會同步動作。例如，擷取AGC同步部43若從AD轉換過之接收信號偵測到前序信號，會配合該偵測到的時序，而調整在時域合成部22的處理時序。藉此以決定重複符號之符號界線。並且，時域合成部22會以指定之符號長度，對重複發射M次的符號，進行時域合成。同樣地，擷取AGC同步部43會配合偵測到前序信號之時序，控制FFT部27之處理。

（OFDM解調部23） OFDM解調部23具有：對接收符號進行傅立葉轉換之FFT部27、加以去映射（demapping）之去映射部28。例如，FFT部27會對時域合成部22所合成之接收符號的資料進行FFT（快速傅立葉轉換；Fast Fourier Transform），轉換成頻域的複數資料（complex data）。另外，去映射部28藉由將頻域複數資料所示之複數平面（complex plane）上的點加以去映射，而對接收符號的資料進行解調。又，在FFT部27的處理時序，係由擷取AGC同步部43所控制。藉此，在時域合成部22所合成之1個接收符號，能以恰當的時序，進行FFT。另外，所去映射之接收符號的資料，會輸出至上述之頻率・時間去交錯部24。

（時域合成部22） 接著，針對時域合成部22之處理，使用第3圖、第4圖加以說明。第3圖係顯示時域合成部22之結構一例的方塊圖。第4圖係一時序表，顯示在時域進行符號之合成、並產生接收符號之處理。第4圖顯示將1個發射符號重複發射4次之例。

時域合成部22，具有符號波形合成部31與雜訊偵測部32。符號波形合成部31，將重複發射M次的符號平均化。例如，如第4圖所示，將重複發射4次的第1個符號，分別設為符號S1－1、S1－2、S1－3、S1－4。同樣地，將重複發射4次的第2個符號分別設為符號S2－1、S2－2、S2－3、S2－4。例如，符號S1－1、S1－2、S1－3、S1－4，及符號S2－1、S2－2、S2－3、S2－4，會成為同樣的符號長度，連續發射。

符號波形合成部31，將所合成的符號波形輸出至OFDM解調部23。雖然合成方法有多種手法可以考慮，不過在此，符號波形合成部31係將符號S1－1～符號S1－4加以平均化。此外，符號S1－1～符號S1－4之符號長度，係為同樣時間。於最前面的符號S1－1之前段，附加有前序信號。如上所述，符號波形合成部31會配合擷取AGC同步部43偵測前序信號的時序，而將符號S1－1～符號S1－4加以平均化。亦即，由於擷取AGC同步部43偵測到前序信號，所以可以分別偵測符號S1－1～符號S1－4的符號界線。藉此，符號波形合成部31，可以將符號S1－1～符號S1－4加以平均化，而可以合成為接收符號R1。如此這般，符號波形合成部31會藉由將重複發射M次（此處，M＝4）的符號S1－1～符號S1－4加以平均化，而合成為1個接收符號R1。

在此，符號S1－1～符號S1－4，於發射裝置1側雖為同樣的信號波形，藉由傳送路徑20等通信環境，於接收裝置2側會成為不同的信號波形。例如，在傳送路徑20有發生雜訊之情況下，接收類比電路21會接收到符號上重疊有雜訊的接收信號。

在重疊有雜訊之情況下，會有無法正確地將接收符號之資料加以解調的風險。因此，在本實施形態，係藉由雜訊偵測部32偵測在傳送路徑20所發生之雜訊。雜訊偵測部32會將雜訊偵測結果輸出至符號波形合成部31。然後，符號波形合成部31會將有偵測到雜訊之時序的發射符號加以剔除，再進行合成。

例如，如第4圖所示，假設符號S2－1～符號S2－4之中，在符號S2－2有產生雜訊。在此情形，符號波形合成部31，會將除了重疊有雜訊的符號S2－2以外之符號S2－1、符號S2－3、及符號S2－4這3個，加以平均化。然後，符號波形合成部31將3個符號加以平均化，使其成為接收符號R2。符號波形合成部31，將在時域重複發射M次（此處，M＝4）的符號中之一部份剔除，再進行平均化。然後，如上所述，藉由平均化而計算出來的接收符號，就由OFDM解調部23進行OFDM解調。

例如，雜訊偵測部32會算出各符號的電力。若有混入雜訊，則電力會變大。因此，雜訊偵測部32於接收到具有臨界値以上之電力的符號時，就偵測其為具有雜訊。雜訊偵測部32會對符號波形合成部31，通知雜訊偵測結果。符號波形合成部31會將具有雜訊的符號S2－2剔除，再進行平均化。符號波形合成部31會將M個符號之中，接收信號的電力超過臨界値的符號S2－2剔除，再進行合成。藉由如此之作法，可以降低突發性產生之雜訊所造成的影響。

再者，亦可不在時域合成部22設置雜訊偵測部32，而時域合成部22不論有無雜訊，都將重複發射了M次的發射符號加以合成。亦即，亦可以不論有無雜訊，都將重複發射過之M個符號全部加以平均化。又，時域合成部22亦可以藉由最大比組合之手法等，而將M個符號加以合成。

更進一步而言，於進行了交錯及OFDM調變以後，時域重複發射部15進行M次之重複發射。藉此，可以減少在頻率・時間交錯部13、以及OFDM調變部14的處理量。亦即，由於可以減少在FFT或交錯之資料處理量，而得以減少整體之資料處理量。藉此，可以縮短處理時間。

例如，如第5圖所示之比較例般，假設對於資料量N的符號，以編碼、S／P轉換、在時域之重複、頻率交錯、OFDM調變之順序進行了處理。若在編碼的資料量成為R倍，而在時域之重複數設定為M，則在頻率交錯、OFDM調變之資料量就會是R×M×N。因此，在頻率・時間交錯部13、OFDM調變部14的資料量相較於第1圖，就成為M倍。同樣地，於接收裝置2，OFDM解調部23與頻率・時間去交錯部24的資料量，也會變成M倍。這意味著，相較於第1圖，OFDM調變的處理量成為了M倍。

另一方面，採用第1圖所示的結構，可以降低在OFDM解調部23及頻率・時間去交錯部24的資料量。又，時域重複發射部15只要重複發射在緩衝器等所保持之相同符號的調變信號即可。因此，不需運算，可以簡易地進行處理。又，於接收裝置2，在時域合成部22合成後，進行OFDM解調與去交錯。因此，同樣地，就連在接收裝置2，亦可減少在OFDM解調部23與頻率・時間去交錯部24的資料量。如此這般，若依據本實施形態，能以少的處理量進行穩健之通信。

依據本實施形態，就可以如第4圖所示，在符號間不設置保護區間。也就是說，第1個符號中最後發射的符號S1－4、以及第2個符號中最先發射的符號S2－1，係連續發射。符號S1－1～符號S1－4係根據同一個發射符號。亦即，在沒有雜訊之狀態下，符號S1－1～符號S1－4會成為大致相同的接收信號，符號S2－1～符號S2－4會成為大致相同的接收信號。

又，亦可使重複發射之符號的一部份與保護區間相對應。也可以將重複發射M次的開始或結束的部分，用作為保護區間。藉此，可以抑制多重路徑（multi-path）所導致之解調特性的劣變。又，由於重複符號間並無保護區間，所以可以有效利用接收信號，可以提昇接收特性。再者，相較於對每一符號附加保護區間之一般的OFDM調變方式，還可以防止傳送速率之降低。

另一方面，於第5圖所示之比較例的結構，係在時域重複後再交錯。因此，連續發射之符號係不同的符號。因此，在一般的OFDM調變方式所發射的符號間，需要保護區間。執是之故，相較於本實施形態，傳送速率會降低。

實施形態2. 使用第6圖，針對本實施形態之通信系統100，進行說明。於本實施形態，相較於實施形態1，OFDM解調部23與時域合成部22之配置係相反。再者，由於OFDM解調部23與時域合成部22以外之配置，與實施形態1相同，故省略說明。

於實施形態2，OFDM解調部23將符號進行OFDM解調後，時域合成部22會進行時域之符號合成。亦即，於OFDM解調部23進行過FFT與去映射後的符號，再由時域合成部22在時域進行合成。然後，時域合成部22所合成之接收符號，再由頻率・時間去交錯部24進行去交錯。因此，在頻率・時間去交錯部24的資料量，會是R×N。

即便係如此之結構，亦可減少在頻率・時間去交錯部24的資料量。此外，第6圖所示結構，在所使用之子載波相較於FFT量（FFT size）為少之情形很有效。例如，以FFT轉換成頻域後，有時會不使用部份頻譜而進行映射。例如，在500個子載波之中，使用100個子載波進行映射。於此種情形，可以有效地減少資料量。若依據本實施形態，能以較少的處理進行穩健之通信。

又，時域合成部22會求取IQ平面上之座標的平均値。亦即，OFDM解調部23，針對符號S1－1～符號S1－4，算出各自在IQ平面上的座標。然後，時域合成部22在IQ平面上，從符號S1－1～符號S1－4之座標的平均値，算出接收符號之位置。藉由如此進行，而輕易地在時域合成符號。

又，與實施形態1相同，亦可以配合雜訊偵測之結果，來決定用於平均化的符號。亦即，亦可將雜訊大之時序的符號剔除，再進行平均化。當然，亦可不論有無雜訊，而將符號進行平均化。

實施形態3. 如實施形態1之第2圖所示，OFDM解調部23具有FFT部27與去映射部28。於本實施形態，將FFT部27、時域合成部22以及去映射部28，進行如第7圖所示配置。亦即，以FFT部27進行過FFT處理後，時域合成部22就進行在時域之合成。接著，時域合成部22進行過在時域之合成後，去映射部28就進行去映射。

時域合成部22依各頻率而將符號資料加以平均化，合成接收符號。例如，FFT部27會對符號S1－1～符號S1－4之各個，進行FFT。時域合成部22，會求取FFT後之符號S1－1～符號S1－4之頻域資料的平均。藉此，計算接收符號之頻域資料。然後，去映射部28根據已平均化之頻域資料，由去映射部28將接收符號加以去映射。

即便是此種結構，亦與實施形態2相同，可以減少在頻率・時間去交錯部24的資料量。更進一步地，可以使在去映射部28的資料量成為R×N。又，第7圖所示結構，在所使用之子載波相較於FFT量（FFT size）為少之情形很有效。例如，以FFT轉換成頻域後，有時會不使用部份頻譜而進行映射。例如，在500個子載波之中，使用100個子載波，進行映射。於此種情形，可以有效地減少資料量。所以，若依據本實施形態，能以較少的處理進行穩健之通信。 又，於實施形態3，與實施形態1相同，亦可以配合雜訊偵測之結果，來決定用於平均化的符號。亦即，亦可將雜訊大的時序之符號剔除，再進行平均化。當然，亦可不論有無雜訊，而將符號進行平均化。

實施形態4. 使用第8圖，針對本實施形態之通信系統，進行說明。第8圖係顯示本實施形態之通信系統100之結構的方塊圖。本實施形態之通信系統100，除了實施形態2之結構以外，還具備零交叉點（zero cross）偵測部51、零交叉點偵測部52、以及傳送路徑概觀（profile）量測部53。又，關於零交叉點偵測部51、零交叉點偵測部52、以及傳送路徑概觀量測部53以外之結構，係與實施形態1或2相同，故省略說明。

發射裝置1，具有零交叉點偵測部51。零交叉點偵測部51根據傳送至傳送路徑20之交流電源的零交叉點，偵測交流電源的相位。然後，零交叉點偵測部51將偵測到的相位，輸出至時域重複發射部15。

接著，配合零交叉點偵測部51所偵測到的相位，時域重複發射部15控制將發射符號重複發射的時序。例如，時域重複發射部15，將發射符號的重複發射週期，設定為交流電源之半週期的K倍（K為自然數）。亦即，發射符號的重複發射週期，為傳送路徑20之交流電源之週期的K／2。發射符號之重複發射週期，係為了將發射符號重複發射M次所需之時間，不包含前序信號等。於上述之例中，重複發射週期為1個符號S1－1之符號長的M倍。又，亦可採用計時器等來取代發射裝置1的零交叉點偵測部51，以偵測交流電源之相位。

在此，將發射符號之1週期，設定為相當於M次重複發射中之1次發射的時間。亦即，發射符號的1週期，係發射符號之重複週期的1／M。於上述例中，發射符號的1週期，會是1個符號S1－1的符號長度。於交流電源之週期並非發射符號之1週期的整數倍之情形，最後的符號會從交流電源之週期偏移。在此情形，最後的符號，設為到符號途中為止的資料。亦即，使重複發射M次之最後一個符號的符號長度，設定為比其他符號的符號長度還要短。藉此，可以使最後一個符號結束之時序，配合交流電源的週期。又，亦可係並非使最後一個符號之符號長度為短，而是使最先的符號之符號長度為短。如此這般，時域重複發射部15，配合交流電源之週期，調整發射符號之重複發射週期、以及發射符號之1個週期。

接收裝置2，具有零交叉點偵測部52與傳送路徑概觀量測部53。零交叉點偵測部52，與零交叉點偵測部51相同，偵測傳送至傳送路徑20之交流電源的相位。然後，零交叉點偵測部52將偵測到的相位，輸出至傳送路徑概觀量測部53。

傳送路徑概觀量測部53，量測傳送路徑20的概觀。於接收訊框（frame）前，預先以交流電源的半週期，量測變動之傳送路徑20的概觀。傳送路徑概觀量測部53會配合量測到的傳送路徑概觀，而決定重複發射之符號內的符號界線。然後，配合傳送路徑概觀量測部53所決定之符號界線，由時域合成部22、以及OFDM解調部23進行處理。亦即，以傳送路徑概觀量測部53所決定之符號界線的時序，來進行OFDM解調及合成。

作為概觀之量測方法之一例，可例舉如下方法：由交流電源之半週期中，未發射信號之期間，接收信號之絶對値的平均値，推算雜訊量之變化。時域合成方法，亦可採用從傳送路徑概觀結果以推算各符號之SNR（信號雜訊比；Signal to Noise Ratio），進行最大比組合之手法。在此情形，由於傳送路徑之概觀差的符號之SNR會偏低，因此權重會變小。

藉由設置傳送路徑概觀量測部53，可以配合傳送概觀以調整接收相位。因此，劣變較少的符號可以接收得更多，而提昇接收特性。例如，傳送路徑20之雜訊，常發生在電力線之特定相位。因此，藉由配合傳送路徑概觀以決定符號界線，可以提昇接收特性。

例如，如第9圖所示，假設在傳送路徑20會產生交流電源之特定相位的雜訊。於產生雜訊的時序，符號之解調特性會劣變。於第9圖所示之例，相對於交流電源每隔180°之相位，會產生雜訊。以第9圖而言，就是會在符號S1－4與符號S2－1的界線附近產生雜訊。雜訊產生期間跨越2個符號S1－4與符號S2－1。同樣地，符號S2－4與符號S3－1的界線附近也會產生雜訊。因此，重複發射4次之符號S2－1～符號S2－4之中，會有2個符號：S2－1、S2－4重疊有雜訊。換言之，重複發射4次之符號S2－1～符號S2－4，包含傳送路徑之概觀良好的2個符號S2－2、符號S2－3，以及傳送路徑概觀較差的2個符號S2－1、符號S2－4。因此，於4個重複符號之中，傳送路徑20之概觀良好的符號，會變得僅有2個。雜訊偵測部32一偵測到雜訊，符號波形合成部31就不會再將符號S2－1及符號S2－4用於平均化。

因此，於本實施形態，會決定符號界線，以使傳送路徑20之概觀不佳的符號數量減少。於第9圖，將以接收裝置2之接收處理所決定之符號界線為基準的符號，顯示為符號Sa1－1～符號Sa3－3。決定符號界線，以使符號Sa2－4涵蓋雜訊產生期間。亦即，傳送路徑概觀量測部53決定符號界線，以使雜訊產生期間不會跨越複數之符號。在此情形，雖然於符號Sa2－4有雜訊重疊，但符號Sa2－1～符號Sa2－3並無雜訊重疊。因此，4個重複符號之中，係以3個符號而使得傳送路徑20的概觀改善。換言之，可以利用傳送路徑20之概觀佳的3個符號進行解調。藉此，可以提昇接收特性。

如此這般，於接收到訊框時，根據傳送路徑之概觀結果，以決定符號界線。然後，決定為如下之交流電源的相位：捨棄傳送路徑之概觀結果不佳的符號，而盡力保留更多的良好符號。亦即，決定符號界線，以使要捨棄之符號的數量儘量變少。此時，不需配合發射時的符號界線。此乃因採用了重複符號係相同且符號間並無保護區間之發射方式，方成可能。因此，可以簡便地提昇接收特性。又，符號S1－1～符號S1－4係根據相同之發射符號者。因此，即便係由接收裝置2方面決定了接收界線之情形，亦可防止接收特性之降低。

又，於實施形態4，相對於實施形態2之結構，係量測概觀；但亦可對實施形態1或3的結構，進行概觀之量測。再者，於實施形態4亦同，不論有無雜訊，都可進行平均化。又，亦可不採平均化，而採用最大比組合等之別的合成方法。更進一步而言，亦可將實施形態1～4各別酌情加以組合。

上文中，以實施形態具體說明了本案發明團隊所為之發明，但本發明並不限定於已敘述之實施形態，在不脫離其要旨的範圍內，可實施各種變更。

1‧‧‧發射裝置

2‧‧‧接收裝置

11‧‧‧編碼部

12‧‧‧S／P轉換部

13‧‧‧頻率・時間交錯部

14‧‧‧OFDM調變部

15‧‧‧時域重複發射部

16‧‧‧發射類比電路

20‧‧‧傳送路徑

21‧‧‧接收類比電路

22‧‧‧時域合成部

23‧‧‧OFDM解調部

24‧‧‧頻率・時間去交錯部

25‧‧‧P／S轉換部

26‧‧‧解碼部

27‧‧‧FFT部

28‧‧‧去映射部

31‧‧‧符號波形合成部

32‧‧‧雜訊偵測部

41‧‧‧接收放大器

42‧‧‧ADC

43‧‧‧擷取AGC同步部

44‧‧‧耦合器

45‧‧‧接收濾波器

51‧‧‧零交叉點偵測部

52‧‧‧零交叉點偵測部

53‧‧‧傳送路徑概觀量測部

100‧‧‧通信系統

S1－1、S1－2、S1－3、S1－4、S2－1、S2－2、S2－3、S2－4、S3－1、S3－2、S3－3、S3－4、Sa1－1、Sa1－2、Sa1－3、Sa1－4、Sa2－1、Sa2－2、Sa2－3、Sa2－4、Sa3－1、Sa3－2、Sa3－3‧‧‧符號

N、R*N、R*M*N‧‧‧資料量

R1、R2‧‧‧接收符號

第1圖顯示實施形態1之電力線載波通信系統的結構之方塊圖。 第2圖顯示設於接收裝置之接收類比電路與OFDM解調部之詳細結構的方塊圖。 第3圖顯示設於接收裝置之時域合成部之詳細結構的方塊圖。 第4圖示意顯示於時域所合成之符號的時序表。 第5圖顯示比較例之通信系統的方塊圖。 第6圖顯示實施形態2之電力線載波通信系統之結構的方塊圖。 第7圖顯示實施形態3之電力線載波通信系統之結構的方塊圖。 第8圖顯示實施形態4之電力線載波通信系統之結構的方塊圖。 第9圖顯示實施形態4之電力線載波通信系統之接收符號時序的圖。

Claims (6)

1. 一種電力線載波發射裝置，其係透過電力線發射符號，該電力線載波發射裝置包括：交錯部，對該符號進行交錯；調變部，對該交錯部所交錯過的符號，進行OFDM(正交分頻多工)調變；以及發射部，對於該調變部所調變過的一個符號，重複發射M次(M係2以上之值)，其中，該發射部在時域重複發射緩衝器所保持之該調變部所調變過之相同符號。
2. 如申請專利範圍第1項之電力線載波發射裝置，其中，發射藉由該發射部重複發射該符號M次所產生的M個符號，且該發射部連續發射對應第1個符號的M個符號中之最後1個符號、以及與對應第2個符號的M個符號中之第1個符號。
3. 如申請專利範圍第1項之電力線載波發射裝置，其中，該重複發射之週期為該電力線之交流電源之週期的預定自然數倍。
4. 一種在電力線載波發射裝置中透過電力線發射符號的方法，包括下列步驟：藉由交錯部，對該符號進行交錯；藉由調變部，對該交錯部所交錯過的符號，進行OFDM(正交分頻多工)調變；以及藉由發射部，對於該調變部所調變過的一個符號，重複發射M次(M係2以上之值)。
5. 如申請專利範圍第4項之在電力線載波發射裝置中透過電力線發射符號的方法，其中，對藉由該發射部重複發射M次所產生的M個符號，係以不附加保護區間(guard interval)的方式進行發射。
6. 如申請專利範圍第4項之在電力線載波發射裝置中透過電力線發射符號的方法，其中，該重複發射之週期為該電力線之交流電源之週期的K/2倍(K係自然數)。