WO2013065466A1 - 通信装置および通信装置の動作方法 - Google Patents

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WO2013065466A1
WO2013065466A1 PCT/JP2012/076266 JP2012076266W WO2013065466A1 WO 2013065466 A1 WO2013065466 A1 WO 2013065466A1 JP 2012076266 W JP2012076266 W JP 2012076266W WO 2013065466 A1 WO2013065466 A1 WO 2013065466A1
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signal
unit
data
preamble
symbol timing
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PCT/JP2012/076266
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寒達 陳
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株式会社メガチップス
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    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals

Definitions

  • the present invention relates to communication technology.
  • the receiving device When performing communication using the packet method, the receiving device does not know when the transmitting device transmits a packet signal, in other words, when the packet signal arrives at the receiving device. For this reason, the receiving apparatus waits for the arrival of the packet signal, and detects the packet signal from the signals received during the standby.
  • the receiving apparatus executes a detection process of timing (also referred to as “symbol timing” or “symbol timing”) for performing the FFT process in order to demodulate the received packet signal.
  • timing also referred to as “symbol timing” or “symbol timing”
  • Patent Document 1 discloses a symbol timing detection circuit for an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) demodulator.
  • the symbol timing detected by performing the correlation operation on the preamble in this way includes an error.
  • an object of the present invention is to provide a technique capable of accurately setting the symbol timing.
  • a first aspect of a communication apparatus uses a reception unit that receives a reception signal including a packet signal, and a correlation calculation result obtained by performing a correlation calculation on a short preamble signal included in the packet signal.
  • a timing specifying means for specifying a symbol timing, an FFT means for performing a fast Fourier transform on a long preamble signal following the short preamble signal according to the symbol timing, and an output signal from the FFT means for the long preamble Dividing by a known frequency domain signal corresponding to the signal to calculate the transmission path characteristics for each subcarrier, and performing inverse fast Fourier transform on the transmission path characteristics for each subcarrier to transmit in the time domain IFFT means for outputting a path impulse response, and the transmission path impulse Based on the scan response, the identify the deviation of the symbol timing, and a correcting means for correcting the symbol timing.
  • a communication apparatus is the communication apparatus according to the first aspect, wherein the IFFT unit receives N pieces of data on the frequency axis (N is a power of 2), and inputs N The data on the time axis is output, and the correction means specifies the symbol timing shift based on the position on the time axis at which the transmission path impulse response is output.
  • a communication device is the communication device according to the first embodiment or the second embodiment, wherein the reception signal is subjected to correlation calculation and the correlation calculation result is output.
  • the first comparison means for comparing the absolute value of the value indicating the correlation calculation result with the first threshold value and outputting the comparison result, and determining whether or not the packet signal is detected based on the comparison result
  • a determination unit that counts the number of times that the comparison result indicating that the absolute value exceeds the first threshold is continuously output by the comparison unit, and the output number is If the number of times is greater than or equal to the predetermined number, it is determined that the packet signal has been detected.
  • the 4th aspect of the communication apparatus which concerns on this invention is the said 3rd aspect, Comprising:
  • the said calculating means performs correlation calculation with the delay signal which delayed the said received signal and the said received signal,
  • Calculation means for calculating a first correlation value and acquisition means for acquiring a second correlation value as the correlation calculation result by normalizing the first correlation value with a correlation calculation value between the received signals.
  • a second comparison means for comparing the absolute value of the first correlation value with a second threshold value and outputting a comparison result, wherein the determination means has an absolute value of the first correlation value as the second value.
  • the fact that the comparison result indicating that the threshold value has been exceeded is output by the second comparison means is used as a condition for determining that the packet signal has been detected.
  • the operation method of the communication apparatus includes: a) a step of receiving a reception signal including a packet signal; and b) a correlation calculation result obtained by performing a correlation calculation on a short preamble signal included in the packet signal. And c) a step of performing a fast Fourier transform on a long preamble signal following the short preamble signal according to the symbol timing; and d) a signal after the fast Fourier transform. Dividing a known frequency domain signal corresponding to the long preamble signal to calculate a channel characteristic for each subcarrier; and e) performing an inverse fast Fourier transform on the channel characteristic for each subcarrier. Outputting a time domain transmission line impulse response; and f) the transmission line impulse response. Based on, to identify the deviation of the symbol timing, and a step of correcting the symbol timing.
  • the symbol timing can be set with high accuracy.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a communication system 1 according to the present embodiment.
  • the communication system 1 includes a first communication device 10 and a second communication device 20.
  • the first communication device 10 and the second communication device 20 in the communication system 1 are configured to be able to communicate with each other by wired communication.
  • the transmission line 30 that electrically connects the first communication device 10 and the second communication device 20 may be a normal communication line or a power line.
  • PLC power line communication
  • the first communication device 10 and the second communication device 20 perform communication by power line communication (PLC: power line communication).
  • PLC power line communication
  • wired communication between the communication devices 10 and 20 is performed using an OFDM (Orthogonal Frequency Frequency Division Multiplexing) signal obtained by combining a plurality of subcarriers orthogonal to each other on the frequency axis. Then, the OFDM signal is transmitted in packet units divided by a certain time unit.
  • OFDM Orthogonal Frequency Frequency Division Multiplexing
  • data transmission is performed using subcarriers included in a predetermined band among all subcarriers constituting the OFDM signal. Details of subcarriers used for data transmission will be described later.
  • the first communication device 10 functions as a transmission device and the second communication device 20 functions as a reception device is illustrated, but the present invention is not limited to this. That is, the first communication device 10 has at least a transmission function, and may have a reception function in addition to the transmission function. Similarly, the second communication device 20 has at least a reception function, and may have a transmission function in addition to the reception function.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of the transmission device 10 according to the present embodiment.
  • the transmission apparatus 10 includes a scrambler 111, an encoding unit 112, an interleave unit (interleaver) 113, a primary modulation unit 114, an input signal configuration unit 115, and an IFFT (inverse fast Fourier transform) unit 116.
  • the scrambler 111 performs a scramble process that agitates and rearranges the data to be transmitted (also referred to as “transmission data” or “transmission data”).
  • the transmission data that has been scrambled by the scrambler 111 is input to the encoding unit 112.
  • a bit string of transmission data output from the encoding unit 112 is input to the interleaving unit 113.
  • the interleaving unit 113 performs bit interleaving for rearranging the bit string of the transmission data so that the error is not biased to one symbol. Transmission data output from the interleaving unit 113 is input to the primary modulation unit 114.
  • transmission data is mapped (correlated) to subcarriers for each symbol according to a predetermined modulation scheme (for example, QPSK, 16QAM).
  • a predetermined modulation scheme for example, QPSK, 16QAM.
  • the symbol (Symbol) here is a unit of transmission data, which is determined by each modulation scheme and is carried on a carrier wave (subcarrier).
  • a data symbol or a complex symbol is used.
  • symbol For example, in QPSK, transmission data that can be transmitted in one symbol (one data symbol) is 2 bits.
  • Input signal configuration section 115 is configured by a buffer or the like, and converts data symbols input from primary modulation section 114 into a predetermined number of parallel data in order to disperse data signals including transmission data on subcarriers. have.
  • the input signal configuration section 115 assigns data signals to subcarriers included in the predetermined band, and assigns 0 (zero) to other subcarriers other than the predetermined band to generate parallel data.
  • Data is output to IFFT section 116.
  • the input signal configuration unit 115 functions as an assigning unit that assigns a data signal to each subcarrier. Details of the predetermined band including subcarriers used for data transmission will be described later.
  • the IFFT unit 116 performs inverse fast Fourier transform on the parallel data input from the input signal configuration unit 115 to convert the frequency domain data into time domain data.
  • the frequency domain data input from the input signal configuration unit 115 is amplitude and phase data for each subcarrier, and the IFFT unit 116 calculates time data for one OFDM symbol from the amplitude phase data for each subcarrier. Will be generated.
  • the time data generated by the IFFT unit 116 is complex data in the time domain. From the IFFT unit 116, time data of an I-axis component (in-phase component, real component) and a Q-axis component (quadrature component, imaginary component) Time data is generated.
  • I-axis component in-phase component, real component
  • Q-axis component quadrature component, imaginary component
  • the I-axis component time data is input to the parallel-serial converter 117, and the Q-axis component time data is discarded.
  • the parallel-serial conversion unit 117 has a function of converting parallel data input from the IFFT unit 116 into serial data.
  • the serial data output from the parallel-serial conversion unit 117 is input to the GI adding unit 118 as a baseband (baseband) OFDM signal (baseband OFDM signal).
  • the GI addition unit 118 performs a guard interval (GI) addition process on the baseband OFDM signal input from the parallel-serial conversion unit 117 and outputs the baseband OFDM signal to which the GI has been added to the packet configuration unit 120. .
  • GI guard interval
  • the preamble output unit 119 has a function of outputting a preamble signal (preamble) to be used for various types of synchronization processing such as reception signal detection processing and symbol timing synchronization on the reception side.
  • the preamble output unit 119 includes a storage unit (not shown) that stores a preamble signal to be output, and outputs the preamble signal stored in the storage unit to the outside.
  • the preamble signal stored in the storage unit is a frequency domain signal obtained by arranging (assigning) data relating to the preamble (also referred to as “preamble data signal” or “preamble data”) to each subcarrier according to a predetermined arrangement pattern.
  • it is a signal obtained by taking the real part of the time-domain signal generated by performing the IFFT processing.
  • Such a preamble signal is generated in advance and stored in the storage unit.
  • the arrangement pattern of preamble data also referred to as “data arrangement pattern” or “data allocation pattern” on each subcarrier used when generating the preamble signal will be described later.
  • the packet configuration unit 120 adds a preamble signal to the OFDM signal output from the GI addition unit 118 to generate a signal in units of packets (also referred to as a “packet signal”).
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a packet configuration.
  • the packet 50 includes a preamble 51, a PHY (physical layer) header 52 following the preamble 51, and a PHY payload 53 following the PHY header 52.
  • the preamble 51 includes four consecutive short training fields (STF) 51S and three long training fields (LTF) 51L following these STFs 51S.
  • the four STFs 51S have the same contents, and the three LTFs 51L have the same contents.
  • Each of STF 51S and LTF 51L is a signal of one OFDM symbol.
  • the STF 51S has a configuration in which a fixed pattern signal defined in advance is repeated a predetermined number of times (for example, four times) at a predetermined period. That is, the STF 51S is a signal having periodicity (strictly, a signal having symmetry).
  • the STF 51S performs automatic gain control (AGC: Automatic Gain Control) for detecting a packet unit signal (packet signal) transmitted from the transmission side on the reception side and correcting the level of the reception signal on the reception side. Used for.
  • AGC Automatic Gain Control
  • the first LTF 51LA and the second LTF 51LB are used for fine adjustment of symbol timing for executing FFT processing on the receiving side.
  • the last LTF 51LC is used for transmission path estimation.
  • a preamble configuration two LTFs included in the preamble are used, and a guard interval is added before the two LTFs.
  • the first LTF is used for fine adjustment of the symbol timing
  • the second LTF 51 is used.
  • a configuration used for transmission path estimation is also conceivable. In this configuration, symbol timing deviation can be allowed by the guard interval.
  • the number of LTFs 51L is three, and the first LTF 51LA and the second LTF 51LB are used for fine adjustment of the symbol timing as in the present embodiment, the symbol timing shift is reduced.
  • One OFDM symbol can be allowed.
  • the PHY header 52 includes header information such as a transmission rate and data length of transmission data to be transmitted subsequently.
  • PHY payload 53 includes transmission data to be transmitted.
  • the packet configuration unit 120 generates a packet signal composed of the preamble 51 including the STF 51S and the LTF 51L, the PHY header 52, and the PHY payload 53.
  • the STF is also referred to as “short training symbol” or “short preamble signal”
  • the LTF is also referred to as “long training symbol” or “long preamble signal”.
  • the transmission unit 121 performs a DA conversion process for converting the packet signal in the digital format generated by the packet configuration unit 120 into a packet signal in the analog format.
  • a packet signal is output as a communication signal.
  • the communication signal output from the transmission unit 121 is transmitted to the reception device 20 via the transmission path 30.
  • the transmitter 10 discards the imaginary component time data out of the time domain complex data generated by the IFFT unit 116, and generates an OFDM signal ("real part" generated based on the real component time data. (Also referred to as “OFDM signal”) as a communication signal.
  • OFDM signal As a communication signal.
  • the transmission apparatus 10 can transmit a real signal without performing quadrature modulation, a configuration for performing quadrature modulation from the transmission apparatus 10 can be omitted.
  • the conventional transmission apparatus performs orthogonal modulation on the baseband OFDM signal after IFFT processing, and transmits the real part of the signal after orthogonal modulation as an OFDM signal in the carrier band.
  • the transmitting apparatus 10 of the present embodiment extracts a real part signal (real part signal) of the baseband OFDM signal without performing orthogonal modulation on the baseband OFDM signal after IFFT processing, The real part signal is transmitted.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration of the receiving device 20 according to the present embodiment.
  • the reception device 20 includes a reception unit 201, a preamble detection unit 202, an AGC (automatic gain adjustment) unit 203, an FFT (fast Fourier transform) unit 204, an FFT control unit 205, A symbol timing detection unit 206, a transmission path estimation unit 207, an equalizer 208, a demodulation unit 209, a deinterleave unit 210, a Viterbi decoding unit 211, and a descrambler 212 are provided.
  • AGC automatic gain adjustment
  • FFT fast Fourier transform
  • the communication signal transmitted from the transmission device 10 is transmitted to the reception device 20 via the transmission path 30.
  • the receiving device 20 receives a communication signal at the receiving unit 201.
  • the receiving unit 201 performs filter processing, AD conversion processing, and the like on the received communication signal (received signal). Then, the reception unit 201 outputs a digital reception signal to the preamble detection unit 202, the AGC unit 203, and the FFT unit 204.
  • the receiving apparatus 20 of the present embodiment does not have a configuration for performing quadrature detection and a low-pass filter for removing high-frequency component signals generated by quadrature detection.
  • the preamble detection unit 202 performs a preamble signal detection process for detecting a preamble signal included in the received signal.
  • the preamble detection unit 202 includes a correlation calculation unit (described later), performs correlation calculation on the received signal in the correlation calculation unit, and detects the preamble signal using the correlation calculation result.
  • the preamble detection unit 202 When the preamble signal is detected, the preamble detection unit 202 outputs a signal (preamble detection signal) indicating that the preamble signal has been detected to the AGC unit 203 and the FFT control unit 205.
  • the AGC unit 203 adjusts the gain according to the input of the preamble detection signal from the preamble detection unit 202 so that signals of different reception levels become signals of an appropriate level.
  • the FFT control unit 205 outputs a control signal to the FFT unit 204 based on the symbol timing, and controls the execution timing of the FFT processing executed by the FFT unit 204.
  • the FFT control unit 205 specifies the symbol timing based on the detection timing of the preamble signal. Since the configuration of the packet signal is known, the FFT control unit 205 can specify the symbol timing based on the detection timing of the preamble signal. Note that the symbol timing specified based on the detection timing of the preamble signal in the FFT control unit 205 is a provisional symbol timing, and the symbol timing is finely adjusted later.
  • the symbol timing detection unit 206 detects regular symbol timing using the LTF 51L included in the preamble 51 of the packet.
  • the normal symbol timing detected by the symbol timing detection unit 206 is notified to the FFT control unit 205.
  • the FFT control unit 205 controls the execution timing of the FFT process based on the regular symbol timing.
  • the FFT unit 204 performs a so-called multicarrier demodulation process in which a fast Fourier transform is performed on a received signal to convert a time domain signal into a frequency domain signal.
  • the reception signal after the multicarrier demodulation processing output from FFT section 204 is input to symbol timing detection section 206, transmission path estimation section 207, and equalizer 208.
  • a real number signal and an imaginary number signal are respectively input to the FFT unit 204.
  • a signal based on the received signal subjected to a series of reception processing in the receiving unit 201 is a real number signal. Is input to the FFT unit 204, and, for example, zero is input as the imaginary signal.
  • the transmission path estimation unit (transmission path estimation means) 207 compares the preamble signal included in the received signal with the known preamble signal stored in advance in the storage unit of the receiving device 20, thereby determining the characteristics of the transmission path. presume.
  • the transmission path characteristics estimated by the transmission path estimation unit 207 are output to the equalizer 208.
  • the equalizer (equalization processing means) 208 performs an equalization process of dividing the received signal by the estimated transmission path characteristic corresponding to the received signal to remove the distortion of the transmission path.
  • the equalized reception signal output from the equalizer 208 is output to the demodulator 209.
  • Demodulation section 209 performs subcarrier demodulation processing such as demapping processing on the equalized reception signal, and outputs the demodulated reception signal to deinterleave section 210.
  • deinterleaving unit 210 deinterleaving is performed to restore the received signals rearranged on the transmission side.
  • the deinterleaved received signal is output to the Viterbi decoding unit 211.
  • Viterbi decoding section 211 performs error correction decoding on the received signal.
  • the descrambler 212 performs a descrambling process on the received signal output from the Viterbi decoding unit 211. As a result, decoded data corresponding to the transmission data is generated.
  • the multicarrier demodulation processing is performed on the received signal in the FFT unit 204 without performing quadrature detection.
  • demodulation means for obtaining decoded data (received data) in the receiving apparatus 20 of the present embodiment includes a preamble detection unit 202, an FFT unit 204, an FFT control unit 205, a symbol timing detection unit 206, a transmission path estimation unit 207, An equalizer 208, a demodulator 209, a deinterleaver 210, a Viterbi decoder 211, and a descrambler 212 are included.
  • FIG. 5 is a diagram showing an OFDM signal LS composed of subcarriers with subcarrier numbers “0” to “N ⁇ 1”.
  • data transmission is performed using subcarriers included in a predetermined band among all subcarriers constituting the OFDM signal.
  • each of N (N is an integer) subcarriers constituting an OFDM signal is numbered using an integer from 0 to N-1 in ascending order of the frequency (center frequency) of each subcarrier.
  • subcarriers used for data transmission are subcarriers numbered N / 2-1 or lower.
  • subcarriers used for data transmission are also referred to as “used subcarriers” or “transmission subcarriers”.
  • the carrier becomes a used subcarrier. That is, in the communication system 1, data transmission is performed by placing a data signal including transmission data on a subcarrier included in a predetermined band of the section LK among a plurality of subcarriers constituting the OFDM signal LS.
  • the predetermined band is a transmission band used for data transmission, and the transmission band includes used subcarriers.
  • each subcarrier with a number greater than N / 2-1 becomes a subcarrier not used for data transmission (also referred to as “unused subcarrier” or “non-transmission subcarrier”). Note that communication is performed by putting zero on each unused subcarrier.
  • N is a power of 2 and is an even number.
  • the transmission band may be restricted by a band (a use band based on the standard) used when performing power line communication, which is determined by the standard. Specifically, a portion that is not included in the use band based on the standard among bands including subcarriers numbered N / 2-1 or lower cannot be used for data transmission. For this reason, in a band including subcarriers numbered N / 2-1 or less, if there is a portion that is not included in the use band based on the standard, the transmission band is a number N / 2-1 or less. Of the bands including each subcarrier marked with, a band that is not included in the use band based on the standard is omitted. In other words, the transmission band is included in the band based on the standard and includes each subcarrier numbered N / 2-1 or lower.
  • FIG. 6 is a conceptual diagram showing that the input signal to the IFFT unit is an even function
  • FIG. 7 is a conceptual diagram showing that the input signal to the IFFT unit is an odd function
  • 8 and 9 are diagrams showing data used in the computer simulation
  • 10 to 12 are diagrams showing the results of the computer simulation.
  • Equation (1) shows conversion from an N-point h e (k) signal to an N-point Re (n) signal, and Equation (2) shows an N-point ho (k) signal to N The conversion of a point to an I e (n) signal is shown.
  • Equation (3) indicates that if the real part of the complex signal input to the IFFT part is an even function and the imaginary part is an odd function, the output of the IFFT part is a real signal. Thus, if the output signal output from the IFFT unit is a real signal, there is no need to perform orthogonal modulation on the output signal of the IFFT unit, and the output signal of the IFFT unit is used as it is as a communication signal to be transmitted to the outside. It becomes possible.
  • the even function in IFFT calculation means that N pieces of data are symmetric with respect to a line passing through the center point (symmetrical with respect to the center point), as shown in FIG.
  • h (n) h (N ⁇ n).
  • the real part of the complex signal input to the IFFT unit may be an even function and the imaginary part may be an odd function.
  • the fact that the real part is an even function and the imaginary part is an odd function corresponds to the real part and the imaginary part of the input signal having symmetry.
  • a real signal can be output from the IFFT unit.
  • a band limiting filter is applied to a signal after IFFT processing in order to limit the spread of a band used for communication.
  • the communication signal is distorted due to the non-ideal characteristics of the band-limited filter, and the symmetry of the data signal May be damaged.
  • the reception device 20 receives a data signal having no symmetry and cannot restore the transmission data.
  • the transmission apparatus 10 of the present embodiment when each of the N subcarriers constituting the OFDM signal is numbered using an integer from 0 to N ⁇ 1 in ascending order of the frequency of each subcarrier, A data signal is placed on subcarriers numbered less than / 2-1. Then, the transmitting apparatus 10 performs communication without placing a data signal on the subcarriers numbered greater than N / 2-1.
  • band limiting filter If the band limiting filter is not required, data can be transmitted without causing distortion in the communication signal.
  • the output of the IFFT unit 116 is It becomes a complex signal having a part and an imaginary part.
  • the real part of the complex signal output from IFFT section 116 is symmetric when a data signal having subcarriers other than the transmission band among all subcarriers as unused subcarriers is input to IFFT section 116. If a real data signal output from the IFFT unit 116 is transmitted to the IFFT unit when the data signal having the characteristics is input to the IFFT unit, the real side of the complex signal output from the IFFT unit 116 is transmitted. The transmitted data can be restored.
  • an input signal x (k) to the IFFT unit 116 is defined as in the following equation (4).
  • N in Equation (4) represents the number of subcarriers constituting the OFDM signal.
  • Equation (8) the real part X R (n) of the signal X (n) after IFFT processing is Equation (8).
  • Equation (8) has the same form as Equation (3) except that the amplitude is half.
  • the receiving device 20 transmits the communication signal X R (n). If FFT processing is applied to the signal x, the signal x (k) can be generated from the relationship of the expression (3), and the transmission data can be restored.
  • FIG. 8 shows the real part x r (k) of the input signal x (k) to the IFFT unit 116
  • FIG. 9 shows the input to the IFFT unit 116.
  • the imaginary part x i (k) of the signal x (k) is shown.
  • FIG. 10 shows the real part signal X R (n) after IFFT processing.
  • FIG. 11 shows the real part x ′ r (k) of the signal x (k) restored by performing the FFT process on the real part signal X R (n) after the IFFT process
  • FIG. 12 shows the IFFT process.
  • the imaginary part x ′ i (k) of the signal x (k) restored by performing FFT processing on the subsequent real part signal X R (n) is shown.
  • FIG. 8 and FIG. 11 and FIG. 9 and FIG. 12 also show that if the FFT processing is applied to the real part signal X R (n) after the IFFT processing, the input signal x ( It can be seen that k) can be restored.
  • each of the N subcarriers constituting the OFDM signal is numbered using an integer from 0 to N ⁇ 1 in ascending order of the frequency of each subcarrier.
  • the transmission data can be restored in the receiving apparatus 20 even if data is transmitted using each subcarrier numbered with N / 2-1 or lower.
  • the communication signal based on the real part signal excluding the imaginary part signal is transmitted without being subjected to quadrature modulation.
  • the configuration can be omitted, and as a result, the transmission device 10 can be reduced in size, cost, and power.
  • the receiving device 20 since the receiving device 20 receives a real signal that is not orthogonally modulated in the transmitting device 10, the receiving device 20 removes a configuration for performing quadrature detection and a signal of a high-frequency component generated by quadrature detection. This eliminates the need for a low-pass filter. According to this, it is possible to achieve downsizing, cost reduction, and power saving of the receiving device 20.
  • the transmission apparatus 10 performs communication without placing a data signal on the subcarriers in the non-transmission band to which a number greater than N / 2-1 is assigned among all the subcarriers, the communication signal is transmitted from the transmission apparatus 10. Therefore, it is possible to omit a band limiting filter for limiting the band of the transmission device 10 and to realize downsizing and cost reduction of the transmission device 10.
  • a data signal is assigned to subcarriers numbered N / 2-1 or lower, and N / 2 ⁇ 2
  • data signals are not assigned to subcarriers with numbers greater than 1, the assignment of data signals to subcarriers may be reversed. That is, data signals are assigned to subcarriers numbered greater than N / 2-1, and data signals are not assigned to subcarriers numbered N / 2-1 or lower, so that IFFT
  • the input signal to the unit 116 may be a substantially symmetrical signal.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of the data arrangement pattern PT S used in generating the STF51S.
  • Figure 14 is a diagram showing a STF51S waveforms generated using the data arrangement pattern PT S in FIG.
  • Figure 15 is a diagram showing an example of the data arrangement pattern PT L used to generate the LTF51L.
  • Rs1 A real preamble data signal is arranged on a subcarrier in the transmission band.
  • the STF 51S should have a periodicity of several cycles.
  • the power (power) of the STF 51S is 6 dB higher than the power of the OFDM symbol including the transmission data.
  • the setting rule (Rs1) is a precondition for transmitting information included in the STF 51S to the receiving device 20.
  • the STF 51S has a periodicity of several cycles, it becomes possible to detect the preamble signal at an early stage.
  • the preamble signal detection process performed by the receiving device 20 is performed based on whether or not the same signal is detected using the correlation calculation. For this reason, when one STF has periodicity for one period, a preamble signal cannot be detected unless one or more STFs are received.
  • one STF 51S since one STF 51S has periodicity for several cycles, it is possible to detect a preamble signal within one STF 51S. According to this, it becomes possible to detect a preamble signal at an early stage.
  • the previously received signal is temporarily stored in the buffer and delayed, and the correlation calculation is performed using the previously received signal and the later received signal, but one STF 51S corresponds to several cycles. If it has periodicity, the capacity of the buffer for storing the received signal can be reduced. For example, when one STF has periodicity for one cycle, it is necessary to store the one STF in order to perform correlation calculation, and at least a capacity capable of storing the one STF is required. A buffer is needed. On the other hand, when one STF 51S has a periodicity of several cycles as in the present embodiment, the amount of signal data required for performing the correlation calculation decreases, so the buffer capacity is reduced. It becomes possible to reduce.
  • one STF 51S has a periodicity for four cycles. This is determined in consideration of the balance between the feasibility of the correlation calculation and the request for reducing the buffer capacity because the correlation cannot be obtained if the period is too short, and the capacity of the buffer is increased if the period is long.
  • the setting rule (Rs3) is a condition for facilitating the design of an amplifier (amplifier) that amplifies the transmission signal.
  • a transmission apparatus that transmits an OFDM signal is designed so that the signal is not distorted by widening the dynamic range (maximum and minimum ranges of signal amplitude) of the amplifier. For this reason, when the PAF of the STF is close to 1, the amplifier can be easily designed.
  • the setting rule (Rs4) is a condition for increasing the S / N ratio to facilitate detection of the preamble signal.
  • Figure 13 is set data arrangement pattern PT S according to the above four setting rule (Rs1) ⁇ (Rs4) is illustrated.
  • the data arrangement pattern PT S is the 128 subcarriers in ascending order of the center frequency of each subcarrier, when numbered using integer from 0 to 127, and 78 th subcarriers, the number 86 sub This indicates that a “2.82 ⁇ 2” preamble data signal is placed on the carrier and the 102nd subcarrier, and a “ ⁇ 2.82 ⁇ 2” preamble data signal is placed on the 94th subcarrier. .
  • the data arrangement pattern PT S, of the 128 subcarriers, for the other subcarriers not put preamble data signals it can be said to indicate that put a zero.
  • the data arrangement pattern can be set by following the following setting procedures (Js1) to (Js5) in order.
  • the subcarrier to be used is specified according to the transmission band.
  • the subcarriers included in the band of 103.125kHz ⁇ 393.75kHz identified.
  • the subcarriers included in the band of 103.125 kHz to 393.75 kHz are a total of 32 subcarriers from the 75th subcarrier to the 106th subcarrier, and the subcarriers used by the 32 subcarriers are as follows. Will be identified.
  • the frequency domain signal (STF in the frequency domain before IFFT processing) obtained by arranging the preamble data signal on the subcarrier according to the data arrangement pattern is a real signal.
  • the real signal is obtained by arranging the preamble data signal on the subcarriers included in the transmission band, it can be regarded as a substantially symmetric signal.
  • the frequency domain STF before IFFT processing can be regarded as a real even function, and the real part of the time domain signal generated by performing IFFT processing on the STF in the frequency domain is taken. The obtained signal becomes a symmetric even function in one OFDM symbol period.
  • the fact that the real part signal after the IFFT process becomes a bilaterally symmetric even function in one OFDM symbol period means that the imaginary part xi (k) of the input signal x (k) to the IFFT part 116 is “0” in the above equation (8).
  • the above equation (1) represents the theory that “if the input to the IFFT part is a real even function, the output from the IFFT part will be a real even function”. It is proved from the fact that it takes the same form.
  • the preamble data signal is arranged on the subcarrier at equal intervals every odd number of subcarriers, and the preamble data signal is arranged on the subcarrier.
  • the number of carriers is an even number, symmetry can be achieved also in the left half or right half of one OFDM symbol.
  • the absolute value of the correlation calculation result is the same as the absolute value of the correlation calculation result when the correlation calculation is performed on the signal of period 4.
  • the STF 51S is referred to as a signal having periodicity, but strictly speaking, it is a signal having symmetry.
  • the reference amplitude of the preamble data signal that makes the power of the STF 51S equal to the power of the OFDM symbol that transmits the transmission data is calculated.
  • the power PS of the STF 51S is “4”. become.
  • the power PS of STF51S, coefficients to be multiplied to the reference amplitude to increase 6dB is determined than the power P D of the OFDM symbols for transmitting the transmission data.
  • Power PS of STF51S coefficients for higher 6dB than the power P D of the OFDM symbols for transmitting the transmission data is "2". That is, if the value (amplitude) of the preamble data signal is 2.82 ⁇ 2, the power PS of the STF 51S is 6 dB higher than the power P D of the OFDM symbol that transmits the transmission data, as shown in the equation (10). Get higher.
  • the OFDM signal is a signal obtained by superimposing a plurality of subcarriers modulated with different data signals, there is a possibility that the PAPR may be increased by in-phase synthesis. Therefore, the code combination of the preamble data signal is adjusted so that the PAPR does not increase.
  • the sign of the preamble signal to be placed on the 78th subcarrier is “+”
  • the sign of the preamble signal to be placed on the 86th subcarrier is “+”
  • the preamble to be placed on the 94th subcarrier is “ ⁇ ” and the sign of the preamble signal carried on the 102nd subcarrier is “+”
  • the PAPR is the smallest.
  • the data arrangement pattern for generating the STF 51S is set according to the above setting rules (Rs1) to (Rs4).
  • the preamble data signal is a pseudo-random binary (bit) sequence (PRBS: Pseudo Random Binary (Bit) Sequence).
  • the setting rule (RL1) is a precondition for transmitting the information included in the LTF 51L to the receiving device 20, like the setting rule (Rs1) of the STF 51S.
  • the setting rule (RL2) is a condition for facilitating the design of an amplifier (amplifier) that amplifies a transmission signal, like the setting rule (Rs3) of the STF 51S.
  • the setting rule (RL3) is a condition for improving the transmission path estimation rate in the transmission device 10. Since the LTF 51L is used for transmission path estimation, the preamble data signal of the LTF 51L is preferably a signal having no bias in the frequency domain or the time domain. For this reason, if PRBS is adopted for the preamble data signal, the transmission channel estimation rate can be improved in the transmission apparatus 10.
  • the data arrangement pattern PT L is 128 subcarriers, in ascending order of the center frequency of each subcarrier, when numbered using integer from 0 to 127, 75th, 78 th, 80 th, 81 th , 82, 85, 86, 87, 92, 94, 95, 96, 104, and 105, the preamble data signal of “1” is placed on each of the subcarriers, 76, 77 No. 79, 83, 84, 88, 89, 90, 91, 93, 97, 98, 99, 100, 101, 102, 103 and 106 It shows that a preamble data signal of “ ⁇ 1” is placed on each subcarrier.
  • the data arrangement pattern PT L, of the 128 subcarriers, for the other subcarriers not put preamble data signals can be said to indicate that put a zero.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a series of processes using a preamble signal.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a correspondence relationship between each signal included in the packet signal and each process executed in the reception device 20.
  • 18 to 20 are diagrams for explaining the symbol timing detection process.
  • each process executed in the preamble detection unit 202, the FFT unit 204, the FFT control unit 205, the symbol timing detection unit 206, and the transmission path estimation unit 207 in FIG. 4 is represented in time series.
  • the preamble detection unit 202 performs preamble signal detection processing using the first STF 51SA (see FIG. 17) included in the preamble signal.
  • the FFT unit 204A and the symbol timing detection unit 206 perform symbol timing detection processing using the first LTF 51LA and the second LTF 51LB (see FIG. 17) included in the preamble signal.
  • the FFT section 204B and the transmission path estimation section 207 perform transmission path characteristic estimation processing using the third LTF 51LC (see FIG. 17) included in the preamble signal.
  • the preamble detection unit 202 includes a correlation calculation unit 22 and a determination unit 23.
  • the correlation calculation unit 22 includes a delay circuit 221, two multiplication circuits 222 and 223, two moving average filters 224 and 225, and a division circuit 226, and receives the reception signal output from the reception unit 201. Perform correlation calculation.
  • the received signal is input to the delay circuit 221 and the two multiplication circuits 222 and 223, respectively.
  • the delay circuit 221 delays the received signal by a predetermined time M and outputs it.
  • the output of the delay circuit 221 is multiplied by the received signal by the multiplication circuit 222, and the multiplication result is input to the moving average filter 224.
  • the moving average filter 224 calculates the moving average of the input signal (that is, the output of the multiplication circuit 222) with respect to the predetermined time width, and outputs the calculation result to the division circuit 226.
  • the output of the moving average filter 224 is a correlation value (first correlation value) obtained by correlation calculation between the received signal and a delayed signal obtained by delaying the received signal.
  • the multiplication circuit 223 multiplies the received signals and outputs the multiplication result to the moving average filter 225.
  • the output of the moving average filter 225 is a correlation calculation value between received signals.
  • the moving average filter 225 calculates the moving average of the output of the multiplication circuit 223 and outputs the calculation result to the division circuit 226.
  • the division circuit 226 normalizes the correlation value by dividing the output of the moving average filter 224 by the output of the moving average filter 225, and outputs a normalized signal as a correlation calculation result.
  • the determination unit 23 includes an absolute value circuit 231, a comparison circuit 232, and a counter 233, and determines whether a preamble signal is detected based on the correlation calculation result.
  • the absolute value circuit 231 generates a signal having an absolute value of an amplitude of an output signal of the correlation calculation unit 22 or a value corresponding to the absolute value.
  • the absolute value circuit 231 for example, a square circuit that squares and outputs an input signal can be used.
  • the comparison circuit 232 compares the output of the absolute value circuit 231 with a preset threshold value (first threshold value), and outputs the comparison result.
  • the counter 233 determines whether or not a preamble signal (packet signal) has been detected by detecting whether or not a comparison result indicating that the threshold value has been exceeded has been continuously output from the comparison circuit 232 a predetermined number of times or more. Functions as a determination means. That is, when the counter 233 detects that the comparison result indicating that the threshold value has been exceeded is output a predetermined number of times or more, the counter 233 determines that the preamble signal has been detected. Then, the counter 233 outputs a signal (preamble detection signal) indicating that the preamble signal has been detected to the timing specifying unit 251.
  • the predetermined number is preferably set to 30 to 40.
  • the comparison result indicating that the threshold value is exceeded is continuously output a predetermined number of times or more, it is possible to prevent erroneous detection of the preamble signal by determining that the preamble signal is detected. It becomes possible. More specifically, the output of the absolute value circuit may accidentally exceed the threshold due to the influence of noise or the like included in the received signal. In such a case, the preamble signal is erroneously detected when adopting whether or not the output of the absolute value circuit exceeds the threshold value as the only criterion for detecting the preamble signal. In contrast, according to this embodiment, whether the output of the absolute value circuit continuously exceeds the threshold value a predetermined number of times or more is used as a determination criterion when detecting the preamble signal, the preamble signal It becomes possible to prevent false detection.
  • the preamble detection signal output from the counter 233 is input to the timing specifying unit 251 in the FFT control unit 205.
  • the timing specifying unit 251 specifies the symbol timing by returning a predetermined number of times counted by the counter 233 from the detection timing of the preamble signal.
  • the FFT unit 204 performs an FFT process on the LTF 51L included in the preamble signal based on the symbol timing specified by the timing specifying unit 251.
  • the FFT unit 204A outputs an N-sample frequency domain signal corresponding to N subcarriers, and the N-sample signal is input to a division circuit 261 in the symbol timing detection unit 206.
  • the symbol timing specified by the timing specifying unit 251 is provisional and has a deviation from the regular symbol timing. For this reason, the signal output from the FFT unit 204A includes the influence of a shift in symbol timing. Subsequent division circuit 261 and IFFT unit 262 perform processing for specifying a shift in symbol timing.
  • the division circuit 261 extracts a signal of a sample (specific sample) corresponding to the subcarrier to which the preamble data signal is assigned from the N sample signals output from the FFT unit 204A, and outputs the signal of the specific sample.
  • the signal is divided by the data arrangement pattern related to LTF 51L stored in advance. For example, LTF51L being received, if they were generated using the data arrangement pattern PT L in FIG. 15, the divider circuit 261, the signal of each particular sample corresponding to each subcarrier of the 75th to 106 th is retrieved, so that the signal of each of the specific sample is divided by the data arrangement pattern PT L.
  • the received signal received via the transmission path is expressed by multiplying the transmission signal by the transmission path characteristic. Therefore, the frequency domain signal output from the FFT unit 204A includes a preamble. A term obtained by multiplying the data signal by the transmission path characteristic is included.
  • the division circuit 261 a signal of each particular sample output from the FFT unit 204A if divided by the data arrangement pattern PT L in the frequency domain, it is possible to cancel the preamble data signal. That is, the division circuit 261 outputs a signal including the transmission path characteristics after the preamble data signal is removed from the output signal of the FFT unit 204A.
  • the signal including the transmission path characteristic output from the divider circuit 261 is input to the IFFT unit 262.
  • the IFFT unit 262 performs IFFT processing for converting a frequency domain signal into a time domain signal.
  • the transmission path characteristic is a Fourier transform of the impulse response in the time domain
  • an impulse response can be obtained by performing IFFT processing on the output signal of the division circuit 261. That is, the IFFT unit 262 outputs an impulse response (also referred to as “transmission path impulse response”).
  • the impulse response output from the IFFT unit 262 reflects a shift in the current symbol timing with respect to the normal symbol timing. Such a shift in the symbol timing is a sample of the IFFT unit 262 that outputs the impulse response. Appears in position.
  • the number of samples subjected to IFFT processing in the IFFT unit 262 is 128.
  • the FFT window WD is opened from the head position HP of the second LTF 51LB as shown in FIG.
  • the impulse response is output from the 0 (zero) sample position in the part 262.
  • the symbol timing shift appears as a difference in the sample position of the IFFT unit 262 that outputs the impulse response.
  • the output sample position in the IFFT unit 262 is precisely the position on the time axis of the data output from the IFFT unit 262. That is, when IFFT section 262 receives P pieces of data on the frequency axis as input (P is a power of 2) and outputs data on P time axes, the symbol timing shifts from IFFT section 262. It appears as a position on the time axis of the output impulse response.
  • the timing update unit (timing correction unit) 263 corrects the symbol timing based on the sample position for outputting the impulse response, that is, the position on the time axis of the impulse response output from the IFFT unit 262. Specifically, the timing update unit 263 specifies the amount of deviation of the symbol timing based on the position of the impulse response on the time axis, corrects the amount of deviation for the current symbol timing, Get the symbol timing.
  • the FFT unit 204 executes the FFT process based on the normal symbol timing.
  • FFT processing is performed on the third LTF 51LC in the FFT unit 204 (204B).
  • the FFT unit 204B outputs an N-sample frequency domain signal corresponding to N subcarriers, and the N-sample signal is input to a division circuit 271 in the transmission path estimation unit 207.
  • the division circuit 271 takes out the signal of each specific sample corresponding to the subcarrier to which the preamble data signal is assigned from the N sample signals output from the FFT unit 204B, and stores the signal of each specific sample in advance. In addition, a process of dividing by the data arrangement pattern regarding the LTF 51L is performed. For example, LTF51L being received, if they were generated using the data arrangement pattern PT L in FIG. 15, the divider circuit 271, the signal of each particular sample corresponding to each subcarrier of the 11th-42nd retrieved, so that the signal of each of the specific sample is divided by the data arrangement pattern PT L.
  • the division circuit 271 outputs the transmission path characteristics.
  • the preamble signal detection process, the symbol timing detection process, and the transmission path characteristic estimation process are sequentially executed using the preamble signal.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a series of processing using a preamble signal, which is executed in the reception device 20B according to the second embodiment.
  • the correlation calculation unit 22B in the preamble detection unit 202B of the reception device 20B outputs the output of the moving average filter 224 and the output of the division circuit 226 to the determination unit 23B.
  • the output of the moving average filter 224 is a first correlation value between the received signal and a delayed signal obtained by delaying the received signal, and the output of the division circuit 226 is obtained by normalizing the first correlation value. This is a correlation calculation result (second correlation value).
  • the determination unit 23B determines whether a preamble signal is detected based on the first correlation value output from the moving average filter 224 and the correlation calculation result output from the division circuit 226.
  • the first correlation value output from the moving average filter 224 is input to the absolute value circuit 234 in the determination unit 23B.
  • the absolute value circuit 234 generates a signal having the absolute value of the first correlation value or a value corresponding thereto.
  • the comparison circuit 235 compares the output of the absolute value circuit 234 with a preset threshold value (second threshold value), and outputs the comparison result to the counter 233.
  • the counter 233 treats the comparison result input from the comparison circuit 232 as valid. That is, when the comparison result indicating that the second threshold value is exceeded is input from the comparison circuit 235, the counter 233 continuously receives the comparison result indicating that the first threshold value of the comparison circuit 232 is exceeded from the comparison circuit 232. Then, it is detected whether or not a predetermined number of times has been output. When the counter 233 detects that the comparison result indicating that the second threshold value has been exceeded has been output a predetermined number of times, the counter 233 determines that the preamble signal has been detected. Then, the counter 233 outputs a signal (preamble detection signal) indicating that the preamble signal has been detected to the timing specifying unit 251.
  • the counter 233 treats the comparison result input from the comparison circuit 232 as invalid. That is, when the comparison result indicating that the second threshold value is exceeded is not input from the comparison circuit 235, the counter 233 does not output the preamble detection signal regardless of the comparison result input from the comparison circuit 232.
  • the correlation calculation result before normalization is used as a signal (RSSI: Received signal strength indicator) for measuring the strength of the received signal, and the received signal is detected. This is added to the conditions for detecting the preamble signal.
  • RSSI Received signal strength indicator
  • the communication device 20 of the present embodiment uses the correlation calculation result obtained by performing the correlation calculation on the reception unit 201 that receives the reception signal including the packet signal and the short preamble signal included in the packet signal.
  • the timing specifying unit 251 for specifying the symbol timing, the FFT unit 204A for performing fast Fourier transform on the long preamble signal following the short preamble signal according to the symbol timing, and the output signal from the FFT unit 204A A division circuit 261 that calculates a channel characteristic for each subcarrier by dividing by a signal in a known frequency domain corresponding to the preamble signal, and an inverse fast Fourier transform on the channel characteristic for each subcarrier, An IFFT unit 262 for outputting a transmission line impulse response; Based on the sending passage impulse response, to identify the deviation of the symbol timing, and a timing update unit 263 for correcting the symbol timing.
  • the symbol timing can be corrected after specifying the symbol timing using the correlation calculation result obtained by performing the correlation calculation on the short preamble signal included in the packet signal. Therefore, it is possible to set the symbol timing with high accuracy.
  • the transmission device 10 and the reception device 20 in the communication system 1 are illustrated as being configured to be communicable by wired communication, but are not limited thereto.
  • the transmission device 10 and the reception device 20 may be configured to be communicable by wireless communication.
  • the transmission apparatus 10 includes a frequency conversion unit that converts a baseband OFDM signal into a carrier band OFDM signal, but does not require an orthogonal modulation unit.
  • the receiving device 20 has a configuration including a frequency conversion unit that converts the OFDM signal in the carrier band into the baseband OFDM signal, but does not require a quadrature detection unit.
  • the transmission apparatus 10 transmits a communication signal based on a real part signal excluding an imaginary part signal without performing quadrature modulation.
  • the present invention is not limited to this.
  • baseband OFDM signals after IFFT processing are subjected to predetermined processing such as quadrature modulation and frequency conversion to generate carrierband OFDM signals and communicate carrierband OFDM signals. It may be a mode of outputting to a transmission line as a signal.
  • the receiving apparatus performs predetermined processing such as frequency conversion and quadrature detection on the received signal to generate a baseband OFDM signal.
  • the correlation calculation unit that performs the correlation calculation on the preamble signal has a conventional configuration including a complex conjugate circuit that generates a complex conjugate signal of the received signal.

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Abstract

　本発明に係る通信装置は、パケット信号を受信する受信部と、パケット信号に含まれるショートプリアンブル信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してシンボルタイミングを特定するタイミング特定部（２５１）と、シンボルタイミングに従って、ロングプリアンブル信号に対して高速フーリエ変換を施すＦＦＴ部（２０４Ａ）と、当該ＦＦＴ部（２０４Ａ）からの出力信号を、ロングプリアンブル信号に対応した既知の周波数領域の信号で除算して、各サブキャリアに関する伝送路特性を算出する除算回路（２６１）と、各サブキャリアに関する伝送路特性に逆高速フーリエ変換を施して、時間領域の伝送路インパルス応答を出力するＩＦＦＴ部（２６２）と、伝送路インパルス応答に基づいて、シンボルタイミングのずれを特定して、シンボルタイミングを補正するタイミング更新部（２６３）とを備えている。

Description

通信装置および通信装置の動作方法
　本発明は、通信技術に関する。
　パケット方式で通信を行う場合、受信装置は、送信装置がいつパケット信号を送信するのか、換言すればパケット信号がいつ受信装置へ到来するのかを把握していない。このため、受信装置は、パケット信号の到来に備えて待機し、待機中に受信する信号の中からパケット信号を検出することになる。
　また、受信装置は、パケット信号を検出した場合、受信したパケット信号を復調するために、ＦＦＴ処理を実行するタイミング（「シンボル・タイミング」または「シンボルタイミング」とも称する）の検出処理を実行する。
　一般に、シンボルタイミングの検出は、パケット信号の先頭に付加されているプリアンブルに相関演算を施して得られる相関結果を利用して行われる。例えば、特許文献１には、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）復調器用のシンボルタイミング検出回路が開示されている。
特開平１１－１４５９３１号公報
　しかし、このようにプリアンブルに相関演算を施すことによって検出されたシンボルタイミングには、誤差が含まれている。
　そこで、本発明は、シンボルタイミングを精度良く設定することが可能な技術を提供することを目的とする。
　本発明に係る通信装置の第１の態様は、パケット信号を含む受信信号を受信する受信手段と、前記パケット信号に含まれるショートプリアンブル信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してシンボルタイミングを特定するタイミング特定手段と、前記シンボルタイミングに従って、前記ショートプリアンブル信号に後続するロングプリアンブル信号に対して高速フーリエ変換を施すＦＦＴ手段と、前記ＦＦＴ手段からの出力信号を、前記ロングプリアンブル信号に対応した既知の周波数領域の信号で除算して、各サブキャリアに関する伝送路特性を算出する除算手段と、前記各サブキャリアに関する伝送路特性に逆高速フーリエ変換を施して、時間領域の伝送路インパルス応答を出力するＩＦＦＴ手段と、前記伝送路インパルス応答に基づいて、前記シンボルタイミングのずれを特定して、前記シンボルタイミングを補正する補正手段とを備える。
　また、本発明に係る通信装置の第２の態様は、上記第１の態様であって、前記ＩＦＦＴ手段は、Ｎ個（Ｎは、２のべき乗）の周波数軸上のデータを入力として、Ｎ個の時間軸上のデータを出力し、前記補正手段は、前記伝送路インパルス応答が出力される前記時間軸上の位置に基づいて、前記シンボルタイミングのずれを特定する。
　また、本発明に係る通信装置の第３の態様は、上記第１の態様または上記第２の態様であって、前記受信信号に相関演算を施して、前記相関演算結果を出力する演算手段と、前記相関演算結果を示す値の絶対値と第１閾値とを比較して、比較結果を出力する第１比較手段と、前記比較結果に基づいて、前記パケット信号が検出されたか否かを判定する判定手段とをさらに備え、前記判定手段は、前記絶対値が前記第１閾値を超えたことを示す比較結果が前記比較手段によって連続して出力される出力回数をカウントし、当該出力回数が所定回数以上となった場合、前記パケット信号が検出されたと判断する。
　また、本発明に係る通信装置の第４の態様は、上記第３の態様であって、前記演算手段は、前記受信信号と当該受信信号を遅延させた遅延信号との相関演算を行って、第１相関値を算出する算出手段と、前記受信信号同士の相関演算値で前記第１相関値を正規化することによって、前記相関演算結果としての第２相関値を取得する取得手段とを有し、前記第１相関値の絶対値と第２閾値とを比較して、比較結果を出力する第２比較手段をさらに備え、前記判定手段は、前記第１相関値の絶対値が前記第２閾値を超えたことを示す比較結果が前記第２比較手段によって出力されたことを、前記パケット信号が検出されたと判定する条件として用いる。
　また、本発明に係る通信装置の動作方法は、ａ）パケット信号を含む受信信号を受信する工程と、ｂ）前記パケット信号に含まれるショートプリアンブル信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してシンボルタイミングを特定する工程と、ｃ）前記シンボルタイミングに従って、前記ショートプリアンブル信号に後続するロングプリアンブル信号に対して高速フーリエ変換を施す工程と、ｄ）前記高速フーリエ変換後の信号を、前記ロングプリアンブル信号に対応した既知の周波数領域の信号で除算して、各サブキャリアに関する伝送路特性を算出する工程と、ｅ）前記各サブキャリアに関する伝送路特性に逆高速フーリエ変換を施して、時間領域の伝送路インパルス応答を出力する工程と、ｆ）前記伝送路インパルス応答に基づいて、前記シンボルタイミングのずれを特定して、前記シンボルタイミングを補正する工程とを備える。
　本発明によれば、シンボルタイミングを精度良く設定することが可能になる。
　この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。
本実施形態に係る通信システムの構成図である。 本実施形態に係る送信装置の構成を示す図である。 パケットの構成を示す図である。 本実施形態に係る受信装置の構成を示す図である。 サブキャリア番号「０」番のサブキャリアから「Ｎ－１」番のサブキャリアによって構成されるＯＦＤＭ信号を示す図である。 ＩＦＦＴ部への入力信号が偶関数であることを示す概念図である。 ＩＦＦＴ部への入力信号が奇関数であることを示す概念図である。 計算機シミュレーションに用いられたデータを示す図である。 計算機シミュレーションに用いられたデータを示す図である。 計算機シミュレーションの結果を示す図である。 計算機シミュレーションの結果を示す図である。 計算機シミュレーションの結果を示す図である。 ＳＴＦを生成する際に用いるデータ配置パターンの一例を示す図である。 図１３のデータ配置パターンを用いて生成されたＳＴＦの波形を示す図である。 ＬＴＦを生成する際に用いるデータ配置パターンの一例を示す図である。 プリアンブル信号を用いた一連の処理を表す図である。 パケット信号に含まれる各信号と受信装置において実行される各処理との対応関係を示す図である。 シンボルタイミングの検出処理を説明するための図である。 シンボルタイミングの検出処理を説明するための図である。 シンボルタイミングの検出処理を説明するための図である。 第２実施形態に係る受信装置において実行される、プリアンブル信号を用いた一連の処理を表す図である。
　以下、各実施形態について図面を参照して説明する。
　＜１．第１実施形態＞
　　［１．通信システムの構成］
　図１は、本実施形態に係る通信システム１の構成図である。
　図１に示されるように、通信システム１は、第１通信装置１０と第２通信装置２０とを有している。通信システム１における第１通信装置１０および第２通信装置２０は互いに有線通信によって通信可能に構成されている。第１通信装置１０と第２通信装置２０とを電気的に接続する伝送路３０は、通常の通信線であってもよく、或いは、電力線であってもよい。電力線を伝送路とする場合、第１通信装置１０および第２通信装置２０は、電力線通信（ＰＬＣ：power line communication）によって通信を行うことになる。本実施形態では、電力線通信によって通信を行う通信システム１を例示する。
　また、通信装置１０，２０間の有線通信は、周波数軸上で互いに直交する複数のサブキャリアを合成して得られるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を用いて行われる。そして、当該ＯＦＤＭ信号は、一定の時間単位で区切ってパケット単位で伝送される。
　また、本通信システム１では、ＯＦＤＭ信号を構成する全サブキャリアのうち、所定帯域に含まれるサブキャリアを利用してデータの伝送が行われる。データの伝送に利用するサブキャリアの詳細については、後述する。
　なお、以下では、第１通信装置１０は送信装置として機能し、第２通信装置２０は受信装置として機能する場合を例示するが、これに限定されるものではない。すなわち、第１通信装置１０は、少なくとも送信機能を有しており、当該送信機能に加えて受信機能を有していてもよい。同様に、第２通信装置２０は、少なくとも受信機能を有しており、当該受信機能に加えて送信機能を有していてもよい。
　　［２．送信装置の構成］
　次に、通信システム１を構成する送信装置１０の構成について説明する。図２は、本実施形態に係る送信装置１０の構成を示す図である。
　図２に示されるように、送信装置１０は、スクランブラ１１１、符号化部１１２、インターリーブ部（インターリーバ）１１３、一次変調部１１４、入力信号構成部１１５、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部１１６、並列／直列変換部（並直列変換部）１１７、ＧＩ付加部１１８、プリアンブル生成部（プリアンブル出力部）１１９、パケット構成部１２０、および送信部１２１を備えている。
　具体的には、スクランブラ１１１は、伝送対象のデータ（「伝送データ」または「送信データ」とも称する）に対して、攪拌して順序を並び替えるスクランブル処理を施す。スクランブラ１１１においてスクランブル処理が施された送信データは、符号化部１１２に入力される。
　符号化部１１２は、スクランブル処理が施された送信データに対して、誤り訂正のための冗長符号化を行う。冗長符号化には、例えば、拘束長ｋ＝７、符号化率１／２を原符号とする畳み込み符号が用いられる。符号化部１１２から出力される送信データのビット列は、インターリーブ部１１３に入力される。
　インターリーブ部１１３では、誤りが１つのシンボルに偏らないようにするため、送信データのビット列を並び替えるビット・インターリーブが行われる。インターリーブ部１１３から出力される送信データは、一次変調部１１４入力される。
　一次変調部１１４では、所定の変調方式（例えば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ）に従って、送信データがシンボルごとにサブキャリアにマッピング（対応づけ）される。
　なお、ここでのシンボル（Symbol）は、変調方式ごとに定まる、搬送波（サブキャリア）に乗せるひと区切りの送信データの構成単位を表し、後述のＯＦＤＭシンボルとの混同を避けるため、データシンボルまたは複素シンボルとも称される。例えば、ＱＰＳＫでは、１シンボル（１データシンボル）で送信できる送信データは２ビットである。
　入力信号構成部１１５は、バッファ等で構成され、送信データを含むデータ信号をサブキャリアに分散して乗せるために、一次変調部１１４から入力されたデータシンボルを所定個の並列データに変換する機能を有している。
　具体的には、上述のように、通信システム１では、ＯＦＤＭ信号を構成する全サブキャリアのうち、所定帯域に含まれるサブキャリアを利用してデータの伝送が行われる。このため、入力信号構成部１１５は、上記所定帯域に含まれるサブキャリアにデータ信号を割り当てるとともに、上記所定帯域以外の他のサブキャリアに０（ゼロ）を割り当てて並列データを生成し、当該並列データをＩＦＦＴ部１１６に出力する。
　このように、入力信号構成部１１５は、各サブキャリアにデータ信号の割り当てを行う割当手段として機能する。なお、データの伝送に利用されるサブキャリアを含む上記所定帯域の詳細については後述する。
　ＩＦＦＴ部１１６は、入力信号構成部１１５から入力される並列データに逆高速フーリエ変換を施して、周波数領域のデータを時間領域のデータに変換する。入力信号構成部１１５から入力される周波数領域のデータは、各サブキャリアに関する振幅および位相のデータであり、ＩＦＦＴ部１１６は、各サブキャリア分の振幅位相データから、１つのＯＦＤＭシンボル分の時間データを生成することになる。
　ＩＦＦＴ部１１６で生成される時間データは、時間領域の複素データであり、ＩＦＦＴ部１１６からは、Ｉ軸成分（同相成分、実数成分）の時間データと、Ｑ軸成分（直交成分、虚数成分）の時間データとがそれぞれ生成される。
　本実施形態では、ＩＦＦＴ部１１６で生成される時間領域の複素データのうち、Ｉ軸成分の時間データが並直列変換部１１７に入力され、Ｑ軸成分の時間データは破棄される。
　並直列変換部１１７は、ＩＦＦＴ部１１６から入力される並列のデータを直列のデータに変換する機能を有している。並直列変換部１１７から出力される直列のデータは、ベースバンド（基底帯域）のＯＦＤＭ信号（ベースバンドＯＦＤＭ信号）としてＧＩ付加部１１８に入力される。
　ＧＩ付加部１１８は、並直列変換部１１７から入力されるベースバンドＯＦＤＭ信号に対して、ガードインターバル（ＧＩ）の付加処理を施し、ＧＩ付加済みのベースバンドＯＦＤＭ信号をパケット構成部１２０に出力する。
　プリアンブル出力部１１９は、受信側において、受信信号の検出処理、シンボルタイミング同期等の各種同期処理に用いるためのプリアンブル（Preamble）信号（プリアンブル）を出力する機能を有している。
　具体的には、プリアンブル出力部１１９は、出力対象となるプリアンブル信号を記憶した記憶部（不図示）を有し、当該記憶部に記憶されたプリアンブル信号を外部に出力する。記憶部に記憶されたプリアンブル信号は、所定の配置パターンに従って各サブキャリアにプリアンブルに関するデータ（「プリアンブルデータ信号」または「プリアンブルデータ」とも称する）を配置する（割り当てる）ことによって得られる周波数領域の信号に、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成された時間領域の信号のうち、実部をとって得られる信号である。このようなプリアンブル信号は、予め生成され記憶部に記憶されている。なお、プリアンブル信号を生成する際に用いられる、各サブキャリアへのプリアンブルデータの配置パターン（「データ配置パターン」または「データ割当パターン」とも称する）については、後述する。
　パケット構成部１２０は、ＧＩ付加部１１８から出力されるＯＦＤＭ信号にプリアンブル信号を付加して、パケット単位の信号（「パケット信号」とも称する）を生成する。
　ここで、パケット構成部１２０で生成される、パケット（パケット信号）の構成について説明する。図３は、パケットの構成を示す図である。
　図３に示されるように、パケット５０は、プリアンブル５１と、プリアンブル５１に続くＰＨＹ（物理層）ヘッダー５２と、ＰＨＹヘッダー５２に続くＰＨＹペイロード５３とで構成されている。
　プリアンブル５１は、連続する４つのショート・トレーニング・フィールド（ＳＴＦ）５１Ｓと、これらのＳＴＦ５１Ｓに続く３つのロング・トレーニング・フィールド（ＬＴＦ）５１Ｌとで構成されている。４つのＳＴＦ５１Ｓは同じ内容であり、また、３つのＬＴＦ５１Ｌは同じ内容である。ＳＴＦ５１ＳおよびＬＴＦ５１Ｌそれぞれは、１ＯＦＤＭシンボルの信号である。
　ＳＴＦ５１Ｓは、予め規定された固定パターンの信号が所定周期で所定回数（例えば、４回）繰り返された構成を有している。つまり、ＳＴＦ５１Ｓは、周期性を有した信号（厳密には、対称性を有した信号）である。当該ＳＴＦ５１Ｓは、受信側において送信側から送られてくるパケット単位の信号（パケット信号）を検出するため、および受信側において受信信号のレベルを補正する自動利得制御（AGC:Automatic Gain Control）を行うために用いられる。
　３つのＬＴＦ５１Ｌのうち、最初のＬＴＦ５１ＬＡと、２番目のＬＴＦ５１ＬＢは、受信側において、ＦＦＴ処理を実行するシンボルタイミングの微調整に用いられる。３つのＬＴＦ５１Ｌのうち、最後のＬＴＦ５１ＬＣは、伝送路推定に用いられる。
　なお、プリアンブルの構成として、プリアンブルに含まれるＬＴＦを２つにして、２つのＬＴＦの前に、ガードインターバルを付加する態様とし、最初のＬＴＦをシンボルタイミングの微調整に用い、２番目のＬＴＦ５１を伝送路推定に用いる構成も考えられる。当該構成では、シンボルタイミングのずれをガードインターバル分許容できる。これに対して、本実施形態のように、ガードインターバルを省いて、ＬＴＦ５１Ｌを３つにし、最初のＬＴＦ５１ＬＡおよび２番目のＬＴＦ５１ＬＢをシンボルタイミングの微調整に用いる構成とすれば、シンボルタイミングのずれを１ＯＦＤＭシンボル分許容できることになる。
　ＰＨＹヘッダー５２は、後続して送信される送信データの伝送速度、データ長等のヘッダー情報を含んでいる。
　ＰＨＹペイロード５３は、伝送対象の送信データを含んでいる。
　このように、パケット構成部１２０は、ＳＴＦ５１ＳおよびＬＴＦ５１Ｌを含んだプリアンブル５１と、ＰＨＹヘッダー５２と、ＰＨＹペイロード５３とで構成されたパケット信号を生成する。なお、ＳＴＦは、「ショート・トレーニング・シンボル」または「ショートプリアンブル信号」とも称され、ＬＴＦは、「ロング・トレーニング・シンボル」または「ロングプリアンブル信号」とも称される。
　図２の送信装置１０の説明に戻って、送信部１２１は、パケット構成部１２０で生成されたデジタル形式のパケット信号をアナログ形式のパケット信号に変換するＤＡ変換処理を行い、ＤＡ変換処理後のパケット信号を通信信号として出力する。送信部１２１から出力された通信信号は、伝送路３０を介して受信装置２０へと伝送される。
　このように、送信装置１０は、ＩＦＦＴ部１１６において生成される時間領域の複素データのうち、虚数成分の時間データを破棄し、実数成分の時間データに基づいて生成されたＯＦＤＭ信号（「実部ＯＦＤＭ信号」とも称する）を通信信号として送信する。これによれば、送信装置１０は、直交変調を行うことなく、実数信号を伝送することが可能になるので、送信装置１０から直交変調を行うための構成を省くことができる。
　すなわち、従来の送信装置は、ＩＦＦＴ処理後のベースバンドＯＦＤＭ信号に対して直交変調を施し、直交変調後の信号のうち、実数部分の信号を搬送帯域のＯＦＤＭ信号として伝送していた。これに対して、本実施形態の送信装置１０は、ＩＦＦＴ処理後のベースバンドＯＦＤＭ信号に対して直交変調を施すことなく、ベースバンドＯＦＤＭ信号の実数部分の信号（実部信号）を取り出して、当該実数部分の信号を伝送する。
　　［３．受信装置の構成］
　次に、通信システム１を構成する受信装置２０について説明する。図４は、本実施形態に係る受信装置２０の構成を示す図である。
　図４に示されるように、受信装置２０は、受信部２０１と、プリアンブル検出部２０２と、ＡＧＣ（自動利得調整）部２０３と、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部２０４と、ＦＦＴ制御部２０５と、シンボルタイミング検出部２０６と、伝送路推定部２０７と、等化器２０８と、復調部２０９と、デインターリーブ部２１０と、ビタビ復号化部２１１と、デスクランブラ２１２とを備えている。
　送信装置１０から送信された通信信号は、伝送路３０を介して受信装置２０へと伝送される。受信装置２０は、通信信号を受信部２０１において受信する。
　受信部２０１は、受信した通信信号（受信信号）に対してフィルタ処理、ＡＤ変換処理等を施す。そして受信部２０１は、デジタル形式の受信信号を、プリアンブル検出部２０２、ＡＧＣ部２０３、およびＦＦＴ部２０４に出力する。
　なお、当該通信システム１において利用される通信信号は、送信側で直交変調されていない信号であるため、受信側では直交検波が不要となる。このため、本実施形態の受信装置２０は、直交検波を行うための構成、および直交検波によって生成される高周波成分の信号を除去するためのローパスフィルタを有していない。
　プリアンブル検出部２０２は、受信信号に含まれるプリアンブル信号を検出するプリアンブル信号の検出処理を行う。具体的には、プリアンブル検出部２０２は、相関演算部（後述）を有し、当該相関演算部において受信信号に相関演算を施し、相関演算結果を利用してプリアンブル信号の検出を行う。
　そして、プリアンブル検出部２０２は、プリアンブル信号を検出した場合、プリアンブル信号を検出したことを示す信号（プリアンブル検出信号）をＡＧＣ部２０３およびＦＦＴ制御部２０５に出力する。
　ＡＧＣ部２０３は、プリアンブル検出部２０２からのプリアンブル検出信号の入力に応じて、異なる受信レベルの信号を適正なレベルの信号となるように、利得の調整を行う。
　ＦＦＴ制御部２０５は、シンボルタイミングに基づいて、ＦＦＴ部２０４に対して制御信号を出力し、ＦＦＴ部２０４で実行されるＦＦＴ処理の実行タイミングを制御する。
　また、ＦＦＴ制御部２０５は、プリアンブル検出部２０２からプリアンブル検出信号が入力されたときは、プリアンブル信号の検出タイミングに基づいて、シンボルタイミングを特定する。パケット信号の構成は既知であるため、ＦＦＴ制御部２０５は、プリアンブル信号の検出タイミングに基づいて、シンボルタイミングを特定することができる。なお、ＦＦＴ制御部２０５において、プリアンブル信号の検出タイミングに基づいて特定されたシンボルタイミングは、暫定的なシンボルタイミングであり、シンボルタイミングは、後に微調整される。
　シンボルタイミング検出部２０６は、パケットのプリアンブル５１に含まれるＬＴＦ５１Ｌを用いて正規のシンボルタイミングを検出する。シンボルタイミング検出部２０６で検出された正規のシンボルタイミングは、ＦＦＴ制御部２０５に通知される。正規のシンボルタイミングが通知されると、ＦＦＴ制御部２０５では、正規のシンボルタイミングに基づいて、ＦＦＴ処理の実行タイミングが制御されることになる。
　ＦＦＴ部２０４は、受信信号に高速フーリエ変換を施して、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する、いわゆるマルチキャリア復調処理を実行する。ＦＦＴ部２０４から出力されるマルチキャリア復調処理後の受信信号は、シンボルタイミング検出部２０６、伝送路推定部２０７および等化器２０８に入力される。
　なお、ＦＦＴ部２０４へは、実数信号と虚数信号とがそれぞれ入力されることになるが、本受信装置２０では、受信部２０１において一連の受信処理が施された受信信号に基づく信号が実数信号としてＦＦＴ部２０４へ入力され、虚数信号としては、例えば、ゼロが入力される。
　伝送路推定部（伝送路推定手段）２０７は、受信信号に含まれるプリアンブル信号と、受信装置２０の記憶部に予め記憶されている既知のプリアンブル信号とを比較することによって、伝送路の特性を推定する。伝送路推定部２０７によって推定された伝送路特性（「推定伝送路特性」とも称する）は、等化器２０８に出力される。
　等化器（等化処理手段）２０８は、受信信号を、当該受信信号に対応する推定伝送路特性で除算して伝送路の歪みを除去する等化処理を行う。等化器２０８から出力される等化処理後の受信信号は、復調部２０９に出力される。
　復調部２０９は、等化処理後の受信信号にデマッピング処理等のサブキャリア復調処理を施し、復調された受信信号をデインターリーブ部２１０に出力する。
　デインターリーブ部２１０では、送信側で並び替えられた受信信号を元に戻すデインターリーブが行われる。デインターリーブされた受信信号は、ビタビ復号化部２１１に出力される。ビタビ復号化部２１１では、受信信号に対して誤り訂正復号が行われる。
　デスクランブラ２１２では、ビタビ復号化部２１１から出力された受信信号に対してデスクランブル処理が施される。これにより、送信データに対応した復号データが生成されることになる。
　このように、受信装置２０では、直交検波を行うことなく、ＦＦＴ部２０４において受信信号にマルチキャリア復調処理が施される。
　なお、本実施形態の受信装置２０において復号データ（受信データ）を取得する復調手段には、プリアンブル検出部２０２、ＦＦＴ部２０４、ＦＦＴ制御部２０５、シンボルタイミング検出部２０６、伝送路推定部２０７、等化器２０８、復調部２０９、デインターリーブ部２１０、ビタビ復号化部２１１、およびデスクランブラ２１２が含まれる。
　　［４．ＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアの利用態様］
　次に、上記通信システム１において用いられるＯＦＤＭ信号における、サブキャリアの利用態様について詳述する。図５は、サブキャリア番号「０」番のサブキャリアから「Ｎ－１」番のサブキャリアによって構成されるＯＦＤＭ信号ＬＳを示す図である。
　上述のように、通信システム１では、ＯＦＤＭ信号を構成する全サブキャリアのうち、所定帯域に含まれるサブキャリアを利用してデータの伝送が行われる。
　具体的には、ＯＦＤＭ信号を構成するＮ個（Ｎは整数）のサブキャリアそれぞれを、各サブキャリアの周波数（中心周波数）の昇順で、０からＮ－１までの整数を用いて番号付けした場合、データの伝送に用いられるサブキャリアは、Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアとなる。
　各サブキャリアのうち、データの伝送に用いられるサブキャリアは、「使用サブキャリア」または「伝送用サブキャリア」とも称され、例えば、図５に示されるＯＦＤＭ信号ＬＳでは、区間ＬＫに含まれるサブキャリアが使用サブキャリアとなる。すなわち、通信システム１では、ＯＦＤＭ信号ＬＳを構成する複数のサブキャリアのうち、区間ＬＫの所定帯域に含まれるサブキャリアに、送信データを含むデータ信号を乗せてデータの伝送が行われる。なお、上記所定帯域は、データの伝送に用いられる伝送帯域であり、当該伝送帯域には、使用サブキャリアが含まれることになる。
　一方、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付された各サブキャリアは、データの伝送に用いないサブキャリア（「不使用サブキャリア」または「非伝送用サブキャリア」とも称する）となる。なお、各不使用サブキャリアには、ゼロを乗せて通信が行われる。
　このように、通信システム１では、ＯＦＤＭ信号を構成するＮ個のサブキャリアそれぞれを、各サブキャリアの周波数の昇順で、０からＮ－１までの整数を用いて番号付けした場合、伝送帯域に含まれるＮ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアを用いてデータの伝送が行われる。これによれば、ＩＦＦＴ処理後のベースバンドＯＦＤＭ信号の実数部分の信号を通信信号として用いた場合でも、受信側において送信データの復元が可能になる。なお、厳密には、Ｎは、２のべき乗であり、偶数である。
　なお、上記伝送帯域は、規格によって定められた、電力線通信を行う際に利用する帯域（規格に基づく利用帯域）の制限を受ける可能性がある。具体的には、Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアを含む帯域のうち、規格に基づく利用帯域に含まれない部分については、データの伝送に用いることができない。このため、Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアを含む帯域において、規格に基づく利用帯域に含まれない部分が存在する場合、伝送帯域は、Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアを含む帯域のうち、規格に基づく利用帯域に含まれない部分を省いた帯域となる。換言すれば、伝送帯域は、規格に基づく帯域に含まれ、かつＮ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアを含む帯域となる。
　　［５．送信データの復元原理］
　次に、送信データの復元原理について説明する。図６は、ＩＦＦＴ部への入力信号が偶関数であることを示す概念図であり、図７は、ＩＦＦＴ部への入力信号が奇関数であることを示す概念図である。図８，９は、計算機シミュレーションに用いられたデータを示す図である。図１０～図１２は、計算機シミュレーションの結果を示す図である。
　フーリエ変換理論では、「ＦＦＴ部への入力が実数の偶関数であれば、ＦＦＴ部からの出力は、実数の偶関数になり、入力が実数の奇関数であれば、ＦＦＴ部からの出力は、虚数の奇関数になる。」という理論が存在する。ＦＦＴ演算とＩＦＦＴ演算とは、対偶演算であるため、当該理論はＦＦＴ演算だけでなく、ＩＦＦＴ演算でも成立する。
　ＩＦＦＴ演算に関する上記理論を数式に表すと、下記式（１）、式（２）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、式（１）中のｈe（ｋ）は、ＩＦＦＴ処理前の実数の偶関数を表し、ｈo（ｋ）は、ＩＦＦＴ処理前の実数の奇関数を表している。また、式（１）は、Ｎ点のｈe（ｋ）信号からＮ点のＲe（ｎ）信号への変換を示し、式（２）は、Ｎ点のｈo（ｋ）信号からＮ点のＩe（ｎ）信号への変換を示している。
　ここで、ＩＦＦＴ部へ複素信号ｘ（ｋ）が入力され、当該複素信号の実部が偶関数であり、当該複素信号の虚部が奇関数であれば、上記式（１）、（２）から下記の式（３）が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（３）は、ＩＦＦＴ部へ入力される複素信号の実部が偶関数であり、かつ虚部が奇関数であれば、ＩＦＦＴ部の出力は、実数信号になることを示している。このように、ＩＦＦＴ部から出力される出力信号が実数信号であれば、ＩＦＦＴ部の出力信号に対して直交変調を施す必要がなく、ＩＦＦＴ部の出力信号を外部に送信する通信信号としてそのまま用いることが可能になる。
　ＩＦＦＴ演算は、Ｎ点の信号に対する演算であるため、偶関数および奇関数の定義は、数学上の定義とは若干異なる。具体的には、ＩＦＦＴ演算において偶関数とは、図６に示されるように、Ｎ個のデータが中心点を通る線に関して対称（中心点を基準にして左右対称）であることを意味し、数式では、ｈ（ｎ）＝ｈ（Ｎ－ｎ）と表される。また、ＩＦＦＴ演算において奇関数とは、図７に示されるように、Ｎ個のデータが中心点に関して点対称であることを意味し、数式では、ｈ（ｎ）＝－ｈ（Ｎ－ｎ）と表される。
　上述のように、ＩＦＦＴ部の出力が実数信号になるためには、ＩＦＦＴ部へ入力される複素信号の実部が偶関数であり、かつ虚部が奇関数であればよい。そして、ＩＦＦＴ部への入力信号において実部が偶関数および虚部が奇関数であるということは、入力信号の実部および虚部がそれぞれ対称性を有していることに相当する。
　このように、理論上、対称性を有したデータ信号をＩＦＦＴ部に入力すれば、ＩＦＦＴ部からは実数信号を出力させることが可能になる。
　しかし、通常、送信装置では、通信に利用する帯域の広がりを制限するために、ＩＦＦＴ処理後の信号に対して帯域制限フィルタが掛けられる。対称性を有したデータ信号をＩＦＦＴ部に入力し、ＩＦＦＴ処理後の信号に帯域制限フィルタを掛けると、帯域制限フィルタの非理想特性の影響により、通信信号に歪みが生じ、データ信号の対称性が損なわれる可能性がある。データ信号の対称性が損なわれた場合、受信装置２０は、対称性のないデータ信号を受信することになり、送信データを復元できないことになる。
　そこで、本実施形態の送信装置１０は、ＯＦＤＭ信号を構成するＮ個のサブキャリアそれぞれを、各サブキャリアの周波数の昇順で、０からＮ－１までの整数を用いて番号付けした場合、Ｎ／２－１以下の番号が付されたサブキャリアにデータ信号を乗せる。そして、送信装置１０は、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を乗せることなく通信を行う。
　このように、全サブキャリアのうち、伝送帯域以外のサブキャリアにデータ信号を乗せないことによれば、送信装置１０から出力される通信信号の帯域を制限することが可能になり、帯域制限フィルタが不要になる。
　帯域制限フィルタが不要になると、通信信号に歪みを生じさせることなくデータを伝送することが可能になる。
　一方、全サブキャリアのうち、伝送帯域以外のサブキャリアを不使用サブキャリアとした場合、対称性を有するデータ信号をＩＦＦＴ部１１６に入力することができなくなるため、ＩＦＦＴ部１１６の出力は、実部と虚部とを有した複素信号となる。
　ここで、全サブキャリアのうち、伝送帯域以外のサブキャリアを不使用サブキャリアとするデータ信号をＩＦＦＴ部１１６に入力させたときに、ＩＦＦＴ部１１６から出力される複素信号の実部が、対称性を有したデータ信号をＩＦＦＴ部に入力したときに、ＩＦＦＴ部から出力される実数信号と同じ形であれば、ＩＦＦＴ部１１６から出力される複素信号の実部を送信すれば、受信側では、送信データを復元できることになる。
　以下では、全サブキャリアのうち、伝送帯域以外のサブキャリアを不使用サブキャリアとして送信データの伝送を行った場合に、受信側で、送信データを復元可能か否かを検証する。
　まず、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号ｘ（ｋ）を下記式（４）のように定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　なお、式（４）中のＮは、ＯＦＤＭ信号を構成するサブキャリアの個数を表している。
　式（４）で示される信号ｘ（ｋ）にＩＦＦＴ処理を施すと、ＩＦＦＴ処理後の信号Ｘ（ｎ）は式（５）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式（５）を展開して実部と虚部とで表される形に整理すると、式（６）のようになる。ここで、式（４）より、Ｎ／２≦ｋ≦Ｎ－１では、ｘ（ｋ）＝０であるため、式（６）は、式（７）のように表されることになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式（７）より、ＩＦＦＴ処理後の信号Ｘ（ｎ）の実部ＸR（ｎ）は、式（８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（８）は、振幅が半分であること以外は、式（３）と同じ形となっている。式（４）で示される信号ｘ（ｋ）は、対称性を有した信号ではないが、Ｎ／２≦ｋ≦Ｎ－１ではｘ（ｋ）＝０であるため、実質的に対称性を有した信号と見ることができる。
　したがって、ＩＦＦＴ処理後の信号Ｘ（ｎ）のうち、式（８）で示される実部信号ＸR（ｎ）を通信信号として伝送した場合、受信装置２０は、当該通信信号ＸR（ｎ）にＦＦＴ処理を施せば、式（３）の関係から、信号ｘ（ｋ）を生成することができ、送信データを復元することができる。
　下記の図８～図１２は、計算機シミュレーションの結果を示し、図８は、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号ｘ（ｋ）の実部ｘr（ｋ）、図９は、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号ｘ（ｋ）の虚部ｘi（ｋ）を示している。図１０は、ＩＦＦＴ処理後の実部信号ＸR（ｎ）を示している。また、図１１は、ＩＦＦＴ処理後の実部信号ＸR（ｎ）にＦＦＴ処理を施して復元された信号ｘ（ｋ）の実部ｘ’r（ｋ）を示し、図１２は、ＩＦＦＴ処理後の実部信号ＸR（ｎ）にＦＦＴ処理を施して復元された信号ｘ（ｋ）の虚部ｘ’i（ｋ）を示している。
　図８と図１１、および図９と図１２を比較すると、計算機シミュレーションの結果からも、ＩＦＦＴ処理後の実部信号ＸR（ｎ）にＦＦＴ処理を施せば、ＩＦＦＴ処理前の入力信号ｘ（ｋ）を復元できることが分かる。
　このように、本実施形態の通信システム１によれば、ＯＦＤＭ信号を構成するＮ個のサブキャリアそれぞれを、各サブキャリアの周波数の昇順で、０からＮ－１までの整数を用いて番号付けしたとき場合、Ｎ／２－１以下の番号が付された各サブキャリアを用いてデータの伝送を行っても、受信装置２０において送信データを復元することができる。
　以上のような通信システム１の送信装置１０では、虚部の信号を除いた実部の信号に基づく通信信号が直交変調されることなく送信されるので、送信装置１０から直交変調を行うための構成を省くことができ、ひいては、送信装置１０の小型化、低コスト化および省電力化を実現することが可能になる。
　また、受信装置２０は、送信装置１０において、直交変調されていない実数信号を受信するので、受信装置２０では、直交検波を行うための構成、および直交検波によって生成される高周波成分の信号を除去するためのローパスフィルタが不要となる。これによれば、受信装置２０の小型化、低コスト化および省電力化を実現することが可能になる。
　また、送信装置１０は、全サブキャリアのうち、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付された非伝送帯域のサブキャリアにデータ信号を乗せないで通信を行うので、送信装置１０から通信信号の帯域を制限するための帯域制限フィルタを省くことが可能になり、送信装置１０の小型化、および低コスト化を実現することが可能になる。
　なお、上記では、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号を実質的に左右対称な信号とするために、Ｎ／２－１以下の番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を割り当て、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を割り当てないようにしていたが、サブキャリアへのデータ信号の割り当て態様を反対にしてもよい。すなわち、Ｎ／２－１よりも大きい番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を割り当て、Ｎ／２－１以下の番号が付されたサブキャリアにはデータ信号を割り当てないようにして、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号を実質的に左右対称な信号としてもよい。
　　［６．プリアンブル信号の生成に用いるデータ配置パターンについて］
　次に、プリアンブル信号を生成する際に用いられる、各サブキャリアへのデータ配置パターンについて、詳述する。図１３は、ＳＴＦ５１Ｓを生成する際に用いるデータ配置パターンＰＴSの一例を示す図である。図１４は、図１３のデータ配置パターンＰＴSを用いて生成されたＳＴＦ５１Ｓの波形を示す図である。図１５は、ＬＴＦ５１Ｌを生成する際に用いるデータ配置パターンＰＴLの一例を示す図である。
　プリアンブル５１に含まれる、ＳＴＦ５１Ｓを生成する際には、下記の設定規則（Ｒｓ１）～（Ｒｓ４）に従って設定されたデータ配置パターンを採用する。
　（Ｒｓ１）伝送帯域のサブキャリアに実数のプリアンブルデータ信号が配置されること。
　（Ｒｓ２）ＳＴＦ５１Ｓは、数周期分の周期性を有していること。
　（Ｒｓ３）平均電力に対する最大電力の比（ＰＡＰＲ：Peak to Average Power Ratio）が１に近いこと。
　（Ｒｓ４）ＳＴＦ５１Ｓのパワー（電力）が、送信データを含むＯＦＤＭシンボルのパワーより６ｄＢ高いこと。
　設定規則（Ｒｓ１）は、ＳＴＦ５１Ｓに含まれる情報を受信装置２０に伝送するための前提条件である。
　また、設定規則（Ｒｓ２）のように、ＳＴＦ５１Ｓが数周期分の周期性を有せば、プリアンブル信号を早期に検出することが可能になる。具体的には、受信装置２０で行われるプリアンブル信号の検出処理は、相関演算を利用して同じ信号が検出されたか否かに基づいて行われる。このため、１つのＳＴＦが１周期分の周期性を有している場合は、１つ以上のＳＴＦを受信しなければ、プリアンブル信号を検出できないことになる。これに対して、本実施形態では、１つのＳＴＦ５１Ｓが数周期分の周期性を有しているので、１つのＳＴＦ５１Ｓ内で、プリアンブル信号の検出を行うことが可能になる。これによれば、プリアンブル信号を早期に検出することが可能になる。
　また、相関演算では、先に受信した信号を一旦バッファに記憶して遅延させ、先に受信した信号と後に受信した信号とを用いて相関演算が行われるが、１つのＳＴＦ５１Ｓが数周期分の周期性を有せば、受信した信号を記憶しておくバッファの容量を低減することができる。例えば、１つのＳＴＦが１周期分の周期性を有している場合、相関演算を行うには、当該１つのＳＴＦを記憶しておく必要があり、少なくとも当該１つのＳＴＦを記憶可能な容量を有するバッファが必要になる。これに対して、本実施形態のように、１つのＳＴＦ５１Ｓが数周期分の周期性を有している場合、相関演算を行うために必要となる信号のデータ量が減るので、バッファの容量を低減することが可能になる。
　なお、本実施形態では、１つのＳＴＦ５１Ｓにおいて、４周期分の周期性を持たせている。これは、周期が短すぎると相関がとれなくなり、周期が長くなるとバッファの容量が大きくなるため、相関演算の実現性とバッファ容量の低減要請とのバランスを考慮して定めたものである。
　設定規則（Ｒｓ３）は、送信信号を増幅する増幅器（アンプ）の設計を容易にするための条件である。具体的には、ＯＦＤＭ信号を送信する送信装置では、増幅器のダイナミックレンジ（信号振幅の最大と最小の範囲）を広くとって信号が歪まないように設計される。このため、ＳＴＦのＰＡＰＲが１に近い場合、増幅器の設計が容易になる。
　設定規則（Ｒｓ４）は、Ｓ／Ｎ比を上げてプリアンブル信号を検出し易くするための条件である。
　図１３には、上記４つの設定規則（Ｒｓ１）～（Ｒｓ４）に従って設定されたデータ配置パターンＰＴSが例示されている。
　当該データ配置パターンＰＴSは、１２８個のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０から１２７までの整数を用いて番号付けしたとき、７８番のサブキャリアと、８６番のサブキャリアと、１０２番のサブキャリアとに、「２．８２×２」のプリアンブルデータ信号を乗せ、９４番のサブキャリアに「－２．８２×２」のプリアンブルデータ信号を乗せることを示している。なお、データ配置パターンＰＴSは、１２８個のサブキャリアのうち、プリアンブルデータ信号を乗せない他のサブキャリアに対しては、ゼロを乗せることを示すとも言える。
　このようなデータ配置パターンＰＴSを用いて生成されたＳＴＦ５１Ｓでは、帯域幅が１３１．２５ｋＨｚ～３５６．２５ｋＨｚとなり、ＰＡＰＲが１．６９、周期が４となる。また、ＳＴＦ５１Ｓのパワーは、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーより６ｄＢ高くなる。
　以下では、データ配置パターンの設定手順について、図１３のデータ配置パターンＰＴSを設定する場合を例にして詳述する。なお、図１３のデータ配置パターンＰＴSを用いて生成されるＳＴＦ５１Ｓをプリアンブル信号として採用する通信システムでは、１２８個のサブキャリアで構成されたＯＦＤＭ信号を用いて通信が行われ、一次変調方式としてＱＰＳＫ変調方式が採用されているものとする。
　データ配置パターンは、下記の設定手順（Ｊｓ１）～（Ｊｓ５）を順に踏むことによって設定することができる。
　具体的には、設定手順（Ｊｓ１）では、伝送帯域に応じて、使用するサブキャリアが特定される。
　図１３のデータ配置パターンＰＴSを設定する際には、１０３．１２５ｋＨｚ～３９３．７５ｋＨｚの帯域に含まれるサブキャリアが特定される。１０３．１２５ｋＨｚ～３９３．７５ｋＨｚの帯域に含まれるサブキャリアは、７５番のサブキャリアから１０６番のサブキャリアまでの計３２個のサブキャリアであり、当該３２個のサブキャリアが使用するサブキャリアとして特定されることになる。
　次の設定手順（Ｊｓ２）では、１つのＳＴＦ５１Ｓ内で周期性を持たせるために、プリアンブルデータ信号を乗せるサブキャリアの位置および数が決定される。
　上述のように、フーリエ変換理論では、「ＩＦＦＴ部への入力が実数の偶関数であれば、ＩＦＦＴ部からの出力は、実数の偶関数になる」という理論が存在する。
　ここで、プリアンブルデータ信号は実数であるため、データ配置パターンに従ってプリアンブルデータ信号をサブキャリアに配置することによって得られる周波数領域の信号（ＩＦＦＴ処理前の周波数領域のＳＴＦ）は、実数信号となる。また、当該実数信号は、伝送帯域に含まれるサブキャリアにプリアンブルデータ信号を配置して得られたものであることから、実質的に対称性を有した信号と見ることができる。そうすると、ＩＦＦＴ処理前の周波数領域のＳＴＦは、実数の偶関数と見ることができ、当該周波数領域のＳＴＦに、ＩＦＦＴ処理を施すことによって生成された時間領域の信号のうち、実部をとって得られる信号は、１ＯＦＤＭシンボル期間において左右対称の偶関数となる。
　ＩＦＦＴ処理後の実部信号が１ＯＦＤＭシンボル期間において左右対称の偶関数になることは、上記式（８）において、ＩＦＦＴ部１１６への入力信号ｘ（ｋ）の虚部ｘi（ｋ）を「０」としたときに得られる式が、「ＩＦＦＴ部への入力が実数の偶関数であれば、ＩＦＦＴ部からの出力は、実数の偶関数になる」という理論を表した上記式（１）と同じ形となることからも証明される。
　またさらに、連続した番号が付されたサブキャリア（連番のサブキャリア）において、奇数個のサブキャリア置きに等間隔で、プリアンブルデータ信号をサブキャリアに配置するとともに、プリアンブルデータ信号を配置するサブキャリアの数を偶数とした場合、１ＯＦＤＭシンボルの左半分或いは右半分においても対称性をもたらすことができる。
　図１３のデータ配置パターンＰＴSでは、伝送帯域に含まれる、連続して並ぶサブキャリアにおいて、７個のサブキャリア置きに等間隔でプリアンブルデータ信号を配置するとともに、プリアンブルデータ信号を配置するサブキャリア数を４としている。このようなデータ配置パターンＰＴSを用いて生成されるＳＴＦ５１Ｓは、図１４に示されるような４対称の信号となる。
　このような４対称な信号に対して相関演算を行った場合、相関演算結果の絶対値は、周期４の信号に対して相関演算を行ったときの相関演算結果の絶対値と同じになる。上記では、説明の便宜上、ＳＴＦ５１Ｓを周期性を有した信号と称したが、厳密には、対称性を有した信号である。
　次の設定手順（Ｊｓ３）では、ＳＴＦ５１Ｓのパワーと、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーとを等しくする、プリアンブルデータ信号の基準振幅が算出される。
　例えば、伝送帯域に含まれるサブキャリアの数を３２個とし、ＱＰＳＫ変調方式で一次変調された振幅「１」のデータ信号を３２個の各サブキャリアに乗せてＯＦＤＭシンボルを生成する場合、当該ＯＦＤＭシンボルのパワーＰDは、式（９）のように「３２」となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　一方、ＳＴＦ５１Ｓでは、プリアンブルデータ信号を乗せるサブキャリア数は、４であるため、プリアンブルデータ信号を実部Ｉ＝１，虚部Ｑ＝０の信号と仮定すると、ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSは、「４」になる。
　ＯＦＤＭシンボルのパワーＰDのＳＴＦ５１ＳのパワーＰSに対する比ＰD／ＰSは、３２／４＝８となる。また、電圧または電流の２乗がパワーに相当するため、ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSと、ＯＦＤＭシンボルのパワーＰDとを等しくする、プリアンブルデータ信号の基準振幅は、８の平方根である２．８２となる。
　次の設定手順（Ｊｓ４）では、ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSを、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーＰDよりも６ｄＢ高くするために基準振幅に乗算する係数が決定される。
　ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSを、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーＰＤよりも６ｄＢ高くするための係数は、「２」である。すなわち、プリアンブルデータ信号の値（振幅）を２．８２×２とすれば、式（１０）に示されるように、ＳＴＦ５１ＳのパワーＰSは、送信データを送信するＯＦＤＭシンボルのパワーＰDよりも６ｄＢ高くなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　そして、設定手順（Ｊｓ５）では、ＰＡＰＲが最も小さくなる、プリアンブルデータ信号の符号の組合わせが選択される。
　ＯＦＤＭ信号は、異なるデータ信号で変調された複数のサブキャリアを重ね合わせて得られた信号であるため、同相合成によって、ＰＡＰＲが大きくなる可能性がある。そこで、ＰＡＰＲが大きくならないように、プリアンブルデータ信号の符号の組合わせが調整される。
　図１３のデータ配置パターンＰＴSでは、プリアンブルデータ信号を乗せるサブキャリア数は、４であるため、プリアンブルデータ信号の符号の組合せの総数は、２４＝１６通りとなる。１６通り分のＰＡＰＲを算出した結果、７８番のサブキャリアに乗せるプリアンブル信号の符号を「＋」、８６番のサブキャリアに乗せるプリアンブル信号の符号を「＋」、９４番のサブキャリアに乗せるプリアンブル信号の符号を「－」、１０２番のサブキャリアに乗せるプリアンブル信号の符号を「＋」とした場合、ＰＡＰＲが最も小さくなった。
　このように、本実施形態では、ＳＴＦ５１Ｓを生成するためのデータ配置パターンは、上記の各設定規則（Ｒｓ１）～（Ｒｓ４）に従って設定される。
　次に、プリアンブル５１に含まれる、ＬＴＦ５１Ｌを生成する際に用いるデータ配置パターンについて説明する。
　プリアンブル５１に含まれる、ＬＴＦ５１Ｌを生成する際には、下記の設定規則（ＲＬ１）～（ＲＬ４）に従って設定されたデータ配置パターンが用いられる。
　（ＲＬ１）伝送帯域のサブキャリアに実数のプリアンブルデータ信号が配置されること。
　（ＲＬ２）平均電力に対する最大電力の比（ＰＡＰＲ）が１に近いこと。
　（ＲＬ３）プリアンブルデータ信号が疑似乱数バイナリ（ビット）シーケンス（ＰＲＢＳ：Pseudo Random Binary(Bit) Sequence）であること。
　設定規則（ＲＬ１）は、ＳＴＦ５１Ｓの設定規則（Ｒｓ１）と同様、ＬＴＦ５１Ｌに含まれる情報を受信装置２０に伝送するための前提条件である。
　設定規則（ＲＬ２）は、ＳＴＦ５１Ｓの設定規則（Ｒｓ３）と同様、送信信号を増幅する増幅器（アンプ）の設計を容易にするための条件である。
　設定規則（ＲＬ３）は、送信装置１０において、伝送路推定率を向上させるための条件である。ＬＴＦ５１Ｌは、伝送路推定に用いられるため、ＬＴＦ５１Ｌのプリアンブルデータ信号は、周波数領域でも時間領域でも偏りのない信号であることが好ましい。このため、プリアンブルデータ信号にＰＲＢＳを採用すれば、送信装置１０において、伝送路推定率を向上させることができる。
　図１５には、上記３つの設定規則（ＲＬ１）～（ＲＬ３）に従って設定されたデータ配置パターンＰＴLが例示されている。
　当該データ配置パターンＰＴLは、１２８個のサブキャリアを、各サブキャリアの中心周波数の昇順で、０から１２７までの整数を用いて番号付けしたとき、７５番、７８番、８０番、８１番、８２番、８５番、８６番、８７番、９２番、９４番、９５番、９６番、１０４番および１０５番の各サブキャリアに、「１」のプリアンブルデータ信号を乗せ、７６番、７７番、７９番、８３番、８４番、８８番、８９番、９０番、９１番、９３番、９７番、９８番、９９番、１００番、１０１番、１０２番、１０３番および１０６番の各サブキャリアに「－１」のプリアンブルデータ信号を乗せることを示している。なお、データ配置パターンＰＴLは、１２８個のサブキャリアのうち、プリアンブルデータ信号を乗せない他のサブキャリアに対しては、ゼロを乗せることを示すとも言える。
　このようなデータ配置パターンＰＴLを用いて生成されたＬＴＦ５１Ｌでは、帯域幅が１０３．１２５ｋＨｚ～３９３．７５ｋＨｚとなり、ＰＡＰＲが１．９６となる。
　　［７．受信装置２０で実行されるプリアンブル信号を用いた処理について］
　次に、受信装置２０において実行される、プリアンブル信号を用いた一連の処理について詳述する。図１６は、プリアンブル信号を用いた一連の処理を表す図である。図１７は、パケット信号に含まれる各信号と受信装置２０において実行される各処理との対応関係を示す図である。図１８～図２０は、シンボルタイミングの検出処理を説明するための図である。
　図１６では、図４中のプリアンブル検出部２０２、ＦＦＴ部２０４、ＦＦＴ制御部２０５、シンボルタイミング検出部２０６、伝送路推定部２０７において実行される各処理が時系列で表されている。
　具体的には、プリアンブル検出部２０２では、プリアンブル信号に含まれる最初のＳＴＦ５１ＳＡ（図１７参照）を用いてプリアンブル信号の検出処理が行われる。プリアンブル信号検出後には、ＦＦＴ部２０４Ａおよびシンボルタイミング検出部２０６において、プリアンブル信号に含まれる最初のＬＴＦ５１ＬＡおよび２番目のＬＴＦ５１ＬＢ（図１７参照）を用いて、シンボルタイミングの検出処理が行われる。続いてＦＦＴ部２０４Ｂおよび伝送路推定部２０７では、プリアンブル信号に含まれる３番目のＬＴＦ５１ＬＣ（図１７参照）を用いて、伝送路特性の推定処理が行われる。
　まず、プリアンブル検出部２０２において実行されるプリアンブル検出処理について説明する。図１６に示されるように、プリアンブル検出部２０２は、相関演算部２２と、判定部２３とを有している。
　相関演算部２２は、遅延回路２２１と、２つの乗算回路２２２，２２３と、２つの移動平均フィルタ２２４，２２５と、除算回路２２６とを有し、受信部２０１から出力される受信信号に対して相関演算を施す。
　具体的には、相関演算部２２では、受信信号が、遅延回路２２１と、２つの乗算回路２２２，２２３とにそれぞれ入力される。
　遅延回路２２１は、受信信号を所定時間Ｍ、遅延させて出力する。遅延時間ＭはＳＴＦ５１Ｓの周期の自然数倍に設定可能であるが、Ｍの値が大きくなると遅延が大きくなるので、ここでは、ＭをＳＴＦ５１Ｓの１周期分（Ｍ＝３２サンプル）に設定する。なお、Ｍの設定値は既知であり、受信装置２０に予め与えられている。
　遅延回路２２１の出力は、乗算回路２２２によって受信信号と乗算され、乗算結果は移動平均フィルタ２２４へ入力される。
　移動平均フィルタ２２４は、所定時間幅に関して入力信号（すなわち乗算回路２２２の出力）の移動平均を演算し、演算結果を除算回路２２６に出力する。当該移動平均フィルタ２２４の出力は、受信信号と、当該受信信号を遅延させた遅延信号との相関演算によって得られた相関値（第１相関値）となる。
　また、乗算回路２２３は、受信信号同士を乗算し、乗算結果を移動平均フィルタ２２５に出力する。移動平均フィルタ２２５の出力は、受信信号同士の相関演算値となる。
　移動平均フィルタ２２５は、乗算回路２２３の出力の移動平均を演算し、演算結果を除算回路２２６に出力する。
　除算回路２２６は、移動平均フィルタ２２４の出力を移動平均フィルタ２２５の出力で除算することによって上記相関値の正規化を行い、相関演算結果として正規化後の信号を出力する。
　判定部２３は、絶対値回路２３１と、比較回路２３２と、カウンター２３３とを有し、相関演算結果に基づいて、プリアンブル信号を検出したか否かを判定する。
　具体的には、絶対値回路２３１は、相関演算部２２の出力信号の振幅の絶対値またはそれに相当する値の信号を生成する。絶対値回路２３１としては、例えば、入力信号を自乗して出力する自乗回路を用いることができる。
　比較回路２３２は、絶対値回路２３１の出力を予め設定された閾値（第１閾値）と比較し、その比較結果を出力する。
　カウンター２３３は、閾値を超えたことを示す比較結果が、比較回路２３２から連続して所定回数以上出力されたか否かを検出することによって、プリアンブル信号（パケット信号）を検出したか否かを判定する判定手段として機能する。すなわち、カウンター２３３は、閾値を超えたことを示す比較結果が所定回数以上出力されたことを検出した場合、プリアンブル信号が検出されたものと判定する。そして、カウンター２３３は、プリアンブル信号が検出されたことを示す信号（プリアンブル検出信号）をタイミング特定部２５１に出力する。
　なお、１ＯＦＤＭシンボルあたり１２８回の相関演算を行う場合（１ＯＦＤＭシンボルあたり１２８回分の相関演算結果が出力される場合）、上記所定回数は、３０回から４０回に設定されることが好ましい。
　このように、閾値を超えたことを示す比較結果が所定回数以上連続して出力された場合、プリアンブル信号が検出されたものと判断することによれば、プリアンブル信号の誤検出を防止することが可能になる。より詳細には、受信信号に含まれる雑音等の影響により、絶対値回路の出力が閾値を偶然超えてしまうことがある。このような場合、絶対値回路の出力が閾値を超えるか否かをプリアンブル信号を検出する際の唯一の判断基準として採用したとき、プリアンブル信号を誤検出することになる。これに対して、本実施形態のように、絶対値回路の出力が所定回数以上連続して閾値を超えるか否かをプリアンブル信号を検出する際の判断基準とすることによれば、プリアンブル信号の誤検出を防止することが可能になる。
　プリアンブル信号の検出処理が終了すると、シンボルタイミングの検出処理が行われる。
　具体的には、カウンター２３３から出力されたプリアンブル検出信号は、ＦＦＴ制御部２０５内のタイミング特定部２５１に入力される。タイミング特定部２５１は、プリアンブル信号の検出タイミングから、カウンター２３３においてカウントされた所定回数分の時間を戻すことによって、シンボルタイミングを特定する。
　次に、ＦＦＴ部２０４（２０４Ａ）は、タイミング特定部２５１において特定されたシンボルタイミングに基づいて、プリアンブル信号に含まれるＬＴＦ５１Ｌに対してＦＦＴ処理を施す。ＦＦＴ部２０４Ａからは、Ｎ個のサブキャリアに対応するＮサンプルの周波数領域の信号が出力され、当該Ｎサンプルの信号は、シンボルタイミング検出部２０６内の除算回路２６１に入力される。
　タイミング特定部２５１で特定されたシンボルタイミングは、暫定的なものであり、正規のシンボルタイミングに対してずれを有している。このため、ＦＦＴ部２０４Ａから出力される信号には、シンボルタイミングのずれの影響が含まれることになる。以降の除算回路２６１およびＩＦＦＴ部２６２では、シンボルタイミングのずれを特定するための処理が行われる。
　具体的には、除算回路２６１は、ＦＦＴ部２０４Ａから出力されるＮサンプルの信号のうち、プリアンブルデータ信号を割り当てられたサブキャリアに対応するサンプル（特定サンプル）の信号を取り出し、当該特定サンプルの信号を、予め記憶された、ＬＴＦ５１Ｌに関するデータ配置パターンで除算する。例えば、受信されるＬＴＦ５１Ｌが、図１５のデータ配置パターンＰＴLを用いて生成されたものである場合、除算回路２６１では、７５番～１０６番の各サブキャリアに対応する各特定サンプルの信号が取り出され、当該各特定サンプルの信号がデータ配置パターンＰＴLで除算されることになる。
　ここで、周波数領域では、伝送路を経て受信された受信信号は、送信信号に伝送路特性を乗算した形で表されることから、ＦＦＴ部２０４Ａから出力される周波数領域の信号には、プリアンブルデータ信号と伝送路特性とを乗算した項が含まれている。
　したがって、除算回路２６１において、ＦＦＴ部２０４Ａから出力された各特定サンプルの信号を周波数領域のデータ配置パターンＰＴLで除算すれば、プリアンブルデータ信号を打ち消すことができる。すなわち、除算回路２６１からは、ＦＦＴ部２０４Ａの出力信号からプリアンブルデータ信号を取り除いた後の伝送路特性を含んだ信号が出力されることになる。
　除算回路２６１から出力される、伝送路特性を含んだ信号は、ＩＦＦＴ部２６２に入力される。ＩＦＦＴ部２６２では、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ処理が施される。
　ここで、伝送路特性は、時間領域のインパルス応答をフーリエ変換したものであることから、除算回路２６１の出力信号にＩＦＦＴ処理を施せば、インパルス応答が得られることになる。すなわち、ＩＦＦＴ部２６２からはインパルス応答（「伝送路インパルス応答」とも称する）が出力される。
　ＩＦＦＴ部２６２から出力されるインパルス応答には、正規のシンボルタイミングに対する現在のシンボルタイミングのずれが反映されることになり、このようなシンボルタイミングのずれは、インパルス応答を出力するＩＦＦＴ部２６２のサンプル位置に現れる。
　例えば、ＩＦＦＴ部２６２における、ＩＦＦＴ処理を行うサンプル数が１２８であった場合を想定する。この場合、現在のシンボルタイミングと正規のシンボルタイミングとの間にずれがないとき、すなわち、図１８に示されるように、２番目のＬＴＦ５１ＬＢの先頭位置ＨＰからＦＦＴウィンドウＷＤを開いていたとき、ＩＦＦＴ部２６２における０（ゼロ）番のサンプル位置からインパルス応答が出力されることになる。
　これに対して、シンボルタイミングが遅れているとき、すなわち、図１９に示されるように、２番目のＬＴＦ５１ＬＢの先頭位置ＨＰよりも後にＦＦＴウィンドウＷＤを開いていたとき、ＩＦＦＴ部２６２における１番～６３番のサンプル位置のうち、いずれかのサンプル位置からインパルス応答が出力されることになる。
　シンボルタイミングが早いとき、すなわち、図２０に示されるように、２番目のＬＴＦ５１ＬＢの先頭位置ＨＰよりも前にＦＦＴウィンドウＷＤを開いていたとき、ＩＦＦＴ部２６２における６４番～１２７番のサンプル位置のうち、いずれかのサンプル位置からインパルス応答が出力されることになる。
　このように、シンボルタイミングのずれは、インパルス応答を出力するＩＦＦＴ部２６２のサンプル位置の違いとなって現れる。なお、ＩＦＦＴ部２６２における出力のサンプル位置は、正確には、ＩＦＦＴ部２６２から出力されるデータの時間軸上の位置である。すなわち、ＩＦＦＴ部２６２が、Ｐ個（Ｐは、２のべき乗）の周波数軸上のデータを入力として、Ｐ個の時間軸上のデータを出力する場合、シンボルタイミングのずれは、ＩＦＦＴ部２６２から出力されるインパルス応答の時間軸上の位置となって現れる。
　タイミング更新部（タイミング補正部）２６３は、インパルス応答を出力するサンプル位置、すなわちＩＦＦＴ部２６２から出力されるインパルス応答の時間軸上の位置に基づいて、シンボルタイミングを補正する。具体的には、タイミング更新部２６３は、インパルス応答の時間軸上の位置に基づいて、シンボルタイミングのずれ量を特定し、現在のシンボルタイミングに対して当該ずれ量分の補正を行って、正規のシンボルタイミングを取得する。
　このようにして正規のシンボルタイミングが取得された後は、ＦＦＴ部２０４では、当該正規のシンボルタイミングに基づいて、ＦＦＴ処理が実行されることになる。
　シンボルタイミングの検出処理が終了すると、伝送路特性の推定処理が行われる。
　具体的には、ＦＦＴ部２０４（２０４Ｂ）において、３番目のＬＴＦ５１ＬＣに対してＦＦＴ処理が施される。ＦＦＴ部２０４Ｂからは、Ｎ個のサブキャリアに対応するＮサンプルの周波数領域の信号が出力され、当該Ｎサンプルの信号は、伝送路推定部２０７内の除算回路２７１に入力される。
　除算回路２７１では、ＦＦＴ部２０４Ｂから出力されるＮサンプルの信号のうち、プリアンブルデータ信号を割り当てられたサブキャリアに対応する各特定サンプルの信号を取り出し、当該各特定サンプルの信号を、予め記憶された、ＬＴＦ５１Ｌに関するデータ配置パターンで除算する処理が行われる。例えば、受信されるＬＴＦ５１Ｌが、図１５のデータ配置パターンＰＴLを用いて生成されたものである場合、除算回路２７１では、１１番～４２番の各サブキャリアに対応する各特定サンプルの信号が取り出され、当該各特定サンプルの信号がデータ配置パターンＰＴLで除算されることになる。
　これにより、ＦＦＴ部２０４Ｂの出力信号からプリアンブルデータ信号を取り除くことができるので、除算回路２７１からは、伝送路特性が出力されることになる。
　このように、受信装置２０では、プリアンブル信号を用いて、プリアンブル信号の検出処理、シンボルタイミングの検出処理、および伝送路特性の推定処理が順次実行されることになる。
　＜２．第２実施形態＞
　次に、本発明の第２実施形態について説明する。第２実施形態に係る受信装置２０（２０Ｂ）は、プリアンブル検出部２０２Ｂの構成が異なる点以外は、第１実施形態に係る受信装置２０Ａとほぼ同様の構造および機能を有しており、共通する部分については同じ符号を付して説明を省略する。図２１は、第２実施形態に係る受信装置２０Ｂにおいて実行される、プリアンブル信号を用いた一連の処理を表す図である。
　図２１に示されるように、受信装置２０Ｂのプリアンブル検出部２０２Ｂにおける相関演算部２２Ｂは、移動平均フィルタ２２４の出力と、除算回路２２６の出力とを判定部２３Ｂに出力する。移動平均フィルタ２２４の出力は、受信信号と、当該受信信号を遅延させた遅延信号との第１相関値であり、除算回路２２６の出力は、当該第１相関値を正規化することによって得られる相関演算結果（第２相関値）である。
　判定部２３Ｂは、移動平均フィルタ２２４から出力される第１相関値と、除算回路２２６から出力される相関演算結果とに基づいて、プリアンブル信号を検出したか否かを判定する。
　具体的には、移動平均フィルタ２２４から出力される第１相関値は、判定部２３Ｂ内の絶対値回路２３４に入力される。
　絶対値回路２３４は、当該第１相関値の絶対値またはそれに相当する値の信号を生成する。
　比較回路２３５は、絶対値回路２３４の出力を予め設定された閾値（第２閾値）と比較し、その比較結果をカウンター２３３に出力する。
　カウンター２３３は、第２閾値を超えたことを示す比較結果が、比較回路２３５から入力された場合、比較回路２３２から入力される比較結果を有効なものとして扱う。すなわち、カウンター２３３は、第２閾値を超えたことを示す比較結果が、比較回路２３５から入力された場合、比較回路２３２の第１閾値を超えたことを示す比較結果が、比較回路２３２から連続して所定回数以上出力されたか否かを検出する。カウンター２３３は、第２閾値を超えたことを示す比較結果が所定回数以上出力されたことを検出したとき、プリアンブル信号が検出されたものと判断する。そして、カウンター２３３は、プリアンブル信号が検出されたことを示す信号（プリアンブル検出信号）をタイミング特定部２５１に出力する。
　一方、カウンター２３３は、第２閾値を超えたことを示す比較結果が、比較回路２３５から入力されなかった場合、比較回路２３２から入力される比較結果を無効なものとして扱う。すなわち、カウンター２３３は、第２閾値を超えたことを示す比較結果が、比較回路２３５から入力されなかった場合、比較回路２３２から入力される比較結果に拘わらずプリアンブル検出信号を出力しない。
　このように、本実施形態の受信装置２０Ｂでは、正規化前の相関演算結果を受信信号の強度を測定するための信号（ＲＳＳＩ：Received signal strength indicator）として用い、受信信号らしきものが検出されたことをプリアンブル信号を検出する際の条件に加えている。
　これによれば、相関の正規化によってノイズが増幅されて、当該ノイズがプリアンブル信号として誤検出されることを防止することができる。
　以上のように、本実施形態の通信装置２０は、パケット信号を含む受信信号を受信する受信部２０１と、パケット信号に含まれるショートプリアンブル信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してシンボルタイミングを特定するタイミング特定部２５１と、シンボルタイミングに従って、ショートプリアンブル信号に後続するロングプリアンブル信号に対して高速フーリエ変換を施すＦＦＴ部２０４Ａと、当該ＦＦＴ部２０４Ａからの出力信号を、ロングプリアンブル信号に対応した既知の周波数領域の信号で除算して、各サブキャリアに関する伝送路特性を算出する除算回路２６１と、各サブキャリアに関する伝送路特性に逆高速フーリエ変換を施して、時間領域の伝送路インパルス応答を出力するＩＦＦＴ部２６２と、伝送路インパルス応答に基づいて、シンボルタイミングのずれを特定して、シンボルタイミングを補正するタイミング更新部２６３とを備えている。
　このような通信装置２０によれば、パケット信号に含まれるショートプリアンブル信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してシンボルタイミングを特定した後、当該シンボルタイミングを補正することができるので、シンボルタイミングを精度良く設定することが可能になる。
　＜３．変形例＞
　以上、実施形態について説明したが、この発明は、上記に説明した内容に限定されるものではない。
　例えば、上記実施形態では、通信システム１における送信装置１０および受信装置２０が、有線通信によって通信可能に構成される態様を例示したがこれに限定されない。具体的には、送信装置１０と受信装置２０とは、無線通信によって通信可能に構成される態様であってもよい。無線通信によって通信可能に構成される場合、送信装置１０は、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を搬送帯域のＯＦＤＭ信号にする周波数変換部を有する構成となるが、直交変調部は不要である。一方、受信装置２０は、搬送帯域のＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号にする周波数変換部を有する構成となるが、直交検波部は不要である。
　また、上記実施形態では、送信装置１０が虚部の信号を除いた実部の信号に基づく通信信号を直交変調することなく送信していたが、これに限定されず、ＯＦＤＭ信号を送信する一般的な送信装置と同様、ＩＦＦＴ処理後のベースバンドのＯＦＤＭ信号に対して、直交変調、周波数変換等の所定の処理を施して、搬送帯域のＯＦＤＭ信号を生成し、搬送帯域のＯＦＤＭ信号を通信信号として伝送路に出力する態様であってよい。
　この場合、受信装置は、受信信号に対して周波数変換、直交検波等の所定の処理を施して、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を生成することになる。またこの場合、受信装置において、プリアンブル信号に相関演算を施す相関演算部は、受信信号の複素共役信号を生成する複素共役回路を有する従来通りの構成となる。
　この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。
　１　通信システム
　１０　受信装置（通信装置）
　１０　送信装置（通信装置）
　２０２，２０２Ｂ　プリアンブル検出部
　２０４，２０４Ａ，２０４Ｂ　ＦＦＴ部
　２０６　シンボルタイミング検出部
　２２，２２Ｂ　相関演算部
　２２１　遅延回路
　２２２，２２３　乗算回路
　２２４，２２５　移動平均フィルタ
　２２６　除算回路
　２３，２３Ｂ　判定部
　２３１，２３４　絶対値回路
　２３２，２３５　比較回路
　２３３　カウンター（判定手段）
　２５１　タイミング特定部
　２６３　タイミング更新部（タイミング補正部）

Claims (5)

  1. 　パケット信号を含む受信信号を受信する受信手段と、
    　前記パケット信号に含まれるショートプリアンブル信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してシンボルタイミングを特定するタイミング特定手段と、
    　前記シンボルタイミングに従って、前記ショートプリアンブル信号に後続するロングプリアンブル信号に対して高速フーリエ変換を施すＦＦＴ手段と、
    　前記ＦＦＴ手段からの出力信号を、前記ロングプリアンブル信号に対応した既知の周波数領域の信号で除算して、各サブキャリアに関する伝送路特性を算出する除算手段と、
    　前記各サブキャリアに関する伝送路特性に逆高速フーリエ変換を施して、時間領域の伝送路インパルス応答を出力するＩＦＦＴ手段と、
    　前記伝送路インパルス応答に基づいて、前記シンボルタイミングのずれを特定して、前記シンボルタイミングを補正する補正手段と、
    を備える通信装置。
  2. 　前記ＩＦＦＴ手段は、Ｎ個（Ｎは、２のべき乗）の周波数軸上のデータを入力として、Ｎ個の時間軸上のデータを出力し、
    　前記補正手段は、前記伝送路インパルス応答が出力される前記時間軸上の位置に基づいて、前記シンボルタイミングのずれを特定する請求項１に記載の通信装置。
  3. 　前記受信信号に相関演算を施して、前記相関演算結果を出力する演算手段と、
    　前記相関演算結果を示す値の絶対値と第１閾値とを比較して、比較結果を出力する第１比較手段と、
    　前記比較結果に基づいて、前記パケット信号が検出されたか否かを判定する判定手段と、
    をさらに備え、
    　前記判定手段は、前記絶対値が前記第１閾値を超えたことを示す比較結果が前記比較手段によって連続して出力される出力回数をカウントし、当該出力回数が所定回数以上となった場合、前記パケット信号が検出されたと判断する請求項１または請求項２に記載の通信装置。
  4. 　前記演算手段は、
    　　前記受信信号と当該受信信号を遅延させた遅延信号との相関演算を行って、第１相関値を算出する算出手段と、
    　　前記受信信号同士の相関演算値で前記第１相関値を正規化することによって、前記相関演算結果としての第２相関値を取得する取得手段と、
    を有し、
    　前記第１相関値の絶対値と第２閾値とを比較して、比較結果を出力する第２比較手段をさらに備え、
    　前記判定手段は、前記第１相関値の絶対値が前記第２閾値を超えたことを示す比較結果が前記第２比較手段によって出力されたことを、前記パケット信号が検出されたと判定する条件として用いる請求項３に記載の通信装置。
  5. 　ａ）パケット信号を含む受信信号を受信する工程と、
    　ｂ）前記パケット信号に含まれるショートプリアンブル信号に相関演算を施して得られる、相関演算結果を利用してシンボルタイミングを特定する工程と、
    　ｃ）前記シンボルタイミングに従って、前記ショートプリアンブル信号に後続するロングプリアンブル信号に対して高速フーリエ変換を施す工程と、
    　ｄ）前記高速フーリエ変換後の信号を、前記ロングプリアンブル信号に対応した既知の周波数領域の信号で除算して、各サブキャリアに関する伝送路特性を算出する工程と、
    　ｅ）前記各サブキャリアに関する伝送路特性に逆高速フーリエ変換を施して、時間領域の伝送路インパルス応答を出力する工程と、
    　ｆ）前記伝送路インパルス応答に基づいて、前記シンボルタイミングのずれを特定して、前記シンボルタイミングを補正する工程と、
    を備える通信装置の動作方法。
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