TWI568154B - 切換電源裝置 - Google Patents

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TWI568154B TW103112279A TW103112279A TWI568154B TW I568154 B TWI568154 B TW I568154B TW 103112279 A TW103112279 A TW 103112279A TW 103112279 A TW103112279 A TW 103112279A TW I568154 B TWI568154 B TW I568154B
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Description

切換電源裝置
本發明係關於對切換頻率供予抖動而減低雜訊發生的切換電源裝置。
圖10係顯示將交流電壓轉換成預定的直流電壓的切換電源裝置(AC/DC轉換器)之具代表性的構成例。該切換電源裝置係概略具備有：由在將輸入交流電壓進行整流的整流電路2，透過變壓器3的一次繞組(電感器)3a而被連接的切換元件(例如MOS-FET)4所構成的切換電源裝置本體1。該切換元件4係發揮在接通(ON)時，在與前述整流電路2之間，形成通過前述一次繞組(電感器)3a的電流路的作用。此外，在前述變壓器3的二次繞組3b係透過二極體5連接有輸出電容器6。前述二極體5係發揮當前述切換元件4斷開(OFF)時，將在前述變壓器3的二次繞組3b所生起的電壓進行整流而將前述輸出電容器6進行充電，透過該輸出電容器6而生成預定的輸出直流電壓Vout的作用。
其中，圖中10係將前述切換元件4進行ON/OFF驅動而將流至前述變壓器3之一次繞組3a的電流進行控制的控制電路(控制IC)。此外，8係檢測透過電阻Ra、Rb所被檢測的前述輸出直流電壓Vout與輸出設定電壓的差的輸出電壓檢測電路。以該輸出電壓檢測電路8所被檢測到的前述電壓差係透過光耦合器9，形成為反饋電壓FB被供予至前述控制電路10。接著前述控制電路10基本上係對應前述反饋電壓FB來控制對於前述切換元件4的切換頻率，藉此將前述輸出直流電壓Vout一定化。
圖11係顯示前述控制電路10之一例的主要部位概略構成圖。該控制電路10係概略上具備有：以對應前述反饋電壓FB的頻率進行振盪的振盪電路(OSC)11、及對應該振盪電路11的輸出而將前述切換元件4進行ON/OFF驅動的輸出緩衝器12。此外，前述控制電路10係具備有：檢測被施加至端子VH的前述輸入交流電壓來起動內部電源生成電路(未圖示)，並且起動前述輸出緩衝器12的起動電路13。前述內部電源生成電路及前述輸出緩衝器12係在藉由前述起動電路13被起動後，將在前述變壓器3的輔助繞組3c所生起的電壓由端子VCC輸入而進行動作。
此外，前述控制電路10係具備有透過端子CS輸入流至前述切換元件4的電流，來檢測過電流的過電流檢測電路14，並且具備有透過端子LAT來檢測該控 制電路10的過熱的過熱檢測電路15。該等過電流檢測電路14及過熱檢測電路15係藉由禁止前述輸出緩衝器12的動作來使前述切換元件4的驅動停止。藉此，切換電源裝置本體1受到免於過電流及過熱之異常的保護。關於該等保護功能，由於與本發明沒有直接關係，故省略其詳細說明。
前述控制電路10中的前述振盪電路11係具備有：檢測前述反饋電壓FB的緩衝放大器(AMP1)11a、及對應該緩衝放大器11a的輸出，控制流至電晶體(n通道型的MOS-FET)q1的電流的放大器(AMP2)11b。前述電晶體q1係具備有由電晶體(p通道型的MOS-FET)q2、q3所構成的電流鏡電路作為負載。該電流鏡電路的輸出電流係被供予至作為該電流鏡電路之負載的電晶體(n通道型的MOS-FET)q4，被使用在控制流至電晶體(n通道型的MOS-FET)q10的電流。此外，前述電流鏡電路的輸出電流係被使用在透過電晶體(n通道型的MOS-FET)q5及電晶體(p通道型的MOS-FET)q6來控制流至電晶體(p通道型的MOS-FET)q7的電流。
其中，前述電晶體q7、q10係透過被互補式進行ON/OFF控制的電晶體(p通道型及n通道型的MOS-FET)q8、q9作串聯連接。接著，在前述電晶體q8、q9的串聯連接點係連接有電容器C。前述電晶體q8係發揮在其進行ON動作時，以流至前述電晶體q7的電 流，將前述電容器C進行充電的作用。此外，前述電晶體q9係發揮在其進行ON動作時，以流至前述電晶體q10的電流，將前述電容器C進行放電的作用。
接著，磁滯比較器11c係將前述電容器C的充放電電壓與預定的基準電壓Vref進行比較，生成成為用以將前述切換元件4進行ON/OFF驅動的基準的脈衝訊號。該磁滯比較器11c的輸出(脈衝訊號)被供予至前述輸出緩衝器12，藉由該輸出緩衝器12，前述切換元件4被ON/OFF驅動。此外，同時前述磁滯比較器11c的輸出係被使用作為將前述電晶體q8、q9互補式進行ON/OFF驅動的控制訊號、及規定前述抖動控制電路20的動作的時脈訊號。
在此，前述抖動控制電路20係例如圖12所示，具備有：在與前述電晶體q7之間並聯形成電流鏡電路的複數(4個)電晶體(p通道型的MOS-FET)q11、q12、q13、q14、及分別與該等電晶體q11、q12、q13、q14作串聯連接的電晶體(p通道型的MOS-FET)q21、q22、q23、q24。前述各電晶體q21、q22、q23、q24係發揮接受雙向計數器(up-down counter)21的輸出Q0、Q1、Q2、Q3被ON/OFF控制，將流至前述電晶體q11、q12、q13、q14的電流選擇性取出而施加至前述電晶體q5的作用。
其中，分別流至前述各電晶體q11、q12、q13、q14的電流係被設定為例如I1、I2(=2．I1)、I3 (=2．I2=4．I1)、I4(=2．I3=4．I2=8．I1)。該等電流比係藉由改變在與前述電晶體q7之間分別形成電流鏡電路的前述各電晶體q11、q12、q13、q14的面積比來進行設定。
順帶一提，前述雙向計數器21係接受將前述磁滯比較器11c的輸出(脈衝訊號)進行分頻的分頻器22的輸出來進行計數動作。接著，前述雙向計數器21係交替反覆在將其計數值進行正數(countup)(增量；+1)之後，再進行倒數(countdown)(減量；-1)的動作。結果，例如4位元的前述雙向計數器21係使其輸出Q0、Q1、Q2、Q3，例如在〔0000〕~〔1111〕的範圍內依序可逆式改變。藉由該雙向計數器21的輸出Q0、Q1、Q2、Q3，前述各電晶體q21、q22、q23、q24被選擇性進行ON/OFF控制。接著，藉由前述各電晶體q21、q22、q23、q24的選擇性的ON動作，流至前述電晶體q11、q12、q13、q14的電流被選擇性輸出。
結果，前述抖動控制電路20的輸出電流b以階梯狀(三角波狀)改變，該輸出電流b被施加至前述電晶體q4。接著，對將前述電容器C進行充電的電流供予階梯狀(三角波狀)的變化，對將該電容器C充電至前述基準電壓Vref的時間供予周期性的變化。結果，對透過前述磁滯比較器11c所被輸出的脈衝訊號的頻率供予一定寬幅的周期的變動。如上所示之振盪頻率的控制為驅動前述切換元件4的切換頻率的抖動控制。接著，藉由該抖動 控制，伴隨前述切換元件4的切換所發生的高諧波雜訊被頻率擴散，藉此減低前述高諧波雜訊(參照例如專利文獻1)。
[先前技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]美國專利第6249876號說明書
但是，前述控制電路10基本上係具備有對應負載的大小來使切換頻率改變的功能。具體而言，當為某值以上的負載之時，係以輸出電力變大的方式，以最大振盪頻率驅動前述切換元件4，隨著負載低於上述某值而變小來使切換頻率降低而使切換效率提升。順帶一提，負載的大小係由前述反饋電壓FB予以檢測。
另一方面，若切換頻率因前述抖動控制而變高時，輸出電力伴隨此而變大，輸出電壓上升。相反地，若切換頻率變低，輸出電力變小，輸出電壓降低。但是，實際上係藉由根據前述反饋電壓FB的切換頻率的反饋控制，輸出電壓被保持為一定。接著，如圖13所示，若在負載為某值以上的A區域及負載為某值以下的C區域，前述切換電源裝置本體1正在進行動作時，即使切換頻率因前述之抖動控制而改變，切換周期的工作比亦改變而輸 出電壓被保持為一定。
但是，若負載位於某範圍以內時(圖13所示之B區域)，反饋電壓FB依伴隨前述抖動控制的切換頻率的改變而改變，因此前述控制電路10係以使切換頻率、及切換周期的工作比同時改變而將輸出電壓保持為一定的方式進行動作。此時，因反饋電壓FB的改變而起的切換頻率的變動份以消除因抖動控制所致之切換頻率的變動份的方式發揮作用。結果，因前述抖動控制所致之抖動振幅，亦即切換頻率的變化幅度變小，產生損及高諧波雜訊的減低效果的不良情形。
本發明係考慮到如上所示之情形而研創者，其目的在提供一種無關於負載變動，在抖動控制之下，可減低高諧波雜訊發生的切換電源裝置。
為達成上述目的，本發明係如在圖1中顯示其概念，當反饋電壓FB伴隨負載變動而改變時(B區域)，對應前述反饋電壓FB來加大因抖動控制所致之切換頻率的抖動振幅。接著，藉由該抖動振幅的擴大控制，補償因前述切換頻率的抖動控制所致之高頻雜訊的減低效果，因此無關於負載變動，而減低高頻雜訊為其特徵。
亦即，本發明之切換電源裝置之特徵為具備有： 切換電源裝置本體，其係使用切換元件來切換輸入交流電壓而生成預定的輸出直流電壓；切換控制手段，其係對應表示輸出設定電壓與前述輸出直流電壓的差的反饋電壓來控制前述切換元件的切換頻率，而將前述輸出直流電壓一定化；抖動控制手段，其係對前述切換頻率供予抖動而減低伴隨前述切換元件之切換動作的雜訊的發生；及抖動振幅控制手段，其係對應前述反饋電壓來變更藉由前述抖動控制手段所致之抖動振幅，以補償雜訊減低效果。
較佳為前述抖動振幅控制手段係構成為當前述反饋電壓在預先設定的電壓範圍時，將前述抖動振幅加寬。具體而言，相對於前述反饋電壓的前述預先設定的電壓範圍係被設定為伴隨前述反饋電壓的降低，前述切換頻率開始降低的第1臨限值電壓以下的範圍。或者，相對於前述反饋電壓的前述預先設定的電壓範圍係被設定為伴隨前述反饋電壓的上升，前述切換頻率開始上升的第2臨限值電壓以上的範圍。
更佳為相對於前述反饋電壓的前述預先設定的電壓範圍係被設定為第1臨限值電壓與第2臨限值電壓之間的範圍，該第1臨限值電壓係伴隨前述反饋電壓的降低，前述切換頻率開始降低；該第2臨限值電壓係低於該第1臨限值電壓，且伴隨前述反饋電壓的上升，前述切換頻率開始上升。
接著前述抖動振幅控制手段係構成為判定前述反饋電壓是否包含在前述預先設定的電壓範圍，以將前述抖動振幅在基準振幅、與振幅比該基準振幅為寬的擴張振幅之間例如以步驟式進行變更。順帶一提，前述反饋電壓是否包含在前述預先設定的電壓範圍的判定係使用具有預定的磁滯特性的比較器來進行。
或者，前述抖動振幅控制手段亦可構成為當前述反饋電壓包含在預先設定的電壓範圍時，對應該反饋電壓，將前述抖動振幅由基準振幅漸增至振幅比該基準振幅為寬的擴張振幅，當前述反饋電壓不在預先設定的電壓範圍時，則對應該反饋電壓，將前述抖動振幅由前述擴張振幅漸減至前述基準振幅。
其中，前述切換控制手段係較佳構成為對應前述反饋電壓來控制將前述切換元件進行ON/OFF驅動的工作比，而使前述切換頻率改變。
藉由構成為如上所述的切換電源裝置，若伴隨負載變動之因反饋控制所致之切換頻率的變動份消除因抖動控制所致之切換頻率的變動份時，因該抖動控制所致之切換頻率的變化幅度，亦即抖動振幅會被設定為較大。結果，即使在產生負載變動的情形下，亦可防止抖動振幅減少，可有效補償因抖動控制所致之高諧波雜訊的減低效果。亦即，無關於負載變動，可安定地減低高諧波雜訊的 發生。
接著，由於可二次式減低雜訊位準，因此可達成例如雜訊去除濾波器的簡化等在實用上達成極大的效果。
1‧‧‧切換電源裝置本體
2‧‧‧整流電路
3‧‧‧變壓器
3a‧‧‧一次繞組(電感器)
3b‧‧‧二次繞組
3c‧‧‧輔助繞組
4‧‧‧切換元件
5‧‧‧二極體
6‧‧‧輸出電容器
8‧‧‧輸出電壓檢測電路
9‧‧‧光耦合器
10‧‧‧控制電路(控制IC)
11‧‧‧振盪電路
11a‧‧‧緩衝放大器(AMP1)
11b‧‧‧放大器(AMP2)
11c‧‧‧磁滯比較器
12‧‧‧輸出緩衝器
13‧‧‧起動電路
14‧‧‧過電流檢測電路
15‧‧‧過熱檢測電路
20、30‧‧‧抖動控制電路
21‧‧‧雙向計數器
22‧‧‧分頻器
23‧‧‧雙向計數器電路
23a‧‧‧雙向計數器
23b‧‧‧選擇器
24、25、29‧‧‧磁滯比較器
26‧‧‧互斥邏輯或電路(EX-NOR)
27‧‧‧輔助電容器
28‧‧‧電晶體
40、50‧‧‧振盪電路
41、51‧‧‧抖動控制電路
42‧‧‧電容器電路
C‧‧‧電容器
CS‧‧‧端子
FB‧‧‧反饋電壓
LAT‧‧‧端子
q1、q4、q5、q9、q10、q52‧‧‧電晶體(n通道型的MOS-FET)
q2、q3、q6、q7、q8‧‧‧電晶體(p通道型的MOS-FET)
q11、q12~q15‧‧‧電晶體(p通道型的MOS-FET)
q21、q22~q25‧‧‧電晶體(p通道型的MOS-FET)
q31‧‧‧電晶體(p通道型的MOS-FET)
Ra、Rb‧‧‧電阻
VCC‧‧‧端子
VH‧‧‧端子
Vout‧‧‧輸出直流電壓
Vref1、Vref1’、Vref2、Vref3‧‧‧基準電壓
圖1係顯示本發明之抖動控制的概念圖。
圖2係顯示本發明之第1實施形態之切換電源裝置中的抖動控制電路的概略構成圖。
圖3係顯示圖2所示之抖動控制電路中的雙向計數器電路的具體構成例圖。
圖4係顯示本發明之第2實施形態之切換電源裝置中的抖動控制電路的概略構成圖。
圖5係顯示圖4所示之抖動控制電路中的雙向計數器電路的具體構成例圖。
圖6係顯示圖4所示之抖動控制電路中的電容器電路的具體構成例圖。
圖7係顯示本發明之第3實施形態之切換電源裝置中的振盪電路的概略構成圖。
圖8係顯示圖7所示之振盪電路中的抖動控制電路的具體構成例圖。
圖9係顯示圖7所示之振盪電路中的電容器的充電電壓的變化圖。
圖10係顯示習知一般的切換電源裝置的概略構成圖。
圖11係顯示切換電源裝置所使用之控制電路之一例的主要部位概略構成圖。
圖12係顯示習知一般的抖動控制電路的構成例圖。
圖13係顯示相對於反饋電壓之切換頻率的變化與抖動振幅的關係圖。
以下參照圖示，說明本發明之實施形態之切換電源裝置(AC/DC轉換器)。
本發明之切換電源裝置本體1基本上係構成為如前述圖10所示。此外，該切換電源裝置本體1中的前述控制電路10亦基本上構成為如圖11所示。因此，對同一部分係標註同一符號，且省略重複說明。
圖2係顯示本發明之第1實施形態之切換電源裝置本體1中具特徵的部分的抖動控制電路30的概略構成。該抖動控制電路30係具備有8位元的雙向計數器電路23，取代前述抖動控制電路20中的4位元的雙向計數器21。此外，前述抖動控制電路30係具備有：在與前述電晶體q7之間並聯形成電流鏡電路的複數(5個)電晶體q11、q12~q15(p通道型的MOS-FET)；及與該等電晶體q11、q12、q13、q14、q15分別作串聯連接的電晶體q21、q22~q25(p通道型的MOS-FET)。接著，構成 為藉由前述雙向計數器電路23的輸出Q0~Q4，將電晶體q21、q22~q25選擇性進行ON/OFF控制。
此外，前述抖動控制電路30係具備有：檢測前述反饋電壓FB的大小的第1及第2磁滯比較器24、25。前述第1磁滯比較器24係將前述反饋電壓FB、與預先設定的第1基準電壓Vref1、Vref1’進行比較。在此詳言之，Vref1為磁滯比較器24的第1基準電壓，Vref1’為對第1基準電壓施加與磁滯寬幅相對應的電壓後的電壓。亦即(Vref1’-Vref1)為磁滯寬幅。但為方便起見，將Vref1及Vref1’均稱為第1基準電壓。接著前述第1磁滯比較器24係當前述反饋電壓FB超出前述第1基準電壓Vref1’時，輸出〔H〕位準的訊號，當低於前述第1基準電壓Vref1時，則輸出〔L〕位準的訊號。
此外，前述第2磁滯比較器25係將前述反饋電壓FB、及預先設定的第2基準電壓Vref2、Vref2’進行比較。在此詳言之，Vref2為磁滯比較器25的第2基準電壓，Vref2’為對第2基準電壓施加與磁滯寬幅相對應的電壓後的電壓。亦即(Vref2’-Vref2)為磁滯寬幅。但為方便起見，將Vref2及Vref2’均稱為第2基準電壓。接著前述第2磁滯比較器25係當前述反饋電壓FB超出前述第2基準電壓Vref2’時，輸出〔L〕位準的訊號，當低於前述第2基準電壓Vref2時，則輸出〔H〕位準的訊號。
接著，前述第1及第2磁滯比較器24、25的 輸出係透過互斥邏輯或電路(EX-NOR)26而被輸出作為對前述雙向計數器電路23的控制訊號。因此，前述互斥邏輯或電路26係僅有在前述反饋電壓FB超出前述第2基準電壓Vref2’，而且低於前述第1基準電壓Vref1時，亦即僅有在發生在前述區域B所示之負載變動時，將其輸出形成為〔L〕位準。接著，當前述反饋電壓FB低於前述第2基準電壓Vref2時(區域C)，或超出前述第1基準電壓Vref1’時(區域A)，將選擇性使用其輸出保持在〔H〕位準。
同時前述互斥邏輯或電路26的輸出係被供予作為將與前述電晶體q25作串聯連接的電晶體q31(p通道型的MOS-FET)進行ON/OFF控制的訊號。因此，藉由前述雙向計數器電路23的輸出Q4被進行ON/OFF控制的前述電晶體q25係僅在前述電晶體q31正在進行ON動作時，將流至前述電晶體q25的電流引出來進行輸出。其中，流至前述各電晶體q25的電流係被設定為例如流至前述電晶體q24的電流的2倍。
在此，具體而言如圖3所示，前述雙向計數器電路23係具備有5位元的雙向計數器23a。其中，前述雙向計數器23a係透過藉由前述互斥邏輯或電路26的輸出所被控制的選擇器23b，按照該雙向計數器23a的輸出QQ被進行動作控制。具體而言，被控制按照前述雙向計數器23a的輸出Q3進行正數(+1)動作、或按照前述雙向計數器23a的輸出Q4進行倒數(-1)動作。
藉由具有如上所示所構成的抖動控制電路30所構成的切換電源裝置本體1，若在額定負載狀態下，前述反饋電壓FB大、且切換頻率被設定為最大振盪頻率時(區域A)，前述互斥邏輯或電路26的輸出係被保持在〔H〕位準。此外，若負載變輕，且前述反饋電壓FB變小而切換頻率被設定為最小振盪頻率時(區域C)，亦為前述互斥邏輯或電路26的輸出被保持在〔H〕位準。
因此，在該等各狀態(區域A、C)中，前述雙向計數器電路23係作為4位元的雙向計數器來發揮功能，僅使其輸出Q0~Q3改變。接著，該雙向計數器電路23的輸出Q4係被保持在例如〔H〕位準。同時，前述各電晶體q31係由於前述互斥邏輯或電路26的輸出為〔H〕位準，因此被保持在OFF狀態。結果，前述抖動控制電路30係與前述習知之抖動控制電路20同樣地進行動作，使其輸出電流b以預定的變化幅度以階梯狀(三角波狀)周期性改變。
相對於此，在切換頻率伴隨負載變動而改變的狀態(區域B)下，前述互斥邏輯或電路26的輸出成為〔L〕位準。如此一來，前述雙向計數器電路23中的前述雙向計數器23a係作為5位元的雙向計數器來發揮功能。接著，由於前述互斥邏輯或電路26的輸出為〔L〕位準，因此前述各電晶體q31係被設定為ON狀態。
結果，接受前述雙向計數器電路23的輸出 Q0~Q4，前述電晶體q21~q25選擇性進行ON動作。接著，藉由前述電晶體q11~q15分別所規定的電流透過前述電晶體q21~q25被選擇性輸出，來自該抖動控制電路30的輸出電流b以階梯狀(三角波狀)改變。而且，此時的輸出電流b的變化幅度係被加算來自前述電晶體q15的電流，因此與前述4位元動作時相比較，更被擴大。接著，按照前述基準電壓Vref被充放電控制的前述電容器C的充放電所需時間被大幅變更。結果，透過前述磁滯比較器11c所生成的脈衝訊號的頻率的變化幅度變大。
因此，藉由具備上述構成的抖動控制電路30所構成的切換電源裝置本體1，當形成為切換頻率伴隨負載變動而改變的狀態(區域B)時，相對前述切換頻率的抖動頻率的變化幅度(抖動振幅)被擴大。結果，即使在伴隨負載變動之因反饋控制所致之切換頻率的變動份以取消因抖動控制所致之切換頻率的變動份的方式發揮作用的情形下，亦可充分確保因該抖動控制所致之切換頻率的變化幅度(抖動振幅)。因此，無關於切換頻率的反饋控制，均可維持因抖動控制所致之高諧波雜訊的減低效果。換言之，補償因抖動控制所致之高諧波雜訊的減低效果的降低，無關於負載變動，可安定地減低高諧波雜訊的發生。
圖4係顯示本發明之第2實施形態之切換電源裝置本體1中具特徵的部分之設在前述控制電路10的 振盪電路40的概略構成。該振盪電路40係相當於前述振盪電路11者。具體而言，該振盪電路40係構成為具備有圖5所示之抖動控制電路41、及圖6所示之電容器電路42，來取代控制施加於前述電晶體q5的電流b的前述抖動控制電路20、30。其中，對與前述振盪電路11為相同的部分係標註相同符號，且省略其說明。
前述抖動控制電路41係如圖5所示，構成為由前述圖2所示之抖動控制電路30，除了前述電晶體q11~q15、q21~q25、q31以外者。接著，其特徵為構成為：將前述電晶體q21~q25、q31，如圖6所示設在電容器電路42，將形成該電容器電路42的主體部的複數電容器C1~C5選擇性地連接在前述電晶體q8、q9的連接點。
亦即，前述複數電容器C1~C5係透過前述電晶體q21~q25、q31而被選擇性並聯連接，被供在藉由前述電晶體q7、q10所為之充放電。順帶一提，前述各電容器C1~C5的靜電電容係例如被設定為c1、c2(=2．c1)、c3(=2．c2)、c4(=2．c3)、...。因此該等電容器C1~C5係相當於其靜電電容被可變設定的前述電容器C。
接著，前述抖動控制電路41係在前述額定負載狀態下，切換頻率被設定為最大振盪頻率的狀態(區域A)、及在輕負載時，切換頻率被設定為最小振盪頻率的狀態(區域C)下，與之前的實施形態相同地，使前述雙 向計數器電路23實質上作為4位元的雙向計數器來發揮功能。因此前述抖動控制電路41係僅將前述電晶體q21~q24選擇性進行ON/OFF控制，將前述電晶體q25保持在OFF狀態。結果，僅選擇性使用前述電容器C1~C4，其充放電被控制。
相對於此，在切換頻率伴隨負載變動而改變的狀態(區域B)下，係與之前的實施形態相同地，前述雙向計數器電路23係作為5位元的雙向計數器來發揮功能。接著，由於前述互斥邏輯或電路26的輸出為〔L〕位準，因此前述各電晶體q31係被設定為ON狀態。
結果，接受前述雙向計數器電路23的輸出Q0~Q4，前述電晶體q21~q25選擇性進行ON動作。接著，選擇性使用前述電容器C1~C5，充放電被控制。此時，藉由透過前述電晶體q21~q25而被選擇性並聯連接的電容器C1~C5，靜電電容被大幅變更作為電容器C，因此伴隨此，其充放電所需時間亦大幅改變。接著，與之前的實施形態同樣地，可將透過前述磁滯比較器11c所生成的脈衝訊號的頻率的變化幅度，設定為比在前述區域A、C所示之動作狀態的情形下為更大。因此，在該第2實施形態中亦達成與前述第1實施形態相同的效果。
圖7係顯示本發明之第3實施形態之切換電源裝置本體1中具特徵的部分之設在前述控制電路10的振盪電路50的概略構成。該振盪電路50係相當於前述振 盪電路11者。具體而言，該振盪電路50係具備有圖8所示之抖動控制電路51來取代控制施加於前述電晶體q5的電流b的前述抖動控制電路20、30。此外，該振盪電路50係具備有被介裝在前述電晶體q8、q9之間的放電控制用的電晶體q52。
接著前述振盪電路50基本上係利用對應前述反饋電壓FB所設定的電流，亦即前述電晶體q7、q10所設定的電流來將前述電容器C進行充放電。此時，前述電晶體q52係藉由前述抖動控制電路51的輸出訊號o被進行ON/OFF控制，來控制前述電容器C的放電。尤其，前述抖動控制電路51係將前述電晶體q52進行ON/OFF控制，藉此如後所述，發揮將由前述電容器C的充電完成時至放電開始為止的時間進行可變設定的作用。
亦即，前述抖動控制電路51係例如圖8所示，除了前述圖2所示之抖動控制電路30的構成以外，具備有藉由選擇性通過前述電晶體q21~q25的輸出電流所被充電的輔助電容器27。此外，前述抖動控制電路51係構成為具備有：將前述輔助電容器27進行放電控制的電晶體28，並且當前述輔助電容器27的充電電壓超出基準電壓Vref3時，使前述電晶體q52進行OFF的第3磁滯比較器29。
如上所示所構成的前述抖動控制電路51係與前述磁滯比較器11c的輸出(時脈訊號)同步來控制前述輔助電容器27的充放電。接著，前述第3磁滯比較器29 係當前述輔助電容器27的充電電壓達到前述基準電壓Vref3時，藉由使前述電晶體q52進行ON動作來許可前述電容器C的放電。換言之，前述第3磁滯比較器29係在前述輔助電容器27的充電電壓達到前述基準電壓Vref3為止的期間，將前述電晶體q52保持在OFF狀態來禁止前述電容器C的放電。
因此，前述電容器C係接受來自前述電晶體q7的電流而被充電，在該充電電壓達到前述基準電壓Vref之後，經過前述電晶體q52被保持在OFF狀態的期間之後，利用藉由前述電晶體q10所被引出的電流來進行放電。結果，如圖9中概略顯示前述電容器C的充電電壓的變化，藉由前述抖動控制電路51，該充放電的休止期間T被可變設定。接著，藉由該休止期間T的可變設定，將前述切換元件4進行ON/OFF驅動的脈衝訊號的工作比被可變設定，藉此切換頻率受到控制。
順帶一提，在前述切換頻率被設定為最大振盪頻率時(區域A)、及被設定為最小振盪頻率時(區域C)，將前述輔助電容器27進行充電的電流在較小的範圍內被選擇性設定。因此，前述輔助電容器27的充電需要較長的時間，前述休止期間T被設定為較長。因此，相對於前述切換頻率的切換振幅係受到來自前述電晶體q11~q14的電流支配而被設定為較小。
相對於此，在前述切換頻率伴隨前述負載變動而改變的狀態(區域B)下，將前述輔助電容器27進 行充電的電流在較大的範圍內被選擇性設定。因此，在該情形下，前述輔助電容器27的充電時間變短，結果，前述休止期間T被設定為較短。接著，以前述休止期間T變短的部分，前述電容器C的充放電周期變短，將前述切換元件4進行ON/OFF驅動的脈衝訊號的周期變短。因此，相對於前述切換頻率的切換振幅係受到來自前述電晶體q11~q15的電流支配而被設定為較大。
因此，當形成為切換頻率伴隨負載變動而改變的狀態(區域B)時，相對於前述切換頻率的抖動頻率的變化幅度(抖動振幅)被擴大。結果，即使在伴隨負載變動之因反饋控制所致之切換頻率的變動份以消除因抖動控制所致之切換頻率的變動份的方式發揮作用的情形下，亦與前述之各實施形態同樣地可充分確保因該抖動控制所致之切換頻率的變化幅度(抖動振幅)。
其中，本發明並非限定於上述之各實施形態。關於例如相對於切換頻率的抖動振幅、或其擴大寬幅，若按照切換電源裝置本體1所被要求的規格規定即可。此外，關於執行抖動控制方面的控制精度，亦即，前述雙向計數器電路23的位元數、或前述磁滯比較器24、25所設定的基準電壓Vref1、Vref2等，亦若按照規格作設定即足夠。
此外，在此係使用前述磁滯比較器24、25來判定前述反饋電壓FB，檢測對前述區域A、B、C的動作狀態的遷移，將前述抖動振幅在步驟上進行可變設定。但 是，使相對前述切換頻率的前述抖動振幅，追隨前述反饋電壓FB的變化而進行漸增/漸減控制，來取代如上所示之步驟上的控制亦為有用。此外，當然亦可將相對前述抖動振幅的漸增/漸減控制、及前述步驟上的控制作適當組合執行。此外，本發明可在未脫離其要旨的範圍內作各種變形且實施。
22‧‧‧分頻器
23‧‧‧雙向計數器電路
24、25‧‧‧磁滯比較器
26‧‧‧互斥邏輯或電路(EX-NOR)
30‧‧‧抖動控制電路
q11、q12~q15‧‧‧電晶體(p通道型的MOS-FET)
q21、q22~q25‧‧‧電晶體(p通道型的MOS-FET)
q31‧‧‧電晶體(p通道型的MOS-FET)
Vref1、Vref2‧‧‧基準電壓
FB‧‧‧反饋電壓

Claims (9)

  1. 一種切換電源裝置，其特徵為具備有：切換電源裝置本體，其係使用切換元件來切換輸入交流電壓而生成預定的輸出直流電壓；切換控制手段，其係對應表示輸出設定電壓與前述輸出直流電壓的差的反饋電壓來控制前述切換元件的切換頻率，而將前述輸出直流電壓一定化；抖動控制手段，其係對前述切換頻率供予抖動而減低伴隨前述切換元件之切換動作的雜訊的發生；及抖動振幅控制手段，其係對應前述反饋電壓來變更藉由前述抖動控制手段所致之抖動振幅，以補償雜訊減低效果。
  2. 如申請專利範圍第1項之切換電源裝置，其中，前述抖動振幅控制手段係當前述反饋電壓在預先設定的電壓範圍時，將前述抖動振幅加寬。
  3. 如申請專利範圍第2項之切換電源裝置，其中，相對於前述反饋電壓的前述預先設定的電壓範圍係被設定為伴隨前述反饋電壓的降低，前述切換頻率開始降低的第1臨限值電壓以下的範圍。
  4. 如申請專利範圍第2項之切換電源裝置，其中，相對於前述反饋電壓的前述預先設定的電壓範圍係被設定為伴隨前述反饋電壓的上升，前述切換頻率開始上升的第2臨限值電壓以上的範圍。
  5. 如申請專利範圍第2項之切換電源裝置，其中，相 對於前述反饋電壓的前述預先設定的電壓範圍係被設定為第1臨限值電壓與第2臨限值電壓之間的範圍，該第1臨限值電壓係伴隨前述反饋電壓的降低，前述切換頻率開始降低；該第2臨限值電壓係低於該第1臨限值電壓，且伴隨前述反饋電壓的上升，前述切換頻率開始上升。
  6. 如申請專利範圍第2項之切換電源裝置，其中，前述抖動振幅控制手段係判定前述反饋電壓是否包含在前述預先設定的電壓範圍，以將前述抖動振幅在基準振幅、與振幅比該基準振幅為寬的擴張振幅之間進行變更。
  7. 如申請專利範圍第6項之切換電源裝置，其中，前述反饋電壓是否包含在前述預先設定的電壓範圍的判定係使用具有預定的磁滯特性的比較器來進行。
  8. 如申請專利範圍第2項之切換電源裝置，其中，前述抖動振幅控制手段係當前述反饋電壓包含在預先設定的電壓範圍時，對應該反饋電壓，將前述抖動振幅由基準振幅漸增至振幅比該基準振幅為寬的擴張振幅，當前述反饋電壓不在預先設定的電壓範圍時，則對應該反饋電壓，將前述抖動振幅由前述擴張振幅漸減至前述基準振幅。
  9. 如申請專利範圍第1項之切換電源裝置，其中，前述切換控制手段係對應前述反饋電壓來控制將前述切換元件進行ON/OFF驅動的工作比，而使前述切換頻率改變。
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