CN104104222B

CN104104222B - 开关电源装置

Info

Publication number: CN104104222B
Application number: CN201410134741.9A
Authority: CN
Inventors: 薮崎纯
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2013-04-03
Filing date: 2014-04-02
Publication date: 2018-04-13
Anticipated expiration: 2034-04-02
Also published as: CN104104222A; JP2014204544A; JP6131685B2; TWI568154B; TW201513542A; US9240713B2; US20140301118A1

Abstract

本发明提供一种开关电源装置，该开关电源装置通过对于开关频率的抖动控制，来降低噪声的产生。该开关电源装置包括：使用开关元件来对输入交流电压进行开关，获得规定的输出直流电压的开关电源装置主体；根据表示输出设定电压与输出直流电压之间的差的反馈电压控制开关频率，使所述输出直流电压为恒定的开关控制单元；将抖动提供给所述开关频率，从而降低伴随开关动作而产生的噪声；以及根据所述反馈电压来改变由所述抖动控制单元所产生的抖动振幅，对噪声降低效果进行补偿。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及向开关频率提供抖动来降低噪声的产生的开关电源装置。

背景技术

图10示出了将交流电压转换成规定的直流电压的开关电源装置（AC/DC整流器）的代表性的结构例。该开关电源装置包括开关电源装置主体1，该开关电源装置主体1大体由经由变压器3的一次绕阻（电感器）3a连接到对输入交流电压进行整流的整流电路2的开关元件（例如MOS－FET）4构成。该开关元件4起到如下作用：即，在导通时，与所述整流电路2之间形成经由所述一次绕阻（电感器）3a的电路。所述变压器3的次级绕阻3b经由二极管5与输出电容器6相连接。所述二极管5起到如下作用：即，在所述开关元件4断开时，对由所述变压器3的次级绕阻3b产生的电压进行整流，并对所述输出电容器6进行充电，经由该输出电容器6生成规定的输出直流电压Vout。

另外，图中的10是对所述开关元件4进行导通/断开驱动，从而控制流过所述变压器3的一次绕阻3a的电流的控制电路（控制IC）。此外，8是对经由电阻Ra、Rb检测得到的所述输出直流电压Vout和输出设定电压之间的差进行检测的输出电压检测电路。该输出电压检测电路8检测得到的所述电压差作为反馈电压FB经由光耦合器9提供至所述控制电路10。于是，所述控制电路10基本根据所述反馈电压FB来控制所述开关元件4的开关频率，由此使所述输出直流电压Vout为恒定。

图11是表示所述控制电路10的一个示例的主要部分的简要结构图。该控制电路10包括大体以与所述反馈电压FB相对应的频率进行振荡的振荡电路（OSC）11、以及根据该振荡电路11的输出对所述开关元件4进行导通/断开驱动的输出缓冲器12。所述控制电路10还包括起动电路13，该起动电路13检测出施加于端子VH的所述输入交流电压，从而起动内部电源生成电路（未图示），并起动所述输出缓冲器12。所述内部电源生成电路以及所述输出缓冲器12在通过所述启动电路13起动之后，从端子VCC输入所述变压器3的辅助绕阻3c所产生的电压，来进行工作。

并且，所述控制电路10包括过电流检测电路14，流过所述开关元件4的电流经由端子CS输入，该过电流检测电路14检测对过电流进行检测，并且所述控制电路10包括过热检测电路15，该过热检测电路15经由端子LAT检测出该控制电路10的过热。这些过电流检测电路14与过热检测电路15通过禁止所述输出缓冲器12进行工作，从而停止所述开关元件4的驱动。由此，保护开关电源装置主体1不会产生过电流及过热的异常。这些保护功能与本发明并无直接关系，因此省略其详细的说明。

所述控制电路10中的所述振荡电路11包括：检测所述反馈电压FB的缓冲放大器（AMP1）11a、以及根据该缓冲放大器11a的输出来控制流过晶体管（n沟道型MOS-FET）q1的电流的放大器（AMP2）11b。所述晶体管q1作为负载具备由晶体管（p沟道型MOS-FET）q2、q3构成的电流反射镜。该电流反射镜电路的输出电流被提供至作为该电流反射镜的负载的晶体管（n沟道型MOS-FET）q4,用于控制流过晶体管（n沟道型MOS-FET）q10的电流。并且，所述电流反射镜的输出电流用于控制经由晶体管（n沟道型MOS-FET）q5以及晶体管（p沟道型MOS-FET）q6流过晶体管（p沟道型MOS-FET）q7的电流。

另外，所述晶体管q7、q10经由补充地进行导通/断开控制的晶体管（p沟道型及n沟道型MOS-FET）q8、q9串联连接。所述晶体管q8、q9的串联连接点连接有电容器C。所述晶体管q8起到如下作用：即，在该晶体管q8进行导通动作时，以流过所述晶体管q7的电流对所述电容器C进行充电。所述晶体管q9起到如下作用：即，在该晶体管q9进行该导通动作时，以流过所述晶体管q10的电流对所述电容器C进行放电。

迟滞比较器11c将所述电容器C的充放电电压与规定的基准电压Vref进行比较，生成脉冲信号，该脉冲信号成为用于导通/断开驱动所述开关元件4的基准。该迟滞比较器11c的输出（脉冲信号）提供给所述输出缓冲器12，由该输出缓冲器12对所述开关元件4进行导通/断开驱动。同时，将所述迟滞比较器11c的输出用作为补充地导通/断开驱动所述晶体管q8、q9的控制信号、以及规定所述抖动控制电路20的动作的时钟信号。

此处，所述抖动控制电路20例如如图12所示，包括与所述晶体管q7之间并列地形成电流反射镜电路的多个（4个）晶体管（p沟道型MOS-FET）q11、q12、q13、q14、以及与这些晶体管q11、q12、q13、q14分别串联连接的晶体管（p沟道型MOS-FET）q21、q22、q23、q24。所述各晶体管q21、q22、q23、q24起到如下作用：即，接受加减计数器21的输出Q0、Q1、Q2、Q3，进行导通/断开控制，并选择性地获取流过所述晶体管q11、q12、q13、q14的电流并施加至所述晶体管q5。

另外，分别流过所述各晶体管q11、q12、q13、q14的电流例如设定为I1、I2（=2·I1）、I3（=2·I2=4·I1）、I4（=2·I3=4·I2=8·I1）。这些电流比通过改变分别与所述晶体管q7之间形成电流反射镜电路的所述各晶体管q11、q12、q13、q14的面积比，来设定。

顺带一提，所述加减计数器21接受对所述迟滞比较器11c的输出（脉冲信号）进行分频的分频器22的输出，进行计数动作。所述加减计数器21交替重复如下动作：即，在对该计数值进行向上计数（递增；+1）之后，进行向下计数（递减；-1）。其结果是，例如4比特的所述加减计数器21的输出Q0、Q1、Q2、Q3在例如“0000”～“1111”的范围内依次可逆地变化。利用这些加减计数器21的输出Q0、Q1、Q2、Q3选择性地对所述各晶体管q21、q22、q23、q24进行导通/断开控制。于是，通过所述各晶体管q21、q22、q23、q24的选择性导通动作，选择性地输出流过所述晶体管q11、q12、q13、q14的电流。

其结果是，所述抖动控制电路20的输出电流b阶梯状（三角波状）地变化，该输出电流b施加于所述晶体管q4。于是，给对所述电容器C进行充电的电流带来阶梯状（三角波状）的变化，从而将该电容器C充电到所述基准电压Vref的时间也周期性地变化。其结果是，给经由所述迟滞比较器11c输出的脉冲信号的频率带来固定幅度的周期性的波动。由此，振荡频率的控制是驱动所述开关元件4的开关频率的抖动控制。通过该抖动控制，伴随所述开关元件4的开关而产生的高频噪声发生频率扩散，由此所述高频噪声有所降低（例如参照专利文献1）。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：美国专利第6249876号说明书

发明内容

发明所要解决的问题

然而，所述控制电路10具有基本根据负载的大小改变开关频率的功能。具体而言，在具有某个值以上的负载时，以最大振荡频率驱动所述开关元件4，使得输出功率变大，随着负载变小到小于上述某个值，开关频率降低，开关效率提高。顺带一提，负载的大小由所述反馈电压FB检测得到。

另一方面，当由上述抖动控制而引起开关频率变高，则相应地输出功率增大，输出电压上升。反之，若开关频率降低，则输出功率变小，输出电压下降。然而，实际上通过基于上述反馈电压FB的开关频率的反馈控制，输出电压保持恒定。于是，如图13所示，当所述开关电源装置主体1在负载为某个值以上的A区域以及负载为某个值以下的C区域工作时，即使由上述抖动控制而引起开关频率发生变化，开关周期的占空比仍发生变化，输出电压保持恒定。

然而，当负载处于某个范围以内时（图13所示的B区域），根据伴随所述抖动控制的开关频率的变化，反馈电压FB发生变化，因此所述控制电路10进行工作，使得开关频率与开关周期的占空比同时变化，输出电压保持恒定。此时，由抖动控制而引起的开关频率的变动量与由反馈电压FB的变化而引起的开关频率的变动量以相抵消的方式进行作用。其结果是，会产生如下问题：即，由所述抖动控制而引起的抖动振幅即开关频率的变化幅度变小，从而对降低高频噪声的效果造成损害。

本发明是考虑到上述情况而完成的，其目的在于提供一种开关电源装置，无论负载如何变动，均能降低抖动控制下的高频噪声的产生。

解决技术问题所采用的技术方案

为了达成上述目的的本发明如图1的概念所示，在反馈电压FB伴随负载变动而发生变化时（B区域），根据所述反馈电压FB，增大抖动控制的开关频率的抖动振幅。其特征在于：通过该抖动振幅的扩大控制，对所述开关频率的抖动控制所产生的降低高频噪声的效果进行补偿，因此无论负载如何变动，均能降低高频噪声。

即，本发明所涉及的开关电源装置的特征在于，包括：开关电源装置主体，该开关电源装置主体使用开关元件来对输入交流电压进行开关，生成规定的输出直流电压；

开关控制单元，该开关控制单元根据表示输出设定电压与所述输出直流电压之间的差的反馈电压来控制所述开关元件的开关频率，使所述输出直流电压为恒定；

抖动控制单元，该抖动控制单元将抖动提供给所述开关频率，从而降低伴随所述开关元件的开关动作而产生的噪声；以及

抖动振幅控制单元，该抖动振幅控制单元根据所述反馈电压来改变所述抖动控制单元的抖动振幅，从而对降低噪声的效果进行补偿。

优选为当所述反馈电压处于预先设定的电压范围内时，所述抖动振幅控制单元使所述抖动振幅扩大。具体而言，将针对所述反馈电压预先设定的所述电压范围设定为第一阀值电压以下的范围，该第一阀值电压是指伴随所述反馈电压的降低所述开关频率也开始降低的电压。或者，将针对所述反馈电压预先设定的所述电压范围设定为第二阀值电压以上的范围，该第二阀值电压是指伴随所述反馈电压的上升所述开关频率也开始上升的电压。

进一步优选为将针对所述反馈电压预先设定的所述电压范围设定为在第一阀值电压与比该第一阀值电压要低的第二阀值电压之间的范围，该第一阀值电压是指伴随所述反馈电压的降低所述开关频率也开始降低的电压，该第二阀值电压是指伴随所述反馈电压的上升所述开关频率也开始上升的电压。

所述抖动振幅控制单元判定所述反馈电压是否包含在预先设定的所述电压范围内，例如阶段性地在基准振幅与振幅比该基准振幅要宽的扩张振幅之间改变所述抖动振幅。顺带一提，使用具有规定的迟滞特性的比较器来判定所述反馈电压是否包含在预先设定的所述电压范围内。

或者，所述抖动振幅控制单元也可以构成为在所述反馈电压包含在预先设定的电压范围内时，根据该反馈电压使所述抖动振幅从基准振幅开始递增，直至达到振幅比该基准振幅要宽的扩张振幅为止，在所述反馈电压脱离预先设定的电压范围时，根据该反馈电压使所述抖动振幅从所述扩张振幅递减，直至达到所述基准振幅为止。

另外，所述开关控制单元优选为根据所述反馈电压来控制对所述开关元件进行导通/断开驱动的占空比，使所述开关频率发生变化。

发明效果

根据采用上述结构的开关电源装置，在由伴随负载变动的反馈控制而引起的开关频率的变动量与由抖动控制而引起的开关频率的变动量相抵消的情况下，将由抖动控制所引起的开关频率的变化幅度、即抖动振幅设定得较大。其结果是，即使负载产生变动，也能防止抖动振幅的减小，从而能有效地对通过抖动控制来实现的高频噪声的降低效果进行补偿。即，无论负载如何变动，均能稳定地降低高频噪声。

其次，能够降低噪声电平，因此能力图实现例如噪声去除滤波器的简化等，在实用上起到较大的效果。

附图说明

图1是表示本发明的抖动控制的概念的图。

图2是表示本发明的实施方式1所涉及的开关电源装置中抖动控制电路的简要结构的图。

图3是表示图2所示的抖动控制电路中加减计数器电路的具体结构例的图。

图4是表示本发明的实施方式2所涉及的开关电源装置中抖动控制电路的简要结构的图。

图5是表示图4所示的抖动控制电路中加减计数器电路的具体结构例的图。

图6是表示图4所示的抖动控制电路中电容器电路的具体结构例的图。

图7是表示本发明的实施方式3所涉及的开关电源装置中振荡电路的简要结构的图。

图8是表示图7所示的振荡电路中抖动控制电路的具体结构例的图。

图9是表示图7所示的振荡电路中电容器的充电电压的变化的图。

图10是现有常规的开关电源装置的简要结构图。

图11是表示用于开关电源装置的控制电路的一个示例的主要部分的简要结构图。

图12是表示现有的常规的抖动控制电路的结构例的图。

图13是表示开关频率对于反馈电压的变化与抖动振幅之间的关系的图。

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的实施方式所涉及的开关电源装置（AC/DC整流器）进行说明。

本发明所涉及的开关电源装置主体1基本采用如上述图10所示的结构。此外，该开关电源装置主体1的所述控制电路10也基本采用如图11所示的结构。因此，对于相同部分标注相同的标号，并省略重复说明。

图2是本发明的实施方式1所涉及的开关电源装置主体1中的特征部分，示出了抖动控制电路30的简要结构。该抖动控制电路30包括8比特的加减计数器电路23以取代上述抖动控制电路20中的4比特的加减计数器电路21。并且，所述抖动控制电路30包括与所述晶体管q7之间并联地形成电流反射镜的多个（5个）晶体管（p沟道型MOS-FET）q11、q12～q15、以及与这些晶体管q11、q12、q13、q14、q15分别串联连接的晶体管q21、q22～q25（p沟道型MOS-FET）。此外，利用所述加减计数器电路23的输出Q0～Q4选择性地对晶体管q21、q22～q25进行导通/断开控制。

所述抖动控制电路30包括检测所述反馈电压FB的大小的第一以及第二迟滞比较器24、25。所述第一迟滞比较器24将所述反馈电压FB与预先设定的第一基准电压Vref1、Vref1’进行比较。此处，更具体而言，Vref1是迟滞比较器24的第一基准电压，而Vref1’是在第一基准电压中加上了与迟滞宽度相对应的电压后得到的电压。也就是说，（Vref1’－Vref1）＝迟滞宽度。然而，为了说明方便，将Vref1与Vref1'统称为第一基准电压。所述第一迟滞比较器24在所述反馈电压FB大于所述第一基准电压Vref1’时，输出“高（H）”电平信号，在所述反馈电压FB小于所述第一基准电压Vref1时，输出“低（L）”电平信号。

所述第二迟滞比较器25将所述反馈电压FB与预先设定的第二基准电压Vref2、Vref2’进行比较。此处，更具体而言，Vref2是迟滞比较器25的第二基准电压，而Vref2’是在第二基准电压中加上了与迟滞宽度相对应的电压后得到的电压。也就是说，（Vref2’－Vref2）＝迟滞宽度。然而，为了说明方便，将Vref2与Vref2'统称为第二基准电压。所述第二迟滞比较器25在所述反馈电压FB大于所述第二基准电压Vref2’时，输出“高”电平信号，在所述反馈电压FB小于所述第二基准电压Vref2时，输出“低”电平信号。

所述第一以及第二迟滞比较器24、25的输出经由排他性逻辑和电路（EX-NOR）26作为所述加减计数器电路23的控制信号而被输出。因此，所述排他性逻辑和电路26仅在所述反馈电压FB大于所述第二基准电压Vref2’，且小于所述第一基准电压Vref1时，即在产生上述区域B所示的负载变动时，其输出为“低”电平。于是，在所述反馈电压FB小于所述第二基准电压Vref2时（区域C）、或者大于所述第一基准电压Vref1’时（区域A），其输出保持在“高”电平。

同时，所述排他性逻辑和电路26的输出作为对与所述晶体管q25串联连接的晶体管q31（p沟道型MOS-FET）进行导通/断开控制的信号来提供。因此，利用所述加减计数器电路23的输出Q4进行导通/断开控制的所述晶体管q25仅在所述晶体管q31处于导通动作时，引出并输出流过所述晶体管q25的电流。另外，流过所述晶体管q25的电流例如设定为流过所述晶体管q24的电流的2倍。

此处，所述加减计数器电路23具体而言包括图3所示的5比特的加减计数器23a。另外，所述加减计数器23a通过由所述排他性逻辑和电路26的输出所控制的选择器23b，根据该加减计数器23a的输出QQ进行动作控制。具体而言，被控制成是根据所述加减计数器23a的输出Q3进行向上计数（+1）动作，还是根据所述加减计数器23a的输出Q4进行向下计数（-1）动作。

根据包括采用上述结构的抖动控制电路30而构成的开关电源装置主体1，在额定负载状态下所述反馈电压FB较大，将开关频率设定为最大振荡频率（区域A），在该情况下，所述排他性逻辑和电路26的输出保持在“高”电平。此外，在负载变小、所述反馈电压FB变小且将开关频率设定为最小振荡频率的情况（区域C）下，所述排他性逻辑和电路26的输出保持在“高”电平。

因此，在这些各个状态（区域A、C）下，所述加减计数器电路23起到4比特的加减计数器的作用，其输出中仅Q0～Q3发生变化。于是，该加减计数器电路23的输出Q4例如保持在“高”电平。同时，所述各晶体管q31由于所述排他性逻辑和电路26的输出是“高”电平，因此保持在断开状态。其结果是，所述抖动控制电路30与上述现有的抖动控制电路20同样地进行工作，其输出电流b以规定的变化幅度阶梯状（三角波状）且周期性地变化。

与此相对，在开关频率随着负载变动而发生变化的状态（区域B）中，所述排他性逻辑和电路26的输出变为“低”电平。于是，所述加减计数器电路23中的所述加减计数器23a起到5比特的加减计数器的作用。由于所述排他性逻辑和电路26的输出是“低”电平，因此所述各晶体管q31设定为导通状态。

其结果是，接受所述加减计数器电路23的输出Q0～Q4，选择性地使所述晶体管q21～q25进行导通动作。经由所述晶体管q21～q25选择性地输出由所述晶体管q11～q15所分别规定的电流，来自该抖动控制电路30的输出电流b呈阶梯状（三角波状）地变化。并且，由于此时的输出电流b的变化幅度加上了来自所述晶体管q15的电流，因此与上述4比特动作时相比有所扩大。于是，根据所述基准电压Vref进行充放电控制的所述电容器C的充放电所需的时间有较大的变化。其结果是，经由所述迟滞比较器11c生成的脉冲信号的频率变化幅度变大。

因此，根据包括采用上述结构的抖动控制电路30而构成的开关电源装置主体1，在处于开关频率随着负载变动而发生变化的状态（区域B）时，相对于所述开关频率的抖动频率的变化幅度（抖动振幅）有所扩大。其结果是，即使由伴随负载变动的反馈控制而引起的开关频率的变动量与由抖动控制而引起的开关频率的变动量以相抵消的方式进行作用，仍能充分确保由该抖动控制所引起的开关频率的变化幅度（抖动振幅）。因此，无论开关频率的反馈控制如何，都能维持通过抖动控制实现的高频噪声的降低效果。换言之，能够对通过抖动控制实现的高频噪声的降低效果的下降进行补偿，从而无论负载如何变动，均能稳定地降低高频噪声的产生。

图4是本发明的实施方式2所涉及的开关电源装置主体1中的特征部分，示出了设置于所述控制电路10的振荡电路40的简要结构。该振荡电路40相当于上述振荡电路11。具体而言，该振荡电路40包括图5所示的抖动控制电路41与图6所示的电容器电路42，来取代对施加于所述晶体管q5的电流b进行控制的上述抖动控制电路20、30。另外，对于与所述振荡电路11相同的部分标注相同的标号，并省略其说明。

如图5所示，所述抖动控制电路41通过从上述图2所示的抖动控制电路30中去除所述晶体管q11～q15、q21～q25、q31而构成。如图6所示，所述晶体管q21～q25、q31设置于电容器电路42，该电容器电路42的特征在于：构成该电容器电路42的主体部的多个电容器C1～C5选择性地与所述晶体管q8、q9的连接点相连接。

即，所述多个电容器C1～C5通过经由所述晶体管q21～q25、q31选择性地并联连接的所述晶体管q7、q10来提供充放电。顺带一提，所述各电容器C1～C5的静电电容例如设定为c1、c2（=2·c1）、c3（=2·c2）、c4（=2·c3）。因此，这些电容器C1～C5相当于其静电电容可改变设定的所述电容器C。

所述抖动控制电路41在上述额定负载状态下开关频率设定为最大振荡频率的状态（区域A），以及在小负载时，开关频率设定为最小振荡频率的状态（区域C），与之前的实施方式的情况相同，所述加减计数器电路23实际起到4比特的加减计数器的作用。因此，所述抖动控制电路41仅对所述晶体管q21～q24选择性地进行导通/断开控制，将所述晶体管q25保持为断开状态。其结果是，仅选择性地使用所述C1～C4来控制其充放电。

与此相对，在开关频率伴随负载变动而发生变化的状态（区域B）下，与之前的实施方式的情况相同，所述加减计数器电路23实际起到5比特的加减计数器的作用。由于所述排他性逻辑和电路26的输出是“低”电平，因此所述各晶体管攓31设定为导通状态。

其结果是，接受所述加减计数器电路23的输出Q0～Q4，选择性地使所述晶体管q21～q25进行导通动作。于是，仅选择性地使用所述电容器C1～C5来控制充放电。此时，通过经由所述晶体管q21～q25选择性地并联连接电容器C1～C5，使得作为电容器C的静电电容较大地变化，因此其充放电所需时间也相应地有较大的变化。与之前的实施方式相同，与所述区域A、C所示的动作状态的情况相比，能将经由所述迟滞比较器11c生成的脉冲信号的频率变化幅度设定地较大。因此，在该实施方式2中也能起到与上述实施方式1同样的效果。

图7是本发明的实施方式3所涉及的开关电源装置主体1中的特征部分，示出了设置于所述控制电路10的振荡电路50的简要结构。该振荡电路50相当于上述振荡电路11。具体而言，该振荡电路50包括图8所示的抖动控制电路51，来取代对施加于所述晶体管q5的电流b进行控制的上述抖动控制电路20、30。并且，该振荡电路50包括安装在所述晶体管q8、q9之间的放电控制用的晶体管q52。

所述振荡电路50基本利用根据所述反馈电压FB而设定的电流，即，所述晶体管q7、q10中设定的电流对所述电容器C进行充放电。此时，所述晶体管q52通过所述抖动控制电路51的输出信号o进行导通/断开控制，从而控制所述电容器C的放电。尤其所述抖动控制电路51起到如下作用：即，通过对所述晶体管q52进行导通/断开控制，从而如后述那样可改变对从所述电容器C的充电结束时开始到放电开始为止的时间的设定。

即，所述抖动控制电路51除了例如图8所示那样具有上述图2所示的抖动控制电路30的结构以外，还包括辅助电容器27，该辅助电容器27利用选择性地通过所述晶体管q21～q25的输出电流，进行充电。并且，所述抖动控制电路51包括对所述辅助电容器27进行放电控制的晶体管28，并且还包括在所述辅助电容器27的充电电压大于基准电压Vref3时，使所述晶体管q52断开的第三迟滞比较器29。

采用这种结构的所述抖动控制电路51与所述迟滞比较器11c的输出（时钟信号）同步地控制所述辅助电容器27的充放电。所述第三迟滞比较器29在所述辅助电容器27的充电电压达到所述基准电压Vref3时，通过使所述晶体管q52进行导通动作，从而允许所述电容器C的放电。换言之，所述第三迟滞比较器29在所述辅助电容器27的充电电压达到所述基准电压Vref3为止的期间内，将所述晶体管q52保持在断开状态，从而禁止所述电容器C的放电。

因此，所述电容器C接受来自所述晶体管q7的电流而进行充电，在其充电电压达到所述基准电压Vref之后，所述晶体管q52保持在断开状态，经过该期间后，通过由所述晶体管q10引出的电流进行放电。其结果是，如图9中简要示出所述电容器C的充电电压的变化的那样，可利用所述抖动控制电路51来改变对所述电容器C的充放电的停止期间T的设定。通过可改变对该停止期间T的设定，从而可改变对所述开关元件4进行导通/断开驱动的脉冲信号的占空比的设定，由此控制开关频率。

顺带一提，在将上述开关频率设定为最大振荡频率时（区域A）、以及将上述开关频率设定为最小振荡频率时（区域C），将对所述辅助电容器27进行充电的电流选择性地在较小范围内进行设定。因此，所述辅助电容器27的充电需要较长时间，所述停止期间T设定为较长。因而，所述开关频率的开关振幅受到来自所述晶体管q11～q14的电流的支配，而设定得较小。

与此相对，在所述开关频率伴随上述负载变动而发生变化的状态（区域B）下，将对所述辅助电容器27进行充电的电流选择性地在较大范围内进行设定。因此，该情况下，所述辅助电容器27的充电时间较短，其结果是，所述停止期间T设定得较短。于是，因此所述电容器C的充放电周期对应于所述停止期间T变短的量而变短，对所述开关元件4进行导通/断开驱动的脉冲信号的周期变短。因而，所述开关频率的开关振幅受到来自所述晶体管q11～q15的电流的支配，设定得较大。

因此，在处于开关频率伴随负载变动而发生变化的状态（区域B）下，相对于所述开关频率的抖动频率的变化幅度（抖动振幅）有所扩大。其结果是，即使由伴随负载变动的反馈控制而引起的开关频率的变动量与由抖动控制而引起的开关频率的变动量以相抵消的方式进行作用，仍能与上述各实施方式同样地充分确保由该抖动控制而引起的开关频率的变化幅度（抖动振幅）。

另外，本发明并不限定于上述各实施方式。例如可以根据开关电源装置主体1所要求的规格来设定相对于开关频率的抖动振幅、及其扩大幅度。此外，根据规格来设定执行抖动控制时的控制精度、即所述加减计数器电路23的比特数、所述迟滞比较器24、25中设定的基准电压Vref1、Vref2等就足够了。

此处，使用所述迟滞比较器24、25来判定所述反馈电压FB，检测出动作状态转移到上述区域A、B、C，从而阶段性地改变对所述抖动振幅的设定。然而，也可以跟随所述反馈电压FB的变化来对相对于所述开关频率的所述抖动振幅进行递增/递减控制，以取代上述那样的阶段性的控制。此外，当然也能将对所述抖动振幅进行的递增/递减控制、与上述的阶段性的控制适当组合来执行。此外，本发明可以在不脱离其要点的范围内进行各种变形以进行实施。

标号说明

1 开关电源装置主体

10 控制电路（控制IC）

11 振荡电路

11a 缓冲放大器(AMP1)

11b 放大器（AMP2）

11c 迟滞比较器

20、30 抖动控制电路

21 加减计数器

22 分频器

23 加减计数器电路

23a 加减计数器

23b 选择器

24、25、29 迟滞比较器

26 排他性逻辑和电路（EX-NOR）

27 辅助电容器

28 晶体管

40.50 振荡电路

41、51 抖动控制电路

42 电容器电路

C 电容器

ｑ1,ｑ4,ｑ5,ｑ9,ｑ10，ｑ52 晶体管（n沟道型MOS-FET）

ｑ2,ｑ3,ｑ6,ｑ7,ｑ8 晶体管（p沟道型MOS-FET）

ｑ11,ｑ12～ｑ15 晶体管（p沟道型MOS-FET）

ｑ21,ｑ22～ｑ25 晶体管（p沟道型MOS-FET）

ｑ31 晶体管（p沟道型MOS-FET）

Claims

1.一种开关电源装置，其特征在于，包括：

开关电源装置主体，该开关电源装置主体使用开关元件来对输入交流电压进行开关，生成规定的输出直流电压；

抖动振幅控制单元，该抖动振幅控制单元根据所述反馈电压来改变由所述抖动控制单元所产生的抖动振幅，对噪声降低效果进行补偿,

当所述反馈电压处于预先设定的电压范围内时，所述抖动振幅控制单元使所述抖动振幅扩大。

2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

将针对所述反馈电压预先设定的所述电压范围设定为第一阈值电压以下的范围，该第一阈值电压是指伴随所述反馈电压的降低所述开关频率也开始降低的电压。

3.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

将针对所述反馈电压预先设定的所述电压范围设定为第二阈值电压以上的范围，该第二阈值电压是指伴随所述反馈电压的上升所述开关频率也开始上升的电压。

4.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

将针对所述反馈电压预先设定的所述电压范围设定为在第一阈值电压与比该第一阈值电压要低的第二阈值电压之间的范围，该第一阈值电压是指伴随所述反馈电压的降低所述开关频率也开始降低的电压，该第二阈值电压是指伴随所述反馈电压的上升所述开关频率也开始上升的电压。

5.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述抖动振幅控制单元判定所述反馈电压是否包含在预先设定的所述电压范围内，并在基准振幅与振幅比该基准振幅要宽的扩张振幅之间改变所述抖动振幅。

6.如权利要求5所述的开关电源装置，其特征在于，

使用具有规定的迟滞特性的比较器来判定所述反馈电压是否包含在预先设定的所述电压范围内。

7.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述抖动振幅控制单元在所述反馈电压包含在预先设定的电压范围内时，根据该反馈电压使所述抖动振幅从基准振幅递增，直至达到振幅比该基准振幅要宽的扩张振幅为止，在所述反馈电压脱离预先设定的电压范围时，根据该反馈电压使所述抖动振幅从所述扩张振幅递减，直至达到所述基准振幅为止。

8.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述开关控制单元根据所述反馈电压来控制将所述开关元件进行导通/断开驱动的占空比，使所述开关频率发生变化。